JPH11143562A - アクティブフィルタ装置の制御装置 - Google Patents
アクティブフィルタ装置の制御装置Info
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- JPH11143562A JPH11143562A JP9312343A JP31234397A JPH11143562A JP H11143562 A JPH11143562 A JP H11143562A JP 9312343 A JP9312343 A JP 9312343A JP 31234397 A JP31234397 A JP 31234397A JP H11143562 A JPH11143562 A JP H11143562A
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- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】負荷電流の基本波が不平衡の場合も高調波補償
率を低下させない。 【解決手段】負荷電流検出値の逆相成分を三相から二相
に変換する逆相三相二相変換回路20と、この出力信号と
位相同期回路の出力信号から負荷電流の逆相有効成分・
逆相無効成分を算出する第１の逆相成分演算回路21と、
この逆相有効成分信号の直流成分を取出す第１の逆相検
出ローパスフィルタ22と、この逆相無効成分信号の直流
成分を取出す第２の逆相検出ローパスフィルタ23と、各
逆相検出ローパスフィルタの出力信号と位相同期回路の
出力信号から負荷電流の逆相基本波成分を二相で演算す
る第２の逆相成分演算回路24と、この出力信号を二相か
ら三相に変換する逆相成分二相三相変換回路25とからな
る負荷電流基本波逆相成分演算回路を備え、二相三相変
換回路15と逆相成分二相三相変換回路の各出力信号を加
算する基本波加算器26の出力信号を、第１の減算器16の
減算要素として入力する。
率を低下させない。 【解決手段】負荷電流検出値の逆相成分を三相から二相
に変換する逆相三相二相変換回路20と、この出力信号と
位相同期回路の出力信号から負荷電流の逆相有効成分・
逆相無効成分を算出する第１の逆相成分演算回路21と、
この逆相有効成分信号の直流成分を取出す第１の逆相検
出ローパスフィルタ22と、この逆相無効成分信号の直流
成分を取出す第２の逆相検出ローパスフィルタ23と、各
逆相検出ローパスフィルタの出力信号と位相同期回路の
出力信号から負荷電流の逆相基本波成分を二相で演算す
る第２の逆相成分演算回路24と、この出力信号を二相か
ら三相に変換する逆相成分二相三相変換回路25とからな
る負荷電流基本波逆相成分演算回路を備え、二相三相変
換回路15と逆相成分二相三相変換回路の各出力信号を加
算する基本波加算器26の出力信号を、第１の減算器16の
減算要素として入力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、アクティブフィル
タ装置の制御装置に係り、特に負荷電流の基本波が不平
衡の場合にも、高調波補償率を低下させないようにした
アクティブフィルタ装置の制御装置に関するものであ
る。
タ装置の制御装置に係り、特に負荷電流の基本波が不平
衡の場合にも、高調波補償率を低下させないようにした
アクティブフィルタ装置の制御装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】図６は、従来のアクティブフィルタ装置
の制御装置の構成例を示す概要図である。図６におい
て、三相交流電源１には、高調波電流を発生する負荷２
を接続している。
の制御装置の構成例を示す概要図である。図６におい
て、三相交流電源１には、高調波電流を発生する負荷２
を接続している。
【０００３】また、負荷２には、リアクトル３を介して
インバータ４が並列に接続している。さらに、コンデン
サ５により、インバータ４の直流電圧を充電するように
している。
インバータ４が並列に接続している。さらに、コンデン
サ５により、インバータ４の直流電圧を充電するように
している。
【０００４】一方、第１の電流検出器６により、負荷２
の電流ｉL を検出する。また、第２の電流検出器７によ
り、インバータ４の出力電流ｉC を検出する。さらに、
電圧検出器８により、三相交流電源１の交流電圧ｖS を
検出する。
の電流ｉL を検出する。また、第２の電流検出器７によ
り、インバータ４の出力電流ｉC を検出する。さらに、
電圧検出器８により、三相交流電源１の交流電圧ｖS を
検出する。
【０００５】一方、位相同期回路（以下、ＰＬＬ（Ｐｈ
ａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路と称する）は、
電圧検出器８により検出された三相交流電源１の交流電
圧に同期した位相信号θを発生する。また、第１の三相
二相変換回路１０は、下記（式１）によって、第１の電
流検出器６による負荷２の電流検出値を、三相からα
相、β相の二相に変換する。
ａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路と称する）は、
電圧検出器８により検出された三相交流電源１の交流電
圧に同期した位相信号θを発生する。また、第１の三相
二相変換回路１０は、下記（式１）によって、第１の電
流検出器６による負荷２の電流検出値を、三相からα
相、β相の二相に変換する。
【０００６】
【数１】
【０００７】さらに、第１の演算回路１１は、ＰＬＬ回
路９からの位相信号θを用いて、下記（式２）に示すｄ
ｑ変換と呼ばれる演算を行ない、負荷２の電流を有効成
分ｉLPおよび無効成分ｉLQに分離する。そして、このｄ
ｑ変換によって、負荷２の電流の基本波成分は直流信号
となり、高調波成分は交流信号となる。
路９からの位相信号θを用いて、下記（式２）に示すｄ
ｑ変換と呼ばれる演算を行ない、負荷２の電流を有効成
分ｉLPおよび無効成分ｉLQに分離する。そして、このｄ
ｑ変換によって、負荷２の電流の基本波成分は直流信号
となり、高調波成分は交流信号となる。
【０００８】
【数２】
【０００９】一方、第１のローパスフィルタ１２は、第
１の演算回路１１からの有効成分信号ｉLPの直流成分ｉ
LFP を取り出す。また、第２のローパスフィルタ１３
は、第１の演算回路１１からの無効成分信号ｉLQの直流
成分ｉLFQ を取り出す。
１の演算回路１１からの有効成分信号ｉLPの直流成分ｉ
LFP を取り出す。また、第２のローパスフィルタ１３
は、第１の演算回路１１からの無効成分信号ｉLQの直流
成分ｉLFQ を取り出す。
【００１０】さらに、第２の演算回路１４は、ＰＬＬ回
路９からの位相信号θを用いて、下記（式３）に示す逆
ｄｑ変換と呼ばれる演算を行ない、第１のローパスフィ
ルタ１２からの直流成分ｉLFP 、および第２のローパス
フィルタ１３からの直流成分ｉLFQ を、α相とβ相の二
相信号に変換して、負荷２の電流の基本波成分を演算す
る。
路９からの位相信号θを用いて、下記（式３）に示す逆
ｄｑ変換と呼ばれる演算を行ない、第１のローパスフィ
ルタ１２からの直流成分ｉLFP 、および第２のローパス
フィルタ１３からの直流成分ｉLFQ を、α相とβ相の二
相信号に変換して、負荷２の電流の基本波成分を演算す
る。
【００１１】
【数３】
【００１２】さらにまた、二相三相変換回路１５は、下
記（式４）によって、第２の演算回路１４ｉからの二相
信号LF およびｉLF を、三相信号である基本波信号ｉF
に変換する。
記（式４）によって、第２の演算回路１４ｉからの二相
信号LF およびｉLF を、三相信号である基本波信号ｉF
に変換する。
【００１３】
【数４】
【００１４】なお、図６の一点鎖線で囲まれた第１の三
相二相変換回路１０、第１の演算回路１１、第１のロー
パスフィルタ１２、第２のローパスフィルタ１３、第２
の演算回路１４、二相三相変換回路１５から、基本波信
号ｉF を得るための負荷電流基本波演算回路を構成して
いる。
相二相変換回路１０、第１の演算回路１１、第１のロー
パスフィルタ１２、第２のローパスフィルタ１３、第２
の演算回路１４、二相三相変換回路１５から、基本波信
号ｉF を得るための負荷電流基本波演算回路を構成して
いる。
【００１５】一方、第１の減算器１６は、第１の電流検
出器６による負荷２の電流検出値ｉL から、二相三相変
換回路１５からの基本波信号ｉF を減算し、負荷２電流
の高調波成分をインバータ４の電流指令ｉC * として演
算する。
出器６による負荷２の電流検出値ｉL から、二相三相変
換回路１５からの基本波信号ｉF を減算し、負荷２電流
の高調波成分をインバータ４の電流指令ｉC * として演
算する。
【００１６】また、第２の減算器１７は、第１の減算器
１６からの出力信号ｉC * から、第２の電流検出器７に
よるインバータ４の電流検出値ｉC を減算する。さら
に、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔ
ｉｏｎ）回路１８は、インバータ４の電流指令ｉC * と
インバータ４の電流検出値ｉC とが一致するようにゲー
ト信号を作り、インバータ４のスイッチング素子に与え
る。
１６からの出力信号ｉC * から、第２の電流検出器７に
よるインバータ４の電流検出値ｉC を減算する。さら
に、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔ
ｉｏｎ）回路１８は、インバータ４の電流指令ｉC * と
インバータ４の電流検出値ｉC とが一致するようにゲー
ト信号を作り、インバータ４のスイッチング素子に与え
る。
【００１７】図７は、図６のアクティブフィルタ装置の
制御装置における各部波形の一例を示す図である。図７
において、（ａ）は三相交流電源１の交流電圧ｖS の波
形、（ｂ）は電源電流ｉS の波形、（ｃ）は負荷電流ｉ
L の波形、（ｄ）はインバータ４の出力電流ｉC の波
形、（ｅ）は基本波信号ｉF の波形、（ｆ）はインバー
タ４の電流指令ｉC * の波形である。
制御装置における各部波形の一例を示す図である。図７
において、（ａ）は三相交流電源１の交流電圧ｖS の波
形、（ｂ）は電源電流ｉS の波形、（ｃ）は負荷電流ｉ
L の波形、（ｄ）はインバータ４の出力電流ｉC の波
形、（ｅ）は基本波信号ｉF の波形、（ｆ）はインバー
タ４の電流指令ｉC * の波形である。
【００１８】なお、実際には、各波形とも三相である
が、ここでは一相だけについて示している。次に、図７
を参照しながら、図６のアクティブフィルタ装置の制御
装置について説明する。
が、ここでは一相だけについて示している。次に、図７
を参照しながら、図６のアクティブフィルタ装置の制御
装置について説明する。
【００１９】例えば、負荷２が６パルス整流器の時、負
荷２の電流ｉL は、図７（ｃ）に示すような方形波状の
波形になる。アクティブフィルタ装置の目的は、負荷２
の電流ｉL の高調波成分を打ち消す電流を発生して、電
源電流ｉS が図７（ｂ）に示すような基本波成分だけの
波形にすることである。このため、アクティブフィルタ
装置は、負荷２の電流ｉL の高調波成分を検出して、そ
れを出力する必要がある。
荷２の電流ｉL は、図７（ｃ）に示すような方形波状の
波形になる。アクティブフィルタ装置の目的は、負荷２
の電流ｉL の高調波成分を打ち消す電流を発生して、電
源電流ｉS が図７（ｂ）に示すような基本波成分だけの
波形にすることである。このため、アクティブフィルタ
装置は、負荷２の電流ｉL の高調波成分を検出して、そ
れを出力する必要がある。
【００２０】以下に、その制御方法について述べる。ま
ず、負荷２の電流ｉL を検出し、第１の三相二相変換回
路１０、および第１の演算回路１１によって、ｄｑ変換
を行なう。このｄｑ変換によって、負荷２の電流ｉL の
基本波成分は直流成分で表わされ、また高調波成分は交
流成分で表わされる。
ず、負荷２の電流ｉL を検出し、第１の三相二相変換回
路１０、および第１の演算回路１１によって、ｄｑ変換
を行なう。このｄｑ変換によって、負荷２の電流ｉL の
基本波成分は直流成分で表わされ、また高調波成分は交
流成分で表わされる。
【００２１】負荷２の電流ｉL の基本波成分だけを取り
出すため、第１，第２のローパスフィルタ１２，１３で
直流成分を取り出す。そして、この直流成分を第２の演
算回路１４で逆ｄｑ変換し、さらに二相三相変換回路１
５で三相に変換することで、負荷２の電流ｉL の基本波
成分ｉF を演算することができる。この基本波成分ｉF
は、図７（ｅ）に示すような基本波成分だけからなる波
形となる。
出すため、第１，第２のローパスフィルタ１２，１３で
直流成分を取り出す。そして、この直流成分を第２の演
算回路１４で逆ｄｑ変換し、さらに二相三相変換回路１
５で三相に変換することで、負荷２の電流ｉL の基本波
成分ｉF を演算することができる。この基本波成分ｉF
は、図７（ｅ）に示すような基本波成分だけからなる波
形となる。
【００２２】そして、第１の減算器１６により（ｉL −
ｉF ）として、負荷２の電流ｉL の高調波成分を演算
し、それをインバータ４の電流指令ｉC * とする。この
インバータ４の電流指令ｉC * を図７（ｆ）に示す。
ｉF ）として、負荷２の電流ｉL の高調波成分を演算
し、それをインバータ４の電流指令ｉC * とする。この
インバータ４の電流指令ｉC * を図７（ｆ）に示す。
【００２３】さらに、インバータ４の出力電流ｉC をフ
ィードバックして、インバータ４の電流指令ｉC * と一
致するようにＰＷＭ回路１８でゲート信号を作れば、イ
ンバータ４は負荷２の高調波成分を打ち消す電流を流す
ことができる。このインバータ４の出力電流ｉC を図７
（ｄ）に示す。この結果、電源電流ｉS は、図７（ｂ）
に示すように基本波成分だけとなり、アクティブフィル
タ装置は負荷２の高調波電流を補償することができる。
ィードバックして、インバータ４の電流指令ｉC * と一
致するようにＰＷＭ回路１８でゲート信号を作れば、イ
ンバータ４は負荷２の高調波成分を打ち消す電流を流す
ことができる。このインバータ４の出力電流ｉC を図７
（ｄ）に示す。この結果、電源電流ｉS は、図７（ｂ）
に示すように基本波成分だけとなり、アクティブフィル
タ装置は負荷２の高調波電流を補償することができる。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
アクティブフィルタ装置の制御装置では、負荷２が発生
する高調波電流を補償して、電源電流ｉS を基本波成分
だけにすることができる。
アクティブフィルタ装置の制御装置では、負荷２が発生
する高調波電流を補償して、電源電流ｉS を基本波成分
だけにすることができる。
【００２５】しかしながら、高調波補償の対象とする三
相の負荷電流が不平衡な場合には、図６に示すような従
来装置では、高調波補償率が低下する不具合が生じる。
これは、図６の負荷電流基本波演算回路が、三相の基本
波成分の正相基本波成分のみを検出し、逆相基本波成分
を検出しないためである。
相の負荷電流が不平衡な場合には、図６に示すような従
来装置では、高調波補償率が低下する不具合が生じる。
これは、図６の負荷電流基本波演算回路が、三相の基本
波成分の正相基本波成分のみを検出し、逆相基本波成分
を検出しないためである。
【００２６】以下、図８を参照しながら、かかる不具合
について説明する。図８は、不平衡負荷が系統に接続さ
れた場合に流れる基本波不平衡電流の正相成分と逆相成
分を示す図である。
について説明する。図８は、不平衡負荷が系統に接続さ
れた場合に流れる基本波不平衡電流の正相成分と逆相成
分を示す図である。
【００２７】図８（ａ）の回路図に示すように、系統電
源のＲ相とＳ相に負荷が接続され、Ｔ相に負荷が接続さ
れていない状態では、負荷電流はＲ相に電流ＩＬＲが流
れ、Ｓ相に電流ＩＬＳが流れるが、Ｔ相の電流ＩＬＴは
零となり、三相平衡していない不平衡基本波電流が流れ
る。この時、電流ＩＬＲと電流ＩＬＳは、同振幅で１８
０度位相がずれている。
源のＲ相とＳ相に負荷が接続され、Ｔ相に負荷が接続さ
れていない状態では、負荷電流はＲ相に電流ＩＬＲが流
れ、Ｓ相に電流ＩＬＳが流れるが、Ｔ相の電流ＩＬＴは
零となり、三相平衡していない不平衡基本波電流が流れ
る。この時、電流ＩＬＲと電流ＩＬＳは、同振幅で１８
０度位相がずれている。
【００２８】図８（ｂ）は、上記の状態をフェーザで説
明する図である。（ｉ）に示す負荷電流基本波は、同振
幅で１８０度位相がずれている電流ＩＬＲと電流ＩＬＳ
のみであり、Ｔ相の電流ＩＬＴは存在しない。
明する図である。（ｉ）に示す負荷電流基本波は、同振
幅で１８０度位相がずれている電流ＩＬＲと電流ＩＬＳ
のみであり、Ｔ相の電流ＩＬＴは存在しない。
【００２９】（ｉ）のフェーザは、（ii）に示す負荷電
流基本波正相分と（iii)に示す負荷電流基本波正相分と
のベクトル合成になっている。図６の従来のアクティブ
フィルタ装置の制御装置では、負荷電流の基本波成分
を、前述した（式１）、（式２）と第１，第２のローパ
スフィルタ１２，１３と（式３）および（式４）にて算
出するため、図８（ａ）の負荷状態では、基本波成分ｉ
F は図８（ｂ）の（ii）の負荷電流基本波正相分のみと
なる。
流基本波正相分と（iii)に示す負荷電流基本波正相分と
のベクトル合成になっている。図６の従来のアクティブ
フィルタ装置の制御装置では、負荷電流の基本波成分
を、前述した（式１）、（式２）と第１，第２のローパ
スフィルタ１２，１３と（式３）および（式４）にて算
出するため、図８（ａ）の負荷状態では、基本波成分ｉ
F は図８（ｂ）の（ii）の負荷電流基本波正相分のみと
なる。
【００３０】それ故、図６の第１の減算器１６にて算出
されるインバータ４の電流指令ｉC * には、負荷電流の
基本波逆相分が残り、アクティブフィルタ装置の定格範
囲内で、この残留する基本波逆相成分と高調波成分を補
償することになる。
されるインバータ４の電流指令ｉC * には、負荷電流の
基本波逆相分が残り、アクティブフィルタ装置の定格範
囲内で、この残留する基本波逆相成分と高調波成分を補
償することになる。
【００３１】これにより、負荷２の基本波逆相成分が多
いと、高調波成分の補償率が低下するという不具合を生
じる。また、図６の従来装置では、直流電源を付加して
いないため、インバータ４の直流電圧は損失によって徐
々に減少する。そして、このインバータ４の直流電圧が
低下し過ぎると、インバータ４の出力電圧が低下して、
高調波補償電流を出力できなくなる。
いと、高調波成分の補償率が低下するという不具合を生
じる。また、図６の従来装置では、直流電源を付加して
いないため、インバータ４の直流電圧は損失によって徐
々に減少する。そして、このインバータ４の直流電圧が
低下し過ぎると、インバータ４の出力電圧が低下して、
高調波補償電流を出力できなくなる。
【００３２】このため、アクティブフィルタ装置の制御
装置において、インバータ４の電流指令ｉC * に有効成
分を加えて、三相交流電源１と有効電力の受け渡しを行
ない、直流電圧が一定となるように制御する必要があ
る。
装置において、インバータ４の電流指令ｉC * に有効成
分を加えて、三相交流電源１と有効電力の受け渡しを行
ない、直流電圧が一定となるように制御する必要があ
る。
【００３３】さらに、負荷２の高調波電流が増加して、
インバータ４の電流指令ｉC * が定格補償容量を超えた
場合には、インバータ４は定格以上の電流を出力するこ
とになり、保護動作にて装置の運転を停止させることに
なる。
インバータ４の電流指令ｉC * が定格補償容量を超えた
場合には、インバータ４は定格以上の電流を出力するこ
とになり、保護動作にて装置の運転を停止させることに
なる。
【００３４】このため、インバータ４の電流指令ｉC *
が定格補償容量を超えないように調整する必要がある。
また、アクティブフィルタ装置の制御装置は、近年のデ
ィジタル技術の発達に伴ない、負荷電流の基本波成分ｉ
F の検出をマイクロプロセッサを用いたディジタル制御
で実現することが考えられる。
が定格補償容量を超えないように調整する必要がある。
また、アクティブフィルタ装置の制御装置は、近年のデ
ィジタル技術の発達に伴ない、負荷電流の基本波成分ｉ
F の検出をマイクロプロセッサを用いたディジタル制御
で実現することが考えられる。
【００３５】この基本波成分ｉF がディジタル信号とし
て出力される場合、基本波成分ｉFはマイクロプロセッ
サのサンプリング周期（演算周期）毎の不連続な値とな
り、この時間的に不連続な値に伴なう高調波がインバー
タ４の電流指令ｉC * に付加されることになる。
て出力される場合、基本波成分ｉFはマイクロプロセッ
サのサンプリング周期（演算周期）毎の不連続な値とな
り、この時間的に不連続な値に伴なう高調波がインバー
タ４の電流指令ｉC * に付加されることになる。
【００３６】これは、従来のアクティブフィルタ装置の
制御装置をディジタル化することによって発生する不具
合である。さらに、負荷電流基本波演算回路の演算に要
する時間遅れや、第１の電流検出器６の遅れ要素によ
り、基本波成分ｉF が負荷電流ｉL の実際の基本波成分
に対して位相遅れを生じる。
制御装置をディジタル化することによって発生する不具
合である。さらに、負荷電流基本波演算回路の演算に要
する時間遅れや、第１の電流検出器６の遅れ要素によ
り、基本波成分ｉF が負荷電流ｉL の実際の基本波成分
に対して位相遅れを生じる。
【００３７】これにより、インバータ４の電流指令ｉC
* に基本波成分が残留し、アクティブフィルタ装置は定
格範囲内で、この残留する基本波逆相成分と高調波成分
を補償することになる。
* に基本波成分が残留し、アクティブフィルタ装置は定
格範囲内で、この残留する基本波逆相成分と高調波成分
を補償することになる。
【００３８】このため、アクティブフィルタ装置による
高調波成分の補償率が低下するという不具合を生じる。
本発明の第１の目的は、負荷電流の基本波が不平衡の場
合にも高調波補償率を低下させることがないアクティブ
フィルタ装置の制御装置を提供することにある。
高調波成分の補償率が低下するという不具合を生じる。
本発明の第１の目的は、負荷電流の基本波が不平衡の場
合にも高調波補償率を低下させることがないアクティブ
フィルタ装置の制御装置を提供することにある。
【００３９】本発明の第２の目的は、負荷電流の基本波
が不平衡の場合にも高調波補償率を低下させることがな
く、さらにインバータの直流電圧を一定に制御すること
が可能なアクティブフィルタ装置の制御装置を提供する
ことにある。
が不平衡の場合にも高調波補償率を低下させることがな
く、さらにインバータの直流電圧を一定に制御すること
が可能なアクティブフィルタ装置の制御装置を提供する
ことにある。
【００４０】本発明の第３の目的は、負荷電流の基本波
が不平衡の場合にも高調波補償率を低下させることがな
く、さらに負荷の高調波電流が増加して電流指令に含ま
れる高調波成分が定格高調波補償容量を超えた時、電流
指令を調整して高調波出力電流が定格高調波補償容量を
超えないようにすることが可能なアクティブフィルタ装
置の制御装置を提供することにある。
が不平衡の場合にも高調波補償率を低下させることがな
く、さらに負荷の高調波電流が増加して電流指令に含ま
れる高調波成分が定格高調波補償容量を超えた時、電流
指令を調整して高調波出力電流が定格高調波補償容量を
超えないようにすることが可能なアクティブフィルタ装
置の制御装置を提供することにある。
【００４１】本発明の第４の目的は、負荷電流の基本波
が不平衡の場合にも高調波補償率を低下させることがな
く、さらにマイクロプロセッサ等にて構成するディジタ
ル制御装置を用いた場合に生じるサンプリング周期に伴
にう高調波の発生を抑制することが可能なアクティブフ
ィルタ装置の制御装置を提供することにある。
が不平衡の場合にも高調波補償率を低下させることがな
く、さらにマイクロプロセッサ等にて構成するディジタ
ル制御装置を用いた場合に生じるサンプリング周期に伴
にう高調波の発生を抑制することが可能なアクティブフ
ィルタ装置の制御装置を提供することにある。
【００４２】本発明の第５の目的は、負荷電流の基本波
が不平衡の場合にも高調波補償率を低下させることがな
く、さらに負荷電流基本波の検出や演算遅れによる負荷
電流高調波に含まれる基本波成分の残留分を低減させ
て、高調波補償効果の低減を防止するアクティブフィル
タ装置の制御装置を提供することにある。
が不平衡の場合にも高調波補償率を低下させることがな
く、さらに負荷電流基本波の検出や演算遅れによる負荷
電流高調波に含まれる基本波成分の残留分を低減させ
て、高調波補償効果の低減を防止するアクティブフィル
タ装置の制御装置を提供することにある。
【００４３】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、請求項１の発明では、三相交流電源に同期した位
相信号を発生する位相同期回路と、三相交流電源に接続
された負荷の電流検出値を三相から二相に変換する第１
の三相二相変換回路と、第１の三相二相変換回路からの
出力信号と位相同期回路からの出力信号とに基づいて、
負荷電流の有効成分および無効成分を演算する第１の演
算回路と、第１の演算回路からの有効成分信号の直流成
分を取り出す第１のローパスフィルタと、第１の演算回
路からの無効成分信号の直流成分を取り出す第２のロー
パスフィルタと、第１のローパスフィルタからの出力信
号と第２のローパスフィルタからの出力信号と位相同期
回路からの出力信号とに基づいて、負荷電流の基本波成
分を二相で演算する第２の演算回路と、第２の演算回路
からの出力信号を二相から三相に変換する二相三相変換
回路と、負荷電流検出値から二相三相変換回路からの出
力信号を減算して、負荷電流の高調波成分を演算する第
１の減算器とを備え、第１の減算器からの出力信号を、
負荷に並列に接続されたインバータの電流指令とするよ
うにしたアクティブフィルタ装置の制御装置において、
負荷電流検出値の逆相成分を三相から二相に変換する逆
相三相二相変換回路と、逆相三相二相変換回路からの出
力信号と位相同期回路からの出力信号とに基づいて、負
荷電流の逆相有効成分および逆相無効成分を算出する第
１の逆相成分演算回路と、第１の逆相成分演算回路から
の逆相有効成分信号の直流成分を取り出す第１の逆相検
出ローパスフィルタと、第１の逆相成分演算回路からの
逆相無効成分信号の直流成分を取り出す第２の逆相検出
ローパスフィルタと、第１の逆相検出ローパスフィルタ
からの出力信号と第２の逆相検出ローパスフィルタから
の出力信号と位相同期回路からの出力信号とに基づい
て、負荷電流の逆相基本波成分を二相で演算する第２の
逆相成分演算回路と、第２の逆相成分演算回路からの出
力信号を二相から三相に変換する逆相成分二相三相変換
回路と、からなる負荷電流基本波逆相成分演算回路を備
え、二相三相変換回路からの出力信号と逆相成分二相三
相変換回路からの出力信号とを加算する基本波加算器か
らの出力信号を、上記第１の減算器の減算要素として入
力するようにしている。
めに、請求項１の発明では、三相交流電源に同期した位
相信号を発生する位相同期回路と、三相交流電源に接続
された負荷の電流検出値を三相から二相に変換する第１
の三相二相変換回路と、第１の三相二相変換回路からの
出力信号と位相同期回路からの出力信号とに基づいて、
負荷電流の有効成分および無効成分を演算する第１の演
算回路と、第１の演算回路からの有効成分信号の直流成
分を取り出す第１のローパスフィルタと、第１の演算回
路からの無効成分信号の直流成分を取り出す第２のロー
パスフィルタと、第１のローパスフィルタからの出力信
号と第２のローパスフィルタからの出力信号と位相同期
回路からの出力信号とに基づいて、負荷電流の基本波成
分を二相で演算する第２の演算回路と、第２の演算回路
からの出力信号を二相から三相に変換する二相三相変換
回路と、負荷電流検出値から二相三相変換回路からの出
力信号を減算して、負荷電流の高調波成分を演算する第
１の減算器とを備え、第１の減算器からの出力信号を、
負荷に並列に接続されたインバータの電流指令とするよ
うにしたアクティブフィルタ装置の制御装置において、
負荷電流検出値の逆相成分を三相から二相に変換する逆
相三相二相変換回路と、逆相三相二相変換回路からの出
力信号と位相同期回路からの出力信号とに基づいて、負
荷電流の逆相有効成分および逆相無効成分を算出する第
１の逆相成分演算回路と、第１の逆相成分演算回路から
の逆相有効成分信号の直流成分を取り出す第１の逆相検
出ローパスフィルタと、第１の逆相成分演算回路からの
逆相無効成分信号の直流成分を取り出す第２の逆相検出
ローパスフィルタと、第１の逆相検出ローパスフィルタ
からの出力信号と第２の逆相検出ローパスフィルタから
の出力信号と位相同期回路からの出力信号とに基づい
て、負荷電流の逆相基本波成分を二相で演算する第２の
逆相成分演算回路と、第２の逆相成分演算回路からの出
力信号を二相から三相に変換する逆相成分二相三相変換
回路と、からなる負荷電流基本波逆相成分演算回路を備
え、二相三相変換回路からの出力信号と逆相成分二相三
相変換回路からの出力信号とを加算する基本波加算器か
らの出力信号を、上記第１の減算器の減算要素として入
力するようにしている。
【００４４】従って、請求項１の発明のアクティブフィ
ルタ装置の制御装置においては、負荷電流基本波逆相成
分演算回路を備えていることにより、負荷電流基本波が
不平衡負荷の場合にも、各相毎の負荷電流の不平衡基本
波成分を検出することができ、各相毎の高調波電流を電
流指令値として算出できるため、アクティブフィルタ装
置は高調波補償率を低下させないようにすることができ
る。
ルタ装置の制御装置においては、負荷電流基本波逆相成
分演算回路を備えていることにより、負荷電流基本波が
不平衡負荷の場合にも、各相毎の負荷電流の不平衡基本
波成分を検出することができ、各相毎の高調波電流を電
流指令値として算出できるため、アクティブフィルタ装
置は高調波補償率を低下させないようにすることができ
る。
【００４５】また、請求項２の発明では、上記請求項１
の発明のアクティブフィルタ装置の制御装置において、
インバータの直流電圧検出値と直流電圧指令との差を出
力する第３の減算器と、第３の減算器からの出力信号を
増幅する増幅器と、からなる直流電圧制御回路を付加
し、増幅器からの出力信号を、上記第１のローパスフィ
ルタからの出力信号に加算するようにしている。
の発明のアクティブフィルタ装置の制御装置において、
インバータの直流電圧検出値と直流電圧指令との差を出
力する第３の減算器と、第３の減算器からの出力信号を
増幅する増幅器と、からなる直流電圧制御回路を付加
し、増幅器からの出力信号を、上記第１のローパスフィ
ルタからの出力信号に加算するようにしている。
【００４６】従って、請求項２の発明のアクティブフィ
ルタ装置の制御装置においては、インバータの直流電圧
を検出し、その検出値と直流電圧指令との差をとり、そ
の差分を増幅した信号を第１のローパスフィルタからの
出力である負荷電流の基本波有効成分に加算することに
より、上記請求項１の発明の場合と同様の作用を奏する
のに加えて、電流指令に基本波有効成分が加わり、イン
バータは三相交流電源と有効電力の受け渡しを行なうこ
とができるため、インバータの直流電圧を一定に制御す
ることができる。
ルタ装置の制御装置においては、インバータの直流電圧
を検出し、その検出値と直流電圧指令との差をとり、そ
の差分を増幅した信号を第１のローパスフィルタからの
出力である負荷電流の基本波有効成分に加算することに
より、上記請求項１の発明の場合と同様の作用を奏する
のに加えて、電流指令に基本波有効成分が加わり、イン
バータは三相交流電源と有効電力の受け渡しを行なうこ
とができるため、インバータの直流電圧を一定に制御す
ることができる。
【００４７】さらに、請求項３の発明では、上記請求項
１の発明のアクティブフィルタ装置の制御装置におい
て、逆相成分二相三相変換回路からの出力信号を三相か
ら二相に変換する第２の三相二相変換回路と、第２の三
相二相変換回路からの出力信号と位相同期回路からの出
力信号とに基づいて、負荷電流の逆相成分を正相の有効
成分および無効成分として算出する第３の演算回路と、
第１のローパスフィルタからの出力信号と第３の演算回
路からの有効成分とを加算する第２の加算器と、第２の
ローパスフィルタからの出力信号と第３の演算回路から
の無効成分とを加算する第３の加算器と、第１の演算回
路からの出力である負荷電流の有効成分および無効成分
と第２の加算器からの出力信号と第３の加算器からの出
力信号とに基づいて電流指令を演算し、当該電流指令が
定格補償容量以上であれば電流指令が定格補償容量とな
るような電流指令調整ゲインを演算する電流指令ゲイン
演算回路と、電流指令ゲイン演算回路からの電流指令調
整ゲインを第１の減算器からの出力信号に乗算する乗算
器と、からなる電流指令調整回路を付加し、乗算器から
の出力信号を、最終的な上記インバータの電流指令とす
るようにしている。
１の発明のアクティブフィルタ装置の制御装置におい
て、逆相成分二相三相変換回路からの出力信号を三相か
ら二相に変換する第２の三相二相変換回路と、第２の三
相二相変換回路からの出力信号と位相同期回路からの出
力信号とに基づいて、負荷電流の逆相成分を正相の有効
成分および無効成分として算出する第３の演算回路と、
第１のローパスフィルタからの出力信号と第３の演算回
路からの有効成分とを加算する第２の加算器と、第２の
ローパスフィルタからの出力信号と第３の演算回路から
の無効成分とを加算する第３の加算器と、第１の演算回
路からの出力である負荷電流の有効成分および無効成分
と第２の加算器からの出力信号と第３の加算器からの出
力信号とに基づいて電流指令を演算し、当該電流指令が
定格補償容量以上であれば電流指令が定格補償容量とな
るような電流指令調整ゲインを演算する電流指令ゲイン
演算回路と、電流指令ゲイン演算回路からの電流指令調
整ゲインを第１の減算器からの出力信号に乗算する乗算
器と、からなる電流指令調整回路を付加し、乗算器から
の出力信号を、最終的な上記インバータの電流指令とす
るようにしている。
【００４８】従って、請求項３の発明のアクティブフィ
ルタ装置の制御装置においては、第１の演算回路からの
出力信号である負荷電流の有効成分および無効成分と、
第１のローパスフィルタからの出力信号と第２のローパ
スフィルタからの出力信号と第３の演算回路からの出力
信号とから電流指令を演算し、その電流指令が定格補償
容量以上であれば、電流指令が定格補償容量となるよう
なゲインを演算し、そのゲインを電流指令に乗算するこ
とにより、上記請求項１の発明の場合と同様の作用を奏
するのに加えて、インバータの電流指令を定格補償容量
以内に調整することができるため、アクティブフィルタ
装置が補償する容量を定格にすることができる。
ルタ装置の制御装置においては、第１の演算回路からの
出力信号である負荷電流の有効成分および無効成分と、
第１のローパスフィルタからの出力信号と第２のローパ
スフィルタからの出力信号と第３の演算回路からの出力
信号とから電流指令を演算し、その電流指令が定格補償
容量以上であれば、電流指令が定格補償容量となるよう
なゲインを演算し、そのゲインを電流指令に乗算するこ
とにより、上記請求項１の発明の場合と同様の作用を奏
するのに加えて、インバータの電流指令を定格補償容量
以内に調整することができるため、アクティブフィルタ
装置が補償する容量を定格にすることができる。
【００４９】また、請求項４の発明では、上記請求項１
の発明のアクティブフィルタ装置の制御装置において、
基本波加算器からの出力信号の高調波成分を除去する基
本波ローパスフィルタを付加し、基本波ローパスフィル
タからの出力信号を、上記第１の減算器の減算要素とし
て入力するようにしている。
の発明のアクティブフィルタ装置の制御装置において、
基本波加算器からの出力信号の高調波成分を除去する基
本波ローパスフィルタを付加し、基本波ローパスフィル
タからの出力信号を、上記第１の減算器の減算要素とし
て入力するようにしている。
【００５０】従って、請求項４の発明のアクティブフィ
ルタ装置の制御装置においては、基本波加算器からの出
力信号を基本波ローパスフィルタに入力し、基本波ロー
パスフィルタからの出力信号を第１の減算器の減算要素
として入力することにより、上記請求項１の発明の場合
と同様の作用を奏するのに加えて、基本波三相信号を演
算する回路として、マイクロプロセッサ等にて構成する
ディジタル回路を用いた場合にも、サンプリング周期に
依存して発生する高調波を抑制することができる。
ルタ装置の制御装置においては、基本波加算器からの出
力信号を基本波ローパスフィルタに入力し、基本波ロー
パスフィルタからの出力信号を第１の減算器の減算要素
として入力することにより、上記請求項１の発明の場合
と同様の作用を奏するのに加えて、基本波三相信号を演
算する回路として、マイクロプロセッサ等にて構成する
ディジタル回路を用いた場合にも、サンプリング周期に
依存して発生する高調波を抑制することができる。
【００５１】さらに、請求項５の発明では、上記請求項
１の発明のアクティブフィルタ装置の制御装置におい
て、第１の設定器と、第１の位相加算器と、第２の設定
器と、第２の位相加算器とを付加し、上記第２の演算回
路に入力する位相信号として、位相同期回路からの出力
信号と第１の設定器からの出力設定信号とを第１の位相
加算器で加算した信号を用い、上記第２の逆相成分演算
回路に入力する位相信号として、位相同期回路からの出
力信号と第２の設定器からの出力設定信号とを第２の位
相加算器で加算した信号を用いるようにしている。
１の発明のアクティブフィルタ装置の制御装置におい
て、第１の設定器と、第１の位相加算器と、第２の設定
器と、第２の位相加算器とを付加し、上記第２の演算回
路に入力する位相信号として、位相同期回路からの出力
信号と第１の設定器からの出力設定信号とを第１の位相
加算器で加算した信号を用い、上記第２の逆相成分演算
回路に入力する位相信号として、位相同期回路からの出
力信号と第２の設定器からの出力設定信号とを第２の位
相加算器で加算した信号を用いるようにしている。
【００５２】従って、請求項５の発明のアクティブフィ
ルタ装置の制御装置においては、第２の演算回路および
第２の逆相成分演算回路に入力する位相信号として、位
相同期回路からの出力信号を第１の設定器および第２の
設定器で補正した信号を用いるようにすることにより、
上記請求項１の発明の場合と同様の作用を奏するのに加
えて、負荷電流基本波演算回路の演算に要する時間遅れ
や負荷電流検出器の遅れ要素によって、検出する負荷電
流の基本波成分が負荷電流の実際の基本波成分に対して
位相遅れを生じなくすることができるため、負荷電流か
ら位相遅れなく基本波成分を除去でき、負荷電流の基本
波成分が残留しない高調波検出信号をアクティブフィル
タ装置の電流基準にでき、アクティブフィルタ装置の高
調波補償率を上げることができる。
ルタ装置の制御装置においては、第２の演算回路および
第２の逆相成分演算回路に入力する位相信号として、位
相同期回路からの出力信号を第１の設定器および第２の
設定器で補正した信号を用いるようにすることにより、
上記請求項１の発明の場合と同様の作用を奏するのに加
えて、負荷電流基本波演算回路の演算に要する時間遅れ
や負荷電流検出器の遅れ要素によって、検出する負荷電
流の基本波成分が負荷電流の実際の基本波成分に対して
位相遅れを生じなくすることができるため、負荷電流か
ら位相遅れなく基本波成分を除去でき、負荷電流の基本
波成分が残留しない高調波検出信号をアクティブフィル
タ装置の電流基準にでき、アクティブフィルタ装置の高
調波補償率を上げることができる。
【００５３】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。 （第１の実施の形態）図１は、本実施の形態によるアク
ティブフィルタ装置の制御装置の構成例を示す概要図で
あり、図６と同一部分には同一符号を付してその説明を
省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
て図面を参照して詳細に説明する。 （第１の実施の形態）図１は、本実施の形態によるアク
ティブフィルタ装置の制御装置の構成例を示す概要図で
あり、図６と同一部分には同一符号を付してその説明を
省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【００５４】すなわち、本実施の形態のアクティブフィ
ルタ装置の制御装置は、図１に示すように、逆相三相二
相変換回路２０と、第１の逆相成分演算回路２１と、第
１の逆相検出ローパスフィルタ２２と、第２の逆相検出
ローパスフィルタ２３と、第２の逆相成分演算回路２４
と、逆相成分二相三相変換回路２５と、基本波加算器２
６とからなる、一点鎖線で囲まれた負荷電流基本波逆相
成分演算回路を、図６に付加した構成としている。
ルタ装置の制御装置は、図１に示すように、逆相三相二
相変換回路２０と、第１の逆相成分演算回路２１と、第
１の逆相検出ローパスフィルタ２２と、第２の逆相検出
ローパスフィルタ２３と、第２の逆相成分演算回路２４
と、逆相成分二相三相変換回路２５と、基本波加算器２
６とからなる、一点鎖線で囲まれた負荷電流基本波逆相
成分演算回路を、図６に付加した構成としている。
【００５５】逆相三相二相変換回路２０は、前記第１の
電流検出器６による負荷２の電流検出値ｉL の逆相成分
を、三相から二相に変換する。第１の逆相成分演算回路
２１は、逆相三相二相変換回路２０からの出力信号ｉLN
、ｉLN と、前記ＰＬＬ回路９からの出力信号θとに基
づいて、負荷電流の逆相有効成分ｉLNP および逆相無効
成分ｉLNQ を算出する。
電流検出器６による負荷２の電流検出値ｉL の逆相成分
を、三相から二相に変換する。第１の逆相成分演算回路
２１は、逆相三相二相変換回路２０からの出力信号ｉLN
、ｉLN と、前記ＰＬＬ回路９からの出力信号θとに基
づいて、負荷電流の逆相有効成分ｉLNP および逆相無効
成分ｉLNQ を算出する。
【００５６】第１の逆相検出ローパスフィルタ２２は、
第１の逆相成分演算回路２１からの逆相有効成分信号ｉ
LNP の直流成分ｉLNFPを取り出す。第２の逆相検出ロー
パスフィルタ２３は、第１の逆相成分演算回路２１から
の逆相無効成分信号ｉLNQ の直流成分ｉLNFQを取り出
す。
第１の逆相成分演算回路２１からの逆相有効成分信号ｉ
LNP の直流成分ｉLNFPを取り出す。第２の逆相検出ロー
パスフィルタ２３は、第１の逆相成分演算回路２１から
の逆相無効成分信号ｉLNQ の直流成分ｉLNFQを取り出
す。
【００５７】第２の逆相成分演算回路２４は、第１の逆
相検出ローパスフィルタ２２からの出力信号ｉLNFPと、
第２の逆相検出ローパスフィルタ２３からの出力信号ｉ
LNFQと、ＰＬＬ回路９からの出力信号θとに基づいて、
負荷電流の逆相基本波成分を二相で演算する。
相検出ローパスフィルタ２２からの出力信号ｉLNFPと、
第２の逆相検出ローパスフィルタ２３からの出力信号ｉ
LNFQと、ＰＬＬ回路９からの出力信号θとに基づいて、
負荷電流の逆相基本波成分を二相で演算する。
【００５８】逆相成分二相三相変換回路２５は、第２の
逆相成分演算回路２４からの出力信号ｉLNF ，ｉLNF
を、二相から三相に変換する。基本波加算器２６は、前
記二相三相変換回路１５からの出力信号ｉF と逆相成分
二相三相変換回路２５からの出力信号ｉNFとを加算す
る。
逆相成分演算回路２４からの出力信号ｉLNF ，ｉLNF
を、二相から三相に変換する。基本波加算器２６は、前
記二相三相変換回路１５からの出力信号ｉF と逆相成分
二相三相変換回路２５からの出力信号ｉNFとを加算す
る。
【００５９】そして、基本波加算器２６からの出力信号
ｉFMを、前記第１の減算器１６の減算要素として入力す
るようにしている。次に、以上のように構成した本実施
の形態のアクティブフィルタ装置の制御装置の動作につ
いて説明する。
ｉFMを、前記第１の減算器１６の減算要素として入力す
るようにしている。次に、以上のように構成した本実施
の形態のアクティブフィルタ装置の制御装置の動作につ
いて説明する。
【００６０】なお、前述した図６と同一部分の動作につ
いてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の動作に
ついてのみ述べる。図１において、負荷電流基本波逆相
成分演算回路内の逆相三相二相変換回路２０は、下記
（式５）によって、負荷２の電流検出値ｉL を三相から
α相、β相の二相に変換する。
いてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の動作に
ついてのみ述べる。図１において、負荷電流基本波逆相
成分演算回路内の逆相三相二相変換回路２０は、下記
（式５）によって、負荷２の電流検出値ｉL を三相から
α相、β相の二相に変換する。
【００６１】
【数５】
【００６２】すなわち、この（式５）は、図６の従来装
置で説明した第１の三相二相変換回路１０の演算を行な
う（式１）のｉLVとｉLWを入れ替えた（式５）により、
２相負荷電流信号ｉLN 、ｉLN を算出する。
置で説明した第１の三相二相変換回路１０の演算を行な
う（式１）のｉLVとｉLWを入れ替えた（式５）により、
２相負荷電流信号ｉLN 、ｉLN を算出する。
【００６３】第１の逆相成分演算回路２１は、ＰＬＬ回
路９からの位相信号θを用いて、下記（式６）に示すｄ
ｑ変換と呼ばれる演算を行ない、負荷２の電流を有効成
分ｉLNP と無効成分ｉLNQ に分離する。
路９からの位相信号θを用いて、下記（式６）に示すｄ
ｑ変換と呼ばれる演算を行ない、負荷２の電流を有効成
分ｉLNP と無効成分ｉLNQ に分離する。
【００６４】
【数６】
【００６５】すなわち、この（式６）は、図６の従来装
置で説明した第１の演算回路１１の演算を行なう（式
２）と同一のアルゴリズムである。このｄｑ変換によっ
て、負荷２の電流の基本波逆相成分は直流信号となり、
基本波正相成分と高調波成分は交流信号となる。
置で説明した第１の演算回路１１の演算を行なう（式
２）と同一のアルゴリズムである。このｄｑ変換によっ
て、負荷２の電流の基本波逆相成分は直流信号となり、
基本波正相成分と高調波成分は交流信号となる。
【００６６】第１のローパスフィルタ２２は、第１の逆
相成分演算回路２１からの逆相有効成分信号ｉLNP の直
流成分ｉLNFPを取り出し、第２のローパスフィルタ２３
は、第１の逆相成分演算回路２１からの逆相無効成分信
号ｉLNQ の直流成分ｉLNFQを取り出す。
相成分演算回路２１からの逆相有効成分信号ｉLNP の直
流成分ｉLNFPを取り出し、第２のローパスフィルタ２３
は、第１の逆相成分演算回路２１からの逆相無効成分信
号ｉLNQ の直流成分ｉLNFQを取り出す。
【００６７】第１の逆相成分演算回路２４は、ＰＬＬ回
路９からの位相信号θを用いて、下記（式７）に示す逆
ｄｑ変換と呼ばれる演算を行ない、第１の逆相検出ロー
パスフィルタ２２からの出力信号ｉLNFP、第２の逆相検
出ローパスフィルタ２３からの出力信号ｉLNFQを、α相
とβ相の二相信号に変換する。
路９からの位相信号θを用いて、下記（式７）に示す逆
ｄｑ変換と呼ばれる演算を行ない、第１の逆相検出ロー
パスフィルタ２２からの出力信号ｉLNFP、第２の逆相検
出ローパスフィルタ２３からの出力信号ｉLNFQを、α相
とβ相の二相信号に変換する。
【００６８】
【数７】
【００６９】逆相成分二相三相変換回路２５は、下記
（式８）によって、第２の逆相成分演算回路２４からの
出力信号ｉLNF 、ｉLNF を、三相信号である基本波信
号 ｉNFに変換する。
（式８）によって、第２の逆相成分演算回路２４からの
出力信号ｉLNF 、ｉLNF を、三相信号である基本波信
号 ｉNFに変換する。
【００７０】
【数８】
【００７１】基本波加算器２６は、逆相成分二相三相変
換回路２５からの出力信号（三相基本波逆相信号）ｉNF
に、二相三相変換回路１５からの出力信号（三相基本波
信号）ｉF を加算して、補正基本波三相信号ｉFMを出力
する。
換回路２５からの出力信号（三相基本波逆相信号）ｉNF
に、二相三相変換回路１５からの出力信号（三相基本波
信号）ｉF を加算して、補正基本波三相信号ｉFMを出力
する。
【００７２】以上により、前記図８で説明した負荷電流
の基本波逆相分を、三相基本波逆相信号ｉNFとして検出
することができ、これを基本波正相分である三相基本波
信号ｉF と加算することにより、負荷電流の三相の各相
毎の基本波成分を補正基本波三相信号ｉFMとして算出す
る。
の基本波逆相分を、三相基本波逆相信号ｉNFとして検出
することができ、これを基本波正相分である三相基本波
信号ｉF と加算することにより、負荷電流の三相の各相
毎の基本波成分を補正基本波三相信号ｉFMとして算出す
る。
【００７３】第１の減算器１６は、前記第１の電流検出
器６による負荷２の電流検出値ｉLから、補正基本波三
相信号ｉFMを減算し、第２の減算器１７は、第１の減算
器１６からの出力信号ｉC * から、前記第２の電流検出
器７によるインバータ４の電流検出値ｉC を減算する。
器６による負荷２の電流検出値ｉLから、補正基本波三
相信号ｉFMを減算し、第２の減算器１７は、第１の減算
器１６からの出力信号ｉC * から、前記第２の電流検出
器７によるインバータ４の電流検出値ｉC を減算する。
【００７４】そして、ＰＷＭ回路１８は、この信号ｉC
* とインバータ４の電流検出値ｉCとが一致するように
ゲート信号を作り、インバータ４のスイッチング素子に
与える。
* とインバータ４の電流検出値ｉCとが一致するように
ゲート信号を作り、インバータ４のスイッチング素子に
与える。
【００７５】上述したように、本実施の形態のアクティ
ブフィルタ装置の制御装置では、負荷電流基本波逆相成
分演算回路を備えるようにしているので、負荷２が不平
衡負荷の場合（負荷電流基本波が不平衡の場合）にも、
各相毎の負荷電流の基本波成分を検出することができ、
各相毎の高調波電流を電流指令値として算出できるた
め、アクティブフィルタ装置は、負荷電流の高調波補償
率を低下させないようにすることが可能となる。
ブフィルタ装置の制御装置では、負荷電流基本波逆相成
分演算回路を備えるようにしているので、負荷２が不平
衡負荷の場合（負荷電流基本波が不平衡の場合）にも、
各相毎の負荷電流の基本波成分を検出することができ、
各相毎の高調波電流を電流指令値として算出できるた
め、アクティブフィルタ装置は、負荷電流の高調波補償
率を低下させないようにすることが可能となる。
【００７６】（第２の実施の形態）図２は、本実施の形
態によるアクティブフィルタ装置の制御装置の構成例を
示す概要図であり、図１と同一部分には同一符号を付し
てその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ
述べる。
態によるアクティブフィルタ装置の制御装置の構成例を
示す概要図であり、図１と同一部分には同一符号を付し
てその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ
述べる。
【００７７】すなわち、本実施の形態のアクティブフィ
ルタ装置の制御装置は、図２に示すように、直流電圧基
準設定器３４と、第３の減算器３５と、増幅器３６と、
第１の加算器３７とからなる、一点鎖線で囲まれた直流
電圧制御回路を、図１に付加した構成としている。
ルタ装置の制御装置は、図２に示すように、直流電圧基
準設定器３４と、第３の減算器３５と、増幅器３６と、
第１の加算器３７とからなる、一点鎖線で囲まれた直流
電圧制御回路を、図１に付加した構成としている。
【００７８】直流電圧基準設定器３４は、直流電圧指令
としての直流電圧基準信号ＶD * を設定する。第３の減
算器３５は、前記インバータ４の直流電圧検出値ＶD
と、直流電圧基準設定器３４からの直流電圧基準信号Ｖ
D * との差を出力する。
としての直流電圧基準信号ＶD * を設定する。第３の減
算器３５は、前記インバータ４の直流電圧検出値ＶD
と、直流電圧基準設定器３４からの直流電圧基準信号Ｖ
D * との差を出力する。
【００７９】増幅器３６は、第３の減算器３５からの出
力信号を増幅する。第１の加算器３７は、増幅器３６か
らの出力信号ｉAVR を、前記第１のローパスフィルタ１
２からの出力信号ｉLFP に加算する。
力信号を増幅する。第１の加算器３７は、増幅器３６か
らの出力信号ｉAVR を、前記第１のローパスフィルタ１
２からの出力信号ｉLFP に加算する。
【００８０】次に、以上のように構成した本実施の形態
のアクティブフィルタ装置の制御装置の動作について説
明する。なお、前述した図１と同一部分の動作について
はその説明を省略し、ここでは異なる部分の動作につい
てのみ述べる。
のアクティブフィルタ装置の制御装置の動作について説
明する。なお、前述した図１と同一部分の動作について
はその説明を省略し、ここでは異なる部分の動作につい
てのみ述べる。
【００８１】図２において、第３の減算器３５は、イン
バータ４の直流電圧検出値ＶD を、直流電圧基準設定器
３４からの直流電圧基準信号ＶD * と比較し、その差を
増幅器３６で増幅し、その増幅信号ｉAVR を、第１のロ
ーパスフィルタ１２からの負荷電流ｉL の基本波有効成
分ｉLFP に加算する。
バータ４の直流電圧検出値ＶD を、直流電圧基準設定器
３４からの直流電圧基準信号ＶD * と比較し、その差を
増幅器３６で増幅し、その増幅信号ｉAVR を、第１のロ
ーパスフィルタ１２からの負荷電流ｉL の基本波有効成
分ｉLFP に加算する。
【００８２】この場合、増幅信号ｉAVR は、ＶD * ＞Ｖ
D の時は正であり、ＶD * ＜ＶD の時は負である。ＶD
* ＞ＶD の時、二相三相変換回路１５からの負荷電流基
本波成分ｉF に含まれる有効成分はｉAVR だけ増加し、
その結果、電流指令ｉC * には−ｉAVR に相当する基本
波有効成分が加わり、インバータ４は有効電力を受電
し、インバータ４の直流電圧が上昇する。
D の時は正であり、ＶD * ＜ＶD の時は負である。ＶD
* ＞ＶD の時、二相三相変換回路１５からの負荷電流基
本波成分ｉF に含まれる有効成分はｉAVR だけ増加し、
その結果、電流指令ｉC * には−ｉAVR に相当する基本
波有効成分が加わり、インバータ４は有効電力を受電
し、インバータ４の直流電圧が上昇する。
【００８３】また、ＶD * ＜ＶD の時、二相三相変換回
路１５からの負荷電流基本波成分ｉF に含まれる有効成
分は｜ｉAVR ｜だけ減少し、その結果、電流指令ｉC *
には｜ｉAVR ｜に相当する基本波有効成分が加わり、イ
ンバータ４は有効電力を出力し、インバータ４の直流電
圧が下降する。
路１５からの負荷電流基本波成分ｉF に含まれる有効成
分は｜ｉAVR ｜だけ減少し、その結果、電流指令ｉC *
には｜ｉAVR ｜に相当する基本波有効成分が加わり、イ
ンバータ４は有効電力を出力し、インバータ４の直流電
圧が下降する。
【００８４】上述したように、本実施の形態のアクティ
ブフィルタ装置の制御装置では、インバータ４の直流電
圧を検出し、その検出値と直流電圧指令との差をとり、
その差分を増幅した信号を第１のローパスフィルタ１２
からの出力である負荷電流の基本波有効成分に加算する
ようにしているので、前記第１の実施の形態の場合と同
様の効果が得られるのに加えて、電流指令に有効成分が
加わり、インバータ４は三相交流電源１と有効電力の受
け渡しを行なうことができるため、インバータ４の直流
電圧を一定に制御することが可能となる。
ブフィルタ装置の制御装置では、インバータ４の直流電
圧を検出し、その検出値と直流電圧指令との差をとり、
その差分を増幅した信号を第１のローパスフィルタ１２
からの出力である負荷電流の基本波有効成分に加算する
ようにしているので、前記第１の実施の形態の場合と同
様の効果が得られるのに加えて、電流指令に有効成分が
加わり、インバータ４は三相交流電源１と有効電力の受
け渡しを行なうことができるため、インバータ４の直流
電圧を一定に制御することが可能となる。
【００８５】（第３の実施の形態）図３は、本実施の形
態によるアクティブフィルタ装置の制御装置の構成例を
示す概要図であり、図１と同一部分には同一符号を付し
てその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ
述べる。
態によるアクティブフィルタ装置の制御装置の構成例を
示す概要図であり、図１と同一部分には同一符号を付し
てその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ
述べる。
【００８６】すなわち、本実施の形態のアクティブフィ
ルタ装置の制御装置は、図３に示すように、第２の三相
二相変換回路４０と、第３の演算回路４１と、第２の加
算器４２と、第３の加算器４３と、電流指令ゲイン演算
回路４８と、乗算器４９とからなる、一点鎖線で囲まれ
た電流指令調整回路を、図１に付加した構成としてい
る。
ルタ装置の制御装置は、図３に示すように、第２の三相
二相変換回路４０と、第３の演算回路４１と、第２の加
算器４２と、第３の加算器４３と、電流指令ゲイン演算
回路４８と、乗算器４９とからなる、一点鎖線で囲まれ
た電流指令調整回路を、図１に付加した構成としてい
る。
【００８７】第２の三相二相変換回路４０は、前記逆相
成分二相三相変換回路２５からの出力信号ｉNFを、三相
から二相に変換する。第３の演算回路４１は、第２の三
相二相変換回路４０からの出力信号ｉLNP、ｉLNP と、
前記ＰＬＬ回路９からの出力信号θとに基づいて、負荷
電流の逆相成分を正相の有効成分ｉLNPPおよび無効成分
ｉLNPQとして算出する。
成分二相三相変換回路２５からの出力信号ｉNFを、三相
から二相に変換する。第３の演算回路４１は、第２の三
相二相変換回路４０からの出力信号ｉLNP、ｉLNP と、
前記ＰＬＬ回路９からの出力信号θとに基づいて、負荷
電流の逆相成分を正相の有効成分ｉLNPPおよび無効成分
ｉLNPQとして算出する。
【００８８】第２の加算器４２は、第１のローパスフィ
ルタ１２からの出力信号ｉLFP と、第３の演算回路４１
からの有効成分ｉLNPPとを加算する。第３の加算器４３
は、第２のローパスフィルタ１３からの出力信号ｉLFQ
と、第３の演算回路４１からの無効成分ｉLNPQとを加算
する。
ルタ１２からの出力信号ｉLFP と、第３の演算回路４１
からの有効成分ｉLNPPとを加算する。第３の加算器４３
は、第２のローパスフィルタ１３からの出力信号ｉLFQ
と、第３の演算回路４１からの無効成分ｉLNPQとを加算
する。
【００８９】電流指令ゲイン演算回路４８は、前記第１
の演算回路１１からの出力である負荷電流の有効成分ｉ
LPおよび無効成分ｉLQと、第２の加算器４２からの出力
信号ｉLPNFP と、第３の加算器４３からの出力信号ｉ
LPNFQ とに基づいて電流指令を演算し、この電流指令が
定格補償容量以上であれば、電流指令が定格補償容量と
なるような電流指令調整ゲインＫを演算する。
の演算回路１１からの出力である負荷電流の有効成分ｉ
LPおよび無効成分ｉLQと、第２の加算器４２からの出力
信号ｉLPNFP と、第３の加算器４３からの出力信号ｉ
LPNFQ とに基づいて電流指令を演算し、この電流指令が
定格補償容量以上であれば、電流指令が定格補償容量と
なるような電流指令調整ゲインＫを演算する。
【００９０】乗算器４９は、電流指令ゲイン演算回路４
８からの電流指令調整ゲインＫを、前記第１の減算器１
６からの出力信号に乗算する。そして、乗算器４９から
の出力信号を、電流指令が定格補償容量以内となるよう
な最終的な前記インバータ４の電流指令ｉC * とするよ
うにしている。
８からの電流指令調整ゲインＫを、前記第１の減算器１
６からの出力信号に乗算する。そして、乗算器４９から
の出力信号を、電流指令が定格補償容量以内となるよう
な最終的な前記インバータ４の電流指令ｉC * とするよ
うにしている。
【００９１】次に、以上のように構成した本実施の形態
のアクティブフィルタ装置の制御装置の動作について説
明する。なお、前述した図１と同一部分の動作について
はその説明を省略し、ここでは異なる部分の動作につい
てのみ述べる。
のアクティブフィルタ装置の制御装置の動作について説
明する。なお、前述した図１と同一部分の動作について
はその説明を省略し、ここでは異なる部分の動作につい
てのみ述べる。
【００９２】図３において、第２の三相二相変換回路４
０は、逆相成分二相三相変換回路２５からの三相基本波
逆相信号ｉNFを、前記（式１）と同じアルゴリズムで算
出して、ｉLNP 、ｉLNP の２相信号に変換する。
０は、逆相成分二相三相変換回路２５からの三相基本波
逆相信号ｉNFを、前記（式１）と同じアルゴリズムで算
出して、ｉLNP 、ｉLNP の２相信号に変換する。
【００９３】第３の演算回路４１は、ＰＬＬ回路９から
の位相信号θを用いて、前記（式２）と同じアルゴリズ
ムでｄｑ変換を行ない、第２の三相二相変換回路４０か
らの負荷２の逆相基本波電流ｉLNP 、ｉLNP を、正相
換算有効成分ｉLNPPと正相換算無効成分ｉLNPQに分離す
る。
の位相信号θを用いて、前記（式２）と同じアルゴリズ
ムでｄｑ変換を行ない、第２の三相二相変換回路４０か
らの負荷２の逆相基本波電流ｉLNP 、ｉLNP を、正相
換算有効成分ｉLNPPと正相換算無効成分ｉLNPQに分離す
る。
【００９４】第２の加算器４２は、第１のローパスフィ
ルタ１２からの出力信号ｉLFP と、第３の演算回路４１
からの有効成分ｉLNPPとを加算し、信号ｉLPNFP を出力
する。
ルタ１２からの出力信号ｉLFP と、第３の演算回路４１
からの有効成分ｉLNPPとを加算し、信号ｉLPNFP を出力
する。
【００９５】第３の加算器４３は、第２のローパスフィ
ルタ１３から出力信号ｉLFQ と、第３の演算回路４１か
らの無効成分ｉLNPQとを加算し、信号ｉLPNFQ を出力す
る。電流指令ゲイン演算回路４８は、第１の演算回路１
１からの負荷電流の有効成分ｉLPおよび無効成分ｉ
LQと、第２の加算器４２からの出力信号ｉLPNFP と、第
３の加算器４３からの出力信号ｉLPNFQ とから電流指令
を演算する。
ルタ１３から出力信号ｉLFQ と、第３の演算回路４１か
らの無効成分ｉLNPQとを加算し、信号ｉLPNFQ を出力す
る。電流指令ゲイン演算回路４８は、第１の演算回路１
１からの負荷電流の有効成分ｉLPおよび無効成分ｉ
LQと、第２の加算器４２からの出力信号ｉLPNFP と、第
３の加算器４３からの出力信号ｉLPNFQ とから電流指令
を演算する。
【００９６】そして、この電流指令が定格補償容量より
も小さい時は、電流指令調整ゲインＫ＝１を出力する。
また、この電流指令が定格補償容量より大きい時は、電
流指令調整ゲインＫ＝（定格補償容量／電流指令）を出
力する。
も小さい時は、電流指令調整ゲインＫ＝１を出力する。
また、この電流指令が定格補償容量より大きい時は、電
流指令調整ゲインＫ＝（定格補償容量／電流指令）を出
力する。
【００９７】すなわち、電流指令が１２５％であれば、
電流指令調整ゲインＫ＝１００／１２５＝０．８を出力
する。そして、電流指令ゲイン演算回路４８からの電流
指令調整ゲインＫを、乗算器４９で第１の減算器１６か
らの出力信号（電流指令）に乗算して、最終的なインバ
ータ４の電流指令ｉC * とする。
電流指令調整ゲインＫ＝１００／１２５＝０．８を出力
する。そして、電流指令ゲイン演算回路４８からの電流
指令調整ゲインＫを、乗算器４９で第１の減算器１６か
らの出力信号（電流指令）に乗算して、最終的なインバ
ータ４の電流指令ｉC * とする。
【００９８】これにより、インバータ４の電流指令を定
格補償容量以内にすることができる。上述したように、
本実施の形態のアクティブフィルタ装置の制御装置で
は、第１の演算回路１１からの出力信号である負荷電流
の有効成分ｉLPおよび無効成分ｉLQと、第１のローパス
フィルタ１２からの出力信号ｉLFP と、第２のローパス
フィルタ１３からの出力信号ｉLFQ と、第３の演算回路
４１からの有効成分ｉLNPPおよび無効成分ｉLNPQとから
電流指令を演算し、この電流指令が定格補償容量以上で
あれば、電流指令が定格補償容量となるような電流指令
調整ゲインＫを演算し、この電流指令調整ゲインＫを電
流指令に乗算して、最終的なインバータ４の電流指令ｉ
C * を得るようにしているので、前記第１の実施の形態
の場合と同様の効果が得られるのに加えて、インバータ
４の電流指令を定格補償容量以内に調整することが可能
となる。
格補償容量以内にすることができる。上述したように、
本実施の形態のアクティブフィルタ装置の制御装置で
は、第１の演算回路１１からの出力信号である負荷電流
の有効成分ｉLPおよび無効成分ｉLQと、第１のローパス
フィルタ１２からの出力信号ｉLFP と、第２のローパス
フィルタ１３からの出力信号ｉLFQ と、第３の演算回路
４１からの有効成分ｉLNPPおよび無効成分ｉLNPQとから
電流指令を演算し、この電流指令が定格補償容量以上で
あれば、電流指令が定格補償容量となるような電流指令
調整ゲインＫを演算し、この電流指令調整ゲインＫを電
流指令に乗算して、最終的なインバータ４の電流指令ｉ
C * を得るようにしているので、前記第１の実施の形態
の場合と同様の効果が得られるのに加えて、インバータ
４の電流指令を定格補償容量以内に調整することが可能
となる。
【００９９】（第４の実施の形態）図４は、本実施の形
態によるアクティブフィルタ装置の制御装置の構成例を
示す概要図であり、図１と同一部分には同一符号を付し
てその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ
述べる。
態によるアクティブフィルタ装置の制御装置の構成例を
示す概要図であり、図１と同一部分には同一符号を付し
てその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ
述べる。
【０１００】すなわち、本実施の形態のアクティブフィ
ルタ装置の制御装置は、図４に示すように、基本波ロー
パスフィルタ５０を、図１に付加した構成としている。
基本波ローパスフィルタ５０は、前記基本波加算器２６
からの出力信号ｉFMの高調波成分を除去する。
ルタ装置の制御装置は、図４に示すように、基本波ロー
パスフィルタ５０を、図１に付加した構成としている。
基本波ローパスフィルタ５０は、前記基本波加算器２６
からの出力信号ｉFMの高調波成分を除去する。
【０１０１】そして、基本波ローパスフィルタ５０から
の出力信号ｉFMM を、前記第１の減算器１６の減算要素
として入力するようにしている。次に、以上のように構
成した本実施の形態のアクティブフィルタ装置の制御装
置の動作について説明する。
の出力信号ｉFMM を、前記第１の減算器１６の減算要素
として入力するようにしている。次に、以上のように構
成した本実施の形態のアクティブフィルタ装置の制御装
置の動作について説明する。
【０１０２】なお、前述した図１と同一部分の動作につ
いてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の動作に
ついてのみ述べる。図４において、基本波ローパスフィ
ルタ５０は、基本波加算器２６からの補正基本波三相信
号ｉFMを入力し、本制御装置に依存して発生する高調波
成分を除去して、修正基本波三相信号ｉFMM を出力す
る。
いてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の動作に
ついてのみ述べる。図４において、基本波ローパスフィ
ルタ５０は、基本波加算器２６からの補正基本波三相信
号ｉFMを入力し、本制御装置に依存して発生する高調波
成分を除去して、修正基本波三相信号ｉFMM を出力す
る。
【０１０３】第１の減算器１６は、前記第１の電流検出
器６による負荷２の電流検出値ｉLから、修正基本波三
相信号ｉFMM を減算し、第２の減算器１７は、第１の減
算器１６からの出力信号ｉC * から、前記第２の電流検
出器７によるインバータ４の電流検出値ｉC を減算す
る。
器６による負荷２の電流検出値ｉLから、修正基本波三
相信号ｉFMM を減算し、第２の減算器１７は、第１の減
算器１６からの出力信号ｉC * から、前記第２の電流検
出器７によるインバータ４の電流検出値ｉC を減算す
る。
【０１０４】そして、ＰＷＭ回路１８は、この信号ｉC
* とインバータ４の電流検出値ｉCとが一致するように
ゲート信号を作り、インバータ４のスイッチング素子に
与える。
* とインバータ４の電流検出値ｉCとが一致するように
ゲート信号を作り、インバータ４のスイッチング素子に
与える。
【０１０５】これにより、修正基本波三相信号ｉFMM を
演算する回路として、マイクロプロセッサ等を用いたデ
ィジタル回路を用いた場合にも、サンプリング周期に依
存して発生する高調波を抑制することができる。
演算する回路として、マイクロプロセッサ等を用いたデ
ィジタル回路を用いた場合にも、サンプリング周期に依
存して発生する高調波を抑制することができる。
【０１０６】上述したように、本実施の形態のアクティ
ブフィルタ装置の制御装置では、基本波加算器２６から
の出力信号を基本波ローパスフィルタ５０に入力し、基
本波ローパスフィルタ５０からの出力信号を第１の減算
器１６の減算要素として入力するようにしているので、
前記第１の実施の形態の場合と同様の効果が得られるの
に加えて、基本波三相信号を演算する回路として、マイ
クロプロセッサ等にて構成するディジタル回路を用いた
場合にも、サンプリング周期に依存して発生する高調波
を抑制することが可能となる。
ブフィルタ装置の制御装置では、基本波加算器２６から
の出力信号を基本波ローパスフィルタ５０に入力し、基
本波ローパスフィルタ５０からの出力信号を第１の減算
器１６の減算要素として入力するようにしているので、
前記第１の実施の形態の場合と同様の効果が得られるの
に加えて、基本波三相信号を演算する回路として、マイ
クロプロセッサ等にて構成するディジタル回路を用いた
場合にも、サンプリング周期に依存して発生する高調波
を抑制することが可能となる。
【０１０７】（第５の実施の形態）図５は、本実施の形
態によるアクティブフィルタ装置の制御装置の構成例を
示す概要図であり、図１と同一部分には同一符号を付し
てその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ
述べる。
態によるアクティブフィルタ装置の制御装置の構成例を
示す概要図であり、図１と同一部分には同一符号を付し
てその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ
述べる。
【０１０８】すなわち、本実施の形態のアクティブフィ
ルタ装置の制御装置は、図５に示すように、第１の設定
器６１と、第１の位相加算器６２と、第２の設定器６３
と、第２の位相加算器６４とを、図１に付加した構成と
している。
ルタ装置の制御装置は、図５に示すように、第１の設定
器６１と、第１の位相加算器６２と、第２の設定器６３
と、第２の位相加算器６４とを、図１に付加した構成と
している。
【０１０９】そして、前記第２の演算回路１４に入力す
る位相信号として、前記ＰＬＬ回路９からの出力信号と
第１の設定器６１からの出力設定信号とを第１の位相加
算器６２で加算した信号を用い、また前記第２の逆相成
分演算回路２４に入力する位相信号として、ＰＬＬ回路
９からの出力信号と第２の設定器６３からの出力設定信
号とを第２の位相加算器６４で加算した信号を用いる構
成としている。
る位相信号として、前記ＰＬＬ回路９からの出力信号と
第１の設定器６１からの出力設定信号とを第１の位相加
算器６２で加算した信号を用い、また前記第２の逆相成
分演算回路２４に入力する位相信号として、ＰＬＬ回路
９からの出力信号と第２の設定器６３からの出力設定信
号とを第２の位相加算器６４で加算した信号を用いる構
成としている。
【０１１０】次に、以上のように構成した本実施の形態
のアクティブフィルタ装置の制御装置の動作について説
明する。なお、前述した図１と同一部分の動作について
はその説明を省略し、ここでは異なる部分の動作につい
てのみ述べる。
のアクティブフィルタ装置の制御装置の動作について説
明する。なお、前述した図１と同一部分の動作について
はその説明を省略し、ここでは異なる部分の動作につい
てのみ述べる。
【０１１１】図５において、第１の位相加算器６２は、
ＰＬＬ回路９からの出力信号θと第１の設定器６１から
の出力設定信号とを加算し、この加算した信号を、第２
の演算回路１４への位相信号として入力する。
ＰＬＬ回路９からの出力信号θと第１の設定器６１から
の出力設定信号とを加算し、この加算した信号を、第２
の演算回路１４への位相信号として入力する。
【０１１２】また、第２の位相加算器６４は、ＰＬＬ回
路９からの出力信号θと第２の設定器６３からの出力設
定信号とを加算し、この加算した信号を、第２の逆相成
分演算回路２４への位相信号として入力する。
路９からの出力信号θと第２の設定器６３からの出力設
定信号とを加算し、この加算した信号を、第２の逆相成
分演算回路２４への位相信号として入力する。
【０１１３】一方、第２の演算回路１４は、第１の位相
加算器６２からの位相信号θを用いて、前述した逆ｄｑ
変換と呼ばれる演算を行ない、第１のローパスフィルタ
１２からの直流成分ｉLFP 、および第２のローパスフィ
ルタ１３からの直流成分ｉLFQ を、α相とβ相の二相信
号に変換して、負荷２の電流の基本波成分を演算する。
加算器６２からの位相信号θを用いて、前述した逆ｄｑ
変換と呼ばれる演算を行ない、第１のローパスフィルタ
１２からの直流成分ｉLFP 、および第２のローパスフィ
ルタ１３からの直流成分ｉLFQ を、α相とβ相の二相信
号に変換して、負荷２の電流の基本波成分を演算する。
【０１１４】また、第１の逆相成分演算回路２４は、第
２の位相加算器６４からの位相信号θを用いて、前述し
た逆ｄｑ変換と呼ばれる演算を行ない、第１の逆相検出
ローパスフィルタ２２からの出力信号ｉLNFP、第２の逆
相検出ローパスフィルタ２３からの出力信号ｉLNFQを、
α相とβ相の二相信号に変換する。
２の位相加算器６４からの位相信号θを用いて、前述し
た逆ｄｑ変換と呼ばれる演算を行ない、第１の逆相検出
ローパスフィルタ２２からの出力信号ｉLNFP、第２の逆
相検出ローパスフィルタ２３からの出力信号ｉLNFQを、
α相とβ相の二相信号に変換する。
【０１１５】以上により、負荷電流基本波演算回路の演
算に要する時間遅れや負荷電流検出器（第１の電流検出
器６）の遅れ要素により、修正基本波成分ｉFMが負荷電
流ｉL の実際の基本波成分に対して位相遅れを生じなく
することができる。
算に要する時間遅れや負荷電流検出器（第１の電流検出
器６）の遅れ要素により、修正基本波成分ｉFMが負荷電
流ｉL の実際の基本波成分に対して位相遅れを生じなく
することができる。
【０１１６】上述したように、本実施の形態のアクティ
ブフィルタ装置の制御装置では、第２の演算回路１４お
よび第２の逆相成分演算回路２４に入力する位相信号と
して、ＰＬＬ９からの出力信号を第１の設定器６１およ
び第２の設定器６３で補正した信号を用いるようにして
いるので、前記第１の実施の形態の場合と同様の効果が
得られるのに加えて、負荷電流基本波演算回路の演算に
要する時間遅れや負荷電流検出器の遅れ要素によって、
検出する負荷電流の基本波成分が負荷電流の実際の基本
波成分に対して位相遅れを生じなくすることができるた
め、負荷電流から位相遅れなく基本波成分を除去でき、
負荷電流の基本波成分が残留しない高調波検出信号をア
クティブフィルタ装置の電流基準にでき、アクティブフ
ィルタ装置の高調波補償率を上げることが可能となる。
ブフィルタ装置の制御装置では、第２の演算回路１４お
よび第２の逆相成分演算回路２４に入力する位相信号と
して、ＰＬＬ９からの出力信号を第１の設定器６１およ
び第２の設定器６３で補正した信号を用いるようにして
いるので、前記第１の実施の形態の場合と同様の効果が
得られるのに加えて、負荷電流基本波演算回路の演算に
要する時間遅れや負荷電流検出器の遅れ要素によって、
検出する負荷電流の基本波成分が負荷電流の実際の基本
波成分に対して位相遅れを生じなくすることができるた
め、負荷電流から位相遅れなく基本波成分を除去でき、
負荷電流の基本波成分が残留しない高調波検出信号をア
クティブフィルタ装置の電流基準にでき、アクティブフ
ィルタ装置の高調波補償率を上げることが可能となる。
【０１１７】（他の実施の形態）前記第２の実施の形態
における、直流電圧基準設定器３４と、第３の減算器３
５と、増幅器３６と、第１の加算器３７とからなる直流
電圧制御回路、前記第３の実施の形態における、第２の
三相二相変換回路４０と、第３の演算回路４１と、第２
の加算器４２と、第３の加算器４３と、電流指令ゲイン
演算回路４８と、乗算器４９とからなる電流指令調整回
路、前記第４の実施の形態における、基本波ローパスフ
ィルタ５０、前記第５の実施の形態における、第１の設
定器６１と、第１の位相加算器６２と、第２の設定器６
３と、第２の位相加算器６４とからなる回路を、それぞ
れ図１に付加する構成を、適宜組み合わせるようにして
もよい。この場合には、組み合わせた各実施の形態によ
る作用効果を、同時に実現することが可能となる。
における、直流電圧基準設定器３４と、第３の減算器３
５と、増幅器３６と、第１の加算器３７とからなる直流
電圧制御回路、前記第３の実施の形態における、第２の
三相二相変換回路４０と、第３の演算回路４１と、第２
の加算器４２と、第３の加算器４３と、電流指令ゲイン
演算回路４８と、乗算器４９とからなる電流指令調整回
路、前記第４の実施の形態における、基本波ローパスフ
ィルタ５０、前記第５の実施の形態における、第１の設
定器６１と、第１の位相加算器６２と、第２の設定器６
３と、第２の位相加算器６４とからなる回路を、それぞ
れ図１に付加する構成を、適宜組み合わせるようにして
もよい。この場合には、組み合わせた各実施の形態によ
る作用効果を、同時に実現することが可能となる。
【０１１８】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１の発明の
アクティブフィルタ装置の制御装置によれば、負荷電流
基本波逆相成分演算回路を付加するようにしているの
で、負荷電流基本波が不平衡の場合にも、各相毎の負荷
電流の不平衡基本波を検出することができ、平衡してい
る場合と同様に負荷電流の高調波を検出できるため、ア
クティブフィルタ装置は負荷電流の高調波抑制効果を低
減させないようにすることが可能となる。
アクティブフィルタ装置の制御装置によれば、負荷電流
基本波逆相成分演算回路を付加するようにしているの
で、負荷電流基本波が不平衡の場合にも、各相毎の負荷
電流の不平衡基本波を検出することができ、平衡してい
る場合と同様に負荷電流の高調波を検出できるため、ア
クティブフィルタ装置は負荷電流の高調波抑制効果を低
減させないようにすることが可能となる。
【０１１９】また、請求項２の発明のアクティブフィル
タ装置の制御装置によれば、インバータの直流電圧を検
出し、その検出値と直流電圧指令の差を増幅して負荷電
流基本波有効成分に加算するようにしているので、上記
請求項１の発明の場合と同様の効果が得られるのに加え
て、電流指令に基本波有効成分が加わり、インバータは
三相交流電源と有効電力の受け渡しを行なうことができ
るため、インバータの直流電圧を一定に制御することが
可能となる。
タ装置の制御装置によれば、インバータの直流電圧を検
出し、その検出値と直流電圧指令の差を増幅して負荷電
流基本波有効成分に加算するようにしているので、上記
請求項１の発明の場合と同様の効果が得られるのに加え
て、電流指令に基本波有効成分が加わり、インバータは
三相交流電源と有効電力の受け渡しを行なうことができ
るため、インバータの直流電圧を一定に制御することが
可能となる。
【０１２０】また、請求項３の発明のアクティブフィル
タ装置の制御装置によれば、電流指令が定格補償容量を
超えた時、電流指令が定格補償容量となるようなゲイン
を演算し、そのゲインを電流指令に乗算するようにして
いるので、上記請求項１の発明の場合と同様の効果が得
られるのに加えて、インバータの電流指令は定格補償容
量以内となり、アクティブフィルタ装置が補償する容量
を定格にすることが可能となる。
タ装置の制御装置によれば、電流指令が定格補償容量を
超えた時、電流指令が定格補償容量となるようなゲイン
を演算し、そのゲインを電流指令に乗算するようにして
いるので、上記請求項１の発明の場合と同様の効果が得
られるのに加えて、インバータの電流指令は定格補償容
量以内となり、アクティブフィルタ装置が補償する容量
を定格にすることが可能となる。
【０１２１】また、請求項４の発明のアクティブフィル
タ装置の制御装置によれば、基本波加算器からの出力信
号を基本波ローパスフィルタに入力し、基本波ローパス
フィルタからの出力信号を第１の減算器の減算要素とし
て入力するようにしているので、上記請求項１の発明の
場合と同様の効果が得られるのに加えて、基本波三相信
号を演算する回路として、マイクロプロセッサ等にて構
成するディジタル回路を制御装置を用いた場合等に生じ
る量子化による高調波の発生を抑制できるため、アクテ
ィブフィルタ装置の制御装置のディジタル化を容易に図
ることが可能となる。
タ装置の制御装置によれば、基本波加算器からの出力信
号を基本波ローパスフィルタに入力し、基本波ローパス
フィルタからの出力信号を第１の減算器の減算要素とし
て入力するようにしているので、上記請求項１の発明の
場合と同様の効果が得られるのに加えて、基本波三相信
号を演算する回路として、マイクロプロセッサ等にて構
成するディジタル回路を制御装置を用いた場合等に生じ
る量子化による高調波の発生を抑制できるため、アクテ
ィブフィルタ装置の制御装置のディジタル化を容易に図
ることが可能となる。
【０１２２】また、請求項５の発明のアクティブフィル
タ装置の制御装置によれば、第２の演算回路および第２
の逆相成分演算回路に入力する位相信号として、位相同
期回路からの出力信号を第１の設定器および第２の設定
器で補正した信号を用いるようにようにしているので、
上記請求項１の発明の場合と同様の効果が得られるのに
加えて、負荷電流基本波演算回路の演算に要する時間遅
れや負荷電流検出器の遅れ要素によって、検出する負荷
電流の基本波成分の負荷電流の実際の基本波成分に対す
る位相遅れを補償できるため、負荷電流から位相遅れな
く基本波成分を除去でき、負荷電流の基本波成分が残留
しない高調波のみを検出してアクティブフィルタ装置の
高調波補償率を上げることが可能となる。
タ装置の制御装置によれば、第２の演算回路および第２
の逆相成分演算回路に入力する位相信号として、位相同
期回路からの出力信号を第１の設定器および第２の設定
器で補正した信号を用いるようにようにしているので、
上記請求項１の発明の場合と同様の効果が得られるのに
加えて、負荷電流基本波演算回路の演算に要する時間遅
れや負荷電流検出器の遅れ要素によって、検出する負荷
電流の基本波成分の負荷電流の実際の基本波成分に対す
る位相遅れを補償できるため、負荷電流から位相遅れな
く基本波成分を除去でき、負荷電流の基本波成分が残留
しない高調波のみを検出してアクティブフィルタ装置の
高調波補償率を上げることが可能となる。
【図１】本発明によるアクティブフィルタ装置の制御装
置の第１の実施の形態を示す概要図。
置の第１の実施の形態を示す概要図。
【図２】本発明によるアクティブフィルタ装置の制御装
置の第２の実施の形態を示す概要図。
置の第２の実施の形態を示す概要図。
【図３】本発明によるアクティブフィルタ装置の制御装
置の第３の実施の形態を示す概要図。
置の第３の実施の形態を示す概要図。
【図４】本発明によるアクティブフィルタ装置の制御装
置の第４の実施の形態を示す概要図。
置の第４の実施の形態を示す概要図。
【図５】本発明によるアクティブフィルタ装置の制御装
置の第５の実施の形態を示す概要図。
置の第５の実施の形態を示す概要図。
【図６】従来のアクティブフィルタ装置の制御装置の構
成例を示す概要図。
成例を示す概要図。
【図７】従来のアクティブフィルタ装置の制御装置の各
部波形の一例を示す図。
部波形の一例を示す図。
【図８】従来のアクティブフィルタ装置の制御装置の不
具合を説明するための図。
具合を説明するための図。
１…三相交流電源、 ２…負荷、 ３…リアクトル、 ４…インバータ、 ５…コンデンサ、 ６…第１の電流検出器、 ７…第２の電流検出器、 ８…電圧検出器、 ９…ＰＬＬ回路、 １０…第１の三相二相変換回路、 １１…第１の演算回路、 １２…第１のローパスフィルタ、 １３…第２のローパスフィルタ、 １４…第２の演算回路、 １５…二相三相変換回路、 １６…第１の減算器、 １７…第２の減算器、 １８…ＰＷＭ回路、 ２０…逆相三相二相変換回路、 ２１…第１の逆相成分演算回路、 ２２…第１の逆相検出ローパスフィルタ、 ２３…第２の逆相検出ローパスフィルタ、 ２４…第２の逆相成分演算回路、 ２５…逆相成分二相三相変換回路、 ２６…基本波加算器、 ３４…直流電圧基準設定器、 ３５…第３の減算器、 ３６…増幅器、 ３７…第１の加算器、 ４０…第２の三相二相変換回路、 ４１…第３の演算回路、 ４２…第２の加算器、 ４３…第３の加算器、 ４８…電流指令ゲイン演算回路、 ４９…乗算器、 ５０…基本波ローパスフィルタ、 ６１…第１の設定器、 ６２…第１の位相加算器、 ６３…第２の設定器、 ６４…第２の位相加算器。
Claims (5)
- 【請求項１】 三相交流電源に同期した位相信号を発生
する位相同期回路と、 前記三相交流電源に接続された負荷の電流検出値を三相
から二相に変換する第１の三相二相変換回路と、 前記第１の三相二相変換回路からの出力信号と前記位相
同期回路からの出力信号とに基づいて、負荷電流の有効
成分および無効成分を演算する第１の演算回路と、 前記第１の演算回路からの有効成分信号の直流成分を取
り出す第１のローパスフィルタと、 前記第１の演算回路からの無効成分信号の直流成分を取
り出す第２のローパスフィルタと、 前記第１のローパスフィルタからの出力信号と前記第２
のローパスフィルタからの出力信号と前記位相同期回路
からの出力信号とに基づいて、負荷電流の基本波成分を
二相で演算する第２の演算回路と、 前記第２の演算回路からの出力信号を二相から三相に変
換する二相三相変換回路と、 前記負荷電流検出値から前記二相三相変換回路からの出
力信号を減算して、前記負荷電流の高調波成分を演算す
る第１の減算器とを備え、 前記第１の減算器からの出力信号を、前記負荷に並列に
接続されたインバータの電流指令とするようにしたアク
ティブフィルタ装置の制御装置において、 前記負荷電流検出値の逆相成分を三相から二相に変換す
る逆相三相二相変換回路と、 前記逆相三相二相変換回路からの出力信号と前記位相同
期回路からの出力信号とに基づいて、負荷電流の逆相有
効成分および逆相無効成分を算出する第１の逆相成分演
算回路と、 前記第１の逆相成分演算回路からの逆相有効成分信号の
直流成分を取り出す第１の逆相検出ローパスフィルタ
と、 前記第１の逆相成分演算回路からの逆相無効成分信号の
直流成分を取り出す第２の逆相検出ローパスフィルタ
と、 前記第１の逆相検出ローパスフィルタからの出力信号と
前記第２の逆相検出ローパスフィルタからの出力信号と
前記位相同期回路からの出力信号とに基づいて、負荷電
流の逆相基本波成分を二相で演算する第２の逆相成分演
算回路と、 前記第２の逆相成分演算回路からの出力信号を二相から
三相に変換する逆相成分二相三相変換回路と、 からなる負荷電流基本波逆相成分演算回路を備え、 前記二相三相変換回路からの出力信号と前記逆相成分二
相三相変換回路からの出力信号とを加算する基本波加算
器からの出力信号を、前記第１の減算器の減算要素とし
て入力するようにしたことを特徴とするアクティブフィ
ルタ装置の制御装置。 - 【請求項２】 前記請求項１に記載のアクティブフィル
タ装置の制御装置において、 前記インバータの直流電圧検出値と直流電圧指令との差
を出力する第３の減算器と、 前記第３の減算器からの出力信号を増幅する増幅器と、 からなる直流電圧制御回路を付加し、 前記増幅器からの出力信号を、前記第１のローパスフィ
ルタからの出力信号に加算するようにしたことを特徴と
するアクティブフィルタ装置の制御装置。 - 【請求項３】 前記請求項１に記載のアクティブフィル
タ装置の制御装置において、 前記逆相成分二相三相変換回路からの出力信号を三相か
ら二相に変換する第２の三相二相変換回路と、 前記第２の三相二相変換回路からの出力信号と前記位相
同期回路からの出力信号とに基づいて、負荷電流の逆相
成分を正相の有効成分および無効成分として算出する第
３の演算回路と、 前記第１のローパスフィルタからの出力信号と前記第３
の演算回路からの有効成分とを加算する第２の加算器
と、 前記第２のローパスフィルタからの出力信号と前記第３
の演算回路からの無効成分とを加算する第３の加算器
と、 前記第１の演算回路からの出力である負荷電流の有効成
分および無効成分と前記第２の加算器からの出力信号と
前記第３の加算器からの出力信号とに基づいて電流指令
を演算し、当該電流指令が定格補償容量以上であれば前
記電流指令が定格補償容量となるような電流指令調整ゲ
インを演算する電流指令ゲイン演算回路と、 前記電流指令ゲイン演算回路からの電流指令調整ゲイン
を前記第１の減算器からの出力信号に乗算する乗算器
と、 からなる電流指令調整回路を付加し、 前記乗算器からの出力信号を、最終的な前記インバータ
の電流指令とするようにしたことを特徴とするアクティ
ブフィルタ装置の制御装置。 - 【請求項４】 前記請求項１に記載のアクティブフィル
タ装置の制御装置において、 前記基本波加算器からの出力信号の高調波成分を除去す
る基本波ローパスフィルタを付加し、 前記基本波ローパスフィルタからの出力信号を、前記第
１の減算器の減算要素として入力するようにしたことを
特徴とするアクティブフィルタ装置の制御装置。 - 【請求項５】 前記請求項１に記載のアクティブフィル
タ装置の制御装置において、 第１の設定器と、第１の位相加算器と、第２の設定器
と、第２の位相加算器とを付加し、 前記第２の演算回路に入力する位相信号として、前記位
相同期回路からの出力信号と前記第１の設定器からの出
力設定信号とを前記第１の位相加算器で加算した信号を
用い、 前記第２の逆相成分演算回路に入力する位相信号とし
て、前記位相同期回路からの出力信号と前記第２の設定
器からの出力設定信号とを前記第２の位相加算器で加算
した信号を用いるようにしたことを特徴とするアクティ
ブフィルタ装置の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9312343A JPH11143562A (ja) | 1997-11-13 | 1997-11-13 | アクティブフィルタ装置の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9312343A JPH11143562A (ja) | 1997-11-13 | 1997-11-13 | アクティブフィルタ装置の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11143562A true JPH11143562A (ja) | 1999-05-28 |
Family
ID=18028109
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9312343A Pending JPH11143562A (ja) | 1997-11-13 | 1997-11-13 | アクティブフィルタ装置の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11143562A (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002354674A (ja) * | 2001-05-23 | 2002-12-06 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置の制御装置及び電力変換装置 |
| JP2008017643A (ja) * | 2006-07-07 | 2008-01-24 | Hitachi Ltd | 電力変換装置およびその制御方法 |
| JP2008234298A (ja) * | 2007-03-20 | 2008-10-02 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 半導体電力変換装置 |
| JP2009176236A (ja) * | 2008-01-28 | 2009-08-06 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| JP2010088163A (ja) * | 2008-09-30 | 2010-04-15 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| JP2011055571A (ja) * | 2009-08-31 | 2011-03-17 | Hitachi Ltd | 半導体電力変換装置 |
| JP2012143094A (ja) * | 2011-01-04 | 2012-07-26 | Mitsubishi Electric Corp | 高調波電流補償装置 |
| JP2013172557A (ja) * | 2012-02-21 | 2013-09-02 | Daihen Corp | 周波数検出装置、および、当該周波数検出装置を備えた単独運転検出装置 |
| JP2018110467A (ja) * | 2016-12-28 | 2018-07-12 | 三菱重工サーマルシステムズ株式会社 | アクティブフィルタ、制御方法及びプログラム |
| JP2018148757A (ja) * | 2017-03-09 | 2018-09-20 | 三菱重工サーマルシステムズ株式会社 | アクティブフィルタ |
-
1997
- 1997-11-13 JP JP9312343A patent/JPH11143562A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP2008234298A (ja) * | 2007-03-20 | 2008-10-02 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 半導体電力変換装置 |
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| JP2013172557A (ja) * | 2012-02-21 | 2013-09-02 | Daihen Corp | 周波数検出装置、および、当該周波数検出装置を備えた単独運転検出装置 |
| JP2018110467A (ja) * | 2016-12-28 | 2018-07-12 | 三菱重工サーマルシステムズ株式会社 | アクティブフィルタ、制御方法及びプログラム |
| JP2018148757A (ja) * | 2017-03-09 | 2018-09-20 | 三菱重工サーマルシステムズ株式会社 | アクティブフィルタ |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20040316 |