JPH11145793A - パルス電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 負荷側からのキックバックエネルギーを初段
コンデンサに回生するのでは、キックバックエネルギー
が負荷の状態によって変化するため、半導体スイッチの
制御が複雑になるし、回路構成も複雑になる。 【解決手段】 充電器２から半導体スイッチＳＷ₀を通
して初段コンデンサＣ₀を初期充電し、半導体スイッチ
ＳＷでコンデンサから磁気パルス圧縮回路に供給して負
荷にパルス電流を供給し、負荷側からコンデンサ側に戻
るキックバック電流をダイオードＤ₀を通して抵抗Ｒに
流すことでキックバックエネルギーを熱損失として消費
させる。また、リアクトルを抵抗とダイオードに直列に
設け、キックバック電流でコンデンサが逆極性に充電さ
れたときに該コンデンサとの間に半周期の振動電流を発
生させてキックバックエネルギーを抵抗で消費させる構
成も含む。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電力用半導体スイ
ッチを用いたパルス発生回路と磁気パルス圧縮回路を組
み合わせて狭幅の大電流パルスを発生するパルス電源に
係り、特に負荷にパルス電流を供給したときのキックバ
ックエネルギーの処理回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】図５にパルス電源の構成例を示す。パル
ス発生回路１は、電力用の初段コンデンサＣ₀を充電器
２により初期充電しておき、半導体スイッチＳＷのオン
制御でコンデンサＣ₀から昇圧・磁気パルス圧縮回路３
の入力段パルストランスＰＴにパルス電流を供給する。

【０００３】昇圧・磁気パルス圧縮回路３は、パルスト
ランスＰＴで昇圧したパルス電流Ｉ₀でコンデンサＣ₁を
高圧充電し、このコンデンサＣ₁の充電電圧で可飽和リ
アクトルＳＩ₁が磁気スイッチ動作することによりコン
デンサＣ₁からコンデンサＣ₂への狭幅のパルス電流Ｉ₁
を発生させてコンデンサＣ₂を高圧充電し、さらにコン
デンサＣ₂の充電電圧で可飽和リアクトルＳＩ₂が磁気ス
イッチ動作することによりコンデンサＣ₂からエキシマ
レーザなどの負荷４に狭幅・高電圧のパルス電流を供給
する。

【０００４】このような構成のパルス電源において、負
荷４は与えられたパルス電力を全て消費することなく、
一部のエネルギーがパルス電源に戻ってくる。この戻っ
てくるエネルギー（キックバックエネルギーと呼ぶ）
は、そのまま放置すると回路内のコンデンサに残留電荷
を生じてパルス電流精度を低下させたり、可飽和リアク
トルの磁気特性を悪くする。

【０００５】そこで、キックバックエネルギーを初段の
コンデンサＣ₀に回生しておき，次の充電サイクルに充
電エネルギーの一部として利用する回生形が実用化され
ている。この回生形パルス電源は、キックバック電流の
方向が初段コンデンサから最初のパルスを発生するに必
要な充電方向とは逆向きになるため、キックバック電圧
を反転させる回路が付加される。

【０００６】図６は、回生機能を持たせた従来の初段パ
ルス発生回路を示す。同図の（ａ）〜（ｃ）における半
導体スイッチＳＷにはＩＧＢＴを用い、可飽和リアクト
ルＳＩ₀はコンデンサＣ₀の放電に際してのスイッチのタ
ーンオン損失を低減するための磁気アシスト用に設けら
れる。また、ダイオードＤ₁は、半導体スイッチＳＷの
逆電圧保護用である。

【０００７】同図の（ａ）では、半導体スイッチＳＷの
オンによりコンデンサＣ₀の放電をした後、パルストラ
ンスＰＴからのキックバック電流で半導体スイッチＳＷ
を経てコンデンサＣ₀を逆極性に充電する。この充電に
より、コンデンサＣ₀からダイオードＤ₀を通してリアク
トルＬ₀に振動電流を発生させ、コンデンサＣ₀を初期充
電時の極性に反転充電することでキックバックエネルギ
ーの回生を得る。

【０００８】同図の（ｂ）では、（ａ）の回路にダイオ
ードＤ₂を追加し、逆極性に充電されたコンデンサＣ₀の
電圧がパルストランスＰＴ側に漏れるのを防止する。

【０００９】同図の（ｃ）では、キックバック電流で逆
極性に充電されたコンデンサＣ₀からダイオードＤ₁と可
飽和リアクトルＬ₁を経て振動電流を発生させる。

【００１０】なお、磁気パルス圧縮回路３は、入力段パ
ルストランスに代えて可飽和トランスとするなど、磁気
パルス圧縮のための種々の回路が提案されている。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】従来のパルス電源にお
いて、昇圧・磁気パルス圧縮回路３からのキックバック
エネルギーは、負荷の状態により変化するため、キック
バック電圧が初段のコンデンサＣ₀に戻ってくる時間の
変化を招き、半導体スイッチＳＷのタイミング制御が複
雑になるし、制御回路も複雑になる。

【００１２】コンデンサＣ₀の電圧と半導体スイッチＳ
Ｗを流れる電流の関係を図７に示す。同図において、半
導体スイッチＳＷを時刻ｔ₁でオン制御したとき、コン
デンサＣ₀の放電は可飽和リアクトルＳＩ₀の磁性体の電
圧時間積とコンデンサＣ₀の電圧の大きさで決まるＴ₁の
時間遅れで開始される。このコンデンサＣ₀の放電から
キックバック電流によるコンデンサＣ₀の逆極性への充
電までの時間Ｔ₂及びコンデンサＣ₀の正極性への反転充
電までの時間Ｔ₃は、キックバック量の大きさによって
変化する。

【００１３】このような時間Ｔ₁〜Ｔ₃の変化に対して、
半導体スイッチＳＷは、キックバックエネルギーの確実
な回生には、キックバック電圧が反転している期間Ｔ₄
にタイミングを見計らってターンオフ制御することが必
要となる。

【００１４】このターンオフ制御方式として、図６の
（ａ）の回路では、コンデンサＣ₀の電流極性や電流方
向を検出するフィードバック制御方式があるが、余分な
電圧・電流センサが必要となるし、誤動作により半導体
スイッチを破損させる恐れがある。

【００１５】この点、同図の（ｂ）の回路では、ダイオ
ードＤ₂の介在により半導体スイッチの保護ができる
が、依然としてセンサが必要となる。

【００１６】また、同図の（ｃ）の回路では、センサを
必要とすることに加えて、キックバック電流に引き続い
てキックバック反転電流がパルストランスＰＴを流れる
ため、パルストランスＰＴが飽和する間がなく、ＰＴの
二次側にエネルギーの流出が発生し、エネルギー回生効
率を悪くする。

【００１７】本発明の目的は、パルス発生回路の構成を
比較的簡単にし、半導体スイッチの制御も比較的簡単に
しながらキックバックエネルギーを確実に処理できるパ
ルス電源を提供することにある。

【００１８】

【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題を解
決するため、負荷側からのキックバックエネルギーを回
生することなく抵抗で熱損失として消費させ、さらには
リアクトルでコンデンサとの間に振動電流を発生させて
抵抗で熱損失として消費させるようにしたもので、以下
の構成を特徴とする。

【００１９】初段コンデンサを初期充電し、このコンデ
ンサの放電によるパルス電流を磁気パルス圧縮して負荷
に供給するパルス電源において、充電器から前記コンデ
ンサに初期充電電流を供給するときにオン制御される第
１の半導体スイッチと、前記コンデンサから負荷側への
放電電流を供給するときにオン制御される第２の半導体
スイッチと、前記コンデンサに並列接続される抵抗とダ
イオードの直列回路とを備え、前記ダイオードは前記第
１の半導体スイッチを通した前記コンデンサの初期充電
電流が前記抵抗に流れるのを阻止する方向にされ、前記
抵抗は負荷側から前記第２の半導体スイッチを通して前
記コンデンサ側に戻るキックバックエネルギーを熱損失
として消費する構成にしたことを特徴とする。

【００２０】また、前記ダイオードと抵抗の直列回路に
リアクトルを設け、このリアクトルは前記負荷側からの
キックバック電流で前記コンデンサが逆極性に充電され
たときに該コンデンサとの間に半周期の振動電流を発生
することでキックバックエネルギーを前記抵抗で熱損失
として消費させる構成にしたことを特徴とする。

【００２１】

【発明の実施の形態】（第１の実施形態）図１は、本発
明の実施形態を示すパルス発生回路図であり、以下に説
明する他の実施形態も含めて図６の各回路要素と同等の
ものは同一符号で示す。

【００２２】図１の構成が図６の（ｂ）と異なる部分
は、リアクトルＬ₀を除き、ダイオードＤ₀に直列に抵抗
Ｒを設け、充電器２からコンデンサＣ₀への初期充電電
流路に半導体スイッチＳＷ₀を設けた点にある。なお、
半導体スイッチＳＷ₀に逆極性方向で並列接続したダイ
オードＤ₃は、スイッチＳＷ₀の逆電圧に対する保護用で
ある。

【００２３】本実施形態において、半導体スイッチＳＷ
₀は、充電器２からコンデンサＣ₀への充電時のみオン制
御され、コンデンサＣ₀の放電中及び放電後に充電器２
からコンデンサＣ₀側への放電を阻止する。

【００２４】コンデンサＣ₀は、スイッチＳＷ₀のオン制
御で初期充電された後、その放電には、スイッチＳＷの
オン制御で可飽和リアクトルＳＩ₀とパルストランスＰ
Ｔの一次巻線とダイオードＤ₂を通した電流路で行う。

【００２５】パルストランスＰＴ側からのキックバック
電流は、オン制御状態に保持されたままのスイッチＳＷ
とダイオードＤ₂を通した電流路で流れ、コンデンサＣ₀
を逆極性に充電しようとする。このとき、コンデンサＣ
₀には並列にダイオードＤ₀と抵抗Ｒの直列回路が介在
し、キックバック電流はコンデンサＣ₀を逆極性に充電
することなく、ダイオードＤ₀を通して抵抗Ｒで熱損失
として消費される。

【００２６】この時の各部波形を図２に示す。半導体ス
イッチＳＷ₀のオン制御により、コンデンサＣ₀が電圧Ｖ
_C0に充電された後、時刻ｔ₁で半導体スイッチＳＷがオ
ン制御され、可飽和リアクトルＳＩ₀による磁気アシス
トで時間Ｔ₁だけ遅れてコンデンサＣ₀からパルストラン
スＰＴ側への放電がなされる。

【００２７】この放電で負荷４側からのキックバック電
流がパルストランスＰＴを通してスイッチＳＷに現れた
とき（時刻ｔ₂）、コンデンサＣ₀と抵抗Ｒの定数を浮遊
インダクタンスも含めて臨界的あるいはそれに近い定数
に設定しておくと、キックバック電流の殆どがダイオー
ドＤ₀と抵抗Ｒを通した電流ｉ_Rとして流れてエネルギー
が瞬時に熱損失として消費される。一方、コンデンサＣ
₀にはダイオードＤ₀の順方向電圧成分で僅かの電流ｉ_C0
が発生するのみとなる。

【００２８】なお、コンデンサＣ₀には少しの残留電圧
が発生するが、浮遊インダクタンス等の介在で抵抗Ｒで
消費させることができる。

【００２９】キックバック電流が抵抗Ｒで消費された
（時刻ｔ₃）後、適当な時間を待って半導体スイッチＳ
Ｗがターンオフ制御され、次回のパルス発生に備える。

【００３０】したがって、本実施形態によれば、キック
バックエネルギーはコンデンサＣ₀を逆極性に充電する
ことなく、抵抗Ｒで瞬時に消費される。しかも、負荷の
状態によるキックバックエネルギーの変化にも何ら影響
を受けない。さらに、抵抗によるキックバックエネルギ
ーの完全消費によりキックバック電流でコンデンサＣ₀
が充電されることがなくなり、半導体スイッチＳＷをオ
ン状態にしたままでも負荷側に漏れることがない。

【００３１】このことから、半導体スイッチＳＷのター
ンオフ制御は、適当な時刻に行うことができ、その制御
が簡単になると共に、誤ったタイミングで半導体スイッ
チＳＷをターンオフさせてその破損を起こすこともなく
なる。さらに、キックバック電流がパルストランスＰＴ
側に流出することがなくなり、次回のパルス発生に不安
定な動作を招くこともない。また、従来回路で必要とし
た電圧や電流センサが不要になる。

【００３２】また、スイッチＳＷ₀によるコンデンサＣ₀
の充電には、従来のリアクトルＬ₀が介在しないため、
充電回路を簡単にしながら充電精度に高いものを得るこ
とができる。

【００３３】（第２の実施形態）図３は、本発明の他の
実施形態を示す。同図が図１と異なる部分は、ダイオー
ドＤ₀と抵抗Ｒの直列回路にリアクトルＬを挿入した点
にある。

【００３４】このリアクトルＬは、キックバック電流を
コンデンサＣ₀に一旦蓄え、このコンデンサＣ₀との間に
半周期の振動電流を発生することでキックバックエネル
ギーを抵抗Ｒで熱損失として消費させるためのものであ
る。なお、リアクトルＬの定数は、キックバック電流が
抵抗Ｒを流れるときにコンデンサＣ₀が再充電されない
よう臨界的あるいはそれに近い値にされる。

【００３５】図４は、各部の波形を示し、時刻ｔ₂でキ
ックバック電流が流れ始めたとき、リアクトルＬの介在
により、キックバック電流をコンデンサＣ₀に流してそ
の充電エネルギーとして蓄え、キックバック電流の終了
時（時刻ｔ₃）にコンデンサＣ₀とリアクトルＬの間に半
周期の振動電流を発生させ、この振動電流でキックバッ
クエネルギーを抵抗Ｒで消費させる。

【００３６】この振動電流周期を終えた時刻ｔ₄後の適
当な時刻に半導体スイッチＳＷをターンオフ制御する。

【００３７】したがって、本実施形態によれば、第１の
実施形態の作用効果に加えて、キックバックエネルギー
が抵抗Ｒで瞬時に消費されるのを抑止し、これによりダ
イオードＤ₀に流れる最大電流を抑え、その電流責務を
軽減できる。また、抵抗Ｒではキックバックエネルギー
の消費を図１の場合に比べて比較的長い時間で行うた
め、その定格電力が小さいものを使用できる。

【００３８】以上までの各実施形態において、スイッチ
ＳＷ及びＳＷ₀としてＩＧＢＴの場合を示すが、これは
電力用ＦＥＴやＧＴＯ、サイラトロンなどで置換して同
等の作用効果を奏する。また、逆方向の導通阻止能力を
持つスイッチとする場合、図１及び図３におけるダイオ
ードＤ₂やＤ₃を省略できる。

【００３９】

【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、負荷側
からのキックバックエネルギーを回生することなく抵抗
で熱損失として消費させ、さらにはリアクトルでコンデ
ンサとの間に振動電流を発生させて抵抗で熱損失として
消費させるようにしたため、以下の効果がある。

【００４０】（１）キックバックエネルギーの回生をし
ないため、回路構成やその制御が簡単になると共に、キ
ックバックエネルギーを確実に処理できる。

【００４１】（２）キックバックエネルギーが抵抗で完
全消費されるため、コンデンサの残留電圧が負荷側に漏
れることがなくなる。

【００４２】（３）回生用のリアクトルＬ₀が充電電流
路に介在しないこと、及びコンデンサに残留電圧が発生
しないことから、充電制御を簡単にしながら充電精度を
高めることができる。

【００４３】（４）コンデンサとの間の振動電流を発生
させるリアクトルを設ける場合には抵抗やそれに直列の
ダイオードの責務を軽減できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態を示すパルス発生回路図。

【図２】実施形態における動作波形。

【図３】本発明の他の実施形態を示すパルス発生回路
図。

【図４】他の実施形態における動作波形。

【図５】パルス電源の回路例。

【図６】従来のパルス発生回路図。

【図７】従来回路のパルス発生・回生動作波形。

【符号の説明】

１…パルス発生回路 ２…充電器 ３…昇圧・磁気パルス圧縮回路 ４…負荷 ＳＷ、ＳＷ₀…半導体スイッチ ＳＩ₀〜ＳＩ₂…可飽和リアクトル Ｌ、Ｌ₀、Ｌ₃…リアクトル Ｃ₀…コンデンサ Ｄ₁〜Ｄ₃…ダイオード ＰＴ…パルストランス Ｒ…抵抗

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 初段コンデンサを初期充電し、このコン
   デンサの放電によるパルス電流を磁気パルス圧縮して負
   荷に供給するパルス電源において、 充電器から前記コンデンサに初期充電電流を供給すると
   きにオン制御される第１の半導体スイッチと、 前記コンデンサから負荷側への放電電流を供給するとき
   にオン制御される第２の半導体スイッチと、 前記コンデンサに並列接続される抵抗とダイオードの直
   列回路とを備え、 前記ダイオードは前記第１の半導体スイッチを通した前
   記コンデンサの初期充電電流が前記抵抗に流れるのを阻
   止する方向にされ、前記抵抗は負荷側から前記第２の半
   導体スイッチを通して前記コンデンサ側に戻るキックバ
   ックエネルギーを熱損失として消費する構成にしたこと
   を特徴とするパルス電源。
2. 【請求項２】 前記ダイオードと抵抗の直列回路にリア
   クトルを設け、このリアクトルは前記負荷側からのキッ
   クバック電流で前記コンデンサが逆極性に充電されたと
   きに該コンデンサとの間に半周期の振動電流を発生する
   ことでキックバックエネルギーを前記抵抗で熱損失とし
   て消費させる構成にしたことを特徴とする請求項１に記
   載のパルス電源。