JPH11146700A

JPH11146700A - 同期電動機の制御方法

Info

Publication number: JPH11146700A
Application number: JP9304751A
Authority: JP
Inventors: Mitsuhiro Kawamura; 光弘川村
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1997-11-06
Filing date: 1997-11-06
Publication date: 1999-05-28

Abstract

(57)【要約】【課題】同期電動機の電機子反作用リアクタンスが磁
気飽和現象のため磁束が大きくなると値が低下すること
による磁束演算によって算定される磁束と実際の磁束と
のずれを解消し得る同期電動機の磁気飽和モデルを求め
る。【解決手段】同期電動機で無負荷飽和特性たる磁気飽
和モデルに関しての唯一の実測値である直軸電機子反作
用リアクタンスの磁気飽和特性Ｘ_ad（ｉ_d，０）＝Ｘ_ad
（ｉ_f，０）を得（Ｓ₁）、直軸電機子電流ｉ_dと横軸
電機子電流ｉ_qとの組合せで磁気ベクトルポテンシャル
の基本波の正弦成分Ａ_d（ｉ_d，ｉ_q）、余弦成分Ａ_q
（ｉ_d，ｉ_q）を求め（Ｓ₂）、更に横軸電機子反作用
リアクタンスの不飽和値Ｘ_aq（０，０）を得（Ｓ₃）、
この実測値と磁界解析値とを組合せることで（Ｓ₄）横
軸電機子反作用リアクタンスの飽和特性を求める
（Ｓ₆）。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はベクトル制御のため
の磁束演算に用いる同期電動機の磁気飽和モデルとし
て、実測値である無負荷飽和特性を用いて有限要素法に
よる磁界解析で実測不可能な運転状態下での磁気飽和特
性を補うことで精度のよい磁気飽和モデルを用いた同期
電動機の制御方法に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図５は本発明においても用いられるが、
従来においても用いられてきた一般的な同期電動機の駆
動制御装置の基本的構成を示すブロック図であり、図中
１は速度指令値Ｎに基づいて電力を供給する駆動制御装
置、２は駆動制御対象である同期電動機を示している。
駆動制御装置１は速度制御器１１、磁束制御器１２、電
流制御器１３、座標変換器１４、電力供給器１５、同期
電動機２の回転子の回転速度ｎ及び磁極の位置を検出す
る速度・位置検出器１６及び磁束演算器１７等を備えて
いる。

【０００３】速度制御器１１は外部から与えられる速度
指令値Ｎと、速度・位置検出器１６で検出した同期電動
機２における回転子の回転速度ｎとを比較し、この比較
結果に基づいてトルク電流指令値を演算し、これを電流
制御器１３へ出力する。磁束制御器１２は同期電動機２
の磁束の大きさを、磁束基準値設定器１９から入力され
る磁束基準値、換言すれば磁束指令値に一致させるに必
要な励磁電流指令値を演算し、これを電流制御器１３へ
出力する。なお同期電動機２の内部の磁束の大きさは直
接測定することができないので、磁束演算器１７が算定
する磁束の大きさを用いる。

【０００４】電流制御器１３は速度制御器１１から入力
されるトルク電流指令値及び磁束制御器１２から入力さ
れる励磁電流指令値と、座標変換器１８から入力される
起磁力が磁束の方向と直交するトルク電流及び起磁力が
磁束の方向となる励磁電流とを比較し、その比較結果か
ら電流制御信号を演算し、これを座標変換器１４へ出力
する。座標変換器１４は磁束演算器１７が算定した磁束
の方向を基準として入力された電流制御信号を、３相交
流及び界磁電流の制御信号に座標変換し、これを電力供
給器１５へ出力する。電力供給器１５はインバータ等で
構成されており、座標変換器１４から入力される制御信
号に対応した３相交流及び界磁電流を同期電動機２へ供
給する。

【０００５】速度・位置検出器１６は同期電動機２にお
ける回転子に設けた回転数検出器にて回転速度ｎ及び磁
極の位置を検出し、回転速度ｎを速度制御器１１及び磁
束基準値設定器１９へ、また磁極の位置は座標変換器１
８へ出力する。磁束基準値設定器１９は入力された回転
子の回転速度ｎに応じた大きさの磁束を決定し、これを
磁束制御器１２へ出力する。また座標変換器１８は磁束
演算器１７が算定した磁束の方向を基準として速度・位
置検出器１６で検出した回転子の磁極の位置毎に、電力
供給器１５から同期電動機２への給電線に設けた電流検
出器ＳＥ_u，ＳＥ_W及びＳＥ_fにて検出されたｕ相、ｗ
相及び界磁の各電流ｉ_u、ｉ_W、ｉ_fをその起磁力が磁
束の方向に直交するトルク電流及び起磁力が磁束の方向
の励磁電流に座標変換し、これらを電流制御器１３へ出
力する。磁束の方向は磁束演算器１７が算定した値を用
いる。磁束演算器１７に予め入力されている図６、図７
に示す如き特性データ、即ち同期電動機の磁気飽和モデ
ルに基づいて磁束の方向及び大きさを算出し、これを座
標変換器１４、１８及び磁束制御器１２へ出力してい
る。

【０００６】図６は励磁電流ｉ₀に対する磁束φの飽和
特性を示す特性図であり、横軸に励磁電流ｉ₀を、また
縦軸に磁束φをとって示してある。図７は磁束φ₀，φ
_sを励磁電流ｉ₀で除算して求めた電機子反作用リアク
タンスの励磁電流ｉ₀に対する飽和特性（磁気飽和モデ
ル）を示す特性図であり、横軸に励磁電流ｉ₀を、また
縦軸に電機子反作用リアクタンスφ／ｉ₀をとって示し
てある。

【０００７】同期電動機２は、トルク電流と磁束の大き
さの積に対応したトルクを発生するので、その制御には
トルク電流と磁束の大きさを正確に設定制御する必要が
あり、磁束演算器１７が算定する磁束の方向に基づき座
標変換されるトルク電流の精度及び磁束演算器１７が算
定する磁束の大きさの精度が悪いと、正確なトルク制御
が困難となる。従って、磁束演算器１７が算定する磁束
の方向と大きさを実際の同期電動機２内部の磁束のそれ
と一致させることが正確なトルク制御のために重要とな
る。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところで図７に示す磁
気飽和モデルは、図８に示す無負荷飽和特性を示す特性
図から求める。無負荷飽和特性は、電機子電流を流さな
い無負荷条件下で、界磁電流のみ流して生じる直軸磁束
による電機子電圧を測定して求める。即ち、図７に示す
磁気飽和モデルは、同期電動機２の磁極方向である直軸
の起磁力による直軸の磁束の磁気飽和特性を表現してい
る。図９は、同期電動機２における電機子の磁極片にお
ける無負荷運転条件下での磁束を示す概念図である。

【０００９】一方、電機子電流を流す負荷条件下では、
図１０に示す直軸電機子電流による磁極方向の直軸磁束
と、図１１に示す横軸電機子電流による磁極と直交する
横軸磁束とが存在する。図１２は、界磁電流による図９
に示す磁束、直軸電機子電流による図１０に示す直軸磁
束、横軸電機子電流による図１１に示す横軸磁束が混在
して存在する負荷条件下での磁束を示す概念図である。

【００１０】磁束が複雑な流れとなる負荷条件下では、
図９に示す磁束のみに基づいて求めた図７に示す磁気飽
和モデルを用いたのでは、同期電動機２の磁束を正確に
表現できず、その結果、駆動制御装置１の磁束演算器１
７で算定する磁束の大きさ、方向が制御の対象となる同
期電動機２の実際の磁束の大きさ、方向と一致しない。

【００１１】負荷条件下での磁気飽和特性と無負荷条件
下での磁気飽和特性とに大きな差が生じる場合には、ト
ルク制御精度の悪化、制御安定性の悪化が生じることと
なり、運転領域を限定するか、または負荷条件下での磁
気飽和特性と無負荷条件下での磁気飽和特性に大きな差
が生じないように同期電動機２の体格を大きくする、換
言すれば高価な同期電動機を製作しなければならないと
いう問題があった。

【００１２】本発明は上記のような課題を解決するため
になされたものであって、安定な制御を可能とする制御
限界を拡大し、負荷条件下と無負荷条件下とで磁気飽和
特性に大きな差が生じる体格の小さい、安価な同期電動
機においても制御安定性が良好な同期電動機のベクトル
制御を可能とする同期電動機の磁気飽和モデルを提供す
ることを目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明に係
る同期電動機の制御方法は、無負荷飽和特性試験から求
めた無負荷運転条件下での直軸電機子反作用リアクタン
スの飽和特性の実測値と、直軸と横軸の電流の関数とし
て有限要素法にて求めた飽和特性の磁界解析値とを組合
せ、直軸電機子反作用リアクタンス及び横軸電機子反作
用リアクタンス夫々を直軸と横軸の電流の関数として定
めた同期電動機の磁気飽和モデルを用いることを特徴と
する。

【００１４】請求項２記載の発明に係る同期電動機の制
御方法は、磁束を求めるための横軸電機子反作用リアク
タンスとして、界磁電流と直軸電機子電流夫々の絶対値
の和に比例する補正量を差し引いた値を用いることを特
徴とする。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下本発明をその実施の形態を示
す図面に基づき具体的に説明する。（実施の形態１）本発明の実施の形態１においては図５
に示す従来の同期電動機の駆動制御装置を磁束演算器１
７において用いる同期電動機の磁気飽和モデルを除いて
そのまま用いる。本願発明に係る同期電動機の制御方法
を実施する制御装置は図５において速度指令値Ｎに基づ
いて電力を供給する駆動制御装置１、駆動制御対象であ
る同期電動機２を示している。駆動制御装置１は速度制
御器１１、磁束制御器１２、電流制御器１３、座標変換
器１４、電力供給器１５、同期電動機２の回転子の回転
速度ｎ及び磁極の位置を検出する速度・位置検出器１６
及び磁束演算器１７等を備えている。

【００１６】速度制御器１１は外部から与えられる速度
指令値Ｎと、速度・位置検出器１６で検出した同期電動
機２における回転子の回転速度ｎとを比較し、この比較
結果に基づいてトルク電流指令値を演算し、これを電流
制御器１３へ出力する。磁束制御器１２は同期電動機２
の磁束の大きさを、磁束基準値設定器１９から入力され
る磁束基準値、換言すれば磁束指令値に一致させるに必
要な励磁電流指令値を演算し、これを電流制御器１３へ
出力する。同期電動機２の内部の磁束の大きさは直接測
定することができないので、磁束演算器１７が算定する
磁束の大きさを用いる。電流制御器１３は速度制御器１
１から入力されるトルク電流指令値及び磁束制御器１２
から入力される励磁電流指令値と、座標変換器１８から
入力される起磁力が磁束の方向と直交するトルク電流及
び起磁力が磁束の方向となる励磁電流とを比較し、その
比較結果から電流制御信号を演算し、これを座標変換器
１４へ出力する。座標変換器１４は磁束演算器１７が算
定した磁束の方向を基準として入力された電流制御信号
を、３相交流及び界磁電流の制御信号に座標変換し、こ
れを電力供給器１５へ出力する。電力供給器１５はイン
バータ等で構成されており、座標変換器１４から入力さ
れる制御信号に対応した３相交流及び界磁電流を同期電
動機２へ供給する。

【００１７】速度・位置検出器１６は同期電動機２にお
ける回転子に設けた回転数検出器にて回転速度ｎ及び磁
極の位置を検出し、回転速度ｎを速度制御器１１及び磁
束基準値設定器１９へ、また磁極の位置は座標変換器１
８へ出力する。磁束基準値設定器１９は入力された回転
子の回転速度ｎに応じた大きさの磁束を決定し、これを
磁束制御器１２へ出力する。

【００１８】また座標変換器１８は磁束演算器１７が算
定した磁束の方向を基準として速度・位置検出器１６で
検出した回転子の磁極の位置毎に、電力供給器１５から
同期電動機２への給電線に設けた電流検出器ＳＥ_u，Ｓ
Ｅ_W及びＳＥ_fにて検出されたｕ相、ｗ相及び界磁の各
電流ｉ_u、ｉ_W、ｉ_fをその起磁力が磁束の方向に直交
するトルク電流及び起磁力が磁束の方向の励磁電流に座
標変換し、これらを電流制御器１３へ出力する。磁束の
方向は磁束演算器１７が算定した値を用いる。磁束演算
器１７は以下に示すような新たな同期電動機の磁気飽和
モデルに基づいて磁束の方向及び大きさを算出し、これ
を座標変換器１４、１８及び磁束制御器１２へ出力して
いる。

【００１９】以下本発明において用いる同期電動機の磁
気飽和モデルの導出過程を図１に示す説明図に従って説
明する。図１は本発明に係る同期電動機の磁気飽和モデ
ルの導出過程を示す説明図であり、無負荷飽和特性が磁
気飽和モデルに関する唯一可能な実測値であることを活
かし、有限要素法の磁界解析で事実上実測不可能な運転
領域における磁気飽和特性を補い、無負荷条件下のみな
らず、負荷条件下においても精度良く同期電動機の磁気
飽和特性を表現することができる磁気飽和モデルを求め
る。

【００２０】(a) 図１においてＳ₁は無負荷飽和特性
試験から直軸電機子反作用リアクタンスの磁気飽和特性
を表わす関数Ｘ_ad（ｉ_d，０）を示している。無負荷飽
和特性試験では、界磁電流の励磁による直軸電機子反作
用リアクタンスの磁気飽和特性が測定される。この磁気
飽和特性を単位法で表現すると図８に示す電圧と図６に
示す磁束とはその値が略一致し、図７に示すように磁束
を界磁電流で除することで直軸電機子反作用リアクタン
スが求まる。即ち、界磁電流ｉ _fの励磁による直軸電機
子反作用リアクタンスＸ_adの磁気飽和特性を表現する関
数Ｘ_ad (ｉ_f) の実測値が得られる。図９に示される界
磁電流のみを流した場合の磁束と、図１０に示される直
軸電機子電流のみを流した場合の直軸磁束とは、Ｎ極と
Ｓ極とが逆となる点を除いて略等しいと見做せるから、
界磁電流ｉ_fのみ流した場合の直軸電機子反作用リアク
タンスの飽和特性を表わす関数Ｘ_ad (ｉ_f) と、直軸電
機子電流ｉ_dのみを流した場合の直軸電機子反作用リア
クタンスの飽和特性を表わす関数Ｘ_ad (ｉ_d) とは単位
法で表現すると略一致する。この飽和特性を表わす関数
を横軸電機子電流ｉ_qの影響も考慮できるようＸ_ad (ｉ
_d，ｉ_q) のようにｉ_dとｉ_qの２変数の関数表現とす
れば、横軸電機子電流ｉ_q＝０の条件での直軸電機子反
作用リアクタンスＸ_ad (ｉ_d, ｉ_q) の特性、即ちＸ _ad
(ｉ_d, ０) ＝Ｘ_ad (ｉ_f, ０) が実測値として得られ
る。

【００２１】(b) 図１においてＳ₂は磁界解析で求め
た電機子内径の磁気ベクトルポテンシャルＡ_d (ｉ_d,
ｉ_q) ，Ａ_q( ｉ_d, ｉ_q) を示している。

【００２２】直軸電機子電流ｉ_dと横軸電機子電流ｉ_q
の組合せで有限要素法による磁界解析を行う。図２は直
軸を電気角を０度とし、０度から１８０度までの１極分
の領域を、周期境界条件で実施した磁界解析図である。
磁束密度をＢ、磁気ベクトルポテンシャルをＡ、透磁率
をμ、電流密度をＪとすると磁界解析の基本式は(1)式
で示される。

【００２３】

【数１】

【００２４】直軸電機子電流ｉ_dと横軸電機子電流ｉ_q
とを組合せて実施する磁界解析結果より、同期電動機の
電機子内径に沿って磁気ベクトルポテンシャルＡについ
てフーリエ展開する。電気角０度から１８０度の範囲で
フーリエ展開した磁気ベクトルポテンシャルの基本波の
正弦（ｓｉｎ) 成分をＡ_d（ｉ_d，ｉ_q）、余弦（ｃｏ
ｓ）成分をＡ_q（ｉ_d，ｉ_q）とすれば、磁束の直軸成
分φ_ad（ｉ_d，ｉ_q）、磁束の横軸成分φ_aq（ｉ_d，ｉ
_q）との間に(2) 式の如き比例関係が成立する。

【００２５】

【数２】

【００２６】前述の如く横軸電機子電流ｉ_q＝０の条件
での直軸電機子反作用リアクタンスＸ_ad( ｉ_d, ｉ_q)
の磁気飽和特性、即ちＸ_ad( ｉ_d, ０) が実測値として
得られており、図１に示す如くＳ₄にて前記無負荷条件
での実測値に次式で磁界解析値を組み合わせると、直軸
電機子電流ｉ_dと横軸電機子電流ｉ_qとの関数である直
軸電機子反作用リアクタンスの飽和特性を示す関数Ｘ_ad
（ｉ_d，ｉ_q）を下記(3) 式で求めることができる。

【００２７】

【数３】

【００２８】(c) 図１においてＳ₃は横軸電機子反作
用リアクタンスの不飽和値Ｘ_aq（０，０）を求める過程
を示すブロックである。横軸電機子反作用リアクタンス
Ｘ_aqの飽和特性を実測することは困難である。そこで直
軸電機子電流ｉ_dと横軸電機子電流ｉ_qが極めて小さい
条件（ｉ_d≒ｉ_q≒０）での不飽和値、即ちＸ_aq（０，
０）の１点のみ実測値が得られることを利用して図１に
示す如くＳ₄にてこの実測値に磁界解析値を組み合わ
せ、直軸電機子電流ｉ_dと横軸電機子電流ｉ_qの関数と
して横軸電機子反作用リアクタンスの飽和特性を表わす
関数Ｘ_aq（ｉ_d，ｉ _q）が(4) 式として求まる。なお、
(4) 式で用いているｉ_q0はｉ_q＝０の条件に代えて用い
る磁気飽和を起こさない程度の小さな横軸電機子電流で
ある。

【００２９】

【数４】

【００３０】(d) 図１においてＳ₅は(3) 式の結果を
表形式で示した直軸電機子反作用リアクタンスの磁気飽
和モデルであり、その具体的数値を表１に示す。この磁
気飽和モデルでは、直軸電機子電流ｉ_d＝０〜１．５に
対する７点の直軸電機子反作用リアクタンス実測値Ｘ_ad
（ｉ_d，０）と、横軸電機子電流ｉ_q＝０〜１．５に対
する６点を組合せた７×６＝４２点で実施した磁界解析
結果Ａ_d（ｉ_d，ｉ_q）を用いて求めた直軸電機子反作
用リアクタンスの磁気飽和モデルを単位法で表現したも
のである。この４２点で構成される磁気飽和モデルを図
５に示す駆動制御装置１の磁束演算器１７に入力する。
磁束演算器１７は入力された４２点の値から補間式を作
成し、界磁電流ｉ_fと直軸電機子電流ｉ_dとの合成直軸
電流ｉ_f＋ｉ_d、横軸電機子電流ｉ_qの任意の組合せに
対してＸ_ad（ｉ_f＋ｉ_d，ｉ_q）を求めて磁束の演算を
実施する。

【００３１】

【表１】

【００３２】(e) 図１においてＳ₆は(4) 式の結果を
表形式で示した横軸電機子反作用リアクタンスの磁気飽
和モデルであり、その具体的数値を表２に示す。この磁
気飽和モデルでは、横軸電機子反作用リアクタンスの不
飽和実測値Ｘ_aq (０, ０) の１点と、直軸電機子電流ｉ
_d＝０〜１．５に対する７点、横軸電機子電流ｉ_q＝０
〜１．５に対する６点を組合せ、７×６＝４２点で実施
した磁界解析結果Ａ_q（ｉ_d，ｉ_q）を用いて求めた横
軸電機子反作用リアクタンスの磁気飽和モデルを単位法
で表現したものである。この４２点から構成する磁気飽
和モデルを図５に示す駆動制御装置１の磁束演算器１７
へ入力する。磁束演算器１７は入力された４２点の値か
ら補間式を作成し、界磁電流ｉ_fと直軸電機子電流ｉ_d
の合成直軸電機子電流ｉ_f＋ｉ_d、横軸電機子電流ｉ_q
の任意の組合せに対して関数Ｘ_aq（ｉ_f＋ｉ_d，ｉ_q）
を求めて磁束の演算を実施する。このようにして求めた
表１及び表２に示す磁気飽和モデルを図５に示す磁気演
算器１７に設定して同期電動機２に対するベクトル制御
に基づく駆動制御を行う。

【００３３】

【表２】

【００３４】次に動作について説明する。図５に示す同
期電動機の駆動制御装置１では座標変換器１８が電流検
出器ＳＥ _u、ＳＥ_W、ＳＥ_fより検出された電流ｉ_u、
ｉ_W、ｉ_fを、磁束演算器１７から入力された磁束の方
向、大きさに基づきその起磁力が磁束の方向と直交する
トルク電流と、起磁力が磁束の方向の励磁電流とに座標
変換し、電流制御器１３へ出力する。この座標変換は具
体的には次の２段階で行われる。即ち、まず３相交流の
電機子電流ｉ_u、ｉ_Wを下記(5) 式に示す変換式により
直軸電機子電流ｉ_dと横軸電機子電流ｉ_qに変換され
る。(5) 式中のθは同期電動機２の電機子のｕ相巻線の
起磁力方向と界磁巻線の起磁力方向のなす電気角であ
り、速度・位置検出器１６で検出される。

【００３５】

【数５】

【００３６】次に、その起磁力が磁束の方向と直交する
トルク電流と起磁力とが磁束方向の励磁電流に座標変換
する。座標変換の基準となる磁束の方向は磁束演算器１
７により以下のように算定される。例えば、界磁電流ｉ
_f＝１．４、直軸電機子電流ｉ_d＝−０．６、横軸電機
子電流ｉ_q＝０．７の場合、界磁電流ｉ_fと直軸電機子
電流ｉ_dの合成直軸電流はｉ_f＋ｉ_d＝１．４−０．６
＝０．８となり、横軸電機子電流ｉ_q＝０．７であるか
ら、表１に示す直軸電機子反作用リアクタンスの磁気飽
和モデルを参照すれば、Ｘ_ad（０．８，０．７）＝１．
０１８が求まる。同様に、表２に示す横軸電機子反作用
リアクタンスの磁気飽和モデルを参照すればＸ_aq（０．
８，０．７）＝０．６１０が求まる。即ち、無負荷条件
下のみならず負荷条件下においても、任意の界磁電流と
電機子電流の組み合せに対し、夫々直軸電機子反作用リ
アクタンスＸ_adと横軸電機子反作用リアクタンスＸ_aqが
求まる。このＸ_adとＸ_aqとは別途求めた定数の電機子漏
れリアクタンスＸ₁から、直軸電機子鎖交磁束φ_d、横
軸電機子鎖交磁束φ_q及び電機子鎖交磁束の方向を示す
電気角θ_sが夫々下記(6) 式で与えられる。

【００３７】

【数６】

【００３８】磁束制御器１２は、同期電動機２の電機子
鎖交磁束の大きさが、速度・位置検出器１６で検出され
た速度に応じ、磁束基準値設定器１９で決められる磁束
指令値に一致するよう制御を行う。なお同期電動機内部
の磁束の大きさは直接測定することができないので、磁
束演算器１７が算定する磁束の大きさφが用いられる。
この磁束の大きさφは、前述の直軸電機子鎖交磁束φ_d
と横軸電機子鎖交磁束φ_qとから下記(7) 式で与えられ
る。

【００３９】

【数７】

【００４０】電流制御器１３は、その起磁力が磁束の方
向に直交するトルク電流及び起磁力が磁束の方向となる
励磁電流として制御信号を演算する。その制御信号は、
座標変換器１４により３相交流及び界磁電流に変換さ
れ、電力供給器１５を通じて同期電動機２に電力を供給
する。この座標変換においても、磁束演算器１７が算定
する前述の磁束の方向が基準となる。

【００４１】このような実施の形態１においては、無負
荷条件のみならず負荷条件における任意の界磁電流と電
機子電流の組合せに対して磁束の方向と大きさを算定で
きることとなり、任意の運転条件における磁束演算器１
７で算定される磁束の方向と大きさを実際の同期電動機
２の磁束に一致させることができ、正確なトルク制御が
可能となる効果がある。

【００４２】（実施の形態２）同期電動機２の負荷が極
めて大きくなると、正の界磁電流ｉ_fと負の直軸電機子
電流ｉ_dが共に極めて大きな値となり、界磁電流ｉ_fに
よる磁束を直軸電機子電流ｉ_dによる磁束が殆ど打ち消
す状態となる。このような状態では、図３に示すように
打ち消し合った磁束の残差として残る界磁巻線漏れ磁束
と横軸磁束とが重畳し、磁極片の端部で局部的な磁気飽
和が生じる場合がある。この局部的な磁気飽和が生じる
場合には、実施の形態１で述べた表２の横軸電機子反作
用リアクタンスＸ_aqに代えて、図４で示すようにその値
を小さく補正した値を用いて磁束演算の精度向上を図
る。

【００４３】図４は実施の形態２に示す磁気飽和モデル
の導出過程を示す説明図であり、この実施の形態２にお
いては正の界磁電流ｉ_fと負の直軸電機子電流ｉ_d夫々
の絶対値が非常に大きく、直軸の合成電流ｉ_f＋ｉ_dに
比べｉ_f−ｉ_dが大きいので、ｉ_f−ｉ_dに注目した補
正をする。即ち、図４におけるＳ₁₁に示す如く横軸電機
子反作用リアクタンスＸ_aqとして、正の界磁電流ｉ_fと
負の直軸電機子電流ｉ _d夫々の絶対値の和に比例する補
正量Ｋ（ｉ_f−ｉ_d）を差し引いてその値を小さくした
横軸電機子反作用リアクタンスＸ_aqの値を用いる。界磁
電流ｉ_f、直軸電機子電流ｉ_d、横軸電機子電流ｉ_qの
３変数の関数となる横軸電機子反作用リアクタンスの補
正結果をＸ_aq（ｉ_f，ｉ_d，ｉ_q）、図４で示される直
軸合成電流ｉ_f＋ｉ_dと横軸電機子電流ｉ_qの２変数の
関数である補正前の横軸電機子反作用リアクタンスＸ_aq
（ｉ_f＋ｉ_d，ｉ_q）、比例係数をｋ、正の界磁電流ｉ
_fと負の直軸電機子電流ｉ_d夫々の絶対値の和をｉ_f−
ｉ_dとした場合、この磁気飽和モデルは下記(8) 式で示
される。

【００４４】

【数８】

【００４５】例えば、界磁電流ｉ_f＝２．１、直軸電機
子電流ｉ_d＝−１．９、横軸電機子電流ｉ_q＝０．５の
場合、界磁電流ｉ_fと直軸電機子電流ｉ_dの合成直軸電
流はｉ_f＋ｉ_d＝２．１−１．９＝０．２、横軸の電流
はｉ_q＝０．５であるから、表２に示す横軸電機子反作
用リアクタンスＸ_aqの磁気飽和モデルを参照するとＸ _aq
（０．２，０．５）＝０．７００が求まる。ここまでの
処理は実施の形態１と同じである。実施の形態２では、
更に比例係数ｋ＝０．０３５、正の界磁電流と負の直軸
電機子電流夫々の絶対値の和ｉ_f−ｉ_d＝２．１＋１．
９＝４．０、これらから０．５６＝０．７００−０．０
３５×４．０と横軸電機子反作用リアクタンスＸ_aqの値
を０．７０から０．５６に補正する。なお、ここで用い
る比例係数ｋの値は、ｉ_f、ｉ_d、ｉ_qを個別に与えた
磁界解析から見出すことが可能である。また、調整運転
により最適な値を見出すことも可能である。

【００４６】以上のように、実施の形態１に横軸電機子
反作用リアクタンスの補正を付加した実施の形態２で
は、無負荷条件や通常の負荷条件のみならず極めて大き
な負荷条件においても、任意の界磁電流と電機子電流の
組み合わせに対して磁束の方向と大きさを算定できるよ
うにしたので、磁束演算器１７で算定する磁束を実際の
同期電動機２の磁束に一致させる範囲を実施の形態１の
みの場合より拡大でき、正確なトルク制御を可能とする
運転範囲を拡大できる効果がある。

【００４７】

【発明の効果】以上のように、請求項１記載の発明によ
れば、無負荷飽和特性の試験結果から求めた無負荷運転
条件の直軸電機子反作用リアクタンス飽和特性の実測値
と、直軸と横軸との電流の関数から有限要素法で計算し
た飽和特性の磁界解析値とを組み合わせ、直軸電機子反
作用リアクタンスと横軸電機子反作用リアクタンスとを
直軸と横軸との電流の関数として同期電動機の磁気飽和
モデルを定めるから負荷条件の磁気飽和特性が無負荷条
件の磁気飽和特性と差が生じる場合にも、磁束演算器で
算定する磁束と実際の同期電動機の磁束を一致させるこ
とができ、制御安定性を良好にすることができると共に
制御限界を拡大でき、また、同期電動機の体格を小さく
製作することにより複雑な磁気飽和現象が現れる場合に
も精度良く磁束の算定ができるので、体格の小さな安価
な同期電動機を用いることができる効果がある。

【００４８】請求項２記載の発明によれば、請求項１記
載の横軸電機子反作用リアクタンスとして、界磁電流と
直軸電機子電流夫々の絶対値の和に比例する補正量を差
し引いてその値を小さくした横軸電機子反作用リアクタ
ンスの値を用いるようにしたので、極めて大きな負荷条
件の場合にも、磁束演算器で算定する磁束と実際の同期
電動機の磁束を一致させることがてき、請求項１記載の
発明のみ適用する場合より制御安定性を良好にすること
ができると共に制御限界を拡大できる。さらに、同期電
動機の体格を小さく製作することにより複雑な磁気飽和
現象が現れる場合にも精度良く磁束の算定ができるの
で、請求項１記載の発明のみ適用する場合より、体格の
小さな安価な同期電動機を用いることができる効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１による同期電動機の磁
気飽和モデルの導出過程を示す説明図である。

【図２】直軸電機子電流と横軸電機子電流の組合せに
ついて実施する有限要素法による磁界解析結果の磁気ベ
クトルポテンシャル等高線を示す磁束線図である。

【図３】本発明の実施の形態２で考慮する、磁極片の
端部において干渉する界磁巻線漏れ磁束と横軸磁束を示
す概念図である。

【図４】本発明の実施の形態２による同期電動機の磁
気飽和モデルの導出過程を示す説明図である。

【図５】ベクトル制御による同期電動機の駆動制御装
置を示すブロック図である。

【図６】従来の磁気飽和特性（磁気飽和モデル）を示
す特性図である。

【図７】従来の磁気飽和特性（磁気飽和モデル）を示
す特性図である。

【図８】無負荷飽和特性を示す特性図である。

【図９】界磁電流のみを流す無負荷条件で生じる直軸
磁束を示す概念図である。

【図１０】直軸電機子電流のみを流した場合の直軸磁
束を示す概念図である。

【図１１】横軸電機子電流のみを流した場合の横軸磁
束を示す概念図である。

【図１２】負荷条件において直軸磁束と横軸磁束が混
在する場合の磁束を示す概念図である。

【符号の説明】

１駆動制御装置、２同期電動機、１１速度制御
器、１２磁束制御器、１３電流制御器、１４座標
変換器、１５電力供給器、１６速度・位置検出器、
１７磁束演算器、１８座標変換器、１９磁束基準
値設定器、ＳＥ_u，ＳＥ_W，ＳＥ_f 電流検出器。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】無負荷飽和特性試験から求めた無負荷運
転条件下での直軸電機子反作用リアクタンスの飽和特性
の実測値と、直軸と横軸の電流の関数として有限要素法
にて求めた飽和特性の磁界解析値とを組合せ、直軸電機
子反作用リアクタンス及び横軸電機子反作用リアクタン
ス夫々を直軸と横軸の電流の関数として定めた同期電動
機の磁気飽和モデルを用いることを特徴とする同期電動
機の制御方法。
【請求項２】横軸電機子反作用リアクタンスとして、
界磁電流と直軸電機子電流夫々の絶対値の和に比例する
補正量を差し引いた値を用いることを特徴とする請求項
１記載の同期電動機の制御方法。