JPH11149064A - 相互位相及び／又は自己位相変調補償を具備した伝送システム - Google Patents
相互位相及び／又は自己位相変調補償を具備した伝送システムInfo
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- JPH11149064A JPH11149064A JP10253064A JP25306498A JPH11149064A JP H11149064 A JPH11149064 A JP H11149064A JP 10253064 A JP10253064 A JP 10253064A JP 25306498 A JP25306498 A JP 25306498A JP H11149064 A JPH11149064 A JP H11149064A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/25—Arrangements specific to fibre transmission
- H04B10/2507—Arrangements specific to fibre transmission for the reduction or elimination of distortion or dispersion
- H04B10/2513—Arrangements specific to fibre transmission for the reduction or elimination of distortion or dispersion due to chromatic dispersion
- H04B10/25137—Arrangements specific to fibre transmission for the reduction or elimination of distortion or dispersion due to chromatic dispersion using pulse shaping at the transmitter, e.g. pre-chirping or dispersion supported transmission [DST]
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- H04B10/255—Self-phase modulation [SPM]
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、相互位相変調及び／又は自己位相
変調の悪影響の少なくとも一部を打ち消すため補償が設
けられた伝送システムの提供を目的とする。 【解決手段】 有意な相互位相変調が生じる振幅変調さ
れたトラヒックを伝達するＷＤＭ伝送システムにおい
て、個別のチャネル毎に送信器側で、他の各チャネルに
適用された振幅変調のレプリカ又はローパスフィルタを
通されたレプリカを用いてプレチャープされる。自己位
相変調の補償を行うため、付加的又は代替的に、個別の
チャネル毎にそのチャネルに適用された振幅変調のレプ
リカを用いたプレチャープを使用してもよい。
変調の悪影響の少なくとも一部を打ち消すため補償が設
けられた伝送システムの提供を目的とする。 【解決手段】 有意な相互位相変調が生じる振幅変調さ
れたトラヒックを伝達するＷＤＭ伝送システムにおい
て、個別のチャネル毎に送信器側で、他の各チャネルに
適用された振幅変調のレプリカ又はローパスフィルタを
通されたレプリカを用いてプレチャープされる。自己位
相変調の補償を行うため、付加的又は代替的に、個別の
チャネル毎にそのチャネルに適用された振幅変調のレプ
リカを用いたプレチャープを使用してもよい。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、波長多重化信号を
ディジタル伝送する光伝送システムに係わり、特に、位
相変調の影響を補償する方法に関する。
ディジタル伝送する光伝送システムに係わり、特に、位
相変調の影響を補償する方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】媒体及び長い伝搬距離を介して波長多重
化信号をディジタル伝送する光伝送システムは、数種類
のクロストーク効果を受ける可能性がある。上記効果の
中の一つの効果は相互（クロス）位相変調である。相互
位相変調は、非線形効果が重大な部分を占め、システム
範囲を制限し始める高い信号パワーレベルで生じる。相
互位相変調は、伝送中の何れかの信号の光パワーの変調
にパワーを伝搬させる伝送媒体の屈折率の重要な対応し
た変調を充分に生成し得る大きさがあるときに生じる。
この屈折率変調は伝送中の全ての信号の位相変調を生じ
させる。屈折率変調を生成する信号の位相変調は自己
（セルフ）位相変調（ＳＰＭ）であり、他の全ての位相
変調は相互位相変調（ＸＰＭ）である。
化信号をディジタル伝送する光伝送システムは、数種類
のクロストーク効果を受ける可能性がある。上記効果の
中の一つの効果は相互（クロス）位相変調である。相互
位相変調は、非線形効果が重大な部分を占め、システム
範囲を制限し始める高い信号パワーレベルで生じる。相
互位相変調は、伝送中の何れかの信号の光パワーの変調
にパワーを伝搬させる伝送媒体の屈折率の重要な対応し
た変調を充分に生成し得る大きさがあるときに生じる。
この屈折率変調は伝送中の全ての信号の位相変調を生じ
させる。屈折率変調を生成する信号の位相変調は自己
（セルフ）位相変調（ＳＰＭ）であり、他の全ての位相
変調は相互位相変調（ＸＰＭ）である。
【０００３】直接検出を使用する伝送システムにおい
て、検出器にＸＰＭが出現しても格別の問題は生じな
い。その理由は直接検出が受信信号の位相の変動に感応
しないからである。しかし、伝送媒体が（色）分散を示
す場合、ＸＰＭは依然として直接検出を使用する伝送シ
ステムにおいて問題になる。例えば、波長多重化トラヒ
ックを取り扱う従来の光ファイバ導波路伝送媒体によっ
て示されるように、かかる分散が存在する場合、ＸＰＭ
によって生じる位相変調は徐々に振幅変調に変換され
る。従って、ＸＰＭの存在は伝送アイダイヤグラム(tra
nsmission eye diagram)の部分的な閉鎖を生じさせる。
ＳＰＭに起因した部分的なアイクロージャ(eye-closur
e) は幾分異なる態様で生じる。この場合、何れかのチ
ャネル内のデータパルスの位相変調は、上記パルスをス
ペクトル的に拡大する影響を有し、このスペクトル拡大
は、伝送媒体の分散の存在によってパルスの時間的な拡
大に変換される。
て、検出器にＸＰＭが出現しても格別の問題は生じな
い。その理由は直接検出が受信信号の位相の変動に感応
しないからである。しかし、伝送媒体が（色）分散を示
す場合、ＸＰＭは依然として直接検出を使用する伝送シ
ステムにおいて問題になる。例えば、波長多重化トラヒ
ックを取り扱う従来の光ファイバ導波路伝送媒体によっ
て示されるように、かかる分散が存在する場合、ＸＰＭ
によって生じる位相変調は徐々に振幅変調に変換され
る。従って、ＸＰＭの存在は伝送アイダイヤグラム(tra
nsmission eye diagram)の部分的な閉鎖を生じさせる。
ＳＰＭに起因した部分的なアイクロージャ(eye-closur
e) は幾分異なる態様で生じる。この場合、何れかのチ
ャネル内のデータパルスの位相変調は、上記パルスをス
ペクトル的に拡大する影響を有し、このスペクトル拡大
は、伝送媒体の分散の存在によってパルスの時間的な拡
大に変換される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、相互
位相変調及び／又は自己位相変調の悪影響の少なくとも
一部を打ち消すため補償が設けられた伝送システムを提
供することである。本発明は、ＸＰＭ及び／又はＳＰＭ
の結果として受ける悪影響の少なくとも一部に対抗する
ため、個別に影響されたチャネルの一種の逆プレチャー
プ(inversepre-chirping)を提供するものである。
位相変調及び／又は自己位相変調の悪影響の少なくとも
一部を打ち消すため補償が設けられた伝送システムを提
供することである。本発明は、ＸＰＭ及び／又はＳＰＭ
の結果として受ける悪影響の少なくとも一部に対抗する
ため、個別に影響されたチャネルの一種の逆プレチャー
プ(inversepre-chirping)を提供するものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、関連し
た電気信号によって振幅変調された少なくとも二つの光
チャネルを有する送信器を含み、振幅変調された光信号
は分散を示す長さの光ファイバを含む光伝送路上で波長
多重化されている光伝送システムにおいて、ＸＰＭの影
響への対抗に適用する場合に、二つの振幅変調されたチ
ャネルの中の一方のチャネルの他方のチャネルによる相
互位相変調によって生じ、送信器から遠い方のファイバ
の端に現れるクロストークのレベルを低下させる方法が
提供される。上記方法は、送信器側で、上記振幅変調さ
れた他方のチャネルの振幅を変調するため使用された電
気的変調から得られた信号を用いて、上記振幅変調され
た一方のチャネルの位相を変調する。
た電気信号によって振幅変調された少なくとも二つの光
チャネルを有する送信器を含み、振幅変調された光信号
は分散を示す長さの光ファイバを含む光伝送路上で波長
多重化されている光伝送システムにおいて、ＸＰＭの影
響への対抗に適用する場合に、二つの振幅変調されたチ
ャネルの中の一方のチャネルの他方のチャネルによる相
互位相変調によって生じ、送信器から遠い方のファイバ
の端に現れるクロストークのレベルを低下させる方法が
提供される。上記方法は、送信器側で、上記振幅変調さ
れた他方のチャネルの振幅を変調するため使用された電
気的変調から得られた信号を用いて、上記振幅変調され
た一方のチャネルの位相を変調する。
【０００６】光増幅器によって連結された光ファイバ伝
送路の二つ以上のスパンを有する本発明による伝送シス
テムの最も簡単な実装において、本発明の方法は、送信
器の後で第１のスパンに導入されたＸＰＭを補償するこ
とができるが、関連した増幅器によって昇圧された光パ
ワーの結果として第２以降のスパンにおける非線形効果
によって発生されたＸＰＭを補償しない。しかし、第１
のスパンのＸＰＭが最も重大である。その理由は、第１
のスパンのＸＰＭは第１並びに以降の全てのスパンによ
って振幅変調に部分的に変換され、一方、第２及びそれ
以降のスパンに発生されたＸＰＭに関して、徐々に個数
の制限されたスパンにおける分散によって振幅変調に部
分的に変換されるからである。
送路の二つ以上のスパンを有する本発明による伝送シス
テムの最も簡単な実装において、本発明の方法は、送信
器の後で第１のスパンに導入されたＸＰＭを補償するこ
とができるが、関連した増幅器によって昇圧された光パ
ワーの結果として第２以降のスパンにおける非線形効果
によって発生されたＸＰＭを補償しない。しかし、第１
のスパンのＸＰＭが最も重大である。その理由は、第１
のスパンのＸＰＭは第１並びに以降の全てのスパンによ
って振幅変調に部分的に変換され、一方、第２及びそれ
以降のスパンに発生されたＸＰＭに関して、徐々に個数
の制限されたスパンにおける分散によって振幅変調に部
分的に変換されるからである。
【０００７】換言すると、本発明は、別のチャネル、例
えば、チャネルＢに出現するデータにより誘導されたＸ
ＰＭによって特定のチャネル、例えば、チャネルＡに加
えられる位相変調は何であるかを評価し、次に、プレチ
ャープがチャネルＢにより誘導されたＸＰＭの結果とし
てチャネルＡに引き続き発生された位相変調によって徐
々にオフセットされるように上記評価された位相変調の
負の複製（レプリカ）でチャネルＡの位相をプレチャー
プすることにより動作する。
えば、チャネルＢに出現するデータにより誘導されたＸ
ＰＭによって特定のチャネル、例えば、チャネルＡに加
えられる位相変調は何であるかを評価し、次に、プレチ
ャープがチャネルＢにより誘導されたＸＰＭの結果とし
てチャネルＡに引き続き発生された位相変調によって徐
々にオフセットされるように上記評価された位相変調の
負の複製（レプリカ）でチャネルＡの位相をプレチャー
プすることにより動作する。
【０００８】ＳＰＭの影響への対抗に適用される場合、
送信器側において、振幅変調された一方のチャネルの位
相が振幅変調された他方のチャネルの振幅を変調するた
め使用された電気的変調から得られた信号で変調される
代わりに、振幅変調されたチャネルの位相が同じチャネ
ルの振幅を変調するため使用された電気的変調から得た
信号で変調される。
送信器側において、振幅変調された一方のチャネルの位
相が振幅変調された他方のチャネルの振幅を変調するた
め使用された電気的変調から得られた信号で変調される
代わりに、振幅変調されたチャネルの位相が同じチャネ
ルの振幅を変調するため使用された電気的変調から得た
信号で変調される。
【０００９】本発明によれば、関連した電気信号によっ
て振幅変調された少なくとも一つの光チャネルを有する
送信器を含み、振幅変調された光信号は分散を示す長さ
を有する光伝送路に入射される光伝送システムにおい
て、上記振幅変調されたチャネルの自己位相変調によっ
て生じ、送信器から遠い方のファイバの端に現れる振幅
変調のレベルを低下させる方法が提供される。この方法
は、送信器側において、上記振幅変調された一方のチャ
ネルの位相を、上記振幅変調されたチャネルの振幅を変
調するため使用された電気的変調の複製（レプリカ）で
変調する。
て振幅変調された少なくとも一つの光チャネルを有する
送信器を含み、振幅変調された光信号は分散を示す長さ
を有する光伝送路に入射される光伝送システムにおい
て、上記振幅変調されたチャネルの自己位相変調によっ
て生じ、送信器から遠い方のファイバの端に現れる振幅
変調のレベルを低下させる方法が提供される。この方法
は、送信器側において、上記振幅変調された一方のチャ
ネルの位相を、上記振幅変調されたチャネルの振幅を変
調するため使用された電気的変調の複製（レプリカ）で
変調する。
【００１０】
【発明の実施の形態】本発明の他の利点及び特徴は、以
下の好ましい実施例の説明、添付図面、及び、特許請求
の範囲の記載から容易に明らかになる。図１を参照する
に、本発明を具現化する波長分割多重（ＷＤＭ）伝送の
一例は光送信器１０の組を有し、各光送信器は、システ
ムの波長多重化チャネルの中の別個のチャネルのデータ
信号で変調される。説明の便宜上、図示されたシステム
は、特に４個のＷＤＭチャネルを備えている。上記送信
器は、光ファイバ導波路伝送ハイウェイ１１を介して対
応した受信器１２の組と光結合される。システムの送信
器側で、光送信器１０の個別の信号出力は、光増幅器１
４ａが直後に接続されたマルチプレクサ１３を用いて光
ハイウェイ上で波長多重化される。システムの受信器側
で、多重化チャネルはデマルチプレクサ１５を用いて分
割（逆多重化）されるので、異なる波長チャネルは夫々
の検出器１２に特に向けられる。光ハイウェイ１１の長
手方向に間隔を空けて、１台以上の別の光増幅器１４ｂ
が設けられる。ここまでの説明で、上記システムは従来
技術のＷＤＭ伝送システムと区別されていない。本シス
テムと従来技術のＷＤＭ伝送システムとの差は、可変遅
延装置である位相変調器１６が存在することである。各
位相検出器は関連した送信器１０の放射電磁波の位相を
他の各送信器１０に与えられたデータから得られた信号
で変調する。
下の好ましい実施例の説明、添付図面、及び、特許請求
の範囲の記載から容易に明らかになる。図１を参照する
に、本発明を具現化する波長分割多重（ＷＤＭ）伝送の
一例は光送信器１０の組を有し、各光送信器は、システ
ムの波長多重化チャネルの中の別個のチャネルのデータ
信号で変調される。説明の便宜上、図示されたシステム
は、特に４個のＷＤＭチャネルを備えている。上記送信
器は、光ファイバ導波路伝送ハイウェイ１１を介して対
応した受信器１２の組と光結合される。システムの送信
器側で、光送信器１０の個別の信号出力は、光増幅器１
４ａが直後に接続されたマルチプレクサ１３を用いて光
ハイウェイ上で波長多重化される。システムの受信器側
で、多重化チャネルはデマルチプレクサ１５を用いて分
割（逆多重化）されるので、異なる波長チャネルは夫々
の検出器１２に特に向けられる。光ハイウェイ１１の長
手方向に間隔を空けて、１台以上の別の光増幅器１４ｂ
が設けられる。ここまでの説明で、上記システムは従来
技術のＷＤＭ伝送システムと区別されていない。本シス
テムと従来技術のＷＤＭ伝送システムとの差は、可変遅
延装置である位相変調器１６が存在することである。各
位相検出器は関連した送信器１０の放射電磁波の位相を
他の各送信器１０に与えられたデータから得られた信号
で変調する。
【００１１】送信器１０とその位相変調器１６の配置
は、図２に詳細に示されている。４台の送信器１０への
電気データは４本のデータバス２０を介して供給され
る。第１のデータバス２０から第１の送信器１０（図２
ではＴＸ１として示されている）への直接接続が存在
し、関連した位相変調器１６（図２では位相変調器ＰＭ
１）はシグナルプロセッサ２１の組の中の３台、即ち、
シグナルプロセッサｓｐ21、ｓｐ31及びｓｐ41の出力に
よって駆動される。３台のシグナルプロセッサは、他の
３本のデータパスから夫々に入力を受信し、それらの出
力は関連した加算増幅器で加算され、加算増幅器の出力
は位相変調器ＰＭ１に供給される位相制御信号を与え
る。他の３台の送信器１０（図２の送信器ＴＸ２，ＴＸ
３，ＴＸ４）と、それらのシグナルプロセッサ２１と、
加算増幅器２２と、位相変調器１６は、同様に接続され
る。かくして、第２、第３及び第４の各データバスか
ら、夫々、第２、第３及び第４の送信器ＴＸ２，ＴＸ
３，ＴＸ４への直接接続が設けられる。上記の各送信器
に対し、同様に、関連した３台のシグナルプロセッサの
組が存在し、これらのシグナルプロセッサは、夫々、特
定の送信器に直結されたデータバス以外の他の３本のデ
ータバスからの入力を有する。従って、送信器ＴＸ２の
場合、送信器ＴＸ２は、第２のデータバスからの直接接
続があり、第１、第３及び第４のデータバスは、夫々、
送信器ＴＸ２と関連したシグナルプロセッサｓｐ12、ｓ
ｐ32及びｓｐ42に接続される。
は、図２に詳細に示されている。４台の送信器１０への
電気データは４本のデータバス２０を介して供給され
る。第１のデータバス２０から第１の送信器１０（図２
ではＴＸ１として示されている）への直接接続が存在
し、関連した位相変調器１６（図２では位相変調器ＰＭ
１）はシグナルプロセッサ２１の組の中の３台、即ち、
シグナルプロセッサｓｐ21、ｓｐ31及びｓｐ41の出力に
よって駆動される。３台のシグナルプロセッサは、他の
３本のデータパスから夫々に入力を受信し、それらの出
力は関連した加算増幅器で加算され、加算増幅器の出力
は位相変調器ＰＭ１に供給される位相制御信号を与え
る。他の３台の送信器１０（図２の送信器ＴＸ２，ＴＸ
３，ＴＸ４）と、それらのシグナルプロセッサ２１と、
加算増幅器２２と、位相変調器１６は、同様に接続され
る。かくして、第２、第３及び第４の各データバスか
ら、夫々、第２、第３及び第４の送信器ＴＸ２，ＴＸ
３，ＴＸ４への直接接続が設けられる。上記の各送信器
に対し、同様に、関連した３台のシグナルプロセッサの
組が存在し、これらのシグナルプロセッサは、夫々、特
定の送信器に直結されたデータバス以外の他の３本のデ
ータバスからの入力を有する。従って、送信器ＴＸ２の
場合、送信器ＴＸ２は、第２のデータバスからの直接接
続があり、第１、第３及び第４のデータバスは、夫々、
送信器ＴＸ２と関連したシグナルプロセッサｓｐ12、ｓ
ｐ32及びｓｐ42に接続される。
【００１２】図１及び２において、位相変調器１６は関
連した送信器１０とは別の番号で示されているが、送信
器がｃｗ（連続波）作動される光学的ソースによって構
成され、データはアームに位相変調器を有するマッハ・
ツェンダー変調器を用いて印加されるシステムの場合、
マッハ・ツェンダーは、図３に示された態様で位相変調
器として機能するように配置される。図３の送信器のｃ
ｗ動作式レーザには符号３０が付されている。ｃｗ動作
式レーザの光学的放射電磁波は、３ｄＢビームスプリッ
タ３３及び３４のペアの間に延在する干渉アーム３１及
び３２のペアによって構成された光導波路マッハ・ツェ
ンダー内に結合される。３ｄＢビームスプリッタのペア
は背中合わせに配置され、二つの干渉アームの間には位
相変調器３５及び３６が夫々挟まれる。マッハ・ツェナ
ーの出力は、電気データ信号を位相変調器３５に供給す
ることにより振幅変調され、反転電気データ信号は位相
変調器３６に供給される。位相変調は両方の位相変調器
に均等に共通モード信号を印加することにより実現され
る。
連した送信器１０とは別の番号で示されているが、送信
器がｃｗ（連続波）作動される光学的ソースによって構
成され、データはアームに位相変調器を有するマッハ・
ツェンダー変調器を用いて印加されるシステムの場合、
マッハ・ツェンダーは、図３に示された態様で位相変調
器として機能するように配置される。図３の送信器のｃ
ｗ動作式レーザには符号３０が付されている。ｃｗ動作
式レーザの光学的放射電磁波は、３ｄＢビームスプリッ
タ３３及び３４のペアの間に延在する干渉アーム３１及
び３２のペアによって構成された光導波路マッハ・ツェ
ンダー内に結合される。３ｄＢビームスプリッタのペア
は背中合わせに配置され、二つの干渉アームの間には位
相変調器３５及び３６が夫々挟まれる。マッハ・ツェナ
ーの出力は、電気データ信号を位相変調器３５に供給す
ることにより振幅変調され、反転電気データ信号は位相
変調器３６に供給される。位相変調は両方の位相変調器
に均等に共通モード信号を印加することにより実現され
る。
【００１３】各シグナルプロセッサは、必要に応じて、
差動ファイバ分散によって決定される相互位相変調の適
当な部分のインパルス応答を補正するためのフィルタリ
ング機能を実行する。また、シグナルプロセッサは出力
の大きさを調節する可変減衰／利得素子を含む。シグナ
ルプロセッサは、出力が適当な位相を有することを保証
するため可変時間遅延素子を更に含むが、この必要条件
は、位相変調器１６に印加された全ての電気信号が自動
的に時間的に調整されるような形で完全なセットアップ
が設計された場合に回避することができる。
差動ファイバ分散によって決定される相互位相変調の適
当な部分のインパルス応答を補正するためのフィルタリ
ング機能を実行する。また、シグナルプロセッサは出力
の大きさを調節する可変減衰／利得素子を含む。シグナ
ルプロセッサは、出力が適当な位相を有することを保証
するため可変時間遅延素子を更に含むが、この必要条件
は、位相変調器１６に印加された全ての電気信号が自動
的に時間的に調整されるような形で完全なセットアップ
が設計された場合に回避することができる。
【００１４】上記の通り、本発明は、ＸＰＭの結果とし
て受けるチャープの少なくとも一部に対抗するため、個
別に影響されたチャネルの一種の逆プレチャープを提供
するものとみなされる。この逆プレチャープの形式は個
々のシグナルプロセッサによって決定される。かくし
て、シグナルプロセッサｓｐ21は、位相変調器ＰＭ１に
供給されたとき、送信器ＴＸ２の出力によって放出され
た信号、送信器ＴＸ２に供給されたデータ信号の中でフ
ィルタを通過したバージョンに誘起されたＸＰＭを補償
するため、使用する送信器ＴＸ１によって放出された信
号の逆プレチャージを適用する出力を生じる。同様にシ
グナルプロセッサｓｐ31及びｓｐ41は、送信器ＴＸ３及
びＴＸ４の出力によって夫々に送信器ＴＸ１により放出
された信号に誘起されたＸＰＭを補償する。
て受けるチャープの少なくとも一部に対抗するため、個
別に影響されたチャネルの一種の逆プレチャープを提供
するものとみなされる。この逆プレチャープの形式は個
々のシグナルプロセッサによって決定される。かくし
て、シグナルプロセッサｓｐ21は、位相変調器ＰＭ１に
供給されたとき、送信器ＴＸ２の出力によって放出され
た信号、送信器ＴＸ２に供給されたデータ信号の中でフ
ィルタを通過したバージョンに誘起されたＸＰＭを補償
するため、使用する送信器ＴＸ１によって放出された信
号の逆プレチャージを適用する出力を生じる。同様にシ
グナルプロセッサｓｐ31及びｓｐ41は、送信器ＴＸ３及
びＴＸ４の出力によって夫々に送信器ＴＸ１により放出
された信号に誘起されたＸＰＭを補償する。
【００１５】３個のシグナルプロセッサｓｐ21、ｓｐ31
及びｓｐ41の出力を加算するため、加算増幅器２２を使
用する代わりに、電気的な様式（レジュメ）では、電気
的様式和を単一の変調器ＰＭ１に供給し、この和は、送
信器ＴＸ１の光出力において（図示しない）３個の位相
変調器の縦続を使用することにより光学的な様式で行わ
れ、上記の３個の各位相変調器は３個のシグナルプロセ
ッサｓｐ21、ｓｐ31及びｓｐ41の中の関連したシグナル
プロセッサから電気入力を受ける。
及びｓｐ41の出力を加算するため、加算増幅器２２を使
用する代わりに、電気的な様式（レジュメ）では、電気
的様式和を単一の変調器ＰＭ１に供給し、この和は、送
信器ＴＸ１の光出力において（図示しない）３個の位相
変調器の縦続を使用することにより光学的な様式で行わ
れ、上記の３個の各位相変調器は３個のシグナルプロセ
ッサｓｐ21、ｓｐ31及びｓｐ41の中の関連したシグナル
プロセッサから電気入力を受ける。
【００１６】個々のシグナルプロセッサ１６によって実
行される必要なフィルタリング機能の性質はＸＰＭの理
論の適用によって決定される。以下の式は、ＸＰＭ伝達
関数に対し導かれる。カー効果の作用の結果として、第
１の振幅変調光信号の光導波路に沿った伝搬は、その導
波路の有効な屈折率の局在化された変調の伝搬を生じ
る。同時に、導波路を伝搬する第２の信号が存在する場
合、第１の信号によって与えられた屈折率の変調は、第
１の光信号の変調周波数で第２の光信号の位相の変調を
生じさせるように作用する。同様に、第２の光信号が振
幅変調されている場合、第２の光信号は、それ自体の屈
折率の局在化された変調を生じ、今度は第１の信号の位
相を変調するように働く。
行される必要なフィルタリング機能の性質はＸＰＭの理
論の適用によって決定される。以下の式は、ＸＰＭ伝達
関数に対し導かれる。カー効果の作用の結果として、第
１の振幅変調光信号の光導波路に沿った伝搬は、その導
波路の有効な屈折率の局在化された変調の伝搬を生じ
る。同時に、導波路を伝搬する第２の信号が存在する場
合、第１の信号によって与えられた屈折率の変調は、第
１の光信号の変調周波数で第２の光信号の位相の変調を
生じさせるように作用する。同様に、第２の光信号が振
幅変調されている場合、第２の光信号は、それ自体の屈
折率の局在化された変調を生じ、今度は第１の信号の位
相を変調するように働く。
【００１７】導波路に分散が無い場合、上記の二つの信
号は互いに揃って伝搬するので、位相変調は徐々に強く
なる。位相変調の増強のレートは信号パワーを安定的に
減退する光吸収の効果に起因して指数関数的に減衰す
る。他方で、分散が無い場合、位相変調（ＰＭ）の振幅
変調への変換は生じない。光導波路内を伝搬する光波が
ｅｘｐ ι（ωｔ−βｚ）である場合を想定する。こ
こで、β＝２π・ｎeff ／λ0 、λ0 は光の自由空間波
長、ｎeff は導波路内を伝搬する光の有効な屈折率とす
る。導波路に侵入した光が周波数Ωで位相変調されてい
る場合、導波路が分散を示すならば、光が距離Ｚ0 を伝
搬した後、位相変調の一部は振幅変調に変換され、ＰＭ
（位相変調）からＡＭ（振幅変調）への変換係数は、 ｓｉｎ2 （β”ｚ0 ／２）・Ω により与えられる。但し、 β”＝∂2 β／∂ω2 ＝｛λ0 2・Ｄ（λ）｝／（２π
ｃ） であり、式中、（典型的に、ｐｓ／ｎｍ／ｋｍ単位で測
定される）導波路分散である。
号は互いに揃って伝搬するので、位相変調は徐々に強く
なる。位相変調の増強のレートは信号パワーを安定的に
減退する光吸収の効果に起因して指数関数的に減衰す
る。他方で、分散が無い場合、位相変調（ＰＭ）の振幅
変調への変換は生じない。光導波路内を伝搬する光波が
ｅｘｐ ι（ωｔ−βｚ）である場合を想定する。こ
こで、β＝２π・ｎeff ／λ0 、λ0 は光の自由空間波
長、ｎeff は導波路内を伝搬する光の有効な屈折率とす
る。導波路に侵入した光が周波数Ωで位相変調されてい
る場合、導波路が分散を示すならば、光が距離Ｚ0 を伝
搬した後、位相変調の一部は振幅変調に変換され、ＰＭ
（位相変調）からＡＭ（振幅変調）への変換係数は、 ｓｉｎ2 （β”ｚ0 ／２）・Ω により与えられる。但し、 β”＝∂2 β／∂ω2 ＝｛λ0 2・Ｄ（λ）｝／（２π
ｃ） であり、式中、（典型的に、ｐｓ／ｎｍ／ｋｍ単位で測
定される）導波路分散である。
【００１８】分散が存在する場合、二つの信号はファイ
バの全長に亘って互いに厳密に揃って持続しない。情報
帯域幅はチャネルの間隔よりも遙かに少なく、導波路長
ｚ0は非線形相互作用長よりも長いという（通常、実際
の伝送システムでは満たされる）条件下で、分散の無い
場合に生成されたＰＭ深さ、ウォークオフ効果に起因し
たＰＭ深さの減少、及び、ＰＭからＡＭへの変換は、互
いに別個に取り扱われ得ることが分析的に示される。上
記の条件下で、分散は非線形相互作用長さτw毎にウォ
ークオフ遅延に関係したある倍率でＸＰＭ効果によって
生成された位相変調の大きさを減少させるべく動作す
る。ここで、 τw ＝Δλ・Ｄ／α であり、Δλは二つの信号間のチャネル間隔を表し、α
は波長減衰率を表す。ＸＰＭによって生成された位相変
調の大きさが導波路内の分散の影響によって減少される
このスケーリング倍率の大きさは、次式、 １／（１＋ιτw ・Ω） によって与えられる。
バの全長に亘って互いに厳密に揃って持続しない。情報
帯域幅はチャネルの間隔よりも遙かに少なく、導波路長
ｚ0は非線形相互作用長よりも長いという（通常、実際
の伝送システムでは満たされる）条件下で、分散の無い
場合に生成されたＰＭ深さ、ウォークオフ効果に起因し
たＰＭ深さの減少、及び、ＰＭからＡＭへの変換は、互
いに別個に取り扱われ得ることが分析的に示される。上
記の条件下で、分散は非線形相互作用長さτw毎にウォ
ークオフ遅延に関係したある倍率でＸＰＭ効果によって
生成された位相変調の大きさを減少させるべく動作す
る。ここで、 τw ＝Δλ・Ｄ／α であり、Δλは二つの信号間のチャネル間隔を表し、α
は波長減衰率を表す。ＸＰＭによって生成された位相変
調の大きさが導波路内の分散の影響によって減少される
このスケーリング倍率の大きさは、次式、 １／（１＋ιτw ・Ω） によって与えられる。
【００１９】上記の説明から、τw ・Ωがユニティ１よ
りも小さい場合、ＸＰＭによって生成された位相変調の
大きさは、分散が無い場合に生成された位相変調の大き
さよりも著しく低減されることが分かる。対応して、τ
w ・Ωがユニティ１よりも大きい場合、ＸＰＭによって
生成される位相変調の大きさは１／Ωに比例した倍率で
低減される。一般的に言うと、このスケーリング倍率
は、正値τw に対し、単極ローパスフィルタの伝達関数
と同じ形式を有することが認められる。従って、正値τ
w に対し、図２のいずれか一つの適当なシグナルプロセ
ッサ２１のフィルタリング関数によりチャネルＡのプレ
チャープのため利用されたチャネルＢによってＸＰＭ誘
導されたチャネルＡの評価された位相変調は、シグナル
プロセッサの一部を構成する、極周波数１／（２π
τw ）を有する単極電気フィルタによって行うことが可
能である。
りも小さい場合、ＸＰＭによって生成された位相変調の
大きさは、分散が無い場合に生成された位相変調の大き
さよりも著しく低減されることが分かる。対応して、τ
w ・Ωがユニティ１よりも大きい場合、ＸＰＭによって
生成される位相変調の大きさは１／Ωに比例した倍率で
低減される。一般的に言うと、このスケーリング倍率
は、正値τw に対し、単極ローパスフィルタの伝達関数
と同じ形式を有することが認められる。従って、正値τ
w に対し、図２のいずれか一つの適当なシグナルプロセ
ッサ２１のフィルタリング関数によりチャネルＡのプレ
チャープのため利用されたチャネルＢによってＸＰＭ誘
導されたチャネルＡの評価された位相変調は、シグナル
プロセッサの一部を構成する、極周波数１／（２π
τw ）を有する単極電気フィルタによって行うことが可
能である。
【００２０】しかし、τw がチャネルＢによってチャネ
ルＡに誘導されたＸＰＭに関して正である場合、τw は
チャネルＡによってチャネルＢに誘導されたＸＰＭに関
して負である。重要なことは、正値τw に対し、関数 １／（１＋ιτw ・Ω） は、単純、かつ、電気的実装が容易な因果的な単極ロー
パスフィルタの伝達関数に対応し、一方、負値τw の場
合に、フィルタ関数は非因果的であり、例えば、トラン
スバーサルフィルタの形で実現することが含まれるの
で、電気的実装に付加的な複雑さが含まれる傾向があ
る。このようなトランスバーサルフィルタは、図４に概
略的に示されている。同図に示されたトランスバーサル
フィルタは、介在タップ４１を具備した電気遅延素子４
０の縦続を含み、介在タップの信号は減衰器４２を用い
て個別に重み付けられ、その後、重み付けられた信号が
加算増幅器４３で加算される。
ルＡに誘導されたＸＰＭに関して正である場合、τw は
チャネルＡによってチャネルＢに誘導されたＸＰＭに関
して負である。重要なことは、正値τw に対し、関数 １／（１＋ιτw ・Ω） は、単純、かつ、電気的実装が容易な因果的な単極ロー
パスフィルタの伝達関数に対応し、一方、負値τw の場
合に、フィルタ関数は非因果的であり、例えば、トラン
スバーサルフィルタの形で実現することが含まれるの
で、電気的実装に付加的な複雑さが含まれる傾向があ
る。このようなトランスバーサルフィルタは、図４に概
略的に示されている。同図に示されたトランスバーサル
フィルタは、介在タップ４１を具備した電気遅延素子４
０の縦続を含み、介在タップの信号は減衰器４２を用い
て個別に重み付けられ、その後、重み付けられた信号が
加算増幅器４３で加算される。
【００２１】３通りの異なる動作の様式が存在する。低
ウォークオフの動作様式、｜τw ・Ω｜がユニティ１よ
りも小さい様式において、関数 １／（１＋ιτw ・Ω） は、ユニティ１に近似するので、対応したシグナルプロ
セッサ２１は、ウォークオフが正又は負の何れであるか
とは無関係に、フィルタリング関数を実行する必要がな
い。高ウォークオフの動作様式、即ち、｜τw ・Ω｜が
ユニティ１よりも大きい様式の場合、関数 １／（１＋ιτw ・Ω） は、１／（ιτw ・Ω）に近似するので、正値τw 条件
のプレチャープに適した単極ローパスフィルタは、対応
した負値τw 条件のプレチャープのため、データの代わ
りに反転データと共に使用される場合に、わずかに劣化
しただけの性能を与える。従って、｜τw ・Ω｜がユニ
ティ１と匹敵する中間的なウォークオフ様式の場合に限
り、単純な因果的な単極ローパスフィルタよりも複雑な
一つ以上のシグナルプロセッサ２１のフィルタの設計が
求められる。
ウォークオフの動作様式、｜τw ・Ω｜がユニティ１よ
りも小さい様式において、関数 １／（１＋ιτw ・Ω） は、ユニティ１に近似するので、対応したシグナルプロ
セッサ２１は、ウォークオフが正又は負の何れであるか
とは無関係に、フィルタリング関数を実行する必要がな
い。高ウォークオフの動作様式、即ち、｜τw ・Ω｜が
ユニティ１よりも大きい様式の場合、関数 １／（１＋ιτw ・Ω） は、１／（ιτw ・Ω）に近似するので、正値τw 条件
のプレチャープに適した単極ローパスフィルタは、対応
した負値τw 条件のプレチャープのため、データの代わ
りに反転データと共に使用される場合に、わずかに劣化
しただけの性能を与える。従って、｜τw ・Ω｜がユニ
ティ１と匹敵する中間的なウォークオフ様式の場合に限
り、単純な因果的な単極ローパスフィルタよりも複雑な
一つ以上のシグナルプロセッサ２１のフィルタの設計が
求められる。
【００２２】低ウォークオフ様式のシステムの一例は、
１５５０ｎｍで分散ゼロであり、０．０７５ｐｓ／ｎｍ
2 ／ｋｍの分散勾配を有し、０．２２ｄＢ／ｋｍの減衰
率を備えた従来のＤＳＦ（分散シフト型ファイバ）内
で、夫々、１５５５．７５ｎｍ及び１５５７．３６ｎｍ
で伝搬するチャネルのペアを用いて、エルビウムレッド
帯域内の１０Ｇｂ／ｓで動作するシステムによって与え
られる。２０ｋｍの有効な非線形相互作用長に亘り、
１．６１ｎｍのチャネル間隔で、ウォークオフτwは約
１６ｐｓであり、これは、１０Ｇｂ／ｓ信号の１００ｐ
ｓビット期間よりも短い。
１５５０ｎｍで分散ゼロであり、０．０７５ｐｓ／ｎｍ
2 ／ｋｍの分散勾配を有し、０．２２ｄＢ／ｋｍの減衰
率を備えた従来のＤＳＦ（分散シフト型ファイバ）内
で、夫々、１５５５．７５ｎｍ及び１５５７．３６ｎｍ
で伝搬するチャネルのペアを用いて、エルビウムレッド
帯域内の１０Ｇｂ／ｓで動作するシステムによって与え
られる。２０ｋｍの有効な非線形相互作用長に亘り、
１．６１ｎｍのチャネル間隔で、ウォークオフτwは約
１６ｐｓであり、これは、１０Ｇｂ／ｓ信号の１００ｐ
ｓビット期間よりも短い。
【００２３】ウォークオフは、ＤＳＦファイバが１５６
７ｎｍで分散ゼロのレッドシフト型ＮＺ−ＤＳＦファイ
バによって置換された場合に増加する。この例の場合、
ウォークオフτw は約２５ｐｓである。
７ｎｍで分散ゼロのレッドシフト型ＮＺ−ＤＳＦファイ
バによって置換された場合に増加する。この例の場合、
ウォークオフτw は約２５ｐｓである。
【００２４】媒体ウォークオフ様式システムの一例は、
低ウォークオフ様式システムに関して説明したように動
作するシステムにおいて、１５５０ｎｍで分散ゼロのＤ
ＳＦファイバの代わりに約１５１４ｎｍで分散ゼロであ
るブルーシフト型ＮＺ−ＤＳＦを用いるシステムによっ
て与えられる。この例の場合、分散は関心のある波長域
において約３．２ｐｓ／ｎｍ／ｋｍであり、その結果、
ウォークオフτw は約１０３ｐｓである。
低ウォークオフ様式システムに関して説明したように動
作するシステムにおいて、１５５０ｎｍで分散ゼロのＤ
ＳＦファイバの代わりに約１５１４ｎｍで分散ゼロであ
るブルーシフト型ＮＺ−ＤＳＦを用いるシステムによっ
て与えられる。この例の場合、分散は関心のある波長域
において約３．２ｐｓ／ｎｍ／ｋｍであり、その結果、
ウォークオフτw は約１０３ｐｓである。
【００２５】チャネル間隔を２倍にすることは、ウォー
クオフ値を略２倍にさせ、この場合、レッドシフト型Ｎ
Ｚ−ＤＳＦファイバの例は、媒体ウォークオフ様式に入
るウォークオフ値を有し、ブルーシフト型ＮＺ−ＤＳＦ
ファイバの例は高ウォークオフ様式に入るウォークオフ
値を有する。ＸＰＭによって発生された位相変調に対す
る適用性又は分析的に導出された表現、並びに、そのプ
レチャープによる補償は、図５の装置を用いて実際的な
実験によって試験された。この実際的な実験には、異な
る波長で放射し、その出力が合成され、後置増幅器で増
幅され、典型的な伝送システムの送信器から受信器まで
の伝送路をシミュレーションするファイバの長手方向に
伝送され、逆多重化され、次に、検出される二つのレー
ザダイオードを使用することが含まれる。第２のレーザ
の出力は、二つの出力の合成に先立って、データをシミ
ュレーションする特定の試験波形で変調され、検出器に
おいて、第１のレーザの波長で検出された信号は、この
試験波長に対応した振幅変調の有無が監視される。つぎ
に、第１のレーザの出力は、検出器で生じた振幅変調が
どの程度打ち消され得るかを調べるため試験波形から得
られた信号で位相変調される。この実験の目的のため、
偏光ビームスプリッタが二つのレーザ出力を合成するた
め使用され得るように、後置増幅器と同じ程度にレーザ
からファイバを遠ざける偏光を利用することが便宜であ
ることが分かった。典型的な伝送システムにおいて、後
置増幅器から受信器へのパスは非常に長区間の非零分散
シフト型ファイバによって構成され、そのパスの前半部
分、典型的に全体の半分未満だけがＸＰＭに著しく寄与
し、残りの部分の分散は、残りの位相変調の一部を振幅
変調に変換するため役立つ。この実験の目的のため、伝
送パスは代わりに二つの部分に形成され、前半部分は、
ＸＰＭの大部分をこのファイバ内に発生されるのに充分
な長さよりも短い区間の非零分散シフト型ファイバによ
り構成され、後半部分は分散補償ファイバの区間によっ
て構成され、この分散補償ファイバの区間は単位長さ当
たりの高い分散のために、短い区間のファイバにおい
て、単位長さ当たりの分散が小さいファイバの長い区間
を用いて得られるのと同じ量の位相変調から振幅変調へ
の変換を行う。ＤＣＦファイバは非零分散シフト型（Ｎ
Ｚ−ＤＳＦ）ファイバよりも小さいスポットサイズを有
するので、ＮＺ−ＤＳＦファイバに有意なＸＰＭを励起
するには足りないパワーレベルであっても、ＤＣＦファ
イバに有意なＸＰＭを充分に励起することができる。従
って、ＤＣＦファイバに侵入するパワーが−３ｄＢｍを
超えることがなく、このＤＣＦファイバに有意なＸＰＭ
を励起するには不足することを保証するため、光減衰器
が２つのファイバ区間の間に挿入される。
クオフ値を略２倍にさせ、この場合、レッドシフト型Ｎ
Ｚ−ＤＳＦファイバの例は、媒体ウォークオフ様式に入
るウォークオフ値を有し、ブルーシフト型ＮＺ−ＤＳＦ
ファイバの例は高ウォークオフ様式に入るウォークオフ
値を有する。ＸＰＭによって発生された位相変調に対す
る適用性又は分析的に導出された表現、並びに、そのプ
レチャープによる補償は、図５の装置を用いて実際的な
実験によって試験された。この実際的な実験には、異な
る波長で放射し、その出力が合成され、後置増幅器で増
幅され、典型的な伝送システムの送信器から受信器まで
の伝送路をシミュレーションするファイバの長手方向に
伝送され、逆多重化され、次に、検出される二つのレー
ザダイオードを使用することが含まれる。第２のレーザ
の出力は、二つの出力の合成に先立って、データをシミ
ュレーションする特定の試験波形で変調され、検出器に
おいて、第１のレーザの波長で検出された信号は、この
試験波長に対応した振幅変調の有無が監視される。つぎ
に、第１のレーザの出力は、検出器で生じた振幅変調が
どの程度打ち消され得るかを調べるため試験波形から得
られた信号で位相変調される。この実験の目的のため、
偏光ビームスプリッタが二つのレーザ出力を合成するた
め使用され得るように、後置増幅器と同じ程度にレーザ
からファイバを遠ざける偏光を利用することが便宜であ
ることが分かった。典型的な伝送システムにおいて、後
置増幅器から受信器へのパスは非常に長区間の非零分散
シフト型ファイバによって構成され、そのパスの前半部
分、典型的に全体の半分未満だけがＸＰＭに著しく寄与
し、残りの部分の分散は、残りの位相変調の一部を振幅
変調に変換するため役立つ。この実験の目的のため、伝
送パスは代わりに二つの部分に形成され、前半部分は、
ＸＰＭの大部分をこのファイバ内に発生されるのに充分
な長さよりも短い区間の非零分散シフト型ファイバによ
り構成され、後半部分は分散補償ファイバの区間によっ
て構成され、この分散補償ファイバの区間は単位長さ当
たりの高い分散のために、短い区間のファイバにおい
て、単位長さ当たりの分散が小さいファイバの長い区間
を用いて得られるのと同じ量の位相変調から振幅変調へ
の変換を行う。ＤＣＦファイバは非零分散シフト型（Ｎ
Ｚ−ＤＳＦ）ファイバよりも小さいスポットサイズを有
するので、ＮＺ−ＤＳＦファイバに有意なＸＰＭを励起
するには足りないパワーレベルであっても、ＤＣＦファ
イバに有意なＸＰＭを充分に励起することができる。従
って、ＤＣＦファイバに侵入するパワーが−３ｄＢｍを
超えることがなく、このＤＣＦファイバに有意なＸＰＭ
を励起するには不足することを保証するため、光減衰器
が２つのファイバ区間の間に挿入される。
【００２６】図５を参照するに、λ1 ＝１５５４．７ｎ
ｍで放射するようにｃｗ式に作動された第１のレーザダ
イオード５０の出力は、光ファイバ偏光ビームスプリッ
タ５２を用いて１５５６．３ｎｍで放射するようにｃｗ
式に作動された第２のレーザダイオード５１の出力と合
成される。二つのレーザの出力を合成する前に、第１の
レーザの出力は位相変調器５３を介して伝送され、第２
のレーザの出力は振幅変調器５４を介して伝送される。
両方の変調器は、電気入力端子５５に印加された電気試
験波形から変調信号を獲得する。端子５５に印加された
電気試験波形は、図６に示される如くの１０Ｇｂ／ｓで
６４ビットのシーケンスであり、正のステップと、負の
ステップと、０１０のシーケンスとを有する。位相変調
器５３の場合、この波形はローパスフィルタ５６を通る
伝送後に供給され、一方、振幅変調器５４の場合に、こ
の波形は位相シフタ５７と増幅器５８の直列結合の通過
後に供給される。偏光ビームスプリッタから生ずる合成
出力は、後置増幅器５９に供給され、後置増幅器５９か
ら、最初に−０．４１ｐｓ（ピコ秒）／ｎｍ／ｋｍの分
散を有する４０ｋｍの負分散（レッドシフト型）非零分
散シフト型ファイバ５０１に入射され、光減衰器５０２
を介して、８０ｋｍの標準（非分散シフト型）ファイバ
の分散を補償するため設計された分散補償ファイバ５０
３の区間を通過する。分散補償ファイバの遠い方の端
で、合成された二つの出力は光ファイバ波長デマルチプ
レクサ５０４を用いて逆多重化され、第１のレーザの出
力（λ1＝１５５４．７ｎｍでの出力）は、検出器５０
６、特に、ディジタイジング・オシロスコープに供給さ
れる。
ｍで放射するようにｃｗ式に作動された第１のレーザダ
イオード５０の出力は、光ファイバ偏光ビームスプリッ
タ５２を用いて１５５６．３ｎｍで放射するようにｃｗ
式に作動された第２のレーザダイオード５１の出力と合
成される。二つのレーザの出力を合成する前に、第１の
レーザの出力は位相変調器５３を介して伝送され、第２
のレーザの出力は振幅変調器５４を介して伝送される。
両方の変調器は、電気入力端子５５に印加された電気試
験波形から変調信号を獲得する。端子５５に印加された
電気試験波形は、図６に示される如くの１０Ｇｂ／ｓで
６４ビットのシーケンスであり、正のステップと、負の
ステップと、０１０のシーケンスとを有する。位相変調
器５３の場合、この波形はローパスフィルタ５６を通る
伝送後に供給され、一方、振幅変調器５４の場合に、こ
の波形は位相シフタ５７と増幅器５８の直列結合の通過
後に供給される。偏光ビームスプリッタから生ずる合成
出力は、後置増幅器５９に供給され、後置増幅器５９か
ら、最初に−０．４１ｐｓ（ピコ秒）／ｎｍ／ｋｍの分
散を有する４０ｋｍの負分散（レッドシフト型）非零分
散シフト型ファイバ５０１に入射され、光減衰器５０２
を介して、８０ｋｍの標準（非分散シフト型）ファイバ
の分散を補償するため設計された分散補償ファイバ５０
３の区間を通過する。分散補償ファイバの遠い方の端
で、合成された二つの出力は光ファイバ波長デマルチプ
レクサ５０４を用いて逆多重化され、第１のレーザの出
力（λ1＝１５５４．７ｎｍでの出力）は、検出器５０
６、特に、ディジタイジング・オシロスコープに供給さ
れる。
【００２７】λ1 ＝１５５４．７ｎｍ及びλ2 ＝１５５
６．３ｎｍの二つのチャネルは、約２００ＧＨｚの周波
数差を有し、このチャネル分離のため０．２２ｄＢ／ｋ
ｍの減衰が仮定される場合、非零分散シフト型ファイバ
５０１の分散は、情報帯域幅よりも高い｜１／２πτw
｜の極周波数を与える。これは、フィルタ５６のローパ
スフィルタリングが必要とされ図、使用されない低ウォ
ークオフ様式の動作であることを意味する。図７の細い
実線軌跡は、変調器５３によって与えられた位相補償が
存在しない場合に、ＸＰＭ及び引き続く位相変調の重要
な部分の振幅変調への変換の結果としてλ1 チャネルに
出現し、ディジタイジング・オシロスコープ５０５によ
って検出されたクロストークの強度を示す。これに対応
して、図７の破線軌跡は、位相シフタ５７によって設け
られた位相遅延及び増幅器５８によって与えられた利得
の最適化された値に対し、位相変調器５３が作動され、
振幅変調器は存在しないとき（即ち、位相前置補償が存
在し、位相前置補償が補償する目的とされた効果を有す
るＸＰＭ自体は存在しないとき）、ディジタイジング・
オシロスコープによって検出された振幅変調を表す。最
後に、図７の太い実線軌跡は、位相変調器５０３及び振
幅変調器５０４が共に作動されたときに、ディジタイジ
ング・オシロスコープ５０５によって検出された振幅変
調を示す。図７に示された軌跡は、低ウォークオフ条件
に対し、ＸＰＭ誘導型振幅変調の二乗平均値が補償を用
いることによって補償されていない値の略１０％まで削
減されたことを意味する。この削減は位相変調器５３に
印加されたピーク・ツー・ピーク駆動電圧の最適値を用
いて獲得される。図８には、印加されたピーク・ツー・
ピーク駆動電圧の最適値の両側で上記の減少が落ち込む
様子が示されている。
６．３ｎｍの二つのチャネルは、約２００ＧＨｚの周波
数差を有し、このチャネル分離のため０．２２ｄＢ／ｋ
ｍの減衰が仮定される場合、非零分散シフト型ファイバ
５０１の分散は、情報帯域幅よりも高い｜１／２πτw
｜の極周波数を与える。これは、フィルタ５６のローパ
スフィルタリングが必要とされ図、使用されない低ウォ
ークオフ様式の動作であることを意味する。図７の細い
実線軌跡は、変調器５３によって与えられた位相補償が
存在しない場合に、ＸＰＭ及び引き続く位相変調の重要
な部分の振幅変調への変換の結果としてλ1 チャネルに
出現し、ディジタイジング・オシロスコープ５０５によ
って検出されたクロストークの強度を示す。これに対応
して、図７の破線軌跡は、位相シフタ５７によって設け
られた位相遅延及び増幅器５８によって与えられた利得
の最適化された値に対し、位相変調器５３が作動され、
振幅変調器は存在しないとき（即ち、位相前置補償が存
在し、位相前置補償が補償する目的とされた効果を有す
るＸＰＭ自体は存在しないとき）、ディジタイジング・
オシロスコープによって検出された振幅変調を表す。最
後に、図７の太い実線軌跡は、位相変調器５０３及び振
幅変調器５０４が共に作動されたときに、ディジタイジ
ング・オシロスコープ５０５によって検出された振幅変
調を示す。図７に示された軌跡は、低ウォークオフ条件
に対し、ＸＰＭ誘導型振幅変調の二乗平均値が補償を用
いることによって補償されていない値の略１０％まで削
減されたことを意味する。この削減は位相変調器５３に
印加されたピーク・ツー・ピーク駆動電圧の最適値を用
いて獲得される。図８には、印加されたピーク・ツー・
ピーク駆動電圧の最適値の両側で上記の減少が落ち込む
様子が示されている。
【００２８】同じ基本的な装置構成を使用する場合、図
９に示された最適化されたＸＰＭ誘導型振幅変調削減の
組は、種々のチャネル分離の値に対し獲得される。チャ
ネル分離を増加させることは、ウォークオフτw を増加
させる効果があり、その結果として、情報帯域幅に対し
極周波数｜１／２πτw ｜を減少させる効果がある。Ｘ
ＰＭ誘導型振幅変調削減は、極周波数が５ＧＨｚよりも
降下する（τw ＞３２ｐｓ）と共に落ち込み始めること
が図９から分かる。これは、２００ＧＨｚのチャネル間
隔に対し、、０．２２ｄＢ／ｋｍのファイバ損失を仮定
した場合、分散の係数は約１ｐｓ／ｎｍ／ｋｍ以下であ
るという必要条件に対応する。
９に示された最適化されたＸＰＭ誘導型振幅変調削減の
組は、種々のチャネル分離の値に対し獲得される。チャ
ネル分離を増加させることは、ウォークオフτw を増加
させる効果があり、その結果として、情報帯域幅に対し
極周波数｜１／２πτw ｜を減少させる効果がある。Ｘ
ＰＭ誘導型振幅変調削減は、極周波数が５ＧＨｚよりも
降下する（τw ＞３２ｐｓ）と共に落ち込み始めること
が図９から分かる。これは、２００ＧＨｚのチャネル間
隔に対し、、０．２２ｄＢ／ｋｍのファイバ損失を仮定
した場合、分散の係数は約１ｐｓ／ｎｍ／ｋｍ以下であ
るという必要条件に対応する。
【００２９】次に、ウォークオフが充分に大きく、有意
なＸＰＭ誘導型振幅変調削減率を実現するためローパス
フィルタを使用することが必要な状況を考える。これ
は、例えば、情報帯域幅が１００Ｇｂ／ｓであり、極周
波数が２．５ＧＨｚであるような場合である。負のウォ
ークオフＸＰＭ補償の場合に、必要なフィルタは、特に
図４を参照して既に説明したタイプのトランスバーサル
フィルタによって実現することが可能である。１００ｐ
ｓのタップ遅延によって分離された４タップを含むかか
るフィルタの利得応答は、図１０において太い実線軌跡
を用いてグラフ的に示され、また、同図には、理想的な
応答が細い実線軌跡を用いて示されている。図１０から
分かるように、極周波数によって定義された帯域幅の範
囲内だけで、利得応答は適度な近さで理想的な応答に対
応し、利得応答は、タップ遅延の逆数に対応した周波数
である１０ＧＨｚで著しい共振を示す。
なＸＰＭ誘導型振幅変調削減率を実現するためローパス
フィルタを使用することが必要な状況を考える。これ
は、例えば、情報帯域幅が１００Ｇｂ／ｓであり、極周
波数が２．５ＧＨｚであるような場合である。負のウォ
ークオフＸＰＭ補償の場合に、必要なフィルタは、特に
図４を参照して既に説明したタイプのトランスバーサル
フィルタによって実現することが可能である。１００ｐ
ｓのタップ遅延によって分離された４タップを含むかか
るフィルタの利得応答は、図１０において太い実線軌跡
を用いてグラフ的に示され、また、同図には、理想的な
応答が細い実線軌跡を用いて示されている。図１０から
分かるように、極周波数によって定義された帯域幅の範
囲内だけで、利得応答は適度な近さで理想的な応答に対
応し、利得応答は、タップ遅延の逆数に対応した周波数
である１０ＧＨｚで著しい共振を示す。
【００３０】１００ｐｓのタップ遅延によって分離され
たタップを備えた４タップフィルタの対応した群遅延応
答は図１１の細い実線軌跡によって示されている。同様
に、図１１の太い実線軌跡は理想的な応答を示す。図１
１から分かるように、極周波数によって定義された帯域
幅の範囲内だけで、群遅延は同様に適度な近さで理想的
な応答に対応する。
たタップを備えた４タップフィルタの対応した群遅延応
答は図１１の細い実線軌跡によって示されている。同様
に、図１１の太い実線軌跡は理想的な応答を示す。図１
１から分かるように、極周波数によって定義された帯域
幅の範囲内だけで、群遅延は同様に適度な近さで理想的
な応答に対応する。
【００３１】図１２及び１３は図１０及び１１に対応す
るが、１００ｐｓの代わりに５０ｐｓのタップ遅延によ
って分離された４タップフィルタに関係する。予測され
る通り、実際の応答は、より広い帯域幅に亘って対応し
た理想的な応答に適度な近さで合致するが、フィルタ有
限インパルス応答は、３００ｐｓではなく、半分１５０
ｐｓであり、その結果として、より大きな補償されてい
ない“尾部（テイル）”が残されることに注意する必要
がある。それにもかかわらず、５０ｐｓのタップ遅延に
よって分離されたタップを備えた４タップフィルタの使
用は、最適化されたＸＰＭ誘導型振幅変調を補償されて
いない値の約３０％まで削減すること分かる。一方、１
００ｐｓのタップ遅延を備えたフィルタに関する対応し
た数値は、補償されていない値の約４０％までの削減で
ある。より多くのタップを用いることにより更に改良さ
れることが期待できる。
るが、１００ｐｓの代わりに５０ｐｓのタップ遅延によ
って分離された４タップフィルタに関係する。予測され
る通り、実際の応答は、より広い帯域幅に亘って対応し
た理想的な応答に適度な近さで合致するが、フィルタ有
限インパルス応答は、３００ｐｓではなく、半分１５０
ｐｓであり、その結果として、より大きな補償されてい
ない“尾部（テイル）”が残されることに注意する必要
がある。それにもかかわらず、５０ｐｓのタップ遅延に
よって分離されたタップを備えた４タップフィルタの使
用は、最適化されたＸＰＭ誘導型振幅変調を補償されて
いない値の約３０％まで削減すること分かる。一方、１
００ｐｓのタップ遅延を備えたフィルタに関する対応し
た数値は、補償されていない値の約４０％までの削減で
ある。より多くのタップを用いることにより更に改良さ
れることが期待できる。
【００３２】上記の説明では自己位相変調ＳＰＭに関し
て言及しているが、ＳＰＭ誘導型位相変調を振幅変調に
変換する伝送路の分散から生じるＳＰＭ誘導型振幅変調
を補償するために光信号をプレチャープする点について
説明していない。しかし、ＸＰＭ誘導型振幅変調に関す
る上記の説明から、ＳＰＭ誘導型振幅変調が実質的に同
じ方法で実現され得ることは明らかである。この目的の
ため、付加的なシグナルプロセッサ、特に図２において
破線の外形線で示されたシグナルプロセッサｓｐ11、ｓ
ｐ22、ｓｐ44は、１個の別の夫々の入力（破線で示され
ている）を各加算増幅器２２に供給するため、夫々のバ
スラインから取得されたデータを処理する。ＳＰＭにお
いて、ウォークオフ効果は発生しないので、ＳＰＭ補償
用のシグナルプロセッサはローパスフィルタ機能を実行
する必要は全くなく、シグナルプロセッサの機能は、夫
々の加算増幅器に印加する信号に必要な振幅及び遅延を
与えることである。
て言及しているが、ＳＰＭ誘導型位相変調を振幅変調に
変換する伝送路の分散から生じるＳＰＭ誘導型振幅変調
を補償するために光信号をプレチャープする点について
説明していない。しかし、ＸＰＭ誘導型振幅変調に関す
る上記の説明から、ＳＰＭ誘導型振幅変調が実質的に同
じ方法で実現され得ることは明らかである。この目的の
ため、付加的なシグナルプロセッサ、特に図２において
破線の外形線で示されたシグナルプロセッサｓｐ11、ｓ
ｐ22、ｓｐ44は、１個の別の夫々の入力（破線で示され
ている）を各加算増幅器２２に供給するため、夫々のバ
スラインから取得されたデータを処理する。ＳＰＭにお
いて、ウォークオフ効果は発生しないので、ＳＰＭ補償
用のシグナルプロセッサはローパスフィルタ機能を実行
する必要は全くなく、シグナルプロセッサの機能は、夫
々の加算増幅器に印加する信号に必要な振幅及び遅延を
与えることである。
【００３３】ＷＤＭを利用しない伝送システムの場合、
勿論、補償すべきＸＰＭは存在しないが、上記の方法で
ＳＰＭを補償することにより利点が得られることが分か
っている。
勿論、補償すべきＸＰＭは存在しないが、上記の方法で
ＳＰＭを補償することにより利点が得られることが分か
っている。
【図１】本発明の好ましい実施例の構成図図である。
【図２】図１の伝送システムの送信器の詳細構成図であ
る。
る。
【図３】図２の送信器で使用するための結合型振幅及び
位相変調器の他の形式の詳細構成図である。
位相変調器の他の形式の詳細構成図である。
【図４】図２の送信器の構成部品として使用するための
トランスバーサルフィルタの構成図である。
トランスバーサルフィルタの構成図である。
【図５】図１の伝送システムに利用されるＸＰＭ補償の
適用可能性を試験するため使用される装置の構成図であ
る。
適用可能性を試験するため使用される装置の構成図であ
る。
【図６】図５の装置に利用される６４ビット試験波形の
グラフである。
グラフである。
【図７】図６の試験波形を用いて得られた試験結果のグ
ラフである。
ラフである。
【図８】補償中の位相変調の最適深さから離脱すると共
に補償が低下する程度を示すグラフである。
に補償が低下する程度を示すグラフである。
【図９】極周波数の減少と共に補償が低下する程度を示
すグラフである。
すグラフである。
【図１０】１００ピコ秒のタップ間遅延を有する４タッ
プトランスバーサルフィルタの利得性能を理想的な単極
ローパスフィルタの特性と比較するグラフである。
プトランスバーサルフィルタの利得性能を理想的な単極
ローパスフィルタの特性と比較するグラフである。
【図１１】図１０のトランスバーサルフィルタの群遅延
性能を理想的な単極ローパスフィルタと比較するグラフ
である。
性能を理想的な単極ローパスフィルタと比較するグラフ
である。
【図１２】５０ピコ秒のタップ間遅延を有する４タップ
トランスバーサルフィルタの利得性能を理想的な単極ロ
ーパスフィルタの特性と比較するグラフである。
トランスバーサルフィルタの利得性能を理想的な単極ロ
ーパスフィルタの特性と比較するグラフである。
【図１３】図１２のトランスバーサルフィルタの群遅延
性能を理想的な単極ローパスフィルタと比較するグラフ
である。
性能を理想的な単極ローパスフィルタと比較するグラフ
である。
１０ 送信器 １１ 光ハイウェイ １２ 受信器 １３ マルチプレクサ １４ａ，１４ｂ 光増幅器 １５ デマルチプレクサ １６ 位相変調器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ダイエットマー ガーセ イギリス国，ハートフォードシャー シー エム21 ９エルエル，ソウブリッジワー ス，メドウ・ウェイ ６ (72)発明者 ロス アレキサンダー ソーンダーズ イギリス国，ファイフ ケーワイ11 ５ビ ービー，ダンファームリン，ウィロウ・グ ロウヴ ７ (72)発明者 アラン ロビンソン イギリス国，エセックス シーエム19 ４ ディーイー，ハーロウ，ノースブルックス 84 (72)発明者 モーリス オサリヴァン カナダ国，オンタリオ ケー１ワイ ０エ ス５，オタワ，ジュリアン・アヴェニュ 24 (72)発明者 ルウォンチン ホォイ アメリカ合衆国，カンザス，ローレンス, プリンストン・プレイス 2310
Claims (7)
- 【請求項１】 関連した電気信号によって振幅変調され
た少なくとも二つの光チャネルを有する送信器を含み、
上記振幅変調された光信号は分散を示す光ファイバの区
間を含む光伝送路上で波長多重化されている光伝送シス
テムにおいて、 二つの振幅変調されたチャネルの中の一方のチャネルの
他方のチャネルによる相互位相変調によって生じ、上記
送信器から遠い方のファイバの端に現れるクロストーク
のレベルを低下させる方法であって、 上記送信器側で、上記振幅変調された他方のチャネルの
振幅を変調するため使用された電気的変調から得られた
信号を用いて、上記振幅変調された一方のチャネルの位
相を変調する段階を含む方法。 - 【請求項２】 上記送信器側で、上記チャネルの中の少
なくとも一方のチャネルの位相を該一方のチャネルの振
幅を変調するため使用された電気的変調の複製で変調す
る段階を含む請求項１記載の方法。 - 【請求項３】 上記他方のチャネルの振幅を変調するた
め使用された変調から得られた信号は上記変調の複製で
ある、請求項１又は２記載の方法。 - 【請求項４】 上記他方のチャネルの振幅を変調するた
め使用された変調から得られた信号は上記変調のローパ
スフィルタを通された複製である、請求項１又は２記載
の方法。 - 【請求項５】 電気的トランスバーサルフィルタは上記
ローパスフィルタを通された複製を発生させるため利用
される、請求項４記載の方法。 - 【請求項６】 振幅変調されたチャネルの中の各チャネ
ル毎の別のチャネルによる相互位相変調によって生じ、
送信器から遠い方のファイバの端に現れるクロストーク
のレベルを低下させる方法であって、 上記送信器側で、上記振幅変調された別のチャネルの振
幅を変調するため使用された電気的変調から得られた信
号を用いて、上記振幅変調された各チャネルの位相を変
調する段階を含む、請求項１乃至５のうちいずれか１項
記載の方法。 - 【請求項７】 関連した電気信号によって振幅変調され
た少なくとも二つの光チャネルを有する送信器を含み、
上記振幅変調された光信号は分散を示す光ファイバの区
間を含む光伝送路に入射する光伝送システムにおいて、 上記振幅変調されたチャネルの自己位相変調によって生
じ、上記送信器から遠い方のファイバの端に現れる振幅
変調のレベルを低下させる方法であって、 上記送信器側で、上記振幅変調されたチャネルの振幅を
変調するため使用された電気的変調の複製を用いて、上
記振幅変調されたチャネルの位相を変調する段階を含む
方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US929360 | 1997-09-08 | ||
| US08/929,360 US6124960A (en) | 1997-09-08 | 1997-09-08 | Transmission system with cross-phase modulation compensation |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11149064A true JPH11149064A (ja) | 1999-06-02 |
| JP4036977B2 JP4036977B2 (ja) | 2008-01-23 |
Family
ID=25457737
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25306498A Expired - Lifetime JP4036977B2 (ja) | 1997-09-08 | 1998-09-07 | 相互位相及び／又は自己位相変調補償を具備した伝送システム |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6124960A (ja) |
| EP (1) | EP0901244B1 (ja) |
| JP (1) | JP4036977B2 (ja) |
| DE (1) | DE69811801T2 (ja) |
| GB (1) | GB2329089A (ja) |
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