JPH11150784A - 複数の部分帯域マイクロフォンからなるマイクロフォン装置 - Google Patents
複数の部分帯域マイクロフォンからなるマイクロフォン装置Info
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- JPH11150784A JPH11150784A JP9314955A JP31495597A JPH11150784A JP H11150784 A JPH11150784 A JP H11150784A JP 9314955 A JP9314955 A JP 9314955A JP 31495597 A JP31495597 A JP 31495597A JP H11150784 A JPH11150784 A JP H11150784A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 広い帯域にわたって高ダイナミックレンジを
得るマイクロフォン装置を提供する。 【解決手段】 音響を所定の部分帯域において電気変換
するｎ個（ｎは２以上の整数）のマイクロフォン群１１
〜１３と、これらをＡＤ変換したｎ個の出力を合成する
合成手段７０００とで構成し、全帯域のデジタル符号を
取り出す。好ましくは、所定の帯域特性でΔΣ変調する
ΔΣ変調器と、それぞれ所定の周波数特性で帯域を制限
してサンプリングデータを間引くデシメーションフィル
タとで構成する。ＡＤ変換素子１０００，２０００，３
０００で安定度を高め、所定帯域に特化したマイクロフ
ォン群１１〜１３の交互補完作用で広帯域かつ高ダイナ
ミックレンジにしたマイクロフォン装置を提供する。
得るマイクロフォン装置を提供する。 【解決手段】 音響を所定の部分帯域において電気変換
するｎ個（ｎは２以上の整数）のマイクロフォン群１１
〜１３と、これらをＡＤ変換したｎ個の出力を合成する
合成手段７０００とで構成し、全帯域のデジタル符号を
取り出す。好ましくは、所定の帯域特性でΔΣ変調する
ΔΣ変調器と、それぞれ所定の周波数特性で帯域を制限
してサンプリングデータを間引くデシメーションフィル
タとで構成する。ＡＤ変換素子１０００，２０００，３
０００で安定度を高め、所定帯域に特化したマイクロフ
ォン群１１〜１３の交互補完作用で広帯域かつ高ダイナ
ミックレンジにしたマイクロフォン装置を提供する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、低周波から超音波
までの広帯域音声を電気信号に変換し、さらにデジタル
符号に変換するマイクロフォン装置に関し、特に、複数
の部分帯域マイクロフォンおよび複数のＡＤ変換素子を
用いて高Ｓ／Ｎかつ広帯域変換を実現するマイクロフォ
ン装置に関する。
までの広帯域音声を電気信号に変換し、さらにデジタル
符号に変換するマイクロフォン装置に関し、特に、複数
の部分帯域マイクロフォンおよび複数のＡＤ変換素子を
用いて高Ｓ／Ｎかつ広帯域変換を実現するマイクロフォ
ン装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】マイクロフォンにはさまざまな方式があ
るが、特に主に音声や音楽録音に使用するマイクロフォ
ンは従来の記録メディアの特性で決定される周波数帯域
に特化して開発され、高々２０ｋＨｚまでの周波数帯域
でのノイズスペクトルやダイナミックレンジや周波数特
性を良好にすることを主眼とし、これに収音音色の好み
を加味するというのが一般であった。従って、この種の
マイクロフォンでは、２０ｋＨｚ以上の周波数帯域での
出力信号は得られないか、得られても低品質のものであ
った。
るが、特に主に音声や音楽録音に使用するマイクロフォ
ンは従来の記録メディアの特性で決定される周波数帯域
に特化して開発され、高々２０ｋＨｚまでの周波数帯域
でのノイズスペクトルやダイナミックレンジや周波数特
性を良好にすることを主眼とし、これに収音音色の好み
を加味するというのが一般であった。従って、この種の
マイクロフォンでは、２０ｋＨｚ以上の周波数帯域での
出力信号は得られないか、得られても低品質のものであ
った。
【０００３】これとは別に音響エネルギーを超音波まで
の帯域に渡って測定する目的のために開発されたマイク
ロフォンもあった。これは騒音を計測する騒音計に使用
されるものなどであった。１００ｋＨｚまでの帯域に渡
って周波数応答を平坦にするものがあったが、超高域で
も分割振動を起こさないで音から電気エネルギーに変換
するようにするために、振動板のサイズを小さくする必
要があった。ところが振動板のサイズを小さくすると変
換の効率が低くなるので、十分な電気信号出力が得られ
ず、ＳＮ比およびダイナミックレンジが不足するため、
音声や音楽録音に使用されることはなかった。
の帯域に渡って測定する目的のために開発されたマイク
ロフォンもあった。これは騒音を計測する騒音計に使用
されるものなどであった。１００ｋＨｚまでの帯域に渡
って周波数応答を平坦にするものがあったが、超高域で
も分割振動を起こさないで音から電気エネルギーに変換
するようにするために、振動板のサイズを小さくする必
要があった。ところが振動板のサイズを小さくすると変
換の効率が低くなるので、十分な電気信号出力が得られ
ず、ＳＮ比およびダイナミックレンジが不足するため、
音声や音楽録音に使用されることはなかった。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、近年の
ＤＶＤの出現により、高密度を活かしてより高音質化す
るため、サンプリング周波数９６ｋＨｚ、量子化ビット
数２４ビットが実用化された。さらに略１００ｋＨｚま
での帯域を記録再生するための各種試みがされつつあ
る。すなわち、記録再生のメディアとしてのインフラは
整う可能性が出てきているが、肝心の収音品質がまだ不
十分であるといった問題点がある。従来のマイクロフォ
ンは、今までのところ、その仕様に見合った十分な性能
が得られていない。より具体的には以下の課題がある。
ＤＶＤの出現により、高密度を活かしてより高音質化す
るため、サンプリング周波数９６ｋＨｚ、量子化ビット
数２４ビットが実用化された。さらに略１００ｋＨｚま
での帯域を記録再生するための各種試みがされつつあ
る。すなわち、記録再生のメディアとしてのインフラは
整う可能性が出てきているが、肝心の収音品質がまだ不
十分であるといった問題点がある。従来のマイクロフォ
ンは、今までのところ、その仕様に見合った十分な性能
が得られていない。より具体的には以下の課題がある。
【０００５】（イ）１ウェイで１００ｋＨｚまでカバー
するように広帯域設計すると、出力が低下してＳＮ比お
よびダイナミックレンジの低下を招くため、十分な広帯
域にも出来ず、かつダイナミックレンジも低下する傾向
になる。
するように広帯域設計すると、出力が低下してＳＮ比お
よびダイナミックレンジの低下を招くため、十分な広帯
域にも出来ず、かつダイナミックレンジも低下する傾向
になる。
【０００６】（ロ）１ウェイで高ＳＮ比とするために高
出力とすると、強大な音圧レベルでのクリッピング歪み
が起こり変換が出来なくなるばかりか、振動板を大きく
せざるを得ないので狭帯域になる。逆に強大な音圧レベ
ルでのクリッピング歪みを防止するためにヘッドルーム
を十分にとると、広帯域でのノイズスペクトルに対する
信号レベル強度が不十分となりＳＮ比が低下する問題が
ある。
出力とすると、強大な音圧レベルでのクリッピング歪み
が起こり変換が出来なくなるばかりか、振動板を大きく
せざるを得ないので狭帯域になる。逆に強大な音圧レベ
ルでのクリッピング歪みを防止するためにヘッドルーム
を十分にとると、広帯域でのノイズスペクトルに対する
信号レベル強度が不十分となりＳＮ比が低下する問題が
ある。
【０００７】（ハ）複数のマイクロフォンをつかったマ
ルチウェイマイクロフォンもあったが、アナログアンプ
による帯域分割と合成のため特性がバラツキ、不安定で
あった。
ルチウェイマイクロフォンもあったが、アナログアンプ
による帯域分割と合成のため特性がバラツキ、不安定で
あった。
【０００８】（ニ）また、複数のマイクロフォンをつか
ったマルチウェイマイクロフォンにおいて、アナログア
ンプによる複数の信号を合成したものをＡＤ変換装置で
ディジタル信号に変換するのも広帯域で高ダイナミック
レンジのＡＤ変換装置が得られにくいといった課題があ
った。
ったマルチウェイマイクロフォンにおいて、アナログア
ンプによる複数の信号を合成したものをＡＤ変換装置で
ディジタル信号に変換するのも広帯域で高ダイナミック
レンジのＡＤ変換装置が得られにくいといった課題があ
った。
【０００９】本発明は上記の問題を解決するものであ
り、バラツキや安定度の劣化やノイズの混入を防止でき
る広帯域かつ高ダイナミックレンジなマイクロフォンを
提供することを目的とする。
り、バラツキや安定度の劣化やノイズの混入を防止でき
る広帯域かつ高ダイナミックレンジなマイクロフォンを
提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明によるマイクロフォン装置は、入力する音響エ
ネルギーを所定の部分帯域において電気信号に変換する
複数のマイクロフォンと、デジタル符号に変換する複数
個のＡＤ変換素子と、各ＡＤ変換素子の出力を合成する
合成手段とから全帯域のデジタル符号を取り出すように
構成したものである。
に本発明によるマイクロフォン装置は、入力する音響エ
ネルギーを所定の部分帯域において電気信号に変換する
複数のマイクロフォンと、デジタル符号に変換する複数
個のＡＤ変換素子と、各ＡＤ変換素子の出力を合成する
合成手段とから全帯域のデジタル符号を取り出すように
構成したものである。
【００１１】これにより、広い帯域にわたって高ダイナ
ミックレンジを得ることができる。
ミックレンジを得ることができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】本発明の第１の発明によるマイク
ロフォン装置は、それぞれ所定の部分帯域に好適な特性
をもつｉ個（ｉは２以上の整数）のマイクロフォンから
入力するアナログ信号をそれぞれ所定の部分帯域におい
てデジタル符号に変換するｎ個（ｎは２以上の整数）の
ＡＤ変換素子と、前記ＡＤ変換素子のｎ個の出力を合成
してｍビット（ｍは、２m≧ｎ＋１を満たす正の整数）
のデジタル符号にする合成手段とを備え、前記合成手段
から合成したｍビットのデジタル符号を取り出すように
したものである。
ロフォン装置は、それぞれ所定の部分帯域に好適な特性
をもつｉ個（ｉは２以上の整数）のマイクロフォンから
入力するアナログ信号をそれぞれ所定の部分帯域におい
てデジタル符号に変換するｎ個（ｎは２以上の整数）の
ＡＤ変換素子と、前記ＡＤ変換素子のｎ個の出力を合成
してｍビット（ｍは、２m≧ｎ＋１を満たす正の整数）
のデジタル符号にする合成手段とを備え、前記合成手段
から合成したｍビットのデジタル符号を取り出すように
したものである。
【００１３】また、本発明の第２の発明によるマイクロ
フォン装置のＡＤ変換素子は、入力するアナログ信号を
所定の帯域特性でΔΣ変調するΔΣ変調器と、前記ΔΣ
変調器の出力をそれぞれ所定の周波数特性で帯域を制限
してサンプリングデータを間引くデシメーションフィル
タとからなり、デシメーションフィルタは、それぞれ接
続するΔΣ変調器の所定帯域において主に通過させ、そ
れ以外の帯域を阻止するようにするとともに、前記ｉ個
の入力信号の相互間における周波数特性あるいは位相特
性あるいは群遅延特性およびその間のバラツキに適応し
て、それぞれ逆特性となる伝達特性をそれぞれ畳み込む
ことを特徴としたものである。
フォン装置のＡＤ変換素子は、入力するアナログ信号を
所定の帯域特性でΔΣ変調するΔΣ変調器と、前記ΔΣ
変調器の出力をそれぞれ所定の周波数特性で帯域を制限
してサンプリングデータを間引くデシメーションフィル
タとからなり、デシメーションフィルタは、それぞれ接
続するΔΣ変調器の所定帯域において主に通過させ、そ
れ以外の帯域を阻止するようにするとともに、前記ｉ個
の入力信号の相互間における周波数特性あるいは位相特
性あるいは群遅延特性およびその間のバラツキに適応し
て、それぞれ逆特性となる伝達特性をそれぞれ畳み込む
ことを特徴としたものである。
【００１４】本発明は、上記のようにしたため、それぞ
れのマイクロフォンは各帯域で最適の特性が得られるよ
うにするとともに、組み合わせるＡＤ変換素子は比較的
低いクロック、低次の帰還フィルタを用いて所定の分割
帯域でのダイナミックレンジを高めることができ、安定
化も図られる。これらのＡＤ変換素子は所定の帯域内を
通過させ帯域外を阻止するデシメーションフィルタと組
み合わせ、所定の分割帯域外の雑音を除去する。さら
に、相異なる帯域で所定の性能を得る複数のＡＤ変換素
子の出力を合成することで、全体として広帯域化および
高ダイナミックレンジ化が図られる。また、ｎ個のＡＤ
変換素子の出力を合成する時に、ΔΣ変調波形の立ち上
がりと立ち下がりの出現確率が略平衡することによっ
て、ジッタによる変換誤差を相乗平均化する作用が生
じ、ジッタによる雑音の低減作用が副次的に生じる。
れのマイクロフォンは各帯域で最適の特性が得られるよ
うにするとともに、組み合わせるＡＤ変換素子は比較的
低いクロック、低次の帰還フィルタを用いて所定の分割
帯域でのダイナミックレンジを高めることができ、安定
化も図られる。これらのＡＤ変換素子は所定の帯域内を
通過させ帯域外を阻止するデシメーションフィルタと組
み合わせ、所定の分割帯域外の雑音を除去する。さら
に、相異なる帯域で所定の性能を得る複数のＡＤ変換素
子の出力を合成することで、全体として広帯域化および
高ダイナミックレンジ化が図られる。また、ｎ個のＡＤ
変換素子の出力を合成する時に、ΔΣ変調波形の立ち上
がりと立ち下がりの出現確率が略平衡することによっ
て、ジッタによる変換誤差を相乗平均化する作用が生
じ、ジッタによる雑音の低減作用が副次的に生じる。
【００１５】また、それぞれのマイクロフォン適するよ
う個々に最適の特性を畳み込むことが出来るようにな
る。
う個々に最適の特性を畳み込むことが出来るようにな
る。
【００１６】
【実施例】（実施例１）以下、本発明の実施例１につい
て、図面を参照しながら説明を行う。
て、図面を参照しながら説明を行う。
【００１７】図１は本発明の実施例１におけるマイクロ
フォン装置を示す概要ブロック図である。ここでは将来
の展開を考慮して、ＤＣから１００ｋＨｚまでの音響信
号を収音してデジタル信号に変換するマイクロフォン装
置の本発明による実施例とした。従って出力信号はサン
プリング周波数１９２ｋＨｚ、２４ｂｉｔのデジタル符
号である。図中、１１、１２および１３はマイクロフォ
ン、１０１、１０２および１０３はアナログ入力端子、
１０００はＡＤ変換素子(ａ)、２０００はＡＤ変換素子
(ｂ)、３０００はＡＤ変換素子(ｃ)、７０００は合成手
段、７１０はデジタル出力端子である。なお、信号線の
傍に引き出し線を付けずに記入の数字はビット数を表
す。
フォン装置を示す概要ブロック図である。ここでは将来
の展開を考慮して、ＤＣから１００ｋＨｚまでの音響信
号を収音してデジタル信号に変換するマイクロフォン装
置の本発明による実施例とした。従って出力信号はサン
プリング周波数１９２ｋＨｚ、２４ｂｉｔのデジタル符
号である。図中、１１、１２および１３はマイクロフォ
ン、１０１、１０２および１０３はアナログ入力端子、
１０００はＡＤ変換素子(ａ)、２０００はＡＤ変換素子
(ｂ)、３０００はＡＤ変換素子(ｃ)、７０００は合成手
段、７１０はデジタル出力端子である。なお、信号線の
傍に引き出し線を付けずに記入の数字はビット数を表
す。
【００１８】マイクロフォン１１はＤＣから約３０ｋＨ
ｚまでの帯域で使用するマイクロフォンである。マイク
ロフォン１２は２０ｋＨｚ〜５０ｋＨｚの帯域で特性の
優れたマイクロフォンである。マイクロフォン１３は５
０ｋＨｚ以上の帯域で特性の優れたマイクロフォンであ
る。マイクロフォン１１は比較的大きな口径の振動板を
有し、マイクロフォン１３は比較的小口径とする。これ
はとくにマイクロフォン１３においては振動板の分割振
動による共振点周波数および反共振点周波数を高くし超
音波帯域で特性を最適にするためである。ただし小口径
とするため感度は低下する傾向にある。
ｚまでの帯域で使用するマイクロフォンである。マイク
ロフォン１２は２０ｋＨｚ〜５０ｋＨｚの帯域で特性の
優れたマイクロフォンである。マイクロフォン１３は５
０ｋＨｚ以上の帯域で特性の優れたマイクロフォンであ
る。マイクロフォン１１は比較的大きな口径の振動板を
有し、マイクロフォン１３は比較的小口径とする。これ
はとくにマイクロフォン１３においては振動板の分割振
動による共振点周波数および反共振点周波数を高くし超
音波帯域で特性を最適にするためである。ただし小口径
とするため感度は低下する傾向にある。
【００１９】マイクロフォン１１の出力信号は入力端子
１０１からの入力信号Ｘ１はＡＤ変換素子(ａ)１０００
に供給する。同様にマイクロフォン１２の信号は入力端
子１０２を通じてＡＤ変換素子(ｂ)２０００へ供給す
る。マイクロフォン１３も同様にＡＤ変換素子(ｃ)３０
００に供給する。それぞれのＡＤ変換素子においては、
各々ΔΣ変調器１００，３００，５００とデシメーショ
ンフィルタ２００，４００，６００でＡＤ変換を行う。
ＡＤ変換素子(ａ)１０００、ＡＤ変換素子(ｂ)２０００
およびＡＤ変換素子(ｃ)３０００の出力Ｗａ７０１、Ｗ
ｂ７０２およびＷｃ７０３を合成手段７０００に供給す
る。合成手段７０００はこれらの３つの入力Ｗａ、Ｗｂ
およびＷｃを加算合成して出力端子７１０より出力信号
Ｗとして出力する。
１０１からの入力信号Ｘ１はＡＤ変換素子(ａ)１０００
に供給する。同様にマイクロフォン１２の信号は入力端
子１０２を通じてＡＤ変換素子(ｂ)２０００へ供給す
る。マイクロフォン１３も同様にＡＤ変換素子(ｃ)３０
００に供給する。それぞれのＡＤ変換素子においては、
各々ΔΣ変調器１００，３００，５００とデシメーショ
ンフィルタ２００，４００，６００でＡＤ変換を行う。
ＡＤ変換素子(ａ)１０００、ＡＤ変換素子(ｂ)２０００
およびＡＤ変換素子(ｃ)３０００の出力Ｗａ７０１、Ｗ
ｂ７０２およびＷｃ７０３を合成手段７０００に供給す
る。合成手段７０００はこれらの３つの入力Ｗａ、Ｗｂ
およびＷｃを加算合成して出力端子７１０より出力信号
Ｗとして出力する。
【００２０】図２はＡＤ変換素子(ａ)１０００の内部ブ
ロック図である。図中、１１０は加算器、１２０は量子
化器、１４０は減算器、１５０は帰還フィルタ、２１０
は第１のＦＩＲ１（有限インパルス応答）フィルタ
(ａ)、２２０は第２のＦＩＲ２フィルタ(ａ)である。入
力端子１０１より入力するアナログ入力信号Ｘを加算器
１１０を通じて量子化器１２０に供給する。１ビット量
子化はオーバーサンプリング周波数３０７２ｋＨｚで行
う。加算器１１０のもう一方の加算入力信号は帰還フィ
ルタ１５０から供給される量子化雑音Ｑである。量子化
器１２０は入力されるアナログ信号を１ビットに量子化
する。この量子化した１ビットの信号はデシメーション
フィルタ２００へ伝送するとともに、減算器１４０に入
力する。減算器１４０は量子化器１２０の入力信号と出
力信号との差信号、すなわち量子化雑音Ｑを出力する。
サンプリング周波数３０７２ｋＨｚは現状のデバイス性
能から考慮して選んだ値であり、これよりに高くしても
低くしても得られるダイナミックレンジなどの性能が低
下する。この量子化雑音Ｑは伝達特性Ｈａ(ｚ)を有する
帰還フィルタ１５０で周波数およびまたは位相特性の変
換を行い加算器１１０へ帰還する。ここで、信号Ｙａに
ついて式で表すと、Ｙａ＝Ｘ＋（１−Ｈａ(ｚ)）＊Ｑと
なり、信号Ｙａは入力信号Ｘの成分と量子化雑音Ｑの伝
達特性Ｈａ(ｚ)で帰還した成分の和となる。したがっ
て、伝達特性Ｈａ(ｚ)によって量子化雑音Ｑのスペクト
ル変換を行うことができる。実用の低周波域で伝達関数
が１となるように通過特性を持たせ、実用帯域外の高周
波域で減衰特性を持たせるようにするのが好適である。
例えばＬＰＦがこれに該当する。この帰還ループによる
ΔΣ変調で量子化雑音Ｑを実用帯域外の高域へ追いやる
ことができる。このようにして所定のスペクトル変換を
施した１ビットの信号を出力端子７１０から出力信号Ｙ
ａとして次段のデシメーションフィルタ２００へ出力す
る。
ロック図である。図中、１１０は加算器、１２０は量子
化器、１４０は減算器、１５０は帰還フィルタ、２１０
は第１のＦＩＲ１（有限インパルス応答）フィルタ
(ａ)、２２０は第２のＦＩＲ２フィルタ(ａ)である。入
力端子１０１より入力するアナログ入力信号Ｘを加算器
１１０を通じて量子化器１２０に供給する。１ビット量
子化はオーバーサンプリング周波数３０７２ｋＨｚで行
う。加算器１１０のもう一方の加算入力信号は帰還フィ
ルタ１５０から供給される量子化雑音Ｑである。量子化
器１２０は入力されるアナログ信号を１ビットに量子化
する。この量子化した１ビットの信号はデシメーション
フィルタ２００へ伝送するとともに、減算器１４０に入
力する。減算器１４０は量子化器１２０の入力信号と出
力信号との差信号、すなわち量子化雑音Ｑを出力する。
サンプリング周波数３０７２ｋＨｚは現状のデバイス性
能から考慮して選んだ値であり、これよりに高くしても
低くしても得られるダイナミックレンジなどの性能が低
下する。この量子化雑音Ｑは伝達特性Ｈａ(ｚ)を有する
帰還フィルタ１５０で周波数およびまたは位相特性の変
換を行い加算器１１０へ帰還する。ここで、信号Ｙａに
ついて式で表すと、Ｙａ＝Ｘ＋（１−Ｈａ(ｚ)）＊Ｑと
なり、信号Ｙａは入力信号Ｘの成分と量子化雑音Ｑの伝
達特性Ｈａ(ｚ)で帰還した成分の和となる。したがっ
て、伝達特性Ｈａ(ｚ)によって量子化雑音Ｑのスペクト
ル変換を行うことができる。実用の低周波域で伝達関数
が１となるように通過特性を持たせ、実用帯域外の高周
波域で減衰特性を持たせるようにするのが好適である。
例えばＬＰＦがこれに該当する。この帰還ループによる
ΔΣ変調で量子化雑音Ｑを実用帯域外の高域へ追いやる
ことができる。このようにして所定のスペクトル変換を
施した１ビットの信号を出力端子７１０から出力信号Ｙ
ａとして次段のデシメーションフィルタ２００へ出力す
る。
【００２１】デシメーションフィルタ２００において、
１ビット３０７２ｋＨｚの信号をＦＩＲ１フィルタ２１
０で１／４にデシメーションし２４ビット７６８ｋＨｚ
にダウンサンプリングするとともにマルチビット化し、
ＦＩＲ２フィルタ２２０でさらに１／４にデシメーショ
ンして２４ビット１９２ｋＨｚの出力Ｗａに変換する。
１ビット３０７２ｋＨｚの信号をＦＩＲ１フィルタ２１
０で１／４にデシメーションし２４ビット７６８ｋＨｚ
にダウンサンプリングするとともにマルチビット化し、
ＦＩＲ２フィルタ２２０でさらに１／４にデシメーショ
ンして２４ビット１９２ｋＨｚの出力Ｗａに変換する。
【００２２】図１におけるＡＤ変換素子(ｂ)２０００お
よびＡＤ変換素子(ｃ)３０００の内部構成および動作
は、図２で説明したＡＤ変換素子(ａ)１０００と同様で
ある。異なるのはΔΣ変調器のノイズシェイプ特性、よ
り具体的には帰還フィルタの伝達関数がそれぞれ異なる
ことと、デシメーションフィルタの帯域特性を異ならし
めていることである。以下これらの特性について説明す
る。
よびＡＤ変換素子(ｃ)３０００の内部構成および動作
は、図２で説明したＡＤ変換素子(ａ)１０００と同様で
ある。異なるのはΔΣ変調器のノイズシェイプ特性、よ
り具体的には帰還フィルタの伝達関数がそれぞれ異なる
ことと、デシメーションフィルタの帯域特性を異ならし
めていることである。以下これらの特性について説明す
る。
【００２３】図３はΔΣ変調器の信号スペクトルおよび
ノイズスペクトルを説明する図である。図３(ａ)はΔΣ
変調器１００の出力Ｙａ、図３(ｂ)はΔΣ変調器３００
の出力Ｙｂおよび図３(ｃ)はΔΣ変調器５００の出力Ｙ
ｃの特性を示す。なお、横軸は周波数軸であり、広範囲
を見るために対数化して示している。
ノイズスペクトルを説明する図である。図３(ａ)はΔΣ
変調器１００の出力Ｙａ、図３(ｂ)はΔΣ変調器３００
の出力Ｙｂおよび図３(ｃ)はΔΣ変調器５００の出力Ｙ
ｃの特性を示す。なお、横軸は周波数軸であり、広範囲
を見るために対数化して示している。
【００２４】図３(ａ)において、Ｓ１は入力信号Ｘ１の
信号スペクトル、ＮａはΔΣ変調によって高域へ追いや
った量子化雑音のノイズスペクトルである。サンプリン
グ周波数１９２ｋＨｚをｆｓとして１６ｆｓの３０７２
ｋＨｚでオーバーサンプリングを行い、帰還ループによ
りΔΣ変調を行い量子化雑音Ｑを信号帯域外の高域へ追
いやっている。そのためノイズスペクトルはナイキスト
周波数の１５３６ｋＨｚ（８ｆｓ）を中心としてピーク
をもつ山型になる。オーバーサンプリング比１６という
値は２４ビット精度のダイナミックレンジを信号帯域の
全体で得るには不十分な値であり、無理をして高次のΔ
Σ変調をすれば、安定度が劣化し発振に到るなどの致命
的な欠陥を生じる。そこで本実施例では２次ないし４次
の低次帰還フィルタを採用し、常に安定に動作するよう
にした。そのかわり２４ビット精度のダイナミックレン
ジを得る帯域を狭めている。図３(ａ)では２４ｋＨｚま
での帯域で２４ビット精度のダイナミックレンジを得る
ようにし、帯域内であっても２４ｋＨｚから９６ｋＨｚ
の範囲でのダイナミックレンジはやや悪い。
信号スペクトル、ＮａはΔΣ変調によって高域へ追いや
った量子化雑音のノイズスペクトルである。サンプリン
グ周波数１９２ｋＨｚをｆｓとして１６ｆｓの３０７２
ｋＨｚでオーバーサンプリングを行い、帰還ループによ
りΔΣ変調を行い量子化雑音Ｑを信号帯域外の高域へ追
いやっている。そのためノイズスペクトルはナイキスト
周波数の１５３６ｋＨｚ（８ｆｓ）を中心としてピーク
をもつ山型になる。オーバーサンプリング比１６という
値は２４ビット精度のダイナミックレンジを信号帯域の
全体で得るには不十分な値であり、無理をして高次のΔ
Σ変調をすれば、安定度が劣化し発振に到るなどの致命
的な欠陥を生じる。そこで本実施例では２次ないし４次
の低次帰還フィルタを採用し、常に安定に動作するよう
にした。そのかわり２４ビット精度のダイナミックレン
ジを得る帯域を狭めている。図３(ａ)では２４ｋＨｚま
での帯域で２４ビット精度のダイナミックレンジを得る
ようにし、帯域内であっても２４ｋＨｚから９６ｋＨｚ
の範囲でのダイナミックレンジはやや悪い。
【００２５】次に図３(ｂ)について説明する。図３(ｂ)
も図３(ａ)と同様に量子化雑音を制御する。図３(ａ)と
異なるのは、帰還フィルタとして２４ｋＨｚから４８ｋ
Ｈｚを通過させ、それ以外の帯域を阻止するバンドパス
フィルタを用いる点である。バンドパスフィルタを構成
するには、例えば帰還フィルタの伝達特性Ｈｂ(ｚ)の極
点と零点をＤＣ以外の周波数に最適に分散配置すること
により得られる。これらによりノイズスペクトルはＮｂ
となる。信号スペクトルＳ０はフラットである。このよ
うにして２４〜４８ｋＨｚで２４ビット精度のダイナミ
ックレンジを得る。
も図３(ａ)と同様に量子化雑音を制御する。図３(ａ)と
異なるのは、帰還フィルタとして２４ｋＨｚから４８ｋ
Ｈｚを通過させ、それ以外の帯域を阻止するバンドパス
フィルタを用いる点である。バンドパスフィルタを構成
するには、例えば帰還フィルタの伝達特性Ｈｂ(ｚ)の極
点と零点をＤＣ以外の周波数に最適に分散配置すること
により得られる。これらによりノイズスペクトルはＮｂ
となる。信号スペクトルＳ０はフラットである。このよ
うにして２４〜４８ｋＨｚで２４ビット精度のダイナミ
ックレンジを得る。
【００２６】図３(ｃ)も図３(ａ)、(ｂ)と同様である。
図３(ｃ)では４８〜９６ｋＨｚ周波数帯域で２４ビット
精度のダイナミックレンジを得る。
図３(ｃ)では４８〜９６ｋＨｚ周波数帯域で２４ビット
精度のダイナミックレンジを得る。
【００２７】これら３つの信号、Ｙａ、ＹｂおよびＹｃ
は、入力信号Ｘについては９６ｋＨｚまでの帯域でとも
にフラットであるが、それぞれ異なるノイズスペクトル
を含む信号として次段へ出力される。Ｙａはデシメーシ
ョンフィルタ２００に、Ｙｂはデシメーションフィルタ
４００に、Ｙｃはデシメーションフィルタ６００に供給
され、それぞれ間引きとフィルタリングが行われる。デ
シメーションは、群遅延歪みの無いＦＩＲフィルタを用
いて、ダウンサンプリングによる折り返し歪みが１００
ｋＨｚの帯域内に混入するのを阻止するよう十分な特性
を持たせる。
は、入力信号Ｘについては９６ｋＨｚまでの帯域でとも
にフラットであるが、それぞれ異なるノイズスペクトル
を含む信号として次段へ出力される。Ｙａはデシメーシ
ョンフィルタ２００に、Ｙｂはデシメーションフィルタ
４００に、Ｙｃはデシメーションフィルタ６００に供給
され、それぞれ間引きとフィルタリングが行われる。デ
シメーションは、群遅延歪みの無いＦＩＲフィルタを用
いて、ダウンサンプリングによる折り返し歪みが１００
ｋＨｚの帯域内に混入するのを阻止するよう十分な特性
を持たせる。
【００２８】図４は、デシメーションフィルタの特性を
表すとともに信号Ｙａ、信号Ｙｂおよび信号Ｙｃに含む
ノイズスペクトルをそれぞれ併記したものである。同図
において、Ｆａはデシメーションフィルタ２００の周波
数特性、Ｆｂはデシメーションフィルタ４００の周波数
特性、Ｆｃはデシメーションフィルタ４００の周波数特
性である。また、併記したＮａは信号Ｙａに含むノイズ
スペクトル、ＮｂおよびＮｃはそれぞれ信号Ｙｂおよび
信号Ｙｃに含むノイズスペクトルである。図４に示す通
り、デシメーションフィルタの特性は単に、折り返し歪
みとなる帯域外成分を除去するだけではない。好ましく
はさらにそれぞれの帯域内でノイズスペクトルの低い領
域の信号だけを通過するよう、それぞれのデシメーショ
ンフィルタを組み合わせる。こうすることで、９６ｋＨ
ｚ以下の帯域内でもノイズスペクトルの盛り上がり部を
フィルタリングし、ノイズの上昇を抑えられる。同図に
おいてノイズスペクトルＮａの大きさを示す曲線の破線
部は、デシメーションフィルタ２００により減衰を受け
る部分であることを示す。以下同様に、ノイズスペクト
ルＮｂおよびノイズスペクトルＮｃを表す曲線の破線部
もそれぞれ同様にデシメーションフィルタ４００および
デシメーションフィルタ６００により減衰する部分であ
ることを示す。このようにダウンサンプリングして得ら
れた１９２ｋＨｚ・２４ビットの信号Ｗａ、信号Ｗｂお
よび信号Ｗｃは合成手段７０００に供給する。
表すとともに信号Ｙａ、信号Ｙｂおよび信号Ｙｃに含む
ノイズスペクトルをそれぞれ併記したものである。同図
において、Ｆａはデシメーションフィルタ２００の周波
数特性、Ｆｂはデシメーションフィルタ４００の周波数
特性、Ｆｃはデシメーションフィルタ４００の周波数特
性である。また、併記したＮａは信号Ｙａに含むノイズ
スペクトル、ＮｂおよびＮｃはそれぞれ信号Ｙｂおよび
信号Ｙｃに含むノイズスペクトルである。図４に示す通
り、デシメーションフィルタの特性は単に、折り返し歪
みとなる帯域外成分を除去するだけではない。好ましく
はさらにそれぞれの帯域内でノイズスペクトルの低い領
域の信号だけを通過するよう、それぞれのデシメーショ
ンフィルタを組み合わせる。こうすることで、９６ｋＨ
ｚ以下の帯域内でもノイズスペクトルの盛り上がり部を
フィルタリングし、ノイズの上昇を抑えられる。同図に
おいてノイズスペクトルＮａの大きさを示す曲線の破線
部は、デシメーションフィルタ２００により減衰を受け
る部分であることを示す。以下同様に、ノイズスペクト
ルＮｂおよびノイズスペクトルＮｃを表す曲線の破線部
もそれぞれ同様にデシメーションフィルタ４００および
デシメーションフィルタ６００により減衰する部分であ
ることを示す。このようにダウンサンプリングして得ら
れた１９２ｋＨｚ・２４ビットの信号Ｗａ、信号Ｗｂお
よび信号Ｗｃは合成手段７０００に供給する。
【００２９】図５は合成手段７０００の内部ブロック図
である。信号レベルの比較的小さい信号Ｗｂと信号Ｗｃ
を加算器７２０で加算しその結果と信号Ｗａを加算器７
１０で加算合成して出力信号Ｗとして出力端子７１０に
出力する。
である。信号レベルの比較的小さい信号Ｗｂと信号Ｗｃ
を加算器７２０で加算しその結果と信号Ｗａを加算器７
１０で加算合成して出力信号Ｗとして出力端子７１０に
出力する。
【００３０】図６は入力信号Ｘに対する出力信号Ｗの総
合周波数特性を示す図である。同図中のＳは信号成分の
特性であり、Ｎａ、ＮｂおよびＮｃは残留ノイズの特性
である。図よりＤＣから９６ｋＨｚまでの帯域において
１４６ｄＢ以上のダイナミックレンジおよびＳＮ比が得
られることが分かる。
合周波数特性を示す図である。同図中のＳは信号成分の
特性であり、Ｎａ、ＮｂおよびＮｃは残留ノイズの特性
である。図よりＤＣから９６ｋＨｚまでの帯域において
１４６ｄＢ以上のダイナミックレンジおよびＳＮ比が得
られることが分かる。
【００３１】以上の説明から明らかなように、このよう
な優れた特性はそれぞれ比較的狭帯域のマイクロフォン
とＡＤ変換素子を部分帯域で組み合わせて使用すること
により得られたものであって、ＡＤ変換素子は比較的低
次の帰還フィルタで実現できるものである。従って、個
々のＡＤ変換素子はどのような強度の入力に対しても常
に安定に動作する。例えば略フルスケール入力において
不安定になり発振するとか、あるいは直流入力、言い換
えるとＤＣオフセット状態において、内部演算の丸め誤
差などに起因する小振幅の発振現象（ピー音）などが発
生することを防止できる。しかも信号伝達特性に関して
は、全帯域で元々フラットな特性をもつＡＤ変換素子を
それぞれデジタルのデシメーションフィルタで複数の部
分帯域に分け、それらをデジタルで加算合成するので、
演算語長を適切に選ぶことにより容易に周波数連続性と
位相連続性を達成し得るものである。
な優れた特性はそれぞれ比較的狭帯域のマイクロフォン
とＡＤ変換素子を部分帯域で組み合わせて使用すること
により得られたものであって、ＡＤ変換素子は比較的低
次の帰還フィルタで実現できるものである。従って、個
々のＡＤ変換素子はどのような強度の入力に対しても常
に安定に動作する。例えば略フルスケール入力において
不安定になり発振するとか、あるいは直流入力、言い換
えるとＤＣオフセット状態において、内部演算の丸め誤
差などに起因する小振幅の発振現象（ピー音）などが発
生することを防止できる。しかも信号伝達特性に関して
は、全帯域で元々フラットな特性をもつＡＤ変換素子を
それぞれデジタルのデシメーションフィルタで複数の部
分帯域に分け、それらをデジタルで加算合成するので、
演算語長を適切に選ぶことにより容易に周波数連続性と
位相連続性を達成し得るものである。
【００３２】また、複数のΔΣ変調器およびデシメーシ
ョンフィルタの出力を合成手段で加算合成するので、信
号成分は伝達特性通りに加算合成されるが、雑音成分は
相乗平均されるため等レベル合成であれば３ｄＢ程減衰
するため、特に部分帯域の境界付近でのノイズが減っ
て、全体のダイナミックレンジおよびＳＮ比が僅かなが
ら改善されるといった副次的効果も奏する。
ョンフィルタの出力を合成手段で加算合成するので、信
号成分は伝達特性通りに加算合成されるが、雑音成分は
相乗平均されるため等レベル合成であれば３ｄＢ程減衰
するため、特に部分帯域の境界付近でのノイズが減っ
て、全体のダイナミックレンジおよびＳＮ比が僅かなが
ら改善されるといった副次的効果も奏する。
【００３３】（実施例２）次に、本発明の実施例２につ
いて、図面を参照しながら説明を行う。
いて、図面を参照しながら説明を行う。
【００３４】図７は本発明の実施例２におけるマイクロ
フォン装置を示す概要ブロック図である。図中、１１は
第１のマイクロフォン（図中では、単にマイクと記
す）、１２は第２のマイクロフォン、１０１はマイクロ
フォン１１の信号を入力する入力端子であり、１０２は
マイクロフォン１２の信号を入力する入力端子である。
その他は実施例１と同じである。実施例１と同様の部分
については同符号とし詳細説明は省く。マイクロフォン
１１はＤＣから約３０ｋＨｚまでの帯域で使用するマイ
クロフォンである。またマイクロフォン１２は２０ｋＨ
ｚ以上の帯域で特性の優れたマイクロフォンである。マ
イクロフォン１１は比較的大きな口径の振動板を有し、
マイクロフォン１２は比較的小口径とする。
フォン装置を示す概要ブロック図である。図中、１１は
第１のマイクロフォン（図中では、単にマイクと記
す）、１２は第２のマイクロフォン、１０１はマイクロ
フォン１１の信号を入力する入力端子であり、１０２は
マイクロフォン１２の信号を入力する入力端子である。
その他は実施例１と同じである。実施例１と同様の部分
については同符号とし詳細説明は省く。マイクロフォン
１１はＤＣから約３０ｋＨｚまでの帯域で使用するマイ
クロフォンである。またマイクロフォン１２は２０ｋＨ
ｚ以上の帯域で特性の優れたマイクロフォンである。マ
イクロフォン１１は比較的大きな口径の振動板を有し、
マイクロフォン１２は比較的小口径とする。
【００３５】図８はΔΣ変調器の信号スペクトルおよび
ノイズスペクトルを説明する図である。図８(ａ)はΔΣ
変調器１００の出力Ｙａ、図８(ｂ)はΔΣ変調器３００
の出力Ｙｂおよび図８(ｃ)はΔΣ変調器５００の出力Ｙ
ｃの特性を示す。なお、横軸は周波数軸であり、広範囲
を見るために対数化して示している。
ノイズスペクトルを説明する図である。図８(ａ)はΔΣ
変調器１００の出力Ｙａ、図８(ｂ)はΔΣ変調器３００
の出力Ｙｂおよび図８(ｃ)はΔΣ変調器５００の出力Ｙ
ｃの特性を示す。なお、横軸は周波数軸であり、広範囲
を見るために対数化して示している。
【００３６】図８(ａ)において、Ｓ１は入力信号Ｘ１の
信号スペクトルであり、低域でフラットなスペクトルを
有する。
信号スペクトルであり、低域でフラットなスペクトルを
有する。
【００３７】次に図８(ｂ)と図８(ｃ)のＳ２はマイクロ
フォン１２から入力した信号成分であり、高域でフラッ
トな特性を有する。
フォン１２から入力した信号成分であり、高域でフラッ
トな特性を有する。
【００３８】これらは実施例１と同様にΔΣ変調および
デシメーションフィルタを経由して合成手段７０００で
加算合成される。
デシメーションフィルタを経由して合成手段７０００で
加算合成される。
【００３９】図９は実施例２におけるそれぞれのデシメ
ーションフィルタの特性を示す図である。同図において
Ｆａはデシメーションフィルタ２００の特性を示すが、
約１５ｄＢゲインを落としているのはマイクロフォン１
１の出力がマイクロフォン１２の出力よりも大きいのを
補正するためである。またＦｂはデシメーションフィル
タ４００の特性を示すが、マイクロフォン１２の高域減
衰の傾向を補正するため、これとは逆特性の伝達特性を
畳み込むことで補正している。これらの結果総合の入出
力特性は図６と同様となる。同図中のＮａ、Ｎｂおよび
Ｎｃは残留ノイズである。ＤＣから９６ｋＨｚまでの帯
域において１４６ｄＢ以上のダイナミックレンジが得ら
れる。入力端子を複数備えることによって、マイクロフ
ォンをマルチウェイ方式とすることができ、それぞれの
特性を最大限活かし、最適な等化特性を行うことで補正
が容易にできる利点を有する。なお、基本的な部分につ
いは実施例１と同様の作用効果を奏する。
ーションフィルタの特性を示す図である。同図において
Ｆａはデシメーションフィルタ２００の特性を示すが、
約１５ｄＢゲインを落としているのはマイクロフォン１
１の出力がマイクロフォン１２の出力よりも大きいのを
補正するためである。またＦｂはデシメーションフィル
タ４００の特性を示すが、マイクロフォン１２の高域減
衰の傾向を補正するため、これとは逆特性の伝達特性を
畳み込むことで補正している。これらの結果総合の入出
力特性は図６と同様となる。同図中のＮａ、Ｎｂおよび
Ｎｃは残留ノイズである。ＤＣから９６ｋＨｚまでの帯
域において１４６ｄＢ以上のダイナミックレンジが得ら
れる。入力端子を複数備えることによって、マイクロフ
ォンをマルチウェイ方式とすることができ、それぞれの
特性を最大限活かし、最適な等化特性を行うことで補正
が容易にできる利点を有する。なお、基本的な部分につ
いは実施例１と同様の作用効果を奏する。
【００４０】
【発明の効果】以上述べたように本発明は、入力する音
響エネルギーをそれぞれ所定の部分帯域において収音す
るマイクロフォンと、所定の部分帯域においてデジタル
符号に変換するｎ個（ｎは２以上の整数）のＡＤ変換素
子（ＡＤ変換素子群）と、前記ＡＤ変換素子群のｎ個の
出力を合成する合成手段とを備え、前記合成手段から全
帯域のデジタル符号を取り出すようにした。
響エネルギーをそれぞれ所定の部分帯域において収音す
るマイクロフォンと、所定の部分帯域においてデジタル
符号に変換するｎ個（ｎは２以上の整数）のＡＤ変換素
子（ＡＤ変換素子群）と、前記ＡＤ変換素子群のｎ個の
出力を合成する合成手段とを備え、前記合成手段から全
帯域のデジタル符号を取り出すようにした。
【００４１】また、ＡＤ変換素子は、入力するアナログ
信号を所定の帯域特性でΔΣ変調するΔΣ変調器と、前
記ΔΣ変調器の出力をそれぞれ所定の周波数特性で帯域
を制限してサンプリングデータを間引くデシメーション
フィルタとで構成し、デシメーションフィルタは、それ
ぞれ接続するΔΣ変調器の所定帯域において主に通過
し、それ以外の帯域で阻止し、それぞれのデシメーショ
ンフィルタは、ＡＤ変換素子のそれぞれの出力を合成し
た出力の周波数特性が全帯域において略フラットとなる
ように構成したため、それぞれのＡＤ変換素子は比較的
低いクロック、低次の帰還フィルタを用いて所定の分割
帯域でのダイナミックレンジを高めることができ、安定
化も図られる。これらのＡＤ変換素子は所定の帯域内を
通過させ帯域外を阻止するデシメーションフィルタと組
み合わせ、所定の分割帯域外の雑音を除去する。さら
に、相異なる帯域で所定の性能を得る複数のＡＤ変換素
子の出力を合成することで、全体として広帯域化および
高ダイナミックレンジ化が図られる。また、ｎ個のＡＤ
変換素子の出力を合成する時に、ΔΣ変調波形の立ち上
がりと立ち下がりの出現確率が略平衡することによっ
て、ジッタによる変換誤差を相乗平均化する作用が生
じ、ジッタによる雑音の低減作用が副次的に生じる。
信号を所定の帯域特性でΔΣ変調するΔΣ変調器と、前
記ΔΣ変調器の出力をそれぞれ所定の周波数特性で帯域
を制限してサンプリングデータを間引くデシメーション
フィルタとで構成し、デシメーションフィルタは、それ
ぞれ接続するΔΣ変調器の所定帯域において主に通過
し、それ以外の帯域で阻止し、それぞれのデシメーショ
ンフィルタは、ＡＤ変換素子のそれぞれの出力を合成し
た出力の周波数特性が全帯域において略フラットとなる
ように構成したため、それぞれのＡＤ変換素子は比較的
低いクロック、低次の帰還フィルタを用いて所定の分割
帯域でのダイナミックレンジを高めることができ、安定
化も図られる。これらのＡＤ変換素子は所定の帯域内を
通過させ帯域外を阻止するデシメーションフィルタと組
み合わせ、所定の分割帯域外の雑音を除去する。さら
に、相異なる帯域で所定の性能を得る複数のＡＤ変換素
子の出力を合成することで、全体として広帯域化および
高ダイナミックレンジ化が図られる。また、ｎ個のＡＤ
変換素子の出力を合成する時に、ΔΣ変調波形の立ち上
がりと立ち下がりの出現確率が略平衡することによっ
て、ジッタによる変換誤差を相乗平均化する作用が生
じ、ジッタによる雑音の低減作用が副次的に生じる。
【００４２】すなわち、以下のような具体的な作用効果
がある。 （イ）オーバーサンプル比を低くできるので、デバイス
動作速度に余裕ができ、設計通りのバラツキの少ない経
済的に優れるＡＤ変換装置が得られこれと部分マイクロ
フォンを組み合わせることで特性の優れたマイクロフォ
ン装置が実現できる。
がある。 （イ）オーバーサンプル比を低くできるので、デバイス
動作速度に余裕ができ、設計通りのバラツキの少ない経
済的に優れるＡＤ変換装置が得られこれと部分マイクロ
フォンを組み合わせることで特性の優れたマイクロフォ
ン装置が実現できる。
【００４３】（ロ）帰還フィルタの次数を低くできるの
で、フルスイング時であってもＤＣオフセットがある場
合であっても常に安定に動作するＡＤ変換装置が得られ
これと部分マイクロフォンを組み合わせることで特性の
優れたマイクロフォン装置が実現できる。
で、フルスイング時であってもＤＣオフセットがある場
合であっても常に安定に動作するＡＤ変換装置が得られ
これと部分マイクロフォンを組み合わせることで特性の
優れたマイクロフォン装置が実現できる。
【００４４】（ハ）部分帯域に分けたマイクロフォン出
力をＡＤ変換素子およびデシメーションフィルタを介し
て加算合成するため、所望の広い帯域幅を得ることが容
易となり、同時に高ダイナミックレンジを得られる。
力をＡＤ変換素子およびデシメーションフィルタを介し
て加算合成するため、所望の広い帯域幅を得ることが容
易となり、同時に高ダイナミックレンジを得られる。
【００４５】（ニ）ジッタによる変換誤差を相乗平均化
する作用が生じ、ジッタによる雑音の低減作用が副次的
に生じる。
する作用が生じ、ジッタによる雑音の低減作用が副次的
に生じる。
【００４６】以上説明したように、本発明はこれまで実
現が困難であった超広帯域オーディオ信号の高ダイナミ
ックレンジでの収音に適するマイクロフォン装置を、安
定かつ経済的に実現し得る優れたものである。
現が困難であった超広帯域オーディオ信号の高ダイナミ
ックレンジでの収音に適するマイクロフォン装置を、安
定かつ経済的に実現し得る優れたものである。
【図１】本発明の実施例１におけるマイクロフォン装置
を示す概要ブロック図
を示す概要ブロック図
【図２】同実施例におけるＡＤ変換素子(ａ)１０００の
内部ブロック図
内部ブロック図
【図３】同実施例におけるΔΣ変調器の出力の特性を示
す周波数特性図
す周波数特性図
【図４】同実施例におけるデシメーションフィルタの特
性とノイズスペクトルを示した周波数特性図
性とノイズスペクトルを示した周波数特性図
【図５】同実施例における合成手段７０００の内部ブロ
ック図
ック図
【図６】同実施例における入力信号Ｘに対する出力信号
Ｗの総合周波数特性を示す図
Ｗの総合周波数特性を示す図
【図７】本発明の実施例２におけるマイクロフォン装置
を示す概要ブロック図
を示す概要ブロック図
【図８】同実施例におけるΔΣ変調器の出力の特性を示
す周波数特性図
す周波数特性図
【図９】同実施例におけるそれぞれのデシメーションフ
ィルタの特性を示す図
ィルタの特性を示す図
１１、１２、１３ マイクロフォン １００、３００、５００ ΔΣ変調器 １１０ 加算器 １２０ 量子化器 １４０ 減算器 １５０ 帰還フィルタ ２００、４００、６００ デシメーションフィルタ ２１０ ＦＩＲ１フィルタ ２２０ ＦＩＲ２フィルタ １０００ ＡＤ変換素子(ａ) ２０００ ＡＤ変換素子(ｂ) ３０００ ＡＤ変換素子(ｃ) ７０００ 合成手段
Claims (9)
- 【請求項１】 それぞれ所定の部分帯域に好適な特性を
もつｉ個（ｉは２以上の整数）のマイクロフォンあるい
は必要により追加されるマイクアンプおよび必要により
追加されるプリフィルタを備え、前記マイクロフォンま
たはマイクアンプの信号をそれぞれ所定の部分帯域にお
いてデジタル符号に変換するｎ個（ｎは２以上の整数）
のＡＤ変換素子と、前記ＡＤ変換素子のｎ個の出力を合
成する合成手段を備え、前記合成手段から全帯域のデジ
タル符号を取り出すようにした複数の部分帯域マイクロ
フォンからなるマイクロフォン装置。 - 【請求項２】 それぞれ所定の部分帯域に好適な特性を
もつｉ個（ｉは２以上の整数）のマイクロフォンあるい
は必要により追加されるマイクアンプおよび必要により
追加されるプリフィルタを備え、前記マイクロフォンま
たはマイクアンプの信号をそれぞれ所定の部分帯域にお
いてデジタル符号に変換するｎ個（ｎは２以上の整数）
のＡＤ変換素子と、前記ＡＤ変換素子群のｎ個の出力を
合成してｍビット（ｍは、２m≧ｎ＋１を満たす正の整
数）のデジタル符号にする合成手段を備え、前記合成手
段から全帯域のデジタル符号を取り出すようにした複数
の部分帯域マイクロフォンからなるマイクロフォン装
置。 - 【請求項３】 ｉはｎと等しいことを特徴とする請求項
１または２に記載の複数の部分帯域マイクロフォンから
なるマイクロフォン装置。 - 【請求項４】 複数のＡＤ変換素子は、それぞれ相異な
る部分帯域で所定の変換特性が得られるＡＤ変換素子か
らなる請求項１ないし３のいずれかに記載の複数の部分
帯域マイクロフォンからなるマイクロフォン装置。 - 【請求項５】 ＡＤ変換素子は、入力するアナログ信号
を所定の帯域特性でΔΣ変調するΔΣ変調器と、前記Δ
Σ変調器の出力をそれぞれ所定の周波数特性で帯域を制
限してサンプリングデータを間引くデシメーションフィ
ルタとからなることを特徴とする請求項４記載の複数の
部分帯域マイクロフォンからなるマイクロフォン装置。 - 【請求項６】 ΔΣ変調器は、量子化雑音を帰還する帰
還回路の伝達特性により所定の帯域特性を得ることを特
徴とする請求項５記載の複数の部分帯域マイクロフォン
からなるマイクロフォン装置。 - 【請求項７】 デシメーションフィルタは、それぞれ接
続するΔΣ変調器の所定帯域において主に通過させ、そ
れ以外の帯域を阻止するようにしたことを特徴とする請
求項５記載の複数の部分帯域マイクロフォンからなるマ
イクロフォン装置。 - 【請求項８】 デシメーションフィルタは、ＡＤ変換素
子のそれぞれの出力を合成した出力の周波数特性が全帯
域において略フラットとなるような所定の伝達特性をそ
れぞれ有することを特徴とする請求項５記載の複数の部
分帯域マイクロフォンからなるマイクロフォン装置。 - 【請求項９】 デシメーションフィルタは、それぞれ接
続するΔΣ変調器の所定帯域において主に通過させ、そ
れ以外の帯域を阻止するようにするとともに、ｉ個の入
力信号の相互間における周波数特性あるいは位相特性あ
るいは群遅延特性およびその間のバラツキに適応して、
それぞれ逆特性となる伝達特性をそれぞれ畳み込むこと
を特徴とする請求項６に記載の複数の部分帯域マイクロ
フォンからなるマイクロフォン装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9314955A JPH11150784A (ja) | 1997-11-17 | 1997-11-17 | 複数の部分帯域マイクロフォンからなるマイクロフォン装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9314955A JPH11150784A (ja) | 1997-11-17 | 1997-11-17 | 複数の部分帯域マイクロフォンからなるマイクロフォン装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11150784A true JPH11150784A (ja) | 1999-06-02 |
Family
ID=18059684
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9314955A Pending JPH11150784A (ja) | 1997-11-17 | 1997-11-17 | 複数の部分帯域マイクロフォンからなるマイクロフォン装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11150784A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6489906B2 (en) | 2000-02-23 | 2002-12-03 | Hitachi, Ltd. | ΔΣ type A/D converter |
| GB2386280A (en) * | 2002-03-07 | 2003-09-10 | Zarlink Semiconductor Inc | Digital microphone with sigma-delta ADC |
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1997
- 1997-11-17 JP JP9314955A patent/JPH11150784A/ja active Pending
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