JPH11168876A - Ｄｃ／ｄｃ変換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】二出力タイプのＤＣ／ＤＣ変換回路の小型化を
実現する。 【解決手段】直流電圧から所望の２出力の直流電圧に変
換するＤＣ／ＤＣ変換回路において、直流リアクトルと
出力電圧端子の間に順方向にダイオードを挿入し、その
間に電圧降下の小さいスイッチング素子（ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ）を接続し、このダイオードの電圧を主スイッチング
素子に同期させてＯＮ／ＯＦＦさせることにより第１の
出力電圧に対し一定値高い安定な直流電圧を得る回路。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、第１の出力電圧が
＋１．８Ｖ、第２の出力電圧が＋２．５Ｖのごとく出力
電圧に大きな差異のない２出力タイプのＤＣ／ＤＣ変換
回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】第１の出力電圧に対し、少しばかり電圧
の高い電圧を要求される素子が多くなっている最近の例
では第１の出力電圧が＋１．８Ｖ、第２の出力電圧が＋
２．５Ｖの如くである。この場合のＤＣ／ＤＣ変換回路
の構成方法として２種の方法が使用されている。このよ
うな回路は特に充電完了時と放電末期との電圧差の大き
いバッテリーのような電源より所望の安定な直流電圧を
得る場合に専ら使用される。これらの従来技術を図２、
図３を用いて説明する。図２、図３は変動する直流電源
からスイッチング手法を用いて安定なる直流電圧に変換
する回路の一例を示す。図２は、そのうち同様なスイッ
チング回路を２回路用いて、２つの安定なる直流電圧を
得る回路の一例であり、図３は、直流リアクトルに変圧
器の動作を行わせて、所望する第２の出力電圧を得よう
とする回路の一例である。まず図２を用いて概略の回路
動作を説明する。図３の回路動作の説明は、図２の動作
と異なる部位のみ述べることとする。

【０００３】まず回路構成を説明する。’１’は、バッ
テリー等の変動幅のある直流電源、この直流電源の
（＋）極にスイッチング素子’２’（ＭＯＳ−ＦＥＴで
もバイポーラ素子でもかまわないがここではＮチャネル
ＭＯＳ−ＦＥＴで説明する）のドレイン端子を接続す
る。スイッチング素子’１’のソース端子を直流リアク
トル’３’の一端とフリーホイールダイオード’４’の
カソード端子に接続する。直流リアクトル’３’の他端
は、第１の出力端子’６’の（＋）端子に接続する。次
に非安定な直流電源’１’の（−）極は、フリーホイー
ルダイオード’４’のアノード端子及び第１の出力端
子’６’の（−）端子と接続している。また、第１の出
力端子’６’の（＋）（−）極には、濾波用コンデン
サ’５’を接続する。また第１の出力端子’６’の
（＋）、（−）端子間には、出力電圧を安定化するため
の検出手段として、抵抗’７’、’８’を直列に接続す
る、その中点を誤差増幅器’９’の（−）極に接続す
る。誤差増幅器’９’の（＋）端子には、基本となる基
準電圧’１０’を接続する。誤差増幅器’９’の出力端
子を比較増幅器’１１’の（＋）入力端子に、また
（−）入力端子には、発信器’１２’の三角波出力を印
加する。比較増幅器’１１’の出力をパルス増幅器’１
３’の入力端子に加える。パルス増幅器の出力をスイッ
チング素子’２’のゲート端子に印加する。これらの安
定化に必要な制御回路を以降安定化制御回路’Ｂ’と言
うこととする。スイッチング素子以降の回路をＤＣ／Ｄ
Ｃ変換回路’Ａ’とする。もう１つの出力電圧回路もブ
ロック’Ａ’と同一構成とし第２の出力電圧を得る。次
に回路動作を説明する。

【０００４】変動要因たとえば、負荷電流もしくは入力
電圧等の変動が発生した場合の出力電圧の安定化方法を
一例として、入力電圧が変動した場合を例に取り説明す
る。入力直流電圧（Ｖｉｎ）が上昇すると、出力電圧
（Ｖ１）も同様に上昇しようとするが、出力端子間に接
続された抵抗’７’、’８’の中間点電圧も上昇しよう
とする。この電圧が基準電圧’１０’よりずれると、誤
差増幅回路’９’の出力電圧は、入力電圧の偏差（Ｖｋ
−Ｖｒ）×誤差増幅器’９’の増幅率の電圧変化となっ
て現れる。この電圧変化により比較増幅器’１１’の出
力パルス幅は減少方向に動作する、このパルス電圧をス
イッチング素子’２’のゲート電圧として印加する。こ
のパルス電圧のパルス幅は変動前より幅の狭い。スイッ
チング周波数一定のいわゆるパルスデューティ制御によ
り出力電圧を制御する方式においてはパルス幅が狭くな
る。つまりデューティが小さくなると出力電圧は低下す
る、この動作が、出力電圧分圧値（Ｖｋ）が基準電圧
（Ｖｒ）と同一となるまで連続して行われる。結果とし
て、入力電圧の変化、出力電流の変化等、出力電圧変動
の要因に対して、常に出力電圧を一定に保持するよう動
作する、結果として出力電圧は一定値に保持される。

【０００５】第２の出力電圧（Ｖ２）の安定化動作も第
１の出力電圧（Ｖ１）の動作と全く同一である。一般的
なスイッチング回路の動作及び理論は、長谷川 彰著 ス
ィッチング・レギュレータ設計ノウハウ（ＣＱ出版社）
を参照されたい。

【０００６】次に図３における回路構成と動作を説明す
る。非安定な直流電源’１’の（＋）端子をスイッチン
グ素子’２’のドレイン端子に接続する。スイッチング
素子’２’のソース端子を直流リアクトル’３’の一端
とフリーホイールダイオード’４’のカソード端子に接
続する。直流リアクトル’３’の他端は、第１の出力端
子’６’の（＋）端子に接続する。非安定な直流電源’
１’の（−）極は、フリーホイールダイオード’４’の
アノード端子及び第１の出力端子’６’の（−）端子と
接続している。また、出力端子’６’の（＋）（−）極
には、濾波用コンデンサ’５’を接続している。ここで
直流リアクトル’３’には、別巻線’１４’が同一磁心
上に巻き付けされ巻線’１５’とは変圧器構成となって
いる。また極性は、逆極性となるように構成してある。
この巻線’１４’の巻初め側を巻線’１５’の巻終わり
側に接続する。この巻線’１４’の両端にダイオード’
１６’、濾波コンデンサ’１７’を接続する。このコン
デンサ’１７’とダイオード’１６’の接続点より出力
端子’１８’を引き出し第２の出力電圧（Ｖ２）の出力
端子とする。なお安定化のための制御回路は、ブロッ
ク’Ｂ’で示すがこれは図２に示す制御回路と同一であ
る。次に本回路の動作を説明する。スイッチング素子’
２’が導通する（ＯＮモード）ことにより直流リアクト
ル’３’の巻線’１５’の両端には、入力電圧（Ｖｉ
ｎ）と出力電圧（Ｖ１）とスイッチング素子’２’での
電圧降下分の電圧との差分の電圧（Ｖｒ１）が印加され
る。このとき直流リアクトル’３’の巻線’１４’には
巻線’１５’と巻線’１５’の巻数比に比例した電圧
（Ｖｒ２）が発生するが、ダイオード’１６’の遮断動
作（逆電圧として印加される）の為、出力電圧（Ｖ２）
にはエネルギーは供給されない。次にスイッチング素
子’２’が非道通（ＯＦＦ）モードとなると直流リアク
トル’３’の巻線’１５’に蓄積されている電流エネル
ギーはフリーホイールダイオード’４’濾波コンデン
サ’５’並びに出力端子’６’及び第１の電圧の負荷’
２２’を経由して流れ続ける。このとき直流リアクト
ル’３’の巻線’１５’には、出力電圧（Ｖ１）からフ
リーホイールダイオード’４’の電圧降下分の差分の電
圧が発生している。直流リアクトル’３’でのもう１つ
の巻線’１４’の両端に発生する電圧は巻線’１５’と
巻線’１４’の巻数比に応じた電圧が発生する。この電
圧（Ｖ２）は、ｅの方向が（＋）となるような極性とな
るため、ダイオード’１６’は導通し巻線’１４’に発
生する電圧がダイオード’１６’を経由して濾波コンデ
ンサ’１７’及び出力端子’１８’及び第２の電圧の負
荷’２３’に伝達する。ここで第１の出力電圧（Ｖ１）
は、ＤＣ／ＤＣ安定化制御回路の動作により一定に保持
されており、フリーホイールダイオード’４’の電圧降
下が一定であるならば、巻線’１４’に発生する電圧も
ほぼ一定となる。実際シリコン接合によるダイオードは
ほぼこの電圧は一定と考えて良い。結果として第２の出
力電圧（Ｖ２）もほぼ一定となる。この方式は、簡単な
構成で２つの出力電圧が得られる方式として良く用いら
れている。ここでスイッチング素子として使用したＭＯ
Ｓ−ＦＥＴのゲート端子の駆動電圧は、ソース端子より
数ボルト高い電圧が必要である。この為の電圧は、別途
用意する事が必要である。ただし、このような動作を行
うためのバイアス電圧を内蔵した集積回路も市販されて
いる。このようなＤＣ／ＤＣ変換回路の実装要求として
は、独立した電源ユニット回路として独自の実装エリア
を持つことはなく、論理回路の近傍に実装を要求される
ことが多く、特に最近の論理素子の薄型化（ノートブッ
クタイプの論理基板は特にその要求が強い）要求が厳し
く３ｍｍ以下と要求が多い、ＤＣ／ＤＣ変換回路におい
ても例外ではない。ここで問題となるのは、巻線部の薄
型化である。巻線部は、磁心に導線を巻回して作成され
るので、巻線数が少ないほど、また巻線構成が単純なほ
ど小型化ができるが、図３の例に示す回路構成では、第
２の出力電圧の精度を向上させるため、巻数は最適巻数
比となるように普通より多く巻く必要がある。また変圧
器構成とするため、２つの巻線を巻回す必要がある。こ
れらの理由により、巻線部品が隘路となり、半導体の薄
型化に対応した薄型化が出来ない。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】図２、及び図３におい
て、従来回路の例を示した。図２の例においては、同一
回路を２回路必要とするため、使用部品点数が多くなる
こと及び、多大な実装面積を必要とすること、また信頼
性においても部品数が多いため、低いものとなる、同様
な理由で価格の高いものとなる。図３の例においては、
使用部品数は図２の例に比して圧倒的に少ない為、実装
面積も少なくて良く、また信頼性も高い、価格も低いと
言う点でも有利であるが、本回路をチップ化し極薄い電
源とする場合、２つの巻線を持つ直流リアクトルの薄型
化に難点（従前説明したように、第２の出力電圧の精度
を向上させるため、巻数は最適巻数比となるように普通
より多く巻く必要がある。また変圧器構成とするため、
２つの巻線を巻回す必要がある。）があり、半導体素子
と同等もしくは同等値以下に低背化できないと言う問題
があった。

【０００８】

【課題を解決するための手段】薄型化達成に問題のある
直流リアクトルの構造を単純化し、第２の電圧出力を、
全て得半導体による回路構成で実現する。具体的には、
直流リアクトルと出力端子間にダイオードを順方向に挿
入する事、およびこのダイオードのアノード側よりスイ
ッチ素子を設けて、、スイッチング素子導通時に導通さ
せスイッチング素子非道通時（ＯＦＦ時）に同様にＯＦ
Ｆとなるように構成させる。また前述のダイオードの両
端に、同様にスイッチング素子を接続し、メインのスイ
ッチング素子が導通時ＯＦＦ、非道通時ＯＮとなるよう
に構成することにより達成できる。

【０００９】

【発明の実施の形態】本発明の一実施例である図１によ
り回路構成と動作を説明する。

【００１０】電池等の非安定な直流電源’１’の（＋）
極にスイッチング素子’２’のドレイン端子を接続し、
またスイッチング素子’２’のソース端子を直流リアク
トル’３’の一端及びフリーホイールダイオード’４’
のカソード端子に接続する。直流リアクトル’３’の他
端には、ダイオード’１９’のアノード端子及び、ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴ（ここではＮチャネル型）’２１’のソース
端子を接続する。ダイオード’１９’のカソード端子を
出力端子’６’の（＋）端子に、またダイオード’１
９’のアノード端子・カソード端子間にＭＯＳ−ＦＥＴ
（ここでは、Ｐチャネル型）’２０’を接続する。ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴ’２１’のドレイン端子を第２の出力電圧
（Ｖ２）の出力端子’１８’の（＋）端子と濾波コンデ
ンサ’１７’に接続する。濾波コンデンサ’１７’の他
端は、第１の出力端子（Ｖ１）の（＋）端子に接続す
る。直流電源’１’の（−）電極は、フリーホイールダ
イオード’４’のアノード端子、そして濾波コンデン
サ’５’及び第１の出力端子’６’の（−）端子に接続
される。第１の出力電圧（Ｖ１）は、出力端子’６’の
（＋）端子と（−）端子より、また第２の出力電圧（Ｖ
２）は出力端子’１８’の（＋）端子と出力端子’６’
の（−）端子間となる。ここで２つのＭＯＳ−ＦＥＴ’
２０’、’２１’はいずれも内蔵ダイオードが順方向に
なるように接続されていることになる。また安定化動作
に必要な制御回路はブロック’Ｂ’で示す構成となるが
本回路は従来回路の構成と同一なので説明は省略する。
次に回路動作の説明を詳述する。スイッチング素子’
２’が導通時（ＯＮモード）、図４に示す等価回路が形
成される。直流電圧（Ｖ１）が一定に制御されていると
するならば、電圧Ｖａ、Ｖ２及びＩａは、 Ｖａ＝Ｖ１＋Ｖｄ Ｖ２＝Ｖａ−Ｖｂ Ｉａ＝（Ｖｉｎ−Ｖ１−Ｖｄ）／Ｌ×Ｔｏｎ となる。ここでＶｂは制御素子にＭＯＳ−ＦＥＴを使用
する場合、チャネル抵抗×電流となりチャネル抵抗は数
十ｍオームでありかつ出力電流が小の場合Ｖｄに比し無
視できるほど小さくできる。結局、 Ｖ２＝Ｖ１＋Ｖｄ となりＶｄは、シリコン接合のダイオードであるならば
ほぼ一定であるので、結局Ｖ２も一定値となる。ここで
Ｖｄ＝０．７Ｖの電圧降下を持つダイオードを使用すれ
ば良いわけである。次に、メインスイッチング素子’
２’が非道通時（ＯＦＦモード）、制御素子Ｎチャネル
のＭＯＳ−ＦＥＴ’２１’もＯＦＦとし、逆にダイオー
ド’１９’の両端に接続している制御素子Ｐチャネルの
ＭＯＤＳ−ＦＥＴ’２０’はＯＮになるよう制御するな
らば、このときの回路は図５に示す等価回路となる。つ
まりフリーホイールダイオード’４’と直流リアクト
ル’３’、制御素子ＰチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ（ＳＷ
２）’２０’と出力端子’６’の閉ループ回路である。
制御素子ＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ’２１’はＯＦＦモ
ードとなっているため、第２の出力端子’１８’への回
路は、制御素子’２１’の内蔵ダイオードで出力端子’
６’へ接続されている。ただし、制御素子’２０’の導
通時はチャネル抵抗×電流の値を先述の内蔵ダイオード
の電圧降下分より小さくしておけば、結局内蔵ダイオー
ドは逆バイアス状態となり第２の出力電圧（Ｖ２）の回
路は、第１の出力電圧（Ｖ１）の回路より切り離されて
いる状態となっている。このときの直流リアクトル’
３’に流れる電流は、 Ｉａ＝Ｉａ’−（Ｖ１＋Ｖｄ）／Ｌ×Ｔｏｆｆ となる。このとき、直流リアクトル’３’の作用により
良く知られているＤＣ／ＤＣ電源の動作モードと同様な
電流モードとなり第１の出力電圧（Ｖ１）は、制御素子
ＰチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ’２０’の導通（ＯＮ）／非
道通（ＯＦＦ）により出力電圧は影響されることはな
い。第２の出力電圧（Ｖ２）は、直流リアクトル’３’
の電流増加分これはパルス幅増加分に比例しているが、
これは Ｖ２−Ｖ１＝√（負荷抵抗（Ｒ２）×Ｌ×Ｉｄ×Ｉｄ） となる。２つの制御素子の動作に必要なパルス電圧は、
次のように簡単に得ることが出来る。まず制御素子Ｎチ
ャネルＭＯＳ−ＦＥＴ’２１’のゲート電圧は、メイン
スイッチング素子’２’と同一の電圧をゲート端子に印
加、制御素子ＰチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ’２０’のゲー
ト端子には、メインスイッチング素子’２’のゲート端
子電圧をインバートしたパルス電圧を印加すればよい。
この電圧は、メインスイッチング素子’２’のゲート端
子電圧に１段のインバート回路を挿入すれば簡単に得る
ことが出来る。第１の出力電圧（Ｖ１）は、制御回路’
Ｂ’の動作により常に一定に保持されているので結果と
して第２の出力電圧（Ｖ２）も一定となる。本回路を使
用すると２出力回路があるにも関わらず、巻線部品はメ
インの直流リアクトル１ヶのみとなるが、単純な巻線構
成で良いので小型化が可能である、また他の構成部品
は、全て半導体部品であるので低背化が可能である。な
お本発明の実施例では、制御素子として、全てＭＯＳ−
ＦＥＴを使用した回路での動作を説明したが、これらを
バイポーラ型の素子を使用した場合でも同様な動作とな
ることは明白である。

【００１１】

【発明の効果】本発明を使用すれば、ＤＣ／ＤＣ変換回
路の低背化が可能となると同時に使用部品数低減も図る
ことが出来る。

【００１２】低背化出来る理由 ・直流リアクトルを除き、半導体素子による構成（コン
デンサを除く） ・使用する直流リアクトルは、非常に単純な構成であ
る。

【００１３】この結果として、ノートパソコンの高密度
実装化及び薄型化が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の１実施例を示すＤＣ／ＤＣ変換回路。

【図２】従来の回路で同一回路を２回路持つＤＣ／ＤＣ
変換回路の１実施例。

【図３】従来回路で２つの巻線を持つリアクトルを使用
したＤＣ／ＤＣ変換回路の１実施例。

【図４】本発明の実施例におけるＯＮモード時の等価回
路。

【図５】本発明の実施例におけるＯＦＦモード時の等価
回路。

【図６】制御素子の動作タイミングチャート。

【符号の説明】

１…直流電源、 ２…ＭＯＳ−ＦＥＴ、 ３…直
流リアクトル、４…ダイオード、 ５…コンデンサ、
６…出力端子、７、８…抵抗、 ９…誤差
増幅器、 １０…基準電圧、１１…比較増幅器、
１２…発信器、 １３…パルス増幅器、１４、
１５…巻線、 １６…ダイオード、 １７…コンデ
ンサ、１８…出力端子、 １９…ダイオード、
２０、２１…ＭＯＳ−ＦＥＴ、２２…第１の出力電圧の
負荷、 ２３…第２の出力電圧の負荷、
Ａ…ＤＣ／ＤＣ変換部、 Ｂ…安
定化制御回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流電源と直流リアクトル、ＯＮ／ＯＦＦ
   動作を行うスイッチング素子およびフリーホイールダイ
   オード、出力濾波コンデンサで構成されスイッチング素
   子の動作デューティを制御して出力電圧を一定に制御す
   るいわゆるＤＣ／ＤＣ変換回路において、直流リアクト
   ルと炉波コンデンサの間にダイオードを順方向に接続
   し、かつリアクトルとダイオードの接続点よりスイッチ
   ング素子の動作に同期して動作する２つのスイッチング
   素子のそれぞれの一端を接続する、第１のスイッチング
   素子の他端は、ダイオードのカソードに接続、第２のス
   イッチング素子の他端は、第２の出力端子に接続してな
   る２つの出力を持つＤＣ／ＤＣ変換回路。