JPH11177897A

JPH11177897A - 衛星受信機

Info

Publication number: JPH11177897A
Application number: JP34512297A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Mitsubori; 滋三堀
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1997-10-07
Filing date: 1997-12-15
Publication date: 1999-07-02

Abstract

(57)【要約】【課題】精度の高く迅速なＡＦＣ動作を行うと共に位
相雑音を低減した屋内チューナの第２の局部発振信号を
得る。【解決手段】第１局部発振信号１２を１／Ｎ分周器１
０９で分周比Ｎで分周して第１ＩＦ信号群とともに屋外
コンバータ１０２から出力する。屋内チューナ１０３で
はバンドパスフィルタ１２０により１／Ｎ分周第１局部
発振信号１１５を取り出し混合器１２１により水晶発振
器１２３からの信号との差をとり、位相比較器１２４、
１／Ｎ分周器１２７等により構成されるＰＬＬによりそ
の周波数はＮ倍される。そして、混合器１３５でＶＣＯ
出力信号３３と混合し差成分のみを第２局部発振信号１
４７とする。第１局部発振信号１２の周波数が変動する
と、第２局部発振信号１４７は逆に変化し第２ＩＦ信号
４０の周波数は一定となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、パラボラアンテ
ナ、屋外コンバータ、屋内チューナから構成され、人工
衛星（以下、衛星と略す。）から送信された衛星放送や
衛星通信などの電波を受信して復調するための衛星受信
機に関し、特にそのＡＦＣ（自動周波数制御）動作方式
に関する。

【０００２】

【従来の技術】放送や通信の分野における衛星利用で
は、従来からＧＨｚ帯の周波数が用いられており、代表
的な例としては、６ＧＨｚ帯近辺または１４ＧＨｚ帯近
辺の電波を衛星への上り回線として衛星に送信し、その
電波を衛星の中継器により５ＧＨｚ帯近辺または１２Ｇ
Ｈｚ帯近辺の電波に変換して下り回線として使用してい
る。そして、この下り回線の電波を受信して復調するた
めに衛星受信機が用いられている。

【０００３】一般的な衛星受信機は、衛星からの電波を
捕捉して信号に変換するパラボラアンテナと、パラボラ
アンテナからの信号を同軸ケーブルにより屋内に引き込
むために約１ＧＨｚ帯の第１ＩＦ信号群に変換する屋外
コンバータと、第１ＩＦ信号群から所望のチャンネルの
信号のみを選択して復調する屋内チューナによって構成
されている。近年では、デジタル多チャンネル放送やデ
ータ放送、デジタル衛星通信などの実用化研究も盛んに
行われているが、放送および通信のいずれにおいても、
また衛星電波の変調方式がデジタル、アナログのいずれ
であっても、また伝送する信号内容が、映像信号、音声
信号、あるいはその他のデータのいずれであっても基本
的に同じである。しかし、デジタル変調波を受信するデ
ジタル衛星受信機の場合は、復調回路の同期引き込み範
囲がアナログ衛星受信機と比較して狭いためより高いＡ
ＦＣ精度が要求される。

【０００４】ここで、衛星受信機のＡＦＣ機能の必要性
について説明する。例えば電子情報通信学会技術報告Ｖ
ｏｌ．８７，Ｎｏ．２８５ｐ．１３−１７（ＳＡＴ８７
−４５），１９８７の「放送衛星３号（ＢＳ−３）用中
継器の開発」によると衛星電波は、−１０度から＋４０
度の温度範囲において百万分の＋１．２および−２．３
以内の周波数変動となっていて非常に高精度な周波数安
定度を有している。そのため、衛星受信機の局部発振信
号の周波数制御回路がＰＬＬ（周波数位相同期ループ）
によって構成されていれば局部発振信号の周波数は水晶
振動子と同等の百万分の１から百方分の数十程度の高精
度で制御されるので、本来は衛星受信機にはＡＦＣ機能
を必要としない。

【０００５】しかし衛星受信機では、屋外コンバータは
屋外に設置されるという劣悪環境条件のため、時間的お
よび温度的にも第１局部発振信号周波数が漂動してしま
う。そのため、例えば財団法人電波技術協会から昭和５
８年９月に発行された衛星放送受信技術調査会報告書第
２部衛星放送受信機（その２望ましい性能）に記載され
ているように、屋外コンバータ（当該引用文献ではＢＳ
コンバータと表記している。）における第１局部発振器
の第１局部発振信号周波数は、受信機製作のしやすさ
と、屋外に設置されるという劣悪環境条件とを考慮し
て、誤差および漂動を含めて１０．６７８０００ＧＨｚ
を中心として＋１．５ＭＨｚおよび−１．５ＭＨｚまで
の変動は許容した規制値が定められている。

【０００６】そのため、衛星受信機の屋内チューナにお
いてはこれらの誤差と漂動分を補正し受信周波数を規制
値以内に保つためのＡＦＣ機能が必要となる。また以上
は衛星放送を例に説明したが、このことは衛星放送に限
らず他の衛星通信などに使用される屋外コンバータも同
様の性能であり、屋内チューナにＡＦＣ機能が必要なこ
とは基本的に同じである。

【０００７】この衛星受信機のＡＦＣ方式としては、従
来、平均値ＡＦＣやキードＡＦＣなどが実用化されてい
るが、いずれも屋内チューナ側で誤差分を推定補償する
というものが主であり、第１局部発振信号周波数の誤差
や漂動を積極的に補正するというＡＦＣ方式に関するも
のは存在しない。

【０００８】また、特開平１−１６４１３０号公報記載
の周波数シンセサイザ受信装置では、複数信号を重畳す
ることで、チューナユニットとＩＦ／ＰＬＬユニット１
本のケーブルを接続するというものであり、また、特開
昭６３−０４０４２１号公報記載のフロントエンドは局
発信号をフロントエンド筐体内で分周後に出力するとい
うものである。

【０００９】さらに、特開平０７−０７９４３０号公報
記載の衛星放送受信部内蔵ＡＶ機器はキードＡＦＣ信号
を検出して機器制御を行うというもの、特開平０８−０
３７６２９号公報記載の衛星放送受信装置はデジタルＡ
ＦＣに必要な水晶発振子を共用する発明、特開平０７−
１３５６２２号公報記載のＡＦＣ調整装置は調整が容易
なＡＦＣ装置を実現する発明である。

【００１０】しかし、上記従来の発明は、第１局部発振
信号周波数の誤差や漂動を補正するというＡＦＣ機能の
精度を向上させるものではない。

【００１１】次に、従来の衛星受信機とそのＡＦＣ方式
の動作について図面を用いて説明する。以下の説明は、
我が国の衛星放送の場合を例に挙げて行っているが、本
発明は周波数関係さえ予め解っていれば、衛星放送のみ
に限らず衛星通信やその他の分野の場合にも利用が可能
である。

【００１２】図１７は従来の衛星受信機の構成を示した
ブロック図、図１８は衛星からの受信信号群１１と第１
局部発振信号１２との関係を説明するための信号周波数
配列図、図１９は第１ＩＦ信号群１３の信号周波数配列
図である。

【００１３】この従来の衛星受信機は、パラボラアンテ
ナ１と、屋外コンバータ５３と、屋内チューナ５４とか
ら構成されている。

【００１４】パラボラアンテナ１は、衛星からの電波を
受信して受信信号群１１として屋外コンバータ５３に出
力する。

【００１５】受信信号群１１は、図１８に示すように中
心周波数が１１．７２７４８ＧＨｚから１１．９９６６
００ＧＨｚのチャネル間隔が３８．３６ＭＨｚの８波の
信号で、ＢＳ−１からＢＳ−１５の奇数のチャネル番号
が付されている。

【００１６】屋外コンバータ５３は、増幅器４と、混合
器５と、第１局部発振器６と、バンドパスフィルタ５８
とから構成されている。

【００１７】増幅器４は、受信信号群１１を増幅して出
力する。

【００１８】第１局部発振器６は、１２ＧＨｚ帯の衛星
電波を受信の場合、通常は１０から１１ＧＨｚ付近の周
波数信号を第１局部発振信号１２として出力し、衛星シ
ステムにより周波数が定められており、例えば衛星放送
の場合は１０．６７８ＧＨｚである。

【００１９】混合器５は、増幅器４から出力された信号
と第１局部発振信号１２とを混合して出力する。

【００２０】バンドパスフィルタ５８は、混合器５から
出力された信号のうち、受信信号群１１と第１局部発振
信号１２の差分である中心周波数１０４９．４８ＭＨｚ
から１３１８．００ＭＨｚの１ＧＨｚ帯の８波の信号の
みを通過させ、第１ＩＦ信号群１３として出力する。

【００２１】屋内チューナ５４は、同調増幅器１６と、
混合器１７と、ＩＦ回路１８と、復調回路１９と、プリ
分周器５６と、プログラマブル分周器２４と、基準信号
発振器２５と、位相比較器２６と、ローパスフィルタ２
７と、ＶＣＯ（電圧制御発振器）２８と、制御ＣＰＵ５
５と、選局指示部３２とから構成されている。

【００２２】同調増幅器１６は、第１ＩＦ信号群１３を
選択し増幅して出力する。

【００２３】混合器１７は、同調増幅器１６からの出力
信号とＶＣＯ２８からのＶＣＯ出力信号３３を混合して
出力する。

【００２４】ＩＦ回路１８は、バンドパスフィルタと増
幅器などから構成され、混合器１７からの出力信号のう
ちのある一定の周波数の信号を第２ＩＦ信号４０として
出力する。

【００２５】第２ＩＦ信号４０の中心周波数には、通常
は１３４．２６ＭＨｚ、４０２．７８ＭＨｚ、４７９．
５ＭＨｚなどが使用されているが、ここでは４７９．５
ＭＨｚを使用した場合について説明する。

【００２６】復調回路１９は、第２ＩＦ信号４０を復調
して復調出力３６を出力するとともに入力された第２Ｉ
Ｆ信号４０の中心周波数が４７９．５ＭＨｚより高いか
低いかの情報をＡＦＣ信号４６として出力する。

【００２７】ＡＦＣ信号４６は、第２ＩＦ信号４０の中
心周波数が４７９．５ＭＨｚよりも高いか低いかの情報
を電圧の高低で現した信号、あるいは直列または並列の
デジタル信号列に変換した信号である。そして、電圧の
高低で現した場合は第２ＩＦ信号４０の中心周波数が４
７９．５ＭＨｚの時にある定められた基準電圧となる。

【００２８】復調回路１９で行われる復調は、アナログ
伝送の場合は一般にＦＭ復調であり、デジタル伝送であ
ればＱＰＳＫや８相ＰＳＫなどの復調である。そして、
復調出力３６は映像情報、音声情報、その他のデータで
あり図示しない屋内チューナ５４の次段の回路により各
々の信号処理が行なわれる。

【００２９】またこの屋内チューナ５４では、プリ分周
器５６、プログラマブル分周器２４、位相比較器２６、
ローパスフィルタ２７、ＶＣＯ２８、基準発振器２５に
よりいわゆるＰＬＬ（周波数位相同期ループ）が構成さ
れている。

【００３０】プリ分周器５６は、ＶＣＯ出力信号３３を
一定の分周比で分周して出力する。プログラマブル分周
器２４は、プリ分周器５６により分周されたＶＣＯ出力
信号３３をさらにプログラマブル分周器設定信号２３に
よって設定された分周比で分周して出力する。

【００３１】基準発振器２５は、ＰＬＬ制御の基準とな
る１０ｋＨｚの周波数の信号を周波数基準信号として出
力する。ここでは周波数基準信号の周波数は１０ｋＨｚ
を用いて説明するが、この周波数に限定されるものでは
なく他の周波数、例えば２０ｋＨｚ、１２．５ｋＨｚ、
２５ｋＨｚ等を用いる場合もある。

【００３２】位相比較器２６は、基準発振器２５から出
力された周波数基準信号の位相とプログラマブル分周器
２４から出力された信号の位相とを比較し、その位相差
を位相誤差信号として出力する。

【００３３】ローパスフィルタ２７は、位相比較器２６
から出力された位相誤差信号を直流電圧に変換し、ＶＣ
Ｏ制御信号３０として出力する。

【００３４】ＶＣＯ２８は、ＶＣＯ制御信号３０の電圧
によって定められる周波数の信号を生成しＶＣＯ出力信
号３３として出力する。

【００３５】そして、制御ＣＰＵ５５は、上側局部発振
方式とした場合、プログラマブル分周器設定信号２３に
よりプログラマブル分周器２４の分周比を設定すること
により、ＶＣＯ２８から出力されるＶＣＯ出力信号３３
の周波数が、選局指示部３２から指示されたチャンネル
の第１ＩＦ信号群１３における周波数に第２ＩＦ信号４
０の中心周波数４７９．５ＭＨｚを加算した周波数にな
るように制御する。例えば、ＢＳ−１５の１３１８．０
０ＭＨｚを選局する場合は、４７９．５ＭＨｚを加算し
た１７９７．５ＭＨｚがＶＣＯ出力信号３３の周波数と
なる。

【００３６】そして、選局指示部３２は、受信したい放
送局を選局し、制御ＣＰＵ５５に指示するためのもので
あり、具体的には屋内チューナ５４の筐体前面などに装
備され、チャンネル選局用のアップ／ダウンボタンや数
字キーボタン、あるいはリモートコントロールユニット
などからの信号を受光するリモコン受光部等により構成
されるものである。

【００３７】次に、この従来の衛星受信機の動作につい
て説明する。

【００３８】衛星からの到来電波をパラボラアンテナ１
で捕捉した受信信号群１１は、図１８に示すように中心
周波数が１１．７２７４８ＧＨｚから１１．９９６００
ＧＨｚの８波の信号であり、各々図１８の括弧内に示す
ようにＢＳ−１からＢＳ−１５までのチャンネル番号が
付されている。そして、衛星放送の場合は第１局部発振
信号１２の周波数は１０．６７８０００ＧＨｚと定めら
れているため、第１局部発振信号１２は、図１８に示す
ように受信信号群１１の下側に位置している。そして、
この受信信号群１１は増幅器４で増幅され、混合器５に
よって第１局部発振器６の出力信号である第１局部発振
信号１２と混合され、バンドパスフィルタ５８により受
信信号群１１と第１局部発振信号１２の差分のみが選択
され第１ＩＦ信号群１３として出力される。

【００３９】この第１ＩＦ信号群１３は図１９に示すよ
うに、衛星からの受信信号群１１と第１局部発振信号１
２の差分である中心周波数が１０４９．４８ＭＨｚから
１３１８．００ＭＨｚの１ＧＨｚ帯８波の信号群であ
り、これを同軸ケーブルによって伝送し、図１７の屋内
チューナ５４に入力する。

【００４０】屋内チューナ５４では、第１ＩＦ信号群１
３は同調増幅器１６により選択され増幅された後に出力
される。

【００４１】ここで、第１ＩＦ信号群１３の８波の信号
の中からどの信号を選択するかというチャンネル選局動
作が選局指示部３２に対して行われると、選局指示部３
２はその周波数を制御ＣＰＵ５５に指示する。そして、
制御ＣＰＵ５５では、ＶＣＯ出力信号３３の周波数が、
指示された周波数に４７９．５ＭＨｚを加算した周波数
となるようにプログラマブル分周器２４の分周比をプロ
グラマブル分周器設定信号２３により設定することによ
りＰＬＬの制御を行う。

【００４２】例えば、選局指示部３２からＢＳ−１５の
選局指示が行われた場合、位相比較器２６に入力されて
いる基準発信器２５の周波数は１０ＫＨｚであるため、
プリ分周器５６とプログラマブル分周器２４の合計分周
比は１７９７．５ＭＨｚを１０ＫＨｚで除した値なので
１７９７５０となり、制御ＣＰＵ５５はプログラマブル
分周器設定信号２３を出力してプログラマブル分周器２
４を制御し、合計分周比が１７９７５０となるような動
作を行う。

【００４３】そして、同調増幅器１６から出力された信
号は混合器１７においてＶＣＯ出力信号３３と混合され
た後にＩＦ回路１８により４７９．５ＭＨｚの信号のみ
が選択されて第２ＩＦ信号４０として出力される。そし
て、第２ＩＦ信号４０は復調回路１９によって復調され
ることにより復調出力３６が得られる。

【００４４】この従来の衛星受信機では、プリ分周器５
６とプログラマブル分周器２４の合計分周比が１だけ変
化した場合のＶＣＯ出力信号３３の周波数は１０ＫＨｚ
だけ変化する。そのため、制御ＣＰＵ５５はプログラマ
ブル分周器設定信号２３を変化することによりＶＣＯ出
力信号３３の周波数を１０ｋＨｚを単位として制御する
ことができる。

【００４５】ここで、ＡＦＣ信号４６が復調回路１９か
ら制御ＣＰＵ５５に入力されているため、制御ＣＰＵ５
５はこのＡＦＣ信号４６を常時監視することにより第２
ＩＦ信号４０の中心周波数が４７９．５ＭＨｚからどれ
だけずれているかを知ることができる。そして、制御Ｃ
ＰＵ５５はそのずれ分をＰＬＬの最小ステップ周波数で
ある１０ＫＨｚ単位で適宜補正を行うことによって、常
に第２ＩＦ信号４０の中心周波数が４７９．５ＭＨｚに
なるような制御を行っている。

【００４６】しかし、この従来の衛星受信機では、復調
回路１９の復調結果を基に第２ＩＦ信号４０の中心周波
数の誤差分を推定しているために、復調回路１９に温度
変化などによる環境変化で中心周波数基準値の漂動など
があった場合には、制御ＣＰＵ５５がこの標動分をも中
心周波数の誤差分と誤認してしまい、かえって周波数誤
差が大きくなる方向にＡＦＣ動作が行われてしまうとい
う誤動作を起こす可能性がある。

【００４７】また、このような問題点を改善するために
温度変化などによる環境変化に備えて中心周波数基準値
の漂動を極小に押さえようとすると、復調回路１９には
非常に高価な精密部品を使用すると共に、基準値を非常
に精密な微調整で合わせたり、温度や環境変化に対して
も十分な製造管理を行わなければならず、結果的にコス
トの増大となる。

【００４８】また、第２ＩＦ信号４０はデジタル伝送あ
るいはアナログ伝送いずれであっても何らかの変調が施
されているので、この第２ＩＦ信号４０からは正確な中
心周波数が推定しきれず誤差を含んでしまう場合があ
る。そのため、正確なＡＦＣ動作を行うことができな
い。

【００４９】また、ＡＦＣ動作の本来の目的は第１局部
発振信号周波数の誤差と漂動分を補正し受信周波数を一
定に保つということであるにもかかわらず、第１局部発
振信号周波数の誤差と漂動を第２ＩＦ信号４０などの他
の信号に置き換え推定しているため、正確に第１局部発
振信号周波数の誤差と漂動に短時間に連動したＡＦＣ動
作が行えず、漂動変化が比較的短時間に起きる屋外コン
バータ電源の通電直後などには正確迅速なＡＦＣ動作を
行うことができない。

【００５０】さらに、特にデジタル伝送などの場合は、
信号波の位相方向に情報を乗せるＱＰＳＫや８相ＰＳＫ
などのデジタル変調方式が採用されているが、この場合
は復調回路１９ではその位相誤差分から中心周波数誤差
を推定するために誤差推定範囲が数１０ＫＨｚから数１
００ＫＨｚと狭く、第１局部発振信号１２の周波数の誤
差と漂動分が大きい場合には誤差推定ができないために
ＡＦＣ動作による補正が不可能である。

【００５１】また、この従来の衛星受信では、制御ＣＰ
Ｕ５５はプログラマブル分周器２４の分周比を設定する
ことによりＶＣＯ出力信号３３の周波数を制御している
が、ＶＣＯ出力信号３３の周波数は最小でも基準発振器
２５の基準周波数単位でしか制御できないため第２ＩＦ
信号４０の周波数には誤差が生じてしまい完全なＡＦＣ
動作を行うことができない。たとえ、基準周波数を低く
してもこの誤差をゼロとすることはできない。デジタル
伝送を行う場合には、位相方向にも情報を変調するため
受信機側局部発振器の位相雑音の低減が必要となるが、
この位相雑音を低減する方法として基準発振器５４の基
準周波数を数百Ｈｚから数ＭＨｚと高くすることでＰＬ
Ｌのループ利得を上げて実現する方法が一般的である。
しかし、ＡＦＣ動作の誤差を減少させるためには上記で
説明したように基準発振器２５の基準周波数を低くしな
ければならず、ＰＬＬのループ利得を上げることとは両
立しない。

【００５２】次に、従来のデジタル衛星受信機とそのＡ
ＦＣ方式の動作について図面を用いて説明するが、本発
明は周波数関係さえ予め解っていれば、衛星放送のみに
限らず衛星通信やその他の分野の場合にも利用が可能で
ある。

【００５３】図２０は従来のデジタル衛星受信機の構成
を示したブロック図、図２１は図２０中の直交復調回路
２１８の詳細ブロック図、図２２は図２０中の復調回路
２１９の詳細ブロック図である。図１７中と同番号は同
じ構成要素を示す。

【００５４】この従来のデジタル衛星受信機は、パラボ
ラアンテナ１と、屋外コンバータ５３と、屋内チューナ
２４５とから構成されている。

【００５５】屋内チューナ２４５は、同調増幅器２１５
と、混合器２１６と、ＩＦ回路２１７と、直交復調回路
２１８と、復調回路２１９と、信号処理回路２２０と、
制御ＣＰＵ４７と、ＰＬＬ周波数シンセサイザ２２２
と、制御ＣＰＵ２２３と、選局指示部３２とから構成さ
れている。

【００５６】同調増幅器２１５は、第１ＩＦ信号群１３
を大まかに選択し増幅して出力する。

【００５７】混合器２１６は、同調増幅器２１５からの
出力信号とＰＬＬ周波数シンセサイザ２２２からのＰＬ
Ｌ周波数シンセサイザ出力信号を混合して出力する。

【００５８】ＩＦ回路２１７は、バンドパスフィルタと
増幅器などから構成され、混合器２１６からの出力信号
のうちのある一定の周波数の信号を第２ＩＦ信号２２７
として出力する。ＰＬＬ周波数シンセサイザ２２２から
出力される信号の周波数は、ＰＬＬ周波数シンセサイザ
２２２から出力される信号の周波数と第１ＩＦ信号群１
３の中の所望チャンネル周波数との差周波数が第２ＩＦ
信号２２７の中心周波数となるように設定される。

【００５９】選局指示部３２により選局の指示を受けた
制御ＣＰＵ２２３は、ＰＬＬ周波数シンセサイザ２２２
の出力周波数が第１ＩＦ信号群１３の中の所望チャンネ
ル周波数の差周波数が第２ＩＦ信号２２７の中心周波数
となるような周波数を出力するようにＰＬＬ周波数シン
セサイザ２２２を制御することで所望チャンネルの選局
が行われる。

【００６０】第２ＩＦ信号２２７の中心周波数には、通
常は１３４．２６ＭＨｚ、４０２．７８ＭＨｚ、４７
９．５ＭＨｚなどが使用されている。

【００６１】直交復調回路２１８は第２ＩＦ信号２２７
を直交復調した後にＡ／Ｄ変換して複素平面上の２系列
のデジタルデータであるＩＱデータ２２８を出力する。

【００６２】直交復調回路２１８は、図２１に示すよう
に、乗算器２３８、乗算器２３９、Ａ／Ｄ変換器２４
０、Ａ／Ｄ変換器２４１、９０度移相器２４２、固定発
振器２５４で構成されている。直交復調回路２１８で
は、各乗算器２３８、２３９に９０度移相器２４２から
９０度位相の異なる信号をそれぞれ注入して乗算するこ
とにより直交復調を行いＡ／Ｄ変換器２４０、２４１に
よりＡ／Ｄ変換を行った後にＩＱデータ２２８を出力す
る。

【００６３】図２１に示すようにＩＱデータ２２８は２
系列であるが、図２０では簡素化のために１本の矢印で
表現している。また、この時点のＩＱデータ２２８は単
に第２ＩＦ信号２２７を複素平面上のデジタルデータと
しただけであり、まだ完全に復調された信号ではない。

【００６４】復調回路２１９では、上記のＩＱデータ２
２８をデジタル演算して位相誤差と周波数誤差を補正し
た後、正しいＩＱ復調データ２２９として出力するが、
このＩＱ復調データ２２９も２系列の信号であり、図２
０では簡素化のために１本の矢印で表現している。

【００６５】復調回路２１９は、図２２に示すように、
複素乗算器２４８により位相と周波数の補正が行われ、
ロールオフフィルタ２４９により高域成分が除かれて正
しいＩＱ復調データ２２９として出力される。ここで、
ＩＱ復調データ２２９は位相周波数検出器２５２にも入
力されており、この位相周波数検出器２５２で位相周波
数誤差成分が抽出されて出力される。デジタルループフ
ィルタ２５１では、周波数設定信号２３１により設定さ
れた周波数を中心周波数として、出力された位相周波数
検出器２５２により出力された位相周波数誤差成分を積
分することによりＮＣＯ５０（数値制御発振器）を制御
するための制御信号を生成し出力する。ＮＣＯ５０で
は、デジタルループフィルタ２５１によって生成された
制御信号によって制御され、複素乗算器４８を制御する
ためのＳｉｎ／Ｃｏｓ信号５３を出力する。そして、複
素乗算器２４８がＳｉｎ／Ｃｏｓ信号２５３によって制
御されることにより位相と周波数の誤差が最小となるよ
うな位相周波数の補正ループが形成されている。

【００６６】信号処理回路２２０は、ＩＱ復調データ２
２９に対して誤り訂正処理や、データの時間的区切りを
示すフレーム同期を抽出や、所定の順序でデータ並べ替
えを行うデインターリーブ処理等の信号処理を行った
後、図２０では図示されていない次段の映像、音声、あ
るいはデータの処理回路により所定の処理が行われる。

【００６７】また、信号処理回路２２０は同期判定信号
２３２を制御ＣＰＵ２４７に対して出力しており、この
同期判定信号２３２はＩＱ復調データ２２９に誤りが多
く信号処理回路２２０が同期不能になった場合に出力さ
れるアラーム信号である。

【００６８】制御ＣＰＵ２４７はこの同期判定信号２３
２が出力されると周波数設定信号２３１を変化させ、復
調回路２１９が復調を行う中心周波数を変化させる。こ
の従来のデジタル衛星受信機では第１局部発振信号の周
波数が変化して信号処理回路２２０において同期がとれ
なくなった場合に、同期判定信号２３２が出力され、復
調回路２３５の復調周波数が変化することにより周波数
制御（ＡＦＣ）が行われる。

【００６９】上記の説明の通り、この従来のデジタル衛
星受信機はデジタルデータ化されたＩＱデータ２２８を
演算処理することにより位相と周波数の誤差が最小とな
るような位相周波数の補正ループを形成しているが、こ
こでこの方式では以下の問題点がある。

【００７０】それは、図２１に示す復調回路２１９の補
正ループでは、位相周波数誤差が最小になるまでの引き
込み時間やＣ／Ｎ（信号対雑音電力比）が悪化した場合
の補正ループの保持強度等の他の性能と互いに相反する
関係があり、補正ループの周波数引き込み範囲を大きく
出来ないという問題である。

【００７１】すなわち前記説明の通り、屋外コンバータ
における第１局部発振器６の第１局部発振信号１２の周
波数は、＋１．５ＭＨｚおよび−１．５ＭＨｚ程度まで
の変動は許容されていることを考慮すると＋２ＭＨｚお
よび−２ＭＨｚ程度の周波数範囲までは引き込むことが
望まれるが、上記に記載の理由により実際には数百ＫＨ
ｚ程度の引き込み範囲しか得られない。

【００７２】そのため制御ＣＰＵ２４７は同期判定信号
２３２を常に監視しており、同期がはずれた場合には上
記の通り周波数引き込み範囲が狭いため、ステップ状に
小刻みに周波数設定信号２３１を出力して、その都度、
同期判定信号２３２を見て周波数同期が取れたかを巡回
的に行うというスイープ動作を行うようにプログラム設
定がされている。

【００７３】しかしこのスイープ動作を行っても、本来
第２ＩＦ信号１２の周波数がどの周波数位置にあるかの
情報を制御ＣＰＵ２４７は持っていないため、正確なＡ
ＦＣ動作が期待できず、確率的には永遠に正しい周波数
を追い求めてスイープ動作を行ったり、周波数同期が確
立するのに非常に時間のかかる恐れがある。

【００７４】また、ＡＦＣ動作が完結して周波数同期が
取れているかの判定を信号処理回路２２０の同期判定信
号２３２によって行っているだけなので、疑似同期があ
った場合は誤動作する恐れもある。

【００７５】

【発明が解決しようとする課題】上記従来の衛星受信機
では、下記のような問題点があった。（１）第１局部発振信号の周波数の誤差と漂動を、復調
回路により第２ＩＦ信号の中心周波数の誤差を測定する
ことにより推定しているため、温度変化などによる環境
変化により復調回路の中心周波数基準値の漂動などがあ
った場合には、この標動分をも中心周波数の誤差分と誤
認してしまい、かえって周波数誤差が大きくなる方向に
ＡＦＣ動作が行われてしまうという誤動作が発生する。（２）第１局部発振信号の周波数の誤差と漂動を第２Ｉ
Ｆ信号の中心周波数の誤差を間接的に測定することによ
り推定しているため、正確迅速なＡＦＣ動作を行うこと
ができない。（３）デジタル変調方式が採用されている場合、復調回
路ではその位相誤差分から中心周波数誤差を推定するた
めに誤差推定範囲が狭いので、第１局部発振信号周波数
の誤差と漂動分が大きい場合には誤差推定ができずＡＦ
Ｃ動作による補正を行うことができない。（４）ＡＦＣ動作の誤差を低減することと位相誤差を低
減することを両立することができない。（５）従来のデジタル衛星受信機では、位相周波数誤差
が最小になるまでの引き込み時間やＣ／Ｎ（信号対雑音
電力比）が悪化した場合の補正ループの保持強度等の他
の性能と互いに相反する関係があり、補正ループの周波
数引き込み範囲を大きく出来ず数百ＫＨｚ程度の引き込
み範囲しか得られない。（６）従来のデジタル衛星受信機では、制御ＣＰＵは同
期判定信号を常に監視して、同期がはずれた場合には、
ステップ状に小刻みに周波数設定信号を出力して、その
都度、同期判定信号を見て周波数同期が取れたかを巡回
的に行うというスイープ動作の複雑なプログラム設定を
しなければならない。（７）従来のデジタル衛星受信機では、スイープ動作を
行っても、正確なＡＦＣ動作が期待できず、確率的には
永遠に正しい周波数を追い求めてスイープ動作を行った
り、周波数同期が確立するのに非常に時間のかかる恐れ
がある。（８）従来のデジタル衛星受信機では、疑似同期があっ
た場合は誤動作する恐れもある。

【００７６】本発明の目的は、正確なＡＦＣ動作を、ア
ナログ変調方式でもデジタル変調方式でも誤動作するこ
となく行うことのできる衛星受信機を提供することであ
る。また、本発明の他の目的は、ＡＦＣ動作を正確に行
うとともに位相雑音の低減が可能な局部発振器を有する
衛星受信機を提供することである。

【００７７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１記載の衛星受信機は、衛星からの電波を受
信して受信信号群として出力するパラボラアンテナと、
前記パラボラアンテナから出力された受信信号群を増幅
して出力する増幅器と、ある一定の周波数の信号を第１
局部発振信号として出力する第１局部発振器と、前記増
幅器から出力された信号と前記第１局部発振信号とを混
合して出力する第１の混合器と、前記第１局部発振信号
をある一定の分周比で分周して１／Ｎ分周第１局部発振
信号として出力する第１の１／Ｎ分周器と、前記１／Ｎ
分周第１局部発振信号の周波数成分のみを通過させる第
１のバンドパスフィルタと、前記第１の混合器からの出
力信号と前記第１のバンドパスフィルタから出力された
前記１／Ｎ分周第１局部発振信号とを混合して出力する
第２の混合器と、前記第２の混合器から出力された信号
のうち前記受信信号群と前記第１局部発振信号との差分
である第１ＩＦ信号群と前記１／Ｎ分周第１局部発振信
号とを通過させ屋外コンバータ出力信号として出力する
第２のバンドパスフィルタとから構成される屋外コンバ
ータと、前記屋外コンバータ出力信号のうちの前記第１
ＩＦ信号群を選択し増幅して出力する同調増幅器と、前
記同調増幅器からの出力信号とＶＣＯ出力信号を混合し
て出力する第３の混合器と、前記第３の混合器からの出
力信号のうちのある一定の周波数の信号を第２ＩＦ信号
として出力するＩＦ回路と、前記第２ＩＦ信号を復調す
る復調回路と、前記屋外コンバータ出力信号に含まれる
前記１／Ｎ分周第１局部発振信号のみを通過させ出力す
る第３のバンドパスフィルタと、前記ＶＣＯ出力信号を
前記第１の分周器と同じ分周比で分周して１／Ｎ分周Ｖ
ＣＯ信号として出力する第２の１／Ｎ分周器と、前記第
３のバンドパスフィルタから出力された前記１／Ｎ分周
第１局部発振信号と前記１／Ｎ分周ＶＣＯ信号とを混合
して出力する第４の混合器と、前記第４の混合器から出
力された信号のうちの前記１／Ｎ分周第１局部発振信号
と前記１／Ｎ分周ＶＣＯ信号の和成分の信号のみを通過
させ加算後局部発振信号として出力する第４のバンドパ
スフィルタと、前記加算後局部発振信号をプログラマブ
ル分周器設定信号によって設定された分周比で分周して
出力するプログラマブル分周器と、ある一定の周波数の
信号をＰＬＬ制御の基準となる周波数基準信号として出
力する基準発振器と、前記基準発振器から出力された周
波数基準信号の位相と前記プログラマブル分周器から出
力された信号の位相とを比較し、当該位相差を位相誤差
信号として出力する位相比較器と、前記位相比較器から
出力された位相誤差信号を直流電圧に変換し、ＶＣＯ制
御として出力するローパスフィルタと、前記ＶＣＯ制御
信号の電圧によって定められる周波数の信号を生成し前
記ＶＣＯ出力信号として出力するＶＣＯと、受信したい
チャンネルの前記第１ＩＦ信号群における周波数に前記
第２ＩＦ信号の中心周波数を加算した周波数を前記第２
の１／Ｎ分周器の分周比で除した周波数と、前記第１局
部発振信号を前記第１の分周器の分周比で除した周波数
とを加算した周波数を前記周波数基準信号の周波数で除
した値を分周比として前記プログラマブル分周器設定信
号により前記プログラマブル分周器に設定する制御ＣＰ
Ｕとから構成される屋内チューナとから構成される。

【００７８】本発明は、第１局部発振信号を第１の１／
Ｎ分周器で分周して１／Ｎ分周第１局部発振信号として
第１ＩＦ信号群とともに屋外チューナから出力し、屋内
チューナでは第３のバンドパスフィルタにより１／Ｎ分
周第１局部発振信号を取り出し第３の混合器により、Ｖ
ＣＯ出力信号を第１の１／Ｎ分周器同じと分周比で分周
した信号である１／Ｎ分周ＶＣＯ信号と混合してＰＬＬ
ループを構成する。そして、第１局部発振信号の周波数
が変動すると屋内チューナに構成されているＰＬＬ回路
はその変動を補正するようなＶＣＯ出力信号を生成する
ことにより第２ＩＦ信号の周波数を一定に保つＡＦＣ動
作を行う。

【００７９】したがって、正確で迅速なＡＦＣ動作を、
変調方式に影響されずに誤動作することなく行うことが
できる。

【００８０】また、請求項２記載の衛星受信機は、第１
局部発振信号の周波数が受信信号群より高い周波数であ
る場合の衛星受信機に対応するため、第４のバンドパス
フィルタは、前記第３の混合器から出力された信号のう
ちの前記１／Ｎ分周第１局部発振信号と前記１／Ｎ分周
ＶＣＯ信号の差成分の信号のみを通過させ減算後局部発
振信号として出力する。

【００８１】また、請求項３記載の衛星受信機は、衛星
からの電波を受信して受信信号群として出力するパラボ
ラアンテナと、前記パラボラアンテナから出力された受
信信号群を増幅して出力する増幅器と、ある一定の周波
数の信号を第１局部発振信号として出力する第１局部発
振器と、前記増幅器から出力された信号と前記第１局部
発振信号とを混合して出力する第１の混合器と、前記第
１局部発振信号をある一定の分周比で分周して１／Ｎ分
周第１局部発振信号として出力する第１の１／Ｎ分周器
と、前記１／Ｎ分周第１局部発振信号の周波数成分のみ
を通過させる第１のバンドパスフィルタと、前記第１の
混合器からの出力信号と前記第１のバンドパスフィルタ
から出力された前記１／Ｎ分周第１局部発振信号とを混
合して出力する第２の混合器と、前記第２の混合器から
出力された信号のうち前記受信信号群と前記第１局部発
振信号との差分である第１ＩＦ信号群と前記１／Ｎ分周
第１局部発振信号とを通過させ屋外コンバータ出力信号
として出力する第２のバンドパスフィルタとから構成さ
れる屋外コンバータと、前記屋外コンバータ出力信号の
うちの前記第１ＩＦ信号群を選択し増幅して出力する同
調増幅器と、前記同調増幅器からの出力信号とＶＣＯ出
力信号を混合して出力する第３の混合器と、前記第３の
混合器からの出力信号のうちのある一定の周波数の信号
を第２ＩＦ信号として出力するＩＦ回路と、前記第２Ｉ
Ｆ信号を復調する復調回路と、前記屋外コンバータ出力
信号に含まれる前記１／Ｎ分周第１局部発振信号のみを
通過させ出力する第３のバンドパスフィルタと、前記Ｖ
ＣＯ出力信号を一定の分周比で分周するプリ分周器と、
前記第３のバンドパスフィルタから出力された１／Ｎ分
周第１局部発振信号の周波数を計測し、当該計測結果を
カウンタ計測値として出力するカウンタ回路と、前記プ
リ分周器から出力された信号をプログラマブル分周器設
定信号によって設定された分周比で分周して出力するプ
ログラマブル分周器と、ある一定の周波数の信号をＰＬ
Ｌ制御の基準となる周波数基準信号として出力する基準
発振器と、前記基準発振器から出力された周波数基準信
号の位相と前記プログラマブル分周器から出力された信
号の位相とを比較し、当該位相差を位相誤差信号として
出力する位相比較器と、前記位相比較器から出力された
位相誤差信号を直流電圧に変換し、ＶＣＯ制御として出
力するローパスフィルタと、前記ＶＣＯ制御信号の電圧
によって定められる周波数の信号を生成し前記ＶＣＯ出
力信号として出力するＶＣＯと、前記プリ分周器の分周
比と前記プログラマブル分周器の分周比とを合わせた分
周比が、受信したいチャンネルの前記第１ＩＦ信号群に
おける周波数に前記第２ＩＦ信号の中心周波数を加算し
た周波数を前記周波数基準信号の周波数で除した値とな
るように前記プログラマブル分周器設定信号により前記
プログラマブル分周器の分周比を設定し、前記カウンタ
計測値により前記１／Ｎ分周第１局部発振信号の周波数
変動を検知すると前記ＶＣＯ出力信号の周波数が前記周
波数変動を補正するような周波数となるように、前記プ
ログラマブル分周器の分周比を制御する制御ＣＰＵとか
ら構成される屋内チューナとから構成される。

【００８２】また、請求項４記載の衛星受信機によれ
ば、前記屋内チューナが、前記第３のバンドパスフィル
タから出力された前記１／Ｎ分周第１局部発振信号の有
無を検出し、当該検出結果を検出信号として出力する検
出回路と、前記第４のバンドパスフィルタと前記プログ
ラマブル分周器との間に設けられ、選択制御信号の指示
に従い前記１／Ｎ分周ＶＣＯ信号と前記加算後局部発振
信号のどちらかを選択して前記プログラマブル分周器に
出力する選択回路とをさらに有し、前記復調回路は、前
記第２ＩＦ信号の中心周波数が設定された周波数より高
いか低いかの情報をＡＦＣ信号として前記制御ＣＰＵに
対して出力し、前記制御ＣＰＵは、前記検出信号が１／
Ｎ分周第１局部発振信号が有ることを示している場合に
は、前記選択制御信号により前記選択回路を制御して、
前記加算後局部発振信号を選択して前記プログラマブル
分周器に出力するようにし、前記検出信号が前記１／Ｎ
分周第１局部発振信号が無いことを示している場合に
は、前記選択制御信号により前記選択回路を制御して、
前記１／Ｎ分周ＶＣＯ信号を選択して前記プログラマブ
ル分周器に出力するとともに前記ＡＦＣ信号を用いたＡ
ＦＣ動作を行う。

【００８３】本発明は、検出回路により１／Ｎ分周第１
局部発振信号の有無を検出して接続された屋外コンバー
タが本発明のものか従来のものかを検出し、制御ＣＰＵ
は、従来の屋外コンバータが接続されている場合はＡＦ
Ｃ信号を用いた従来のＡＦＣ動作を行い、本発明の屋外
コンバータが接続されている場合は１／Ｎ分周第１局部
発振信号を用いたＡＦＣ動作を行うようにしたものであ
る。

【００８４】したがって、従来の衛星受信機との互換性
を保つことができ、従来の衛星受信機に影響を与えるこ
と無く円滑に新しい衛星受信機へ移行することができ
る。

【００８５】また、請求項５記載の衛星受信機によれ
ば、前記屋内チューナが、前記第３のバンドパスフィル
タから出力された前記１／Ｎ分周第１局部発振信号の有
無を検出し、当該検出結果を検出信号として出力する検
出回路をさらに有し、前記復調回路は、前記第２ＩＦ信
号の中心周波数が設定された周波数より高いか低いかの
情報をＡＦＣ信号として前記制御ＣＰＵに対して出力
し、前記制御ＣＰＵは、前記検出信号が１／Ｎ分周第１
局部発振信号が有ることを示している場合には、前記カ
ウンタ計測値を用いたＡＦＣ動作を行い、前記検出信号
が前記１／Ｎ分周第１局部発振信号が無いことを示して
いる場合には、前記ＡＦＣ信号を用いたＡＦＣ動作を行
う。

【００８６】本発明は、検出回路により１／Ｎ分周第１
局部発振信号の有無を検出して接続された屋外コンバー
タが本発明のものか従来のものかを検出し、制御ＣＰＵ
は、従来の屋外コンバータが接続されている場合はＡＦ
Ｃ信号を用いた従来のＡＦＣ動作を行い、本発明の屋外
コンバータが接続されている場合はカウンタ計測値を用
いたＡＦＣ動作を行うようにしたものである。

【００８７】したがって、従来の衛星受信機との互換性
を保つことができ、従来の衛星受信機に影響を与えるこ
と無く円滑に新しい衛星受信機へ移行することができ
る。

【００８８】また、請求項７記載の衛星受信機は、衛星
からの電波を受信して受信信号群として出力するパラボ
ラアンテナと、前記パラボラアンテナから出力された受
信信号群を増幅して出力する増幅器と、ある一定の周波
数の信号を第１局部発振信号として出力する第１局部発
振器と、前記増幅器から出力された信号と前記第１局部
発振信号とを混合して出力する第１の混合器と、前記第
１局部発振信号をある一定の分周比で分周して１／Ｎ分
周第１局部発振信号として出力する第１の１／Ｎ分周器
と、前記１／Ｎ分周第１局部発振信号の周波数成分のみ
を通過させる第１のバンドパスフィルタと、前記第１の
混合器からの出力信号と前記第１のバンドパスフィルタ
から出力された前記１／Ｎ分周第１局部発振信号とを混
合して出力する第２の混合器と、前記第２の混合器から
出力された信号のうち前記受信信号群と前記第１局部発
振信号との差分である第１ＩＦ信号群と前記１／Ｎ分周
第１局部発振信号とを通過させ屋外コンバータ出力信号
として出力する第２のバンドパスフィルタとから構成さ
れる屋外コンバータと、前記屋外コンバータ出力信号の
うちの前記第１ＩＦ信号群を選択し増幅して出力する同
調増幅器と、前記同調増幅器からの出力信号と第２局部
発振信号を混合して出力する第３の混合器と、前記第３
の混合器からの出力信号のうちのある一定の周波数の信
号を第２ＩＦ信号として出力するＩＦ回路と、前記第２
ＩＦ信号を復調する復調回路と、前記屋外コンバータ出
力信号に含まれる前記１／Ｎ分周第１局部発振信号のみ
を通過させ出力する第３のバンドパスフィルタと、水晶
発振器と、前記第３のバンドパスフィルタから出力され
た前記１／Ｎ分周第１局部発振信号と前記水晶発振器の
信号を混合する第４の混合器と、前記第４の混合器から
出力された信号のうちの前記１／Ｎ分周第１局部発振信
号と前記水晶発振器の信号の差成分の信号のみを通過さ
せる第４のバンドパスフィルタと、第１のＶＣＯ出力信
号を前記第２の１／Ｎ分周器と同じ分周比で分周して出
力する第２の１／Ｎ分周器と、前記第４のバンドパスフ
ィルタ出力された信号の位相と前記第１の１／Ｎ分周器
から出力された信号の位相とを比較し、当該位相差を位
相誤差信号として出力する第１の位相比較器と、前記第
１の位相比較器から出力された位相誤差信号を直流電圧
に変換し、ＶＣＯ制御として出力する第１のローパスフ
ィルタと、前記第１のローパスフィルタから出力された
ＶＣＯ制御信号の電圧によって定められる周波数の信号
を生成し前記第１のＶＣＯ出力信号として出力する第１
のＶＣＯと、第２のＶＣＯ出力信号をプログラマブル分
周器設定信号によって設定された分周比で分周して出力
するプログラマブル分周器と、前記受信信号群における
チャンネル間隔周波数を整数で除した周波数の信号をＰ
ＬＬ制御の基準となる周波数基準信号として出力する基
準発振器と、前記基準発振器から出力された周波数基準
信号の位相と前記プログラマブル分周器から出力された
信号の位相とを比較し、当該位相差を位相誤差信号とし
て出力する第２の位相比較器と、前記第２の位相比較器
から出力された位相誤差信号を直流電圧に変換し、ＶＣ
Ｏ制御として出力する第２のローパスフィルタと、前記
第２のローパスフィルタから出力されたＶＣＯ制御信号
の電圧によって定められる周波数の信号を生成し前記第
２のＶＣＯ出力信号として出力する第２のＶＣＯと、前
記第１のＶＣＯ出力信号と前記第２のＶＣＯ出力信号と
を混合して出力する第５の混合器と、前記第５の混合器
から出力された信号のうちの前記第１のＶＣＯ出力信号
と前記第２のＶＣＯ出力信号の差成分の信号のみを通過
させ前記第２局部発振信号として出力する第５のバンド
パスフィルタと、前記水晶発振器の周波数から前記１／
Ｎ分周第１局部発振信号の周波数を減じた周波数を前記
第２の１／Ｎ分周器の分周比倍した周波数から、前記第
２ＩＦ信号の中心周波数と受信したいチャンネルの前記
第１ＩＦ信号群における中心周波数を減じて、この減じ
た結果得られた周波数を前記周波数基準信号の周波数で
除した値を分周比として前記プログラマブル分周器設定
信号により前記プログラマブル分周器に設定する制御Ｃ
ＰＵとから構成される屋内チューナとから構成される。

【００８９】本発明は、第１局部発振信号を第１の１／
Ｎ分周器で分周して第１ＩＦ信号群とともに屋外コンバ
ータから出力し、屋内チューナでは第３のバンドパスフ
ィルタにより１／Ｎ分周第１局部発振信号を取り出し第
４の混合器により水晶発振器の信号との差をとり、第１
の位相比較器、第２の１／Ｎ分周器、第１のローパスフ
ィルタ、第１のＶＣＯとから構成されるＰＬＬによりそ
の周波数を第２の分周器の分周比倍する。そして、第５
の混合器で第２のＶＣＯ出力信号と混合し差成分のみを
第２局部発振信号とすることにより、第１局部発振信号
の周波数が変動した場合第２局部発振信号はその逆に変
化するようにし第２ＩＦ信号の周波数を一定に保つよう
にしたものである。

【００９０】したがって、基準発振器の基準周波数を高
く設定してもＡＦＣ動作の精度を損なうことがないため
正確で迅速なＡＦＣ動作を行うとともに位相雑音の低減
を図ることができる。

【００９１】また、請求項８記載の衛星受信機は、第１
局部発振信号の周波数が受信信号群の周波数より高い周
波数であるのに対応するため、前記１／Ｎ分周第１局部
発振信号の周波数が前記水晶発振器の周波数よりも高
く、前記制御ＣＰＵは、前記１／Ｎ分周第１局部発振信
号の周波数から前記水晶発振器の周波数を減じた周波数
を前記第２の１／Ｎ分周器の分周比倍した周波数から、
前記第２ＩＦ信号の中心周波数と受信したいチャンネル
の前記第１ＩＦ信号群における中心周波数を減じて、こ
の減じた結果得られた周波数を前記周波数基準信号の周
波数で除した値を分周比として前記プログラマブル分周
器設定信号により前記プログラマブル分周器に設定す
る。

【００９２】また、請求項９記載の衛星受信機は、第１
局部発振信号の周波数が受信信号群より高い周波数であ
る場合の衛星受信機に対応するため、第４のバンドパス
フィルタは、前記第４の混合器から出力された信号のう
ちの１／Ｎ分周第１局部発振信号と水晶発振器の出力信
号との和成分の信号のみを通過させて出力する。

【００９３】また、請求項１０記載の衛星受信機は、前
記屋内チューナが、前記第３のバンドパスフィルタから
出力された前記１／Ｎ分周第１局部発振信号の有無を検
出し、当該検出結果を検出信号として出力する検出回路
と、前記水晶発振器の信号の周波数と前記１／Ｎ分周第
１局部発振信号の周波数との差の周波数の信号を出力す
る第２の水晶発振器と、前記第４のバンドパスフィルタ
と前記第１の位相比較器との間に設けられ、選択制御信
号の指示に従い前記第２の水晶発振器と前記第４のバン
ドパスフィルタからの信号のどちらかを選択して前記第
１の位相比較器に出力する第１の選択回路と、前記基準
発振器のからの基準周波数信号をある一定の分周比で分
周する分周器と、前記基準発振器と前記第２の位相比較
器との間に設けられ、前記選択制御信号の指示に従い前
記基準周波数信号と前記分周器からの信号のどちらかを
選択して前記第２の位相比較器に出力する第２の選択回
路とをさらに有し、前記復調回路は、前記第２ＩＦ信号
の中心周波数が設定された周波数より高いか低いかの情
報をＡＦＣ信号として前記制御ＣＰＵに対して出力し、
前記制御ＣＰＵは、前記検出信号が１／Ｎ分周第１局部
発振信号が有ることを示している場合には、前記選択制
御信号により前記第１の選択回路を制御して、前記第４
のバンドパスフィルタからの信号を選択して前記第１の
位相比較器に出力するようにし、前記選択制御信号によ
り前記第２の選択回路を制御して前記基準周波数信号を
選択して前記第２の位相比較器に出力するようにし、前
記検出信号が前記１／Ｎ分周第１局部発振信号が無いこ
とを示している場合には、前記選択制御信号により前記
第１の選択回路を制御して、前記第２の水晶発振器から
の出力信号を選択して前記第１の位相比較器に出力し、
前記選択制御信号により前記第２の選択回路を制御し
て、前記分周器からの出力信号を選択して前記第２の位
相比較器に出力するとともに前記ＡＦＣ信号を用いたＡ
ＦＣ動作を行う。

【００９４】本発明は、検出回路により１／Ｎ分周第１
局部発振信号の有無を検出して接続された屋外コンバー
タが本発明のものか従来のものかを検出し、制御ＣＰＵ
は、従来の屋外コンバータが接続されている場合はＡＦ
Ｃ信号を用いた従来のＡＦＣ動作を行い、本発明の屋外
コンバータが接続されている場合には１／Ｎ分周第１局
部発振信号を用いたＡＦＣ動作を行うようにしたもので
ある。

【００９５】したがって、従来の衛星受信機との互換性
を保つことができ、従来の衛星受信機に影響を与えるこ
と無く円滑に新しい衛星受信機へ移行することができ
る。

【００９６】また、請求項１１記載の衛星受信機によれ
ば、前記屋外コンバータが、前記第１の混合器と前記第
２の混合器７との間に、前記１／Ｎ分周第１局部発振信
号の周波数帯域を除去するバンド除去フィルタをさらに
有する。

【００９７】本発明は、屋内チューナに伝送する１／Ｎ
分周第１局部発振信号の搬送波対雑音電力比を改善する
ようにしたものである。

【００９８】したがって、雑音による屋内チューナの誤
動作を防止し、ＡＦＣ動作をさらに確実なものにするこ
とができる。

【００９９】また、請求項１２記載の衛星受信機は、衛
星からの電波を受信して受信信号群として出力するパラ
ボラアンテナと、前記パラボラアンテナから出力された
受信信号群を増幅して出力する増幅器と、ある一定の周
波数の信号を第１局部発振信号として出力する第１局部
発振器と、前記増幅器から出力された信号と前記第１局
部発振信号とを混合して出力する第１の混合器と、前記
第１局部発振信号をある一定の分周比で分周して１／Ｎ
分周第１局部発振信号として出力する第１の１／Ｎ分周
器と、前記１／Ｎ分周第１局部発振信号の周波数成分の
みを通過させる第１のバンドパスフィルタと、前記第１
の混合器からの出力信号と前記第１のバンドパスフィル
タから出力された前記１／Ｎ分周第１局部発振信号とを
混合して出力する第２の混合器と、前記第２の混合器か
ら出力された信号のうち前記受信信号群と前記第１局部
発振信号との差分である第１ＩＦ信号群と前記１／Ｎ分
周第１局部発振信号とを通過させ屋外コンバータ出力信
号として出力する第２のバンドパスフィルタとから構成
される屋外コンバータと、前記屋外コンバータ出力信号
のうちの前記第１ＩＦ信号群を選択し増幅して出力する
同調増幅器と、前記同調増幅器からの出力信号とＰＬＬ
周波数シンセサイザ出力信号を混合して出力する第３の
混合器と、前記第３の混合器からの出力信号のうちのあ
る一定の周波数の信号を第２ＩＦ信号として選択し増幅
して出力するＩＦ回路と、前記第２ＩＦ信号を直交復調
およびＡ／Ｄ変換して複素平面上のデジタルデータであ
るＩＱデータとして出力する直交復調回路と、前記直交
復調回路から出力されたＩＱデータを周波数設定信号に
より示された周波数を中心周波数として位相および周波
数補正してＩＱ復調データとして出力する復調回路と、
前記ＩＱ復調データに対する信号処理を行い復調データ
として出力すると共に同期不能となった場合に同期判定
信号を出力する信号処理回路と、前記屋外コンバータ出
力信号のうちの前記１／Ｎ分周第１局部発振信号のみを
通過させる第３のバンドパスフィルタと、前記第３のバ
ンドパスフィルタから出力された前記１／Ｎ分周第１局
部発振信号の周波数を計測してカウンタ計測値として出
力するカウンタ回路と、前記カウンタ計測値から前記１
／Ｎ分周第１局部発振信号の設定周波数からのずれを周
波数誤差として検出し、該周波数誤差を補正するような
周波数設定信号を前記復調回路に対して出力する演算回
路と、設定された周波数の信号を前記ＰＬＬ周波数シン
セサイザ信号として出力するＰＬＬ周波数シンセサイザ
と、前記ＰＬＬ周波数シンセサイザの出力周波数を制御
する制御ＣＰＵと、前記制御ＣＰＵに前記ＰＬＬ周波数
シンセサイザの制御を行わせるための指示をする選局指
示部とから構成される屋内チューナと、から構成され
る。

【０１００】本発明は、第１局部発振信号を第１の１／
Ｎ分周器で分周して１／Ｎ分周第１局部発振信号として
第１ＩＦ信号群とともに屋外チューナから出力し、屋内
チューナでは第３のバンドパスフィルタにより１／Ｎ分
周第１局部発振信号を取り出しカウンタ回路により計測
することにより１／Ｎ分周第１局部発振信号の設定周波
数からのずれを周波数誤差として検出し、演算回路は復
調回路に出力する周波数設定信号の設定周波数をその周
波数誤差分だけ補正するようにして、復調回路の中心周
波数とＩＱデータの周波数が常に一致するようにしたも
のである。

【０１０１】したがって、スイープ動作のような複雑な
処理を必要とせずに正確で迅速なＡＦＣ動作を誤動作す
ることなく行うことができる。

【０１０２】また、請求項１３記載の衛星受信機は、衛
星からの電波を受信して受信信号群として出力するパラ
ボラアンテナと、前記パラボラアンテナから出力された
受信信号群を増幅して出力する増幅器と、ある一定の周
波数の信号を第１局部発振信号として出力する第１局部
発振器と、前記増幅器から出力された信号と前記第１局
部発振信号とを混合して出力する第１の混合器と、前記
第１局部発振信号をある一定の分周比で分周して１／Ｎ
分周第１局部発振信号として出力する第１の１／Ｎ分周
器と、前記１／Ｎ分周第１局部発振信号の周波数成分の
みを通過させる第１のバンドパスフィルタと、前記第１
の混合器からの出力信号と前記第１のバンドパスフィル
タから出力された前記１／Ｎ分周第１局部発振信号とを
混合して出力する第２の混合器と、前記第２の混合器か
ら出力された信号のうち前記受信信号群と前記第１局部
発振信号との差分である第１ＩＦ信号群と前記１／Ｎ分
周第１局部発振信号とを通過させ屋外コンバータ出力信
号として出力する第２のバンドパスフィルタとから構成
される屋外コンバータと、前記屋外コンバータ出力信号
のうちの前記第１ＩＦ信号群を選択し増幅して出力する
同調増幅器と、前記同調増幅器からの出力信号とＰＬＬ
周波数シンセサイザ出力信号を混合して出力する第３の
混合器と、前記第３の混合器からの出力信号のうちのあ
る一定の周波数の信号を第２ＩＦ信号として選択し増幅
して出力するＩＦ回路と、周波数誤差信号によって示さ
れた周波数誤差だけ復調する際の中心周波数をずらして
前記第２ＩＦ信号を直交復調およびＡ／Ｄ変換して複素
平面上のデジタルデータであるＩＱデータとして出力す
る直交復調回路と、前記直交復調回路から出力されたＩ
Ｑデータを予め定められた周波数を中心周波数として位
相および周波数補正してＩＱ復調データとして出力する
復調回路と、前記ＩＱ復調データに対する信号処理を行
い復調データとして出力すると共に同期不能となった場
合に同期判定信号を出力する信号処理回路と、前記屋外
コンバータ出力信号のうちの前記１／Ｎ分周第１局部発
振信号のみを通過させる第３のバンドパスフィルタと、
前記第３のバンドパスフィルタから出力された前記１／
Ｎ分周第１局部発振信号の周波数を計測してカウンタ計
測値として出力するカウンタ回路と、前記カウンタ計測
値から前記１／Ｎ分周第１局部発振信号の設定周波数か
らのずれを周波数誤差として検出し、該周波数誤差を周
波数誤差信号として前記直交復調回路に対して出力する
演算回路と、設定された周波数の信号を前記ＰＬＬ周波
数シンセサイザ信号として出力するＰＬＬ周波数シンセ
サイザと、前記ＰＬＬ周波数シンセサイザの出力周波数
を制御する制御ＣＰＵと、前記制御ＣＰＵに前記ＰＬＬ
周波数シンセサイザの制御を行わせるための指示をする
選局指示部とから構成される屋内チューナと、から構成
される。

【０１０３】本発明は、第１局部発振信号を第１の１／
Ｎ分周器で分周して１／Ｎ分周第１局部発振信号として
第１ＩＦ信号群とともに屋外チューナから出力し、屋内
チューナでは第３のバンドパスフィルタにより１／Ｎ分
周第１局部発振信号を取り出しカウンタ回路により計測
することにより１／Ｎ分周第１局部発振信号の設定周波
数からのずれを周波数誤差として検出し、演算回路はそ
の周波数誤差を直交復調回路に対して周波数誤差信号と
して出力するようにし、直交復調回路の中心周波数と第
２ＩＦ信号の周波数が常に一致するようにしたものであ
る。

【０１０４】したがって、スイープ動作のような複雑な
処理を必要とせずに正確で迅速なＡＦＣ動作を誤動作す
ることなく行うことができる。

【０１０５】

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施形態について
図面を参照して詳細に説明する。

【０１０６】（第１の実施形態）図１は本発明の第１の
実施形態の衛星受信機の構成を示したブロック図、図２
は本実施形態の動作を説明するための信号周波数配列図
である。図１２中と同番号は同じ構成要素を示す。

【０１０７】本実施形態は、パラボラアンテナ１と、屋
外コンバータ２と、屋内チューナ３とから構成されてい
る。

【０１０８】屋外コンバータ２は、増幅器４と、混合機
５と、第１局部発振器６と、混合器７と、バンドパスフ
ィルタ８と、１／Ｎ分周器９と、バンドパスフィルタ１
０とから構成されている。

【０１０９】１／Ｎ分周器９は、第１局部発振信号１２
をある一定の分周比で分周して１／Ｎ分周第１局部発振
信号１５として出力する。

【０１１０】バンドパスフィルタ１０は、１／Ｎ分周器
９から出力された信号のうち１／Ｎ分周第１局部発振信
号１５の周波数成分のみを通過させて出力する。

【０１１１】混合器７は、混合器５から出力された第１
ＩＦ信号群１３と、バンドパスフィルタ１０から出力さ
れた１／Ｎ分周第１局部発振信号１５とを混合して出力
する。

【０１１２】バンドパスフィルタ８は、混合器７から出
力された信号のうち第１ＩＦ信号群１３と１／Ｎ分周第
１局部発振信号１５のみを通過させて屋外コンバータ出
力信号１４として出力する。

【０１１３】ここで、１／Ｎ分周器９の分周比をＮ＝６
とすると、第１局部発振信号ｌ２の周波数の１０．６７
８ＧＨｚを６で除した値の１７７９．６６６６６７ＭＨ
ｚが１／Ｎ分周第１局部発振信号１５の周波数となり、
図２に示すように、第１ＩＦ信号群１３の上側周波数帯
に１／Ｎ分周第１局部発振信号ｌ５が周波数多重されて
全体として屋外コンバータ出力信号１４を構成してい
る。

【０１１４】このように第１ＩＦ信号群１３の上側に別
の信号を周波数多重する場合、特に受信周波数帯の上側
周波数帯に局部発振信号を置くいわゆる上側局発スーパ
ーヘテロダイン方式では、屋内チューナにおいてイメー
ジ妨害問題の発生が懸念される。本実施形態におけるイ
メージ周波数は屋内チューナ側の第２ＩＦ信号４０の周
波数を４７９．５ＭＨｚとすると、ＢＳ−１では１０４
９．４８ＭＨｚに４７９．５ＭＨｚの２倍を加算した値
の２００８．４８ＭＨｚとなり、ＢＳ−１５では１３１
８．００ＭＨｚに４７９．５ＭＨｚの２倍を加算した値
の２２７７．００ＭＨｚとなる。しかし、これらの周波
数は１／Ｎ分周第１局部発振信号１５の周波数である１
７７９．６６６６６７ＭＨｚとは十分離れた周波数なの
でイメージ妨害問題が起こることはあり得ない。

【０１１５】また、１／Ｎ分周第１局部発振信号１５の
周波数の１７７９．６６６６６７ＭＨｚは最高受信周波
数であるＢＳ−１５の１３１８．００ＭＨｚとも約４６
１ＭＨｚの差があり十分に離れた周波数であるので、隣
接チャンネル妨害などのその他の妨害問題も発生するこ
とはあり得ない。また、本実施形態における屋外コンバ
ータ２は、従来の屋外コンバータに対して単に第１ＩＦ
信号群１３の上側周波数帯に１／Ｎ分周第１局部発振信
号１５の周波数多重を施しただけであるので、従来の屋
内チューナとも組み合わせて使用することことのできる
互換性を有している。

【０１１６】屋内チューナ３は、屋外コンバータ出力信
号１４を入力信号とし、図１２の従来の屋内チューナ５
４に対して、制御ＣＰＵ５５を制御ＣＰＵ３１に置き換
え、プリ分周器５６を１／Ｎ分周器２９、混合器２１、
バンドパスフィルタ２２で置き換え、バンドパスフィル
タ２０を設けたものである。

【０１１７】バンドパスフィルタ２０は、屋内チューナ
３に入力された屋外コンバータ出力信号１４に含まれる
１／Ｎ分周第１局部発振信号１５のみを通過させて出力
する。

【０１１８】１／Ｎ分周器２９は、ＶＣＯ出力信号３３
を１／Ｎ分周器９と同じ分周比で分周して１／Ｎ分周Ｖ
ＣＯ信号３４として出力する。

【０１１９】混合器２１は、１／Ｎ分周ＶＣＯ信号３４
とバンドパスフィルタ２０から出力された１／Ｎ分周第
１局部発振信号１５とを混合して出力する。

【０１２０】バンドパスフィルタ２２は、混合器２１か
ら出力された信号のうち１／Ｎ分周第１局部発振信号１
５と１／分周ＶＣＯ信号３４の和成分の信号のみを通過
させ加算後局部発振信号３５として出力する。

【０１２１】制御ＣＰＵ３１は、上側局部発振方式とし
た場合、プログラマブル分周器設定信号２３によりプロ
グラマブル分周器２４の分周比が下記の式（１）によっ
て求められる周波数を基準発振器２５の基準信号の周波
数１０ｋＨｚで除した値となるように設定する。

【０１２２】ｆ_OSC1／Ｎ＋（ｆ_O＋ｆ_IF2）／Ｎ・・・（１）ここで、ｆ_Oは受信したいチャンネルの第１ＩＦ信号群
１３における周波数、ｆ_IF2は第２ＩＦ信号４０の周波
数（４７９．５ＭＨｚ）、ｆ_OSC1は第１局部発振信号１
２の設定周波数（１０．６７８０００ＧＨｚ）、Ｎは１
／Ｎ分周器９、２９の分周比である。また、当然ながら
ｆ_OSC1／Ｎは１／Ｎ分周第１局部発振信号１５の周波数
となっている。

【０１２３】例えば、ＢＳ−１５の１３１８．００ＭＨ
ｚを選局する場合は、受信したいチャンネルの第１ＩＦ
信号群１３における周波数１３１８．００ＭＨｚに４７
９．５ＭＨｚを加算した周波数１７９７．５ＭＨｚを１
／Ｎ分周器２９の分周比６で除した２９９．５８３３３
３３ＭＨｚと、１／Ｎ分周第１局部発振信号１５の周波
数１７７９．６６６６６７ＭＨｚとを加算した周波数２
０７９．２５００００ＭＨｚが加算後局部発振信号３５
の周波数となる。

【０１２４】次に、本実施形態のＡＦＣ動作について、
ＢＳ−１５を選局する場合を用いて説明する。

【０１２５】先ず、第１局部発振信号１２の周波数が誤
差も含まず漂動もせずに正確に１０．６７８００００Ｇ
Ｈｚで、１／Ｎ分周器９の分周比Ｎ＝６である場合は上
記で説明したように加算後局部発振信号３５の周波数は
２０７９．２５００００ＭＨｚとなるので、ＶＣＯ出力
信号３３の周波数が１７９７．５ＭＨｚに制御されるよ
うにＰＬＬを構成するためには、プログラマブル分周器
２４の分周比は２０７９．２５００００ＭＨｚを基準発
振器２５の基準周波数１０ＫＨｚで除した値の２０７９
２５に設定しなければならない。

【０１２６】ここで、第１局部発振信号１２の周波数が
温度変化や経時変化などの何らかの要因によりマイナス
方向に１．８ＭＨｚ漂動して１０．６７６２００ＧＨｚ
になったとすると１／Ｎ分周第１局部発振信号１５の周
波数は１７７９．３６６６６７ＭＨｚとなるが、プログ
ラマブル分周器２４の分周比は上記で説明したように２
０７９２５が設定されているのでＶＣＯ出力信号３３の
周波数は２０７９．２５００００ＭＨｚから１７７９．
３６６６６７ＭＨｚを差し引いた２９９．８８３３３３
ＭＨｚを６倍した１７９９．２９９９９８ＭＨｚに制御
されることになる。

【０１２７】これを屋外コンバータ出力信号１４のＢＳ
−１５信号の中心周波数に置き換えて見ると、１１．９
９６００ＧＨｚと１０．６７６２００ＧＨｚの差に相当
する１３１９．８０００００ＭＨｚがＢＳ−１５の第１
ＩＦ周波数であり、この時点では周波数誤差は明らかに
第１局部発振信号１２の周波数漂動の影響を受けて周波
数が１．８ＭＨｚ分高くなっていることが判る。

【０１２８】しかし、屋内チューナ３においては、前記
中心周波数が１３１９．８０００００ＭＨｚのＢＳ−１
５信号と前記ＶＣＯ出力信号３３の周波数１７９９．２
９９９９８ＭＨｚにより周波数変換されるので、第２Ｉ
Ｆ信号４０の周波数は両者の差周波数である４７９．４
９９９９８ＭＨｚとなり、第１局部発振信号１２の周波
数漂動の影響で屋外コンバータ２の出力では１．８ＭＨ
ｚ漂動していたものが屋内チューナ３の第２ＩＦ信号４
０の周波数ではわずか２Ｈｚしか動いておらずＡＦＣ動
作により完全に第１局部発振信号１２の変化を補正して
いる。これが本発明の第１実施形態のＡＦＣ動作の優れ
た効果である。

【０１２９】同様にして第１局部発振信号１２の周波数
がプラス方向に漂動した場合も同様であり、例えばプラ
ス方向に１．８ＭＨｚ漂動した場合はＢＳ−１５の第１
ＩＦ信号群１３における中心周波数は１３１６．２００
０００ＭＨｚとなるが、第２ＩＦ信号４０の周波数は４
７９．４９９９９８ＭＨｚにＡＦＣ制御される。ただ
し、実際には基準発振器２５の精度が影響してくるので
これ程の性能は得難いが、それでも百万分の１０から２
０程度の精度は容易且つ充分に可能で、これは従来例の
ＡＦＣ精度をはるかに上回る性能である。

【０１３０】従って、本実施形態の衛星受信機では、第
１局部発振信号１２の周波数がプラス方向とマイナス方
向のどちらに変動しても第２ＩＦ信号４０の周波数を４
７９．５０００００ＭＨｚに高精度に保つＡＦＣ動作が
行われる。また、本実施形態では変調方式がデジタル伝
送またはアナログ伝送いずれの場合においても同様なＡ
ＦＣ動作を行うことができる。

【０１３１】なお同様にして、ＢＳ−１の１０４９．４
８ＭＨｚを選局する場合はＶＣＯ出力信号３３の周波数
は１５２８．９８ＭＨｚであるので、これを６で除した
値である２５４．８３ＭＨｚと１７７９．６６６６６７
ＭＨｚを加算した値である２０３４．４９６６６７ＭＨ
ｚを１０ＫＨｚで除して繰り上げた２０３４５０をプロ
グラマブル分周器２４の分周比として設定するので、こ
の場合の制御目標となる第２ＩＦ信号４０の周波数を逆
算すると４７９．５１９９９８ＭＨＺとなり、この周波
数を中心に高精度なＡＦＣ動作を常時行うことが可能で
あり、制御誤差は約２０Ｈｚとわずかである。

【０１３２】以上説明したように本実施形態は、復調回
路１９の復調結果を基に第２ＩＦ信号４０の中心周波数
の誤差分を間接推定することはせずに、第１局部発振信
号１２の周波数情報を直接利用するようにしたので、復
調回路１９に温度変化などによる環境変化による中心周
波数基準値の漂動などがあった場合にも、周波数誤差が
大きくなる方向にＡＦＣ動作が行われてしまうという誤
動作を起こすことがない。

【０１３３】また、本実施形態は、第２ＩＦ信号４０は
デジタル伝送あるいはアナログ伝送いずれであっても何
らかの変調が施されているので、この第２ＩＦ信号４０
からは正確な中心周波数が推定しきれず絶対基準とはな
らないが、本実施形態ではこれらの信号をＡＦＣ動作に
使用しないので正確なＡＦＣ動作が可能であると共に、
伝送信号の変調内容に依存しないのでアナログ伝送とデ
ジタル伝送のいずれにおいても本実施形態は適用するこ
とができる。

【０１３４】また、本実施形態は、従来例のように温度
変化などによる環境変化に備えて中心周波数基準値の漂
動を極小に押さえようとするため、復調回路１９に非常
に高価な精密部品を使用したり、基準値を非常に精密な
微調整で合わせたり、温度や環境変化に対しても十分な
製造管理を行なうなどの必要は無く、結果的にコストの
低減が可能となる。

【０１３５】また、本実施形態は、ＡＦＣ動作の本来の
目的は第１局部発振信号周波数の誤差と漂動分を補正し
受信周波数を一定に保つということであり、そのため本
実施形態では第１局部発振信号１２の周波数情報を直接
利用するようにしたので、正確に第１局部発振信号周波
数の誤差と漂動に短時間に連動したＡＦＣ動作を行うこ
とが可能で、漂動変化が比較的短時間に起きる屋外コン
バータ電源の通電直後などにも正確迅速なＡＦＣ動作が
高精度で可能である。

【０１３６】さらに、本実施形態は、特にデジタル伝送
などの場合は、信号波の位相方向に情報を乗せるＱＰＳ
Ｋや８相ＰＳＫなどのデジタル変調方式が採用されてい
るが、この場合は復調回路１９ではその位相誤差差分か
ら中心周波数誤差を推定するために誤差推定範囲が数１
０ＫＨｚから数１００ＫＨｚと狭く、第１局部発振信号
周波数の誤差と漂動分が大きい場合には誤差推定ができ
ないが、本実施形態によれば第２ＩＦ信号４０の周波数
は非常に高精度に周波数制御が可能なので復調回路１９
において余計な周波数誤差推定や過分の周波数同期引き
込み範囲の設定をする必要がなく結果的に復調回路１９
の低廉化も可能である。

【０１３７】本実施形態では、基準発振器２５から出力
される周波数基準信号は、周波数が１０ｋＨｚの信号で
あったが、本発明はこれに限られるものではなく他の周
波数を用いてもよい。

【０１３８】（第２の実施形態）次に、本発明の第２の
実施形態の衛星受信機について説明する。

【０１３９】図３は本発明の第２実施形態の構成を示し
たブロック図である。図１、８中と同番号は同じ構成要
素を示す。

【０１４０】本実施形態は、パラボラアンテナ１と、屋
外コンバータ２と、屋内チューナ３７とで構成されてい
る。

【０１４１】屋内チューナ３７は、図１２の従来の屋内
チューナ５４に対して、バンドパスフィルタ２０とカウ
ンタ回路３９とを設け、制御ＣＰＵ５５を制御ＣＰＵ５
７に置き換え復調回路１９から出力されるＡＦＣ信号４
６を制御ＣＰＵ５７に入力しないようにしたものであ
る。

【０１４２】ＶＣＯ２８、プリ分周器３８、プログラマ
プル分周器２４、位相比較器２６、ローパスフィルタ２
７とで構成されるＰＬＬは従来例と同様に動作する。

【０１４３】カウンタ回路３９は、バンドパスフィルタ
２０から出力される１／Ｎ分周第１局部発振信号１５を
入力して周波数を計測し、その計測結果をカウンタ計測
値５０として出力する。カウンタ計測値５０は、シリア
ルまたはパラレルのどちらのデータであってもよい。

【０１４４】制御ＣＰＵ５７は、カウンタ計測値５０に
より１／Ｎ分周第１局部発振信号１５の周波数変動を検
知し、ＶＣＯ出力信号３３の周波数がその周波数変動を
補正するような周波数となるように、プログラマブル分
周器２４の分周比を設定する。

【０１４５】（第３の実施形態）次に、本発明の第３の
実施形態の衛星受信機について説明する。

【０１４６】図４は本発明の第３の実施形態の構成を示
したブロック図である。

【０１４７】本実施形態の衛星受信機は、パラボラアン
テナ１と、屋外コンバータ２と、屋内チューナ４１とか
ら構成されている。

【０１４８】屋内チューナ４１は、第１の実施形態の屋
内チューナ３に対して、１／Ｎ分周第１局部発振信号１
５の有無を検出し、その検出結果を検出信号４７として
出力する検出回路４２と、選択制御信号４５により１／
Ｎ分周ＶＣＯ信号３４と加算後局部発振信号３５のどち
らかを選択して出力する選択回路４３とを設け、制御Ｃ
ＰＵ３１を制御ＣＰＵ４４に置き換え、復調回路１９か
ら出力されるＡＦＣ信号４６が従来例と同じように制御
ＣＰＵ４４に入力されるようしたものである。

【０１４９】制御ＣＰＵ４４は、検出信号４７が１／Ｎ
分周第１局部発振信号１５が有ることを示している場合
には、選択制御信号４５により選択回路４３を制御し
て、加算後局部発振信号３５を選択してプログラマブル
分周器２４に入力するようにし、検出信号４７が１／Ｎ
分周第１局部発振信号１５が無いことを示している場合
には、選択制御信号４５により選択回路４３を制御し
て、１／Ｎ分周ＶＣＯ信号３４を選択してプログラマブ
ル分周器２４に入力するとともにＡＦＣ信号４６により
従来の衛星受信機で説明したＡＦＣ動作を行う。

【０１５０】次に、本実施形態の動作について図４を参
照して説明する。

【０１５１】先ず、屋内チューナ４１に接続されている
屋外コンバータが屋外コンバータ２であれば、検出回路
４２は検出信号４７により１／Ｎ分周第１局部発振信号
１５が存在することを制御ＣＰＵ４４に通知する。そし
て、制御ＣＰＵ４４は選択制御信号４５により制御選択
回路４３を制御し、加算後局部発振信号３５を選択して
出力させる。そして、制御ＣＰＵ４４は、図１の第１実
施形態と同様なＡＦＣ動作を行う。

【０１５２】次に、接続されている屋外コンバータが従
来の屋外コンバータ５３の場合には、検出回路４２は検
出信号４７により１／Ｎ分周第１局部発振信号１５が存
在しないことを制御ＣＰＵ４４に通知する。そして、制
御ＣＰＵ４４はこの通知により選択回路４３が１／Ｎ分
周ＶＣＯ信号３４を選択するように選択制御信号４５に
より制御を行なうと共に、ＡＦＣ信号４６により従来の
衛星受信機と同様なＡＦＣ動作を行う。

【０１５３】このことにより、本実施形態の屋内チュー
ナ４１は、接続される屋外コンバータが従来の屋外コン
バータであってもあるいは屋外コンバータ２であっても
ＡＦＣ動作を自動的に切換えることにより互換性を有す
る。

【０１５４】つまり、本実施形態の屋外コンバータ２は
従来の衛星受信機と互換性があり、本実施形態の屋内チ
ューナ４１も従来の衛星受信機と互換性がある。したが
って、本実施形態は、従来の衛星受信機に影響を与える
こと無く円滑に新しい衛星受信機へ移行することが可能
である。

【０１５５】（第４の実施形態）次に、本発明の第４の
実施形態の衛星受信機について説明する。

【０１５６】図５は本発明の第４の実施形態の衛星受信
機の構成を示したブロック図である。

【０１５７】本実施形態の衛星受信機は、パラボラアン
テナ１と、屋外コンバータ２と、屋内チューナ４８とか
ら構成されている。

【０１５８】屋内チューナ４８は、第２の実施形態の屋
内チューナ３７に対して、１／Ｎ分周第１局部発振信号
１５の有無を検出し、その検出結果を検出信号４７とし
て出力する検出回路４２を設け、制御ＣＰＵ５７を制御
ＣＰＵ４９に置き換え、復調回路１９から出力されるＡ
ＦＣ信号４６が従来例と同じように制御ＣＰＵ４９に入
力されるようしたものである。

【０１５９】制御ＣＰＵ４９は、検出信号４７が１／Ｎ
分周第１局部発振信号１５が有ることを示している場合
には、カウンタ計測値５０を用いて第２の実施形態と同
様なＡＦＣ動作を行い、検出信号４７が１／Ｎ分周第１
局部発振信号１５が無いことを示している場合には、Ａ
ＦＣ信号４６により従来の衛星受信機と同様なＡＦＣ動
作を行う。

【０１６０】本実施形態の屋内チューナ４１は、接続さ
れる屋外コンバータが従来の屋外コンバータ５３であっ
てもあるいは本実施形態の屋外コンバータ２であっても
ＡＦＣ動作を自動的に切換えることにより互換性を有す
る。

【０１６１】つまり、本実施形態の屋外コンバータ２は
従来の衛星受信機と互換性があり、本実施形態の屋内チ
ューナ４１も従来の衛星受信機と互換性がある。したが
って本実施形態は、第３の実施形態と同様に、従来の衛
星受信機に影響を与えること無く円滑に新しい衛星受信
機へ移行することが可能である。

【０１６２】（第５の実施形態）次に、本発明の第５の
実施形態の衛星受信機について説明する。

【０１６３】図６は本発明の第５の実施形態の衛星受信
機の構成を示したブロック図である。

【０１６４】本実施形態は、上記第１から第４の実施形
態における屋外コンバータ２を屋外コンバータ５１に置
き換えたものである。

【０１６５】屋外コンバータ５１は、屋外コンバータ２
に対して、混合器５と混合器７との間に、１／Ｎ分周第
１局部発振信号１５の周波数帯域を除去するバンド除去
フィルタ５２を設けたものである。

【０１６６】このことにより屋内チューナに伝送する１
／Ｎ分周第１局部発振信号１５の搬送波対雑音電力比を
改善することで本発明の屋内チューナの雑音による誤動
作を防止し、ＡＦＣ動作をさらに確実なものにしたもの
である。

【０１６７】（第６の実施形態）次に、本発明の第６の
実施形態の衛星受信機について説明する。

【０１６８】図７は本発明の第６の実施形態の衛星受信
機を説明するための信号周波数配列図である。

【０１６９】ここまでは図２に示すように、第１ＩＦ信
号群１３の上側周波数帯に１／Ｎ分周第１局部発振信号
１５を配置することで説明してきたが、図７に示すよう
に１／Ｎ分周器９の分周比Ｎの値を例えば１２として第
１ＩＦ信号群１３の下側周波数帯に１／Ｎ分周第１局部
発振信号１５を配置することも可能である。

【０１７０】この場合も妨害周波数関係を考慮しなけれ
ばならないが、図７の１／Ｎ分周第１局部発振信号１５
の周波数は８８９．８３３３３３ＭＨｚであり２次高調
波は１７７９．６６６６６７ＭＨｚなので先に説明の通
り問題にならないし、屋内チューナ側が受信周波数帯の
下側周波数帯に局部発振信号を置くいわゆる下側局発方
式スーパーヘテロダイン方式であっても、イメージ周波
数とは十分離れた周波数なのでイメージ妨害問題が起こ
ることもあり得ない。

【０１７１】また上記第１から第６の実施形態では、図
１３に示すように、受信信号群１１の下側周波数帯に第
１局部発振信号１２が配置されている受信システムを用
いて説明してきたが、受信信号群１１の上側周波数帯に
第１局部発振信号１２が配置されているような受信シス
テムにおいても本発明は適用することができる。この場
合は本発明の第２実施形態と第４実施形態では各制御Ｃ
ＰＵの制御プログラムを若干変えれば対応可能である
し、本発明の第１実施形態と本発明の第３実施形態の場
合は混合器２１とバンドパスフィルタ２２によって、１
／Ｎ分周第１局部発振信号１５と１／Ｎ分周ＶＣＯ信号
３４の周波数の和成分である加算後局部発振信号３５を
得るようにしているものを、１／Ｎ分周第１局部発振信
号１５と１／Ｎ分周ＶＣＯ信号３４の周波数の差成分で
ある減算後局部発振信号３５を得るようにすれば対応可
能である。

【０１７２】また上記第１から第６の実施形態では、第
２ＩＦ信号４０の中心周波数として４７９．５ＭＨｚを
使用した場合について説明したが本発明はこれに限定さ
れるものではなく、この他に１３４．２６ＭＨｚ、４０
２．７８ＭＨｚ等他の周波数を第２ＩＦ信号周波数とし
て使用した場合においても適用することができるもので
ある。

【０１７３】このように本発明では、第１局部発振信号
１２を１／Ｎ分周して１／Ｎ分周第ｌ局部発振信号１５
として第１ＩＦ信号群１３に周波数多重して屋内チュー
ナに伝送するように構成したので従来例に比して高精度
で迅速なＡＦＣ動作が可能である。

【０１７４】（第７の実施形態）次に、本発明の第７の
実施形態の衛星受信機について説明する。

【０１７５】図８は本発明の第７の実施形態の衛星受信
機の構成を示したブロック図、図９は本実施形態の動作
を説明するための屋外コンバータ出力信号の信号周波数
配列図、図１０は本実施形態の作用および効果を説明す
るための図である。図１中と同番号は同じ構成要素を示
す。

【０１７６】上記第１から第６の実施形態の衛星受信で
は、制御ＣＰＵはプログラマブル分周器２４の分周比を
設定することによりＶＣＯ出力信号３３の周波数を制御
しているが、ＶＣＯ出力信号３３の周波数は最小でも基
準発振器２５の基準周波数単位でしか制御できないため
第２ＩＦ信号４０の周波数には微量ではあるが誤差が生
じてしまい完全なＡＦＣ動作を行うことができない。た
とえ、基準周波数を低くしてもこの誤差をゼロとするこ
とはできない。

【０１７７】デジタル伝送を行う場合には、位相方向に
も情報を変調するため受信機側局部発振器の位相雑音の
低減が必要となるが、この位相雑音を低減する方法とし
て基準発振器５４の基準周波数を数百Ｈｚから数ＭＨｚ
と高くすることでＰＬＬのループ利得を上げて実現する
方法が一般的である。しかし、ＡＦＣ動作の誤差を減少
させるためには上記で説明したように基準周波数を低く
しなければならず、ＰＬＬのループ利得を上げることと
は両立しない。

【０１７８】本実施形態は、基準発振器の基準周波数に
左右されない正確なＡＦＣ動作を行うと共にＰＬＬのル
ープ利得を上げることにより位相雑音を低減するための
ものである。

【０１７９】本実施形態の衛星受信、パラボラアンテナ
１と、屋外コンバータ１０２と、屋内チューナ１０３と
から構成されている。

【０１８０】屋外コンバータ１０２は、図１の屋外コン
バータ２に対して、１／Ｎ分周器９を１／Ｎ分周器１０
９に置き換え、バンドパスフィルタ８をバンドパスフィ
ルタ１０８に置き換えたものである。

【０１８１】１／Ｎ分周器１０９は、第１局部発振信号
１２を分周比１０００で分周して１／Ｎ分周第１局部発
振信号１１５として出力する。本実施形態では、１／Ｎ
分周器１０９の分周比として１０００を用いた場合につ
いて説明するが、本発明はこれに限定されるものではな
く、他の分周比を用いた場合にも適用することができる
ものである。

【０１８２】バンドパスフィルタ１０８は、混合器７か
ら出力された信号のうち第１ＩＦ信号群１３と１／Ｎ分
周第１局部発振信号１１５のみを通過させて屋外コンバ
ータ出力信号１１４として出力する。

【０１８３】本実施形態では１／Ｎ分周器１０９の分周
比Ｎは本実施形態では１０００であるため、第１局部発
振信号１２の周波数１０．６７８ＧＨｚを１０００で除
した値の１０．６７８ＭＨｚが１／Ｎ第１局部発振信号
１１５の周波数となり、図９に示すように、第１ＩＦ信
号群１３の下側周波数帯に１／Ｎ第１局部発振信号１１
５が周波数多重されて全体として屋外コンバータ出力信
号１１４を構成している。

【０１８４】このように第１ＩＦ信号群１３の下側に別
の信号を周波数多重する場合、妨害問題を考慮する必要
があるが、この場合、第１ＩＦ信号群１３は１０４９．
４８ＭＨｚから１３１８．００ＭＨｚであり、１／Ｎ分
周第１局部発振信号１１５の周波数である１０．６７８
ＭＨｚとは十分に離れた周波数なので妨害問題が起こる
ことは有り得ない。

【０１８５】また、本実施形態における屋外コンバータ
１０２は、従来の屋外コンバータに対して単に第１ＩＦ
信号群１３の下側周波数帯に１／Ｎ分周第１局部発振信
号１１５の周波数多重を施しただけであるので、従来の
屋内チューナとも組み合わせて使用することことのでき
る互換性を有している。

【０１８６】屋内チューナ１０３は、同調増幅器１６
と、混合器１７と、ＩＦ回路１８と、復調回路１９と、
バンドパスフィルタ１２０と、水晶発振器１２３と、混
合器１２１と、バンドパスフィルタ１２２と、位相比較
器１２４と、ローパスフィルタ１２８と、ＶＣＯ１２６
と、１／Ｎ分周器１２７と、プログラマブル分周器２４
と、基準信号発振器１２５と、位相比較器２６と、ロー
パスフィルタ２７と、ＶＣＯ２８と、制御ＣＰＵ１３１
と、選局指示部３２と、混合器１３５と、バンドパスフ
ィルタ１３６とから構成されている。

【０１８７】バンドパスフィルタ１２０は、屋外コンバ
ータ出力信号１１４に含まれる１／Ｎ第１局部発振信号
１１５のみを通過させて出力する。

【０１８８】水晶発振器１２３は、周波数が１２．８７
６３６２ＭＨｚの信号を生成し出力する。ここで、水晶
発振器１２３の周波数は、位相比較器１２４に入力され
る周波数が十分高くなるような周波数を選択して使用す
る。本実施形態では、水晶発振器１２３の周波数として
１２．８７６３６２ＭＨｚを用いた場合について説明す
るが、本発明はこれに限定されるものではなく、上記の
条件さえ満たしていれば他の周波数を用いた場合にも適
用することができるものである。

【０１８９】混合器１２１は、バンドパスフィルタ１２
０から出力された１／Ｎ第１局部発振信号１１５と水晶
発振器１２３から出力された信号を混合して出力する。

【０１９０】バンドパスフィルタ１２２は、混合器１２
１から出力された信号のうち１／Ｎ第１局部発振信号１
１５と水晶発振器１２３から出力された信号の差成分の
信号のみを通過させて出力する。このことにより、周波
数１０．６７８ＭＨｚの１／Ｎ分周第１局部発振信号１
１５は、周波数が１２．８７６３６２ＭＨｚの水晶発振
器１２３の出力信号と混合され、周波数が２．１９８３
６２ＭＨｚの信号に変換されてバンドパスフィルタ１２
２から出力される。

【０１９１】位相比較器１２４は、混合器１２１から出
力された周波数基準信号の位相と１／Ｎ分周器１２７か
ら出力された信号との位相を比較し、その位相差を位相
誤差信号として出力する。

【０１９２】ローパスフィルタ１２８は、位相比較器１
２４から出力された位相誤差信号を直流電圧に変換し、
ＶＣＯ制御信号として出力する。

【０１９３】ＶＣＯ１２６は、ローパスフィルタ１２８
から出力されたＶＣＯ制御信号の電圧によって周波数が
定められる信号を生成しＶＣＯ出力信号１４５として出
力する。

【０１９４】１／Ｎ分周器１２７は、ＶＣＯ出力信号１
４５を分周比１０００で分周して出力する。

【０１９５】ここで、位相比較器１２４、ローパスフィ
ルタ１２８、ＶＣＯ１２６、１／Ｎ分周器１２７により
ＰＬＬが構成されていて、バンドパスフィルタ１２２か
ら出力された信号を、その周波数を１／Ｎ分周器１２７
の分周比である１０００倍してＶＣＯ出力信号１４５と
している。

【０１９６】このＰＬＬによりバンドパスフィルタ１２
２から出力された周波数が２．１９８３６２ＭＨｚの信
号は１／Ｎ分周器１２７の分周比である１０００倍され
て周波数が２１９８．３６２ＭＨｚのＶＣＯ出力信号１
４５として出力される。

【０１９７】プログラマブル分周器２４は、ＶＣＯ２８
から出力されたＶＣＯ出力信号３３をプログラマブル分
周器設定信号２３によって設定された分周比で分周して
出力する。

【０１９８】基準信号発振器１２５は、ＰＬＬ制御の基
準となる周波数の信号を周波数基準信号として出力す
る。この周波数は、第１ＩＦ信号群１３における各チャ
ンネルのチャンネル間隔３８．３６ＭＨｚの整数分の１
であるとともに、位相雑音を低減するめにできるだけ高
い周波数に設定する。本実施形態では、例えばこの周波
数はチャンネル間隔３８．３６ＭＨｚの２０分の１と
し、１．９１８ＭＨｚとする。本実施形態では、基準発
振器１２５の周波数として１．９１８ＭＨｚを用いた場
合について説明するが、本発明はこれに限定されるもの
ではなく、チャンネル間隔３８．３６ＭＨｚの整数分の
１という条件さえ満たしていれば他の周波数を用いた場
合にも適用することができる。

【０１９９】位相比較器２６は、基準発振器１２５から
出力された周波数基準信号の位相とプログラマブル分周
器２４から出力された信号の位相とを比較し、その位相
差を位相誤差信号として出力する。

【０２００】上記第１〜第６の実施形態では、ＩＦ回路
から出力される第２ＩＦ信号４０の周波数が４７９．５
ＭＨｚの場合を用いて説明したが、本実施形態ではＩＦ
回路１８から出力される第２ＩＦ信号１４０の周波数が
４０２．７８ＭＨｚの場合を用いて説明する。

【０２０１】制御ＣＰＵ１３１は、プログラマブル分周
器設定信号２３によりプロブラマブル分周器２４の分周
比を下記の式（２）によって求められる周波数を基準発
振器１２５の基準周波数１．９１８ＭＨｚで除した値と
なるように設定する。

【０２０２】（ｆ₁₂₃−ｆ_OSC1／Ｎ）×Ｎ−（ｆ_O＋ｆ_IF2）・・・（２）ここで、ｆ₁₂₃は水晶発振器１２３の出力信号の周波数
であり本実施形態では１２．８７６３６２ＭＨｚであ
る。ｆ_Oは受信したいチャンネルの第１ＩＦ信号群にお
ける周波数、ｆ_IF2は第２ＩＦ信号１４０の周波数（４
０２．７８ＭＨｚ）、ｆ_0SC1は第１局部発振信号１２の
設定周波数（１０．６７８０００ＧＨｚ）、Ｎは１／Ｎ
分周器１０９、１２７の分周比であり本実施形態では１
０００である。また、当然ながらｆ_OSC1／Ｎは１／Ｎ分
周第１局部発振信号１１５の周波数となっている。

【０２０３】例えば、ＢＳ−１を受信する場合は、プロ
グラマブル分周器２４の分周比を３８９に設定し、以下
順次２０ずつ分周比を減少させてＢＳ−１５を受信する
場合には分周比を２４９に設定する。このようにする
と、ＢＳ−１を受信する場合にはＶＣＯ出力信号３３の
周波数は１．９１８ＭＨｚに３８９を乗じた７４６．１
０２ＭＨｚとなり、ＢＳ−１５を受信する場合にはＶＣ
Ｏ出力信号３３の周波数は１．９１８ＭＨｚに２４９を
乗じた４７７．５８２ＭＨｚとなる。

【０２０４】混合器１３５は、ＶＣＯ出力信号１４５と
ＶＣＯ出力信号３３とを混合して出力する。

【０２０５】バンドパスフィルタ１３６は、混合器１３
５から出力された信号のうち第２局部発振信号１４７の
周波数成分のみを通過させて出力する。

【０２０６】次に、本実施形態のＡＦＣ動作について、
ＢＳ−１５を選局する場合を用いて説明する。

【０２０７】先ず、第１局部発振信号１２の周波数が誤
差も含まず漂動もせずに正確に１０．６７８００００Ｇ
Ｈｚの場合は、上記で説明したようにＶＣＯ出力信号１
４５の周波数は２１９８．３６２ＭＨｚとなる。そし
て、制御ＣＰＵ１３１はプログラマブル分周器２３を介
してプログラマブル分周器２４の分周比を２４９に設定
するため、ＶＣＯ出力信号３３の周波数は４７７．５８
ＭＨｚとなる。そして、混合器１３５で混合されバンド
パスフィルタ１３６でその差成分のみを通過させること
により周波数が１７２０．７８ＭＨｚの第２局部発振信
号１４７を得ることができる。そして、混合器１７で周
波数が１３１８ＭＨｚのＢＳ−１５の信号と混合され差
成分を取ることにより周波数４０２．７８ＭＨｚの第２
ＩＦ信号１１４０が得られる。

【０２０８】ＢＳ−１を受信する場合には、プログラマ
ブル分周器２４の分周比は３８９に設定されるため、Ｖ
ＣＯ出力信号３３の周波数は７４６．１０２ＭＨｚとな
る。そして、混合器１３５で混合されバンドパスフィル
タ１３６でその差成分のみを通過させることにより周波
数が１４５２．２６ＭＨｚの第２局部発振信号１４７を
得ることができる。そして、混合器１７で周波数が１０
４９．４８ＭＨｚのＢＳ−１の信号と混合され差成分を
取ることにより周波数４０２．７８ＭＨｚの第２ＩＦ信
号１１４０が得られる。

【０２０９】ここで、第１局部発振信号１２の周波数が
温度変化や経時変化等の何らかの要因により、例えばプ
ラス方向に１．５ＭＨｚ漂動して１０．６７９５００Ｇ
Ｈｚになったとすると、ＢＳ−１５を受信する場合は１
０．６７９５００ＧＨｚと１１．９９６００ＧＨｚの差
である１３１６．５ＧＨｚが屋外コンバータ出力信号１
１４の第１ＩＦ信号群１３における周波数となり、第１
局部発振信号１２が漂動した分だけ第１ＩＦ信号群１３
における周波数も漂動することになる。

【０２１０】しかし、第１局部発振信号１２の周波数が
１０．６７９５００ＧＨｚとなっているので、１／Ｎ分
周第１局部発振信号１１５の周波数１０．６７９５００
ＭＨｚと１２．８７６３６２ＭＨｚの差周波数である
２．１９６８６２ＭＨｚが位相比較器１２４の基準周波
数となるのでＶＣＯ出力信号１４５の周波数は２．１９
８６２ＭＨｚを１０００倍した２１９６．８６２０００
ＭＨｚが得られる。

【０２１１】ここで、周波数２１９６．８６２ＭＨｚの
ＶＣＯ出力信号１４５と周波数４７７．５８２ＭＨｚの
ＶＣＯ出力信号３３の差周波数を混合器１３５およびバ
ンドパスフィルタ１３６で抽出すると、周波数１７１
９．２８ＭＨｚの第２局部発振信号１４７が得られる。
この段階で、第１局部発振信号１２がプラス方向に１．
５ＭＨｚＨｚ漂動することにより、第１局部発振信号１
４７はマイナス方向に１．５ＭＨｚ変化していることに
なる。

【０２１２】そして、周波数１７１９．２８ＭＨｚの第
２局部発振信号１４７と第１ＩＦ信号群１３における周
波数１３１６．５ＭＨｚのＢＳ−１５の信号との差周波
数を取ると４０２．７８ＭＨｚの第２ＩＦ信号１４０が
得られる。このことより、第１局部発振信号１２がプラ
ス方向に１．５ＭＨｚ漂動した場合であっても、第２Ｉ
Ｆ信号１４０の周波数は完全に４０２．７８ＭＨｚに保
たれていることがわかる。

【０２１３】また、本実施形態の衛星受信機では、プラ
ス方向だけでなく第１局部発振信号１２の周波数がプラ
ス方向とマイナス方向のどちらに変動しても同様に第２
ＩＦ信号４０の周波数を４０２．７８ＭＨｚに高精度に
保つＡＦＣ動作が行われる。また、ＢＳ−１５以外のチ
ャンネルを受信する場合でも同様に、常に正確に第２Ｉ
Ｆ信号１４０の周波数を４０２．７８ＭＨｚに保つＡＦ
Ｃ動作を行うことができる。また、本実施形態では変調
方式がデジタル伝送またはアナログ伝送いずれの場合に
おいても同様なＡＦＣ動作を行うことができる。

【０２１４】但し、実際には基準発振器１２５および水
晶発振器１２３の周波数精度が影響してくるので、以上
の計算程の性能は得にくいが、それでも百万分の１０程
度の水晶振動子は容易かつ安価に大量生産が可能である
ので、ＡＦＣ制御の精度を百万分の２０以下程度の性能
の衛星受信機の生産が容易に可能であり、従来の衛星受
信機のＡＦＣ精度をはるかに上回る高精度の性能を得る
ことができる。

【０２１５】また、図１０は、本実施形態の作用および
効果を説明するための信号周波数配列図である。この図
１０から分かるように、１／Ｎ分周第１局部発振信号１
１５の周波数１０．６７８ＭＨｚ、第２ＩＦ信号１４０
の４０２．７８ＭＨｚ、ＶＣＯ出力信号３３の周波数で
ある４７７．５８２ＭＨｚから７４６．１０２ＭＨｚ、
第１ＩＦ信号群１３である１０４９．４８ＭＨｚから１
３１８．００ＭＨｚ、第２局部発振信号１４７である１
４５２．２６ＭＨｚから１７２０．７８ＭＨｚ、そして
ＶＣＯ出力信号１４５である２１９８．３６２ＭＨｚは
互いにその周波数領域で重なり合ってはおらず、またイ
メージ周波数である１８５５．０４から２１２３．５６
ＭＨｚにも重なっていないので本実施形態において妨害
問題が発生することは無い。

【０２１６】（第８の実施形態）次に、本発明の第８の
実施形態の衛星受信機について説明する。

【０２１７】図１１は本発明の第８の実施形態の衛星受
信機の構成を示したブロック図である。

【０２１８】本実施形態の衛星受信機は、パラボラアン
テナ１と、屋外コンバータ１０２と、屋内チューナ１３
８とから構成されている。

【０２１９】屋内チューナ１３８は、図８の上記第７の
実施形態における屋内チューナ１０３に対して、検出回
路１４２と、水晶発振器１４３と、分周器１４５と、選
択回路１４１、１４４とを設け、制御ＣＰＵ１３１を制
御ＣＰＵ１３２に置き換え、復調回路１９から出力され
るＡＦＣ信号４６が従来例と同じように制御ＣＰＵ１３
２に入力されるようしたものである。

【０２２０】水晶発振器１４３は、水晶発振器１２３の
周波数と１／Ｎ分周第１局部発振信号１１５の周波数と
の差である２．１９８３６２ＭＨｚの周波数の信号を生
成し出力する。

【０２２１】分周器１４５は、基準発振器１２５からの
基準信号をある一定の分周比で分周して出力する。

【０２２２】検出回路１４２は、１／Ｎ分周第１局部発
振信号１１５の有無を検出し、その検出結果を検出信号
６２として出力する。

【０２２３】選択回路１４１は、選択制御信号１６１に
より基準発振器１２５の基準信号と分周器１４５の出力
信号のどちらかを選択して出力する。

【０２２４】選択回路１４４は、選択制御信号１６０に
よりバンドパスフィルタ１２２からの出力信号と水晶振
器１４３のからの出力信号のどちらかを選択して出力す
る。制御ＣＰＵ１３２は、検出信号６２が１／Ｎ分周第
１局部発振信号１１５が有ることを示している場合に
は、選択制御信号１６１により選択回路１４１を制御し
て、基準発振器１２５からの基準信号を選択して位相比
較器２６に入力するようにし、選択制御信号１６０によ
り選択回路１４４を制御して、バンドパスフィルタ１２
２からの出力信号を選択して位相比較器１２４に入力す
るようにし、上記第７の実施形態において説明したのと
同様な動作を行う。

【０２２５】そして、制御ＣＰＵ１３２は、検出信号６
２が１／Ｎ分周第１局部発振信号１１５が無いことを示
している場合には、選択制御信号１６１により選択回路
１４１を制御して分周器１４５からの出力信号を選択し
て位相比較器２６に入力するようにし、選択制御信号１
６０により選択回路１４４を制御して、水晶発振器１４
３からの出力信号を選択して位相比較器１２４に入力す
るようにし、ＡＦＣ信号４６を用いたＡＦＣ制御を行
う。

【０２２６】上記第７および第８の実施形態では、図１
３に示すように、衛星からの受信信号群１１の下側周波
数帯に第１局部発振信号１２が配置されることで説明し
てきたが、衛星からの受信信号群１１の上側周波数帯に
第１局部発振信号１２が配置されるような受信システム
にも本発明は対応することができる。この場合には、混
合器１２１とバンドパスフィルタ１２２によって１／Ｎ
分周第１局部発振信号１１５と水晶発振器１２３の周波
数の差成分を得るようにしているものを、１／Ｎ分周第
１局部発振信号１１５の周波数が水晶発振器１２３の周
波数よりも高いように選定をするか、または両方の周波
数の和成分を取れば対応可能である。

【０２２７】また上記第７および第８の実施形態では、
第２ＩＦ信号１４０の中心周波数として４０２．７８Ｍ
Ｈｚを使用した場合について説明したが本発明はこれに
限定されるものではなく、この他に１３４．２６ＭＨ
ｚ、４７９．５ＭＨｚ等他の周波数を第２ＩＦ信号周波
数として使用した場合においても適用することができる
ものである。

【０２２８】また上記第７および第８の実施形態におい
て、屋外コンバータ１０２に、上記第５の実施形態と同
様にバンド除去フィルタを設けるようすると第５の実施
形態と同様な効果を得ることができる。

【０２２９】上記第１から第８の実施形態において使用
した各種周波数、分周比等は本発明を説明するに用いた
ものであり、本発明はこれらの周波数、分周比等に限定
されるものではなく他の周波数、分周比等の場合にも同
様に適用することができるものである。

【０２３０】（第９の実施形態）次に、本発明の第９の
実施形態のデジタル衛星受信機について説明する。

【０２３１】図１２は本発明の第９の実施形態のデジタ
ル衛星受信機の構成を示したブロック図である。

【０２３２】本実施形態は図１２に示すように、パラボ
ラアンテナ１と、屋外コンバータ２と、屋内チューナ２
０３とから構成される。図２０中と同番号は同じ構成要
素を示す。

【０２３３】屋外コンバータ２は、増幅器４と、混合機
５と、第１局部発振器６と、混合器７と、バンドパスフ
ィルタ８と、１／Ｎ分周器９と、バンドパスフィルタ１
０とから構成されていて、上記で説明した図１の第１の
実施形態における屋外コンバータ２と同様な構成であ
る。

【０２３４】屋内チューナ２０３は、同調増幅器２１
５、混合機２１６、ＩＦ回路２１７、直交復調器２１
８、復調回路２１９、信号処理回路２２０、ＰＬＬ周波
数シンセサイザ２２２、制御ＣＰＵ２２３、選局指示部
３２、バンドパスフィルタ２０、カウンタ回路３９、演
算回路（ＣＰＵ：ＣｅｎｔｒａｌＰｒｏｃｅｓｉｎｇ
Ｕｎｉｔ）２２１とから構成される。

【０２３５】本実施形態における屋内チューナ２０３
は、図２０の従来のデジタル衛星受信機における屋内チ
ューナ２４５対して、バンドパスフィルタ２０、カウン
タ回路３９を設け、制御ＣＰＵ２４７を演算回路（ＣＰ
Ｕ）２２１に置き換えたものである。

【０２３６】バンドパスフィルタ２０、カウンタ回路３
９は、図３において説明したものと同様なものであり、
バンドパスフィルタ２０は、屋外コンバータ出力信号１
４を入力し、１／Ｎ分周第１局部発振信号１５のみを抽
出して出力する。そして、カウンタ回路３９は、１／Ｎ
分周第１局部発振信号１５の周波数を計測して、その計
測値をカウンタ計測値５０として演算回路（ＣＰＵ）２
２１に対して出力する。

【０２３７】演算回路（ＣＰＵ）２２１は、同期判定信
号２３２により信号処理回路２２０の同期状態を監視す
ると共に、カウンタ計測値５０により１／Ｎ分周第１局
部発振信号１５の設定周波数からのずれを周波数誤差と
して検出し、その周波数誤差を補正するような周波数設
定信号２３１を復調回路２１９に対して出力することに
より周波数制御（ＡＦＣ）を行う。

【０２３８】そして、演算回路（ＣＰＵ）２２１はこの
カウンタ計測値５０を演算することにより周波数誤差を
容易かつ確実に知りうるので、復調回路２１９に対して
この知り得た周波数誤差に対応する周波数設定信号２３
１を出力することができ、確実な周波数制御（ＡＦＣ）
が行えると共に、スイープ動作等の複雑な動作を行うこ
とも不要となる。

【０２３９】また、演算回路（ＣＰＵ）２２１は従来例
のような複雑な動作は必要としないので、ＣＰＵでもハ
ードウェアによるロジック回路でも、容易に構成するこ
とが可能であり、同期判定信号２３２をアラームとして
併用することも出来る。

【０２４０】（第１０の実施形態）次に、本発明の第１
０の実施形態のデジタル衛星受信機について説明する。

【０２４１】図１３は本発明の第１０の実施形態のデジ
タル衛星受信機の構成を示したブロック図、図１４は図
１３中の直交復調回路２３４の構成を示したブロック図
である。本実施形態は、図１３に示すように、パラボラ
アンテナ１と、屋外コンバータ２と、屋内チューナ２３
３とから構成される。

【０２４２】本実施形態における屋外コンバータ出力信
号１４の周波数配列は図１５の通りであり、上記第９の
実施形態と同様である。

【０２４３】本実施形態は、図１２の第９の実施形態に
対して、屋内チューナ２０３を屋内チューナ２３３に置
き換えたものである。

【０２４４】屋内チューナ２３３は、図１２の屋内チュ
ーナ２０３に対して、復調回路２１９を復調回路２３５
に置き換え、直交復調回路２１８を直交復調回路２３４
に置き換え、演算回路（ＣＰＵ）２２１を演算回路（Ｃ
ＰＵ）２３６に置き換えたものである。

【０２４５】復調回路２３５は、周波数設定信号２３１
を入力せず、予め定められた周波数を中心周波数とする
以外は復調回路２１９と同様な動作を行う。

【０２４６】演算回路（ＣＰＵ）２３６は、カウンタ計
測値５０から１／Ｎ分周第１局部発振信号１５の設定周
波数からのずれを周波数誤差として検出し、その周波数
誤差を周波数誤差信号２３７として出力する以外は演算
回路（ＣＰＵ）２２１と同様な動作を行う。

【０２４７】直交復調回路２３４は、図２１の直交復調
回路２１８に対して、固定発振器２５４を電圧制御発振
器２４３に置き換えたものである。電圧制御発振器２４
３は、周波数誤差信号２３７によって示された周波数だ
け出力する信号の周波数をずらすような制御が行われ
る。

【０２４８】直交復調回路２３４は、周波数誤差信号２
３７によって電圧制御発振器２４３の周波数が制御され
る以外は直交復調回路２１８と同様な動作を行う。

【０２４９】本実施形態では、演算回路（ＣＰＵ）２３
６はカウンタ計測値５０を用いて演算することにより周
波数誤差を容易かつ確実に知ることができるので、直交
復調回路２３４に対してこの知り得た周波数誤差信号２
３７を出力することにより周波数制御を行うものであ
る。

【０２５０】（第１１の実施形態）本発明の第１１の実
施形態の構成は図１２と同様であり、１／Ｎ分周器９に
おける分周比を他の値とすることにより第１ＩＦ信号群
１３の下側周波数帯に１／Ｎ分周第１局部発振信号１５
が配置されるようにして屋外コンバータ出力信号１４と
したことのみが異なり、動作は第９の実施形態と同様で
ある。この場合の周波数配列を図１６に示す。

【０２５１】（第１２の実施形態）本発明の第１２の実
施形態の構成は図１３と同様であり、１／Ｎ分周器９に
おける分周比を他の値とすることにより第１ＩＦ信号群
１３の下側周波数帯に１／Ｎ分周第１局部発振信号１５
を配置されるようにして屋外コンバータ出力信号１４と
したことのみが異なり、動作は第１０の実施形態と同様
である。この場合の周波数配列を図１６に示す。

【０２５２】以上のように第９から第１２の実施形態で
は、第１局部発振信号１２を１／Ｎ分周して１／Ｎ分周
第１局部発振信号１５として第１ＩＦ信号群１３の上側
周波数帯または下側周波数帯に周波数多重して屋内チュ
ーナに伝送するように構成したので、従来例に比して高
精度で確実なＡＦＣ動作のデジタル衛星受信機の実現が
可能である。

【０２５３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明は、下記の
ような効果を有する。（１）第１局部発振信号の周波数を分周した信号を屋内
チューナで測定することによりＡＦＣ動作を行うように
したので、伝送信号の変調方式に影響されずに正確で迅
速なＡＦＣ動作を誤動作を伴わずに行うことができる。（２）本発明の屋外コンバータは、従来の屋外コンバー
タと互換性があるため、従来の衛星受信機から本発明の
衛星受信機への移行を円滑に行うことができる。（３）請求項４、５、６、１０記載の発明では、屋内コ
チューナが従来の屋内チューナと互換性があるため、従
来の衛星受信機から本発明の衛星受信機への移行を円滑
に行うことができる。（４）請求項７、８、９記載の発明では、ＡＦＣ動作を
さらに正確に行うとともにＰＬＬのループ利得を上げて
屋内チューナの第２局部発振信号の位相雑音を低減する
ことができる。（５）請求項１１記載の発明では、屋外チューナから屋
内チューナに伝送する１／Ｎ分周第１局部発振信号の搬
送波対雑音電力比を改善することにより、屋内チューナ
における雑音による誤動作を防止し、ＡＦＣ動作をさら
に確実なものにすることができる。（６）請求項１２〜１７記載の発明では、周波数補正ル
ープの周波数引き込み範囲を大きくする必要はなく数百
ＫＨｚ程度の引き込み範囲であっても十分なＡＦＣ動作
が可能なので、位相周波数誤差が最小になるまでの引き
込み時間やＣ／Ｎ（信号対雑音電力比）が悪化した場合
の補正ループの保持強度等の他の性能を優先させること
が出来る。（７）請求項１２〜１７記載の発明では、制御ＣＰＵは
同期判定信号を常に監視して、同期がはずれた場合に
は、ステップ状に小刻みに周波数設定信号を出力して、
その都度、同期判定信号を見て周波数同期が取れたかを
巡回的に行うというスイープ動作の複雑なプログラム設
定をする必要がない。（８）請求項１２〜１７記載の発明では、正確なＡＦＣ
動作が可能であり、永遠に正しい周波数を追い求めてス
イープ動作を行ったり、周波数同期が確立するのに非常
に時間のかかるようなことは皆無である。（９）請求項１２〜１７記載の発明では、疑似同期があ
った場合でも誤動作する恐れが無い。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態の衛星受信機の構成を
示したブロック図である。

【図２】図１の衛星受信機の動作を説明するための信号
周波数配列図である。

【図３】本発明の第２の実施形態の衛星受信機の構成を
示したブロック図である。

【図４】本発明の第３の実施形態の衛星受信機の構成を
示したブロック図である。

【図５】本発明の第４の実施形態の衛星受信機の構成を
示したブロック図である。

【図６】本発明の第５の実施形態の衛星受信機の構成を
示したブロック図である。

【図７】本発明の第６の実施形態の衛星受信機を説明す
るための信号周波数配列図である。

【図８】本発明の第７の実施形態の衛星受信機の構成を
示したブロック図である。

【図９】図８の衛星受信機の動作を説明するための信号
周波数配列図である。

【図１０】図８の衛星受信機の作用および効果を説明す
るための信号周波数配列図である。

【図１１】本発明の第８の実施形態の衛星受信機の構成
を示したブロック図である。

【図１２】本発明の第９の実施形態のデジタル衛星受信
機の構成を示したブロック図である。

【図１３】本発明の第１０の実施形態のデジタル衛星受
信機の構成を示したブロック図である。

【図１４】図１３中の直交復調回路２３４の詳細ブロッ
ク図である。

【図１５】本発明の第９、第１０の実施形態のデジタル
衛星受信機の周波数配列図である

【図１６】本発明の第１１、第１２の実施形態のデジタ
ル衛星受信機の周波数配列図である

【図１７】従来の衛星受信機の構成を示したブロック図
である。

【図１８】受信信号群１１と第１局部発振信号１２との
関係を説明するための信号周波数配列図である。

【図１９】第１ＩＦ信号群１３の信号周波数配列図であ
る。

【図２０】従来のデジタル衛星受信機の構成を示したブ
ロック図である。

【図２１】図２０の従来のデジタル衛星受信機の直交復
調回路２１８の詳細ブロック図である。

【図２２】図２０の従来のデジタル衛星受信機の復調回
路２１９の詳細ブロック図である。

【符号の説明】

１パラボラアンテナ２屋外コンバータ３屋内チューナ４増幅器５混合器６第１局部発振器７混合器８バンドパスフィルタ９１／Ｎ分周器１０バンドパスフィルタ１１受信信号群１２第１局部発振信号１３第１ＩＦ信号群１４屋外コンバータ出力信号１５１／Ｎ分周第１局部発振信号１６同調増幅器１７混合器１８ＩＦ回路１９復調回路２０バンドパスフィルタ２１混合器２２バンドパスフィルタ２３プログラマブル分周器設定信号２４プログラマブル分周器２５基準発振器２６位相比較器２７ローパスフィルタ２８ＶＣＯ２９１／Ｎ分周器３０ＶＣＯ制御信号３１制御ＣＰＵ３２選局指示部３３ＶＣＯ出力信号３４１／Ｎ分周ＶＣＯ信号３５加算後局部発振信号３６復調出力３７屋内チューナ３８プリ分周器３９カウンタ回路４０第２ＩＦ信号４１屋内チューナ４２検出回路４３選択回路４４制御ＣＰＵ４５選択制御信号４６ＡＦＣ信号４７検出信号４８屋内チューナ４９制御ＣＰＵ５０カウンタ計測値５１屋外コンバータ５２バンド除去フィルタ５３屋外コンバータ５４屋内チューナ５５制御ＣＰＵ５６プリ分周器５７制御ＣＰＵ５８バンドパスフィルタ６２検出信号１０２屋外コンバータ１０３屋内チューナ１０８バンドパスフィルタ１０９１／Ｎ分周器１１４屋外コンバータ出力信号１１５１／Ｎ分周第１局部発振信号１２０バンドパスフィルタ１２１混合器１２２バンドパスフィルタ１２３水晶発振器１２４位相比較器１２５基準発振器１２６ＶＣＯ１２７１／Ｎ分周器１２８ローパスフィルタ１３１制御ＣＰＵ１３５混合器１３６バンドパスフィルタ１３８屋内チューナ１４０第２ＩＦ信号１４１選択回路１４２検出回路１４３水晶発振器１４４選択回路１４５分周器１４７第２局部発振信号１６０、１６１選択制御信号２０３屋内チューナ２１５同調増幅器２１６混合器２１７ＩＦ回路２１８直交復調回路２１９復調回路２２０信号処理回路２２１演算回路（ＣＰＵ）２２２ＰＬＬ周波数シンセサイザ２２３制御ＣＰＵ２２７第２ＩＦ信号２２８ＩＱデータ２２９ＩＱ復調データ２３１周波数設定信号２３２同期判定信号２３３屋内チューナ２３４直交復調回路２３５復調回路２３６演算回路（ＣＰＵ）２３７周波数誤差信号２３８乗算器２３９乗算器２４０Ａ／Ｄ変換器２４１Ａ／Ｄ変換器２４２９０度移相器２４３電圧制御発振器２４５屋内チューナ２４６バンドパスフィルタ２４７制御ＣＰＵ２４８複素乗算器２４９ロールオフフィルタ２５０ＮＣＯ２５１デジタルループフィルタ２５２位相周波数検出器２５３Ｓｉｎ／Ｃｏｓ信号２５４固定発振器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】衛星からの電波を受信して受信信号群と
して出力するパラボラアンテナと、前記パラボラアンテナから出力された受信信号群を増幅
して出力する増幅器と、ある一定の周波数の信号を第１
局部発振信号として出力する第１局部発振器と、前記増
幅器から出力された信号と前記第１局部発振信号とを混
合して出力する第１の混合器と、前記第１局部発振信号
をある一定の分周比で分周して１／Ｎ分周第１局部発振
信号として出力する第１の１／Ｎ分周器と、前記１／Ｎ
分周第１局部発振信号の周波数成分のみを通過させる第
１のバンドパスフィルタと、前記第１の混合器からの出
力信号と前記第１のバンドパスフィルタから出力された
前記１／Ｎ分周第１局部発振信号とを混合して出力する
第２の混合器と、前記第２の混合器から出力された信号
のうち前記受信信号群と前記第１局部発振信号との差分
である第１ＩＦ信号群と前記１／Ｎ分周第１局部発振信
号とを通過させ屋外コンバータ出力信号として出力する
第２のバンドパスフィルタとから構成される屋外コンバ
ータと、前記屋外コンバータ出力信号のうちの前記第１ＩＦ信号
群を選択し増幅して出力する同調増幅器と、前記同調増
幅器からの出力信号とＶＣＯ出力信号を混合して出力す
る第３の混合器と、前記第３の混合器からの出力信号の
うちのある一定の周波数の信号を第２ＩＦ信号として出
力するＩＦ回路と、前記第２ＩＦ信号を復調する復調回
路と、前記屋外コンバータ出力信号に含まれる前記１／
Ｎ分周第１局部発振信号のみを通過させ出力する第３の
バンドパスフィルタと、前記ＶＣＯ出力信号を前記第１
の分周器と同じ分周比で分周して１／Ｎ分周ＶＣＯ信号
として出力する第２の１／Ｎ分周器と、前記第３のバン
ドパスフィルタから出力された前記１／Ｎ分周第１局部
発振信号と前記１／Ｎ分周ＶＣＯ信号とを混合して出力
する第４の混合器と、前記第４の混合器から出力された
信号のうちの前記１／Ｎ分周第１局部発振信号と前記１
／Ｎ分周ＶＣＯ信号の和成分の信号のみを通過させ加算
後局部発振信号として出力する第４のバンドパスフィル
タと、前記加算後局部発振信号をプログラマブル分周器
設定信号によって設定された分周比で分周して出力する
プログラマブル分周器と、ある一定の周波数の信号をＰ
ＬＬ制御の基準となる周波数基準信号として出力する基
準発振器と、前記基準発振器から出力された周波数基準
信号の位相と前記プログラマブル分周器から出力された
信号の位相とを比較し、当該位相差を位相誤差信号とし
て出力する位相比較器と、前記位相比較器から出力され
た位相誤差信号を直流電圧に変換し、ＶＣＯ制御として
出力するローパスフィルタと、前記ＶＣＯ制御信号の電
圧によって定められる周波数の信号を生成し前記ＶＣＯ
出力信号として出力するＶＣＯと、受信したいチャンネ
ルの前記第１ＩＦ信号群における周波数に前記第２ＩＦ
信号の中心周波数を加算した周波数を前記第２の１／Ｎ
分周器の分周比で除した周波数と、前記第１局部発振信
号を前記第１の分周器の分周比で除した周波数とを加算
した周波数を前記周波数基準信号の周波数で除した値を
分周比として前記プログラマブル分周器設定信号により
前記プログラマブル分周器に設定する制御ＣＰＵとから
構成される屋内チューナと、から構成される衛星受信機。
【請求項２】衛星からの電波を受信して受信信号群と
して出力するパラボラアンテナと、前記パラボラアンテナから出力された受信信号群を増幅
して出力する増幅器と、ある一定の周波数の信号を第１
局部発振信号として出力する第１局部発振器と、前記増
幅器から出力された信号と前記第１局部発振信号とを混
合して出力する第１の混合器と、前記第１局部発振信号
をある一定の分周比で分周して１／Ｎ分周第１局部発振
信号として出力する第１の１／Ｎ分周器と、前記１／Ｎ
分周第１局部発振信号の周波数成分のみを通過させる第
１のバンドパスフィルタと、前記第１の混合器からの出
力信号と前記第１のバンドパスフィルタから出力された
前記１／Ｎ分周第１局部発振信号とを混合して出力する
第２の混合器と、前記第２の混合器から出力された信号
のうち前記受信信号群と前記第１局部発振信号との差分
である第１ＩＦ信号群と前記１／Ｎ分周第１局部発振信
号とを通過させ屋外コンバータ出力信号として出力する
第２のバンドパスフィルタとから構成される屋外コンバ
ータと、前記屋外コンバータ出力信号のうちの前記第１ＩＦ信号
群を選択し増幅して出力する同調増幅器と、前記同調増
幅器からの出力信号とＶＣＯ出力信号を混合して出力す
る第３の混合器と、前記第３の混合器からの出力信号の
うちのある一定の周波数の信号を第２ＩＦ信号として出
力するＩＦ回路と、前記第２ＩＦ信号を復調する復調回
路と、前記屋外コンバータ出力信号に含まれる前記１／
Ｎ分周第１局部発振信号のみを通過させ出力する第３の
バンドパスフィルタと、前記ＶＣＯ出力信号を前記第１
の分周器と同じ分周比で分周して１／Ｎ分周ＶＣＯ信号
として出力する第２の１／Ｎ分周器と、前記第３のバン
ドパスフィルタから出力された前記１／Ｎ分周第１局部
発振信号と前記１／Ｎ分周ＶＣＯ信号とを混合して出力
する第４の混合器と、前記第４の混合器から出力された
信号のうちの前記１／Ｎ分周第１局部発振信号と前記１
／Ｎ分周ＶＣＯ信号の差成分の信号のみを通過させ減算
後局部発振信号として出力する第４のバンドパスフィル
タと、前記減算後局部発振信号をプログラマブル分周器
設定信号によって設定された分周比で分周して出力する
プログラマブル分周器と、ある一定の周波数の信号をＰ
ＬＬ制御の基準となる周波数基準信号として出力する基
準発振器と、前記基準発振器から出力された周波数基準
信号の位相と前記プログラマブル分周器から出力された
信号の位相とを比較し、当該位相差を位相誤差信号とし
て出力する位相比較器と、前記位相比較器から出力され
た位相誤差信号を直流電圧に変換し、ＶＣＯ制御として
出力するローパスフィルタと、前記ＶＣＯ制御信号の電
圧によって定められる周波数の信号を生成し前記ＶＣＯ
出力信号として出力するＶＣＯと、受信したいチャンネ
ルの前記第１ＩＦ信号群における周波数に前記第２ＩＦ
信号の中心周波数を加算した周波数を前記第２の１／Ｎ
分周器の分周比で除した周波数と、前記第１局部発振信
号を前記第１の分周器の分周比で除した周波数とを減算
した周波数を前記周波数基準信号の周波数で除した値を
分周比として前記プログラマブル分周器設定信号により
前記プログラマブル分周器に設定する制御ＣＰＵとから
構成される屋内チューナと、から構成される衛星受信機。
【請求項３】衛星からの電波を受信して受信信号群と
して出力するパラボラアンテナと、前記パラボラアンテナから出力された受信信号群を増幅
して出力する増幅器と、ある一定の周波数の信号を第１
局部発振信号として出力する第１局部発振器と、前記増
幅器から出力された信号と前記第１局部発振信号とを混
合して出力する第１の混合器と、前記第１局部発振信号
をある一定の分周比で分周して１／Ｎ分周第１局部発振
信号として出力する第１の１／Ｎ分周器と、前記１／Ｎ
分周第１局部発振信号の周波数成分のみを通過させる第
１のバンドパスフィルタと、前記第１の混合器からの出
力信号と前記第１のバンドパスフィルタから出力された
前記１／Ｎ分周第１局部発振信号とを混合して出力する
第２の混合器と、前記第２の混合器から出力された信号
のうち前記受信信号群と前記第１局部発振信号との差分
である第１ＩＦ信号群と前記１／Ｎ分周第１局部発振信
号とを通過させ屋外コンバータ出力信号として出力する
第２のバンドパスフィルタとから構成される屋外コンバ
ータと、前記屋外コンバータ出力信号のうちの前記第１ＩＦ信号
群を選択し増幅して出力する同調増幅器と、前記同調増
幅器からの出力信号とＶＣＯ出力信号を混合して出力す
る第３の混合器と、前記第３の混合器からの出力信号の
うちのある一定の周波数の信号を第２ＩＦ信号として出
力するＩＦ回路と、前記第２ＩＦ信号を復調する復調回
路と、前記屋外コンバータ出力信号に含まれる前記１／
Ｎ分周第１局部発振信号のみを通過させ出力する第３の
バンドパスフィルタと、前記ＶＣＯ出力信号を一定の分
周比で分周するプリ分周器と、前記第３のバンドパスフ
ィルタから出力された１／Ｎ分周第１局部発振信号の周
波数を計測し、当該計測結果をカウンタ計測値として出
力するカウンタ回路と、前記プリ分周器から出力された
信号をプログラマブル分周器設定信号によって設定され
た分周比で分周して出力するプログラマブル分周器と、
ある一定の周波数の信号をＰＬＬ制御の基準となる周波
数基準信号として出力する基準発振器と、前記基準発振
器から出力された周波数基準信号の位相と前記プログラ
マブル分周器から出力された信号の位相とを比較し、当
該位相差を位相誤差信号として出力する位相比較器と、
前記位相比較器から出力された位相誤差信号を直流電圧
に変換し、ＶＣＯ制御として出力するローパスフィルタ
と、前記ＶＣＯ制御信号の電圧によって定められる周波
数の信号を生成し前記ＶＣＯ出力信号として出力するＶ
ＣＯと、前記プリ分周器の分周比と前記プログラマブル
分周器の分周比とを合わせた分周比が、受信したいチャ
ンネルの前記第１ＩＦ信号群における周波数に前記第２
ＩＦ信号の中心周波数を加算した周波数を前記周波数基
準信号の周波数で除した値となるように前記プログラマ
ブル分周器設定信号により前記プログラマブル分周器の
分周比を設定し、前記カウンタ計測値により前記１／Ｎ
分周第１局部発振信号の周波数変動を検知すると前記Ｖ
ＣＯ出力信号の周波数が前記周波数変動を補正するよう
な周波数となるように、前記プログラマブル分周器の分
周比を制御する制御ＣＰＵとから構成される屋内チュー
ナと、から構成される衛星受信機。
【請求項４】前記屋内チューナが、前記第３のバンドパスフィルタから出力された前記１／
Ｎ分周第１局部発振信号の有無を検出し、当該検出結果
を検出信号として出力する検出回路と、前記第４のバンドパスフィルタと前記プログラマブル分
周器との間に設けられ、選択制御信号の指示に従い前記
１／Ｎ分周ＶＣＯ信号と前記加算後局部発振信号のどち
らかを選択して前記プログラマブル分周器に出力する選
択回路とをさらに有し、前記復調回路は、前記第２ＩＦ信号の中心周波数が設定
された周波数より高いか低いかの情報をＡＦＣ信号とし
て前記制御ＣＰＵに対して出力し、前記制御ＣＰＵは、前記検出信号が１／Ｎ分周第１局部
発振信号が有ることを示している場合には、前記選択制
御信号により前記選択回路を制御して、前記加算後局部
発振信号を選択して前記プログラマブル分周器に出力す
るようにし、前記検出信号が前記１／Ｎ分周第１局部発
振信号が無いことを示している場合には、前記選択制御
信号により前記選択回路を制御して、前記１／Ｎ分周Ｖ
ＣＯ信号を選択して前記プログラマブル分周器に出力す
るとともに前記ＡＦＣ信号を用いたＡＦＣ動作を行う請
求項１記載の衛星受信機。
【請求項５】前記屋内チューナが、前記第３のバンドパスフィルタから出力された前記１／
Ｎ分周第１局部発振信号の有無を検出し、当該検出結果
を検出信号として出力する検出回路と、前記第４のバンドパスフィルタと前記プログラマブル分
周器との間に設けられ、選択制御信号の指示に従い前記
１／Ｎ分周ＶＣＯ信号と前記減算後局部発振信号のどち
らかを選択して前記プログラマブル分周器に出力する選
択回路とをさらに有し、前記復調回路は、前記第２ＩＦ信号の中心周波数が設定
された周波数より高いか低いかの情報をＡＦＣ信号とし
て前記制御ＣＰＵに対して出力し、前記制御ＣＰＵは、前記検出信号が１／Ｎ分周第１局部
発振信号が有ることを示している場合には、前記選択制
御信号により前記選択回路を制御して、前記減算後局部
発振信号を選択して前記プログラマブル分周器に出力す
るようにし、前記検出信号が前記１／Ｎ分周第１局部発
振信号が無いことを示している場合には、前記選択制御
信号により前記選択回路を制御して、前記１／Ｎ分周Ｖ
ＣＯ信号を選択して前記プログラマブル分周器に出力す
るとともに前記ＡＦＣ信号を用いたＡＦＣ動作を行う請
求項２記載の衛星受信機。
【請求項６】前記屋内チューナが、前記第３のバンドパスフィルタから出力された前記１／
Ｎ分周第１局部発振信号の有無を検出し、当該検出結果
を検出信号として出力する検出回路をさらに有し、前記復調回路は、前記第２ＩＦ信号の中心周波数が設定
された周波数より高いか低いかの情報をＡＦＣ信号とし
て前記制御ＣＰＵに対して出力し、前記制御ＣＰＵは、
前記検出信号が１／Ｎ分周第１局部発振信号が有ること
を示している場合には、前記カウンタ計測値を用いたＡ
ＦＣ動作を行い、前記検出信号が前記１／Ｎ分周第１局
部発振信号が無いことを示している場合には、前記ＡＦ
Ｃ信号を用いたＡＦＣ動作を行う請求項３記載の衛星受
信機。
【請求項７】衛星からの電波を受信して受信信号群と
して出力するパラボラアンテナと、前記パラボラアンテナから出力された受信信号群を増幅
して出力する増幅器と、ある一定の周波数の信号を第１
局部発振信号として出力する第１局部発振器と、前記増
幅器から出力された信号と前記第１局部発振信号とを混
合して出力する第１の混合器と、前記第１局部発振信号
をある一定の分周比で分周して１／Ｎ分周第１局部発振
信号として出力する第１の１／Ｎ分周器と、前記１／Ｎ
分周第１局部発振信号の周波数成分のみを通過させる第
１のバンドパスフィルタと、前記第１の混合器からの出
力信号と前記第１のバンドパスフィルタから出力された
前記１／Ｎ分周第１局部発振信号とを混合して出力する
第２の混合器と、前記第２の混合器から出力された信号
のうち前記受信信号群と前記第１局部発振信号との差分
である第１ＩＦ信号群と前記１／Ｎ分周第１局部発振信
号とを通過させ屋外コンバータ出力信号として出力する
第２のバンドパスフィルタとから構成される屋外コンバ
ータと、前記屋外コンバータ出力信号のうちの前記第１ＩＦ信号
群を選択し増幅して出力する同調増幅器と、前記同調増
幅器からの出力信号と第２局部発振信号を混合して出力
する第３の混合器と、前記第３の混合器からの出力信号
のうちのある一定の周波数の信号を第２ＩＦ信号として
出力するＩＦ回路と、前記第２ＩＦ信号を復調する復調
回路と、前記屋外コンバータ出力信号に含まれる前記１
／Ｎ分周第１局部発振信号のみを通過させ出力する第３
のバンドパスフィルタと、水晶発振器と、前記第３のバ
ンドパスフィルタから出力された前記１／Ｎ分周第１局
部発振信号と前記水晶発振器の信号を混合する第４の混
合器と、前記第４の混合器から出力された信号のうちの
前記１／Ｎ分周第１局部発振信号と前記水晶発振器の信
号の差成分の信号のみを通過させる第４のバンドパスフ
ィルタと、第１のＶＣＯ出力信号を前記第２の１／Ｎ分
周器と同じ分周比で分周して出力する第２の１／Ｎ分周
器と、前記第４のバンドパスフィルタ出力された信号の
位相と前記第１の１／Ｎ分周器から出力された信号の位
相とを比較し、当該位相差を位相誤差信号として出力す
る第１の位相比較器と、前記第１の位相比較器から出力
された位相誤差信号を直流電圧に変換し、ＶＣＯ制御と
して出力する第１のローパスフィルタと、前記第１のロ
ーパスフィルタから出力されたＶＣＯ制御信号の電圧に
よって定められる周波数の信号を生成し前記第１のＶＣ
Ｏ出力信号として出力する第１のＶＣＯと、第２のＶＣ
Ｏ出力信号をプログラマブル分周器設定信号によって設
定された分周比で分周して出力するプログラマブル分周
器と、前記受信信号群におけるチャンネル間隔周波数を
整数で除した周波数の信号をＰＬＬ制御の基準となる周
波数基準信号として出力する基準発振器と、前記基準発
振器から出力された周波数基準信号の位相と前記プログ
ラマブル分周器から出力された信号の位相とを比較し、
当該位相差を位相誤差信号として出力する第２の位相比
較器と、前記第２の位相比較器から出力された位相誤差
信号を直流電圧に変換し、ＶＣＯ制御として出力する第
２のローパスフィルタと、前記第２のローパスフィルタ
から出力されたＶＣＯ制御信号の電圧によって定められ
る周波数の信号を生成し前記第２のＶＣＯ出力信号とし
て出力する第２のＶＣＯと、前記第１のＶＣＯ出力信号
と前記第２のＶＣＯ出力信号とを混合して出力する第５
の混合器と、前記第５の混合器から出力された信号のう
ちの前記第１のＶＣＯ出力信号と前記第２のＶＣＯ出力
信号の差成分の信号のみを通過させ前記第２局部発振信
号として出力する第５のバンドパスフィルタと、前記水
晶発振器の周波数から前記１／Ｎ分周第１局部発振信号
の周波数を減じた周波数を前記第２の１／Ｎ分周器の分
周比倍した周波数から、前記第２ＩＦ信号の中心周波数
と受信したいチャンネルの前記第１ＩＦ信号群における
中心周波数を減じて、この減じた結果得られた周波数を
前記周波数基準信号の周波数で除した値を分周比として
前記プログラマブル分周器設定信号により前記プログラ
マブル分周器に設定する制御ＣＰＵとから構成される屋
内チューナと、から構成される衛星受信機。
【請求項８】前記１／Ｎ分周第１局部発振信号の周波
数が前記水晶発振器の周波数よりも高く、前記制御ＣＰＵは、前記１／Ｎ分周第１局部発振信号の
周波数から前記水晶発振器の周波数を減じた周波数を前
記第２の１／Ｎ分周器の分周比倍した周波数から、前記
第２ＩＦ信号の中心周波数と受信したいチャンネルの前
記第１ＩＦ信号群における中心周波数を減じて、この減
じた結果得られた周波数を前記周波数基準信号の周波数
で除した値を分周比として前記プログラマブル分周器設
定信号により前記プログラマブル分周器に設定する請求
項７記載の衛星受信機。
【請求項９】衛星からの電波を受信して受信信号群と
して出力するパラボラアンテナと、前記パラボラアンテナから出力された受信信号群を増幅
して出力する増幅器と、ある一定の周波数の信号を第１
局部発振信号として出力する第１局部発振器と、前記増
幅器から出力された信号と前記第１局部発振信号とを混
合して出力する第１の混合器と、前記第１局部発振信号
をある一定の分周比で分周して１／Ｎ分周第１局部発振
信号として出力する第１の１／Ｎ分周器と、前記１／Ｎ
分周第１局部発振信号の周波数成分のみを通過させる第
１のバンドパスフィルタと、前記第１の混合器からの出
力信号と前記第１のバンドパスフィルタから出力された
前記１／Ｎ分周第１局部発振信号とを混合して出力する
第２の混合器と、前記第２の混合器から出力された信号
のうち前記受信信号群と前記第１局部発振信号との差分
である第１ＩＦ信号群と前記１／Ｎ分周第１局部発振信
号とを通過させ屋外コンバータ出力信号として出力する
第２のバンドパスフィルタとから構成される屋外コンバ
ータと、前記屋外コンバータ出力信号のうちの前記第１ＩＦ信号
群を選択し増幅して出力する同調増幅器と、前記同調増
幅器からの出力信号と第２局部発振信号を混合して出力
する第３の混合器と、前記第３の混合器からの出力信号
のうちのある一定の周波数の信号を第２ＩＦ信号として
出力するＩＦ回路と、前記第２ＩＦ信号を復調する復調
回路と、前記屋外コンバータ出力信号に含まれる前記１
／Ｎ分周第１局部発振信号のみを通過させ出力する第３
のバンドパスフィルタと、水晶発振器と、前記第３のバ
ンドパスフィルタから出力された前記１／Ｎ分周第１局
部発振信号と前記水晶発振器の信号を混合する第４の混
合器と、前記第４の混合器から出力された信号のうちの
前記１／Ｎ分周第１局部発振信号と前記水晶発振器の信
号の和成分の信号のみを通過させる第４のバンドパスフ
ィルタと、第１のＶＣＯ出力信号を前記第２の１／Ｎ分
周器と同じ分周比で分周して出力する第２の１／Ｎ分周
器と、前記第４のバンドパスフィルタ出力された信号の
位相と前記第１の１／Ｎ分周器から出力された信号の位
相とを比較し、当該位相差を位相誤差信号として出力す
る第１の位相比較器と、前記第１の位相比較器から出力
された位相誤差信号を直流電圧に変換し、ＶＣＯ制御と
して出力する第１のローパスフィルタと、前記第１のロ
ーパスフィルタから出力されたＶＣＯ制御信号の電圧に
よって定められる周波数の信号を生成し前記第１のＶＣ
Ｏ出力信号として出力する第１のＶＣＯと、第２のＶＣ
Ｏ出力信号をプログラマブル分周器設定信号によって設
定された分周比で分周して出力するプログラマブル分周
器と、前記受信信号群におけるチャンネル間隔周波数を
整数で除した周波数の信号をＰＬＬ制御の基準となる周
波数基準信号として出力する基準発振器と、前記基準発
振器から出力された周波数基準信号の位相と前記プログ
ラマブル分周器から出力された信号の位相とを比較し、
当該位相差を位相誤差信号として出力する第２の位相比
較器と、前記第２の位相比較器から出力された位相誤差
信号を直流電圧に変換し、ＶＣＯ制御として出力する第
２のローパスフィルタと、前記第２のローパスフィルタ
から出力されたＶＣＯ制御信号の電圧によって定められ
る周波数の信号を生成し前記第２のＶＣＯ出力信号とし
て出力する第２のＶＣＯと、前記第１のＶＣＯ出力信号
と前記第２のＶＣＯ出力信号とを混合して出力する第５
の混合器と、前記第５の混合器から出力された信号のう
ちの前記第１のＶＣＯ出力信号と前記第２のＶＣＯ出力
信号の差成分の信号のみを通過させ前記第２局部発振信
号として出力する第５のバンドパスフィルタと、前記水
晶発振器の周波数と前記１／Ｎ分周第１局部発振信号の
周波数とを加算した周波数を前記第２の１／Ｎ分周器の
分周比倍した周波数から、前記第２ＩＦ信号の中心周波
数と受信したいチャンネルの前記第１ＩＦ信号群におけ
る中心周波数を減じて、この減じた結果得られた周波数
を前記周波数基準信号の周波数で除した値を分周比とし
て前記プログラマブル分周器設定信号により前記プログ
ラマブル分周器に設定する制御ＣＰＵとから構成される
屋内チューナと、から構成される衛星受信機。
【請求項１０】前記屋内チューナが、前記第３のバンドパスフィルタから出力された前記１／
Ｎ分周第１局部発振信号の有無を検出し、当該検出結果
を検出信号として出力する検出回路と、前記水晶発振器の信号の周波数と前記１／Ｎ分周第１局
部発振信号の周波数との差の周波数の信号を出力する第
２の水晶発振器と、前記第４のバンドパスフィルタと前記第１の位相比較器
との間に設けられ、選択制御信号の指示に従い前記第２
の水晶発振器と前記第４のバンドパスフィルタからの信
号のどちらかを選択して前記第１の位相比較器に出力す
る第１の選択回路と、前記基準発振器のからの基準周波数信号をある一定の分
周比で分周する分周器と、前記基準発振器と前記第２の位相比較器との間に設けら
れ、前記選択制御信号の指示に従い前記基準周波数信号
と前記分周器からの信号のどちらかを選択して前記第２
の位相比較器に出力する第２の選択回路とをさらに有
し、前記復調回路は、前記第２ＩＦ信号の中心周波数が設定
された周波数より高いか低いかの情報をＡＦＣ信号とし
て前記制御ＣＰＵに対して出力し、前記制御ＣＰＵは、前記検出信号が１／Ｎ分周第１局部
発振信号が有ることを示している場合には、前記選択制
御信号により前記第１の選択回路を制御して、前記第４
のバンドパスフィルタからの信号を選択して前記第１の
位相比較器に出力するようにし、前記選択制御信号によ
り前記第２の選択回路を制御して前記基準周波数信号を
選択して前記第２の位相比較器に出力するようにし、前記検出信号が前記１／Ｎ分周第１局部発振信号が無い
ことを示している場合には、前記選択制御信号により前
記第１の選択回路を制御して、前記第２の水晶発振器か
らの出力信号を選択して前記第１の位相比較器に出力
し、前記選択制御信号により前記第２の選択回路を制御
して、前記分周器からの出力信号を選択して前記第２の
位相比較器に出力するとともに前記ＡＦＣ信号を用いた
ＡＦＣ動作を行う請求項８または９記載の衛星受信機。
【請求項１１】前記屋外コンバータが、前記第１の混
合器と前記第２の混合器７との間に、前記１／Ｎ分周第
１局部発振信号の周波数帯域を除去するバンド除去フィ
ルタをさらに有する請求項１から１０のいずれか１項記
載の衛星受信機。
【請求項１２】衛星からの電波を受信して受信信号群
として出力するパラボラアンテナと、前記パラボラアンテナから出力された受信信号群を増幅
して出力する増幅器と、ある一定の周波数の信号を第１
局部発振信号として出力する第１局部発振器と、前記増
幅器から出力された信号と前記第１局部発振信号とを混
合して出力する第１の混合器と、前記第１局部発振信号
をある一定の分周比で分周して１／Ｎ分周第１局部発振
信号として出力する第１の１／Ｎ分周器と、前記１／Ｎ
分周第１局部発振信号の周波数成分のみを通過させる第
１のバンドパスフィルタと、前記第１の混合器からの出
力信号と前記第１のバンドパスフィルタから出力された
前記１／Ｎ分周第１局部発振信号とを混合して出力する
第２の混合器と、前記第２の混合器から出力された信号
のうち前記受信信号群と前記第１局部発振信号との差分
である第１ＩＦ信号群と前記１／Ｎ分周第１局部発振信
号とを通過させ屋外コンバータ出力信号として出力する
第２のバンドパスフィルタとから構成される屋外コンバ
ータと、前記屋外コンバータ出力信号のうちの前記第１ＩＦ信号
群を選択し増幅して出力する同調増幅器と、前記同調増
幅器からの出力信号とＰＬＬ周波数シンセサイザ出力信
号を混合して出力する第３の混合器と、前記第３の混合
器からの出力信号のうちのある一定の周波数の信号を第
２ＩＦ信号として選択し増幅して出力するＩＦ回路と、
前記第２ＩＦ信号を直交復調およびＡ／Ｄ変換して複素
平面上のデジタルデータであるＩＱデータとして出力す
る直交復調回路と、前記直交復調回路から出力されたＩ
Ｑデータを周波数設定信号により示された周波数を中心
周波数として位相および周波数補正してＩＱ復調データ
として出力する復調回路と、前記ＩＱ復調データに対す
る信号処理を行い復調データとして出力すると共に同期
不能となった場合に同期判定信号を出力する信号処理回
路と、前記屋外コンバータ出力信号のうちの前記１／Ｎ
分周第１局部発振信号のみを通過させる第３のバンドパ
スフィルタと、前記第３のバンドパスフィルタから出力
された前記１／Ｎ分周第１局部発振信号の周波数を計測
してカウンタ計測値として出力するカウンタ回路と、前
記カウンタ計測値から前記１／Ｎ分周第１局部発振信号
の設定周波数からのずれを周波数誤差として検出し、該
周波数誤差を補正するような周波数設定信号を前記復調
回路に対して出力する演算回路と、設定された周波数の
信号を前記ＰＬＬ周波数シンセサイザ信号として出力す
るＰＬＬ周波数シンセサイザと、前記ＰＬＬ周波数シン
セサイザの出力周波数を制御する制御ＣＰＵと、前記制
御ＣＰＵに前記ＰＬＬ周波数シンセサイザの制御を行わ
せるための指示をする選局指示部とから構成される屋内
チューナと、から構成される衛星受信機。
【請求項１３】衛星からの電波を受信して受信信号群
として出力するパラボラアンテナと、前記パラボラアンテナから出力された受信信号群を増幅
して出力する増幅器と、ある一定の周波数の信号を第１
局部発振信号として出力する第１局部発振器と、前記増
幅器から出力された信号と前記第１局部発振信号とを混
合して出力する第１の混合器と、前記第１局部発振信号
をある一定の分周比で分周して１／Ｎ分周第１局部発振
信号として出力する第１の１／Ｎ分周器と、前記１／Ｎ
分周第１局部発振信号の周波数成分のみを通過させる第
１のバンドパスフィルタと、前記第１の混合器からの出
力信号と前記第１のバンドパスフィルタから出力された
前記１／Ｎ分周第１局部発振信号とを混合して出力する
第２の混合器と、前記第２の混合器から出力された信号
のうち前記受信信号群と前記第１局部発振信号との差分
である第１ＩＦ信号群と前記１／Ｎ分周第１局部発振信
号とを通過させ屋外コンバータ出力信号として出力する
第２のバンドパスフィルタとから構成される屋外コンバ
ータと、前記屋外コンバータ出力信号のうちの前記第１ＩＦ信号
群を選択し増幅して出力する同調増幅器と、前記同調増
幅器からの出力信号とＰＬＬ周波数シンセサイザ出力信
号を混合して出力する第３の混合器と、前記第３の混合
器からの出力信号のうちのある一定の周波数の信号を第
２ＩＦ信号として選択し増幅して出力するＩＦ回路と、
周波数誤差信号によって示された周波数誤差だけ復調す
る際の中心周波数をずらして前記第２ＩＦ信号を直交復
調およびＡ／Ｄ変換して複素平面上のデジタルデータで
あるＩＱデータとして出力する直交復調回路と、前記直
交復調回路から出力されたＩＱデータを予め定められた
周波数を中心周波数として位相および周波数補正してＩ
Ｑ復調データとして出力する復調回路と、前記ＩＱ復調
データに対する信号処理を行い復調データとして出力す
ると共に同期不能となった場合に同期判定信号を出力す
る信号処理回路と、前記屋外コンバータ出力信号のうち
の前記１／Ｎ分周第１局部発振信号のみを通過させる第
３のバンドパスフィルタと、前記第３のバンドパスフィ
ルタから出力された前記１／Ｎ分周第１局部発振信号の
周波数を計測してカウンタ計測値として出力するカウン
タ回路と、前記カウンタ計測値から前記１／Ｎ分周第１
局部発振信号の設定周波数からのずれを周波数誤差とし
て検出し、該周波数誤差を周波数誤差信号として前記直
交復調回路に対して出力する演算回路と、設定された周
波数の信号を前記ＰＬＬ周波数シンセサイザ信号として
出力するＰＬＬ周波数シンセサイザと、前記ＰＬＬ周波
数シンセサイザの出力周波数を制御する制御ＣＰＵと、
前記制御ＣＰＵに前記ＰＬＬ周波数シンセサイザの制御
を行わせるための指示をする選局指示部とから構成され
る屋内チューナと、から構成される衛星受信機。
【請求項１４】前記１／Ｎ分周第１局部発振信号が前
記第１ＩＦ信号群の上側周波数帯に配置されている請求
項１２または１３記載の衛星受信機。
【請求項１５】前記１／Ｎ分周第１局部発振信号が前
記第１ＩＦ信号群の下側周波数帯に配置されている請求
項１２または１３記載の衛星受信機。
【請求項１６】前記演算回路が、ＣＰＵである請求項
１２から１５のいずれか１項記載の衛星受信機。
【請求項１７】前記演算回路が、複数の論理回路によ
り構成されている請求項１２から１５のいずれか１項記
載の衛星受信機。