JPH1118421A - スイッチング電源の起動回路 - Google Patents
スイッチング電源の起動回路Info
- Publication number
- JPH1118421A JPH1118421A JP18606397A JP18606397A JPH1118421A JP H1118421 A JPH1118421 A JP H1118421A JP 18606397 A JP18606397 A JP 18606397A JP 18606397 A JP18606397 A JP 18606397A JP H1118421 A JPH1118421 A JP H1118421A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- capacitor
- circuit
- resistor
- voltage
- power supply
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 起動時間の短縮が可能であり、かつ、素子数
が少なく信頼性の高いスイッチング電源の起動回路を提
供する。 【解決手段】 入力端子間１ａ、１ｂ間に抵抗Ｒ１、コ
ンデンサＣ３及びコンデンサＣ１を直列に接続し、各コ
ンデンサＣ３とＣ１の接続点を制御回路３の電源供給端
子ＶCCに接続する。コンデンサＣ３に対して抵抗Ｒ２を
並列に接続し、抵抗Ｒ１、Ｒ２、コンデンサＣ３、Ｃ１
により起動回路５を構成する。具体的に起動回路５を構
成するのに際しては、抵抗Ｒ１には低抵抗値の素子を使
用し、抵抗Ｒ２には高抵抗値の素子を使用する。起動時
においては低抵抗の抵抗Ｒ１と２つのコンデンサＣ３、
Ｃ１の分圧作用を利用して起動時間ＳＴの短縮を図り、
定常運転時にはコンデンサＣ３の直流信号に対する高イ
ンピーダンスを利用して損失低減を図る。
が少なく信頼性の高いスイッチング電源の起動回路を提
供する。 【解決手段】 入力端子間１ａ、１ｂ間に抵抗Ｒ１、コ
ンデンサＣ３及びコンデンサＣ１を直列に接続し、各コ
ンデンサＣ３とＣ１の接続点を制御回路３の電源供給端
子ＶCCに接続する。コンデンサＣ３に対して抵抗Ｒ２を
並列に接続し、抵抗Ｒ１、Ｒ２、コンデンサＣ３、Ｃ１
により起動回路５を構成する。具体的に起動回路５を構
成するのに際しては、抵抗Ｒ１には低抵抗値の素子を使
用し、抵抗Ｒ２には高抵抗値の素子を使用する。起動時
においては低抵抗の抵抗Ｒ１と２つのコンデンサＣ３、
Ｃ１の分圧作用を利用して起動時間ＳＴの短縮を図り、
定常運転時にはコンデンサＣ３の直流信号に対する高イ
ンピーダンスを利用して損失低減を図る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
の高速起動を行うための技術に関する。
の高速起動を行うための技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】スイッチング電源の制御回路に駆動電力
を供給するに当たっては、できるだけ無駄な電力損失を
避けるために、起動動作時には外部から供給される入力
電圧から駆動電力を得て、定常運転時にはコンバータト
ランスに設けられた補助巻線に発生する電圧から駆動電
力を得るのが一般的である。このようにして制御回路に
駆動電力を供給する従来のスイッチング電源の回路を図
３に示した。図３に示す回路では、入力端子１ａ、１ｂ
間にはトランスＴの１次巻線Ｎ１とスイッチングトラン
ジスタＱ１が直列に接続され、出力端子２ａ、２ｂ間に
はトランスＴの２次巻線Ｎ２とダイオードＤ２の直列回
路が接続されると同時に、この直列回路に対して並列に
平滑コンデンサＣ２が接続され、さらにスイッチングト
ランジスタＱ１のベースに制御回路３が接続されてフラ
イバック型のスイッチング電源が構成されている。
を供給するに当たっては、できるだけ無駄な電力損失を
避けるために、起動動作時には外部から供給される入力
電圧から駆動電力を得て、定常運転時にはコンバータト
ランスに設けられた補助巻線に発生する電圧から駆動電
力を得るのが一般的である。このようにして制御回路に
駆動電力を供給する従来のスイッチング電源の回路を図
３に示した。図３に示す回路では、入力端子１ａ、１ｂ
間にはトランスＴの１次巻線Ｎ１とスイッチングトラン
ジスタＱ１が直列に接続され、出力端子２ａ、２ｂ間に
はトランスＴの２次巻線Ｎ２とダイオードＤ２の直列回
路が接続されると同時に、この直列回路に対して並列に
平滑コンデンサＣ２が接続され、さらにスイッチングト
ランジスタＱ１のベースに制御回路３が接続されてフラ
イバック型のスイッチング電源が構成されている。
【０００３】この図３の回路においては、制御回路３に
駆動電力を供給するために、先ず入力端子１ａ、１ｂ間
に抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１の直列回路を接続し、その
抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１の接続点を制御回路３の電源
供給端子ＶCCに接続している。そしてトランスＴの補助
巻線Ｎ３にダイオードＤ１を直列に接続し、この直列回
路を制御回路３の電源供給端子ＶCCと入力端子１ｂ間に
接続している。このような構成とした抵抗Ｒ３とコンデ
ンサＣ１の直列回路はスイッチング電源の起動時におい
て制御回路３に駆動電力を供給する起動回路６ａを形成
することになり、一方、補助巻線Ｎ３とダイオードＤ１
の直列回路は、これにコンデンサＣ１を含めて、スイッ
チング電源の運転時において制御回路３に駆動電力を供
給する補助電源回路４を形成することになる。
駆動電力を供給するために、先ず入力端子１ａ、１ｂ間
に抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１の直列回路を接続し、その
抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１の接続点を制御回路３の電源
供給端子ＶCCに接続している。そしてトランスＴの補助
巻線Ｎ３にダイオードＤ１を直列に接続し、この直列回
路を制御回路３の電源供給端子ＶCCと入力端子１ｂ間に
接続している。このような構成とした抵抗Ｒ３とコンデ
ンサＣ１の直列回路はスイッチング電源の起動時におい
て制御回路３に駆動電力を供給する起動回路６ａを形成
することになり、一方、補助巻線Ｎ３とダイオードＤ１
の直列回路は、これにコンデンサＣ１を含めて、スイッ
チング電源の運転時において制御回路３に駆動電力を供
給する補助電源回路４を形成することになる。
【０００４】以上のような構成の回路に、ある時間ｔ0
において入力端子１ａ、１ｂ間に入力電圧ＶINが印加さ
れると、抵抗Ｒ３を介してコンデンサＣ１に充電電流が
流れ、その端子間電圧ＶC は図４に示すように上昇して
いく。なお、コンデンサＣ１の端子間電圧ＶC は制御回
路３の電源入力端子ＶCCに印加される電圧となる。コン
デンサＣ１の充電が進行し、時間ｔ1 において電圧ＶC
の電圧値が制御回路３の動作開始電圧ＶCMに達すると制
御回路３は動作を開始する。するとコンデンサＣ１に蓄
えられていた電力が制御回路３によって消費され、電圧
ＶC は低下していく。この時、制御回路３によってスイ
ッチングトランジスタＱ１が駆動されて出力電圧ＶO が
上昇し、この出力電圧ＶO の上昇に伴ってトランスＴの
補助巻線Ｎ３に発生する電圧ＶN3の軌跡は図４に示すよ
うに上昇する。
において入力端子１ａ、１ｂ間に入力電圧ＶINが印加さ
れると、抵抗Ｒ３を介してコンデンサＣ１に充電電流が
流れ、その端子間電圧ＶC は図４に示すように上昇して
いく。なお、コンデンサＣ１の端子間電圧ＶC は制御回
路３の電源入力端子ＶCCに印加される電圧となる。コン
デンサＣ１の充電が進行し、時間ｔ1 において電圧ＶC
の電圧値が制御回路３の動作開始電圧ＶCMに達すると制
御回路３は動作を開始する。するとコンデンサＣ１に蓄
えられていた電力が制御回路３によって消費され、電圧
ＶC は低下していく。この時、制御回路３によってスイ
ッチングトランジスタＱ１が駆動されて出力電圧ＶO が
上昇し、この出力電圧ＶO の上昇に伴ってトランスＴの
補助巻線Ｎ３に発生する電圧ＶN3の軌跡は図４に示すよ
うに上昇する。
【０００５】やがて電圧ＶC と補助巻線Ｎ３に発生する
電圧ＶN3が同じ値となると、以後、制御回路３とコンデ
ンサＣ１には補助巻線Ｎ３から電力が供給されるように
なる。そして電圧ＶC は補助巻線Ｎ３に発生する電圧Ｖ
N3に応じて、時間ｔ2 において制御回路３の動作停止電
圧ＶCIよりも高い所定の電圧値で安定する。なおここで
は、時間ｔ0 から時間ｔ2 までの間にはスイッチング電
源は起動動作状態にあるものとして扱い、その時間を起
動時間ＳＴとする。一方、時間ｔ2以降の期間は定常運
転状態にあるものとして扱う。
電圧ＶN3が同じ値となると、以後、制御回路３とコンデ
ンサＣ１には補助巻線Ｎ３から電力が供給されるように
なる。そして電圧ＶC は補助巻線Ｎ３に発生する電圧Ｖ
N3に応じて、時間ｔ2 において制御回路３の動作停止電
圧ＶCIよりも高い所定の電圧値で安定する。なおここで
は、時間ｔ0 から時間ｔ2 までの間にはスイッチング電
源は起動動作状態にあるものとして扱い、その時間を起
動時間ＳＴとする。一方、時間ｔ2以降の期間は定常運
転状態にあるものとして扱う。
【０００６】冒頭に述べたように図３に示す構成の回路
では、制御回路３への駆動電力の供給は、起動動作時に
おいては起動回路６ａにより行うが定常運転時において
は補助電源回路４により供給を行う。ここで、定常運転
状態において抵抗Ｒ３に電流が流れると、そこに無用な
電力損失を生じることになる。そこで、定常運転状態に
おける無用な電力損失を低減するために、一般に起動回
路６ａを構成する抵抗Ｒ３の抵抗値は高い値に設定され
る。しかし、損失低減のためにと抵抗Ｒ３をあまりに高
い値に設定すると、入力電圧ＶINが印加されてからコン
デンサＣ１の端子間電圧ＶC が制御回路３の動作開始電
圧ＶCMに達するまでの時間、すなわちｔ0 からｔ1 まで
の時間が、ほぼ抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１の時定数によ
って決まるため、スイッチング電源の起動時間ＳＴは図
５に示すように長くなるという問題が生じる。
では、制御回路３への駆動電力の供給は、起動動作時に
おいては起動回路６ａにより行うが定常運転時において
は補助電源回路４により供給を行う。ここで、定常運転
状態において抵抗Ｒ３に電流が流れると、そこに無用な
電力損失を生じることになる。そこで、定常運転状態に
おける無用な電力損失を低減するために、一般に起動回
路６ａを構成する抵抗Ｒ３の抵抗値は高い値に設定され
る。しかし、損失低減のためにと抵抗Ｒ３をあまりに高
い値に設定すると、入力電圧ＶINが印加されてからコン
デンサＣ１の端子間電圧ＶC が制御回路３の動作開始電
圧ＶCMに達するまでの時間、すなわちｔ0 からｔ1 まで
の時間が、ほぼ抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１の時定数によ
って決まるため、スイッチング電源の起動時間ＳＴは図
５に示すように長くなるという問題が生じる。
【０００７】このような問題に対し、例えば、損失低減
のために抵抗Ｒ３の抵抗値を高くする一方で、スイッチ
ング電源の起動時間ＳＴを短くしようと、単純にコンデ
ンサＣ１の静電容量を小さくすることがある。しかし、
このような対策では以下のような新たな問題が生じる恐
れがある。すなわち、コンデンサＣ１の静電容量が小さ
いと、そこに蓄えることのできる電力量も小さくなるた
めに、制御回路３が動作を開始した時間ｔ1 以降におい
て、制御回路３への電力供給に伴うコンデンサＣ１の端
子間電圧ＶC の低下量が大きくなってしまう。すると図
６に示すごとく、電圧ＶN3の電圧値が制御回路３の動作
停止電圧ＶCIよりも高くなる前にコンデンサＣ１の端子
間電圧ＶC が動作停止電圧ＶCIまで低下してしまい、起
動を失敗するという現象を起こす可能性が高くなる。
のために抵抗Ｒ３の抵抗値を高くする一方で、スイッチ
ング電源の起動時間ＳＴを短くしようと、単純にコンデ
ンサＣ１の静電容量を小さくすることがある。しかし、
このような対策では以下のような新たな問題が生じる恐
れがある。すなわち、コンデンサＣ１の静電容量が小さ
いと、そこに蓄えることのできる電力量も小さくなるた
めに、制御回路３が動作を開始した時間ｔ1 以降におい
て、制御回路３への電力供給に伴うコンデンサＣ１の端
子間電圧ＶC の低下量が大きくなってしまう。すると図
６に示すごとく、電圧ＶN3の電圧値が制御回路３の動作
停止電圧ＶCIよりも高くなる前にコンデンサＣ１の端子
間電圧ＶC が動作停止電圧ＶCIまで低下してしまい、起
動を失敗するという現象を起こす可能性が高くなる。
【０００８】図６は、時間ｔ1aから時間ｔ1bの間で起動
を一回失敗し、時間ｔ1bから時間ｔ2 の間でようやく定
常運転状態に移行した場合の例を示しており、この場合
には、時定数からおよそ求められる起動時間よりも起動
を失敗した時間ｔ1aからｔ1bの分だけ起動時間ＳＴが長
くなってしまう。このような起動失敗の現象はコンデン
サＣ１の静電容量が小さいほど発生する可能性が高くな
り、出力端子２ａ、２ｂに接続される負荷の状態とコン
デンサＣ１の静電容量の値によっては、図６のように一
回では済まず、起動失敗の現象を数回繰り返した後によ
うやく定常運転状態に移行する場合、あるいは起動失敗
の現象を繰り返すのみで定常運転状態に移行することが
できない場合（起動不良）などが起こり得る。つまり、
単純にコンデンサＣ１の静電容量を小さくすることは、
起動時間ＳＴを短縮するどころか、返って起動時間ＳＴ
を長くしたり、起動不良を起こす製品を作り出してしま
う恐れがある。
を一回失敗し、時間ｔ1bから時間ｔ2 の間でようやく定
常運転状態に移行した場合の例を示しており、この場合
には、時定数からおよそ求められる起動時間よりも起動
を失敗した時間ｔ1aからｔ1bの分だけ起動時間ＳＴが長
くなってしまう。このような起動失敗の現象はコンデン
サＣ１の静電容量が小さいほど発生する可能性が高くな
り、出力端子２ａ、２ｂに接続される負荷の状態とコン
デンサＣ１の静電容量の値によっては、図６のように一
回では済まず、起動失敗の現象を数回繰り返した後によ
うやく定常運転状態に移行する場合、あるいは起動失敗
の現象を繰り返すのみで定常運転状態に移行することが
できない場合（起動不良）などが起こり得る。つまり、
単純にコンデンサＣ１の静電容量を小さくすることは、
起動時間ＳＴを短縮するどころか、返って起動時間ＳＴ
を長くしたり、起動不良を起こす製品を作り出してしま
う恐れがある。
【０００９】そこで従来には、図３の回路の起動回路６
ａに代えて図７に示すような起動回路６ｂを使用するこ
とも有った。図７に示す起動回路６ｂは、抵抗Ｒ３に直
列にトランジスタＱ２を設け、そのベースと入力端子１
ａとの間にバイアス用の抵抗Ｒ４を、そのベースと入力
端子１ｂとの間に基準電圧源としての定電圧ダイオード
ＤＺを、それぞれ接続した構成となっている。このよう
な構成の回路におけるトランジスタＱ２は、ベースに印
加される定電圧ダイオードＤＺのツェナー電圧とエミッ
タに印加される電圧ＶC の電圧差に応じてコレクタ電流
を流すため、コンデンサＣ１の端子間電圧ＶC の上昇に
伴ってコレクタ電流を制限するように動作する。このた
めトランジスタＱ２は、電圧ＶC の低いスイッチング電
源の起動時においてはコンデンサＣ２に充分に大きな充
電電流を供給して起動時間の短縮に寄与し、電圧ＶC の
高いスイッチング電源の定常運転時においては抵抗Ｒ３
に流れる電流を制限して損失低減に寄与する。なお、ダ
イオードＤ３は逆バイアス電圧からトランジスタＱ２を
保護するために設けられたものである。
ａに代えて図７に示すような起動回路６ｂを使用するこ
とも有った。図７に示す起動回路６ｂは、抵抗Ｒ３に直
列にトランジスタＱ２を設け、そのベースと入力端子１
ａとの間にバイアス用の抵抗Ｒ４を、そのベースと入力
端子１ｂとの間に基準電圧源としての定電圧ダイオード
ＤＺを、それぞれ接続した構成となっている。このよう
な構成の回路におけるトランジスタＱ２は、ベースに印
加される定電圧ダイオードＤＺのツェナー電圧とエミッ
タに印加される電圧ＶC の電圧差に応じてコレクタ電流
を流すため、コンデンサＣ１の端子間電圧ＶC の上昇に
伴ってコレクタ電流を制限するように動作する。このた
めトランジスタＱ２は、電圧ＶC の低いスイッチング電
源の起動時においてはコンデンサＣ２に充分に大きな充
電電流を供給して起動時間の短縮に寄与し、電圧ＶC の
高いスイッチング電源の定常運転時においては抵抗Ｒ３
に流れる電流を制限して損失低減に寄与する。なお、ダ
イオードＤ３は逆バイアス電圧からトランジスタＱ２を
保護するために設けられたものである。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】抵抗Ｒ３とコンデンサ
Ｃ１による図３の起動回路６ａは、回路構成は非常に簡
素で済むが、回路中に発生する無用の損失の低減及び起
動失敗の現象の防止との関係上、起動時間を短縮するこ
とは困難である。一方、抵抗Ｒ３と直列にトランジスタ
Ｑ２を設けた図７の起動回路６ｂは、起動時間を短縮す
ることができ、しかも損失の低減及び起動失敗の防止を
行うことができる反面、素子数が多くなり、コストの上
昇と電源装置の大型化を招く難点が有る。また能動素子
である半導体素子（トランジスタＱ２）は、周囲温度に
対して特性が変化したりノイズに対して誤動作をする恐
れがあるため、図７に示す起動回路６ｂは抵抗素子と容
量素子だけの図３の起動回路６ａに比べて信頼性が劣る
と見られている。そこで本発明は、起動時間の短縮が可
能であり、かつ、素子数が少なく、信頼性の高いスイッ
チング電源の起動回路を提供することを目的とする。
Ｃ１による図３の起動回路６ａは、回路構成は非常に簡
素で済むが、回路中に発生する無用の損失の低減及び起
動失敗の現象の防止との関係上、起動時間を短縮するこ
とは困難である。一方、抵抗Ｒ３と直列にトランジスタ
Ｑ２を設けた図７の起動回路６ｂは、起動時間を短縮す
ることができ、しかも損失の低減及び起動失敗の防止を
行うことができる反面、素子数が多くなり、コストの上
昇と電源装置の大型化を招く難点が有る。また能動素子
である半導体素子（トランジスタＱ２）は、周囲温度に
対して特性が変化したりノイズに対して誤動作をする恐
れがあるため、図７に示す起動回路６ｂは抵抗素子と容
量素子だけの図３の起動回路６ａに比べて信頼性が劣る
と見られている。そこで本発明は、起動時間の短縮が可
能であり、かつ、素子数が少なく、信頼性の高いスイッ
チング電源の起動回路を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明のスイッチング電
源の起動回路は、入力端子間に接続された第１の抵抗、
第１のコンデンサ及び第２のコンデンサの直列回路と、
第１のコンデンサに対して並列に接続した第２の抵抗を
具備し、第１のコンデンサと第２のコンデンサの接続点
より制御回路に駆動電力を供給することを特徴とする。
源の起動回路は、入力端子間に接続された第１の抵抗、
第１のコンデンサ及び第２のコンデンサの直列回路と、
第１のコンデンサに対して並列に接続した第２の抵抗を
具備し、第１のコンデンサと第２のコンデンサの接続点
より制御回路に駆動電力を供給することを特徴とする。
【００１２】
【発明の実施の形態】入力端子間に電流制限用の第１の
抵抗、電圧分圧用の第１のコンデンサ及び電力蓄積用の
第２のコンデンサを直列に接続し、第１のコンデンサと
第２のコンデンサの接続点を制御回路の電源供給端子に
接続する。さらに第１のコンデンサに対して保護動作時
における駆動電力供給用の第２の抵抗を並列に接続し、
この第１と第２の抵抗、第１と第２のコンデンサにより
起動回路を構成する。具体的に起動回路を構成するのに
際しては、第１の抵抗には低抵抗の素子を使用し、第２
の抵抗には高抵抗の素子を使用するものとする。入力電
圧が入力端子間に印加された時、低抵抗の第１の抵抗に
より第１、第２のコンデンサが急速に充電され、第２の
コンデンサの端子間に現れる分圧電圧が制御回路に印加
される。定常運転状態においては第１のコンデンサは直
流信号に対して高インピーダンスの状態になり、電流通
過を妨げる。
抵抗、電圧分圧用の第１のコンデンサ及び電力蓄積用の
第２のコンデンサを直列に接続し、第１のコンデンサと
第２のコンデンサの接続点を制御回路の電源供給端子に
接続する。さらに第１のコンデンサに対して保護動作時
における駆動電力供給用の第２の抵抗を並列に接続し、
この第１と第２の抵抗、第１と第２のコンデンサにより
起動回路を構成する。具体的に起動回路を構成するのに
際しては、第１の抵抗には低抵抗の素子を使用し、第２
の抵抗には高抵抗の素子を使用するものとする。入力電
圧が入力端子間に印加された時、低抵抗の第１の抵抗に
より第１、第２のコンデンサが急速に充電され、第２の
コンデンサの端子間に現れる分圧電圧が制御回路に印加
される。定常運転状態においては第１のコンデンサは直
流信号に対して高インピーダンスの状態になり、電流通
過を妨げる。
【００１３】
【実施例】素子数が少なくて済み、しかも起動時間の短
縮が可能である本発明の起動回路とそれを有するスイッ
チング電源の回路図を図１に示した。なお、図１におい
て図３に示されたのと同じ構成要素に対しては同一の符
号を付与してある。図１に示す回路では、先ずトランス
Ｔの１次巻線Ｎ１とスイッチングトランジスタＱ１、制
御回路３、ダイオードＤ２と２次巻線Ｎ２及びコンデン
サＣ２によりスイッチング電源を構成し、補助巻線Ｎ３
とダイオードＤ１により補助電源回路４を構成してい
る。この回路構成は図３の回路と同一である。
縮が可能である本発明の起動回路とそれを有するスイッ
チング電源の回路図を図１に示した。なお、図１におい
て図３に示されたのと同じ構成要素に対しては同一の符
号を付与してある。図１に示す回路では、先ずトランス
Ｔの１次巻線Ｎ１とスイッチングトランジスタＱ１、制
御回路３、ダイオードＤ２と２次巻線Ｎ２及びコンデン
サＣ２によりスイッチング電源を構成し、補助巻線Ｎ３
とダイオードＤ１により補助電源回路４を構成してい
る。この回路構成は図３の回路と同一である。
【００１４】一方、以下の部分において図１の回路構成
は図３の回路と異なっている。すなわち、入力端子１
ａ、１ｂ間に抵抗Ｒ１、コンデンサＣ３及びコンデンサ
Ｃ１を直列に接続し、コンデンサＣ３とコンデンサＣ１
の接続点を制御回路３の電源供給端子ＶCCに接続する。
さらにコンデンサＣ３に対して抵抗Ｒ２を並列に接続
し、この抵抗Ｒ１、Ｒ２、コンデンサＣ３、Ｃ１により
起動回路５を構成している。なおここでは、起動回路５
を構成するのに際して、図３の抵抗Ｒ３に比較して、抵
抗Ｒ１には低抵抗の素子を使用し、抵抗Ｒ２には高抵抗
の素子を使用するものとする。
は図３の回路と異なっている。すなわち、入力端子１
ａ、１ｂ間に抵抗Ｒ１、コンデンサＣ３及びコンデンサ
Ｃ１を直列に接続し、コンデンサＣ３とコンデンサＣ１
の接続点を制御回路３の電源供給端子ＶCCに接続する。
さらにコンデンサＣ３に対して抵抗Ｒ２を並列に接続
し、この抵抗Ｒ１、Ｒ２、コンデンサＣ３、Ｃ１により
起動回路５を構成している。なおここでは、起動回路５
を構成するのに際して、図３の抵抗Ｒ３に比較して、抵
抗Ｒ１には低抵抗の素子を使用し、抵抗Ｒ２には高抵抗
の素子を使用するものとする。
【００１５】このような構成の起動回路５では、時間ｔ
0 において入力端子１ａ、１ｂ間に入力電圧ＶINが印加
されると低抵抗の抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ３及び
コンデンサＣ１が急速に充電される。ここで、コンデン
サＣ１の端子間電圧ＶC はほぼコンデンサＣ３とコンデ
ンサＣ１の静電容量の比で求められる分圧電圧となる。
そこで、入力電圧ＶINの電圧値に対するコンデンサＣ１
の両端に現れる分圧電圧の値が制御回路３の動作開始電
圧ＶCMより高い値となるよう、各コンデンサの静電容量
値を定めておく。すると抵抗Ｒ１が低抵抗であるため、
図１に示す抵抗Ｒ１、コンデンサＣ３、Ｃ１の直列回路
の時定数は、図３の抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１の直列回
路よりも小さくなる。その結果、図１の回路の入力電圧
ＶINが印加されてからコンデンサＣ１の端子間電圧ＶC
が動作開始電圧ＶCMに達するまでの時間、すなわち時間
ｔ0 〜ｔ1 の期間は図３の回路よりも短くすることがで
きる（図２参照）。
0 において入力端子１ａ、１ｂ間に入力電圧ＶINが印加
されると低抵抗の抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ３及び
コンデンサＣ１が急速に充電される。ここで、コンデン
サＣ１の端子間電圧ＶC はほぼコンデンサＣ３とコンデ
ンサＣ１の静電容量の比で求められる分圧電圧となる。
そこで、入力電圧ＶINの電圧値に対するコンデンサＣ１
の両端に現れる分圧電圧の値が制御回路３の動作開始電
圧ＶCMより高い値となるよう、各コンデンサの静電容量
値を定めておく。すると抵抗Ｒ１が低抵抗であるため、
図１に示す抵抗Ｒ１、コンデンサＣ３、Ｃ１の直列回路
の時定数は、図３の抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１の直列回
路よりも小さくなる。その結果、図１の回路の入力電圧
ＶINが印加されてからコンデンサＣ１の端子間電圧ＶC
が動作開始電圧ＶCMに達するまでの時間、すなわち時間
ｔ0 〜ｔ1 の期間は図３の回路よりも短くすることがで
きる（図２参照）。
【００１６】電圧ＶC が時間ｔ1 において動作開始電圧
ＶCMに達すると、制御回路３は動作を開始し、これによ
りコンデンサＣ１の端子間電圧ＶC は低下していく。出
力電圧ＶO の上昇に伴って上昇してきた補助巻線Ｎ３に
発生する電圧ＶN3と電圧ＶCが動作停止電圧ＶCIより高
い電圧値において同じ値となると、以後、制御回路３と
コンデンサＣ１には補助巻線Ｎ３より電力が供給され、
電圧ＶC は時間ｔ2 において制御回路３の動作停止電圧
ＶCIよりも高い所定の電圧値で安定する。図１の回路が
定常運転状態となり、電圧ＶC が安定した時間ｔ2 以降
においては、コンデンサＣ３は直流信号（電圧、電流）
に対してインピーダンスが非常に高い状態となる。そこ
で電流は抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２の経路で流れるようになる
が、抵抗Ｒ２の抵抗値が高いために電流値は小さく抑え
られ、多少の損失発生は免れぬものの、図３の回路の抵
抗Ｒ３に発生する損失と比べると小さくて済む。
ＶCMに達すると、制御回路３は動作を開始し、これによ
りコンデンサＣ１の端子間電圧ＶC は低下していく。出
力電圧ＶO の上昇に伴って上昇してきた補助巻線Ｎ３に
発生する電圧ＶN3と電圧ＶCが動作停止電圧ＶCIより高
い電圧値において同じ値となると、以後、制御回路３と
コンデンサＣ１には補助巻線Ｎ３より電力が供給され、
電圧ＶC は時間ｔ2 において制御回路３の動作停止電圧
ＶCIよりも高い所定の電圧値で安定する。図１の回路が
定常運転状態となり、電圧ＶC が安定した時間ｔ2 以降
においては、コンデンサＣ３は直流信号（電圧、電流）
に対してインピーダンスが非常に高い状態となる。そこ
で電流は抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２の経路で流れるようになる
が、抵抗Ｒ２の抵抗値が高いために電流値は小さく抑え
られ、多少の損失発生は免れぬものの、図３の回路の抵
抗Ｒ３に発生する損失と比べると小さくて済む。
【００１７】なお抵抗Ｒ２は、制御回路３の内部に形成
された各種保護回路等により制御回路３によるスイッチ
ングトランジスタＱ１の駆動が停止し、補助巻線Ｎ３よ
り電力供給が行われなくなった時において、制御回路３
が保護動作を継続するのに最低限必要な電力を入力電圧
ＶINより供給するために設けられた回路素子である。図
１中ではコンデンサＣ３に対して並列に接続されている
が、コンデンサＣ３をバイパスするような電流路を形成
するのであれば、例えば抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３の直
列回路に対して並列に接続するようにしても構わない。
また上記実施例の説明では、コンデンサＣ３とコンデン
サＣ１のそれぞれの静電容量値を、入力電圧ＶINに対す
るコンデンサＣ１の両端に現れる分圧電圧の値が制御回
路３の動作開始電圧ＶCMより高い値となるように定める
とした。しかし、入力電圧ＶINに対するコンデンサＣ１
の両端に現れる分圧電圧の値が制御回路３の動作開始電
圧ＶCMより、多少低くなるように各コンデンサの静電容
量値を定めても構わない。ただしこの場合、分圧電圧が
電圧ＶCM以上になるように設定した時よりも抵抗Ｒ２の
抵抗値を低めに設定しなければならず、損失低減におい
ては不利になる。
された各種保護回路等により制御回路３によるスイッチ
ングトランジスタＱ１の駆動が停止し、補助巻線Ｎ３よ
り電力供給が行われなくなった時において、制御回路３
が保護動作を継続するのに最低限必要な電力を入力電圧
ＶINより供給するために設けられた回路素子である。図
１中ではコンデンサＣ３に対して並列に接続されている
が、コンデンサＣ３をバイパスするような電流路を形成
するのであれば、例えば抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３の直
列回路に対して並列に接続するようにしても構わない。
また上記実施例の説明では、コンデンサＣ３とコンデン
サＣ１のそれぞれの静電容量値を、入力電圧ＶINに対す
るコンデンサＣ１の両端に現れる分圧電圧の値が制御回
路３の動作開始電圧ＶCMより高い値となるように定める
とした。しかし、入力電圧ＶINに対するコンデンサＣ１
の両端に現れる分圧電圧の値が制御回路３の動作開始電
圧ＶCMより、多少低くなるように各コンデンサの静電容
量値を定めても構わない。ただしこの場合、分圧電圧が
電圧ＶCM以上になるように設定した時よりも抵抗Ｒ２の
抵抗値を低めに設定しなければならず、損失低減におい
ては不利になる。
【００１８】
【発明の効果】以上に述べたように本発明のスイッチン
グ電源の起動回路は、コンデンサの分圧作用と直流イン
ピーダンスが高くなる特性を利用したものであり、第１
の抵抗及び第１と第２のコンデンサを直列に接続し、第
１と第２のコンデンサの接続点を制御回路の電源供給端
子に接続し、さらに第１のコンデンサに対して第２の抵
抗を並列接続した構成を特徴としている。
グ電源の起動回路は、コンデンサの分圧作用と直流イン
ピーダンスが高くなる特性を利用したものであり、第１
の抵抗及び第１と第２のコンデンサを直列に接続し、第
１と第２のコンデンサの接続点を制御回路の電源供給端
子に接続し、さらに第１のコンデンサに対して第２の抵
抗を並列接続した構成を特徴としている。
【００１９】この構成によれば、低抵抗値の第１の抵抗
によって各コンデンサが急速に充電されるので、スイッ
チング電源の起動時間を容易に短縮することができる。
また第１のコンデンサは、スイッチング電源の定常運転
時において直流信号に対して高インピーダンスの状態に
なり、これと並列に接続される第２の抵抗には高抵抗値
の素子が使用されることから、無用な損失発生を低減す
ることができる。さらに第２のコンデンサに大きな静電
容量の素子を使用しても第１のコンデンサとの直列合成
容量はさして大きくならないため、起動時間の長時間化
を抑制しながらも起動失敗の現象を防止することができ
る。また少数の素子で、しかも受動素子だけで構成され
るので、小型、安価で信頼性の高い回路とすることがで
きる。従って本発明によれば、起動時間の短縮が可能で
あり、かつ、素子数が少なく、信頼性の高いスイッチン
グ電源の起動回路を提供することができる。
によって各コンデンサが急速に充電されるので、スイッ
チング電源の起動時間を容易に短縮することができる。
また第１のコンデンサは、スイッチング電源の定常運転
時において直流信号に対して高インピーダンスの状態に
なり、これと並列に接続される第２の抵抗には高抵抗値
の素子が使用されることから、無用な損失発生を低減す
ることができる。さらに第２のコンデンサに大きな静電
容量の素子を使用しても第１のコンデンサとの直列合成
容量はさして大きくならないため、起動時間の長時間化
を抑制しながらも起動失敗の現象を防止することができ
る。また少数の素子で、しかも受動素子だけで構成され
るので、小型、安価で信頼性の高い回路とすることがで
きる。従って本発明によれば、起動時間の短縮が可能で
あり、かつ、素子数が少なく、信頼性の高いスイッチン
グ電源の起動回路を提供することができる。
【図１】 本発明による起動回路とそれを有したスイッ
チング電源の回路図。
チング電源の回路図。
【図２】 起動時における図１の回路各点の電圧を示す
図。
図。
【図３】 従来の起動回路とそれを有したスイッチング
電源の回路図。
電源の回路図。
【図４】 起動時における図３の回路各点の電圧を示す
図。
図。
【図５】 起動時間が長くなる場合の図３の回路各点の
電圧を示す図。
電圧を示す図。
【図６】 起動失敗の現象を起こす場合の図３の回路各
点の電圧を示す図。
点の電圧を示す図。
【図７】 トランジスタを利用した従来の起動回路の回
路図。
路図。
１ａ、１ｂ 入力端子 ２ａ、２ｂ 出力端子 ３ 制御回路 ４ 補助電源回路 ５ 起動回路 ６ａ、６ｂ 従来の起動回路 Ｒ１ 第１の抵抗（電流制限用） Ｒ２ 第２の抵抗 Ｃ３ 第１のコンデンサ Ｃ１ 第２のコンデンサ Ｑ１ スイッチングトランジスタ Ｔ トランス
Claims (2)
- 【請求項１】 入力端子間に接続された第１の抵抗、第
１のコンデンサ及び第２のコンデンサの直列回路と、該
第１のコンデンサに対して並列に接続した第２の抵抗を
具備し、該第１のコンデンサと該第２のコンデンサの接
続点より制御回路に駆動電力を供給することを特徴とす
るスイッチング電源の起動回路。 - 【請求項２】 前記第１の抵抗は前記第２の抵抗よりも
抵抗値の低い素子であることを特徴とする、請求項１に
記載したスイッチング電源の起動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18606397A JPH1118421A (ja) | 1997-06-27 | 1997-06-27 | スイッチング電源の起動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18606397A JPH1118421A (ja) | 1997-06-27 | 1997-06-27 | スイッチング電源の起動回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1118421A true JPH1118421A (ja) | 1999-01-22 |
Family
ID=16181749
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18606397A Pending JPH1118421A (ja) | 1997-06-27 | 1997-06-27 | スイッチング電源の起動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1118421A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1365499A1 (en) | 2002-05-22 | 2003-11-26 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co. Ltd. | Switching power supply circuit and frequency converter |
| JP4729835B2 (ja) * | 2001-04-06 | 2011-07-20 | 三菱電機株式会社 | Ｄｃ／ｄｃ電源装置 |
| CN101414748B (zh) | 2007-10-19 | 2013-03-06 | 深圳迈瑞生物医疗电子股份有限公司 | 一种启动控制电路及其对电源控制芯片保护的方法 |
-
1997
- 1997-06-27 JP JP18606397A patent/JPH1118421A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4729835B2 (ja) * | 2001-04-06 | 2011-07-20 | 三菱電機株式会社 | Ｄｃ／ｄｃ電源装置 |
| EP1365499A1 (en) | 2002-05-22 | 2003-11-26 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co. Ltd. | Switching power supply circuit and frequency converter |
| US7151680B2 (en) | 2002-05-22 | 2006-12-19 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co., Ltd. | Switching power supply circuit and frequency converter |
| CN1309155C (zh) * | 2002-05-22 | 2007-04-04 | 日立工业设备系统株式会社 | 开关电源电路和逆变装置 |
| US7394668B2 (en) | 2002-05-22 | 2008-07-01 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co., Ltd. | Switching power supply circuit and frequency converter |
| CN101414748B (zh) | 2007-10-19 | 2013-03-06 | 深圳迈瑞生物医疗电子股份有限公司 | 一种启动控制电路及其对电源控制芯片保护的方法 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5812017A (en) | Charge pump voltage multiplier circuit | |
| CN1862934B (zh) | 升压dc-dc转换器和具有升压dc-dc转换器的半导体器件 | |
| JP3281357B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| US9048747B2 (en) | Switched-mode power supply startup circuit, method, and system incorporating same | |
| JP7269359B2 (ja) | 電子制御装置 | |
| JP2006136134A (ja) | チャージポンプ回路 | |
| KR101165282B1 (ko) | 전력 제어 시스템 개시 방법 및 회로 | |
| JP2000184698A (ja) | スイッチング電源 | |
| JP2010022077A (ja) | 電源装置 | |
| JP2001084044A (ja) | 電源装置 | |
| KR20010111459A (ko) | 전원장치 및 이를 이용한 전자기기 및 전원장치의 출력단락 보호 방법 | |
| JP5107790B2 (ja) | レギュレータ | |
| JP4107052B2 (ja) | 多出力電源装置 | |
| JPH1118421A (ja) | スイッチング電源の起動回路 | |
| JP3504016B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2010207005A (ja) | 昇圧型スイッチングレギュレータ | |
| JP3337211B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JP2002095180A (ja) | バックアップ電源回路 | |
| JP2007028732A (ja) | スイッチング回路およびスイッチング電源装置 | |
| KR19990072223A (ko) | 강하하는 전원에서 적절한 리셋을 보장하는리셋 회로 | |
| CN220210248U (zh) | 电源芯片的供电电路和电源芯片的供电系统 | |
| JP4315959B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP3369490B2 (ja) | 電源回路用カレントリミッタ回路 | |
| JP2002034237A (ja) | 車載用電源装置 | |
| JP2002027753A (ja) | スイッチング電源回路 |