JPH11186984A - 相関検出装置及び相関検出方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】本発明は相関検出装置に関し、簡易な構成で正
確に入力信号から所定の符号系列を検出し得るようにす
る。 【解決手段】入力信号（Ｓ４０）の振幅を所定の値に一
定化した後にマツチトフイルタ手段（７１）に入力する
ようにしたことにより、マツチトフイルタ手段が検出対
象の符号系列ではないのに誤つて信号レベルの大きい相
関値を出力することを防止し得ることから、検出対象の
符号系列のみを正確に検出することができ、かくして簡
易な構成で正確に入力信号から所定の符号系列を検出し
得る相関検出装置を実現し得る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【目次】以下の順序で本発明を説明する。

【０００２】発明の属する技術分野 従来の技術（図１６及び図１７） 発明が解決しようとする課題（図１８） 課題を解決するための手段 発明の実施の形態 （１）第１の実施の形態 （１−１）無線ＬＡＮシステムの全体構成（図１） （１−２）通信制御端末装置の無線通信ユニツト（図２
〜図５） （１−３）通信端末装置の無線通信ユニツト（図６） （１−４）相関検出回路の構成（図７及び図８） （１−５）通信プロトコル（図９〜図１１） （１−６）動作及び効果 （２）他の実施の形態（図１２〜図１５） 発明の効果

【０００３】

【発明の属する技術分野】本発明は入力信号中に含まれ
る特定の符号を検出するための相関検出装置及びその方
法に関し、特に、複数の端末装置を無線で接続する無線
ＬＡＮにおいて特定の符号を使つてタイミングを設定す
る場合に適用して好適なものである。

【０００４】

【従来の技術】近年、コンピユータの高性能化に伴い、
複数のコンピユータを接続してＬＡＮ（Local Area Net
work）を構成し、フアイルやデータの共有化を図つた
り、電子メールやデータの転送を行うことが盛んに行わ
れている。従来のＬＡＮは、光フアイバや同軸ケーブ
ル、あるいはツイストペアケーブルを用いて、有線で各
コンピユータが接続されている。

【０００５】ところがこのような有線によるＬＡＮでは
接続のための工事が必要であり、手軽にＬＡＮを構築す
ることが難しいと共に、有線によるＬＡＮではケーブル
が煩雑になるといつた問題がある。そこで従来の有線方
式によるＬＡＮの配線問題を解決するものとして、無線
ＬＡＮが注目されている。

【０００６】無線ＬＡＮとしては、従来、スペクトラム
拡散を用いて、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Acc
ess ：符号分割多元接続）方式によるデータ通信を行う
ようにしたものが提案されている。ＣＤＭＡ方式では、
送信データにＰＮ（PsuedeoNoise Code）符号が乗算さ
れ、送信データのスペクトラムが広げられる。このよう
にスペクトラム拡散されて送られてきたデータは、送信
側と同様のＰＮ符号を乗算することにより復調される。
ＣＤＭＡ方式は、秘話性が高いと共に、耐干渉性に優れ
ているという特徴がある。

【０００７】近年、情報のマルチメデイア化が進み、画
像データや音声データのようなデータ量の大きいデータ
が扱われることが多くなつてきている。このことから無
線ＬＡＮに対しても、画像データや音声データのような
データ量の大きなデータを送れるように、伝送レートを
高速化することが要求されてきている。ところがスペク
トラム拡散変調では、例えば30〔Mbps〕程度の高速レー
トでデータ伝送を行うと、 300〔MHz 〕以上の帯域幅が
必要になつてくる。このような広い帯域幅は、現在の周
波数割り当てでは確保することができず、またこのよう
な広い帯域幅を確保して通信を行うことは非常に困難で
ある。

【０００８】またスペクトラム拡散では、復調時、送ら
れてきたデータの符号の位相と復調のために受信機で発
生する符号の位相とを合わせるための同期捕捉時間が必
要である。このためスペクトラム拡散では、高速で同期
獲得を行うために同期用のビツト列が各パケツトに挿入
されており、このような同期用のビツト列のために有効
データ以外のビツトが増加するという問題が生じる。

【０００９】そこで本出願人は、データをＯＦＤＭ（Or
thogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波
数多重）方式で伝送すると共に、１フレームを単位とし
てＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access ：時分割
多元接続）方式によるデータ通信を行い、１フレームの
先頭でＭ系列符号を送り、このＭ系列符号を基準にして
送受信のタイミングを設定し、通信制御端末装置からの
制御情報によつて、各通信端末装置の送信及び受信時間
を指示するようにすることを提案している。ＯＦＤＭ方
式では直交する複数のサブキヤリアを使用してデータを
並列的に送ることから、伝送レートを容易に上げること
ができ、またジツタが生じても誤りなく復調することが
できる。また１フレームの先頭のＭ系列符号を基準にし
て送受信タイミングが設定されるため、受信時には、こ
の時間情報を利用してフレーム内の必要なシンボルのみ
復調してデータを再生することができる。

【００１０】このようにＭ系列符号を受信してタイミン
グを設定する場合、受信信号からＭ系列符号を検出する
必要がある。このようなＭ系列符号を検出するための回
路としては、マツチトフイルタを用いた相関検出回路を
使うことが考えられる。

【００１１】ここで図１６を用いて、マツチトフイルタ
を使用した相関検出回路を説明する。図１６に示すよう
に、相関検出回路１においては、まず入力端子ＩＮを介
して受信信号Ｓ１をマツチトフイルタ２に入力する。マ
ツチトフイルタ２はデイジタルフイルタである例えばＦ
ＩＲフイルタによつて構成され、図１７に示すように、
遅延回路Ｄ₁ 〜Ｄ_n と、乗算回路Ｋ₁ 〜Ｋ_n と、加算回
路Ａ₁ とから構成される。乗算回路Ｋ₁ 〜Ｋ_n が乗算す
る係数は、検出する符号に応じて「１」又は「−１」に
設定される。乗算回路Ｋ₁ 〜Ｋ_n の係数に設定された符
号と受信信号Ｓ１として入力された受信符号との相関が
強いと、加算回路Ａ₁ の出力レベルが大きくなる。

【００１２】かくしてマツチトフイルタ２は、この加算
回路Ａ₁ の出力信号を相関値信号Ｓ２として後段の比較
回路３に出力する。比較回路３は、マツチトフイルタ２
から出力される相関値信号Ｓ２と、外部から供給される
閾値信号ＴＨとの信号レベルとを比較し、相関値信号Ｓ
２の信号レベルが閾値信号ＴＨより大きければ相関があ
る信号を受信したことを示す検出出力Ｓ３を出力端子Ｏ
ＵＴを介して出力する。

【００１３】かくして受信信号Ｓ１としてＭ系列符号が
入力された場合には、マツチトフイルタ２の出力が大き
くなり、相関値信号Ｓ２の信号レベルが閾値信号ＴＨ以
上になることから、相関検出回路１からはＭ系列符号を
受信したことを示す検出出力Ｓ３が出力される。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】ところでかかる構成の
相関検出回路１においては、Ｍ系列符号を受信したとき
でも、その直前に受信したＭ系列符号以外の信号の信号
レベルが大きいと、検出出力Ｓ３が出力されないことが
ある。

【００１５】一般に相関検出回路１の前段にはＡＧＣ
（Automatic Gain Contol ）回路が設けられており、受
信信号Ｓ１を所定電力に調整するようになされている。
このＡＧＣ回路が原因となつて上述したようなＭ系列符
号を受信したにも係わらず、検出出力Ｓ３が出力されな
いことがある。例えば図１８（Ａ）に示すように、単に
他の信号にＭ系列符号が埋もれている場合には、ＡＧＣ
回路が作動したとしても、均一な電力調整が行われるこ
とから、マツチトフイルタ２の出力である相関値信号Ｓ
２がＭ系列符号を受信したときに大きくなり、その結
果、相関値信号Ｓ２が閾値ＴＨを越えて、正常にＭ系列
符号を受信したことを示す検出出力Ｓ３を出力すること
ができる。

【００１６】しかしながら図１８（Ｂ）に示すように、
Ｍ系列符号の直前に受信した他の受信信号が大きいと
き、ＡＧＣ回路によつて利得を下げるような処理が行わ
れるが、ＡＧＣ回路が利得を上げるように復帰する迄に
ある程度の時間を要することからＭ系列符号を受信した
ときにも利得を下げた状態が続くことがある。このため
Ｍ系列符号の受信信号が増幅されず、その結果、マツチ
トフイルタ２の出力である相関値信号Ｓ２が閾値ＴＨを
越えないために、Ｍ系列符号を受信したにも係わらず、
それを示す検出出力Ｓ３が出力されないことがある。

【００１７】またこれに限らず、例えば直前に受信した
Ｍ系列以外の受信信号が極端に大きいと、Ｍ系列符号を
受信していないのにも係わらず、マツチトフイルタ２の
出力である相関値信号Ｓ２が閾値ＴＨを越えて誤つて検
出出力Ｓ３を出力することも起こり得る。

【００１８】本発明は以上の点を考慮してなされたもの
で、簡易な構成で正確に、入力信号から所定の符号系列
を検出し得る相関検出装置及びその方法を提案しようと
するものである。

【００１９】

【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め本発明においては、相関を用いて入力信号から検出対
象の符号系列を検出する相関検出装置において、入力信
号の正負に応じて当該入力信号の振幅を所定の値に一定
化するリミツタ手段と、リミツタ手段から出力される出
力信号と、検出対象の符号系列との相関を検出して相関
値信号を出力するマツチトフイルタ手段と、相関値信号
の信号レベルを所定の閾値と比較することにより入力信
号が検出対象の符号系列であるか否か判定する比較手段
とを設けるようにする。

【００２０】また本発明においては、相関を用いて入力
信号から検出対象の符号系列を検出する相関検出方法に
おいて、入力信号の正負に応じて当該入力信号の振幅を
所定の値に一定化し、振幅が一定化された入力信号と検
出対象の符号系列との相関値を検出し、相関値の信号レ
ベルを所定の閾値と比較することにより入力信号が検出
対象の符号系列であるか否か判定するようにする。

【００２１】このようにして入力信号の振幅を所定の値
に一定化した後にマツチトフイルタ手段に入力するよう
にしたことにより、マツチトフイルタ手段において検出
対象の符号系列ではないのに誤つて信号レベルの大きい
相関値を出力することを未然に防止し得る。

【００２２】

【発明の実施の形態】以下図面について、本発明の一実
施の形態を詳述する。

【００２３】（１）第１の実施の形態 （１−１）無線ＬＡＮシステムの全体構成 図１において、１０は全体として本発明を適用した無線
ＬＡＮシステムを示す。この無線ＬＡＮシステム１０
は、大きく分けて複数の通信端末装置１１Ａ、１１Ｂ
と、通信制御端末装置１２とから構成される。通信端末
装置１１Ａ、１１Ｂは、それぞれコンピユータ等のデー
タ端末装置１３Ａ、１３Ｂに無線通信ユニツト１４Ａ、
１４Ｂを接続して構成される。通信制御端末装置１２
は、データ端末装置１５に無線通信ユニツト１６を接続
して構成される。この無線ＬＡＮシステム１０において
は、通信端末装置１１Ａ、１１Ｂの間でデータ通信が行
われ、通信制御端末装置１２によつて、この通信端末装
置１１Ａ、１１Ｂの間のデータ通信が制御される。な
お、通信制御端末装置１２は、無線通信ユニツト１６だ
けでも構成できる。

【００２４】通信端末装置１１Ａ、１１Ｂに設けられた
無線通信ユニツト１４Ａ、１４Ｂは、それぞれ送信部１
７Ａ、１７Ｂと、受信部１８Ａ、１８Ｂと、制御部１９
Ａ、１９Ｂと、アンテナ２０Ａ、２０Ｂと、アンテナ切
換部２１Ａ、２１Ｂとによつて構成される。送信部１７
Ａ、１７Ｂ及び受信部１８Ａ、１８Ｂは、ＯＦＤＭ方式
による無線回線を介してデータ通信を行える構成とされ
ている。

【００２５】一方、通信制御端末装置１２に設けられた
無線通信ユニツト１６は、送信部２２、受信部２３、制
御部２４、資源情報格納部２５、アンテナ２６及びアン
テナ切換部２７によつて構成される。この送信部２２及
び受信部２３も、ＯＦＤＭ方式による無線回線を介して
データ通信を行える構成とされている。また資源情報格
納部２５には、通信端末装置１１Ａ、１１Ｂのデータ通
信の割り当て時間に関する資源情報が格納されるように
なされている。

【００２６】この無線ＬＡＮシステム１０では、上述し
たようにデータ通信がＯＦＤＭ方式で行われる。この無
線ＬＡＮシステム１０では、例えばＯＦＤＭの147455シ
ンボル（４〔ms〕に相当する）を１フレームとし、この
フレーム内で時分割多重によるデータが送られる。

【００２７】１フレームの先頭には、通信制御端末装置
１２の無線通信ユニツト１６から、同期獲得用のＭ系列
符号が送信される。この同期獲得用のＭ系列符号は、各
通信端末装置１１Ａ、１１Ｂの無線通信ユニツト１４
Ａ、１４Ｂで受信され、この受信タイミングを基準とし
て、データの送受信のタイミングが設定される。

【００２８】通信端末装置１１Ａ、１１Ｂでデータ通信
要求がある場合には、通信端末装置１１Ａ、１１Ｂの無
線通信ユニツト１４Ａ、１４Ｂから、通信制御端末装置
１２の無線通信ユニツト１６に送信要求が送られる。通
信制御端末装置１２の無線通信ユニツト１６では、この
送信要求と資源情報とに基づいて各通信端末装置１１
Ａ、１１Ｂの送信割り当て時間が決定され、この送信割
り当て時間を含む制御情報が通信制御端末装置１２の無
線通信ユニツト１６から各通信端末装置１１Ａ、１１Ｂ
の無線通信ユニツト１４Ａ、１４Ｂに送られる。各通信
端末装置１１Ａ、１１Ｂの無線通信ユニツト１４Ａ、１
４Ｂでは、この送信割り当て時間に従つてデータの送受
信が行われる。このときデータの送受信タイミングは、
１フレームの先頭に送られてくる同期獲得用のＭ系列符
号を基準にして行われる。

【００２９】（１−２）通信制御端末装置の無線通信ユ
ニツト この項では、通信制御端末装置１２に設けられている無
線通信ユニツト１６について、図２を用いて説明する。
図２に示すように、無線通信ユニツト１６には通信コン
トローラ３０が設けられており、この通信コントローラ
３０を介してデータ端末装置１５とのデータのやり取り
が行われる。

【００３０】通信コントローラ３０からの送信データＳ
１０は、ＤＱＰＳＫ（Differencially Encoded Quadrat
ure Phase Shift Keying：差動４相位相変調）変調回路
３１に供給される。ＤＱＰＳＫ変調回路３１は、この送
信データＳ１０をＤＱＰＳＫ変調し、その結果得られる
送信信号Ｓ１１をシリアル／パラレル変換回路３２に出
力する。

【００３１】シリアル／パラレル変換回路３２は、シリ
アルデータ列で供給される送信信号Ｓ１１をパラレルデ
ータ列の送信信号Ｓ１２に変換し、これを逆高速フーリ
エ変換回路（ＩＦＦＴ）３３に出力する。逆高速フーリ
エ変換回路３３は、送信信号Ｓ１２に逆フーリエ変換を
施すことにより送信信号Ｓ１２を周波数領域のデータに
マツピングし、その結果得られる送信信号Ｓ１３をパラ
レル／シリアル変換回路３４に出力する。パラレル／シ
リアル変換回路３４は、パラレルデータ列で供給される
送信信号Ｓ１３をシリアルデータ列に変換し、その結果
得られる送信信号Ｓ１４を切換スイツチ３５に出力す
る。

【００３２】ここでシリアル／パラレル変換回路３２、
逆高速フーリエ変換回路３３及びパラレル／シリアル変
換回路３４は、送信信号Ｓ１１をＯＦＤＭ方式によるマ
ルチキヤリアの信号に変換するものである。ＯＦＤＭ方
式は、周波数間隔をｆ₀ として各キヤリアを直交させて
符号間干渉がないようにした複数のサブキヤリアを使用
して、各サブキヤリアに低ビツトレートの信号を割り当
て、全体として高いビツトレートを得られるようにした
ものである。

【００３３】図３において、このＯＦＤＭ方式の伝送波
形のスペクトラムを示す。図３に示すように、ＯＦＤＭ
方式では、送信信号Ｓ１１を、互いに直交する周波数間
隔ｆ₀ のサブキヤリアにそれぞれ割り当てて、当該送信
信号Ｓ１１を伝送する。

【００３４】ＯＦＤＭ方式では、送信信号Ｓ１１をパラ
レル変換し、このパラレル変換された送信信号Ｓ１２に
逆フーリエ変換処理を施すことによつて当該送信信号Ｓ
１２を各サブキヤリアに割り当てる。逆に復号時には、
ｆ₀ 間隔毎のサブキヤリアの信号成分を取り込み、フー
リエ変換処理を行うことによつて当該サブキヤリアに割
り当てられているデータを取り出す。

【００３５】この例では、図４に示すように、シリアル
／パラレル変換回路３２により、ＤＱＰＳＫ変調回路３
１から出力される５１サンプルがパラレルデータに変換
され、周波数領域にマツピングされる。このシリアル／
パラレル変換回路３２の出力は、逆高速フーリエ変換回
路３３により逆フーリエ変換処理が施され、当該逆高速
フーリエ変換回路３３からは６４サンプルの有効シンボ
ルが出力される。この６４サンプルの有効シンボルに対
して、８シンボルのガードインターバルが付加される。

【００３６】従つて、この例では、図５に示すように、
１シンボルは、６４サンプルの有効シンボルと、８サン
プルのガードインターバルの７２サンプルからなる。シ
ンボル周期Ｔ_symbolは、例えば（Ｔ_symbol＝1.953 〔μ
ｓ〕）であり、サンプル周期Ｔ_sampleは、例えば（Ｔ
_sample＝27.127〔ｎｓ〕）であり、サンプル周波数ｆ
_sampleは、例えば（ｆ_sample＝36.864〔ＭＨｚ〕）であ
る。

【００３７】ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキヤリアに分
散してデータを送信しているので、１シンボル当たりの
時間が長くなる。そして、時間軸でガードインターバル
を設けているため、ジツタに対する影響やマルチパスに
対する影響を受け難いという特徴がある。なお、ガード
インターバルは、有効シンボル長の１〜２割り程度に選
ばれている。

【００３８】つまり、ＯＦＤＭ方式では、復調時に連続
する受信信号の中から有効シンボル長を切り出して、フ
ーリエ変換処理を行う必要がある。ジツタ等によりこの
ように有効シンボルを切り出す際に誤差があつたとして
も、ガードインターバルが存在するため、周波数成分は
変化せず、位相差のみが生じる。このため、信号中に既
知パターンを挿入して位相補正を行うか、差動符号化を
用いて位相差を打ち消すことにより復調が可能である。
通常のＱＰＳＫ変調のみの場合、各ビツト毎にタイミン
グを合わせる必要があるが、ＯＦＤＭ方式の場合、数ビ
ツトずれても感度が数ｄＢ劣化するのみで、復調が可能
である。

【００３９】ここで再び図２に戻つて説明を続ける。パ
ラレル／シリアル変換回路３４から出力される送信信号
Ｓ１４は切換スイツチ３５の入力端子３５Ａに供給され
る。切換スイツチ３５の他方の入力端子３５Ｂには、Ｍ
系列（Maximum Length Code）発生回路３６で生成され
たＭ系列符号Ｓ１５が供給される。

【００４０】切換スイツチ３５は、同期信号としてＭ系
列符号Ｓ１５を送信する場合には、当該Ｍ系列符号Ｓ１
５を選択して出力し、それ以外の場合には送信信号Ｓ１
４を選択して出力する。切換スイツチ３５からの出力信
号Ｓ１６は周波数変換回路３６に供給される。周波数変
換回路３６には、ＰＬＬシンセサイザ３７から局部発振
信号Ｓ１７が供給される。周波数変換回路３６は、この
局部発信信号Ｓ１７を出力信号Ｓ１６に乗算することに
より、所定周波数に周波数変換された送信信号Ｓ１８を
生成し、これをパワーアンプ３８に出力する。なお、送
信信号Ｓ１８の周波数としては、例えば、準マイクロ波
帯の 2.4〔ＧHz〕、 5.7〔ＧHz〕或いは19〔ＧHz〕帯等
を用いることが考えられる。

【００４１】パワーアンプ３８は、送信信号Ｓ１８を所
定電力に増幅し、その結果得られる送信信号Ｓ１９をア
ンテナ切換部２７を構成する切換スイツチの入力端子２
７Ａに供給する。切換スイツチ２７は、送信時と受信時
でアンテナ２６に対する接続を切り換えるものであり、
データ送信時には、入力端子２７Ａ側に切り換わり、デ
ータ受信時には端子２７Ｂ側に切り換わる。かくしてこ
の切換スイツチ２７を介して送信信号Ｓ１９がアンテナ
２６に供給され、当該アンテナ２６から送信される。

【００４２】一方、データ受信時にアンテナ２６によつ
て受信された受信信号Ｓ２０は、切換スイツチ２７を介
して受信アンプ（一般にはＬＮＡ（Low Noise Amplifie
r ）と呼ばれる）３９に供給され、ここで増幅された
後、周波数変換回路４０に供給される。

【００４３】周波数変換回路４０には、ＰＬＬシンセサ
イザ３７からの局部発振信号Ｓ２１が供給されており、
当該周波数変換回路４０はこの局部発信信号Ｓ２１を受
信信号Ｓ２０に乗算することにより中間周波数の受信信
号Ｓ２２を生成し、これをシリアル／パラレル変換回路
４１に出力する。

【００４４】シリアル／パラレル変換回路４１は、受信
信号Ｓ２２をパラレル変換し、その結果得られる受信信
号Ｓ２３を高速フーリエ変換回路４２（ＦＦＴ）に出力
する。高速フーリエ変換回路４２は、受信信号Ｓ２３に
フーリエ変換処理を施し、その結果得られる受信信号Ｓ
２４をパラレル／シリアル変換回路４３に出力する。パ
ラレル／シリアル変換回路４３は、受信信号Ｓ２４をシ
リアルデータ列の受信信号Ｓ２５に変換し、これをＤＱ
ＰＳＫ復調回路４４に出力する。

【００４５】ここでシリアル／パラレル変換回路４１、
高速フーリエ変換回路４２及びパラレル／シリアル変換
回路４３は、受信信号Ｓ２２に対してＯＦＤＭ方式の復
号を行うものである。つまり、シリアル／パラレル変換
回路４１で、有効データが切り出され、受信波形がｆ₀
間隔毎に取り込まれて、パラレルデータに変換される。
このシリアル／パラレル変換回路４１の出力は高速フー
リエ変換回路４２に供給され、フーリエ変換処理が行わ
れる。このようにしてｆ₀ 間隔毎にサンプリングした波
形をフーリエ変換処理することにより、ＯＦＤＭ方式の
復号が行われる。

【００４６】ＤＱＰＳＫ復調回路４４は、受信信号Ｓ２
５にＤＱＰＳＫ復調処理を施して受信データＳ２６を復
元し、これを通信コントローラ３０に出力する。通信コ
ントローラ３０はこの受信データＳ２６をデータ端末装
置１５に出力する。

【００４７】ここでこの無線通信ユニツト１６において
は、全体の動作はコントローラ４５によつて制御され
る。データ送信及びデータ受信はコントローラ４５から
の指令に基づいて行われ、通信コントローラ３０はこの
制御に基づいて送信データＳ１０又は受信データＳ２６
のデータ受渡しをデータ端末装置１５との間で行う。

【００４８】この無線ＬＡＮシステム１０では、１フレ
ームを単位としてＴＤＭＡ方式でデータを送るように
し、１フレームの先頭の１シンボルには、同期獲得用の
Ｍ系列符号を送るようにしている。このような制御を実
現するために、通信制御端末装置１２の無線通信ユニツ
ト１６には、Ｍ系列発生回路３６と、資源情報格納部２
５を構成するメモリと、タイマ４６とが設けられてい
る。この場合、１フレームの先頭のシンボルのタイミン
グで、切換スイツチ３５が入力端子３５Ｂ側に切り換わ
り、これによりフレーム先頭のタイミングで１シンボル
のＭ系列符号が送信される。

【００４９】各通信端末装置１１Ａ、１１Ｂの無線通信
ユニツト１４Ａ、１４Ｂから送信要求が送られると、こ
の送信要求がアンテナ２６で受信され、高速フーリエ変
換回路４２によつてＯＦＤＭの復調が行われ、ＤＱＰＳ
Ｋ復調回路４４によつてＤＱＰＳＫ復調が行われて、通
信コントローラ３０に供給される。そして復調された送
信要求を示す受信データは、通信コントローラ３０から
コントローラ４５に送られる。

【００５０】コントローラ４５には、資源情報格納部２
５が接続されている。この資源情報格納部２５には、１
フレームで送られる各通信端末装置１１Ａ、１１Ｂの割
り当て時間に関する資源情報が格納されている。コント
ローラ４５は、受信された送信要求と通信資源残量とに
基づいて、各通信端末装置１１Ａ、１１Ｂの送信割り当
て時間を決定する。この送信割り当て時間を示す制御情
報は、コントローラ４５から通信コントローラ３０に送
られる。通信コントローラ３０は、この制御情報を送信
データＳ１０としてＤＱＰＳＫ変調回路３１に供給し、
かくしてＤＱＰＳＫ変調回路３１及び逆高速フーリエ変
換回路３３を介して変調処理が施され、送信信号Ｓ１９
としてアンテナ２６から各通信端末装置１１Ａ、１１Ｂ
の無線通信ユニツト１４Ａ、１４Ｂに向けて送られる。

【００５１】（１−３）通信端末装置の無線通信ユニツ
ト 続いてこの項では、通信端末装置１１Ａ、１１Ｂに設け
られた無線通信ユニツト１４Ａ、１４Ｂについて、図６
を用いて説明する。なお、無線通信ユニツト１４Ａ、１
４Ｂは基本的に同一の構成であるので、以降の説明で
は、無線通信ユニツト１４Ａとして説明する。図６に示
すように、無線通信ユニツト１４Ａにおいては、送信デ
ータＳ３０は通信コントローラ５１を介して入力され
る。通信コントローラ５１から出力される送信データＳ
３０は、ＤＱＰＳＫ変調回路５２に供給される。ＤＱＰ
ＳＫ変調回路５２は、送信データＳ３０にＤＱＰＳＫ変
調を施し、その結果得られる送信信号Ｓ３１をシリアル
／パラレル変換回路５３に出力する。

【００５２】シリアル／パラレル変換回路５３は、シリ
アルデータ列の送信信号Ｓ３１をパラレルデータ列の送
信信号Ｓ３２に変換し、これを逆高速フーリエ変換回路
５４に出力する。逆高速フーリエ変換回路５４は、送信
信号Ｓ３２に逆フーリエ変換処理を施すことにより当該
送信信号Ｓ３２を周波数領域のデータにマツピングし、
その結果得られる送信信号Ｓ３３をパラレル／シリアル
変換回路５５に出力する。パラレル／シリアル変換回路
５５は、パラレルデータ列で供給される送信信号Ｓ３３
をシリアルデータ列に変換し、その結果得られる送信信
号Ｓ３４を周波数変換回路５６に供給する。なお、シリ
アル／パラレル変換回路５３、逆高速フーリエ変換回路
５４及びパラレル／シリアル変換回路５５は、上述した
無線通信ユニツト１６と同様に、送信信号Ｓ３１をＯＦ
ＤＭ方式によりマルチキヤリアの信号に変換するもので
ある。

【００５３】周波数変換回路５６にはＰＬＬシンセサイ
ザ５７からの局部発振信号Ｓ３５が供給されており、当
該周波数変換回路５６は、送信信号Ｓ３４に局部発信信
号Ｓ３５を乗算することにより所定周波数に周波数変換
された送信信号Ｓ３６を生成し、これをパワーアンプ５
８に出力する。

【００５４】パワーアンプ５８は、送信信号Ｓ３６を所
定電力に増幅し、その結果得られる送信信号Ｓ３７をア
ンテナ切換部２１Ａを構成する切換スイツチの入力端子
２１ＡＡに供給する。切換スイツチ２１Ａは、送信時と
受信時でアンテナ２０Ａに対する接続を切り換えるもの
であり、データ送信時には、入力端子２１ＡＡ側に切り
換わり、データ受信時には端子２１ＡＢ側に切り換わ
る。かくしてこの切換スイツチ２１Ａを介して送信信号
Ｓ３７がアンテナ２０Ａに供給され、当該アンテナ２０
Ａから送信される。

【００５５】一方、データ受信時にアンテナ２０Ａによ
つて受信された受信信号Ｓ３８は、切換スイツチ２１Ａ
を介して受信アンプ５９に供給され、ここで増幅された
後、周波数変換回路６０に供給される。

【００５６】周波数変換回路６０にはＰＬＬシンセサイ
ザ５７からの局部発振信号Ｓ３９が供給されており、当
該周波数変換回路６０はこの局部発信信号Ｓ３９を受信
信号Ｓ３８に乗算することにより中間周波数の受信信号
Ｓ４０を生成し、これをシリアル／パラレル変換回路６
１及び相関検出回路６２に出力する。

【００５７】シリアル／パラレル変換回路６１は、受信
信号Ｓ４０をパラレル変換し、その結果得られる受信信
号Ｓ４１を高速フーリエ変換回路６３に出力する。高速
フーリエ変換回路６３は、受信信号Ｓ４１にフーリエ変
換処理を施し、その結果得られる受信信号Ｓ４２をパラ
レル／シリアル変換回路６４に出力する。パラレル／シ
リアル変換回路６４は、受信信号Ｓ４２をシリアルデー
タ列の受信信号Ｓ４３に変換し、これをＤＱＰＳＫ復調
回路６５に出力する。ここでシリアル／パラレル変換回
路６１、高速フーリエ変換回路６３及びパラレル／シリ
アル変換回路６４は、上述した無線通信ユニツト１６と
同様に、受信信号Ｓ４０に対してＯＦＤＭ方式の復号を
行うものである。

【００５８】ＤＱＰＳＫ復調回路６５は、受信信号Ｓ４
３にＤＱＰＳＫ復調処理を施して受信データＳ４４を復
元し、これを通信コントローラ５１に出力する。通信コ
ントローラ５１はこの受信データＳ４４をデータ端末装
置１３Ａに出力する。

【００５９】ここでこの無線通信ユニツト１４Ａにおい
ては、全体の動作はコントローラ６６によつて制御され
る。データ送信及びデータ受信はコントローラ６６から
の指令に基づいて行われ、通信コントローラ５１はこの
制御に基づいて送信データＳ３０又は受信データＳ４４
のデータ受渡しをデータ端末装置１３Ａとの間で行う。

【００６０】この無線ＬＡＮシステム１０では、１フレ
ームを単位としてＴＤＭＡ方式でデータを送るように
し、１フレームの先頭の１シンボルでは、通信制御端末
装置１２の無線通信ユニツト１６から同期獲得用のＭ系
列符号が送られてくる。このような制御を実現するため
に、無線通信ユニツト１４Ａには、相関検出回路６２
と、タイマ６７とが設けられている。フレームの先頭の
タイミングで、通信制御端末装置１２の無線通信ユニツ
ト１６から送られてくるＭ系列符号がアンテナ２０Ａに
よつて受信され、相関検出回路６２に送られる。相関検
出回路６２は、受信された符号と予め設定されている符
号との相関を検出しており、相関が強いと判断される
と、相関がある符号すなわちＭ系列符号を受信したこと
を示す検出出力Ｓ４５をタイマ６７に出力する。タイマ
６７は、この検出出力Ｓ４５が与えられたタイミングを
基準時刻として時間管理を行う。

【００６１】送りたいデータがある場合には、コントロ
ーラ６６からの指令により、通信コントローラ５１から
送信要求が送られる。この送信要求は、ＤＱＰＳＫ変調
回路５２でＤＱＰＳＫ変調され、逆高速フーリエ変換回
路５４でＯＦＤＭによる変換が行われ、アンテナ２０Ａ
から通信制御端末装置１２に向けて送られる。この送信
要求は、通信制御端末装置１２で受信され、当該通信制
御端末装置１２からは、送信割り当て時間を含む制御情
報が返送される。

【００６２】この制御情報は、アンテナ２０Ａで受信さ
れ、高速フーリエ変換回路６３でＯＦＤＭの復調が行わ
れ、ＤＱＰＳＫ復調回路６５でＤＱＰＳＫの復調が行わ
れて、通信コントローラ５１に供給される。そして復調
された制御情報を示す受信データは、通信コントローラ
５１からコントローラ６６に送られる。

【００６３】この制御情報には、送信時間に関する情報
が含まれている。これらの時間は、タイマ６７の時間を
基準にして設定される。タイマ６７は、相関検出回路６
２から検出出力Ｓ４５が与えられたタイミング（すなわ
ち通信制御端末装置１２からＭ系列符号が送られてきた
タイミング）を基準時刻とし、この基準時刻と制御情報
に含まれる時間情報とに基づいて、送信時間を管理す
る。

【００６４】タイマ６７によつて送信開始時間になつた
と判断されると、コントローラ６６は通信コントローラ
５１に対して送信データの送出指令を出力する。これを
受けて通信コントローラ５１は送信データＳ３０の送出
を開始する。送出された送信データＳ３０はＤＱＰＳＫ
変調回路５２でＤＱＰＳＫ変調され、逆高速フーリエ変
換回路５４によつてＯＦＤＭの変換処理が行われ、アン
テナ２０Ａを介して送信される。またタイマ６７によつ
て受信時間になつたと判断されると、コントローラ６６
は受信開始の指令を高速フーリエ変換回路６３等に送出
する。これによりアンテナ２０Ａによつて受信された受
信信号Ｓ３８は、高速フーリエ変換回路６３を介して復
調処理がなされる。

【００６５】このようにしてこの無線ＬＡＮシステム１
０では、データをＯＦＤＭ方式によるマルチキヤリアを
使つて伝送している。ＯＦＤＭ波は、前述したように、
ジツタに強く、数サンプルずれていても復調は可能であ
る。しかしながら、それ以上ずれて、２シンボルに跨が
つてしまうと復調ができない。従つてある程度のタイミ
ング設定を行う必要がある。そこでこの無線ＬＡＮシス
テム１０では、例えば147455シンボル（４〔ms〕）を１
フレームとし、このフレーム内でＴＤＭＡ方式でデータ
を送るようにし、各フレームの先頭の１シンボルには、
Ｍ系列符号を配置し、このＭ系列符号を利用して、復調
タイミングを設定するようにしている。

【００６６】受信したＯＦＤＭ波に対して受信クロツク
が 6.8〔ppm 〕ずれを持つていると、４〔ms〕の１フレ
ームの間に27.2〔ns〕の時間差が蓄積する。これは、3
6.864〔MHz 〕のサンプリングレートに相当する。従つ
て 6.8〔ppm 〕程度の精度を持つクロツクを用意すれ
ば、確実に復調できることになる。

【００６７】なお、同期用のシンボルとしては、Ｍ系列
符号の他に、周期の等しい２種類のＭ系列符号を用意
し、これらを加算して得られる符号系列であるゴールド
符号やバーカー符号或いは嵩符号等も用いることが可能
である。

【００６８】（１−４）相関検出回路の構成 続いてこの項では、上述した相関検出回路６２について
図７を用いて説明する。図７に示すように、相関検出回
路６２は大きく分けてリミツタ７０、マツチトフイルタ
７１及び比較器７２によつて構成される。まず周波数変
換回路６０から出力された受信信号Ｓ４０は入力端子Ｉ
Ｎを介してリミツタ７０に入力される。リミツタ７０は
受信信号Ｓ１０の信号振幅の正負に応じて当該受信信号
Ｓ４０の振幅を一定にする回路である。すなわち受信信
号Ｓ４０の振幅関数をｒ（ｔ）とすれば、リミツタ回路
７０は、次式、

【００６９】

【数１】

【００７０】に示すように、受信信号Ｓ４０の振幅の正
負に応じて振幅値が「＋１」又は「−１」となるように
して振幅を一定化し、（１）式に示すように振幅が一定
化された受信信号Ｓ５０を出力する。

【００７１】マツチトフイルタ７１は、図１７に示した
構成とほぼ同様の構成を有し、入力される受信信号Ｓ５
０の符号列と検出対象となる符号列に対応した係数とを
それぞれ乗算し、その乗算結果を加算することにより相
関値信号Ｓ５１を得、これを続く比較器７２に出力す
る。なお、このマツチトフイルタ７１における相関値算
出処理は、受信信号Ｓ５０の振幅関数及び検出対象の符
号系列Ｐ（ｔ）を用いて、次式、

【００７２】

【数２】

【００７３】に示すように表され、この（２）式に示す
ような相関値ｃｏｒ（ｔ）を相関値信号Ｓ５１として出
力する。

【００７４】比較器７２は、この相関値信号Ｓ５１の信
号レベルと、外部から供給される閾値信号ＴＨの信号レ
ベルとを比較し、その結果、相関値信号Ｓ５１の信号レ
ベルが閾値信号ＴＨの信号レベルを越えていれば、検出
対象の符号系列（すなわちＭ系列符号）を受信したこと
を示す検出出力Ｓ４５を出力端子ＯＵＴを介してタイマ
６７に出力する。

【００７５】なお、マツチトフイルタ７１から出力され
る相関値信号Ｓ５１は、（２）式に示すように表される
ことから、入力される受信信号の振幅に比例する。この
ためこのマツチトフイルタ７１の出力は、全体として従
来のマツチトフイルタの出力に比べて信号レベルが低く
なる。従つて比較器７２に入力される閾値信号ＴＨの信
号レベルは従来に比して予め下げられた所定の値に設定
されている。

【００７６】ここで受信信号Ｓ４０がＭ系列符号である
場合には、リミツタ７０によつてその振幅が一定化され
たとしても、Ｍ系列符号は検出対象の符号系列であるこ
とから相関があり、これによりマツチトフイルタ７１か
らは信号レベルの大きい相関値信号Ｓ５１が出力され
る。従つて相関値信号Ｓ５１の信号レベルが大きいこと
から、比較器７２においては相関値信号Ｓ５１の信号レ
ベルが閾値信号ＴＨを越えて、Ｍ系列符号を検出したこ
とを示す検出出力Ｓ４５が出力される。

【００７７】一方、従来問題になつていたＭ系列符号で
はないが信号レベルが大きい受信信号が受信された場合
には、受信信号Ｓ４０の振幅がリミツタ７０によつて
「＋１」又は「−１」に一定化され、この一定化された
受信信号がマツチトフイルタ７１に入力される。Ｍ系列
符号ではない信号はマツチトフイルタ７１の乗算回路に
設定されている係数とは相関がないことから、係数を乗
算してその乗算結果を加算したとしても、マツチトフイ
ルタ７１からは信号レベルの小さい相関値信号Ｓ５１が
出力される。従つて比較器７２においては、相関値信号
Ｓ５１の信号レベルが閾値信号ＴＨの信号レベルを越え
ず、検出出力Ｓ４５が出力されることはない。

【００７８】このようにしてこの相関検出回路７０にお
いては、リミツタ７０によつて受信信号Ｓ４０の振幅を
一定化したことにより、正確にＭ系列符号のみを検出す
ることができる。なお、Ｍ系列符号ではない信号が受信
された場合に相関値信号Ｓ５１の信号レベルが小さくな
る理由は、次に説明するように、逆にＭ系列符号ではな
い信号を受信したときに、従来相関値信号の信号レベル
が大きくなつていた理由を説明すれば、容易に把握し得
る。

【００７９】一般にマツチトフイルタにおける信号処理
は、入力される信号ｘ（ｔ）、検出対象の符号系列をＰ
（ｔ）とすると、（２）式からも分かるように、次式、

【００８０】

【数３】

【００８１】に示すように表される。ここでこの入力信
号ｘ（ｔ）よりも１０倍信号レベルが大きい入力信号ｘ
（ｔ）′が入力されたとすると、マツチトフイルタから
出力される相関値信号は、次式、

【００８２】

【数４】

【００８３】に示すように表され、相関値信号の信号レ
ベルとしては１０倍大きくなる。従つてマツチトフイル
タが検出する符号系列と相関がない入力信号が入つてき
たとき、その入力信号が極端に大きいと、相関がないに
も係わらず、大きい信号レベルの相関値信号が出力され
る。

【００８４】このような原因を鑑みて、この相関検出回
路６２では、入力される受信信号Ｓ４０の信号レベルを
リミツタ７０によつて一定化し、これにより相関はない
が信号レベルが大きい受信信号が入つてきたときでも、
これを検出対象の符号系列と誤判定することを未然に防
止することができる。

【００８５】ここでこの相関検出回路６２によつて相関
検出したときの各部の信号波形を図８に示す。図８
（Ａ）及び（Ｂ）は、受信信号Ｓ４０の同相成分（いわ
ゆるＩ成分）及び直交成分（いわゆるＱ成分）の信号レ
ベル（図中、Input で示す）と、リミツタ７０の出力で
ある受信信号Ｓ５０の信号レベル（図中、Outputで示
す）を示し、図８（Ｃ）はその受信信号Ｓ４０の信号内
容を示し、図８（Ｄ）はマツチトフイルタ７１の出力で
ある相関値信号Ｓ５１の信号レベルを示し、図８（Ｅ）
は従来の相関検出回路のマツチトフイルタの出力を示
す。この図８（Ｄ）及び図８（Ｅ）との比較から分かる
ように、従来の場合には、受信信号Ｓ４０の信号レベル
が大きいと、Ｍ系列符号（図中、「M-array 」で表記す
る）以外でも相関値信号の信号レベルが大きくなり、そ
の結果、Ｍ系列符号を受信したと誤判定していたが、本
発明による相関検出回路６２の場合には、受信信号Ｓ４
０の振幅を一定化したことにより検出対象のＭ系列符号
でのみ信号レベルが大きくなる相関値信号Ｓ５１を得る
ことができ、正確にＭ系列符号を受信したことを検出し
得る。

【００８６】（１−５）通信プロトコル 続いてこの項では、無線ＬＡＮシステム１０の通信プロ
トコルについて説明する。まず図９において、この無線
ＬＡＮシステム１０によるデータ通信時のフレーム構成
を示す。図９に示すように、１フレームは、制御データ
伝送時間と、情報データ伝送時間とに分けられる。制御
データ伝送時間においては非同期でデータ通信が行わ
れ、また情報データ伝送時間においてはアイソクロナス
（等時）でデータ通信が行われる。通信制御端末装置１
２から同期用のシンボルを送ると、各通信端末装置１１
Ａ、１１Ｂはこの同期用シンボル（すなわちＭ系列符
号）の受信に基づいて通信制御端末装置１２に送信要求
を送る。通信制御端末装置１２はこの送信要求に応じて
各通信端末装置１１Ａ、１１Ｂに送信割り当て時間を含
む制御情報を送る。なお、この制御情報の伝送は、制御
データ伝送時間に非同期通信で行われる。通信端末装置
１１Ａ、１１Ｂ間でデータ通信する際には、この送信割
り当て時間に従つて当該通信端末装置１１Ａ、１１Ｂは
データ通信を行う。なお、この通信端末装置１１Ａ、１
１Ｂ間のデータ通信は、情報データ伝送時間を使用して
アイソクロナスで行われる。

【００８７】なお、情報データ伝送時間に行うデータ通
信は、非同期で行うことも可能であり、また非同期通信
とアイソクロナス通信とを混在させることも可能であ
る。

【００８８】ここで通信端末装置１１Ａと通信端末装置
１１Ｂとの間でデータ通信を行うとときの通信シーケン
スを図１０に示し、そのときの１フレーム内で行われる
ＴＤＭＡ通信のデータ内容を図１１に示す。

【００８９】図１０に示すように、先ず１フレームの先
頭の１シンボルでは、通信制御端末装置１２から各通信
端末装置１１Ａ、１１Ｂに向けてＭ系列符号が送られ
る。このＭ系列符号は、各通信端末装置１１Ａ及び１１
Ｂの無線通信ユニツト１４Ａ及び１４Ｂで受信され、こ
のＭ系列符号を受信したタイミングに基づいて時間管理
を行うタイマ６７が設定される。

【００９０】次に時点ｔ₁ において、通信制御端末装置
１２はポーリング処理によつて通信端末装置１１Ａ及び
１１Ｂを呼び出す。これを受けた通信端末装置１１Ａ
は、時点ｔ₂ において応答信号であるアクノリツジ信号
を返答する。また通信端末装置１１Ｂは、時点ｔ₂ より
も遅れた時点ｔ₃ において、応答信号であるアクノリツ
ジ信号を返答する。このとき送信要求がある場合には、
このアクノリツジ信号に送信要求が含められる。ここで
例えば通信端末装置１１Ａは通信端末装置１１Ｂに対し
てデータ伝送する旨を示す送信要求を送り、また通信端
末装置１１Ｂは通信端末１１Ａに対してデータ伝送する
旨を示す送信要求を送つたとする。

【００９１】通信制御端末装置１２においては、この送
信要求に基づいて送信割り当て時間を決め、これを時点
ｔ₄ において制御情報として通信端末装置１１Ａ、１１
Ｂに送信する。なお、ここでは通信端末装置１１Ａの送
信開始時刻を時点ｔ₅ と決め、通信端末装置１１Ｂの送
信開始時刻を時点ｔ₆ と決めたとする。

【００９２】送信割り当て時間を含む制御情報を受けた
通信端末装置１１Ａは、時点ｔ₅ において通信端末装置
１１Ｂに対するデータ伝送を開始する。また同様に制御
情報を受けた通信端末装置１１Ｂは、この通信端末装置
１１Ａからのデータ伝送が終えると、続く時点ｔ₆ にお
いて通信端末装置１１Ａに対するデータ伝送を開始す
る。なお、通信端末装置１１Ａ及び１１Ｂにおける時点
ｔ₅ 及びｔ₆ の時間判断は、Ｍ系列符号を受信したタイ
ミング基準時刻として動作するタイマ６７によつて行わ
れる。

【００９３】以上のような動作を行つた場合には、１フ
レーム内で図１１に示すようなデータが送られる。すな
わち図１１に示すように、１フレームの先頭でＭ系列符
号が送られ、時点ｔ₁ において各通信端末装置１１Ａ、
１１Ｂが呼び出され、時点ｔ₂ 及びｔ₃ においてこの呼
び出しに対するアクノリツジ信号が返され、時点ｔ₄に
おいて送信割り当て時間を含む制御情報が送られ、時点
ｔ₅ から通信端末装置１１Ａから通信端末装置１１Ｂへ
のデータ伝送が開始され、時点ｔ₆ から通信端末装置１
１Ｂから通信端末装置１１Ａへのデータ伝送が開始され
る。

【００９４】このようにしてこの無線ＬＡＮシステム１
０では、ＯＦＤＭ方式を用いているため、高速のデータ
レートを実現することが可能である。そして１フレーム
を単位としてＴＤＭＡによりデータ通信を行い、１フレ
ームの先頭でＭ系列を送り、このＭ系列を基準にして送
受信タイミングを設定するようにしている。

【００９５】各通信端末装置１１Ａ、１１Ｂは、通信制
御端末装置１２からの制御情報により送信及び受信時間
が指示されている。そして１フレームの先頭のＭ系列符
号を基準にして各通信端末装置１１Ａ及び１１Ｂのタイ
マ６７が設定されるため、各通信端末装置１１Ａ及び１
１Ｂのタイマ６７は等しく設定される。このため受信時
には、この時間情報を利用して、フレーム内の必要なシ
ンボルのみ復調してデータを再生することができる。し
かも複数の通信端末装置１１Ａ、１１Ｂから同一フレー
ム内にデータが多重され、ジツタがある場合でも、同じ
復調タイミングで復調することができる。

【００９６】なお、送信側のタイマと受信側のタイマと
に多少のずれが生じても、ＯＦＤＭの性質から誤りなく
復調することができる。このため各バースト毎に受信に
先立つて同期獲得する必要はなく、各バースト毎に同期
用のビツトを配する必要はない。従つてフレーム内のビ
ツトを有効利用することができる。

【００９７】（１−６）動作及び効果 以上の構成において、この無線ＬＡＮシステム１０で
は、フレームの先頭で通信制御端末装置１２からＭ系列
符号を送信し、通信端末装置１１Ａ及び１１Ｂではこの
Ｍ系列符号を受信し、このＭ系列符号を受信したタイミ
ングを基準として時間管理を行う。このＭ系列符号を受
信したか否かの判断は、相関検出回路６２によつて行わ
れる。

【００９８】相関検出回路６２では、まずリミツタ７０
によつて受信信号Ｓ４０の振幅を一定化し、その結果得
られる受信信号Ｓ５０をマツチトフイルタ７１に入力す
る。マツチトフイルタ７１では、検出対象のＭ系列符号
に対応した係数を受信した符号系列にそれぞれ乗算し、
その乗算結果を加算することにより相関値信号Ｓ５１を
出力する。かくしてこの相関値信号Ｓ５１の信号レベル
を比較器７２において閾値ＴＨと比較することにより、
Ｍ系列符号を受信したか否かを判断する。この場合、リ
ミツタ７０によつて予め受信信号Ｓ４０の振幅を「＋
１」又は「−１」に一定化していることから、図８
（Ｄ）に示すように、Ｍ系列符号のときだけ信号レベル
が大きくなるような相関値信号Ｓ５１を得ることがで
き、かくしてこの相関値信号Ｓ５１を基に確実にＭ系列
符号を受信したか否かを判断することができる。

【００９９】またこの場合には、Ｍ系列符号を受信する
直前に信号レベルの大きい受信信号があつたためＡＧＣ
回路によつてＭ系列符号に対する利得を下げるような動
作が起きたとしても、リミツタ７０によつて振幅が一定
化されていることから、ＡＧＣ回路による利得低下の影
響は何ら受けることはない。

【０１００】ところで受信信号Ｓ４０の振幅を一定化す
る代わりに、受信信号Ｓ４０の平均振幅を算出し、この
平均振幅を用いてマツチトフイルタ７１から出力される
相関値信号を正規化する方法も考えられるが、この方法
の場合には、極端に信号レベルが大きい受信信号を受信
したとき、平均振幅算出回路及び正規化処理を行う除算
回路がオーバーフローを起こしてＭ系列符号を検出し得
なくなるおそれがある。またこの方法では、平均振幅算
出回路及び除算回路を設ける必要があるため、回路構成
が複雑になり、その結果、相関検出回路を小型化し得な
くなるおそれがある。

【０１０１】これに対して本発明による相関検出回路６
２では、単にリミツタ７０によつて受信信号Ｓ４０の振
幅を「＋１」又は「−１」に一定化しているだけなの
で、回路がオーバーフローを起こすこともなく、Ｍ系列
符号を確実に検出することができる。また積分器等から
なる平均振幅算出回路及び除算回路を設ける必要がない
ので、相関検出回路を簡易な構成にすることができる。

【０１０２】以上の構成によれば、受信信号Ｓ４０の振
幅を一定化し、その振幅が一定化された受信信号Ｓ５０
をマツチトフイルタ７１に入力して相関値信号Ｓ５１を
検出し、この相関値信号Ｓ５１を閾値ＴＨと比較して検
出対象の符号系列を受信したか否か判定するようにした
ことにより、受信信号Ｓ４０の信号レベルによる誤検出
を未然に防止し得、簡易な構成で、確実に検出対象の符
号系列を検出することができる。

【０１０３】（２）他の実施の形態 なお上述の実施の形態においては、受信信号Ｓ４０から
直接的に相関値信号Ｓ５１を検出した場合について述べ
たが、本発明はこれに限らず、受信信号Ｓ４０から同相
成分（いわゆるＩ成分）及び直交成分（いわゆるＱ成
分）を抽出し、各成分毎に相関値信号を検出するように
しても良い。この場合の例を図１２及び図１３を用いて
説明する。まず図１２に示すように、相関検出回路８０
においては、受信信号Ｓ４０をまず第１及び第２の乗算
器８１及び８２に入力する。乗算器８１には局部発振信
号Ｓ６０が入力されており、また乗算器８２にはこの局
部発振信号Ｓ６０の位相を移相器８３によつてπ／２だ
け遅延した局部発振信号Ｓ６１が入力されている。乗算
器８１は入力される受信信号Ｓ４０と局部発振信号Ｓ６
０とを乗算することによりベースバンド信号の同相成分
Ｓ_I を取り出す。また乗算器８２は入力される受信信号
Ｓ４０と局部発振信号Ｓ６１とを乗算することによりベ
ースバンド信号の直交成分Ｓ_Q を取り出す。

【０１０４】この取り出された同相成分Ｓ_I 及び直交成
分Ｓ_Q はそれぞれローパスフイルタ８３、８４を介して
不要成分が除去された後、リミツタ８５、８６に入力さ
れる。リミツタ８５、８６は、図７に示したリミツタ７
０と同じ構成のものであり、入力される同相成分Ｓ_I 及
び直交成分Ｓ_Q の振幅を当該振幅の正負に応じて「＋
１」又は「−１」に一定化し、その結果得られる同相成
分Ｓ６２及び直交成分Ｓ６３をマツチトフイルタ８７に
出力する。マツチトフイルタ８７は、各成分毎の相関値
信号Ｓ６４、Ｓ６５を検出し、これをそれぞれ乗算器８
８、８９に出力する。

【０１０５】かくしてこの相関値信号Ｓ６４、Ｓ６５を
乗算器８８、８９によつて二乗した後、加算器９０によ
つて加算することにより同相成分及び直交成分を合わせ
た相関値信号Ｓ６６が求められる。この相関値信号Ｓ６
６を比較器７２に入力して、ここで閾値ＴＨと比較する
ことにより、検出対象の符号系列を受信したか否か判定
することができる。

【０１０６】このようにして信号抽出手段（８１〜８
３）を用いて受信信号Ｓ４０から同相成分及び直交成分
を抽出し、各成分毎に相関値信号Ｓ６４、Ｓ６５を検出
し、これを合わせて相関値信号Ｓ６６を検出するように
すれば、ＱＰＳＫ変調等、位相変調が行われている受信
信号からより正確に検出対象の符号系列を検出すること
ができる。なお、この場合に検出される相関値信号Ｓ６
６は、次式、

【０１０７】

【数５】

【０１０８】に示すように表される。

【０１０９】また図１２との対応部分に同一符号を付し
て示す図１３に示すように、相関検出回路１００におい
て、乗算器８８、８９の代わりに絶対値回路１０１、１
０２を設け、各成分毎に検出した相関値信号Ｓ６４、Ｓ
６５の絶対値を求めてこれを加算することにより、同相
成分と直交成分を合わせた相関値信号Ｓ７０を検出する
ようにしても良い。このようにすれば、二乗値を求める
よりも絶対値を求める方が回路構成が簡易であることか
ら、一段と簡易な構成で、正確に検出対象の符号系列を
検出し得る相関検出回路１００を実現し得る。なお、こ
の場合に検出さる相関値信号Ｓ７０は、次式、

【０１１０】

【数６】

【０１１１】に示すように表される。

【０１１２】また上述の実施の形態においては、リミツ
タ７０によつて受信信号Ｓ４０の振幅を「＋１」又は
「−１」に一定化した場合について述べたが、本発明は
これに限らず、振幅を「＋0.5 」又は「−0.5 」に一定
化するようにしても良く、受信信号Ｓ４０の信号レベル
を均一化し得る範囲であれば、その他の値に一定化して
も良い。

【０１１３】また上述の実施の形態においては、１フレ
ームの先頭にＯＦＤＭの１シンボルに相当するＭ系列符
号を送信するようにした場合について述べたが、本発明
はこれに限らず、同期用のシンボルとしては１シンボル
以外であつても良い。要は、この同期用のシンボルの長
さは可変長であつて良く、例えば図１４に示すように、
Ｍ系列符号の長さを１シンボルより短い３１ビツトと
し、１フレームの先頭にスペースを設けるようにしても
良いし、Ｍ系列符号の長さを１シンボルより長いものを
用いても良い。また、フレーム同期用のＭ系列符号は、
フレームの先頭に配置する必要はなく、またフレーム内
の複数箇所にＭ系列符号を配置するようにしても良い。

【０１１４】また図１５に示すように、サブキヤリア間
の位相差に情報を持たせるようにしても良い。つまりＤ
ＱＰＳＫ変調では、周波数方向の差動化が行われてい
る。受信時には、サンプルタイミングにずれがあると、
ＯＦＤＭ復調時のフーリエ変換後の各サブキヤリアのＱ
ＰＳＫ波は位相が回転する。正確なＱＰＳＫ位相を得る
ための方法として、既知の位相の信号をパイロツト信号
として、ＯＦＤＭサブキヤリアの一部に割り当てて、位
相の基準を作る方法がある。図１５に示す例では、１番
目のキヤリアを基準にしてサブキヤリア間の位相差に情
報を持たせるようにしている。このようにすると、位相
が回転しても、サブキヤリア間での回転量は少ないの
で、誤りが少ない。なお、図１５に示した例では、基準
位相を与えるキヤリアは１番目のキヤリアとしている
が、他のキヤリアを基準とするようにしても良い。

【０１１５】また上述の実施の形態においては、データ
をＤＱＰＳＫ変調して、ＯＦＤＭによりマルチキヤリア
で伝送するようにした場合について述べたが、本発明は
これに限らず、多値変調であるＱＡＭ（Quadrature Amp
litude Modulation ）を用いるようにしても良い。ＱＡ
Ｍとしては、１６値、３２値、１２８値、２５６値等が
ある。さらに、符号化としてトレリス符号変調を用いる
こともできる。

【０１１６】また上述の実施の形態においては、通信制
御端末装置１２の無線通信ユニツト１６にＭ系列発生回
路３６を設け、通信端末装置１１Ａ、１１Ｂの無線通信
ユニツト１４Ａ、１４Ｂに相関検出回路６２を設けるよ
うにした場合について述べたが、本発明はこれに限ら
ず、１つの端末装置にＭ系列発生回路と相関検出回路を
設けておき、通信制御端末装置として用いるか又は通信
端末装置として用いるかによつて、Ｍ系列発生回路と相
関検出回路とを切り換えて使用できるように構成しても
良い。

【０１１７】

【発明の効果】上述のように本発明によれば、入力信号
の振幅を所定の値に一定化した後にマツチトフイルタ手
段に入力するようにしたことにより、マツチトフイルタ
手段が検出対象の符号系列ではないのに誤つて信号レベ
ルの大きい相関値を出力することを防止し得ることか
ら、検出対象の符号系列のみを正確に検出することがで
き、かくして簡易な構成で正確に入力信号から所定の符
号系列を検出し得る相関検出装置を実現し得る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を適用した無線ＬＡＮシステムの構成を
示すブロツク図である。

【図２】通信制御端末装置に設けられた無線通信ユニツ
トの構成を示すブロツク図である。

【図３】ＯＦＤＭ方式のサブキヤリアを示す略線図であ
る。

【図４】ＯＦＤＭ方式の信号処理の説明に供する略線図
である。

【図５】ＯＦＤＭ方式のシンボル構成を示す略線図であ
る。

【図６】通信端末装置に設けられた無線通信ユニツトの
構成を示すブロツク図である。

【図７】相関検出回路の構成を示すブロツク図である。

【図８】相関検出回路の特性を示す特性曲線図である。

【図９】１フレームの構成を示す略線図である。

【図１０】通信シーケンスを示すシーケンスチヤートで
ある。

【図１１】１フレーム内のデータ構成の説明に供する略
線図である。

【図１２】他の実施の形態による相関検出回路の構成を
示すブロツク図である。

【図１３】他の実施の形態による相関検出回路の構成を
示すブロツク図である。

【図１４】他の実施の形態によるＭ系列符号の送信方法
の説明に供する略線図である。

【図１５】サブキヤリアに基準位相を割り当てる方法の
説明に供する略線図である。

【図１６】従来の相関検出回路の構成を示すブロツク図
である。

【図１７】マツチトフイルタの構成を示すブロツク図で
ある。

【図１８】ＡＧＣ回路の影響による相関検出回路の検出
感度の劣化の説明に供する略線図である。

【符号の説明】

１、６２、８０、１００……相関検出回路、２、７１、
８７……マツチトフイルタ、３、７２……比較器、１０
……無線ＬＡＮシステム、１１Ａ、１１Ｂ……通信端末
装置、１２……通信制御端末装置、１３Ａ、１３Ｂ、１
５……データ端末装置、１４Ａ、１４Ｂ、１６……無線
通信ユニツト、３６……Ｍ系列発生回路、６７……タイ
マ、７０……リミツタ。

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】相関を用いて入力信号から検出対象の符号
   系列を検出する相関検出装置において、 上記入力信号の正負に応じて当該入力信号の振幅を所定
   の値に一定化するリミツタ手段と、 上記リミツタ手段から出力される出力信号と、上記検出
   対象の符号系列との相関を検出して相関値信号を出力す
   るマツチトフイルタ手段と、 上記相関値信号の信号レベルを所定の閾値と比較するこ
   とにより上記入力信号が検出対象の符号系列であるか否
   か判定する比較手段とを具えることを特徴とする相関検
   出装置。
2. 【請求項２】上記入力信号から同相成分と直交成分を抽
   出する信号抽出手段と、 上記同相成分の振幅を所定の値に一定化する第１のリミ
   ツタ手段と、 上記直交成分の振幅を所定の値に一定化する第２のリミ
   ツタ手段と、 上記第１及び第２のリミツタ手段から出力される出力信
   号と、上記検出対象の符号系列との相関を成分毎に検出
   して第１及び第２の相関値信号を出力するマツチトフイ
   ルタ手段と、 上記第１の相関値信号を二乗する第１の乗算手段と、 上記第２の相関値信号を二乗する第２の乗算手段と、 上記第１及び第２の乗算手段の出力信号を加算すること
   により第３の相関値信号を出力する加算手段と、 上記第３の相関値信号の信号レベルを所定の閾値と比較
   することにより上記入力信号が検出対象の符号系列であ
   るか否か判定する比較手段とを具えることを特徴とする
   請求項１に記載の相関検出装置。
3. 【請求項３】上記入力信号から同相成分と直交成分を抽
   出する信号抽出手段と、 上記同相成分の振幅を所定の値に一定化する第１のリミ
   ツタ手段と、 上記直交成分の振幅を所定の値に一定化する第２のリミ
   ツタ手段と、 上記第１及び第２のリミツタ手段から出力される出力信
   号と、上記検出対象の符号系列との相関を成分毎に検出
   して第１及び第２の相関値信号を出力するマツチトフイ
   ルタ手段と、 上記第１の相関値信号の絶対値を算出する第１の絶対値
   手段と、 上記第２の相関値信号の絶対値を算出する第２の絶対値
   手段と、 上記第１及び第２の絶対値手段の出力信号を加算するこ
   とにより第３の相関値信号を出力する加算手段と、 上記第３の相関値信号の信号レベルを所定の閾値と比較
   することにより上記入力信号が検出対象の符号系列であ
   るか否か判定する比較手段とを具えることを特徴とする
   請求項１に記載の相関検出装置。
4. 【請求項４】相関を用いて入力信号から検出対象の符号
   系列を検出する相関検出方法において、 上記入力信号の正負に応じて当該入力信号の振幅を所定
   の値に一定化し、 上記振幅が一定化された入力信号と、上記検出対象の符
   号系列との相関値を検出し、 上記相関値の信号レベルを所定の閾値と比較することに
   より上記入力信号が検出対象の符号系列であるか否か判
   定することを特徴とする相関検出方法。
5. 【請求項５】上記入力信号から同相成分及び直交成分を
   抽出し、各信号成分毎に算出した相関値を合成して当該
   合成結果と上記閾値とを比較することを特徴とする請求
   項４に記載の相関検出方法。
6. 【請求項６】上記信号成分毎に算出した相関値を合成す
   る際、それぞれの相関値を二乗して合成することを特徴
   とする請求項５に記載の相関検出方法。
7. 【請求項７】上記信号成分毎に算出した相関値を合成す
   る際、それぞれの相関値の絶対値を求めて合成すること
   を特徴とする請求項５に記載の相関検出方法。