JPH11187651A - 同期整流方式非絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
同期整流方式非絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
- Publication number
- JPH11187651A JPH11187651A JP35579497A JP35579497A JPH11187651A JP H11187651 A JPH11187651 A JP H11187651A JP 35579497 A JP35579497 A JP 35579497A JP 35579497 A JP35579497 A JP 35579497A JP H11187651 A JPH11187651 A JP H11187651A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 同期整流方式非絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータの
小型化とコストダウンを達成するための過電圧保護回路
を提供する。 【解決手段】 同期整流方式非絶縁ＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいて、平滑コンデンサ間の端子間電圧と所定の基
準電圧とを比較して前記端子間電圧値が前記基準電圧値
以上であることを検出するとオン駆動信号を転流用トラ
ンジスタに向けて出力する過電圧保護回路を備える。
小型化とコストダウンを達成するための過電圧保護回路
を提供する。 【解決手段】 同期整流方式非絶縁ＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいて、平滑コンデンサ間の端子間電圧と所定の基
準電圧とを比較して前記端子間電圧値が前記基準電圧値
以上であることを検出するとオン駆動信号を転流用トラ
ンジスタに向けて出力する過電圧保護回路を備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、同期整流方式の非
絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に過電圧保護回路
を備えることによって負荷に過電圧が掛かるのを防止す
る技術に関する。
絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に過電圧保護回路
を備えることによって負荷に過電圧が掛かるのを防止す
る技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】コンピュータなどの電源回路として、同
期整流方式の非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータがよく知ら
れている。図２に従来の同期整流方式非絶縁ＤＣ−ＤＣ
コンバータの概略回路図を示した。直流入力端子間にス
イッチング用トランジスタＱ０および転流用トランジス
タＱ１を直列に接続している。これらトランジスタＱ
０，Ｑ１としてはＦＥＴが用いられる。各トランジスタ
Ｑ０，Ｑ１のゲートにパルス幅制御回路１０の各出力端
子をそれぞれ接続し、転流用トランジスタＱ１のドレイ
ンソース間にチョークコイルＬと平滑コンデンサＣ１と
を直列に接続している。ここで、平滑コンデンサＣ１の
両端が負荷に接続する出力端子となり、スイッチング用
トランジスタＱ０、転流用トランジスタＱ１およびチョ
ークコイルＬによって同期整流出力部２０が構成され
る。
期整流方式の非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータがよく知ら
れている。図２に従来の同期整流方式非絶縁ＤＣ−ＤＣ
コンバータの概略回路図を示した。直流入力端子間にス
イッチング用トランジスタＱ０および転流用トランジス
タＱ１を直列に接続している。これらトランジスタＱ
０，Ｑ１としてはＦＥＴが用いられる。各トランジスタ
Ｑ０，Ｑ１のゲートにパルス幅制御回路１０の各出力端
子をそれぞれ接続し、転流用トランジスタＱ１のドレイ
ンソース間にチョークコイルＬと平滑コンデンサＣ１と
を直列に接続している。ここで、平滑コンデンサＣ１の
両端が負荷に接続する出力端子となり、スイッチング用
トランジスタＱ０、転流用トランジスタＱ１およびチョ
ークコイルＬによって同期整流出力部２０が構成され
る。
【０００３】平滑コンデンサＣ１の高圧側端子および基
準電圧Ｖref1を比較器３０の各入力端子に接続し、この
比較器３０の出力端子をパルス幅制御回路１０の入力端
子に接続している。また、直流入力端子間にはコンデン
サＣ０を接続し、転流用トランジスタＱ１のドレインソ
ース間にはダイオードＤを接続している。
準電圧Ｖref1を比較器３０の各入力端子に接続し、この
比較器３０の出力端子をパルス幅制御回路１０の入力端
子に接続している。また、直流入力端子間にはコンデン
サＣ０を接続し、転流用トランジスタＱ１のドレインソ
ース間にはダイオードＤを接続している。
【０００４】このような構成のＤＣ−ＤＣコンバータに
ついて動作は以下のようになっている。比較器３０は、
平滑コンデンサＣ１からの出力電圧と基準電圧を比較し
た信号をパルス幅制御回路１０へ出力する。パルス幅制
御回路１０は入力された比較信号に基づいてスイッチン
グ信号をスイッチングトランジスタＱ０のゲートへ出力
する。このスイッチング信号によってスイッチングトラ
ンジスタＱ０は直流入力電圧を断続してパルス電圧を生
成する。この出力によってチョークコイルＬに電流が流
れ、平滑コンデンサＣ１が充電される。この平滑コンデ
ンサＣ１の端子間に現れる電圧が負荷に印加される出力
電圧となる。
ついて動作は以下のようになっている。比較器３０は、
平滑コンデンサＣ１からの出力電圧と基準電圧を比較し
た信号をパルス幅制御回路１０へ出力する。パルス幅制
御回路１０は入力された比較信号に基づいてスイッチン
グ信号をスイッチングトランジスタＱ０のゲートへ出力
する。このスイッチング信号によってスイッチングトラ
ンジスタＱ０は直流入力電圧を断続してパルス電圧を生
成する。この出力によってチョークコイルＬに電流が流
れ、平滑コンデンサＣ１が充電される。この平滑コンデ
ンサＣ１の端子間に現れる電圧が負荷に印加される出力
電圧となる。
【０００５】このとき、パルス幅制御回路１０はトラン
ジスタＱ０，Ｑ１を相補的にオンオフ駆動する。転流用
トランジスタＱ１のオンオフ状態はスイッチングトラン
ジスタＱ０のそれと反転したものとする。このような同
期整流動作を行うことにより、各トランジスタＱ０，Ｑ
１に代えてショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）の
みを用いた場合に比べ、同様の整流作用を確保した上で
ＳＢＤの順方向降下電圧による損失をなくせて効率を高
くできる。
ジスタＱ０，Ｑ１を相補的にオンオフ駆動する。転流用
トランジスタＱ１のオンオフ状態はスイッチングトラン
ジスタＱ０のそれと反転したものとする。このような同
期整流動作を行うことにより、各トランジスタＱ０，Ｑ
１に代えてショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）の
みを用いた場合に比べ、同様の整流作用を確保した上で
ＳＢＤの順方向降下電圧による損失をなくせて効率を高
くできる。
【０００６】またダイオードＤは、スイッチングトラン
ジスタＱ０がターンオフしてから転流用トランジスタＱ
１がターンオンするまでの間にチョークコイルＬ間に発
生したフライバックエネルギーの放出用電流路を形成す
る。このダイオードＤは場合により省略可能である。
ジスタＱ０がターンオフしてから転流用トランジスタＱ
１がターンオンするまでの間にチョークコイルＬ間に発
生したフライバックエネルギーの放出用電流路を形成す
る。このダイオードＤは場合により省略可能である。
【０００７】このようなＤＣ−ＤＣコンバータは、その
出力端に接続された負荷に過電圧が印加されないように
するために過電圧保護回路を設けてある。通常、過電圧
保護回路は比較器４０による過電圧検出部４０とサイリ
スタ４１によって構成されている。過電圧検出部４０は
出力電圧Ｖout が基準電圧値Ｖref2を越えると出力信号
Ｓout のレベルをＨｉｇｈ（Ｈ）にする。このＨ信号が
サイリスタ４１のコントロール端子に入力されることで
サイリスタ４１が導通状態となる。そのため、出力端が
短絡状態となり出力電圧がゼロになる。このようにして
過電圧が出力されるのを防止している。
出力端に接続された負荷に過電圧が印加されないように
するために過電圧保護回路を設けてある。通常、過電圧
保護回路は比較器４０による過電圧検出部４０とサイリ
スタ４１によって構成されている。過電圧検出部４０は
出力電圧Ｖout が基準電圧値Ｖref2を越えると出力信号
Ｓout のレベルをＨｉｇｈ（Ｈ）にする。このＨ信号が
サイリスタ４１のコントロール端子に入力されることで
サイリスタ４１が導通状態となる。そのため、出力端が
短絡状態となり出力電圧がゼロになる。このようにして
過電圧が出力されるのを防止している。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】コンピュータなどの電
子機器の軽量小型化、低価格化を達成するためには電子
機器を構成する部品や回路の小型化、低価格化が要求さ
れる。当然、同期整流方式非絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータ
もこの例に漏れない。しかし、従来の同期整流方式非絶
縁ＤＣ−ＤＣコンバータにおける過電圧保護回路は大容
量でしかも高価なサイリスタを用いる必要がある。その
ため、同期整流方式非絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータの実装
面積を増大させ、コストアップの大きな原因となってい
る。
子機器の軽量小型化、低価格化を達成するためには電子
機器を構成する部品や回路の小型化、低価格化が要求さ
れる。当然、同期整流方式非絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータ
もこの例に漏れない。しかし、従来の同期整流方式非絶
縁ＤＣ−ＤＣコンバータにおける過電圧保護回路は大容
量でしかも高価なサイリスタを用いる必要がある。その
ため、同期整流方式非絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータの実装
面積を増大させ、コストアップの大きな原因となってい
る。
【０００９】そこで本発明は、同期整流方式非絶縁ＤＣ
−ＤＣコンバータにおいて、サイリスタなどの大容量の
素子を使用することなく実効的な過電圧保護回路を構成
することで、回路の小型化とともにコストダウンを達成
することを目的としている。
−ＤＣコンバータにおいて、サイリスタなどの大容量の
素子を使用することなく実効的な過電圧保護回路を構成
することで、回路の小型化とともにコストダウンを達成
することを目的としている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の同期整流方式非
絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータは、平滑コンデンサ間の端子
間電圧と所定の基準電圧とを比較して前記端子間電圧値
が前記基準電圧値以上であることを検出するとオン駆動
信号を前記転流用トランジスタに向けて出力する過電圧
保護回路を備えている。すなわち、過電圧状態になると
出力端子間がチョークコイルを介して短絡状態となり、
出力電圧の発生が停止する。このようにして接続される
負荷に過電圧が印加されないようにしている。
絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータは、平滑コンデンサ間の端子
間電圧と所定の基準電圧とを比較して前記端子間電圧値
が前記基準電圧値以上であることを検出するとオン駆動
信号を前記転流用トランジスタに向けて出力する過電圧
保護回路を備えている。すなわち、過電圧状態になると
出力端子間がチョークコイルを介して短絡状態となり、
出力電圧の発生が停止する。このようにして接続される
負荷に過電圧が印加されないようにしている。
【００１１】
【発明の実施の形態】図１は本発明の実施例における同
期整流方式非絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータの概略回路図で
ある。なお、前述した図２の従来例と同一の構成要素に
は同一符号を付してある。また、従来と共通する事項で
説明の重複する部分は省略する。本実施例における過電
圧保護回路は、上述の過電圧検出部４０の信号出力端を
ＯＲ回路４２を介して、転流用トランジスタＱ１のゲー
ト端子に接続する構成としている。ＯＲ回路４２の他の
入力端はパルス幅制御回路１０の転流用トランジスタＱ
１に入力する側の出力端と接続している。以下、この回
路構成における過電圧保護動作について説明する。
期整流方式非絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータの概略回路図で
ある。なお、前述した図２の従来例と同一の構成要素に
は同一符号を付してある。また、従来と共通する事項で
説明の重複する部分は省略する。本実施例における過電
圧保護回路は、上述の過電圧検出部４０の信号出力端を
ＯＲ回路４２を介して、転流用トランジスタＱ１のゲー
ト端子に接続する構成としている。ＯＲ回路４２の他の
入力端はパルス幅制御回路１０の転流用トランジスタＱ
１に入力する側の出力端と接続している。以下、この回
路構成における過電圧保護動作について説明する。
【００１２】ＯＲ回路４２は、２つの入力端の両方がＬ
でない限りはＨレベルの信号を出力する。過電圧検出部
４０は出力電圧Ｖout が基準電圧Ｖref2以下であるとき
出力信号Ｓout をＬｏｗ（Ｌ）状態にするので、転流用
トランジスタＱ１の動作はパルス幅制御回路１０の信号
出力に従う。すなわち、同期整流出力部２０は通常の同
期整流動作を行う。
でない限りはＨレベルの信号を出力する。過電圧検出部
４０は出力電圧Ｖout が基準電圧Ｖref2以下であるとき
出力信号Ｓout をＬｏｗ（Ｌ）状態にするので、転流用
トランジスタＱ１の動作はパルス幅制御回路１０の信号
出力に従う。すなわち、同期整流出力部２０は通常の同
期整流動作を行う。
【００１３】一方、出力電圧Ｖout が基準電圧Ｖref2以
上となると、過電圧検出部４０の出力信号Ｓout はＨ状
態となる。ＯＲ回路４２はこのＨ信号によってＨを出力
し続け、転流用トランジスタＱ１を強制的にオン状態に
させる。このため、出力端子間がチョークコイルを介し
て短絡状態となり、出力Ｖout の発生そのものが停止状
態となる。このようにして、過電圧出力となるのを防止
している。
上となると、過電圧検出部４０の出力信号Ｓout はＨ状
態となる。ＯＲ回路４２はこのＨ信号によってＨを出力
し続け、転流用トランジスタＱ１を強制的にオン状態に
させる。このため、出力端子間がチョークコイルを介し
て短絡状態となり、出力Ｖout の発生そのものが停止状
態となる。このようにして、過電圧出力となるのを防止
している。
【００１４】
【発明の効果】過電圧検出部が過電圧検出時に出力する
信号を転流用トランジスタのオン駆動信号とする構成の
過電圧保護回路としている。そのため、サイリスタなど
の容積的に大きなしかも高価な素子を使用する必要がな
い。したがって、同期整流方式非絶縁ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの実装面積とコストを減少させることができる。ま
た、この同期整流方式非絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータを電
源として組み込んだ機器も軽量小型化とコストダウンを
達成することができる。
信号を転流用トランジスタのオン駆動信号とする構成の
過電圧保護回路としている。そのため、サイリスタなど
の容積的に大きなしかも高価な素子を使用する必要がな
い。したがって、同期整流方式非絶縁ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの実装面積とコストを減少させることができる。ま
た、この同期整流方式非絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータを電
源として組み込んだ機器も軽量小型化とコストダウンを
達成することができる。
【図１】本発明の実施例における同期整流方式非絶縁Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの概略回路図である。
Ｃ−ＤＣコンバータの概略回路図である。
【図２】従来の同期整流方式非絶縁ＤＣ−ＤＣコンバー
タの概略回路図である。
タの概略回路図である。
１０ パルス幅制御回路 ２０ 同期整流出力部 ３０ 比較器 ４０ 過電圧検出部 ４２ ＯＲ回路 Ｃ０ コンデンサ Ｃ１ 平滑コンデンサ Ｄ ダイオード Ｌ チョークコイル Ｑ０ スイッチング用トランジスタ Ｑ１ 転流用トランジスタ Ｖref2 過電圧検出用基準電圧
Claims (1)
- 【請求項１】 直流入力端子間にスイッチング用トラン
ジスタと転流用トランジスタとが直列に接続されるとと
もに、この転流用トランジスタの端子間にチョークコイ
ルと平滑コンデンサとが接続され、前記スイッチング用
トランジスタおよび前記転流用トランジスタを所定の制
御回路でもって相補的にオン／オフ駆動することで前記
平滑コンデンサの端子間から直流出力を得る同期整流方
式非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記平滑コ
ンデンサ間の端子間電圧と所定の基準電圧とを比較して
前記端子間電圧値が前記基準電圧値以上であることを検
出するとオン駆動信号を前記転流用トランジスタに向け
て出力する過電圧保護回路を備えたことを特徴とする同
期整流方式非絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35579497A JPH11187651A (ja) | 1997-12-24 | 1997-12-24 | 同期整流方式非絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35579497A JPH11187651A (ja) | 1997-12-24 | 1997-12-24 | 同期整流方式非絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11187651A true JPH11187651A (ja) | 1999-07-09 |
Family
ID=18445787
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP35579497A Pending JPH11187651A (ja) | 1997-12-24 | 1997-12-24 | 同期整流方式非絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11187651A (ja) |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002262544A (ja) * | 2001-03-05 | 2002-09-13 | Fujitsu Ltd | 電源システムの過電圧保護装置、該電源システムを構成するａｃ／ｄｃコンバータ及びｄｃ／ｄｃコンバータ |
| EP1551097A1 (en) * | 2003-12-31 | 2005-07-06 | STMicroelectronics S.r.l. | Power conversion device with synchronous rectifier driving and voltage oscillation limitation during a discontinuous operating mode |
| US6979981B2 (en) | 2003-04-21 | 2005-12-27 | Kabushiki Kaisha Toshiba | DC-DC converter control circuit and DC-DC converter |
| JP2006014482A (ja) * | 2004-06-25 | 2006-01-12 | Fujitsu Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、およびその制御方法 |
| US7170272B2 (en) | 2004-11-30 | 2007-01-30 | Renesas Technology Corp. | Semiconductor integrated circuit for controlling power supply, an electronic component and a power supply device |
| JP2008206239A (ja) * | 2007-02-17 | 2008-09-04 | Seiko Instruments Inc | 半導体装置 |
| JP2010004651A (ja) * | 2008-06-19 | 2010-01-07 | Honda Motor Co Ltd | Ｄｃ／ｄｃコンバータ装置、ハイブリッド直流電源システム、電気車両及びｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法 |
| JP2010004650A (ja) * | 2008-06-19 | 2010-01-07 | Honda Motor Co Ltd | Ｄｃ／ｄｃコンバータ装置、ハイブリッド直流電源システム、電気車両及びｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法 |
| JP2010114996A (ja) * | 2008-11-06 | 2010-05-20 | Rohm Co Ltd | マルチフェーズ型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP2012253949A (ja) * | 2011-06-03 | 2012-12-20 | Fujitsu Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ、及び、電子装置 |
| JP2013099197A (ja) * | 2011-11-04 | 2013-05-20 | Rohm Co Ltd | スイッチングレギュレータ |
-
1997
- 1997-12-24 JP JP35579497A patent/JPH11187651A/ja active Pending
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002262544A (ja) * | 2001-03-05 | 2002-09-13 | Fujitsu Ltd | 電源システムの過電圧保護装置、該電源システムを構成するａｃ／ｄｃコンバータ及びｄｃ／ｄｃコンバータ |
| US6979981B2 (en) | 2003-04-21 | 2005-12-27 | Kabushiki Kaisha Toshiba | DC-DC converter control circuit and DC-DC converter |
| EP1551097A1 (en) * | 2003-12-31 | 2005-07-06 | STMicroelectronics S.r.l. | Power conversion device with synchronous rectifier driving and voltage oscillation limitation during a discontinuous operating mode |
| US7161813B2 (en) | 2003-12-31 | 2007-01-09 | Stmicroelectronics S.R.L. | Power conversion device with synchronous rectifier driving and voltage oscillation limitation during a discontinuous operating mode |
| JP2006014482A (ja) * | 2004-06-25 | 2006-01-12 | Fujitsu Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、およびその制御方法 |
| US7170272B2 (en) | 2004-11-30 | 2007-01-30 | Renesas Technology Corp. | Semiconductor integrated circuit for controlling power supply, an electronic component and a power supply device |
| JP2008206239A (ja) * | 2007-02-17 | 2008-09-04 | Seiko Instruments Inc | 半導体装置 |
| JP2010004651A (ja) * | 2008-06-19 | 2010-01-07 | Honda Motor Co Ltd | Ｄｃ／ｄｃコンバータ装置、ハイブリッド直流電源システム、電気車両及びｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法 |
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| JP2010114996A (ja) * | 2008-11-06 | 2010-05-20 | Rohm Co Ltd | マルチフェーズ型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP2012253949A (ja) * | 2011-06-03 | 2012-12-20 | Fujitsu Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ、及び、電子装置 |
| JP2013099197A (ja) * | 2011-11-04 | 2013-05-20 | Rohm Co Ltd | スイッチングレギュレータ |
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