JPH11187657A - 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 - Google Patents
共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ回路Info
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- JPH11187657A JPH11187657A JP36493297A JP36493297A JPH11187657A JP H11187657 A JPH11187657 A JP H11187657A JP 36493297 A JP36493297 A JP 36493297A JP 36493297 A JP36493297 A JP 36493297A JP H11187657 A JPH11187657 A JP H11187657A
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- JP
- Japan
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 30
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 3
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 周波数一定でＰＷＭ制御が可能な共振型ＤＣ
−ＤＣコンバータ回路において、サイズをより小さくし
たい。 【解決手段】 共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、ス
イッチ１、キャパシタ３および補助スイッチング用のス
イッチ２の直列接続からなり、直流電圧源４とスイッチ
１との間に接続されたクランプ回路、１次側がクランプ
回路に接続されたトランス（センタータップなし）５、
インダクタ６とキャパシタ７，８とからなりトランス１
６の２次側に接続された直並列共振回路、キャパシタ８
の両端の共振電圧を整流するダイオード９，１０および
インダクタ１１，１２からなるカレントダブラ、平滑用
のキャパシタ１３、および負荷抵抗１４を含む。
−ＤＣコンバータ回路において、サイズをより小さくし
たい。 【解決手段】 共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、ス
イッチ１、キャパシタ３および補助スイッチング用のス
イッチ２の直列接続からなり、直流電圧源４とスイッチ
１との間に接続されたクランプ回路、１次側がクランプ
回路に接続されたトランス（センタータップなし）５、
インダクタ６とキャパシタ７，８とからなりトランス１
６の２次側に接続された直並列共振回路、キャパシタ８
の両端の共振電圧を整流するダイオード９，１０および
インダクタ１１，１２からなるカレントダブラ、平滑用
のキャパシタ１３、および負荷抵抗１４を含む。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング周波
数を固定して使用できる共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回
路に関し、特に、サイズの小型を図れる共振型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ回路に関する。
数を固定して使用できる共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回
路に関し、特に、サイズの小型を図れる共振型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】スイッチング電源は、高効率で小型軽量
の電源として情報機器や通信機器などの電子機器に広く
用いられている。それらの電子機器に用いられるスイッ
チング電源には、さらなる高効率化、小型軽量化および
低ノイズ化が求められている。そのような要求に応える
ために、スイッチング電源に用いられる各種の共振型コ
ンバータが提案されている。しかし、共振型コンバータ
は、一般にスイッチング周波数を固定したままで電圧調
整を行うことが困難であり、周波数可変で用いられる。
スイッチング周波数を変えることはスイッチの開閉に伴
って発生するノイズのスペクトラムを変動させることに
なり、その結果、ノイズ対策が困難になる。また、コン
バータの大きさを決定する磁気部品やコンデンサは最低
周波数にもとづいて選定しなければならないので、小型
化を図るには限界がある。
の電源として情報機器や通信機器などの電子機器に広く
用いられている。それらの電子機器に用いられるスイッ
チング電源には、さらなる高効率化、小型軽量化および
低ノイズ化が求められている。そのような要求に応える
ために、スイッチング電源に用いられる各種の共振型コ
ンバータが提案されている。しかし、共振型コンバータ
は、一般にスイッチング周波数を固定したままで電圧調
整を行うことが困難であり、周波数可変で用いられる。
スイッチング周波数を変えることはスイッチの開閉に伴
って発生するノイズのスペクトラムを変動させることに
なり、その結果、ノイズ対策が困難になる。また、コン
バータの大きさを決定する磁気部品やコンデンサは最低
周波数にもとづいて選定しなければならないので、小型
化を図るには限界がある。
【０００３】そのような欠点を解決できる共振型コンバ
ータとして、周波数を固定したまま電圧調整を行えるも
のが考案され、例えば、特開平９−９３９２２号公報に
記載されたものがある。図３は、特開平９−９３９２２
号公報に記載された共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の
構成を示す回路図である。この共振型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路は、主スイッチング用のＦＥＴ１（スイッチ
１）、キャパシタ３および補助スイッチング用のＦＥＴ
２（スイッチ２）の直列回路とインダクタ１５との並列
接続からなり、直流電圧源４と主スイッチング用のスイ
ッチ１との間に接続されたクランプ回路、インダクタ６
とキャパシタ７とからなりクランプ回路に接続された直
列共振回路、一次側が直列共振回路に接続されたトラン
ス１６、トランス１６の二次側に接続されたダイオード
１７，１８からなる全波整流回路、全波整流回路の出力
とトランス１６のセンタータップとの間に接続された平
滑用のキャパシタ１３、および負荷抵抗１４を含む。
ータとして、周波数を固定したまま電圧調整を行えるも
のが考案され、例えば、特開平９−９３９２２号公報に
記載されたものがある。図３は、特開平９−９３９２２
号公報に記載された共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の
構成を示す回路図である。この共振型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路は、主スイッチング用のＦＥＴ１（スイッチ
１）、キャパシタ３および補助スイッチング用のＦＥＴ
２（スイッチ２）の直列回路とインダクタ１５との並列
接続からなり、直流電圧源４と主スイッチング用のスイ
ッチ１との間に接続されたクランプ回路、インダクタ６
とキャパシタ７とからなりクランプ回路に接続された直
列共振回路、一次側が直列共振回路に接続されたトラン
ス１６、トランス１６の二次側に接続されたダイオード
１７，１８からなる全波整流回路、全波整流回路の出力
とトランス１６のセンタータップとの間に接続された平
滑用のキャパシタ１３、および負荷抵抗１４を含む。
【０００４】このような構成による共振型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路において、図４に示すように、スイッチ
１，２は、スイッチングパルス生成回路（図示せず）か
らのパルス信号によって、デッドタイムを挟んで交互に
オンする。クランプ回路の存在によって、主スイッチン
グ用のスイッチ１の両端には、ほぼパルス信号のパルス
幅に比例する電圧Ｖds1 が生ずる。すなわち、周波数一
定でＰＷＭ制御が可能になっている。その結果、ノイズ
対策が容易化され、形状の小型も図れる共振型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ回路が得られている。なお、図４におい
て、Ｓ１はスイッチ１のオン／オフ状態を示し、Ｓ２は
スイッチ２のオン／オフ状態を示す。ＶLAはインダクタ
１５の両端電圧を示し、ｉLAはインダクタ１５に流れる
電流を示す。また、図４に記載された（１／（１−
Ｄ））ＶinにおけるＤは、スイッチ１，２をオンオフさ
せるＰＷＭ信号の時比率を表し、Ｖinは直流電圧源４の
電圧を表している。
ンバータ回路において、図４に示すように、スイッチ
１，２は、スイッチングパルス生成回路（図示せず）か
らのパルス信号によって、デッドタイムを挟んで交互に
オンする。クランプ回路の存在によって、主スイッチン
グ用のスイッチ１の両端には、ほぼパルス信号のパルス
幅に比例する電圧Ｖds1 が生ずる。すなわち、周波数一
定でＰＷＭ制御が可能になっている。その結果、ノイズ
対策が容易化され、形状の小型も図れる共振型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ回路が得られている。なお、図４におい
て、Ｓ１はスイッチ１のオン／オフ状態を示し、Ｓ２は
スイッチ２のオン／オフ状態を示す。ＶLAはインダクタ
１５の両端電圧を示し、ｉLAはインダクタ１５に流れる
電流を示す。また、図４に記載された（１／（１−
Ｄ））ＶinにおけるＤは、スイッチ１，２をオンオフさ
せるＰＷＭ信号の時比率を表し、Ｖinは直流電圧源４の
電圧を表している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図３に
示されたようなアクティブクランプ＋センタータップ方
式整流回路を用いた共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路で
は、図４に示されるように、インダクタ１５に直流重畳
した電流ｉLAが流れる。従って、インダクタ１５を大き
な形状のものとしなければならない。その結果、共振型
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の小型化に限界を与えるとい
う問題がある。
示されたようなアクティブクランプ＋センタータップ方
式整流回路を用いた共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路で
は、図４に示されるように、インダクタ１５に直流重畳
した電流ｉLAが流れる。従って、インダクタ１５を大き
な形状のものとしなければならない。その結果、共振型
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の小型化に限界を与えるとい
う問題がある。
【０００６】本発明は、そのような課題を解決するため
になされたものであって、周波数一定でＰＷＭ制御が可
能な共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路であって、サイズ
をより小さくすることができる共振型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路を提供することを目的とする。
になされたものであって、周波数一定でＰＷＭ制御が可
能な共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路であって、サイズ
をより小さくすることができる共振型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明による共振型ＤＣ
−ＤＣコンバータ回路は、共振回路はトランスの二次側
に設けられ、共振回路の共振電圧にもとづいて１８０°
位相がずれた電流を生成しそれらの電流を加算して負荷
に供給するカレントダブラを備えたものである。また、
キャパシタと補助スイッチ素子との直列接続からなるク
ランプ回路が主スイッチ素子に接続され、主スイッチ素
子と補助スイッチ素子とは、デッドタイムを挟んで交互
にオンするものである。そして、共振回路は、インダク
タと一方のキャパシタとの直列接続と、他方のキャパシ
タとで構成され、カレントダブラには、共振回路におけ
る他方のキャパシタの両端電圧が印加されるように構成
される。
−ＤＣコンバータ回路は、共振回路はトランスの二次側
に設けられ、共振回路の共振電圧にもとづいて１８０°
位相がずれた電流を生成しそれらの電流を加算して負荷
に供給するカレントダブラを備えたものである。また、
キャパシタと補助スイッチ素子との直列接続からなるク
ランプ回路が主スイッチ素子に接続され、主スイッチ素
子と補助スイッチ素子とは、デッドタイムを挟んで交互
にオンするものである。そして、共振回路は、インダク
タと一方のキャパシタとの直列接続と、他方のキャパシ
タとで構成され、カレントダブラには、共振回路におけ
る他方のキャパシタの両端電圧が印加されるように構成
される。
【０００８】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。図１は、本発明による共振型ＤＣ
−ＤＣコンバータ回路の実施の形態を示す回路図であ
る。図に示すように、この共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ
回路は、主スイッチング用のＦＥＴ１（スイッチ１）、
キャパシタ３および補助スイッチング用のＦＥＴ２（ス
イッチ２）の直列接続からなり、直流電圧源４とスイッ
チ１との間に接続されたクランプ回路、一次側がクラン
プ回路に接続されたトランス（センタータップなし）
５、インダクタ６とキャパシタ７，８とからなりトラン
ス１６の二次側に接続された直並列共振回路、キャパシ
タ８の両端の共振電圧を整流するダイオード９，１０お
よびインダクタ１１，１２からなるカレントダブラ、平
滑用のキャパシタ１３、および負荷抵抗１４を含む。
を参照して説明する。図１は、本発明による共振型ＤＣ
−ＤＣコンバータ回路の実施の形態を示す回路図であ
る。図に示すように、この共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ
回路は、主スイッチング用のＦＥＴ１（スイッチ１）、
キャパシタ３および補助スイッチング用のＦＥＴ２（ス
イッチ２）の直列接続からなり、直流電圧源４とスイッ
チ１との間に接続されたクランプ回路、一次側がクラン
プ回路に接続されたトランス（センタータップなし）
５、インダクタ６とキャパシタ７，８とからなりトラン
ス１６の二次側に接続された直並列共振回路、キャパシ
タ８の両端の共振電圧を整流するダイオード９，１０お
よびインダクタ１１，１２からなるカレントダブラ、平
滑用のキャパシタ１３、および負荷抵抗１４を含む。
【０００９】次に、動作について説明する。図２（Ａ）
はカレントダブラ部分を示す回路図であり、図２（Ｂ）
は各部の波形例を示す波形図である。図２（Ｂ）におい
て、Ｓ１はスイッチ１のオン／オフ状態を示し、Ｓ２は
スイッチ２のオン／オフ状態を示す。Ｖds1 はスイッチ
１の両端電圧を示し、ＶS はトランス５の二次側の電圧
を示す。ＶCpはキャパシタ８の両端電圧を示している。
また、ｉL01 はカレントダブラにおける一方のインダク
タ１１に流れる電流を示し、ｉL02 はカレントダブラに
おける他方のインダクタ１２に流れる電流を示す。そし
て、ｉo は、負荷に供給される電流を示す。なお、図２
（Ｂ）に記載された（１／（１−Ｄ））ＶinにおけるＤ
は、スイッチ１，２をオンオフさせるＰＷＭ信号の時比
率を表し、Ｖinは直流電圧源４の電圧を表している。
はカレントダブラ部分を示す回路図であり、図２（Ｂ）
は各部の波形例を示す波形図である。図２（Ｂ）におい
て、Ｓ１はスイッチ１のオン／オフ状態を示し、Ｓ２は
スイッチ２のオン／オフ状態を示す。Ｖds1 はスイッチ
１の両端電圧を示し、ＶS はトランス５の二次側の電圧
を示す。ＶCpはキャパシタ８の両端電圧を示している。
また、ｉL01 はカレントダブラにおける一方のインダク
タ１１に流れる電流を示し、ｉL02 はカレントダブラに
おける他方のインダクタ１２に流れる電流を示す。そし
て、ｉo は、負荷に供給される電流を示す。なお、図２
（Ｂ）に記載された（１／（１−Ｄ））ＶinにおけるＤ
は、スイッチ１，２をオンオフさせるＰＷＭ信号の時比
率を表し、Ｖinは直流電圧源４の電圧を表している。
【００１０】図２（Ｂ）に示すように、スイッチ１，２
は、スイッチングパルス生成回路（図示せず）からのパ
ルス信号によって、デッドタイムを挟んで交互にオンす
る。各スイッチ１，２のデッドタイム中に、トランス５
の一次側の励磁電流で寄生ダイオードを通して出力容量
が充放電される。よって、零電圧スイッチングが行われ
る。
は、スイッチングパルス生成回路（図示せず）からのパ
ルス信号によって、デッドタイムを挟んで交互にオンす
る。各スイッチ１，２のデッドタイム中に、トランス５
の一次側の励磁電流で寄生ダイオードを通して出力容量
が充放電される。よって、零電圧スイッチングが行われ
る。
【００１１】スイッチ１の両端電圧Ｖds1 に応じた台形
電圧がトランス５の一次側に印加される。この電圧は、
トランス５によって所定の電圧ＶS に変換される。この
電圧が、インダクタ６とキャパシタ７，８で構成される
共振回路の入力電圧となる。この共振回路によって、キ
ャパシタ８の両端電圧ＶCpは、図２（Ｂ）に示すように
正弦波状になる。
電圧がトランス５の一次側に印加される。この電圧は、
トランス５によって所定の電圧ＶS に変換される。この
電圧が、インダクタ６とキャパシタ７，８で構成される
共振回路の入力電圧となる。この共振回路によって、キ
ャパシタ８の両端電圧ＶCpは、図２（Ｂ）に示すように
正弦波状になる。
【００１２】カレントダブラを構成するインダクタ１
１，１２には、キャパシタ８の両端電圧ＶCpにもとづい
て、図２（Ｂ）に示すような電流ｉL01 ，ｉL02 が流れ
るので、結局、負荷抵抗１４には、それらが加算された
電流ｉo が流れる。図２（Ｂ）に示すように、インダク
タ１１，１２を流れる電流ｉL01 ，ｉL02 は、１８０°
位相がずれているので、電流リップルはキャンセルされ
る。よって、インダクタ１１，１２は小さくて済む。
１，１２には、キャパシタ８の両端電圧ＶCpにもとづい
て、図２（Ｂ）に示すような電流ｉL01 ，ｉL02 が流れ
るので、結局、負荷抵抗１４には、それらが加算された
電流ｉo が流れる。図２（Ｂ）に示すように、インダク
タ１１，１２を流れる電流ｉL01 ，ｉL02 は、１８０°
位相がずれているので、電流リップルはキャンセルされ
る。よって、インダクタ１１，１２は小さくて済む。
【００１３】また、磁気結合を抑制すればインダクタ１
１，１２を１つのコアで実現でき、その場合には、コン
バータ回路の形状をさらに小さくすることができる。ま
た、図３に示された回路に対して、キャパシタ８が追加
されているが、キャパシタ８は共振用のものであり、数
１００ｐＦ程度でよく小型のものでよい。さらに、図３
に示された回路に対して、トランス二次側のセンタータ
ップが不要になり、トランス５の形状も小型化できる。
１，１２を１つのコアで実現でき、その場合には、コン
バータ回路の形状をさらに小さくすることができる。ま
た、図３に示された回路に対して、キャパシタ８が追加
されているが、キャパシタ８は共振用のものであり、数
１００ｐＦ程度でよく小型のものでよい。さらに、図３
に示された回路に対して、トランス二次側のセンタータ
ップが不要になり、トランス５の形状も小型化できる。
【００１４】なお、特開平９−９３９２２号公報には、
センタータップなしトランスとダイオードブリッジによ
る全波整流回路を用いたコンバータ回路も記載されてい
るが、それに比べても、本回路によれば、カレントダブ
ラによって電流リップルが低減されるとともに、ダイオ
ード順方向降下電圧が半分になって低圧出力時の効率低
下が小さいという利点がある。
センタータップなしトランスとダイオードブリッジによ
る全波整流回路を用いたコンバータ回路も記載されてい
るが、それに比べても、本回路によれば、カレントダブ
ラによって電流リップルが低減されるとともに、ダイオ
ード順方向降下電圧が半分になって低圧出力時の効率低
下が小さいという利点がある。
【００１５】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、共振型
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を、トランスの二次側に設け
られた共振回路の共振電圧にもとづいて１８０°位相が
ずれた電流を生成しそれらの電流を加算して負荷に供給
するカレントダブラを備えた構成としたので、従来のＰ
ＷＭ制御可能な共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路に対し
て小型のインダクタおよびキャパシタを追加するだけで
磁気部品を低減したり小型化することができ、全体とし
てサイズがより小型化される効果がある。
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を、トランスの二次側に設け
られた共振回路の共振電圧にもとづいて１８０°位相が
ずれた電流を生成しそれらの電流を加算して負荷に供給
するカレントダブラを備えた構成としたので、従来のＰ
ＷＭ制御可能な共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路に対し
て小型のインダクタおよびキャパシタを追加するだけで
磁気部品を低減したり小型化することができ、全体とし
てサイズがより小型化される効果がある。
【図１】 本発明による共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回
路の実施の形態を示す回路図である。
路の実施の形態を示す回路図である。
【図２】 （Ａ）はカレントダブラ部分を示す回路図で
あり、（Ｂ）はＤＣ−ＤＣコンバータ回路の各部の波形
を示す波形図である。
あり、（Ｂ）はＤＣ−ＤＣコンバータ回路の各部の波形
を示す波形図である。
【図３】 従来の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を示
す回路図である。
す回路図である。
【図４】 図３に示されたＤＣ−ＤＣコンバータ回路の
各部の波形を示す波形図である。
各部の波形を示す波形図である。
１，２ スイッチ ３ キャパシタ ４ 直流電圧源 ５ トランス ６ インダクタ ７，８ キャパシタ ９，１０ ダイオード １１，１２ キャパシタ １３ 平滑用のキャパシタ １４ 負荷抵抗
Claims (3)
- 【請求項１】 直流電圧源からの直流電圧をスイッチン
グしてトランスの一次側に供給する主スイッチ素子と、
トランスの二次側出力を整流して出力する整流回路とを
有するコンバータ回路であって、共振回路を含む共振型
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、 前記共振回路はトランスの二次側に設けられ、 前記共振回路の共振電圧にもとづいて１８０°位相がず
れた電流を生成しそれらの電流を加算して負荷に供給す
るカレントダブラを備えたことを特徴とする共振型ＤＣ
−ＤＣコンバータ回路。 - 【請求項２】 キャパシタと補助スイッチ素子との直列
接続からなるクランプ回路が主スイッチ素子に接続さ
れ、 前記主スイッチ素子と補助スイッチ素子とは、デッドタ
イムを挟んで交互にオンする請求項１記載の共振型ＤＣ
−ＤＣコンバータ回路。 - 【請求項３】 共振回路は、インダクタと一方のキャパ
シタとの直列接続と、他方のキャパシタとで構成され、 カレントダブラには、前記共振回路における他方のキャ
パシタの両端電圧が印加される請求項２記載の共振型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP36493297A JPH11187657A (ja) | 1997-12-19 | 1997-12-19 | 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP36493297A JPH11187657A (ja) | 1997-12-19 | 1997-12-19 | 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11187657A true JPH11187657A (ja) | 1999-07-09 |
Family
ID=18483019
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP36493297A Pending JPH11187657A (ja) | 1997-12-19 | 1997-12-19 | 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11187657A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2264882A1 (en) | 2009-06-19 | 2010-12-22 | TDK Corporation | Switching power supply unit |
| WO2012135525A3 (en) * | 2011-03-29 | 2013-03-14 | Texas Instruments Incorporated | Resonant gate drivers and converters |
| US10903753B2 (en) | 2011-03-29 | 2021-01-26 | Texas Instruments Incorporated | Resonant isolated converters for power supply charge balancing systems and other systems |
| US11259413B2 (en) | 2018-04-05 | 2022-02-22 | Abb Power Electronics Inc. | Inductively balanced power supply circuit and method of manufacture |
-
1997
- 1997-12-19 JP JP36493297A patent/JPH11187657A/ja active Pending
Cited By (5)
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|---|---|---|---|---|
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| WO2012135525A3 (en) * | 2011-03-29 | 2013-03-14 | Texas Instruments Incorporated | Resonant gate drivers and converters |
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