JPH11196570A - スイッチング電源等の平滑回路 - Google Patents
スイッチング電源等の平滑回路Info
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- JPH11196570A JPH11196570A JP9327510A JP32751097A JPH11196570A JP H11196570 A JPH11196570 A JP H11196570A JP 9327510 A JP9327510 A JP 9327510A JP 32751097 A JP32751097 A JP 32751097A JP H11196570 A JPH11196570 A JP H11196570A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from DC input or output
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- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】等価内部抵抗の小さいコンデンサに直列に接続
する抵抗値のごく小さい安価な抵抗体を提供する。 【解決手段】リアクトル５と等価内部抵抗の小さいコン
デンサ６とを組み合わせたスイッチング電源等の平滑回
路において、コンデンサ６に直列に接続され出力電圧に
よりオンするＭＯＳＦＥＴ８を具備し、ＭＯＳＦＥＴ８
のオン抵抗によりコンデンサ６の等価内部抵抗を補償す
る構成とする。
する抵抗値のごく小さい安価な抵抗体を提供する。 【解決手段】リアクトル５と等価内部抵抗の小さいコン
デンサ６とを組み合わせたスイッチング電源等の平滑回
路において、コンデンサ６に直列に接続され出力電圧に
よりオンするＭＯＳＦＥＴ８を具備し、ＭＯＳＦＥＴ８
のオン抵抗によりコンデンサ６の等価内部抵抗を補償す
る構成とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】バッテリ充電等に使用するス
イッチング電源のリアクトルとコンデンサを組み合わせ
た平滑回路に関する。
イッチング電源のリアクトルとコンデンサを組み合わせ
た平滑回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】スイッチング電源のリアクトルとコンデ
ンサを組み合わせた平滑回路において、長寿命化、小型
化を図るため、スイッチング周波数を高周波化して、ア
ルミ電解コンデンサのかわりにフィルムコンデンサ、セ
ラミックコンデンサ等を使用したものがある。図８は、
従来のスイッチング電源のＤＣ−ＤＣコンバータ部分の
実施例を示す接続図である。図８において、１はトラン
ス、２はスイッチング素子、３，４はダイオード、５は
リアクトル、６はコンデンサ、７は抵抗である。スイッ
チング素子２を駆動する制御回路は省略してある。コン
デンサ６としてフィルムコンデンサ、セラミックコンデ
ンサ等を使用したとき、これらの内部等価抵抗が小さい
ためにＤＣ−ＤＣコンバータ部分の制御系が不安定とな
る。制御系の安定化を図るために抵抗７の並列接続によ
る抵抗値のごく小さい抵抗をコンデンサ６に直列に接続
している。
ンサを組み合わせた平滑回路において、長寿命化、小型
化を図るため、スイッチング周波数を高周波化して、ア
ルミ電解コンデンサのかわりにフィルムコンデンサ、セ
ラミックコンデンサ等を使用したものがある。図８は、
従来のスイッチング電源のＤＣ−ＤＣコンバータ部分の
実施例を示す接続図である。図８において、１はトラン
ス、２はスイッチング素子、３，４はダイオード、５は
リアクトル、６はコンデンサ、７は抵抗である。スイッ
チング素子２を駆動する制御回路は省略してある。コン
デンサ６としてフィルムコンデンサ、セラミックコンデ
ンサ等を使用したとき、これらの内部等価抵抗が小さい
ためにＤＣ−ＤＣコンバータ部分の制御系が不安定とな
る。制御系の安定化を図るために抵抗７の並列接続によ
る抵抗値のごく小さい抵抗をコンデンサ６に直列に接続
している。
【０００３】また、コンデンサ６として高性能アルミ電
解コンデンサを用いた場合、周囲温度が低温（−５５℃
位）になると常温（２０℃）に比べ内部等価抵抗が３〜
４倍上昇するので、低温時の出力のリップル電圧低減の
ため、あるいは負荷急変時の電圧低下変動を低減するた
めに、アルミ電解コンデンサに並列にフィルムコンデン
サあるいはセラミックコンデンサを接続している。
解コンデンサを用いた場合、周囲温度が低温（−５５℃
位）になると常温（２０℃）に比べ内部等価抵抗が３〜
４倍上昇するので、低温時の出力のリップル電圧低減の
ため、あるいは負荷急変時の電圧低下変動を低減するた
めに、アルミ電解コンデンサに並列にフィルムコンデン
サあるいはセラミックコンデンサを接続している。
【０００４】また、スイッチング電源の出力端にバッテ
リを接続して充電しようとする際、誤って逆極性に接続
した場合、あるいは出力電圧より高い電圧のバッテリを
誤って接続した場合には、逆電圧、過電圧に弱いアルミ
電解コンデンサ等を保護する必要がある。図９は従来の
スイッチング電源のＤＣ−ＤＣコンバータ部分の別の実
施例を示す接続図である。図９において、１２はダイオ
ード、１３はリレーコイル、１３Ａはリレーコイル１３
の接点、２１は正常極性の、２２は逆極性のバッテリで
あり、その他の構成要素は図８と同じであり同じ符号を
付してある。バッテリ２１が正常に接続されているとき
のみリレーコイル１３が励磁され接点１３Ａが閉じる。
バッテリ２２が逆極性に接続された場合には、ダイオー
ド１２により励磁電流が阻止されるのでリレー接点１３
Ａは開放のままであり、コンデンサ６に逆電圧が印加さ
れることはない。
リを接続して充電しようとする際、誤って逆極性に接続
した場合、あるいは出力電圧より高い電圧のバッテリを
誤って接続した場合には、逆電圧、過電圧に弱いアルミ
電解コンデンサ等を保護する必要がある。図９は従来の
スイッチング電源のＤＣ−ＤＣコンバータ部分の別の実
施例を示す接続図である。図９において、１２はダイオ
ード、１３はリレーコイル、１３Ａはリレーコイル１３
の接点、２１は正常極性の、２２は逆極性のバッテリで
あり、その他の構成要素は図８と同じであり同じ符号を
付してある。バッテリ２１が正常に接続されているとき
のみリレーコイル１３が励磁され接点１３Ａが閉じる。
バッテリ２２が逆極性に接続された場合には、ダイオー
ド１２により励磁電流が阻止されるのでリレー接点１３
Ａは開放のままであり、コンデンサ６に逆電圧が印加さ
れることはない。
【０００５】図１０は従来のスイッチング電源のＤＣ−
ＤＣコンバータ部分のさらに別の実施例を示す接続図で
ある。図１０において、１１はリレーコイル、１１Ｂは
リレーコイル１１の接点であり、その他の構成要素は図
９と同じであり同じ符号を付してある。図１０において
は、過電圧印加の例としてバッテリ２１を誤って２個直
列に接続した場合を模擬している。リレー１１はバッテ
リ２１が１個の場合には動作せず、２個の場合には動作
してリレー接点１１Ｂが開となり、コンデンサに過大な
電圧が印加されることを防ぐことができる。
ＤＣコンバータ部分のさらに別の実施例を示す接続図で
ある。図１０において、１１はリレーコイル、１１Ｂは
リレーコイル１１の接点であり、その他の構成要素は図
９と同じであり同じ符号を付してある。図１０において
は、過電圧印加の例としてバッテリ２１を誤って２個直
列に接続した場合を模擬している。リレー１１はバッテ
リ２１が１個の場合には動作せず、２個の場合には動作
してリレー接点１１Ｂが開となり、コンデンサに過大な
電圧が印加されることを防ぐことができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】スイッチング電源のリ
アクトルとコンデンサを組み合わせた平滑回路におい
て、長寿命化、小型化を図るため、フィルムコンデン
サ、セラミックコンデンサ等を使用した場合、これらの
コンデンサに直列に抵抗値のごく小さい抵抗を接続する
必要がある。この抵抗値が約５〜１０ｍΩ程度と小さい
場合、一般に購入可能な１００ｍΩ抵抗を１０〜２０個
並列接続する必要があり、部品を実装するプリント基板
の面積がかなり必要となるうえ、抵抗およびプリント基
板の部品コストおよび加工コストが大となっていた。ま
た、抵抗としてマンガニン線等のシャント抵抗では、抵
抗体の長さで抵抗値が決まるので、ある線長が必ず必要
となり抵抗のインダクタンスが大きくなるため、スイッ
チング電源の出力リップル電圧が大となる等の問題があ
った。従って本発明の第１の目的は、等価内部抵抗の小
さいコンデンサに直列に接続する抵抗値のごく小さい安
価な抵抗体を提供することにある。
アクトルとコンデンサを組み合わせた平滑回路におい
て、長寿命化、小型化を図るため、フィルムコンデン
サ、セラミックコンデンサ等を使用した場合、これらの
コンデンサに直列に抵抗値のごく小さい抵抗を接続する
必要がある。この抵抗値が約５〜１０ｍΩ程度と小さい
場合、一般に購入可能な１００ｍΩ抵抗を１０〜２０個
並列接続する必要があり、部品を実装するプリント基板
の面積がかなり必要となるうえ、抵抗およびプリント基
板の部品コストおよび加工コストが大となっていた。ま
た、抵抗としてマンガニン線等のシャント抵抗では、抵
抗体の長さで抵抗値が決まるので、ある線長が必ず必要
となり抵抗のインダクタンスが大きくなるため、スイッ
チング電源の出力リップル電圧が大となる等の問題があ
った。従って本発明の第１の目的は、等価内部抵抗の小
さいコンデンサに直列に接続する抵抗値のごく小さい安
価な抵抗体を提供することにある。
【０００７】また、コンデンサとしてアルミ電解コンデ
ンサを使用したとき、高温になるとアルミ電解コンデン
サの等価内部抵抗が低下し、制御系が不安定となり、出
力電圧が発振したり出力リップル電圧が増加する等の問
題があった。また、コンデンサとして高性能アルミ電解
コンデンサを使用し、低温時の出力のリップル電圧低減
のため、あるいは負荷急変時の電圧低下変動を低減する
ために、アルミ電解コンデンサに並列にフィルムコンデ
ンサあるいはセラミックコンデンサを接続した場合、フ
ィルムコンデンサあるいはセラミックコンデンサの静電
容量を大きくすると、これらの合成等価内部抵抗が小さ
くなるため、高温になると制御系が不安定となり、出力
電圧が発振したり出力リップル電圧が増加する等の問題
があった。従って本発明の第２の目的は、等価内部抵抗
が温度により変化するコンデンサを使用した場合、高温
時でも制御系が安定に動作するような抵抗体を提供する
ことにある。
ンサを使用したとき、高温になるとアルミ電解コンデン
サの等価内部抵抗が低下し、制御系が不安定となり、出
力電圧が発振したり出力リップル電圧が増加する等の問
題があった。また、コンデンサとして高性能アルミ電解
コンデンサを使用し、低温時の出力のリップル電圧低減
のため、あるいは負荷急変時の電圧低下変動を低減する
ために、アルミ電解コンデンサに並列にフィルムコンデ
ンサあるいはセラミックコンデンサを接続した場合、フ
ィルムコンデンサあるいはセラミックコンデンサの静電
容量を大きくすると、これらの合成等価内部抵抗が小さ
くなるため、高温になると制御系が不安定となり、出力
電圧が発振したり出力リップル電圧が増加する等の問題
があった。従って本発明の第２の目的は、等価内部抵抗
が温度により変化するコンデンサを使用した場合、高温
時でも制御系が安定に動作するような抵抗体を提供する
ことにある。
【０００８】また、図９に示されるようなリレーによる
コンデンサ保護方式においては、正常極性のバッテリを
接続したとき、リレーがオンする際、バッテリからのコ
ンデンサへの充電電流が大きいためリレー接点の寿命が
短くなったり融着するおそれがあった。従って本発明の
第３の目的は、逆電圧保護回路に使用するリレー接点の
高寿命化を図ることにある。
コンデンサ保護方式においては、正常極性のバッテリを
接続したとき、リレーがオンする際、バッテリからのコ
ンデンサへの充電電流が大きいためリレー接点の寿命が
短くなったり融着するおそれがあった。従って本発明の
第３の目的は、逆電圧保護回路に使用するリレー接点の
高寿命化を図ることにある。
【０００９】また、図１０に示されるようなリレーによ
るコンデンサ保護方式においては、リレーの動作遅れ時
間のために、アルミ電解コンデンサに短時間ではあるが
過電圧が印加されアルミ電解コンデンサが破損、焼損に
いたるおそれがあった。従って本発明の第４の目的は、
時間遅れのない過電圧保護回路を提供することにある。
また、図９に示されるようなリレーによる逆電圧保護
方式においては、バッテリが正常極性に接続されている
状態でスイッチング電源が動作を停止した場合、バッテ
リからはリレーの励磁電流が継続して流れるためバッテ
リは無駄な電力を消費することとなり、スイッチング電
源の動作停止時間が長い場合にはバッテリの起電力がな
くなってしまうことがあった。従って本発明の第５の目
的は、スイッチング電源の動作停止時にバッテリの電力
を消費することのない逆電圧保護回路を提供することに
ある。
るコンデンサ保護方式においては、リレーの動作遅れ時
間のために、アルミ電解コンデンサに短時間ではあるが
過電圧が印加されアルミ電解コンデンサが破損、焼損に
いたるおそれがあった。従って本発明の第４の目的は、
時間遅れのない過電圧保護回路を提供することにある。
また、図９に示されるようなリレーによる逆電圧保護
方式においては、バッテリが正常極性に接続されている
状態でスイッチング電源が動作を停止した場合、バッテ
リからはリレーの励磁電流が継続して流れるためバッテ
リは無駄な電力を消費することとなり、スイッチング電
源の動作停止時間が長い場合にはバッテリの起電力がな
くなってしまうことがあった。従って本発明の第５の目
的は、スイッチング電源の動作停止時にバッテリの電力
を消費することのない逆電圧保護回路を提供することに
ある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに、本発明においては、リアクトルと等価内部抵抗の
小さいコンデンサとを組み合わせたスイッチング電源等
の平滑回路において、前記コンデンサと直列に接続され
出力電圧によりオンするＭＯＳＦＥＴを具備し、該ＭＯ
ＳＦＥＴのオン抵抗により前記コンデンサの等価内部抵
抗を補償する構成とする。
めに、本発明においては、リアクトルと等価内部抵抗の
小さいコンデンサとを組み合わせたスイッチング電源等
の平滑回路において、前記コンデンサと直列に接続され
出力電圧によりオンするＭＯＳＦＥＴを具備し、該ＭＯ
ＳＦＥＴのオン抵抗により前記コンデンサの等価内部抵
抗を補償する構成とする。
【００１１】また、リアクトルと周囲温度上昇に伴い等
価内部抵抗が減少するコンデンサとを組み合わせたスイ
ッチング電源等の平滑回路において、前記コンデンサと
直列に接続され出力電圧によりオンするＭＯＳＦＥＴを
具備し、該ＭＯＳＦＥＴの周囲温度上昇に伴い増加する
オン抵抗により前記コンデンサの等価内部抵抗を補償す
る構成とする。
価内部抵抗が減少するコンデンサとを組み合わせたスイ
ッチング電源等の平滑回路において、前記コンデンサと
直列に接続され出力電圧によりオンするＭＯＳＦＥＴを
具備し、該ＭＯＳＦＥＴの周囲温度上昇に伴い増加する
オン抵抗により前記コンデンサの等価内部抵抗を補償す
る構成とする。
【００１２】また、リアクトルと周囲温度上昇に伴い等
価内部抵抗が減少する第１のコンデンサと等価内部抵抗
の小さい第２のコンデンサとを組み合わせたスイッチン
グ電源等の平滑回路において、出力電圧を分割する互い
に直列に接続されたサーミスタおよび抵抗と、前記第２
のコンデンサに直列に接続され前記サーミスタおよび抵
抗により分割された電圧によりオンするＭＯＳＦＥＴと
を具備し、前記サーミスタの周囲温度上昇に伴い、サー
ミスタおよび抵抗により分割された電圧を低下させ、こ
れにより前記ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗を増加させること
により、前記第１および第２のコンデンサの合成等価内
部抵抗を補償する構成とする。
価内部抵抗が減少する第１のコンデンサと等価内部抵抗
の小さい第２のコンデンサとを組み合わせたスイッチン
グ電源等の平滑回路において、出力電圧を分割する互い
に直列に接続されたサーミスタおよび抵抗と、前記第２
のコンデンサに直列に接続され前記サーミスタおよび抵
抗により分割された電圧によりオンするＭＯＳＦＥＴと
を具備し、前記サーミスタの周囲温度上昇に伴い、サー
ミスタおよび抵抗により分割された電圧を低下させ、こ
れにより前記ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗を増加させること
により、前記第１および第２のコンデンサの合成等価内
部抵抗を補償する構成とする。
【００１３】また、逆電圧保護のため、出力端子間にバ
ッテリを逆極性に接続したとき励磁電流を阻止するダイ
オード及びリレーコイルの直列接続体を前記出力端子間
に具備し、前記リレーコイルの励磁により前記コンデン
サと出力端子間を接続するリレー接点を具備した構成に
おいて、前記ＭＯＳＦＥＴのドレイン、ソース間に接続
された抵抗を具備し、前記ＭＯＳＦＥＴのゲートに直列
に接続された抵抗を具備した構成とする。ＭＯＳＦＥＴ
のゲートに直列に接続された抵抗によりＭＯＳＦＥＴの
オンするまでの動作時間を遅延させ、この間はＭＯＳＦ
ＥＴのドレイン、ソース間に接続された抵抗によりコン
デンサの充電電流を制限する。
ッテリを逆極性に接続したとき励磁電流を阻止するダイ
オード及びリレーコイルの直列接続体を前記出力端子間
に具備し、前記リレーコイルの励磁により前記コンデン
サと出力端子間を接続するリレー接点を具備した構成に
おいて、前記ＭＯＳＦＥＴのドレイン、ソース間に接続
された抵抗を具備し、前記ＭＯＳＦＥＴのゲートに直列
に接続された抵抗を具備した構成とする。ＭＯＳＦＥＴ
のゲートに直列に接続された抵抗によりＭＯＳＦＥＴの
オンするまでの動作時間を遅延させ、この間はＭＯＳＦ
ＥＴのドレイン、ソース間に接続された抵抗によりコン
デンサの充電電流を制限する。
【００１４】また、出力端子間に印加された過電圧を検
出する手段を具備し、過電圧を検出したとき該過電圧検
出手段の出力で前記ＭＯＳＦＥＴのゲートをオフするこ
とにより前記コンデンサを出力端子から切り離す構成と
する。また、上述の逆電圧保護のため、出力端子間にバ
ッテリを逆極性に接続したとき励磁電流を阻止するダイ
オード及び第１のリレーコイルの直列接続体を前記出力
端子間に具備し、前記第１のリレーコイルの励磁により
前記コンデンサと出力端子間を接続するリレー接点を具
備し、前記ＭＯＳＦＥＴのドレイン、ソース間に接続さ
れた抵抗を具備し、前記ＭＯＳＦＥＴのゲートに直列に
接続された抵抗を具備した構成において、スイッチング
電源起動信号により励磁される第２のリレーを具備し、
該第２のリレーが励磁されたときにオンする接点を前記
第１のリレーコイルに直列に接続した構成とする。
出する手段を具備し、過電圧を検出したとき該過電圧検
出手段の出力で前記ＭＯＳＦＥＴのゲートをオフするこ
とにより前記コンデンサを出力端子から切り離す構成と
する。また、上述の逆電圧保護のため、出力端子間にバ
ッテリを逆極性に接続したとき励磁電流を阻止するダイ
オード及び第１のリレーコイルの直列接続体を前記出力
端子間に具備し、前記第１のリレーコイルの励磁により
前記コンデンサと出力端子間を接続するリレー接点を具
備し、前記ＭＯＳＦＥＴのドレイン、ソース間に接続さ
れた抵抗を具備し、前記ＭＯＳＦＥＴのゲートに直列に
接続された抵抗を具備した構成において、スイッチング
電源起動信号により励磁される第２のリレーを具備し、
該第２のリレーが励磁されたときにオンする接点を前記
第１のリレーコイルに直列に接続した構成とする。
【００１５】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施例を
示すスイッチング電源のＤＣ−ＤＣコンバータ部分の接
続図である。図１において、８はＭＯＳＦＥＴであり、
その他の構成要素は図８と同じであり同じ符号が付して
ある。スイッチング素子２を駆動する制御回路は省略し
てある。コンデンサ６としてフィルムコンデンサ、セラ
ミックコンデンサ等の等価内部抵抗の小さいコンデンサ
を使用する場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御系が安定
に動作する抵抗値と同等のオン抵抗を有するＭＯＳＦＥ
Ｔ８をコンデンサ６に直列に接続する。出力電圧が立ち
上がりＭＯＳＦＥＴ８のゲートしきい値を超えるとＭＯ
ＳＦＥＴ８はオンする。
示すスイッチング電源のＤＣ−ＤＣコンバータ部分の接
続図である。図１において、８はＭＯＳＦＥＴであり、
その他の構成要素は図８と同じであり同じ符号が付して
ある。スイッチング素子２を駆動する制御回路は省略し
てある。コンデンサ６としてフィルムコンデンサ、セラ
ミックコンデンサ等の等価内部抵抗の小さいコンデンサ
を使用する場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御系が安定
に動作する抵抗値と同等のオン抵抗を有するＭＯＳＦＥ
Ｔ８をコンデンサ６に直列に接続する。出力電圧が立ち
上がりＭＯＳＦＥＴ８のゲートしきい値を超えるとＭＯ
ＳＦＥＴ８はオンする。
【００１６】また、コンデンサ６としてアルミ電解コン
デンサ等の周囲温度の上昇に伴って等価内部抵抗が減少
するコンデンサを使用する場合、周囲温度の上昇に伴っ
て増大するオン抵抗を有するＭＯＳＦＥＴ８をコンデン
サ６に直列に接続する。なお、この場合、ＭＯＳＦＥＴ
８をコンデンサ６に出来るだけ近づけて取り付けると補
償効果も良くなる。
デンサ等の周囲温度の上昇に伴って等価内部抵抗が減少
するコンデンサを使用する場合、周囲温度の上昇に伴っ
て増大するオン抵抗を有するＭＯＳＦＥＴ８をコンデン
サ６に直列に接続する。なお、この場合、ＭＯＳＦＥＴ
８をコンデンサ６に出来るだけ近づけて取り付けると補
償効果も良くなる。
【００１７】図２は、本発明の第２の実施例を示すスイ
ッチング電源のＤＣ−ＤＣコンバータ部分の接続図であ
る。図２において、６Ａはアルミ電解コンデンサ、６Ｂ
はフィルムコンデンサ、３０は正温度係数サーミスタ、
３２は抵抗であり、その他の構成要素は図１と同じであ
り同じ符号が付してある。周囲温度の上昇に伴ってサー
ミスタ３０の抵抗値は増大するので、ＭＯＳＦＥＴ８の
ゲート電圧は減少し、これによりＭＯＳＦＥＴ８のオン
抵抗は増大する。従って、フィルムコンデンサ６Ｂの等
価内部抵抗は見かけ上増大したことになり、周囲温度の
上昇によるアルミ電解コンデンサ６Ａの等価内部抵抗の
減少を補償する。逆に、周囲温度が低下した場合、サー
ミスタ３０の抵抗値は減少し、ＭＯＳＦＥＴ８のゲート
電圧は上昇し、ＭＯＳＦＥＴ８のオン抵抗は減少し、フ
ィルムコンデンサ６Ｂの等価内部抵抗は見かけ上減少
し、周囲温度の低下によるアルミ電解コンデンサ６Ａの
等価内部抵抗の増大を補償する。従って、周囲温度の変
化にかかわらず、２つのコンデンサの合成等価内部抵抗
はほぼ一定とすることができ、ＤＣ−ＤＣコンバータの
制御系を安定に動作させることができる。
ッチング電源のＤＣ−ＤＣコンバータ部分の接続図であ
る。図２において、６Ａはアルミ電解コンデンサ、６Ｂ
はフィルムコンデンサ、３０は正温度係数サーミスタ、
３２は抵抗であり、その他の構成要素は図１と同じであ
り同じ符号が付してある。周囲温度の上昇に伴ってサー
ミスタ３０の抵抗値は増大するので、ＭＯＳＦＥＴ８の
ゲート電圧は減少し、これによりＭＯＳＦＥＴ８のオン
抵抗は増大する。従って、フィルムコンデンサ６Ｂの等
価内部抵抗は見かけ上増大したことになり、周囲温度の
上昇によるアルミ電解コンデンサ６Ａの等価内部抵抗の
減少を補償する。逆に、周囲温度が低下した場合、サー
ミスタ３０の抵抗値は減少し、ＭＯＳＦＥＴ８のゲート
電圧は上昇し、ＭＯＳＦＥＴ８のオン抵抗は減少し、フ
ィルムコンデンサ６Ｂの等価内部抵抗は見かけ上減少
し、周囲温度の低下によるアルミ電解コンデンサ６Ａの
等価内部抵抗の増大を補償する。従って、周囲温度の変
化にかかわらず、２つのコンデンサの合成等価内部抵抗
はほぼ一定とすることができ、ＤＣ−ＤＣコンバータの
制御系を安定に動作させることができる。
【００１８】図３は、本発明の第３の実施例を示すスイ
ッチング電源のＤＣ−ＤＣコンバータ部分の接続図であ
る。図３において、３１は負温度係数サーミスタ、３３
は抵抗であり、その他の構成要素は図２と同じであり同
じ符号が付してある。図２との相違点は、サーミスタと
して正温度係数ではなく負温度係数のサーミスタを用い
ている点と、サーミスタと抵抗の配置を逆にした点であ
る。周囲温度の上昇に伴ってサーミスタ３１の抵抗値は
減少するので、ＭＯＳＦＥＴ８のゲート電圧は図２の場
合と同様に減少し、周囲温度が低下した場合も、サーミ
スタ３１の抵抗値は増大し、ＭＯＳＦＥＴ８のゲート電
圧は図２の場合と同様に増大する。従って、図２の場合
と同様に、周囲温度の変化にかかわらず、２つのコンデ
ンサの合成等価内部抵抗はほぼ一定とすることができ、
ＤＣ−ＤＣコンバータの制御系を安定に動作させること
ができる。
ッチング電源のＤＣ−ＤＣコンバータ部分の接続図であ
る。図３において、３１は負温度係数サーミスタ、３３
は抵抗であり、その他の構成要素は図２と同じであり同
じ符号が付してある。図２との相違点は、サーミスタと
して正温度係数ではなく負温度係数のサーミスタを用い
ている点と、サーミスタと抵抗の配置を逆にした点であ
る。周囲温度の上昇に伴ってサーミスタ３１の抵抗値は
減少するので、ＭＯＳＦＥＴ８のゲート電圧は図２の場
合と同様に減少し、周囲温度が低下した場合も、サーミ
スタ３１の抵抗値は増大し、ＭＯＳＦＥＴ８のゲート電
圧は図２の場合と同様に増大する。従って、図２の場合
と同様に、周囲温度の変化にかかわらず、２つのコンデ
ンサの合成等価内部抵抗はほぼ一定とすることができ、
ＤＣ−ＤＣコンバータの制御系を安定に動作させること
ができる。
【００１９】図４は、本発明の第４の実施例を示す接続
図である。図４において、８はＭＯＳＦＥＴ、９，１０
は抵抗であり、その他の構成要素は図９と同じであり同
じ符号を付してある。出力端子にバッテリ２２を逆接続
したときは、ダイオード１２によりリレーコイル１３に
は励磁電流は流れず、リレー接点１３Ａは開放のままで
あり、コンデンサ６は切り離されている。バッテリ２１
を正常極性で接続すると、リレーコイル１３に励磁電流
が流れリレー接点１３Ａは閉となる。この時、直ちにＭ
ＯＳＦＥＴ８がオンすると、バッテリ２１からコンデン
サ６へ大きな充電電流が流れ、リレー接点１３Ａを傷め
ることとなる。これを防止するため、ＭＯＳＦＥＴ８は
リレー接点１３Ａがオンした後所定の時間経過するまで
はオンせず、この間バッテリ２１からのコンデンサ６へ
の充電電流は抵抗９により所定の値以下に制限される。
ＭＯＳＦＥＴ８がオンするまでの時間は、抵抗１０とＭ
ＯＳＦＥＴ８のゲート、ソース間の静電容量の積で決ま
る時定数と、バッテリ２１の電圧およびＭＯＳＦＥＴ８
のゲートしきい値とから求められる。
図である。図４において、８はＭＯＳＦＥＴ、９，１０
は抵抗であり、その他の構成要素は図９と同じであり同
じ符号を付してある。出力端子にバッテリ２２を逆接続
したときは、ダイオード１２によりリレーコイル１３に
は励磁電流は流れず、リレー接点１３Ａは開放のままで
あり、コンデンサ６は切り離されている。バッテリ２１
を正常極性で接続すると、リレーコイル１３に励磁電流
が流れリレー接点１３Ａは閉となる。この時、直ちにＭ
ＯＳＦＥＴ８がオンすると、バッテリ２１からコンデン
サ６へ大きな充電電流が流れ、リレー接点１３Ａを傷め
ることとなる。これを防止するため、ＭＯＳＦＥＴ８は
リレー接点１３Ａがオンした後所定の時間経過するまで
はオンせず、この間バッテリ２１からのコンデンサ６へ
の充電電流は抵抗９により所定の値以下に制限される。
ＭＯＳＦＥＴ８がオンするまでの時間は、抵抗１０とＭ
ＯＳＦＥＴ８のゲート、ソース間の静電容量の積で決ま
る時定数と、バッテリ２１の電圧およびＭＯＳＦＥＴ８
のゲートしきい値とから求められる。
【００２０】図５は、本発明の第５の実施例を示す接続
図である。図５において、８はＭＯＳＦＥＴ、１０は抵
抗、１５は過電圧検出回路、１５Ａは定電圧ダイオー
ド、１５Ｂ，１５Ｃは抵抗、１５Ｄはトランジスタであ
り、その他の構成要素は図１０と同じであり同じ符号を
付してある。図５においても図１０と同様に過電圧印加
の例としてバッテリ２１を誤って２個直列に接続した場
合を模擬している。バッテリ２１が１個の場合には定電
圧ダイオード１５Ａは導通せずトランジスタ１５Ｄはオ
フのままである。バッテリ２１が２個の場合には定電圧
ダイオード１５Ａは導通してトランジスタ１５Ｄはオン
し、ＭＯＳＦＥＴ８はオフとなりコンデンサ６は切り離
され、コンデンサに過大な電圧が印加されることを防ぐ
ことができる。
図である。図５において、８はＭＯＳＦＥＴ、１０は抵
抗、１５は過電圧検出回路、１５Ａは定電圧ダイオー
ド、１５Ｂ，１５Ｃは抵抗、１５Ｄはトランジスタであ
り、その他の構成要素は図１０と同じであり同じ符号を
付してある。図５においても図１０と同様に過電圧印加
の例としてバッテリ２１を誤って２個直列に接続した場
合を模擬している。バッテリ２１が１個の場合には定電
圧ダイオード１５Ａは導通せずトランジスタ１５Ｄはオ
フのままである。バッテリ２１が２個の場合には定電圧
ダイオード１５Ａは導通してトランジスタ１５Ｄはオン
し、ＭＯＳＦＥＴ８はオフとなりコンデンサ６は切り離
され、コンデンサに過大な電圧が印加されることを防ぐ
ことができる。
【００２１】図６は、本発明の第６の実施例を示す接続
図であり、図７はその動作を示すタイムチャートであ
る。図６において、１６は制御回路、１７はＤＣ−ＤＣ
コンバータを起動する起動信号により励磁されるリレー
コイル、１７Ａはリレーコイル１７の接点、１８は前記
起動信号を所定の時間遅延させる遅延回路、１９はスイ
ッチング素子２を駆動しＤＣ−ＤＣコンバータを制御す
る電圧制御回路、２０はアンド回路であり、その他の構
成要素は図４と同じであり同じ符号を付してある。図７
により動作を説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータが動作し
ていない間は、リレー接点１７Ａはオフのままであり、
従ってリレー接点１３Ａもオフのままであり出力端子に
接続されたバッテリ２１の電力はＤＣ−ＤＣコンバータ
によって消費されることはない。ＤＣ−ＤＣコンバータ
への起動信号がオンすると、リレーコイル１７が励磁さ
れリレー接点１７Ａはリレーの動作遅れ時間後にオン
し、これによりリレーコイル１３が励磁されリレー接点
１３Ａもリレーの動作遅れ時間後にオンする。バッテリ
２１から抵抗９により制限された電流がコンデンサ６を
充電し、コンデンサ６の電圧が上昇する。ＭＯＳＦＥＴ
８のゲート電位は、抵抗１０とＭＯＳＦＥＴ８のゲー
ト、ソース間静電容量の積で与えられる時定数で上昇
し、しきい値に達したときＭＯＳＦＥＴ８はオンし、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの起動準備は完了する。起動信号が
所定の時間遅延した後、アンド回路２０がオンし、電圧
制御回路１９によりスイッチング電源は動作を開始す
る。
図であり、図７はその動作を示すタイムチャートであ
る。図６において、１６は制御回路、１７はＤＣ−ＤＣ
コンバータを起動する起動信号により励磁されるリレー
コイル、１７Ａはリレーコイル１７の接点、１８は前記
起動信号を所定の時間遅延させる遅延回路、１９はスイ
ッチング素子２を駆動しＤＣ−ＤＣコンバータを制御す
る電圧制御回路、２０はアンド回路であり、その他の構
成要素は図４と同じであり同じ符号を付してある。図７
により動作を説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータが動作し
ていない間は、リレー接点１７Ａはオフのままであり、
従ってリレー接点１３Ａもオフのままであり出力端子に
接続されたバッテリ２１の電力はＤＣ−ＤＣコンバータ
によって消費されることはない。ＤＣ−ＤＣコンバータ
への起動信号がオンすると、リレーコイル１７が励磁さ
れリレー接点１７Ａはリレーの動作遅れ時間後にオン
し、これによりリレーコイル１３が励磁されリレー接点
１３Ａもリレーの動作遅れ時間後にオンする。バッテリ
２１から抵抗９により制限された電流がコンデンサ６を
充電し、コンデンサ６の電圧が上昇する。ＭＯＳＦＥＴ
８のゲート電位は、抵抗１０とＭＯＳＦＥＴ８のゲー
ト、ソース間静電容量の積で与えられる時定数で上昇
し、しきい値に達したときＭＯＳＦＥＴ８はオンし、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの起動準備は完了する。起動信号が
所定の時間遅延した後、アンド回路２０がオンし、電圧
制御回路１９によりスイッチング電源は動作を開始す
る。
【００２２】
【発明の効果】本発明によれば、制御系の安定動作のた
めに複数個必要な高価な抵抗が１個の安価なＭＯＳＦＥ
Ｔでよく、大きな経済効果がえられる。また、電流制限
抵抗によりコンデンサの充電電流を１桁以上小さくする
ことができるため、使用するＭＯＳＦＥＴの価格を大幅
に低減することができるとともに、リレー接点の信頼性
を大幅に向上することができる。
めに複数個必要な高価な抵抗が１個の安価なＭＯＳＦＥ
Ｔでよく、大きな経済効果がえられる。また、電流制限
抵抗によりコンデンサの充電電流を１桁以上小さくする
ことができるため、使用するＭＯＳＦＥＴの価格を大幅
に低減することができるとともに、リレー接点の信頼性
を大幅に向上することができる。
【図１】この発明の第１の実施例を示す接続図。
【図２】この発明の第２の実施例を示す接続図。
【図３】この発明の第３の実施例を示す接続図。
【図４】この発明の第４の実施例を示す接続図。
【図５】この発明の第５の実施例を示す接続図。
【図６】この発明の第６の実施例を示す接続図。
【図７】図６の動作を示すタイムチャート。
【図８】従来の実施例を示す接続図。
【図９】従来の別の実施例を示す接続図。
【図１０】従来のさらに別の実施例を示す接続図。
１…トランス、２…スイッチング素子、３，４，１２…
ダイオード、５…リアクトル、６…コンデンサ、７，
９，１０，３２，３３…抵抗、８…ＭＯＳＦＥＴ、１
１，１３，１７…リレーコイル、１５…過電圧検出回
路、１５Ａ…定電圧ダイオード、１５Ｂ，１５Ｃ…抵
抗、１５Ｄ…トランジスタ、１６…制御回路、１８…遅
延回路、１９…電圧制御回路、２０…アンド回路、２
１，２２…バッテリー、３０…正温度係数サーミスタ、
３１…負温度係数サーミスタ。
ダイオード、５…リアクトル、６…コンデンサ、７，
９，１０，３２，３３…抵抗、８…ＭＯＳＦＥＴ、１
１，１３，１７…リレーコイル、１５…過電圧検出回
路、１５Ａ…定電圧ダイオード、１５Ｂ，１５Ｃ…抵
抗、１５Ｄ…トランジスタ、１６…制御回路、１８…遅
延回路、１９…電圧制御回路、２０…アンド回路、２
１，２２…バッテリー、３０…正温度係数サーミスタ、
３１…負温度係数サーミスタ。
Claims (6)
- 【請求項１】リアクトルと等価内部抵抗の小さいコンデ
ンサとを組み合わせたスイッチング電源等の平滑回路に
おいて、前記コンデンサと直列に接続され出力電圧によ
りオンするＭＯＳＦＥＴを具備し、該ＭＯＳＦＥＴのオ
ン抵抗により前記コンデンサの等価内部抵抗を補償する
ことを特徴とするスイッチング電源等の平滑回路。 - 【請求項２】リアクトルと周囲温度上昇に伴い等価内部
抵抗が減少するコンデンサとを組み合わせたスイッチン
グ電源等の平滑回路において、前記コンデンサと直列に
接続され出力電圧によりオンするＭＯＳＦＥＴを具備
し、該ＭＯＳＦＥＴの周囲温度上昇に伴い増加するオン
抵抗により前記コンデンサの等価内部抵抗を補償するこ
とを特徴とするスイッチング電源等の平滑回路。 - 【請求項３】リアクトルと周囲温度上昇に伴い等価内部
抵抗が減少する第１のコンデンサと等価内部抵抗の小さ
い第２のコンデンサとを組み合わせたスイッチング電源
等の平滑回路において、出力電圧を分割する互いに直列
に接続されたサーミスタおよび抵抗と、前記第２のコン
デンサに直列に接続され前記サーミスタおよび抵抗によ
り分割された電圧によりオンするＭＯＳＦＥＴとを具備
し、前記サーミスタの周囲温度上昇に伴い、サーミスタ
および抵抗により分割された電圧を低下させ、これによ
り前記ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗を増加させることによ
り、前記第１および第２のコンデンサの合成等価内部抵
抗を補償することを特徴とするスイッチング電源等の平
滑回路。 - 【請求項４】請求項１または２に記載のスイッチング電
源等の平滑回路において、出力端子間にバッテリを逆極
性に接続したとき励磁電流を阻止するダイオード及びリ
レーコイルの直列接続体を前記出力端子間に具備し、前
記リレーコイルの励磁により前記コンデンサと出力端子
間を接続するリレー接点を具備し、前記ＭＯＳＦＥＴの
ドレイン、ソース間に接続された抵抗を具備し、前記Ｍ
ＯＳＦＥＴのゲートに直列に接続された抵抗を具備した
ことを特徴とするスイッチング電源等の平滑回路。 - 【請求項５】請求項１または２に記載のスイッチング電
源等の平滑回路において、出力端子間に印加された過電
圧を検出する手段を具備し、過電圧を検出したとき該過
電圧検出手段の出力で前記ＭＯＳＦＥＴのゲートをオフ
することにより前記コンデンサを出力端子から切り離す
ことを特徴とするスイッチング電源等の平滑回路。 - 【請求項６】請求項４に記載のスイッチング電源等の平
滑回路において、スイッチング電源起動信号により励磁
される第２のリレーを具備し、該第２のリレーが励磁さ
れたときにオンする接点を前記ダイオード及びリレーコ
イルの直列接続体に直列に接続したことを特徴とするス
イッチング電源等の平滑回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9327510A JPH11196570A (ja) | 1997-10-27 | 1997-11-28 | スイッチング電源等の平滑回路 |
| US09/175,465 US6067239A (en) | 1997-10-27 | 1998-10-20 | Smoothing circuit for switching power supply |
| DE19849018A DE19849018A1 (de) | 1997-10-27 | 1998-10-23 | Glättungsschaltung für eine Schaltstromversorgung |
| TW087117773A TW434987B (en) | 1997-10-27 | 1998-11-10 | Smoothing circuit of switching power supply and so on |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9-293717 | 1997-10-27 | ||
| JP29371797 | 1997-10-27 | ||
| JP9327510A JPH11196570A (ja) | 1997-10-27 | 1997-11-28 | スイッチング電源等の平滑回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11196570A true JPH11196570A (ja) | 1999-07-21 |
Family
ID=26559538
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9327510A Withdrawn JPH11196570A (ja) | 1997-10-27 | 1997-11-28 | スイッチング電源等の平滑回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6067239A (ja) |
| JP (1) | JPH11196570A (ja) |
| DE (1) | DE19849018A1 (ja) |
| TW (1) | TW434987B (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009038961A (ja) * | 2007-07-06 | 2009-02-19 | Nissan Motor Co Ltd | 電力変換装置 |
| US8107269B2 (en) | 2007-07-06 | 2012-01-31 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power converter |
| WO2025057623A1 (ja) * | 2023-09-14 | 2025-03-20 | サンデン株式会社 | 電源入力回路及びそれを備えた車両用インバータ一体型電動圧縮機 |
| EP4718680A3 (en) * | 2024-09-09 | 2026-04-22 | Hill-Rom Services, Inc. | Battery under voltage lock out and reverse polarity charger protection circuitry |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10361714B4 (de) * | 2003-12-30 | 2009-06-10 | Infineon Technologies Ag | Halbleiterbauelement |
| CN102640306B (zh) * | 2009-12-22 | 2016-08-10 | 西铁城控股株式会社 | Led驱动电路 |
| CN104242619A (zh) * | 2013-06-07 | 2014-12-24 | 深圳市歌盟科技有限公司 | 一种具有滤波补偿功能的开关电源 |
| GB2636797A (en) | 2023-12-21 | 2025-07-02 | Nyobolt Ltd | Current control module |
| WO2026056562A1 (zh) * | 2024-09-13 | 2026-03-19 | 北京嘉楠捷思信息技术有限公司 | 电路板和电子设备 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2246505C3 (de) * | 1972-09-22 | 1975-06-05 | Computer Gesellschaft Konstanz Mbh, 7750 Konstanz | Schaltungsanordnung zur unterbrechungsfreien Stromversorgung eines Gleichstromverbauchers mit konstanter Spannung |
| JPS5620790B2 (ja) * | 1974-12-27 | 1981-05-15 | ||
| GB8714755D0 (en) * | 1987-06-24 | 1987-07-29 | Gen Electric | Filter |
| JPH07110132B2 (ja) * | 1991-08-22 | 1995-11-22 | 日本モトローラ株式会社 | 電圧変換装置 |
| US5420777A (en) * | 1993-06-07 | 1995-05-30 | Nec Corporation | Switching type DC-DC converter having increasing conversion efficiency at light load |
-
1997
- 1997-11-28 JP JP9327510A patent/JPH11196570A/ja not_active Withdrawn
-
1998
- 1998-10-20 US US09/175,465 patent/US6067239A/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-10-23 DE DE19849018A patent/DE19849018A1/de not_active Ceased
- 1998-11-10 TW TW087117773A patent/TW434987B/zh not_active IP Right Cessation
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009038961A (ja) * | 2007-07-06 | 2009-02-19 | Nissan Motor Co Ltd | 電力変換装置 |
| US8107269B2 (en) | 2007-07-06 | 2012-01-31 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power converter |
| WO2025057623A1 (ja) * | 2023-09-14 | 2025-03-20 | サンデン株式会社 | 電源入力回路及びそれを備えた車両用インバータ一体型電動圧縮機 |
| EP4718680A3 (en) * | 2024-09-09 | 2026-04-22 | Hill-Rom Services, Inc. | Battery under voltage lock out and reverse polarity charger protection circuitry |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE19849018A1 (de) | 1999-04-29 |
| TW434987B (en) | 2001-05-16 |
| US6067239A (en) | 2000-05-23 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20041116 |
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| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041125 |
|
| A761 | Written withdrawal of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A761 Effective date: 20050124 |