JPH11196600A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH11196600A JPH11196600A JP9358981A JP35898197A JPH11196600A JP H11196600 A JPH11196600 A JP H11196600A JP 9358981 A JP9358981 A JP 9358981A JP 35898197 A JP35898197 A JP 35898197A JP H11196600 A JPH11196600 A JP H11196600A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 簡単な演算に基づきＰＷＭ信号を生成するこ
とができ、もって制御精度を向上させることができると
共に、３相交流負荷に対する直流電源の利用率を向上さ
せること。 【解決手段】 このテーブルは、ＲＡＭに書き込まれて
いる内容を示したものである。ＰＷＭ演算回路は、回転
／静止座標変換回路からのＶα，Ｖβを入力してＡ，
Ｂ，Ｃを演算し、このテーブルを参照してその正負を判
別する。例えば、Ｃ＞０且つＡ＞０ならば、位相領域が
I であり、電圧基本ベクトルの種類がＶ1 ，Ｖ3 である
ことがわかる。また、この電圧基本ベクトルＶ1 ，Ｖ3
のパルス幅は、Ａ・Ｔsw／Ｅ、Ｃ・Ｔsw／Ｅであり、ゼ
ロベクトルＶ0 ，Ｖ7 のパルス幅はＴａであることがわ
かる。
とができ、もって制御精度を向上させることができると
共に、３相交流負荷に対する直流電源の利用率を向上さ
せること。 【解決手段】 このテーブルは、ＲＡＭに書き込まれて
いる内容を示したものである。ＰＷＭ演算回路は、回転
／静止座標変換回路からのＶα，Ｖβを入力してＡ，
Ｂ，Ｃを演算し、このテーブルを参照してその正負を判
別する。例えば、Ｃ＞０且つＡ＞０ならば、位相領域が
I であり、電圧基本ベクトルの種類がＶ1 ，Ｖ3 である
ことがわかる。また、この電圧基本ベクトルＶ1 ，Ｖ3
のパルス幅は、Ａ・Ｔsw／Ｅ、Ｃ・Ｔsw／Ｅであり、ゼ
ロベクトルＶ0 ，Ｖ7 のパルス幅はＴａであることがわ
かる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＰＷＭ制御を行う
電圧型の３相用インバータ装置に関するものである。
電圧型の３相用インバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ＰＷＭ制御方式によりインバータ装置の
出力電圧を調整する場合、通常は、三角波形の変調波と
正弦波形の信号波との間の大小関係を比較し、その比較
に基づいて多数のパルス列すなわちＰＷＭ信号を生成す
るようにしている。そして、このＰＷＭ信号により、イ
ンバータ装置のインバータ回路を構成するスイッチング
素子のオンオフ制御が行われ、信号波の振幅に応じたパ
ルス幅を有する出力電圧波形を得ることができるように
なっていた。
出力電圧を調整する場合、通常は、三角波形の変調波と
正弦波形の信号波との間の大小関係を比較し、その比較
に基づいて多数のパルス列すなわちＰＷＭ信号を生成す
るようにしている。そして、このＰＷＭ信号により、イ
ンバータ装置のインバータ回路を構成するスイッチング
素子のオンオフ制御が行われ、信号波の振幅に応じたパ
ルス幅を有する出力電圧波形を得ることができるように
なっていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記のような
三角波と正弦波との比較に基づきＰＷＭ信号を生成する
方式は、三角波と正弦波との交点を求めるための演算が
複雑であり、一定以上の制御精度を得ることが困難であ
った。
三角波と正弦波との比較に基づきＰＷＭ信号を生成する
方式は、三角波と正弦波との交点を求めるための演算が
複雑であり、一定以上の制御精度を得ることが困難であ
った。
【０００４】また、３相交流モータの速度制御を行う場
合、通常は、相電圧に対して変調を行うため、スター結
線されたモータの場合は、出力線間電圧の振幅が直流電
源の電圧よりもかなり小さくなってしまい（直流電源の
２分のルート３倍となる。）、充分な直流電源の利用率
を得ることができなかった。
合、通常は、相電圧に対して変調を行うため、スター結
線されたモータの場合は、出力線間電圧の振幅が直流電
源の電圧よりもかなり小さくなってしまい（直流電源の
２分のルート３倍となる。）、充分な直流電源の利用率
を得ることができなかった。
【０００５】本発明は上記事情に鑑みてなされたもので
あり、簡単な演算に基づきＰＷＭ信号を生成することが
でき、もって制御精度を向上させることができると共
に、３相交流負荷に対する直流電源の利用率を向上させ
ることができるインバータ装置を提供することを目的と
している。
あり、簡単な演算に基づきＰＷＭ信号を生成することが
でき、もって制御精度を向上させることができると共
に、３相交流負荷に対する直流電源の利用率を向上させ
ることができるインバータ装置を提供することを目的と
している。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
の手段として、請求項１記載の発明は、インバータ回路
を構成する複数のスイッチング素子Ｇ1 〜Ｇ6 に対して
ＰＷＭ信号に基づくスイッチング制御を行うインバータ
制御装置を有する、電圧型の３相用インバータ装置にお
いて、前記インバータ制御装置は、回転座標系における
磁束電流成分及びトルク電流成分についての電圧指令信
号Ｖm ，Ｖt を、静止座標系における２つの電圧指令信
号Ｖα，Ｖβに変換する回転／静止座標変換回路と、前
記複数のスイッチング素子Ｇ1 〜Ｇ6 のうち正側アーム
又は負側アームのいずれか一方のアームのスイッチング
素子Ｇ1 ，Ｇ3 ，Ｇ5 のオンオフ状態について所定のパ
ターンを表した８種類の電圧基本ベクトルのうちの４種
類の電圧基本ベクトルの合成に基づき決定された、１サ
ンプリング周期のＰＷＭ信号の発生パターンについての
テーブルが記憶されている記憶手段と、前記回転／静止
座標変換回路からの電圧指令信号Ｖα，Ｖβと、前記記
憶手段に記憶されている前記ＰＷＭ信号の発生パターン
と、予め設定してある１サンプリング周期Ｔswの値と、
から前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ演算回路と、を備
えており、しかも、前記８種類の電圧基本ベクトルは、
ベクトル空間座標中に位相が６０°づつずれ且つ第１乃
至第６の位相領域を画成する６種類の電圧ベクトルＶ1
〜Ｖ6 と、前記スイッチング素子Ｇ1 ，Ｇ3 ，Ｇ5 の全
てがオフ又はオンである状態に対応する２種類のゼロベ
クトルＶ0 ，Ｖ7 とにより構成されるものであり、前記
４種類の電圧基本ベクトルの合成は、電圧指令ベクトル
Ｖ＊が存在する領域を画成している２種類の電圧ベクト
ルと２種類のゼロベクトルＶ0 ，Ｖ7 とを所定の順序に
基づき行うものである、ことを特徴とする。
の手段として、請求項１記載の発明は、インバータ回路
を構成する複数のスイッチング素子Ｇ1 〜Ｇ6 に対して
ＰＷＭ信号に基づくスイッチング制御を行うインバータ
制御装置を有する、電圧型の３相用インバータ装置にお
いて、前記インバータ制御装置は、回転座標系における
磁束電流成分及びトルク電流成分についての電圧指令信
号Ｖm ，Ｖt を、静止座標系における２つの電圧指令信
号Ｖα，Ｖβに変換する回転／静止座標変換回路と、前
記複数のスイッチング素子Ｇ1 〜Ｇ6 のうち正側アーム
又は負側アームのいずれか一方のアームのスイッチング
素子Ｇ1 ，Ｇ3 ，Ｇ5 のオンオフ状態について所定のパ
ターンを表した８種類の電圧基本ベクトルのうちの４種
類の電圧基本ベクトルの合成に基づき決定された、１サ
ンプリング周期のＰＷＭ信号の発生パターンについての
テーブルが記憶されている記憶手段と、前記回転／静止
座標変換回路からの電圧指令信号Ｖα，Ｖβと、前記記
憶手段に記憶されている前記ＰＷＭ信号の発生パターン
と、予め設定してある１サンプリング周期Ｔswの値と、
から前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ演算回路と、を備
えており、しかも、前記８種類の電圧基本ベクトルは、
ベクトル空間座標中に位相が６０°づつずれ且つ第１乃
至第６の位相領域を画成する６種類の電圧ベクトルＶ1
〜Ｖ6 と、前記スイッチング素子Ｇ1 ，Ｇ3 ，Ｇ5 の全
てがオフ又はオンである状態に対応する２種類のゼロベ
クトルＶ0 ，Ｖ7 とにより構成されるものであり、前記
４種類の電圧基本ベクトルの合成は、電圧指令ベクトル
Ｖ＊が存在する領域を画成している２種類の電圧ベクト
ルと２種類のゼロベクトルＶ0 ，Ｖ7 とを所定の順序に
基づき行うものである、ことを特徴とする。
【０００７】請求項２記載の発明は、請求項１記載の発
明において、前記記憶手段のテーブルに記憶されている
前記４種類の電圧基本ベクトルの合成についての所定の
順序は、前記２種類の電圧ベクトルの一方を第１の電圧
ベクトルとし、他方を第２の電圧ベクトルとした場合
に、ゼロベクトルＶ0 、第１の電圧ベクトル、第２の電
圧ベクトル、ゼロベクトルＶ7 、ゼロベクトルＶ7 、第
２の電圧ベクトル、第１の電圧ベクトル、ゼロベクトル
Ｖ0 、を順次加えていく順序である、ことを特徴とす
る。
明において、前記記憶手段のテーブルに記憶されている
前記４種類の電圧基本ベクトルの合成についての所定の
順序は、前記２種類の電圧ベクトルの一方を第１の電圧
ベクトルとし、他方を第２の電圧ベクトルとした場合
に、ゼロベクトルＶ0 、第１の電圧ベクトル、第２の電
圧ベクトル、ゼロベクトルＶ7 、ゼロベクトルＶ7 、第
２の電圧ベクトル、第１の電圧ベクトル、ゼロベクトル
Ｖ0 、を順次加えていく順序である、ことを特徴とす
る。
【０００８】請求項３記載の発明は、請求項１又は２記
載の発明において、前記記憶手段のテーブルには、電圧
指令ベクトルＶ＊が存在する位相領域を判別するための
係数Ａ，Ｂ，Ｃについての正負判別式と、前記判別され
た位相領域を画成する２種類の電圧ベクトルと、前記２
種類の電圧ベクトルのパルス幅、及び前記ゼロベクトル
Ｖ0 ，Ｖ7 のパルス幅についての所定の演算式とが記憶
されており、前記ＰＷＭ演算回路は、前記回転／静止座
標変換回路からの電圧指令Ｖα，Ｖβの入力に基づき行
った前記係数Ａ，Ｂ，Ｃについての正負判別結果を、前
記記憶手段に記憶されている正負判別式と比較すること
により、電圧指令ベクトルＶ＊が存在する位相領域を判
別し、この判別した位相領域に対応する前記２種類の電
圧ベクトルのパルス幅、及び前記ゼロベクトルＶ0 ，Ｖ
7 のパルス幅を前記所定の演算式を用いて演算するもの
である、ことを特徴とする。
載の発明において、前記記憶手段のテーブルには、電圧
指令ベクトルＶ＊が存在する位相領域を判別するための
係数Ａ，Ｂ，Ｃについての正負判別式と、前記判別され
た位相領域を画成する２種類の電圧ベクトルと、前記２
種類の電圧ベクトルのパルス幅、及び前記ゼロベクトル
Ｖ0 ，Ｖ7 のパルス幅についての所定の演算式とが記憶
されており、前記ＰＷＭ演算回路は、前記回転／静止座
標変換回路からの電圧指令Ｖα，Ｖβの入力に基づき行
った前記係数Ａ，Ｂ，Ｃについての正負判別結果を、前
記記憶手段に記憶されている正負判別式と比較すること
により、電圧指令ベクトルＶ＊が存在する位相領域を判
別し、この判別した位相領域に対応する前記２種類の電
圧ベクトルのパルス幅、及び前記ゼロベクトルＶ0 ，Ｖ
7 のパルス幅を前記所定の演算式を用いて演算するもの
である、ことを特徴とする。
【０００９】請求項４記載の発明は、請求項３記載の発
明において、前記係数Ａ，Ｂ，Ｃは下式により表される
ものであり、前記２種類の電圧ベクトルのパルス幅は、
これらの係数Ａ，Ｂ，Ｃを用いて表されると共に、前記
ゼロベクトルのパルス幅は、前記１サンプリング周期Ｔ
swからこの２種類の電圧ベクトルのパルス幅を減算した
ものの２分の１として、表されるものである、ことを特
徴とする。
明において、前記係数Ａ，Ｂ，Ｃは下式により表される
ものであり、前記２種類の電圧ベクトルのパルス幅は、
これらの係数Ａ，Ｂ，Ｃを用いて表されると共に、前記
ゼロベクトルのパルス幅は、前記１サンプリング周期Ｔ
swからこの２種類の電圧ベクトルのパルス幅を減算した
ものの２分の１として、表されるものである、ことを特
徴とする。
【００１０】
【数２】
【００１１】
【発明の実施の形態】まず、本発明の技術に用いられる
基本原理を図１乃至図６に基づき説明する。図１はベク
トル座標中に位相が６０°づつずれた６つの電圧ベクト
ルＶ1 〜Ｖ6を示したものであり、これら６つの電圧ベ
クトルＶ1 〜Ｖ6 により画成される６つの領域をI 〜VI
とする。各電圧ベクトルは括弧内の数値により表される
パターンを有している。これら括弧内の数値は具体的に
は、インバータ回路中の正負いずれか一方のアームを構
成する３つのスイッチング素子についてのオン状態又は
オフ状態を示している。
基本原理を図１乃至図６に基づき説明する。図１はベク
トル座標中に位相が６０°づつずれた６つの電圧ベクト
ルＶ1 〜Ｖ6を示したものであり、これら６つの電圧ベ
クトルＶ1 〜Ｖ6 により画成される６つの領域をI 〜VI
とする。各電圧ベクトルは括弧内の数値により表される
パターンを有している。これら括弧内の数値は具体的に
は、インバータ回路中の正負いずれか一方のアームを構
成する３つのスイッチング素子についてのオン状態又は
オフ状態を示している。
【００１２】例えば、図２に示すように、直流電圧Ｅが
印加され、スター結線された３相交流モータ２に３相交
流電力を供給するものであって、６つのスイッチング素
子（例えばＩＧＢＴ）Ｇ1 〜Ｇ6 により構成されるイン
バータ回路１を考えてみる。このインバータ回路１にお
いて、スイッチング素子Ｇ1 ，Ｇ3 ，Ｇ5 が正側アーム
を構成し、スイッチング素子Ｇ4 ，Ｇ6 ，Ｇ2 が負側ア
ームを構成しているが、図１の電圧ベクトルＶ1 〜Ｖ6
の括弧内に示した数値はこの正側アームのスイッチング
素子Ｇ1 ，Ｇ3 ，Ｇ5 のオン・オフ状態を示している。
印加され、スター結線された３相交流モータ２に３相交
流電力を供給するものであって、６つのスイッチング素
子（例えばＩＧＢＴ）Ｇ1 〜Ｇ6 により構成されるイン
バータ回路１を考えてみる。このインバータ回路１にお
いて、スイッチング素子Ｇ1 ，Ｇ3 ，Ｇ5 が正側アーム
を構成し、スイッチング素子Ｇ4 ，Ｇ6 ，Ｇ2 が負側ア
ームを構成しているが、図１の電圧ベクトルＶ1 〜Ｖ6
の括弧内に示した数値はこの正側アームのスイッチング
素子Ｇ1 ，Ｇ3 ，Ｇ5 のオン・オフ状態を示している。
【００１３】すなわち、電圧ベクトルＶ1 （１００）
は、Ｇ1 がオン、Ｇ3 ，Ｇ5 がオフのパターンであるこ
とを示しており、電圧ベクトルＶ3 （１１０）は、Ｇ1
，Ｇ3がオン、Ｇ5 がオフであることを示している。他
の電圧ベクトルＶ2 ，Ｖ4 ，Ｖ6 ，Ｖ5 も同様の内容を
示している。なお、負側アームを構成するスイッチング
素子Ｇ4 ，Ｇ6 ，Ｇ2 のオン・オフ状態は、正側アーム
を構成するスイッチング素子Ｇ1 ，Ｇ3 ，Ｇ5 とちょう
ど逆の状態となる。
は、Ｇ1 がオン、Ｇ3 ，Ｇ5 がオフのパターンであるこ
とを示しており、電圧ベクトルＶ3 （１１０）は、Ｇ1
，Ｇ3がオン、Ｇ5 がオフであることを示している。他
の電圧ベクトルＶ2 ，Ｖ4 ，Ｖ6 ，Ｖ5 も同様の内容を
示している。なお、負側アームを構成するスイッチング
素子Ｇ4 ，Ｇ6 ，Ｇ2 のオン・オフ状態は、正側アーム
を構成するスイッチング素子Ｇ1 ，Ｇ3 ，Ｇ5 とちょう
ど逆の状態となる。
【００１４】そして、図１のベクトル座標中の任意の大
きさ及び方向を有する指令ベクトルＶ＊は、上記の電圧
ベクトルを合成することにより得ることができる。例え
ば、図１に示すような領域I 内の指令ベクトルＶ＊を考
えると、この指令ベクトルＶ＊は、図３に示すように、
電圧ベクトルＶ1 ，Ｖ3 により表すことができる。
きさ及び方向を有する指令ベクトルＶ＊は、上記の電圧
ベクトルを合成することにより得ることができる。例え
ば、図１に示すような領域I 内の指令ベクトルＶ＊を考
えると、この指令ベクトルＶ＊は、図３に示すように、
電圧ベクトルＶ1 ，Ｖ3 により表すことができる。
【００１５】しかし、本発明では、これら電圧ベクトル
Ｖ1 ，Ｖ3 の他にゼロベクトルＶ0，Ｖ7 を電圧基本ベ
クトルとして用いることにより指令ベクトルＶ＊を表す
こととしている。これらゼロベクトルＶ0 ，Ｖ7 のパタ
ーンは（０００）、（１１１）であり、スイッチング素
子Ｇ1 ，Ｇ3 ，Ｇ5 のいずれにも電流が流れなくなるパ
ターンであるためゼロベクトルと呼んでいる。図３で
は、電圧ベクトルＶ1 の始点及び電圧ベクトルＶ3 の終
点にそれぞれゼロベクトルＶ0 を設けると共に、電圧ベ
クトルＶ1 の終点（又は電圧ベクトルＶ3 の始点）にゼ
ロベクトルＶ7 を設けている。
Ｖ1 ，Ｖ3 の他にゼロベクトルＶ0，Ｖ7 を電圧基本ベ
クトルとして用いることにより指令ベクトルＶ＊を表す
こととしている。これらゼロベクトルＶ0 ，Ｖ7 のパタ
ーンは（０００）、（１１１）であり、スイッチング素
子Ｇ1 ，Ｇ3 ，Ｇ5 のいずれにも電流が流れなくなるパ
ターンであるためゼロベクトルと呼んでいる。図３で
は、電圧ベクトルＶ1 の始点及び電圧ベクトルＶ3 の終
点にそれぞれゼロベクトルＶ0 を設けると共に、電圧ベ
クトルＶ1 の終点（又は電圧ベクトルＶ3 の始点）にゼ
ロベクトルＶ7 を設けている。
【００１６】図３に示した指令ベクトルＶ＊は、また、
図４に示す方法により合成することができる。すなわ
ち、ゼロベクトルＶ0 の次に図３の電圧ベクトルＶ1 の
２分の１の大きさのＶ1 を加え、このＶ1 の次に図３の
電圧ベクトルＶ3 の２分の１の大きさのＶ3 を加え、さ
らにその後にゼロベクトルＶ7 を加えるようにする。こ
の後、ゼロベクトルＶ7 の次に図３の電圧ベクトルＶ3
の２分の１のＶ3 を加え、このＶ3 の次に図３の電圧ベ
クトルＶ1 の２分の１の大きさのＶ1 を加え、さらにそ
の後にゼロベクトルＶ0 を加えるようにする。図４は、
指令ベクトルＶ＊が図１における領域I に在る場合のベ
クトル合成方法を示したものであるが、ベクトルＶ＊が
その他の領域II〜VIに在る場合も同様の方法により合成
することができる。
図４に示す方法により合成することができる。すなわ
ち、ゼロベクトルＶ0 の次に図３の電圧ベクトルＶ1 の
２分の１の大きさのＶ1 を加え、このＶ1 の次に図３の
電圧ベクトルＶ3 の２分の１の大きさのＶ3 を加え、さ
らにその後にゼロベクトルＶ7 を加えるようにする。こ
の後、ゼロベクトルＶ7 の次に図３の電圧ベクトルＶ3
の２分の１のＶ3 を加え、このＶ3 の次に図３の電圧ベ
クトルＶ1 の２分の１の大きさのＶ1 を加え、さらにそ
の後にゼロベクトルＶ0 を加えるようにする。図４は、
指令ベクトルＶ＊が図１における領域I に在る場合のベ
クトル合成方法を示したものであるが、ベクトルＶ＊が
その他の領域II〜VIに在る場合も同様の方法により合成
することができる。
【００１７】図５は、上記のような図４に示した指令ベ
クトルＶ＊の合成方法に基づくＰＷＭ信号の１サンプリ
ング周期Ｔswにおけるパターンを示した波形図である。
図５におけるＴ0 ，Ｔ1 ，Ｔ3 ，Ｔ7 は、各ベクトルＶ
0 ，Ｖ1 ，Ｖ3 ，Ｖ7 の作用時間すなわちパルス幅を示
している。これらＴ0 ，Ｔ1 ，Ｔ3 ，Ｔ7 の値を求めれ
ば、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相のＰＷＭ信号を生成することがで
きる。つまり、本発明は、指令ベクトルＶ＊が存在する
領域を画成している２つの電圧ベクトルと２つのゼロベ
クトルとに基づいて１サンプリング周期中のＰＷＭ信号
パターンを生成するものである。上記のＴ0 ，Ｔ1 ，Ｔ
3 ，Ｔ7 の値は次のようにして求めることができる。
クトルＶ＊の合成方法に基づくＰＷＭ信号の１サンプリ
ング周期Ｔswにおけるパターンを示した波形図である。
図５におけるＴ0 ，Ｔ1 ，Ｔ3 ，Ｔ7 は、各ベクトルＶ
0 ，Ｖ1 ，Ｖ3 ，Ｖ7 の作用時間すなわちパルス幅を示
している。これらＴ0 ，Ｔ1 ，Ｔ3 ，Ｔ7 の値を求めれ
ば、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相のＰＷＭ信号を生成することがで
きる。つまり、本発明は、指令ベクトルＶ＊が存在する
領域を画成している２つの電圧ベクトルと２つのゼロベ
クトルとに基づいて１サンプリング周期中のＰＷＭ信号
パターンを生成するものである。上記のＴ0 ，Ｔ1 ，Ｔ
3 ，Ｔ7 の値は次のようにして求めることができる。
【００１８】
【数３】 上記のようなＰＷＭ信号の生成は、従来の正弦波・三角
波比較方式に比べて演算が簡単であるため制御性を向上
させることが可能である。また、図５からも明らかなよ
うに、このＰＷＭ信号のパターンは、中心位置を基準と
して対称となっているため、１サンプリング期間中のス
イッチング素子のオンオフ回数が必要最小限となってお
り、スイッチング損失を低減することが可能になってい
る。また、１サンプリング期間中の最初と終わりには必
ずゼロベクトルＶ0 のパターンが配されているので、電
圧の正負が変化する際に逆トルクを発生させてしまうこ
とがない。
波比較方式に比べて演算が簡単であるため制御性を向上
させることが可能である。また、図５からも明らかなよ
うに、このＰＷＭ信号のパターンは、中心位置を基準と
して対称となっているため、１サンプリング期間中のス
イッチング素子のオンオフ回数が必要最小限となってお
り、スイッチング損失を低減することが可能になってい
る。また、１サンプリング期間中の最初と終わりには必
ずゼロベクトルＶ0 のパターンが配されているので、電
圧の正負が変化する際に逆トルクを発生させてしまうこ
とがない。
【００１９】図６は、図２のインバータ回路１のスイッ
チング素子Ｇ1 〜Ｇ6 を図５に示したようなＰＷＭ信号
によりオンオフ制御した場合の相電圧及び線間電圧を示
したものである。この図に示すように、線間電圧の最大
値は直流電圧Ｅと等しくなっている。したがって、従来
方式に比べて、電圧利用率についても向上させることが
できる。
チング素子Ｇ1 〜Ｇ6 を図５に示したようなＰＷＭ信号
によりオンオフ制御した場合の相電圧及び線間電圧を示
したものである。この図に示すように、線間電圧の最大
値は直流電圧Ｅと等しくなっている。したがって、従来
方式に比べて、電圧利用率についても向上させることが
できる。
【００２０】次に、上記のような原理を利用している本
発明の実施形態を具体的に説明する。図７は、本実施形
態の要部を示す概略構成図である。この図において、交
流電源３からの３相交流電力が複数のダイオードにより
構成される整流回路４に送られて整流され、整流回路４
からの直流電力が平滑コンデンサ５により平滑化された
後、インバータ回路１に送られるようになっている。イ
ンバータ回路１から、周波数及び電圧が制御された３相
交流電力が交流モータ２のＵ，Ｖ，Ｗの各相に出力され
るようになっている。
発明の実施形態を具体的に説明する。図７は、本実施形
態の要部を示す概略構成図である。この図において、交
流電源３からの３相交流電力が複数のダイオードにより
構成される整流回路４に送られて整流され、整流回路４
からの直流電力が平滑コンデンサ５により平滑化された
後、インバータ回路１に送られるようになっている。イ
ンバータ回路１から、周波数及び電圧が制御された３相
交流電力が交流モータ２のＵ，Ｖ，Ｗの各相に出力され
るようになっている。
【００２１】インバータ回路１の各スイッチング素子Ｇ
1 〜Ｇ6 の制御を行うインバータ制御装置６は、回転／
静止座標変換回路７、ＰＷＭ演算回路８、及び記憶手段
としてのＲＡＭ９を有している。回転／静止座標変換回
路７は、回転座標系における磁束電流成分及びトルク電
流成分についての各電圧指令Ｖm ，Ｖt を、静止座標系
における２つの電圧指令Ｖα，Ｖβに変換するようにな
っている。この変換は下式（４）を用いて行われる。な
お、式中のθ0 は静止座標に対する回転座標の回転角を
示している。
1 〜Ｇ6 の制御を行うインバータ制御装置６は、回転／
静止座標変換回路７、ＰＷＭ演算回路８、及び記憶手段
としてのＲＡＭ９を有している。回転／静止座標変換回
路７は、回転座標系における磁束電流成分及びトルク電
流成分についての各電圧指令Ｖm ，Ｖt を、静止座標系
における２つの電圧指令Ｖα，Ｖβに変換するようにな
っている。この変換は下式（４）を用いて行われる。な
お、式中のθ0 は静止座標に対する回転座標の回転角を
示している。
【００２２】
【数４】 ＲＡＭ９には、図８に示したテーブルの内容が記憶され
ており、ＰＷＭ演算回路８は、回転／静止座標変換回路
７からのＶα，Ｖβと、予め設定されているＴswと、Ｒ
ＡＭ９に記憶されたテーブルの内容とを用いてＰＷＭ信
号を生成し、このＰＷＭ信号によりインバータ回路１の
スイッチング素子Ｇ1 〜Ｇ6 のオンオフ制御を行う。
ており、ＰＷＭ演算回路８は、回転／静止座標変換回路
７からのＶα，Ｖβと、予め設定されているＴswと、Ｒ
ＡＭ９に記憶されたテーブルの内容とを用いてＰＷＭ信
号を生成し、このＰＷＭ信号によりインバータ回路１の
スイッチング素子Ｇ1 〜Ｇ6 のオンオフ制御を行う。
【００２３】ここで、図８のテーブルの内容につき説明
しておく。回転／静止座標変換回路７により変換されて
出力されるＶα，Ｖβの座標系をα−β系とした場合
に、このα−β座標系を、Ｌ，Ｍ，Ｎの３つの座標軸に
より形成される３つの座標系であるＬ−Ｍ系，Ｌ−Ｎ
系，Ｍ−Ｎ系に分解する。図９は、これらの座標系を示
したものであり、図１の場合と同様に、I 〜VIの６つの
領域が画成されている。
しておく。回転／静止座標変換回路７により変換されて
出力されるＶα，Ｖβの座標系をα−β系とした場合
に、このα−β座標系を、Ｌ，Ｍ，Ｎの３つの座標軸に
より形成される３つの座標系であるＬ−Ｍ系，Ｌ−Ｎ
系，Ｍ−Ｎ系に分解する。図９は、これらの座標系を示
したものであり、図１の場合と同様に、I 〜VIの６つの
領域が画成されている。
【００２４】図１０は、図９の座標系の一部を拡大して
示した説明図である。いま、Ｖα，Ｖβの合成ベクトル
（指令ベクトルＶ＊に相当する）が領域I に在るものと
し、これをＬ−Ｍ系のベクトルＶM ，ＶL に分解してみ
る。
示した説明図である。いま、Ｖα，Ｖβの合成ベクトル
（指令ベクトルＶ＊に相当する）が領域I に在るものと
し、これをＬ−Ｍ系のベクトルＶM ，ＶL に分解してみ
る。
【００２５】
【数５】 そして、本発明では、（５），（６），（７）式におけ
るＡ，Ｂ，Ｃの正負を判別することにより電圧ベクトル
が属する領域を判別し、この領域の判別に基づいて、電
圧ベクトルの種類及びそのパルス幅を求めるようにして
いる。例えば、図８のテーブルにおいて、Ｃ＞０、Ａ＞
０であれば、電圧ベクトルが属する領域はI であり、そ
の電圧ベクトルの種類はＶ1 ，Ｖ3 であることがわか
る。このことは、図１０において、Ｃ（ＶL ），Ａ（Ｖ
m ）の双方が正の場合の領域はI であることから明らか
である。なお、Ｂ＞０の判別式には括弧が付されている
が、これは結果的にＢ＞０となっただけであり、領域が
I であることの判別に対しては寄与していない判別式で
あることを表している。
るＡ，Ｂ，Ｃの正負を判別することにより電圧ベクトル
が属する領域を判別し、この領域の判別に基づいて、電
圧ベクトルの種類及びそのパルス幅を求めるようにして
いる。例えば、図８のテーブルにおいて、Ｃ＞０、Ａ＞
０であれば、電圧ベクトルが属する領域はI であり、そ
の電圧ベクトルの種類はＶ1 ，Ｖ3 であることがわか
る。このことは、図１０において、Ｃ（ＶL ），Ａ（Ｖ
m ）の双方が正の場合の領域はI であることから明らか
である。なお、Ｂ＞０の判別式には括弧が付されている
が、これは結果的にＢ＞０となっただけであり、領域が
I であることの判別に対しては寄与していない判別式で
あることを表している。
【００２６】そして、電圧ベクトルＶ1 ，Ｖ3 のパルス
幅は、上記の領域判別に用いたＡ，Ｃにより、Ａ・Ｔsw
／Ｅ，Ｃ・Ｔsw／Ｅとして表すことができる。これは次
のような関係に基づき導かれる結果である。すなわち、
Ｌ−Ｍ系におけるベクトルＶL ，ＶM のパルス幅をＴL
，ＴM とすると、これらパルス幅ＴL ，ＴM とサンプ
リング周期Ｔsw及び直流電圧Ｅとの間には次のような関
係が成り立つ。
幅は、上記の領域判別に用いたＡ，Ｃにより、Ａ・Ｔsw
／Ｅ，Ｃ・Ｔsw／Ｅとして表すことができる。これは次
のような関係に基づき導かれる結果である。すなわち、
Ｌ−Ｍ系におけるベクトルＶL ，ＶM のパルス幅をＴL
，ＴM とすると、これらパルス幅ＴL ，ＴM とサンプ
リング周期Ｔsw及び直流電圧Ｅとの間には次のような関
係が成り立つ。
【００２７】 Ｔsw／ＴL ＝Ｅ／ＶL 、Ｔsw／ＴM ＝Ｅ／ＶM したがって、ＴL ＝ＶL ・Ｔsw／Ｅ＝Ａ・Ｔsw／Ｅとな
り、また、ＴM ＝ＶM ・Ｔsw／Ｅ＝Ｃ・Ｔsw／Ｅとな
る。
り、また、ＴM ＝ＶM ・Ｔsw／Ｅ＝Ｃ・Ｔsw／Ｅとな
る。
【００２８】このようにして、電圧ベクトルのパルス幅
Ｖ1 ，Ｖ3 が求まると、前述した（３）式により、ゼロ
ベクトルＶ0 ，Ｖ7 のパルス幅Ｔ1 ，Ｔ7 を求めること
ができる。図８のテーブルにおいてはこれら各領域のパ
ルス幅Ｔ1 ，Ｔ7 をＴａ〜Ｔｆで表している。
Ｖ1 ，Ｖ3 が求まると、前述した（３）式により、ゼロ
ベクトルＶ0 ，Ｖ7 のパルス幅Ｔ1 ，Ｔ7 を求めること
ができる。図８のテーブルにおいてはこれら各領域のパ
ルス幅Ｔ1 ，Ｔ7 をＴａ〜Ｔｆで表している。
【００２９】同様にして、領域II〜VIの判別についても
Ａ，Ｂ，Ｃの正負に基づき判別することができる。な
お、領域II〜VIにおけるパルス幅の値の中にマイナス符
号が付されたものがあるが、これはそれらの場合の判別
式が負となっているので、マイナス符号を付すことによ
りパルス幅の値が正の値になるように補正したものであ
る（電圧ベクトルの作用時間つまりパルス幅がマイナス
であることは考えられない。）。
Ａ，Ｂ，Ｃの正負に基づき判別することができる。な
お、領域II〜VIにおけるパルス幅の値の中にマイナス符
号が付されたものがあるが、これはそれらの場合の判別
式が負となっているので、マイナス符号を付すことによ
りパルス幅の値が正の値になるように補正したものであ
る（電圧ベクトルの作用時間つまりパルス幅がマイナス
であることは考えられない。）。
【００３０】次に、上記のように構成される本実施形態
のＰＷＭ演算回路８の動作を図１１のフローチャートに
基づき説明する。まず、図７における回転／静止座標変
換回路７は、図示を省略してある電流制御回路から電圧
指令信号Ｖm ，Ｖt を入力すると、これを前述の（４）
式を用いてＶα，Ｖβに変換する。ＰＷＭ演算回路８
は、このＶα，Ｖβを入力し（ステップ１）、その後、
（５），（６），（７）式に基づき、Ｌ−Ｍ系，Ｌ−Ｎ
系，Ｍ−Ｎ系の各ＶL ，ＶM ，ＶN を演算し（ステップ
２）、各系のＶL ，ＶM ，ＶN の値をＡ，Ｂ，Ｃと置
く。
のＰＷＭ演算回路８の動作を図１１のフローチャートに
基づき説明する。まず、図７における回転／静止座標変
換回路７は、図示を省略してある電流制御回路から電圧
指令信号Ｖm ，Ｖt を入力すると、これを前述の（４）
式を用いてＶα，Ｖβに変換する。ＰＷＭ演算回路８
は、このＶα，Ｖβを入力し（ステップ１）、その後、
（５），（６），（７）式に基づき、Ｌ−Ｍ系，Ｌ−Ｎ
系，Ｍ−Ｎ系の各ＶL ，ＶM ，ＶN を演算し（ステップ
２）、各系のＶL ，ＶM ，ＶN の値をＡ，Ｂ，Ｃと置
く。
【００３１】そして、最初にＣの正負を判別し（ステッ
プ３）、Ｃが正であれば次にＡの正負を判別する（ステ
ップ４）。Ａも正であれば、ＰＷＭ演算回路８は、ＲＡ
Ｍ９に記憶されている図８のテーブルの内容を参照する
ことにより、この場合の位相領域がI であること、電圧
ベクトルの種類がＶ1 ，Ｖ3 であること、電圧ベクトル
Ｖ1 ，Ｖ3 のパルス幅Ｔ1 ，Ｔ3 及びゼロベクトルＶ0
，Ｖ7 のパルス幅Ｔａを知ることができる。よって、
ＰＷＭ演算回路８は、電圧ベクトルＶ1 ，Ｖ3 のパルス
幅Ｔ1 ＝Ａ・Ｔsw／Ｅ，Ｔ3 ＝Ｃ・Ｔsw／Ｅを演算する
と共にゼロベクトルＶ0 ，Ｖ7 のパルス幅Ｔａを演算
し、位相領域がI すなわち０°〜６０°であることを示
すフラグをセットする（ステップ５，６）。
プ３）、Ｃが正であれば次にＡの正負を判別する（ステ
ップ４）。Ａも正であれば、ＰＷＭ演算回路８は、ＲＡ
Ｍ９に記憶されている図８のテーブルの内容を参照する
ことにより、この場合の位相領域がI であること、電圧
ベクトルの種類がＶ1 ，Ｖ3 であること、電圧ベクトル
Ｖ1 ，Ｖ3 のパルス幅Ｔ1 ，Ｔ3 及びゼロベクトルＶ0
，Ｖ7 のパルス幅Ｔａを知ることができる。よって、
ＰＷＭ演算回路８は、電圧ベクトルＶ1 ，Ｖ3 のパルス
幅Ｔ1 ＝Ａ・Ｔsw／Ｅ，Ｔ3 ＝Ｃ・Ｔsw／Ｅを演算する
と共にゼロベクトルＶ0 ，Ｖ7 のパルス幅Ｔａを演算
し、位相領域がI すなわち０°〜６０°であることを示
すフラグをセットする（ステップ５，６）。
【００３２】ステップ４において、Ａが負である場合、
ＰＷＭ演算回路８はさらにＢの正負を判別する（ステッ
プ７）。そして、ＰＷＭ演算回路８は、Ｂが正であれ
ば、ステップ５，６の場合と同様に、位相領域がIIであ
ること、電圧ベクトルの種類がＶ3 ，Ｖ2 であること、
電圧ベクトルＶ3 ，Ｖ2 のパルス幅Ｔ3 ，Ｔ2 及びゼロ
ベクトルＶ0 ，Ｖ7 のパルス幅Ｔｂを知ることができ
る。よって、ＰＷＭ演算回路８は、電圧ベクトルＶ3 ，
Ｖ2 のパルス幅Ｔ3 ＝Ｂ・Ｔsw／Ｅ，Ｔ2 ＝−Ａ・Ｔsw
／Ｅを演算すると共にゼロベクトルＶ0 ，Ｖ7 のパルス
幅Ｔｂを演算し、位相領域がIIすなわち６０°〜１２０
°であることを示すフラグをセットする（ステップ８，
９）。
ＰＷＭ演算回路８はさらにＢの正負を判別する（ステッ
プ７）。そして、ＰＷＭ演算回路８は、Ｂが正であれ
ば、ステップ５，６の場合と同様に、位相領域がIIであ
ること、電圧ベクトルの種類がＶ3 ，Ｖ2 であること、
電圧ベクトルＶ3 ，Ｖ2 のパルス幅Ｔ3 ，Ｔ2 及びゼロ
ベクトルＶ0 ，Ｖ7 のパルス幅Ｔｂを知ることができ
る。よって、ＰＷＭ演算回路８は、電圧ベクトルＶ3 ，
Ｖ2 のパルス幅Ｔ3 ＝Ｂ・Ｔsw／Ｅ，Ｔ2 ＝−Ａ・Ｔsw
／Ｅを演算すると共にゼロベクトルＶ0 ，Ｖ7 のパルス
幅Ｔｂを演算し、位相領域がIIすなわち６０°〜１２０
°であることを示すフラグをセットする（ステップ８，
９）。
【００３３】ステップ７において、Ｂが負である場合、
ＰＷＭ演算回路８は、位相領域がIII であること、電圧
ベクトルの種類がＶ2 ，Ｖ4 であること、電圧ベクトル
Ｖ2，Ｖ4 のパルス幅Ｔ2 ，Ｔ4 及びゼロベクトルＶ0
，Ｖ7 のパルス幅Ｔｃを知ることができる。よって、
ＰＷＭ演算回路８は、電圧ベクトルＶ2 ，Ｖ4 のパルス
幅Ｔ2 ＝Ｃ・Ｔsw／Ｅ，Ｔ4 ＝−Ｂ・Ｔsw／Ｅを演算
し、位相領域がIII すなわち１２０°〜１８０°である
ことを示すフラグをセットする（ステップ１０，１
１）。
ＰＷＭ演算回路８は、位相領域がIII であること、電圧
ベクトルの種類がＶ2 ，Ｖ4 であること、電圧ベクトル
Ｖ2，Ｖ4 のパルス幅Ｔ2 ，Ｔ4 及びゼロベクトルＶ0
，Ｖ7 のパルス幅Ｔｃを知ることができる。よって、
ＰＷＭ演算回路８は、電圧ベクトルＶ2 ，Ｖ4 のパルス
幅Ｔ2 ＝Ｃ・Ｔsw／Ｅ，Ｔ4 ＝−Ｂ・Ｔsw／Ｅを演算
し、位相領域がIII すなわち１２０°〜１８０°である
ことを示すフラグをセットする（ステップ１０，１
１）。
【００３４】ステップ３において、Ｃが負である場合、
ＰＷＭ演算回路８はさらにＡの正負を判別する（ステッ
プ１２）。そして、ＰＷＭ演算回路８は、Ａが負であれ
ば、位相領域がIVであること、電圧ベクトルの種類がＶ
6 ，Ｖ4 であること、電圧ベクトルＶ6 ，Ｖ4 のパルス
幅Ｔ6 ，Ｔ4 及びゼロベクトルＶ0 ，Ｖ7 のパルス幅Ｔ
ｄを知ることができる。よって、ＰＷＭ演算回路８は、
電圧ベクトルＶ6 ，Ｖ4 のパルス幅Ｔ6 ＝−Ａ・Ｔsw／
Ｅ，Ｔ4 ＝−Ｃ・Ｔsw／Ｅを演算すると共にゼロベクト
ルＶ0 ，Ｖ7 のパルス幅Ｔｄを演算し、位相領域がIVす
なわち１８０°〜２４０°であることを示すフラグをセ
ットする（ステップ１３，１４）。
ＰＷＭ演算回路８はさらにＡの正負を判別する（ステッ
プ１２）。そして、ＰＷＭ演算回路８は、Ａが負であれ
ば、位相領域がIVであること、電圧ベクトルの種類がＶ
6 ，Ｖ4 であること、電圧ベクトルＶ6 ，Ｖ4 のパルス
幅Ｔ6 ，Ｔ4 及びゼロベクトルＶ0 ，Ｖ7 のパルス幅Ｔ
ｄを知ることができる。よって、ＰＷＭ演算回路８は、
電圧ベクトルＶ6 ，Ｖ4 のパルス幅Ｔ6 ＝−Ａ・Ｔsw／
Ｅ，Ｔ4 ＝−Ｃ・Ｔsw／Ｅを演算すると共にゼロベクト
ルＶ0 ，Ｖ7 のパルス幅Ｔｄを演算し、位相領域がIVす
なわち１８０°〜２４０°であることを示すフラグをセ
ットする（ステップ１３，１４）。
【００３５】ステップ１２において、Ａが正である場
合、ＰＷＭ演算回路８はさらにＢの正負を判別する（ス
テップ１５）。そして、ＰＷＭ演算回路８は、Ｂが負で
あれば、位相領域がV であること、電圧ベクトルの種類
がＶ6 ，Ｖ5 であること、電圧ベクトルＶ6 ，Ｖ5 のパ
ルス幅Ｔ6 ，Ｔ5 及びゼロベクトルＶ0 ，Ｖ7 のパルス
幅Ｔｅを知ることができる。よって、ＰＷＭ演算回路８
は、電圧ベクトルＶ6 ，Ｖ5 のパルス幅Ｔ6 ＝−Ｂ・Ｔ
sw／Ｅ，Ｔ5 ＝Ａ・Ｔsw／Ｅを演算すると共にゼロベク
トルＶ0 ，Ｖ7 のパルス幅Ｔｅを演算し、位相領域がV
すなわち２４０°〜３４０°であることを示すフラグを
セットする（ステップ１６，１７）。
合、ＰＷＭ演算回路８はさらにＢの正負を判別する（ス
テップ１５）。そして、ＰＷＭ演算回路８は、Ｂが負で
あれば、位相領域がV であること、電圧ベクトルの種類
がＶ6 ，Ｖ5 であること、電圧ベクトルＶ6 ，Ｖ5 のパ
ルス幅Ｔ6 ，Ｔ5 及びゼロベクトルＶ0 ，Ｖ7 のパルス
幅Ｔｅを知ることができる。よって、ＰＷＭ演算回路８
は、電圧ベクトルＶ6 ，Ｖ5 のパルス幅Ｔ6 ＝−Ｂ・Ｔ
sw／Ｅ，Ｔ5 ＝Ａ・Ｔsw／Ｅを演算すると共にゼロベク
トルＶ0 ，Ｖ7 のパルス幅Ｔｅを演算し、位相領域がV
すなわち２４０°〜３４０°であることを示すフラグを
セットする（ステップ１６，１７）。
【００３６】ステップ１５において、Ｂが正である場
合、ＰＷＭ演算回路８は、位相領域がVIであること、電
圧ベクトルの種類がＶ5 ，Ｖ1 であること、電圧ベクト
ルＶ5，Ｖ1 のパルス幅Ｔ5 ，Ｔ1 及びゼロベクトルＶ0
，Ｖ7 のパルス幅Ｔｆを知ることができる。よって、
ＰＷＭ演算回路８は、電圧ベクトルＶ5 ，Ｖ1 のパルス
幅Ｔ5 ＝−Ｃ・Ｔsw／Ｅ，Ｔ1 ＝Ｂ・Ｔsw／Ｅを演算
し、位相領域がVIすなわち３００°〜３６０°であるこ
とを示すフラグをセットする（ステップ１８，１９）。
合、ＰＷＭ演算回路８は、位相領域がVIであること、電
圧ベクトルの種類がＶ5 ，Ｖ1 であること、電圧ベクト
ルＶ5，Ｖ1 のパルス幅Ｔ5 ，Ｔ1 及びゼロベクトルＶ0
，Ｖ7 のパルス幅Ｔｆを知ることができる。よって、
ＰＷＭ演算回路８は、電圧ベクトルＶ5 ，Ｖ1 のパルス
幅Ｔ5 ＝−Ｃ・Ｔsw／Ｅ，Ｔ1 ＝Ｂ・Ｔsw／Ｅを演算
し、位相領域がVIすなわち３００°〜３６０°であるこ
とを示すフラグをセットする（ステップ１８，１９）。
【００３７】ＰＷＭ演算回路８は、上記のようにして、
各位相領域毎に電圧基本ベクトルの種類及びパルス幅等
を演算し、この演算に基づいて生成したＰＷＭ信号をイ
ンバータ回路１の各スイッチング素子Ｇ1 〜Ｇ6 に出力
する。そして、このＰＷＭによってスイッチング素子Ｇ
1 〜Ｇ6 のスイッチング制御が行われ、インバータ回路
１から、図６に示したような相電圧及び線間電圧が出力
される。
各位相領域毎に電圧基本ベクトルの種類及びパルス幅等
を演算し、この演算に基づいて生成したＰＷＭ信号をイ
ンバータ回路１の各スイッチング素子Ｇ1 〜Ｇ6 に出力
する。そして、このＰＷＭによってスイッチング素子Ｇ
1 〜Ｇ6 のスイッチング制御が行われ、インバータ回路
１から、図６に示したような相電圧及び線間電圧が出力
される。
【００３８】上記した本発明の実施形態によるＰＷＭ信
号の生成は、従来の正弦波・三角波比較方式に比べて演
算が簡単であるため制御性を向上させることが可能であ
る。また、ＰＷＭ信号生成のための回路の殆どをマイク
ロコンピュータにより構成してソフトウエア化すること
ができコスト低減に寄与することができる。
号の生成は、従来の正弦波・三角波比較方式に比べて演
算が簡単であるため制御性を向上させることが可能であ
る。また、ＰＷＭ信号生成のための回路の殆どをマイク
ロコンピュータにより構成してソフトウエア化すること
ができコスト低減に寄与することができる。
【００３９】そして、図５において既述したように、Ｐ
ＷＭ信号のパターンは、中心位置を基準として対称とな
っているため、１サンプリング期間中のスイッチング素
子のオンオフ回数が必要最小限となっており、発熱損な
どのスイッチング損失を低減することが可能になってい
る。さらに、図６において既述したように、線間電圧の
最大値が直流電圧Ｅと等しくなっているので、従来方式
に比べて、電圧利用率の向上も図られている。
ＷＭ信号のパターンは、中心位置を基準として対称とな
っているため、１サンプリング期間中のスイッチング素
子のオンオフ回数が必要最小限となっており、発熱損な
どのスイッチング損失を低減することが可能になってい
る。さらに、図６において既述したように、線間電圧の
最大値が直流電圧Ｅと等しくなっているので、従来方式
に比べて、電圧利用率の向上も図られている。
【００４０】なお、上記実施形態では、３相交流モータ
２がスター結線されたものである場合につき説明した
が、この交流モータ２がデルタ結線されたものである場
合も本発明の技術を適用することが可能である。
２がスター結線されたものである場合につき説明した
が、この交流モータ２がデルタ結線されたものである場
合も本発明の技術を適用することが可能である。
【００４１】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、ゼロベ
クトルを含む合計８種類の電圧基本ベクトルの所定の組
合せに基づいてＰＷＭ信号生成のための演算を行ってい
るので、簡単な演算に基づきＰＷＭ信号を生成すること
ができ、もって制御精度を向上させることができると共
に、３相交流負荷に対する直流電源の利用率を向上させ
ることができる。
クトルを含む合計８種類の電圧基本ベクトルの所定の組
合せに基づいてＰＷＭ信号生成のための演算を行ってい
るので、簡単な演算に基づきＰＷＭ信号を生成すること
ができ、もって制御精度を向上させることができると共
に、３相交流負荷に対する直流電源の利用率を向上させ
ることができる。
【図１】ベクトル座標中に位相が６０°づつずれた６つ
の電圧ベクトルＶ1 〜Ｖ6 を示した、本発明の原理につ
いての説明図。
の電圧ベクトルＶ1 〜Ｖ6 を示した、本発明の原理につ
いての説明図。
【図２】スター結線された交流モータ２に３相交流電力
を供給するインバータ回路１の構成を示した、本発明の
原理についての説明図。
を供給するインバータ回路１の構成を示した、本発明の
原理についての説明図。
【図３】指令ベクトルＶ＊が複数の電圧基本ベクトルの
合成により得られることを示した、本発明の原理につい
ての説明図。
合成により得られることを示した、本発明の原理につい
ての説明図。
【図４】図３とは異なる方法により、指令ベクトルＶ＊
が複数の電圧基本ベクトルの合成により得られることを
示した、本発明の原理についての説明図。
が複数の電圧基本ベクトルの合成により得られることを
示した、本発明の原理についての説明図。
【図５】図４における各ベクトルＶ0 ，Ｖ1 ，Ｖ3 ，Ｖ
7 の作用時間すなわちパルス幅Ｔ0 ，Ｔ1 ，Ｔ3 ，Ｔ7
を示した、本発明の原理についての説明図。
7 の作用時間すなわちパルス幅Ｔ0 ，Ｔ1 ，Ｔ3 ，Ｔ7
を示した、本発明の原理についての説明図。
【図６】図２のインバータ回路１のスイッチング素子Ｇ
1 〜Ｇ6 を図５に示したようなＰＷＭ信号によりオンオ
フ制御した場合の相電圧及び線間電圧を示した、本発明
の原理についての説明図。
1 〜Ｇ6 を図５に示したようなＰＷＭ信号によりオンオ
フ制御した場合の相電圧及び線間電圧を示した、本発明
の原理についての説明図。
【図７】本発明の実施形態の要部を示す概略構成図。
【図８】図７のＲＡＭ９に記憶されるテーブルの内容を
示す図表。
示す図表。
【図９】図７の回転／静止座標変換回路７から出力され
るＶα，Ｖβのα−β座標系と３つの２相座標系Ｌ−
Ｍ，Ｌ−Ｎ，Ｍ−Ｎとの関係を示した説明図。
るＶα，Ｖβのα−β座標系と３つの２相座標系Ｌ−
Ｍ，Ｌ−Ｎ，Ｍ−Ｎとの関係を示した説明図。
【図１０】図９の座標系の一部を拡大して示した説明
図。
図。
【図１１】本発明の実施形態の動作を説明するためのフ
ローチャート。
ローチャート。
Ｖ1 〜Ｖ6 電圧ベクトル（電圧基本ベクトル） Ｖ0 ，Ｖ7 ゼロベクトル（電圧基本ベクトル） Ｔ0 ，Ｔ1 ，Ｔ3 ，Ｔ7 パルス幅 I 〜VI 位相領域 Ｅ 直流電源の電圧 Ｇ1 〜Ｇ6 スイッチング素子 １ インバータ回路 ２ 交流モータ ３ 交流電源 ４ 整流回路 ５ 平滑コンデンサ ６ インバータ制御装置 ７ 回転／静止座標変換回路 ８ ＰＷＭ演算回路 ９ ＲＡＭ（記憶手段）
Claims (4)
- 【請求項１】インバータ回路を構成する複数のスイッチ
ング素子Ｇ1 〜Ｇ6 に対してＰＷＭ信号に基づくスイッ
チング制御を行うインバータ制御装置を有する、電圧型
の３相用インバータ装置において、 前記インバータ制御装置は、 回転座標系における磁束電流成分及びトルク電流成分に
ついての電圧指令信号Ｖm ，Ｖt を、静止座標系におけ
る２つの電圧指令信号Ｖα，Ｖβに変換する回転／静止
座標変換回路と、 前記複数のスイッチング素子Ｇ1 〜Ｇ6 のうち正側アー
ム又は負側アームのいずれか一方のアームのスイッチン
グ素子Ｇ1 ，Ｇ3 ，Ｇ5 のオンオフ状態について所定の
パターンを表した８種類の電圧基本ベクトルのうちの４
種類の電圧基本ベクトルの合成に基づき決定された、１
サンプリング周期のＰＷＭ信号の発生パターンについて
のテーブルが記憶されている記憶手段と、 前記回転／静止座標変換回路からの電圧指令信号Ｖα，
Ｖβと、前記記憶手段に記憶されている前記ＰＷＭ信号
の発生パターンと、予め設定してある１サンプリング周
期Ｔswの値と、から前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ演
算回路と、 を備えており、しかも、前記８種類の電圧基本ベクトル
は、ベクトル空間座標中に位相が６０°づつずれ且つ第
１乃至第６の位相領域を画成する６種類の電圧ベクトル
Ｖ1 〜Ｖ6 と、前記スイッチング素子Ｇ1 ，Ｇ3 ，Ｇ5
の全てがオフ又はオンである状態に対応する２種類のゼ
ロベクトルＶ0 ，Ｖ7 とにより構成されるものであり、
前記４種類の電圧基本ベクトルの合成は、電圧指令ベク
トルＶ＊が存在する領域を画成している２種類の電圧ベ
クトルと２種類のゼロベクトルＶ0 ，Ｖ7 とを所定の順
序に基づき行うものである、 ことを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】前記記憶手段のテーブルに記憶されている
前記４種類の電圧基本ベクトルの合成についての所定の
順序は、 前記２種類の電圧ベクトルの一方を第１の電圧ベクトル
とし、他方を第２の電圧ベクトルとした場合に、 ゼロベクトルＶ0 、第１の電圧ベクトル、第２の電圧ベ
クトル、ゼロベクトルＶ7 、ゼロベクトルＶ7 、第２の
電圧ベクトル、第１の電圧ベクトル、ゼロベクトルＶ0
、を順次加えていく順序である、 ことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。 - 【請求項３】前記記憶手段のテーブルには、電圧指令ベ
クトルＶ＊が存在する位相領域を判別するための係数
Ａ，Ｂ，Ｃについての正負判別式と、前記判別された位
相領域を画成する２種類の電圧ベクトルと、前記２種類
の電圧ベクトルのパルス幅、及び前記ゼロベクトルＶ0
，Ｖ7 のパルス幅についての所定の演算式とが記憶さ
れており、 前記ＰＷＭ演算回路は、前記回転／静止座標変換回路か
らの電圧指令Ｖα，Ｖβの入力に基づき行った前記係数
Ａ，Ｂ，Ｃについての正負判別結果を、前記記憶手段に
記憶されている正負判別式と比較することにより、電圧
指令ベクトルＶ＊が存在する位相領域を判別し、この判
別した位相領域に対応する前記２種類の電圧ベクトルの
パルス幅、及び前記ゼロベクトルＶ0 ，Ｖ7 のパルス幅
を前記所定の演算式を用いて演算するものである、 ことを特徴とする請求項１又は２記載のインバータ装
置。 - 【請求項４】前記係数Ａ，Ｂ，Ｃは下式により表される
ものであり、 前記２種類の電圧ベクトルのパルス幅は、これらの係数
Ａ，Ｂ，Ｃを用いて表されると共に、前記ゼロベクトル
のパルス幅は、前記１サンプリング周期Ｔswからこの２
種類の電圧ベクトルのパルス幅を減算したものの２分の
１として、表されるものである、 ことを特徴とする請求項３記載のインバータ装置。 【数１】
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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|---|---|
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ID=18462121
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3155238B2 (ja) |
| CN (1) | CN1221245A (ja) |
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| JP2019024308A (ja) * | 2015-12-09 | 2019-02-14 | 日本精工株式会社 | 電動パワーステアリング装置の制御方法 |
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