JPH11205112A - 高耐圧パワー集積回路 - Google Patents
高耐圧パワー集積回路Info
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- JPH11205112A JPH11205112A JP10008602A JP860298A JPH11205112A JP H11205112 A JPH11205112 A JP H11205112A JP 10008602 A JP10008602 A JP 10008602A JP 860298 A JP860298 A JP 860298A JP H11205112 A JPH11205112 A JP H11205112A
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- Japan
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- switch element
- output switch
- voltage
- integrated circuit
- power integrated
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- Metal-Oxide And Bipolar Metal-Oxide Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
- Logic Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】高耐圧パワーＩＣにおいて、ハイサイド出力Ｉ
ＧＢＴの起動動作が不安定になったり、起動不能になる
ことを防止する。 【解決手段】電流吸込み用の出力スイッチ素子のコレク
タ・エミッタ間に並列接続された回生電流吸収用素子
と、電流吸込み用の出力スイッチ素子のコレクタ・エミ
ッタ間にドレイン・ソース間が並列接続され、ゲートが
駆動制御信号入力に基づいて出力スイッチ素子と同相で
駆動され、出力スイッチ素子と同等の高耐圧を有する高
耐圧用のＮチャネルＭＯＳトランジスタとを具備する。
ＧＢＴの起動動作が不安定になったり、起動不能になる
ことを防止する。 【解決手段】電流吸込み用の出力スイッチ素子のコレク
タ・エミッタ間に並列接続された回生電流吸収用素子
と、電流吸込み用の出力スイッチ素子のコレクタ・エミ
ッタ間にドレイン・ソース間が並列接続され、ゲートが
駆動制御信号入力に基づいて出力スイッチ素子と同相で
駆動され、出力スイッチ素子と同等の高耐圧を有する高
耐圧用のＮチャネルＭＯＳトランジスタとを具備する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、高耐圧高電力のス
イッチ出力を必要とする高耐圧パワー集積回路に係り、
特に電流吐出し用および電流吸込み用の２個の出力スイ
ッチ素子としてＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトラ
ンジスタ）を有する高耐圧パワー集積回路における起動
回路に関するものであり、例えば家電用、自動車用、産
業用などのＩＧＢＴに使用される。
イッチ出力を必要とする高耐圧パワー集積回路に係り、
特に電流吐出し用および電流吸込み用の２個の出力スイ
ッチ素子としてＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトラ
ンジスタ）を有する高耐圧パワー集積回路における起動
回路に関するものであり、例えば家電用、自動車用、産
業用などのＩＧＢＴに使用される。
【０００２】
【従来の技術】電流吐出し用および電流吸込み用の２個
の出力スイッチ素子およびその制御用の半導体素子群が
同一半導体チップ上にモノリシックに集積化されたイン
テリジェント型の高耐圧パワー集積回路において、出力
スイッチ素子として、パワーＭＯＳトランジスタあるい
はＮチャネル型のＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラト
ランジスタ）が用いられている。
の出力スイッチ素子およびその制御用の半導体素子群が
同一半導体チップ上にモノリシックに集積化されたイン
テリジェント型の高耐圧パワー集積回路において、出力
スイッチ素子として、パワーＭＯＳトランジスタあるい
はＮチャネル型のＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラト
ランジスタ）が用いられている。
【０００３】前記パワーＭＯＳトランジスタのドレイン
電流ＩD 対ドレイン・ソース間電圧ＶDS特性は、例えば
図５に示すようにドレイン電流が飽和した状態における
ドレイン・ソース間オン電圧ＶDSはほぼ０Ｖである。
電流ＩD 対ドレイン・ソース間電圧ＶDS特性は、例えば
図５に示すようにドレイン電流が飽和した状態における
ドレイン・ソース間オン電圧ＶDSはほぼ０Ｖである。
【０００４】これに対して、ＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉ
C 対コレクタ・エミッタ間電圧ＶCE特性は、例えば図６
に示すように、コレクタ・エミッタ間電圧ＶCEが飽和電
圧ＶCEsat に達するまではコレクタ電流ＩC が飽和しな
い。
C 対コレクタ・エミッタ間電圧ＶCE特性は、例えば図６
に示すように、コレクタ・エミッタ間電圧ＶCEが飽和電
圧ＶCEsat に達するまではコレクタ電流ＩC が飽和しな
い。
【０００５】図７は、出力スイッチ素子としてＮチャネ
ル型のＩＧＢＴを有する従来の高耐圧パワー集積回路の
出力駆動回路の一例を示している。図７に示す出力駆動
回路は、集積回路外部の高電源から高電源電圧ＶＢＢ
（例えば３００Ｖ〜５００Ｖ）が印加される高電源端子
１２と接地電位ＧＮＤが印加される接地端子１３との間
に電流吐出し側のハイサイド出力スイッチ素子１０およ
び電流吸込み側のローサイド出力スイッチ素子２０がト
ーテムポール接続され、両者の接続点に中点端子１４が
接続されている。
ル型のＩＧＢＴを有する従来の高耐圧パワー集積回路の
出力駆動回路の一例を示している。図７に示す出力駆動
回路は、集積回路外部の高電源から高電源電圧ＶＢＢ
（例えば３００Ｖ〜５００Ｖ）が印加される高電源端子
１２と接地電位ＧＮＤが印加される接地端子１３との間
に電流吐出し側のハイサイド出力スイッチ素子１０およ
び電流吸込み側のローサイド出力スイッチ素子２０がト
ーテムポール接続され、両者の接続点に中点端子１４が
接続されている。
【０００６】即ち、高電源端子１２と中点端子１４との
間にハイサイド出力スイッチ素子１０が接続されてお
り、中点端子１４と接地端子１３との間にローサイド出
力スイッチ素子２０が接続されている。
間にハイサイド出力スイッチ素子１０が接続されてお
り、中点端子１４と接地端子１３との間にローサイド出
力スイッチ素子２０が接続されている。
【０００７】そして、上記ハイサイド出力スイッチ素子
１０およびローサイド出力スイッチ素子２０を駆動する
ためのハイサイド駆動回路１５およびローサイド駆動回
路１６が設けられている。
１０およびローサイド出力スイッチ素子２０を駆動する
ためのハイサイド駆動回路１５およびローサイド駆動回
路１６が設けられている。
【０００８】上記出力スイッチ素子１０、２０は、例え
ば三相モータ駆動回路の一部をなし、中点端子１４に接
続されている外部負荷（図示せず）に駆動電流を供給す
るものであり、Ｎチャネル型のＩＧＢＴが用いられてい
る。
ば三相モータ駆動回路の一部をなし、中点端子１４に接
続されている外部負荷（図示せず）に駆動電流を供給す
るものであり、Ｎチャネル型のＩＧＢＴが用いられてい
る。
【０００９】即ち、ハイサイドＩＧＢＴ１０は、コレク
タが高電源端子１２に接続され、エミッタ（電流出力端
子）は前記中点端子（外部負荷接続端子）１４に接続さ
れている。また、ローサイドＩＧＢＴ２０は、コレクタ
が中点端子１４に接続され、エミッタは接地端子１３に
接続されている。
タが高電源端子１２に接続され、エミッタ（電流出力端
子）は前記中点端子（外部負荷接続端子）１４に接続さ
れている。また、ローサイドＩＧＢＴ２０は、コレクタ
が中点端子１４に接続され、エミッタは接地端子１３に
接続されている。
【００１０】なお、前記出力スイッチ素子１０、２０に
は、外部負荷（図示せず）が大きなインダクタンスを有
する場合に生じる逆起電力に起因して流れる回生電流を
吸収するためのダイオード１７、１８が対応して並列に
接続されている。
は、外部負荷（図示せず）が大きなインダクタンスを有
する場合に生じる逆起電力に起因して流れる回生電流を
吸収するためのダイオード１７、１８が対応して並列に
接続されている。
【００１１】前記ハイサイド駆動回路１５は、第１のＩ
ＧＢＴ駆動制御信号入力ＨＩＮに応じてハイサイド出力
ＩＧＢＴ１０のゲート容量に対する充電電流の供給出力
をオン／オフ制御することによりハイサイド出力ＩＧＢ
Ｔ１０のゲート電位を制御するものである。
ＧＢＴ駆動制御信号入力ＨＩＮに応じてハイサイド出力
ＩＧＢＴ１０のゲート容量に対する充電電流の供給出力
をオン／オフ制御することによりハイサイド出力ＩＧＢ
Ｔ１０のゲート電位を制御するものである。
【００１２】この場合、上記ハイサイド駆動回路１５
は、制御回路系の電源電圧ＶCCを昇圧回路１９により昇
圧した昇圧電圧が動作電源として供給されることにより
駆動制御信号入力ＨＩＮをレベルシフトするものであ
り、ハイサイド出力ＩＧＢＴ１０をオン駆動する時には
ハイサイド出力ＩＧＢＴ１０のゲートに上記昇圧電圧を
供給するものである。
は、制御回路系の電源電圧ＶCCを昇圧回路１９により昇
圧した昇圧電圧が動作電源として供給されることにより
駆動制御信号入力ＨＩＮをレベルシフトするものであ
り、ハイサイド出力ＩＧＢＴ１０をオン駆動する時には
ハイサイド出力ＩＧＢＴ１０のゲートに上記昇圧電圧を
供給するものである。
【００１３】前記昇圧回路１９は、集積回路の制御回路
系の電源電圧ＶCCが印加されるノードと前記中点端子１
４との間にブートストラップ用のダイオードＤおよびコ
ンデンサＣが直列に接続されてなり、このコンデンサＣ
の両端間電圧を前記ハイサイド駆動回路１５の動作電源
として供給する。
系の電源電圧ＶCCが印加されるノードと前記中点端子１
４との間にブートストラップ用のダイオードＤおよびコ
ンデンサＣが直列に接続されてなり、このコンデンサＣ
の両端間電圧を前記ハイサイド駆動回路１５の動作電源
として供給する。
【００１４】この昇圧回路１９は、前記ローサイド出力
ＩＧＢＴ２０がオン状態の時にコンデンサＣが充電さ
れ、ローサイド出力ＩＧＢＴ２０がオフ状態でハイサイ
ド出力ＩＧＢＴ１０がオン状態になった時に中点端子１
４の電位が上昇し、それに応じて前記ダイオードＤのカ
ソード（コンデンサＣとの接続ノード、昇圧出力ノー
ド）の電位が上昇する。
ＩＧＢＴ２０がオン状態の時にコンデンサＣが充電さ
れ、ローサイド出力ＩＧＢＴ２０がオフ状態でハイサイ
ド出力ＩＧＢＴ１０がオン状態になった時に中点端子１
４の電位が上昇し、それに応じて前記ダイオードＤのカ
ソード（コンデンサＣとの接続ノード、昇圧出力ノー
ド）の電位が上昇する。
【００１５】前記ローサイド駆動回路１６は、第２のＩ
ＧＢＴ駆動制御信号入力ＬＩＮに応じてローサイド出力
ＩＧＢＴ２０のゲート容量に対する充電電流の供給出力
をオン／オフ制御することによりローサイド出力ＩＧＢ
Ｔ２０のゲート電位を制御するものである。
ＧＢＴ駆動制御信号入力ＬＩＮに応じてローサイド出力
ＩＧＢＴ２０のゲート容量に対する充電電流の供給出力
をオン／オフ制御することによりローサイド出力ＩＧＢ
Ｔ２０のゲート電位を制御するものである。
【００１６】上記ローサイド駆動回路１６は、前記電源
電圧ＶCCが動作電源として供給され、ローサイド出力Ｉ
ＧＢＴ２０をオン駆動する際に上記電源電圧ＶCCに等し
い駆動電圧を前記ローサイド出力ＩＧＢＴ２０のゲート
に供給するものである。
電圧ＶCCが動作電源として供給され、ローサイド出力Ｉ
ＧＢＴ２０をオン駆動する際に上記電源電圧ＶCCに等し
い駆動電圧を前記ローサイド出力ＩＧＢＴ２０のゲート
に供給するものである。
【００１７】上記高耐圧パワー集積回路の通常動作時に
おいて、前記ハイサイド出力ＩＧＢＴ１０がオン状態で
ローサイド出力ＩＧＢＴ２０がオフ状態の期間は、ハイ
サイド出力ＩＧＢＴ１０から中点端子１４に流出する電
流が外部負荷を駆動し、中点端子１４の電圧（出力電圧
ＯＵＴ）はほぼ高電源電圧ＶＢＢである。
おいて、前記ハイサイド出力ＩＧＢＴ１０がオン状態で
ローサイド出力ＩＧＢＴ２０がオフ状態の期間は、ハイ
サイド出力ＩＧＢＴ１０から中点端子１４に流出する電
流が外部負荷を駆動し、中点端子１４の電圧（出力電圧
ＯＵＴ）はほぼ高電源電圧ＶＢＢである。
【００１８】これに対して、前記ローサイド出力ＩＧＢ
Ｔ２０がオン状態でハイサイド出力ＩＧＢＴ１０がオフ
状態の期間は、外部負荷側から中点端子１４に電流が流
入し、中点端子１４の電圧（出力電圧ＯＵＴ）はほぼＶ
CEsat （ＩＧＢＴ１０のコレクタ・エミッタ間飽和電
圧）である。
Ｔ２０がオン状態でハイサイド出力ＩＧＢＴ１０がオフ
状態の期間は、外部負荷側から中点端子１４に電流が流
入し、中点端子１４の電圧（出力電圧ＯＵＴ）はほぼＶ
CEsat （ＩＧＢＴ１０のコレクタ・エミッタ間飽和電
圧）である。
【００１９】ところで、図７に示したように、出力スイ
ッチ素子としてＮチャネル型のＩＧＢＴを有する従来の
高耐圧パワー集積回路においては、図６に示したＩＧＢ
Ｔのコレクタ電流ＩC 対コレクタ・エミッタ間電圧ＶCE
特性のように、コレクタ・エミッタ間電圧ＶCEが飽和電
圧ＶCEsat に達するまではコレクタ電流ＩC が飽和しな
いので、以下に述べるような問題が生じる。
ッチ素子としてＮチャネル型のＩＧＢＴを有する従来の
高耐圧パワー集積回路においては、図６に示したＩＧＢ
Ｔのコレクタ電流ＩC 対コレクタ・エミッタ間電圧ＶCE
特性のように、コレクタ・エミッタ間電圧ＶCEが飽和電
圧ＶCEsat に達するまではコレクタ電流ＩC が飽和しな
いので、以下に述べるような問題が生じる。
【００２０】高耐圧パワー集積回路の起動時に昇圧回路
１９のブートストラップ用のコンデンサＣに充電される
電圧ＶBSは、制御回路系の電源電圧をＶCC、昇圧回路１
９のブートストラップ用のダイオードＤの順方向電圧降
下をＶF 、ＩＧＢＴ２０のコレクタ・エミッタ間飽和電
圧をＶCEsat で表わすと、 ＶBS＝ＶCC−ＶF −ＶCEsat …（１） となる。
１９のブートストラップ用のコンデンサＣに充電される
電圧ＶBSは、制御回路系の電源電圧をＶCC、昇圧回路１
９のブートストラップ用のダイオードＤの順方向電圧降
下をＶF 、ＩＧＢＴ２０のコレクタ・エミッタ間飽和電
圧をＶCEsat で表わすと、 ＶBS＝ＶCC−ＶF −ＶCEsat …（１） となる。
【００２１】制御回路系の電源電圧ＶCCが低下した場合
（あるいは、電源電圧ＶCCとして低電圧が用いられる場
合）、上式（１）で示されるブートストラップ用のコン
デンサＣの充電電圧ＶBSは、ＶCCよりもＶF ＋ＶCEsat
の損失分だけ低くなる。
（あるいは、電源電圧ＶCCとして低電圧が用いられる場
合）、上式（１）で示されるブートストラップ用のコン
デンサＣの充電電圧ＶBSは、ＶCCよりもＶF ＋ＶCEsat
の損失分だけ低くなる。
【００２２】これにより、ハイサイド駆動回路１５がハ
イサイド出力ＩＧＢＴ１０をオン駆動する時にハイサイ
ド出力ＩＧＢＴ１０のゲートを駆動する電圧レベルが低
下し、ハイサイド出力ＩＧＢＴ１０の起動動作が不安定
になったり、最悪の場合には起動不能になる。
イサイド出力ＩＧＢＴ１０をオン駆動する時にハイサイ
ド出力ＩＧＢＴ１０のゲートを駆動する電圧レベルが低
下し、ハイサイド出力ＩＧＢＴ１０の起動動作が不安定
になったり、最悪の場合には起動不能になる。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】上記したように出力ス
イッチ素子としてＮチャネル型のＩＧＢＴを有する従来
の高耐圧パワー集積回路におけるの出力駆動回路は、制
御回路系の電源電圧ＶCCが低下した場合に、高耐圧パワ
ー集積回路の起動時におけるブートストラップ用のコン
デンサの充電電圧ＶBSがＶCCよりも低下する損失分に起
因して、ハイサイド出力ＩＧＢＴの起動動作が不安定に
なったり、最悪の場合には起動不能になるという問題が
あった。
イッチ素子としてＮチャネル型のＩＧＢＴを有する従来
の高耐圧パワー集積回路におけるの出力駆動回路は、制
御回路系の電源電圧ＶCCが低下した場合に、高耐圧パワ
ー集積回路の起動時におけるブートストラップ用のコン
デンサの充電電圧ＶBSがＶCCよりも低下する損失分に起
因して、ハイサイド出力ＩＧＢＴの起動動作が不安定に
なったり、最悪の場合には起動不能になるという問題が
あった。
【００２４】本発明は上記の問題点を解決すべくなされ
たもので、起動時におけるブートストラップ用のコンデ
ンサの充電電圧ＶBSが制御回路系の電源電圧ＶCCよりも
低下する損失分を低減でき、ＶCCが低下した場合でもブ
ートストラップ用のコンデンサの充電電圧ＶBSがＶCCよ
りも低下する損失分に起因するハイサイド出力ＩＧＢＴ
の起動動作が不安定になったり、起動不能になることを
防止し得る高耐圧パワー集積回路を提供することを目的
とする。
たもので、起動時におけるブートストラップ用のコンデ
ンサの充電電圧ＶBSが制御回路系の電源電圧ＶCCよりも
低下する損失分を低減でき、ＶCCが低下した場合でもブ
ートストラップ用のコンデンサの充電電圧ＶBSがＶCCよ
りも低下する損失分に起因するハイサイド出力ＩＧＢＴ
の起動動作が不安定になったり、起動不能になることを
防止し得る高耐圧パワー集積回路を提供することを目的
とする。
【００２５】
【課題を解決するための手段】本発明の高耐圧パワー集
積回路は、高電源が印加される高電源端子と、集積回路
外部の負荷が接続される中点端子と、前記高電源端子と
前記中点端子との間に接続された絶縁ゲート型トランジ
スタを有する電流吐出し用の第１の出力スイッチ素子
と、前記第１の出力スイッチ素子を駆動制御するための
第１の駆動制御信号入力をレベルシフトし、このレベル
シフトされた第１の駆動制御信号に応じて上記第１の出
力スイッチ素子の制御電極に駆動信号を供給する第１の
駆動回路と、制御回路用電源ノードと前記中点端子との
間に直列に接続されたブートストラップ用のダイオード
およびコンデンサを有し、前記コンデンサの両端間電圧
を前記第１の駆動回路の動作電源として供給する昇圧回
路と、前記中点端子と接地端子との間に接続された絶縁
ゲート型トランジスタを有する電流吸込み用の第２の出
力スイッチ素子と、前記第２の出力スイッチ素子を駆動
制御するための第２の駆動制御信号入力に応じて上記第
２の出力スイッチ素子の制御電極に駆動信号を供給する
第２の駆動回路と、前記第１の出力スイッチ素子のコレ
クタ・エミッタ間に並列接続された第１の回生電流吸収
用素子と、前記第２の出力スイッチ素子のコレクタ・エ
ミッタ間に並列接続された第２の回生電流吸収用素子
と、前記第２の出力スイッチ素子のコレクタ・エミッタ
間にドレイン・ソース間が並列接続され、ゲートが前記
第２の駆動制御信号入力に基づいて前記第２の出力スイ
ッチ素子と同相で駆動され、前記第２の出力スイッチ素
子と同等の高耐圧を有する高耐圧用のＮチャネルＭＯＳ
トランジスタとを具備することを特徴とする。
積回路は、高電源が印加される高電源端子と、集積回路
外部の負荷が接続される中点端子と、前記高電源端子と
前記中点端子との間に接続された絶縁ゲート型トランジ
スタを有する電流吐出し用の第１の出力スイッチ素子
と、前記第１の出力スイッチ素子を駆動制御するための
第１の駆動制御信号入力をレベルシフトし、このレベル
シフトされた第１の駆動制御信号に応じて上記第１の出
力スイッチ素子の制御電極に駆動信号を供給する第１の
駆動回路と、制御回路用電源ノードと前記中点端子との
間に直列に接続されたブートストラップ用のダイオード
およびコンデンサを有し、前記コンデンサの両端間電圧
を前記第１の駆動回路の動作電源として供給する昇圧回
路と、前記中点端子と接地端子との間に接続された絶縁
ゲート型トランジスタを有する電流吸込み用の第２の出
力スイッチ素子と、前記第２の出力スイッチ素子を駆動
制御するための第２の駆動制御信号入力に応じて上記第
２の出力スイッチ素子の制御電極に駆動信号を供給する
第２の駆動回路と、前記第１の出力スイッチ素子のコレ
クタ・エミッタ間に並列接続された第１の回生電流吸収
用素子と、前記第２の出力スイッチ素子のコレクタ・エ
ミッタ間に並列接続された第２の回生電流吸収用素子
と、前記第２の出力スイッチ素子のコレクタ・エミッタ
間にドレイン・ソース間が並列接続され、ゲートが前記
第２の駆動制御信号入力に基づいて前記第２の出力スイ
ッチ素子と同相で駆動され、前記第２の出力スイッチ素
子と同等の高耐圧を有する高耐圧用のＮチャネルＭＯＳ
トランジスタとを具備することを特徴とする。
【００２６】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。図１は、本発明の第１の実
施の形態に係る高耐圧パワー集積回路の一部（出力駆動
回路）のブロック構成および集積回路外部との接続関係
を示している。
施の形態を詳細に説明する。図１は、本発明の第１の実
施の形態に係る高耐圧パワー集積回路の一部（出力駆動
回路）のブロック構成および集積回路外部との接続関係
を示している。
【００２７】＜第１実施例＞図１に示す出力駆動回路
は、図７を参照して前述した従来例の高耐圧パワー集積
回路の出力駆動回路と比べて、（１）ローサイド出力Ｉ
ＧＢＴ２０のコレクタ・エミッタ間にドレイン・ソース
間が並列接続され、ゲートが前記第２のＩＧＢＴ駆動制
御信号入力ＬＩＮに基づいて前記ローサイド出力ＩＧＢ
Ｔ２０と同相で駆動され、ローサイド出力ＩＧＢＴ２０
と同等の高耐圧を有する高耐圧用のＮチャネルＭＯＳト
ランジスタ２１と、（２）前記第２のＩＧＢＴ駆動制御
信号入力ＬＩＮに応じて前記ＮチャネルＭＯＳトランジ
スタ２１のゲートを駆動するＭＯＳトランジスタ駆動回
路２２が付加されている点が異なり、その他は同じであ
るので図７中と同一符号を付している。
は、図７を参照して前述した従来例の高耐圧パワー集積
回路の出力駆動回路と比べて、（１）ローサイド出力Ｉ
ＧＢＴ２０のコレクタ・エミッタ間にドレイン・ソース
間が並列接続され、ゲートが前記第２のＩＧＢＴ駆動制
御信号入力ＬＩＮに基づいて前記ローサイド出力ＩＧＢ
Ｔ２０と同相で駆動され、ローサイド出力ＩＧＢＴ２０
と同等の高耐圧を有する高耐圧用のＮチャネルＭＯＳト
ランジスタ２１と、（２）前記第２のＩＧＢＴ駆動制御
信号入力ＬＩＮに応じて前記ＮチャネルＭＯＳトランジ
スタ２１のゲートを駆動するＭＯＳトランジスタ駆動回
路２２が付加されている点が異なり、その他は同じであ
るので図７中と同一符号を付している。
【００２８】図１に示す高耐圧パワー集積回路の出力駆
動回路は、集積回路外部の高電源から高電源電圧ＶＢＢ
（例えば３００Ｖ〜５００Ｖ）が印加される高電源端子
１２と接地電位ＧＮＤが印加される接地端子１３との間
に電流吐出し側のハイサイド出力スイッチ素子１０およ
び電流吸込み側のローサイド出力スイッチ素子２０がト
ーテムポール接続され、両者の接続点に中点端子（外部
負荷接続端子）１４が接続されている。
動回路は、集積回路外部の高電源から高電源電圧ＶＢＢ
（例えば３００Ｖ〜５００Ｖ）が印加される高電源端子
１２と接地電位ＧＮＤが印加される接地端子１３との間
に電流吐出し側のハイサイド出力スイッチ素子１０およ
び電流吸込み側のローサイド出力スイッチ素子２０がト
ーテムポール接続され、両者の接続点に中点端子（外部
負荷接続端子）１４が接続されている。
【００２９】即ち、高電源端子１２と中点端子１４との
間にハイサイド出力スイッチ素子１０が接続されてお
り、中点端子１４と接地端子１３との間にローサイド出
力スイッチ素子２０が接続されている。
間にハイサイド出力スイッチ素子１０が接続されてお
り、中点端子１４と接地端子１３との間にローサイド出
力スイッチ素子２０が接続されている。
【００３０】そして、上記ハイサイド出力スイッチ素子
１０およびローサイド出力スイッチ素子２０を駆動する
ためのハイサイド駆動回路１５およびローサイド駆動回
路１６が設けられている。
１０およびローサイド出力スイッチ素子２０を駆動する
ためのハイサイド駆動回路１５およびローサイド駆動回
路１６が設けられている。
【００３１】上記出力スイッチ素子１０、２０は、例え
ば三相モータ駆動回路の一部をなし、中点端子１４に接
続されている外部負荷（図示せず）に駆動電流を供給す
るものであり、Ｎチャネル型のＩＧＢＴが用いられてい
る。
ば三相モータ駆動回路の一部をなし、中点端子１４に接
続されている外部負荷（図示せず）に駆動電流を供給す
るものであり、Ｎチャネル型のＩＧＢＴが用いられてい
る。
【００３２】即ち、ハイサイドＩＧＢＴ１０は、コレク
タが高電源端子１２に接続され、エミッタ（電流出力端
子）は前記中点端子１４に接続されている。また、ロー
サイドＩＧＢＴ２０は、コレクタが中点端子１４に接続
され、エミッタは接地端子１３に接続されている。
タが高電源端子１２に接続され、エミッタ（電流出力端
子）は前記中点端子１４に接続されている。また、ロー
サイドＩＧＢＴ２０は、コレクタが中点端子１４に接続
され、エミッタは接地端子１３に接続されている。
【００３３】なお、前記出力スイッチ素子１０、２０に
は、外部負荷（図示せず）が大きなインダクタンスを有
する場合に生じる逆起電力に起因して流れる回生電流を
吸収するためのダイオード１７、１８が対応して並列に
接続されている。
は、外部負荷（図示せず）が大きなインダクタンスを有
する場合に生じる逆起電力に起因して流れる回生電流を
吸収するためのダイオード１７、１８が対応して並列に
接続されている。
【００３４】前記ハイサイド駆動回路１５は、第１のＩ
ＧＢＴ駆動制御信号入力ＨＩＮに応じてハイサイド出力
ＩＧＢＴ１０のゲート容量に対する充電電流の供給出力
をオン／オフ制御することによりハイサイド出力ＩＧＢ
Ｔ１０のゲート電位を制御するものである。
ＧＢＴ駆動制御信号入力ＨＩＮに応じてハイサイド出力
ＩＧＢＴ１０のゲート容量に対する充電電流の供給出力
をオン／オフ制御することによりハイサイド出力ＩＧＢ
Ｔ１０のゲート電位を制御するものである。
【００３５】この場合、上記ハイサイド駆動回路１５
は、制御回路系の電源電圧ＶCCを昇圧回路１９により昇
圧した昇圧電圧が動作電源として供給されることにより
駆動制御信号入力ＨＩＮをレベルシフトするものであ
り、ハイサイド出力ＩＧＢＴ１０をオン駆動する時には
ハイサイド出力ＩＧＢＴ１０のゲートに上記昇圧電圧を
供給するものである。
は、制御回路系の電源電圧ＶCCを昇圧回路１９により昇
圧した昇圧電圧が動作電源として供給されることにより
駆動制御信号入力ＨＩＮをレベルシフトするものであ
り、ハイサイド出力ＩＧＢＴ１０をオン駆動する時には
ハイサイド出力ＩＧＢＴ１０のゲートに上記昇圧電圧を
供給するものである。
【００３６】前記昇圧回路１９は、集積回路の制御回路
系の電源電圧ＶCCが印加されるノードと前記中点端子１
４との間にブートストラップ用のダイオードＤおよびコ
ンデンサＣが直列に接続されてなり、このコンデンサＣ
の両端間電圧を前記ハイサイド駆動回路１５の動作電源
として供給する。
系の電源電圧ＶCCが印加されるノードと前記中点端子１
４との間にブートストラップ用のダイオードＤおよびコ
ンデンサＣが直列に接続されてなり、このコンデンサＣ
の両端間電圧を前記ハイサイド駆動回路１５の動作電源
として供給する。
【００３７】この昇圧回路１９は、前記ローサイド出力
ＩＧＢＴ２０がオン状態の時にコンデンサＣが充電さ
れ、ローサイド出力ＩＧＢＴ２０がオフ状態でハイサイ
ド出力ＩＧＢＴ１０がオン状態になった時に中点端子１
４の電位が上昇し、それに応じて前記ダイオードＤのカ
ソード（コンデンサＣとの接続ノード、昇圧出力ノー
ド）の電位が上昇する。
ＩＧＢＴ２０がオン状態の時にコンデンサＣが充電さ
れ、ローサイド出力ＩＧＢＴ２０がオフ状態でハイサイ
ド出力ＩＧＢＴ１０がオン状態になった時に中点端子１
４の電位が上昇し、それに応じて前記ダイオードＤのカ
ソード（コンデンサＣとの接続ノード、昇圧出力ノー
ド）の電位が上昇する。
【００３８】前記ローサイド駆動回路１６は、第２のＩ
ＧＢＴ駆動制御信号入力ＬＩＮに応じてローサイド出力
ＩＧＢＴ２０のゲート容量に対する充電電流の供給出力
をオン／オフ制御することによりローサイド出力ＩＧＢ
Ｔ２０のゲート電位を制御するものである。
ＧＢＴ駆動制御信号入力ＬＩＮに応じてローサイド出力
ＩＧＢＴ２０のゲート容量に対する充電電流の供給出力
をオン／オフ制御することによりローサイド出力ＩＧＢ
Ｔ２０のゲート電位を制御するものである。
【００３９】上記ローサイド駆動回路１６は、前記電源
電圧ＶCCが動作電源として供給され、ローサイド出力Ｉ
ＧＢＴ２０をオン駆動する際に上記電源電圧ＶCCに等し
い駆動電圧を前記ローサイド出力ＩＧＢＴ２０のゲート
に供給するものである。
電圧ＶCCが動作電源として供給され、ローサイド出力Ｉ
ＧＢＴ２０をオン駆動する際に上記電源電圧ＶCCに等し
い駆動電圧を前記ローサイド出力ＩＧＢＴ２０のゲート
に供給するものである。
【００４０】さらに、本実施例では、ローサイド出力Ｉ
ＧＢＴ２０のコレクタ・エミッタ間に並列に高耐圧用の
ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２１のドレイン・ソース
間が接続されている。このＭＯＳトランジスタ２１は、
基板領域・ソース相互が接続されている。そして、前記
第２のＩＧＢＴ駆動制御信号入力ＬＩＮに応じて前記高
耐圧用のＮチャネルＭＯＳトランジスタ２１のゲートを
前記ローサイド出力ＩＧＢＴ２０と同相で駆動するＭＯ
Ｓトランジスタ駆動回路２２が設けられている。
ＧＢＴ２０のコレクタ・エミッタ間に並列に高耐圧用の
ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２１のドレイン・ソース
間が接続されている。このＭＯＳトランジスタ２１は、
基板領域・ソース相互が接続されている。そして、前記
第２のＩＧＢＴ駆動制御信号入力ＬＩＮに応じて前記高
耐圧用のＮチャネルＭＯＳトランジスタ２１のゲートを
前記ローサイド出力ＩＧＢＴ２０と同相で駆動するＭＯ
Ｓトランジスタ駆動回路２２が設けられている。
【００４１】図１に示した高耐圧パワー集積回路におい
て、高耐圧用のＮチャネルＭＯＳトランジスタのドレイ
ン電流ＩD 対ドレイン・ソース間電圧ＶDS特性は、例え
ば図５に示すように、ドレイン電流が飽和した状態にお
けるドレイン・ソース間オン電圧ＶDSonがほぼ０Ｖであ
る。
て、高耐圧用のＮチャネルＭＯＳトランジスタのドレイ
ン電流ＩD 対ドレイン・ソース間電圧ＶDS特性は、例え
ば図５に示すように、ドレイン電流が飽和した状態にお
けるドレイン・ソース間オン電圧ＶDSonがほぼ０Ｖであ
る。
【００４２】従って、図１に示した高耐圧パワー集積回
路の通常動作時において、前記ハイサイド出力ＩＧＢＴ
１０がオン状態でローサイド出力ＩＧＢＴ２０がオフ状
態の期間は、ハイサイド出力ＩＧＢＴ１０から中点端子
１４に流出する電流が外部負荷を駆動し、中点端子１４
の電圧（出力電圧ＯＵＴ）はほぼ高電源電圧ＶＢＢであ
る。
路の通常動作時において、前記ハイサイド出力ＩＧＢＴ
１０がオン状態でローサイド出力ＩＧＢＴ２０がオフ状
態の期間は、ハイサイド出力ＩＧＢＴ１０から中点端子
１４に流出する電流が外部負荷を駆動し、中点端子１４
の電圧（出力電圧ＯＵＴ）はほぼ高電源電圧ＶＢＢであ
る。
【００４３】これに対して、前記ローサイド出力ＩＧＢ
Ｔ２０がオン状態でハイサイド出力ＩＧＢＴ１０がオフ
状態の期間は、外部負荷側から中点端子１４に電流が流
入し、中点端子１４の電圧（出力電圧ＯＵＴ）はほぼ０
Ｖ（高耐圧用のＮチャネルＭＯＳトランジスタ２１のド
レイン・ソース間オン電圧）である。
Ｔ２０がオン状態でハイサイド出力ＩＧＢＴ１０がオフ
状態の期間は、外部負荷側から中点端子１４に電流が流
入し、中点端子１４の電圧（出力電圧ＯＵＴ）はほぼ０
Ｖ（高耐圧用のＮチャネルＭＯＳトランジスタ２１のド
レイン・ソース間オン電圧）である。
【００４４】また、図１に示した高耐圧パワー集積回路
の起動時に、昇圧回路１９のブートストラップ用のコン
デンサＣに充電される電圧ＶBSは、制御回路系の電源電
圧をＶCC、昇圧回路１９のブートストラップ用のダイオ
ードＤの順方向電圧降下をＶF 、高耐圧用のＮチャネル
ＭＯＳトランジスタ２１のドレイン・ソース間オン電圧
をＶDSonで表わすと、 ＶBS＝ＶCC−ＶF −ＶDSon …（２） となり、起動時の充電電圧ＶBSは、ＶCCよりもＶF ＋Ｖ
DSonの損失分だけ低くなる。
の起動時に、昇圧回路１９のブートストラップ用のコン
デンサＣに充電される電圧ＶBSは、制御回路系の電源電
圧をＶCC、昇圧回路１９のブートストラップ用のダイオ
ードＤの順方向電圧降下をＶF 、高耐圧用のＮチャネル
ＭＯＳトランジスタ２１のドレイン・ソース間オン電圧
をＶDSonで表わすと、 ＶBS＝ＶCC−ＶF −ＶDSon …（２） となり、起動時の充電電圧ＶBSは、ＶCCよりもＶF ＋Ｖ
DSonの損失分だけ低くなる。
【００４５】即ち、高耐圧パワー集積回路の起動時に昇
圧回路１９のブートストラップ用のコンデンサＣに充電
される電圧ＶBSは、上式（２）で示されるような本実施
例と前式（１）で示されるような従来例と比較すると、 ＶDSon＜ＶCEsat であるので、本実施例の方が従来例よりもＶCEsat −Ｖ
DSonの分だけ高くなる。
圧回路１９のブートストラップ用のコンデンサＣに充電
される電圧ＶBSは、上式（２）で示されるような本実施
例と前式（１）で示されるような従来例と比較すると、 ＶDSon＜ＶCEsat であるので、本実施例の方が従来例よりもＶCEsat −Ｖ
DSonの分だけ高くなる。
【００４６】なお、上記ＶDSonは抵抗性であり、殆んど
零であるので、前式（２）のＶBSは最終的にＶCC−ＶF
になり、コンデンサＣに充電電圧ＶBSは、本実施例の方
が従来例よりもＶCEsat だけ高くなる。
零であるので、前式（２）のＶBSは最終的にＶCC−ＶF
になり、コンデンサＣに充電電圧ＶBSは、本実施例の方
が従来例よりもＶCEsat だけ高くなる。
【００４７】これにより、本実施例によれば、高耐圧パ
ワー集積回路の起動時におけるブートストラップ用のコ
ンデンサの充電電圧ＶBSがＶCCよりも低下する損失分を
低減できる。換言すれば、制御回路系の電源電圧ＶCCが
低下した場合でも、高耐圧パワー集積回路の起動時にハ
イサイド駆動回路１５がハイサイド出力ＩＧＢＴ１０を
オン駆動する時にハイサイド出力ＩＧＢＴ１０のゲート
を駆動する電圧レベルの低下量を低減できる。
ワー集積回路の起動時におけるブートストラップ用のコ
ンデンサの充電電圧ＶBSがＶCCよりも低下する損失分を
低減できる。換言すれば、制御回路系の電源電圧ＶCCが
低下した場合でも、高耐圧パワー集積回路の起動時にハ
イサイド駆動回路１５がハイサイド出力ＩＧＢＴ１０を
オン駆動する時にハイサイド出力ＩＧＢＴ１０のゲート
を駆動する電圧レベルの低下量を低減できる。
【００４８】従って、高耐圧パワー集積回路の起動時に
ブートストラップ用のコンデンサＣの充電電圧ＶBSがＶ
CCよりも低下する損失分に起因するハイサイド出力ＩＧ
ＢＴ１０の起動動作が不安定になったり、起動不能にな
ることを防止することができる。
ブートストラップ用のコンデンサＣの充電電圧ＶBSがＶ
CCよりも低下する損失分に起因するハイサイド出力ＩＧ
ＢＴ１０の起動動作が不安定になったり、起動不能にな
ることを防止することができる。
【００４９】なお、通常は、前記ハイサイドＩＧＢＴ１
０側には、前記ハイサイド出力ＩＧＢＴ１０の過電流を
検出して過電流検出信号を出力し、上記過電流検出信号
をハイサイド駆動回路１５に伝達することにより、ハイ
サイド出力ＩＧＢＴ１０をオフ状態に制御し、その破壊
を防止する（ハイサイド出力ＩＧＢＴ１０を保護する）
過電流制限回路が設けられている。
０側には、前記ハイサイド出力ＩＧＢＴ１０の過電流を
検出して過電流検出信号を出力し、上記過電流検出信号
をハイサイド駆動回路１５に伝達することにより、ハイ
サイド出力ＩＧＢＴ１０をオフ状態に制御し、その破壊
を防止する（ハイサイド出力ＩＧＢＴ１０を保護する）
過電流制限回路が設けられている。
【００５０】また、上記過電流制限回路は、必要に応じ
て、過電流検出信号をローサイド駆動回路１６に伝達す
ることにより、ローサイド出力ＩＧＢＴ２０をオフ状態
に制御し、その破壊を防止する。
て、過電流検出信号をローサイド駆動回路１６に伝達す
ることにより、ローサイド出力ＩＧＢＴ２０をオフ状態
に制御し、その破壊を防止する。
【００５１】＜第１実施例の変形例＞前述した図１にお
いて、ＭＯＳトランジスタ駆動回路２２は、第２のＩＧ
ＢＴ駆動制御信号入力ＬＩＮに応じて高耐圧用のＮチャ
ネルＭＯＳトランジスタ２１をローサイド出力ＩＧＢＴ
２０と同相で駆動するものであり、例えば高耐圧用のＮ
チャネルＭＯＳトランジスタ２１とローサイド出力ＩＧ
ＢＴ２０を同じタイミングで駆動してもよいが、ローサ
イド出力ＩＧＢＴ２０の立上がりに要する立上がり変移
時間ｔｒ中に高耐圧用のＮチャネルＭＯＳトランジスタ
２１のドレイン・ソース間に高電圧が印加されることを
避けるため、図２に示すように変形実施することが望ま
しい。
いて、ＭＯＳトランジスタ駆動回路２２は、第２のＩＧ
ＢＴ駆動制御信号入力ＬＩＮに応じて高耐圧用のＮチャ
ネルＭＯＳトランジスタ２１をローサイド出力ＩＧＢＴ
２０と同相で駆動するものであり、例えば高耐圧用のＮ
チャネルＭＯＳトランジスタ２１とローサイド出力ＩＧ
ＢＴ２０を同じタイミングで駆動してもよいが、ローサ
イド出力ＩＧＢＴ２０の立上がりに要する立上がり変移
時間ｔｒ中に高耐圧用のＮチャネルＭＯＳトランジスタ
２１のドレイン・ソース間に高電圧が印加されることを
避けるため、図２に示すように変形実施することが望ま
しい。
【００５２】即ち、第１実施例の変形例では、第１実施
例と比べて、図２に示すように、高耐圧用のＮチャネル
ＭＯＳトランジスタ２１がオンになるタイミングをロー
サイド出力ＩＧＢＴ２０がオンになるタイミングよりも
少なくとも前記ｔｒだけ遅延させるようにＭＯＳトラン
ジスタ駆動回路２２に立上がり遅延特性を持たせてい
る。
例と比べて、図２に示すように、高耐圧用のＮチャネル
ＭＯＳトランジスタ２１がオンになるタイミングをロー
サイド出力ＩＧＢＴ２０がオンになるタイミングよりも
少なくとも前記ｔｒだけ遅延させるようにＭＯＳトラン
ジスタ駆動回路２２に立上がり遅延特性を持たせてい
る。
【００５３】これにより、高耐圧パワー集積回路の起動
時にローサイド出力ＩＧＢＴ２０がオンになる時には、
ローサイド出力ＩＧＢＴ２０のコレクタ・エミッタ間に
高電圧が印加されて電流が集中し、高耐圧用のＮチャネ
ルＭＯＳトランジスタ２１のドレイン・ソース間に電流
が集中することはない。
時にローサイド出力ＩＧＢＴ２０がオンになる時には、
ローサイド出力ＩＧＢＴ２０のコレクタ・エミッタ間に
高電圧が印加されて電流が集中し、高耐圧用のＮチャネ
ルＭＯＳトランジスタ２１のドレイン・ソース間に電流
が集中することはない。
【００５４】図３は、本発明の第２の実施の形態に係る
高耐圧パワー集積回路の一部（出力駆動回路）のブロッ
ク構成および集積回路外部との接続関係を示している。
前述した図１において、ハイサイド出力ＩＧＢＴ１０が
オン状態からオフ状態に変化した時に接地電位ＧＮＤか
ら流れる回生電流が高耐圧用のＮチャネルＭＯＳトラン
ジスタ２１に流れてこのＮチャネルＭＯＳトランジスタ
２１を破壊するおそれを避けるため、以下に述べるよう
に実施することが望ましい。
高耐圧パワー集積回路の一部（出力駆動回路）のブロッ
ク構成および集積回路外部との接続関係を示している。
前述した図１において、ハイサイド出力ＩＧＢＴ１０が
オン状態からオフ状態に変化した時に接地電位ＧＮＤか
ら流れる回生電流が高耐圧用のＮチャネルＭＯＳトラン
ジスタ２１に流れてこのＮチャネルＭＯＳトランジスタ
２１を破壊するおそれを避けるため、以下に述べるよう
に実施することが望ましい。
【００５５】＜第２実施例＞図３に示す第２実施例で
は、図１に示した第１実施例と比べて、前記高耐圧用の
ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２１のソースと接地端子
との間に、前記高耐圧用のＮチャネルＭＯＳトランジス
タ２１より低い耐圧を有する低耐圧用のＮチャネルＭＯ
Ｓトランジスタ２３のドレイン・ソース間が挿入接続さ
れ、そのドレイン・基板領域相互が接続されており、そ
のゲートが前記第２の駆動制御信号入力ＬＩＮに基づい
て前記第２の出力スイッチ素子２０と同相で駆動される
点が異なり、その他は同じであるので図１中と同一符号
を付している。
は、図１に示した第１実施例と比べて、前記高耐圧用の
ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２１のソースと接地端子
との間に、前記高耐圧用のＮチャネルＭＯＳトランジス
タ２１より低い耐圧を有する低耐圧用のＮチャネルＭＯ
Ｓトランジスタ２３のドレイン・ソース間が挿入接続さ
れ、そのドレイン・基板領域相互が接続されており、そ
のゲートが前記第２の駆動制御信号入力ＬＩＮに基づい
て前記第２の出力スイッチ素子２０と同相で駆動される
点が異なり、その他は同じであるので図１中と同一符号
を付している。
【００５６】第２実施例によれば、ハイサイド出力ＩＧ
ＢＴ１０がオン状態からオフ状態に変化した時に接地電
位ＧＮＤから流れる回生電流に対して、低耐圧用のＮチ
ャネルＭＯＳトランジスタ２３の基板領域・ソース間部
に寄生するＰＮ接合ダイオードが逆方向素子として作用
し、前記回生電流が低耐圧用のＮチャネルＭＯＳトラン
ジスタ２３および高耐圧用のＮチャネルＭＯＳトランジ
スタ２１に流れることを防止するので、それらの破壊を
防止することができる。
ＢＴ１０がオン状態からオフ状態に変化した時に接地電
位ＧＮＤから流れる回生電流に対して、低耐圧用のＮチ
ャネルＭＯＳトランジスタ２３の基板領域・ソース間部
に寄生するＰＮ接合ダイオードが逆方向素子として作用
し、前記回生電流が低耐圧用のＮチャネルＭＯＳトラン
ジスタ２３および高耐圧用のＮチャネルＭＯＳトランジ
スタ２１に流れることを防止するので、それらの破壊を
防止することができる。
【００５７】なお、低耐圧素子は高耐圧素子と比較して
パターン面積がかなり小さいので、低耐圧用のＮチャネ
ルＭＯＳトランジスタ２３を付加することに伴うチップ
サイズの増大やチップコストの上昇は殆んど生じない。
パターン面積がかなり小さいので、低耐圧用のＮチャネ
ルＭＯＳトランジスタ２３を付加することに伴うチップ
サイズの増大やチップコストの上昇は殆んど生じない。
【００５８】＜第２実施例の変形例＞前述した図３にお
いて、ＭＯＳトランジスタ駆動回路２２は、第２のＩＧ
ＢＴ駆動制御信号入力ＬＩＮに応じて高耐圧用のＮチャ
ネルＭＯＳトランジスタ２１および低耐圧用のＮチャネ
ルＭＯＳトランジスタ２３をローサイド出力ＩＧＢＴ２
０と同相で、かつ、同じタイミングで駆動する例を示し
ているが、ローサイド出力ＩＧＢＴ２０の立上がりに要
する立上がり変移時間ｔｒ中に高耐圧用のＮチャネルＭ
ＯＳトランジスタ２１あるいは低耐圧用のＮチャネルＭ
ＯＳトランジスタ２３のドレイン・ソース間に高電圧が
印加されることを避けるため、図４に示すように変形実
施することが望ましい。
いて、ＭＯＳトランジスタ駆動回路２２は、第２のＩＧ
ＢＴ駆動制御信号入力ＬＩＮに応じて高耐圧用のＮチャ
ネルＭＯＳトランジスタ２１および低耐圧用のＮチャネ
ルＭＯＳトランジスタ２３をローサイド出力ＩＧＢＴ２
０と同相で、かつ、同じタイミングで駆動する例を示し
ているが、ローサイド出力ＩＧＢＴ２０の立上がりに要
する立上がり変移時間ｔｒ中に高耐圧用のＮチャネルＭ
ＯＳトランジスタ２１あるいは低耐圧用のＮチャネルＭ
ＯＳトランジスタ２３のドレイン・ソース間に高電圧が
印加されることを避けるため、図４に示すように変形実
施することが望ましい。
【００５９】即ち、第２実施例の変形例では、第２実施
例と比べて、図４に示すように、高耐圧用のＮチャネル
ＭＯＳトランジスタ２１および低耐圧用のＮチャネルＭ
ＯＳトランジスタ２３がオンになるタイミングをローサ
イド出力ＩＧＢＴ２０がオンになるタイミングよりも少
なくとも前記ｔｒだけ遅延させるようにＭＯＳトランジ
スタ駆動回路２２に立上がり遅延特性を持たせている。
例と比べて、図４に示すように、高耐圧用のＮチャネル
ＭＯＳトランジスタ２１および低耐圧用のＮチャネルＭ
ＯＳトランジスタ２３がオンになるタイミングをローサ
イド出力ＩＧＢＴ２０がオンになるタイミングよりも少
なくとも前記ｔｒだけ遅延させるようにＭＯＳトランジ
スタ駆動回路２２に立上がり遅延特性を持たせている。
【００６０】これにより、高耐圧パワー集積回路の起動
時にローサイド出力ＩＧＢＴ２０がオンになる時には、
ローサイド出力ＩＧＢＴ２０のコレクタ・エミッタ間に
高電圧が印加されて電流が集中し、高耐圧用のＮチャネ
ルＭＯＳトランジスタ２１および低耐圧用のＮチャネル
ＭＯＳトランジスタ２３に電流が集中することはない。
時にローサイド出力ＩＧＢＴ２０がオンになる時には、
ローサイド出力ＩＧＢＴ２０のコレクタ・エミッタ間に
高電圧が印加されて電流が集中し、高耐圧用のＮチャネ
ルＭＯＳトランジスタ２１および低耐圧用のＮチャネル
ＭＯＳトランジスタ２３に電流が集中することはない。
【００６１】
【発明の効果】上述したように本発明によれば、起動時
におけるブートストラップ用のコンデンサの充電電圧Ｖ
BSが制御回路系の電源電圧ＶCCよりも低下する損失分を
低減でき、ＶCCが低下した場合でもブートストラップ用
のコンデンサの充電電圧ＶBSがＶCCよりも低下する損失
分に起因するハイサイド出力ＩＧＢＴの起動動作が不安
定になったり、起動不能になることを防止し得る高耐圧
パワー集積回路を提供することができる。
におけるブートストラップ用のコンデンサの充電電圧Ｖ
BSが制御回路系の電源電圧ＶCCよりも低下する損失分を
低減でき、ＶCCが低下した場合でもブートストラップ用
のコンデンサの充電電圧ＶBSがＶCCよりも低下する損失
分に起因するハイサイド出力ＩＧＢＴの起動動作が不安
定になったり、起動不能になることを防止し得る高耐圧
パワー集積回路を提供することができる。
【図１】本発明の高耐圧パワー集積回路の第１の実施の
形態における出力駆動回路を示す構成説明図。
形態における出力駆動回路を示す構成説明図。
【図２】図１中のＭＯＳトランジスタ駆動回路によるＭ
ＯＳトランジスタ遅延駆動信号波形の一例を示すタイミ
ング図。
ＯＳトランジスタ遅延駆動信号波形の一例を示すタイミ
ング図。
【図３】本発明の高耐圧パワー集積回路の第２の実施の
形態における出力駆動回路を示す構成説明図。
形態における出力駆動回路を示す構成説明図。
【図４】図３中のＭＯＳトランジスタ駆動回路によるＭ
ＯＳトランジスタ遅延駆動信号波形の一例を示すタイミ
ング図。
ＯＳトランジスタ遅延駆動信号波形の一例を示すタイミ
ング図。
【図５】ＭＯＳトランジスタの電圧・電流特性の一例を
示す特性図。
示す特性図。
【図６】ＩＧＢＴの電圧・電流特性の一例を示す特性
図。
図。
【図７】従来の高耐圧パワー集積回路の出力駆動回路を
示す構成説明図。
示す構成説明図。
１０…ハイサイドＩＧＢＴ、 １２…高電源端子、 １３…接地端子、 １４…ＩＣの中点端子、 １５…ハイサイド駆動回路、 １６…ローサイド駆動回路、 １７、１８…ダイオード、 １９…昇圧回路、 ２０…ローサイドＩＧＢＴ。
Claims (6)
- 【請求項１】 高電源が印加される高電源端子と、 集積回路外部の負荷が接続される中点端子と、 前記高電源端子と前記中点端子との間に接続された絶縁
ゲート型トランジスタを有する電流吐出し用の第１の出
力スイッチ素子と、 前記第１の出力スイッチ素子を駆動制御するための第１
の駆動制御信号入力をレベルシフトし、このレベルシフ
トされた第１の駆動制御信号に応じて上記第１の出力ス
イッチ素子の制御電極に駆動信号を供給する第１の駆動
回路と、 制御回路用電源ノードと前記中点端子との間に直列に接
続されたブートストラップ用のダイオードおよびコンデ
ンサを有し、前記コンデンサの両端間電圧を前記第１の
駆動回路の動作電源として供給する昇圧回路と、 前記中点端子と接地端子との間に接続された絶縁ゲート
型トランジスタを有する電流吸込み用の第２の出力スイ
ッチ素子と、 前記第２の出力スイッチ素子を駆動制御するための第２
の駆動制御信号入力に応じて上記第２の出力スイッチ素
子の制御電極に駆動信号を供給する第２の駆動回路と、 前記第１の出力スイッチ素子のコレクタ・エミッタ間に
並列接続された第１の回生電流吸収用素子と、 前記第２の出力スイッチ素子のコレクタ・エミッタ間に
並列接続された第２の回生電流吸収用素子と、 前記第２の出力スイッチ素子のコレクタ・エミッタ間に
ドレイン・ソース間が並列接続され、ゲートが前記第２
の駆動制御信号入力に基づいて前記第２の出力スイッチ
素子と同相で駆動され、前記第２の出力スイッチ素子と
同等の高耐圧を有する高耐圧用のＮチャネルＭＯＳトラ
ンジスタとを具備することを特徴とする高耐圧パワー集
積回路。 - 【請求項２】 請求項１記載の高耐圧パワー集積回路に
おいて、 前記高耐圧パワー集積回路の起動時には、高耐圧用のＮ
チャネルＭＯＳトランジスタは前記第２の出力スイッチ
素子より所定時間遅れてオン状態に駆動されることを特
徴とする高耐圧パワー集積回路。 - 【請求項３】 請求項１または２記載の高耐圧パワー集
積回路において、 前記高耐圧用のＮチャネルＭＯＳトランジスタのソース
と接地端子との間に挿入され、ゲートが前記第２の駆動
制御信号入力に基づいて前記第２の出力スイッチ素子と
同相で駆動され、前記高耐圧用のＮチャネルＭＯＳトラ
ンジスタより低い耐圧を有する低耐圧用のＮチャネルＭ
ＯＳトランジスタをさらに具備することを特徴とする高
耐圧パワー集積回路。 - 【請求項４】 請求項３記載の高耐圧パワー集積回路に
おいて、 前記高耐圧パワー集積回路の起動時には、低耐圧用のＮ
チャネルＭＯＳトランジスタは前記第２の出力スイッチ
素子より所定時間遅れてオン状態に駆動されることを特
徴とする高耐圧パワー集積回路。 - 【請求項５】 請求項４記載の高耐圧パワー集積回路に
おいて、 前記低耐圧用のＮチャネルＭＯＳトランジスタは前記高
耐圧用のＮチャネルＭＯＳトランジスタと同じタイミン
グで駆動されることを特徴とする高耐圧パワー集積回
路。 - 【請求項６】 請求項２または５記載の高耐圧パワー集
積回路において、 前記所定時間は、少なくとも前記第２の出力スイッチ素
子がオフ状態からオン状態になる時間に相当する時間で
あることを特徴とする高耐圧パワー集積回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10008602A JPH11205112A (ja) | 1998-01-20 | 1998-01-20 | 高耐圧パワー集積回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10008602A JPH11205112A (ja) | 1998-01-20 | 1998-01-20 | 高耐圧パワー集積回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11205112A true JPH11205112A (ja) | 1999-07-30 |
Family
ID=11697525
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10008602A Withdrawn JPH11205112A (ja) | 1998-01-20 | 1998-01-20 | 高耐圧パワー集積回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11205112A (ja) |
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