JPH11205241A - 光ｐｓｋ信号の位相ダイバーシティ受信機用ａｆｃ回路 - Google Patents
光ｐｓｋ信号の位相ダイバーシティ受信機用ａｆｃ回路Info
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- JPH11205241A JPH11205241A JP10006083A JP608398A JPH11205241A JP H11205241 A JPH11205241 A JP H11205241A JP 10006083 A JP10006083 A JP 10006083A JP 608398 A JP608398 A JP 608398A JP H11205241 A JPH11205241 A JP H11205241A
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- optical
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 光ＰＳＫ信号の位相ダイバーシティ受信機用
ＡＦＣ回路において変調データによるＡＦＣ特性の劣化
をなくすこと。 【解決手段】 位相ダイバーシティ受信方式を用いた光
ＰＳＫ信号の受信機１の局発光を信号光に追従させるた
めのＡＦＣ回路１２において、周波数弁別器１３と局発
光源５の間にサンプルホールド回路１４を挿入する。遅
延検波したＰＳＫ復調信号１１からキィ信号発生器１０
で作り出したキィ信号１０ａにより、周波数弁別器１３
の出力信号に対して、隣接シンボル間で位相変化が無い
場合はサンプル動作、有る場合はホールド動作となる選
択制御をサンプルホールド回路１４で行なって、その制
御結果を局発光源５に帰還する。これにより、局発光の
ＡＦＣ回路１２の制御特性を改善し、変調データによる
ＡＦＣ特性の劣化をなくすことができる。
ＡＦＣ回路において変調データによるＡＦＣ特性の劣化
をなくすこと。 【解決手段】 位相ダイバーシティ受信方式を用いた光
ＰＳＫ信号の受信機１の局発光を信号光に追従させるた
めのＡＦＣ回路１２において、周波数弁別器１３と局発
光源５の間にサンプルホールド回路１４を挿入する。遅
延検波したＰＳＫ復調信号１１からキィ信号発生器１０
で作り出したキィ信号１０ａにより、周波数弁別器１３
の出力信号に対して、隣接シンボル間で位相変化が無い
場合はサンプル動作、有る場合はホールド動作となる選
択制御をサンプルホールド回路１４で行なって、その制
御結果を局発光源５に帰還する。これにより、局発光の
ＡＦＣ回路１２の制御特性を改善し、変調データによる
ＡＦＣ特性の劣化をなくすことができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、光ＰＳＫ（Phase
Shift Keying；位相偏移キィイング）信号を位相ダイバ
ーシティ方式で受信するコヒ−レント光伝送用受信機の
局部発振光源のＡＦＣ（Automatic Frequency Control
；自動周波数制御）回路に関し、特に、デ−タによる
変調の影響を受けることなく局部発振周波数を信号光の
周波数に追従させることのできるように図ったＡＦＣ回
路の構成に関する。
Shift Keying；位相偏移キィイング）信号を位相ダイバ
ーシティ方式で受信するコヒ−レント光伝送用受信機の
局部発振光源のＡＦＣ（Automatic Frequency Control
；自動周波数制御）回路に関し、特に、デ−タによる
変調の影響を受けることなく局部発振周波数を信号光の
周波数に追従させることのできるように図ったＡＦＣ回
路の構成に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、コヒーレント光伝送の研究は高い
受光感度の利点を生かした通信系のポイント・ ツー・ポ
イント（Point-to-Point）の大容量長距離伝送に焦点が
置かれてきた。しかし、近年、光増幅器の実現により受
光感度の利点は半減した。
受光感度の利点を生かした通信系のポイント・ ツー・ポ
イント（Point-to-Point）の大容量長距離伝送に焦点が
置かれてきた。しかし、近年、光増幅器の実現により受
光感度の利点は半減した。
【０００３】一方、マルチポイント・ツー・マルチポイ
ント（Multipoint-to-Multipoint）の形態を扱う、例え
ば放送素材信号の放送局内の伝送には、距離は短いもの
の、多くの分散したスタジオや調整室間で信号を任意に
伝送するために、光波の多重と光分岐を用いたシステム
が有効である。このような用途に好適なコヒーレント光
伝送の変調方式としては、光ＦＳＫ（Frequency Shift
Keying；周波数偏移キィイング）と光ＰＳＫが主に研究
されている。光ＰＳＫは光ＦＳＫよりも狭い帯域幅で伝
送が可能で、多重数に着目すれば光ＰＳＫの方が有利で
ある。光ＰＳＫの検波方式には、ヘテロダイン、ホモダ
イン、および位相ダイバーシティの３方式がある。
ント（Multipoint-to-Multipoint）の形態を扱う、例え
ば放送素材信号の放送局内の伝送には、距離は短いもの
の、多くの分散したスタジオや調整室間で信号を任意に
伝送するために、光波の多重と光分岐を用いたシステム
が有効である。このような用途に好適なコヒーレント光
伝送の変調方式としては、光ＦＳＫ（Frequency Shift
Keying；周波数偏移キィイング）と光ＰＳＫが主に研究
されている。光ＰＳＫは光ＦＳＫよりも狭い帯域幅で伝
送が可能で、多重数に着目すれば光ＰＳＫの方が有利で
ある。光ＰＳＫの検波方式には、ヘテロダイン、ホモダ
イン、および位相ダイバーシティの３方式がある。
【０００４】ホモダイン方式は、イメージ妨害はない
が、市販の半導体ＬＤ（Laser Diode；レーザ・ ダイオ
ード）を光源とした場合には、搬送波再生用の光ＰＬＬ
（Phase-Locked Loop；位相同期ループ）構成の観点か
ら実現が難しい。
が、市販の半導体ＬＤ（Laser Diode；レーザ・ ダイオ
ード）を光源とした場合には、搬送波再生用の光ＰＬＬ
（Phase-Locked Loop；位相同期ループ）構成の観点か
ら実現が難しい。
【０００５】光ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying
；２相ＰＳＫ）信号のコヒーレント光伝送の受信方式
のうち、信号光を局発光により中間周波数に変換するへ
テロダイン方式においては、中間周波数信号を逓倍する
ことで送信データによる変調成分を取り除いてから周波
数弁別して局発光源に帰還するＡＦＣが下記の論文１に
報告されている。
；２相ＰＳＫ）信号のコヒーレント光伝送の受信方式
のうち、信号光を局発光により中間周波数に変換するへ
テロダイン方式においては、中間周波数信号を逓倍する
ことで送信データによる変調成分を取り除いてから周波
数弁別して局発光源に帰還するＡＦＣが下記の論文１に
報告されている。
【０００６】論文１；Alberto Bononi：“Analysis of
the Automatic Frequency Controlin Heterodyne Optic
al Receivers ”（ヘテロダイン光受信機の自動周波数
制御ＡＦＣの解析），J. Lightwave Technol. Vol.10,
No.6, pp.794-803（1992）。
the Automatic Frequency Controlin Heterodyne Optic
al Receivers ”（ヘテロダイン光受信機の自動周波数
制御ＡＦＣの解析），J. Lightwave Technol. Vol.10,
No.6, pp.794-803（1992）。
【０００７】へテロダイン方式では中間周波数が送信デ
ータのシンボル周波数の数倍以上の高い周波数に設定さ
れるため、信号光と局発光との周波数差（ビート周波
数）が設定された中間周波数より高いか低いかの極性を
含めた周波数差に対応する電圧が得られる周波数弁別器
を容易に構成することができる。しかし、ヘテロダイン
方式はチャンネル選択にはイメージ妨害が発生するた
め、光ＰＳＫ信号の狭いスペクトラムの利点を生かしき
れない欠点がある。
ータのシンボル周波数の数倍以上の高い周波数に設定さ
れるため、信号光と局発光との周波数差（ビート周波
数）が設定された中間周波数より高いか低いかの極性を
含めた周波数差に対応する電圧が得られる周波数弁別器
を容易に構成することができる。しかし、ヘテロダイン
方式はチャンネル選択にはイメージ妨害が発生するた
め、光ＰＳＫ信号の狭いスペクトラムの利点を生かしき
れない欠点がある。
【０００８】これに対し、位相ダイバーシティ方式はホ
モダインの搬送波再生の問題を解決できる方式であり、
位相同期が不要で、ホモダインと同程度の高密度が期待
できる。しかし、中間周波数が零である位相ダイバーシ
ティ方式では、中間周波数の信号を逓倍して変調成分を
除去し、周波数差の絶対値に対応した電圧を得ることは
できるが、上記の極性を知ることができない。位相ダイ
バーシティ受信において、周波数差が送信データのシン
ボル周波数の約３％以内であればＢＰＳＫ信号の復調Ｂ
ＥＲ特性の劣化が無視できることを利用して、これを満
足するような低い中心周波数で動作する周波数弁別器を
用いたＡＦＣが下記の論文２に報告されている。
モダインの搬送波再生の問題を解決できる方式であり、
位相同期が不要で、ホモダインと同程度の高密度が期待
できる。しかし、中間周波数が零である位相ダイバーシ
ティ方式では、中間周波数の信号を逓倍して変調成分を
除去し、周波数差の絶対値に対応した電圧を得ることは
できるが、上記の極性を知ることができない。位相ダイ
バーシティ受信において、周波数差が送信データのシン
ボル周波数の約３％以内であればＢＰＳＫ信号の復調Ｂ
ＥＲ特性の劣化が無視できることを利用して、これを満
足するような低い中心周波数で動作する周波数弁別器を
用いたＡＦＣが下記の論文２に報告されている。
【０００９】論文２；A. W. Davis ：“Phase Diversit
y Techniques for Coherent Optical Receivers ”（コ
ヒーレント受信機用位相ダイバーシティ技術），J. Lig
htwave Technol. Vol.5, NO.4, pp.561-572 （1987）。
y Techniques for Coherent Optical Receivers ”（コ
ヒーレント受信機用位相ダイバーシティ技術），J. Lig
htwave Technol. Vol.5, NO.4, pp.561-572 （1987）。
【００１０】論文２に記載されたＡＦＣは、周波数差を
厳密には零にできない。特に、光ＱＰＳＫ（Quadrature
Phase Shift Keying ；４相ＰＳＫ）信号を復調する場
合には、局発光源の周波数と信号光の周波数の差周波数
は送信シンボル周波数の約０．３％以内と、ＢＰＳＫ信
号よりも一桁厳しい特性が要求される。従来技術で中心
周波数がさらに低い周波数弁別器でＡＦＣを構成する
と、送信光の周波数変動により局発光源の周波数制御の
極性が反転することとなるため、その要求特性の実現は
困難である。
厳密には零にできない。特に、光ＱＰＳＫ（Quadrature
Phase Shift Keying ；４相ＰＳＫ）信号を復調する場
合には、局発光源の周波数と信号光の周波数の差周波数
は送信シンボル周波数の約０．３％以内と、ＢＰＳＫ信
号よりも一桁厳しい特性が要求される。従来技術で中心
周波数がさらに低い周波数弁別器でＡＦＣを構成する
と、送信光の周波数変動により局発光源の周波数制御の
極性が反転することとなるため、その要求特性の実現は
困難である。
【００１１】零を中心周波数として動作する周波数弁別
器として、ＦＳＫ信号の位相ダイバーシティ受信機の復
調回路技術を応用することは容易に類推可能であろう。
この周波数弁別器は、図２に示すように、２つの直交成
分Ｉ，Ｑを一対の微分器４１で微分して周波数差の情報
を得るとともに、これら周波数差の情報と２つの直交成
分Ｉ，Ｑとをそれぞれ一対の乗算器４４でたすき掛けに
乗算した信号を減算器４５で減算することで、データに
よる変調成分を除去して前述の極性を含めた周波数差に
比例した電圧を得ようとするものであり、下記の論文３
に報告されており、既知の技術である。ここで、ω、Φ
はそれぞれ信号光と局発光との周波数差および位相差で
ある。また、４６は減算器４５の出力を平滑するＬＰＦ
（Low Pass Filter ；低域フィルタ）である。
器として、ＦＳＫ信号の位相ダイバーシティ受信機の復
調回路技術を応用することは容易に類推可能であろう。
この周波数弁別器は、図２に示すように、２つの直交成
分Ｉ，Ｑを一対の微分器４１で微分して周波数差の情報
を得るとともに、これら周波数差の情報と２つの直交成
分Ｉ，Ｑとをそれぞれ一対の乗算器４４でたすき掛けに
乗算した信号を減算器４５で減算することで、データに
よる変調成分を除去して前述の極性を含めた周波数差に
比例した電圧を得ようとするものであり、下記の論文３
に報告されており、既知の技術である。ここで、ω、Φ
はそれぞれ信号光と局発光との周波数差および位相差で
ある。また、４６は減算器４５の出力を平滑するＬＰＦ
（Low Pass Filter ；低域フィルタ）である。
【００１２】論文３；前田他；“位相ダイバーシティ方
式ＤＰＳＫコヒーレント光伝送実験”、信学技報、ＯＣ
Ｓ９６−１２６（１９９７）。
式ＤＰＳＫコヒーレント光伝送実験”、信学技報、ＯＣ
Ｓ９６−１２６（１９９７）。
【００１３】しかし、論文３に示されたような既知の周
波数弁別技術は、次節の［発明が解決しようとする課
題］で述べるように、送信データ（変調データ）が周波
数弁別特性に混入してＡＦＣ特性が劣化するという問題
がある。
波数弁別技術は、次節の［発明が解決しようとする課
題］で述べるように、送信データ（変調データ）が周波
数弁別特性に混入してＡＦＣ特性が劣化するという問題
がある。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】図２に示す微分器４１
の微分の操作として、入力信号を２分配し、一方の信号
を遅延させて他方の信号から引く方法が考えられる。こ
の遅延量をτｄとすると、τｄを光ＰＳＫ信号のシンボ
ル周波数の逆数τｓと比べて十分小さく選べば、データ
の変調の影響を受けにくくすることができる。しかし、
そのようにすると周波数差零（同調時）における周波数
弁別器の感度が小さくなるとともに、広帯域な差動増幅
器が必要となるという問題がある。この反対に、遅延量
τｄをτｓ程度に大きく選ぶと、周波数弁別器の感度は
高くなるが、隣接シンボル間で位相が変化する時にＡＦ
Ｃ回路の出力がω（信号光と局発光との周波数差）によ
らず零となってしまうという問題がある。これら問題点
を図３を用いて以下で詳述する。
の微分の操作として、入力信号を２分配し、一方の信号
を遅延させて他方の信号から引く方法が考えられる。こ
の遅延量をτｄとすると、τｄを光ＰＳＫ信号のシンボ
ル周波数の逆数τｓと比べて十分小さく選べば、データ
の変調の影響を受けにくくすることができる。しかし、
そのようにすると周波数差零（同調時）における周波数
弁別器の感度が小さくなるとともに、広帯域な差動増幅
器が必要となるという問題がある。この反対に、遅延量
τｄをτｓ程度に大きく選ぶと、周波数弁別器の感度は
高くなるが、隣接シンボル間で位相が変化する時にＡＦ
Ｃ回路の出力がω（信号光と局発光との周波数差）によ
らず零となってしまうという問題がある。これら問題点
を図３を用いて以下で詳述する。
【００１５】図３は図２の微分器４１を遅延線４２と差
動増幅器４３で構成した周波数弁別器を示す。４７は遅
延量τｄ／２の遅延線４７である。ここで、時刻ｔ＋τ
ｄにおける信号光の位相をψとする。Ｉ、Ｑ信号は一対
の遅延線４７によりτｄ／２だけ遅延してから乗算器４
４で乗算するものとし、時刻ｔ＋τｄ／２における位相
をθとする。この周波数弁別器の出力信号ｆ（ω）は下
記の式（１）で示される。
動増幅器４３で構成した周波数弁別器を示す。４７は遅
延量τｄ／２の遅延線４７である。ここで、時刻ｔ＋τ
ｄにおける信号光の位相をψとする。Ｉ、Ｑ信号は一対
の遅延線４７によりτｄ／２だけ遅延してから乗算器４
４で乗算するものとし、時刻ｔ＋τｄ／２における位相
をθとする。この周波数弁別器の出力信号ｆ（ω）は下
記の式（１）で示される。
【００１６】
【数１】
【００１７】上式（１）において、隣接するシンボル間
で位相変化がない場合には、ψ−φとｃｏｓ項の括弧内
は共に零となるので、周波数弁別特性は下記の式（２）
となる。
で位相変化がない場合には、ψ−φとｃｏｓ項の括弧内
は共に零となるので、周波数弁別特性は下記の式（２）
となる。
【００１８】
【数２】
【００１９】ところが、位相変化がπの場合にはｔ＋τ
ｄからｔ＋τｓの間では上式（２）と同じであるが、ｔ
からｔ＋τｄの間では上式（１）のｃｏｓの括弧内がπ
／２または−π／２となるため、ｆ（ω）が零となり、
上式（２）のＡＦＣ特性が劣化する。位相変化がπ／２
の場合には、ｔからｔ＋τｄの間ではｃｏｓ項の括弧内
はπ／２または−π／２とはならないため、変調データ
が周波数弁別特性に混入してＡＦＣ特性が劣化する。一
方、τｄをτｓと比べて小さくすれば、ｆ（ω）が零と
なってしまう時間率を減らせるので、周波数弁別器の出
力をＬＰＦ４６で平滑することで劣化の程度を抑えるこ
とはできるが、局部発光源と信号光の周波数差を零とす
ることはできない。また、前述のように、同調時におけ
る感度低下と広帯域な差動増幅器が必要となるという問
題がある。
ｄからｔ＋τｓの間では上式（２）と同じであるが、ｔ
からｔ＋τｄの間では上式（１）のｃｏｓの括弧内がπ
／２または−π／２となるため、ｆ（ω）が零となり、
上式（２）のＡＦＣ特性が劣化する。位相変化がπ／２
の場合には、ｔからｔ＋τｄの間ではｃｏｓ項の括弧内
はπ／２または−π／２とはならないため、変調データ
が周波数弁別特性に混入してＡＦＣ特性が劣化する。一
方、τｄをτｓと比べて小さくすれば、ｆ（ω）が零と
なってしまう時間率を減らせるので、周波数弁別器の出
力をＬＰＦ４６で平滑することで劣化の程度を抑えるこ
とはできるが、局部発光源と信号光の周波数差を零とす
ることはできない。また、前述のように、同調時におけ
る感度低下と広帯域な差動増幅器が必要となるという問
題がある。
【００２０】本発明は、上述のような課題を解決するた
めに成されたもので、その目的は光ＰＳＫ信号の位相ダ
イバーシティ受信機用ＡＦＣ回路において変調データに
よるＡＦＣ特性の劣化をなくすことにある。
めに成されたもので、その目的は光ＰＳＫ信号の位相ダ
イバーシティ受信機用ＡＦＣ回路において変調データに
よるＡＦＣ特性の劣化をなくすことにある。
【００２１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１の発明は、光ＰＳＫ変調された光波を位相
ダイバーシティ方式により遅延検波して復調するコヒー
レント光伝送の受信機の局発光源の発振周波数を信号光
の周波数に追従させるためのＡＦＣ回路において、遅延
線と差動増幅器、乗算器、減算器を用いて直交する２つ
の中間周波数信号から該中間周波数信号の周波数差に対
応した電圧を得る周波数弁別器と、前記２つの中間周波
数信号を遅延検波して得たＰＳＫ復調信号から隣接シン
ボル間で位相変化が無い場合はサンプル動作、有る場合
はホールド動作となるようなキィ信号を生成するキィ信
号発生回路と、前記キィ信号により前記周波数弁別器の
出力信号に対して隣接シンボル間で位相変化が無い場合
はサンプル動作、有る場合はホールド動作となる選択制
御を行って該選択結果を前記局発光源に帰還させるサン
プルホールド回路とを組み合わせたことを特徴とする。
め、請求項１の発明は、光ＰＳＫ変調された光波を位相
ダイバーシティ方式により遅延検波して復調するコヒー
レント光伝送の受信機の局発光源の発振周波数を信号光
の周波数に追従させるためのＡＦＣ回路において、遅延
線と差動増幅器、乗算器、減算器を用いて直交する２つ
の中間周波数信号から該中間周波数信号の周波数差に対
応した電圧を得る周波数弁別器と、前記２つの中間周波
数信号を遅延検波して得たＰＳＫ復調信号から隣接シン
ボル間で位相変化が無い場合はサンプル動作、有る場合
はホールド動作となるようなキィ信号を生成するキィ信
号発生回路と、前記キィ信号により前記周波数弁別器の
出力信号に対して隣接シンボル間で位相変化が無い場合
はサンプル動作、有る場合はホールド動作となる選択制
御を行って該選択結果を前記局発光源に帰還させるサン
プルホールド回路とを組み合わせたことを特徴とする。
【００２２】ここで、前記ＰＳＫがＢＰＳＫであるとす
ることができる。
ることができる。
【００２３】また、前記ＰＳＫがＱＰＳＫであるとする
ことができる。
ことができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施形態を詳細に説明する。
施形態を詳細に説明する。
【００２５】（第１の実施形態）最初に、本発明の一実
施形態におけるＢＰＳＫ信号の受信機の構成を図１に示
す。ここで、１は位相ダイバーシティ方式の光ＢＰＳＫ
信号の受信機であり、下記の構成要素２〜１５を用い
て、送信機側（図示しない）で光ＢＰＳＫ変調された光
ＢＰＳＫ信号を位相ダイバーシティ方式により遅延検波
してＢＰＳＫ変調以前の原信号に復調する。２は光ＢＰ
ＳＫ変調されたＢＰＳＫ信号光（入力信号光）を導入す
る入力光ファイバであり、例えば偏波保存光ファイバを
用いることができる。３は９０°光ハイブリッドであ
り、５の局発光源から供給される無変調の局発光と上記
入力信号光とからそれらを９０°偏移した光波を生成す
る。４は平衡型光受光器であり、例えばＰＩＮ- ＰＤ
（ピン・フォトダイオード）からなり、光ハイブリット
３の直交した出力光を受光して、局発光源５により周波
数変換された直交した２つの中間周波数信号を出力す
る。
施形態におけるＢＰＳＫ信号の受信機の構成を図１に示
す。ここで、１は位相ダイバーシティ方式の光ＢＰＳＫ
信号の受信機であり、下記の構成要素２〜１５を用い
て、送信機側（図示しない）で光ＢＰＳＫ変調された光
ＢＰＳＫ信号を位相ダイバーシティ方式により遅延検波
してＢＰＳＫ変調以前の原信号に復調する。２は光ＢＰ
ＳＫ変調されたＢＰＳＫ信号光（入力信号光）を導入す
る入力光ファイバであり、例えば偏波保存光ファイバを
用いることができる。３は９０°光ハイブリッドであ
り、５の局発光源から供給される無変調の局発光と上記
入力信号光とからそれらを９０°偏移した光波を生成す
る。４は平衡型光受光器であり、例えばＰＩＮ- ＰＤ
（ピン・フォトダイオード）からなり、光ハイブリット
３の直交した出力光を受光して、局発光源５により周波
数変換された直交した２つの中間周波数信号を出力す
る。
【００２６】６はそれぞれの平衡型光受光器４から供給
される上記中間周波数信号Ｉ，Ｑを遅延量τｓで遅延す
る遅延線である。７は乗算器であり、それぞれの平衡型
光受光器４から供給される上記中間周波数信号Ｉ，Ｑと
その信号を遅延線６でτｓ遅延した信号とを乗算する。
乗算器７としては、例えば上記文献３で開示されたよう
な比較的良好な直線性が得られるGilbert Cell型広帯域
乗算器を用いることができる。８は加算器であり、両乗
算器７の出力を加算する。９は識別判定器であり、加算
器８から供給される信号から位相変化０の場合を識別す
ることにより１１のＢＰＳＫ復調信号を生成する。
される上記中間周波数信号Ｉ，Ｑを遅延量τｓで遅延す
る遅延線である。７は乗算器であり、それぞれの平衡型
光受光器４から供給される上記中間周波数信号Ｉ，Ｑと
その信号を遅延線６でτｓ遅延した信号とを乗算する。
乗算器７としては、例えば上記文献３で開示されたよう
な比較的良好な直線性が得られるGilbert Cell型広帯域
乗算器を用いることができる。８は加算器であり、両乗
算器７の出力を加算する。９は識別判定器であり、加算
器８から供給される信号から位相変化０の場合を識別す
ることにより１１のＢＰＳＫ復調信号を生成する。
【００２７】１０は図４のタイミングチャートに示す信
号処理動作を行うキィ信号発生器であり、２つの中間周
波数信号を遅延検波して得たＢＰＳＫ復調信号１１から
隣接シンボル間で位相変化が無い場合はサンプル動作、
有る場合はホールド動作となるようなキィ信号１０ａを
生成する。
号処理動作を行うキィ信号発生器であり、２つの中間周
波数信号を遅延検波して得たＢＰＳＫ復調信号１１から
隣接シンボル間で位相変化が無い場合はサンプル動作、
有る場合はホールド動作となるようなキィ信号１０ａを
生成する。
【００２８】１２は位相ダイバーシティ用受信機１の局
発光源５の発振周波数を信号光の周波数に追従させるた
めのＡＦＣ回路であり、周波数弁別器１３、サンプルホ
ールド回路１４、ＬＰＦ１５、および局発光源５を含
む。周波数弁別器１３は図３で上述した構成の周波数弁
別器であり、遅延線４２、４７と差動増幅器４３、乗算
器４４、減算器４５およびＬＰＦ４６を用いて直交する
２つの中間周波数信号Ｉ，Ｑからその中間周波数信号の
周波数差に対応した電圧の信号を得る。サンプルホール
ド回路１４は、周波数弁別器１３と局発光源５の間に挿
入されて、上記キィ信号１０ａのレベルに応じて、周波
数弁別器１３の出力信号に対して隣接シンボル間で位相
変化が無い場合はサンプル動作、有る場合はホールド動
作となる選択制御を行って、その選択結果をＬＰＦ１５
を介して局発光源５に帰還させる。ＬＰＦ１５はサンプ
ルホールド回路１４と局発発光源５との間に挿入され
て、サンプルホールド回路１４の出力を平滑する。局発
光源５は送信機と同じ周波数特性を持つ。
発光源５の発振周波数を信号光の周波数に追従させるた
めのＡＦＣ回路であり、周波数弁別器１３、サンプルホ
ールド回路１４、ＬＰＦ１５、および局発光源５を含
む。周波数弁別器１３は図３で上述した構成の周波数弁
別器であり、遅延線４２、４７と差動増幅器４３、乗算
器４４、減算器４５およびＬＰＦ４６を用いて直交する
２つの中間周波数信号Ｉ，Ｑからその中間周波数信号の
周波数差に対応した電圧の信号を得る。サンプルホール
ド回路１４は、周波数弁別器１３と局発光源５の間に挿
入されて、上記キィ信号１０ａのレベルに応じて、周波
数弁別器１３の出力信号に対して隣接シンボル間で位相
変化が無い場合はサンプル動作、有る場合はホールド動
作となる選択制御を行って、その選択結果をＬＰＦ１５
を介して局発光源５に帰還させる。ＬＰＦ１５はサンプ
ルホールド回路１４と局発発光源５との間に挿入され
て、サンプルホールド回路１４の出力を平滑する。局発
光源５は送信機と同じ周波数特性を持つ。
【００２９】次に、受信機１の全体の動作を信号の流れ
に従って説明する。
に従って説明する。
【００３０】入力光ファイバ１を通って入力する光ＢＰ
ＳＫ信号は、９０°光ハイブリット３を通って２分され
ると共に、一方は９０°偏移され、両者はそれぞれの平
衡型受光器４に受光される。受光器４は信号光を局発光
源５の無変調の局発光と共に受光すると、信号光は両者
のうなりの周波数（ビート周波数）のＩ、Ｑに変換され
る。このように受光器４で直交検波したＩとＱには、交
互に信号が現れるので、両者Ｉ、Ｑを遅延量τｓの遅延
線６と乗算器７とを用いて遅延検波して加算器８により
加算することで、ＢＰＳＫ信号を復調できる。加算器８
の出力は識別判定器９を通ってＢＰＳＫ復調信号１１と
なり、受信機１から出力される。
ＳＫ信号は、９０°光ハイブリット３を通って２分され
ると共に、一方は９０°偏移され、両者はそれぞれの平
衡型受光器４に受光される。受光器４は信号光を局発光
源５の無変調の局発光と共に受光すると、信号光は両者
のうなりの周波数（ビート周波数）のＩ、Ｑに変換され
る。このように受光器４で直交検波したＩとＱには、交
互に信号が現れるので、両者Ｉ、Ｑを遅延量τｓの遅延
線６と乗算器７とを用いて遅延検波して加算器８により
加算することで、ＢＰＳＫ信号を復調できる。加算器８
の出力は識別判定器９を通ってＢＰＳＫ復調信号１１と
なり、受信機１から出力される。
【００３１】さらに、上記信号Ｉ、ＱとＢＰＳＫ復調信
号１１はＡＦＣ回路１２の周波数弁別器１３に供給され
る。また、ＢＰＳＫ復調信号１１を基にキィ信号発生器
１０で生成されたキィ信号１０ａはＡＦＣ回路１２のサ
ンプルホールド回路１４に供給される。
号１１はＡＦＣ回路１２の周波数弁別器１３に供給され
る。また、ＢＰＳＫ復調信号１１を基にキィ信号発生器
１０で生成されたキィ信号１０ａはＡＦＣ回路１２のサ
ンプルホールド回路１４に供給される。
【００３２】図４はＢＰＳＫ復調信号１１とキィ信号１
０ａとの対応を示す。本発明の特徴は、ＢＰＳＫ復調信
号１１の位相変化の有無により周波数弁別器１３の出力
を選択制御することにある。すなわち、光ＢＰＳＫ変調
波の遅延検波による復調信号１１から、図４に示すよう
な位相変化０の場合のみ、識別判定器９の識別判定のタ
イミングでサンプル動作が能動状態となるキィ信号１０
ａをキィ信号発生器１０で生成する。このキィ信号１０
ａを周波数弁別器１３の後段のサンプルホールド回路１
４に加える。そして、サンプルホールド回路１４で選択
制御された周波数弁別信号をＬＰＦ１５で平滑して局発
光源５の電流に帰還する。位相変化がπの時にはサンプ
ルホールド回路１４の出力は零にはならないため、同調
時に高い感度を得るためにはτｄはτｓと等しく選ぶと
有利である。
０ａとの対応を示す。本発明の特徴は、ＢＰＳＫ復調信
号１１の位相変化の有無により周波数弁別器１３の出力
を選択制御することにある。すなわち、光ＢＰＳＫ変調
波の遅延検波による復調信号１１から、図４に示すよう
な位相変化０の場合のみ、識別判定器９の識別判定のタ
イミングでサンプル動作が能動状態となるキィ信号１０
ａをキィ信号発生器１０で生成する。このキィ信号１０
ａを周波数弁別器１３の後段のサンプルホールド回路１
４に加える。そして、サンプルホールド回路１４で選択
制御された周波数弁別信号をＬＰＦ１５で平滑して局発
光源５の電流に帰還する。位相変化がπの時にはサンプ
ルホールド回路１４の出力は零にはならないため、同調
時に高い感度を得るためにはτｄはτｓと等しく選ぶと
有利である。
【００３３】上述のように、本実施形態では、遅延検波
したＢＰＳＫ復調信号１１から位相変化の無い場合のみ
能動となるキィ信号１０ａを作り、サンプルホールド回
路１４で周波数弁別器１３の出力をキィ信号１０ａを基
にサンプルホールドしてから局発光源５に帰還する選択
制御型のＡＦＣを行っているので、変調データによるＡ
ＦＣ特性の劣化をなくすことができ、局部発光源５の光
波と信号光の周波数差を零にすることができる。
したＢＰＳＫ復調信号１１から位相変化の無い場合のみ
能動となるキィ信号１０ａを作り、サンプルホールド回
路１４で周波数弁別器１３の出力をキィ信号１０ａを基
にサンプルホールドしてから局発光源５に帰還する選択
制御型のＡＦＣを行っているので、変調データによるＡ
ＦＣ特性の劣化をなくすことができ、局部発光源５の光
波と信号光の周波数差を零にすることができる。
【００３４】（第２の実施形態）次に、本発明の他の実
施形態として位相ダイバーシティ方式の光ＱＰＳＫ信号
の受信機の構成を図５に示す。ここで、１６は位相ダイ
バーシティ方式の光ＱＰＳＫ信号の受信機であり、下記
の構成要素１７〜３２を含む。１７は図１の２と同様の
入力光ファイバ、１８は図１の３と同様の９０°光ハイ
ブリッドである。１９は図１の４と同様の平衡型光受光
器であって全体で２個あり、２０の局発光源により周波
数変換された直交した２つの中間周波数信号Ｉ、Ｑを出
力する。２１は図１の６と同様の遅延量τｓの遅延線で
あって全体で４個あり、２２は図１の７と同様の乗算器
であって全体で４個ある。２３は加算器、２４は減算器
であり、図５に示すようにそれぞれ２個づつ直列的に接
続されている。２５は図１の９と同様の識別判定器であ
って全体で２個あり、２６は論理素子、２７は図１の１
０と同じキィ信号発生器、２８はＱＰＳＫの復調信号で
ある。論理素子２６は一対の識別判別器２５からそれぞ
れ出力される一対のＱＰＳＫ復調信号２８に対して論理
演算を下記のように行って、その演算結果をキィ信号発
生器２７に出力する。
施形態として位相ダイバーシティ方式の光ＱＰＳＫ信号
の受信機の構成を図５に示す。ここで、１６は位相ダイ
バーシティ方式の光ＱＰＳＫ信号の受信機であり、下記
の構成要素１７〜３２を含む。１７は図１の２と同様の
入力光ファイバ、１８は図１の３と同様の９０°光ハイ
ブリッドである。１９は図１の４と同様の平衡型光受光
器であって全体で２個あり、２０の局発光源により周波
数変換された直交した２つの中間周波数信号Ｉ、Ｑを出
力する。２１は図１の６と同様の遅延量τｓの遅延線で
あって全体で４個あり、２２は図１の７と同様の乗算器
であって全体で４個ある。２３は加算器、２４は減算器
であり、図５に示すようにそれぞれ２個づつ直列的に接
続されている。２５は図１の９と同様の識別判定器であ
って全体で２個あり、２６は論理素子、２７は図１の１
０と同じキィ信号発生器、２８はＱＰＳＫの復調信号で
ある。論理素子２６は一対の識別判別器２５からそれぞ
れ出力される一対のＱＰＳＫ復調信号２８に対して論理
演算を下記のように行って、その演算結果をキィ信号発
生器２７に出力する。
【００３５】２９は図１の１２と同様の構成と機能を有
するＡＦＣ回路であり、図３で述べた周波数弁別器３
０、サンプルホールド回路３１、ＬＰＦ３２、および局
発光源２０を有する。
するＡＦＣ回路であり、図３で述べた周波数弁別器３
０、サンプルホールド回路３１、ＬＰＦ３２、および局
発光源２０を有する。
【００３６】本発明のＡＦＣ方式は許容周波数差がＢＰ
ＳＫより一桁厳しいＱＰＳＫでは特に有効である。図５
の２８のＱＰＳＫの復調信号Ｉ′、Ｑ′は下記の式
（３）のように表わすことができる。
ＳＫより一桁厳しいＱＰＳＫでは特に有効である。図５
の２８のＱＰＳＫの復調信号Ｉ′、Ｑ′は下記の式
（３）のように表わすことができる。
【００３７】
【数３】
【００３８】ここで、△Φは０、π／２、π、３π／２
を取り得る。位相変化のない場合（△Φ＝０）に図４と
同じキィ信号を得るためには、論理素子２６の入出力の
関係をＩ′が正、Ｑ′が負の時のみ出力が正とすれば良
い。
を取り得る。位相変化のない場合（△Φ＝０）に図４と
同じキィ信号を得るためには、論理素子２６の入出力の
関係をＩ′が正、Ｑ′が負の時のみ出力が正とすれば良
い。
【００３９】ＱＰＳＫでは位相変化が起こらない確率は
ＢＰＳＫの半分となるので、３３のキィ信号の数も半分
となるが、キィ信号間でのビート周波数の変動は無視で
きる程度に小さいと考えられる。
ＢＰＳＫの半分となるので、３３のキィ信号の数も半分
となるが、キィ信号間でのビート周波数の変動は無視で
きる程度に小さいと考えられる。
【００４０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
遅延検波により復調された信号をＡＦＣのサンプルホー
ルド回路に帰還し、位相変化が無かった場合のみ、識別
判定のタイミングでサンプル動作を行わせるので、変調
データによるＡＦＣ特性の劣化をなくすことができる。
遅延検波により復調された信号をＡＦＣのサンプルホー
ルド回路に帰還し、位相変化が無かった場合のみ、識別
判定のタイミングでサンプル動作を行わせるので、変調
データによるＡＦＣ特性の劣化をなくすことができる。
【００４１】また、本発明は許容周波数差がＢＰＳＫよ
り一桁厳しいＱＰＳＫでは特に有効である。
り一桁厳しいＱＰＳＫでは特に有効である。
【図１】本発明の一実施形態における光ＢＰＳＫ信号の
受信機の構成を示すブロック図である。
受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】従来例における光ＰＳＫ信号の位相ダイバーシ
ティ方式受信機の周波数弁別器の原理を示すブロック図
である。
ティ方式受信機の周波数弁別器の原理を示すブロック図
である。
【図３】本発明の実施形態において用いた微分器を遅延
線と差動増幅器で構成した周波数弁別器を示すブロック
図である。
線と差動増幅器で構成した周波数弁別器を示すブロック
図である。
【図４】本発明の一実施形態の図１で生成されるＢＰＳ
Ｋ復調信号とキィ信号との対応を示す波形図である。
Ｋ復調信号とキィ信号との対応を示す波形図である。
【図５】本発明の他の実施形態における光ＱＰＳＫ信号
の受信機の構成を示すブロック図である。
の受信機の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】 １ 位相ダイバーシティ方式の光ＢＰＳＫ信号の受信機 ２ 入力光ファイバ ３ ９０°光ハイブリッド ４ 平衡型光受光器 ５ 局発光源 ６ 遅延量τｓの遅延線 ７ 乗算器 ８ 加算器 ９ 識別判定器 １０ キィ信号発生器 １１ ＢＰＳＫ復調信号 １２ ＡＦＣ回路 １３ 周波数弁別器 １４ サンプルホールド回路 １５ ＬＰＦ １６ 位相ダイバーシティ方式の光ＱＰＳＫ信号の受信
機 １７ 入力光ファイバ １８ ９０°光ハイブリッド １９ 平衡型光受光器 ２０ 局発光源 ２１ 遅延量τｓの遅延線 ２２ 乗算器 ２３ 加算器 ２４ 減算器 ２５ 識別判定器 ２６ 論理素子 ２７ キィ信号発生器 ２８ ＱＰＳＫの復調信号 ２９ ＡＦＣ回路 ３０ 周波数弁別器 ３１ サンプルホールド回路 ３２ ＬＰＦ ４１ 微分器 ４２ 遅延線 ４３ 差動増幅器 ４４ 乗算器 ４５ 減算器 ４６ ＬＰＦ ４７ 遅延線
機 １７ 入力光ファイバ １８ ９０°光ハイブリッド １９ 平衡型光受光器 ２０ 局発光源 ２１ 遅延量τｓの遅延線 ２２ 乗算器 ２３ 加算器 ２４ 減算器 ２５ 識別判定器 ２６ 論理素子 ２７ キィ信号発生器 ２８ ＱＰＳＫの復調信号 ２９ ＡＦＣ回路 ３０ 周波数弁別器 ３１ サンプルホールド回路 ３２ ＬＰＦ ４１ 微分器 ４２ 遅延線 ４３ 差動増幅器 ４４ 乗算器 ４５ 減算器 ４６ ＬＰＦ ４７ 遅延線
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０１Ｓ 3/10 Ｈ０４Ｌ 27/22
Claims (3)
- 【請求項１】 光ＰＳＫ変調された光波を位相ダイバー
シティ方式により遅延検波して復調するコヒーレント光
伝送の受信機の局発光源の発振周波数を信号光の周波数
に追従させるためのＡＦＣ回路において、 遅延線と差動増幅器、乗算器、減算器を用いて直交する
２つの中間周波数信号から該中間周波数信号の周波数差
に対応した電圧を得る周波数弁別器と、 前記２つの中間周波数信号を遅延検波して得たＰＳＫ復
調信号から隣接シンボル間で位相変化が無い場合はサン
プル動作、有る場合はホールド動作となるようなキィ信
号を生成するキィ信号発生回路と、 前記キィ信号により前記周波数弁別器の出力信号に対し
て隣接シンボル間で位相変化が無い場合はサンプル動
作、有る場合はホールド動作となる選択制御を行って該
選択結果を前記局発光源に帰還させるサンプルホールド
回路とを組み合わせたことを特徴とする光ＰＳＫ信号の
位相ダイバーシティ受信機用ＡＦＣ回路。 - 【請求項２】 前記ＰＳＫがＢＰＳＫであることを特徴
とする請求項１に記載のＡＦＣ回路。 - 【請求項３】 前記ＰＳＫがＱＰＳＫであることを特徴
とする請求項１に記載のＡＦＣ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00608398A JP3661966B2 (ja) | 1998-01-14 | 1998-01-14 | 光ｐｓｋ信号の位相ダイバーシティ受信機用ａｆｃ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00608398A JP3661966B2 (ja) | 1998-01-14 | 1998-01-14 | 光ｐｓｋ信号の位相ダイバーシティ受信機用ａｆｃ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11205241A true JPH11205241A (ja) | 1999-07-30 |
| JP3661966B2 JP3661966B2 (ja) | 2005-06-22 |
Family
ID=11628663
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00608398A Expired - Fee Related JP3661966B2 (ja) | 1998-01-14 | 1998-01-14 | 光ｐｓｋ信号の位相ダイバーシティ受信機用ａｆｃ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3661966B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009038801A (ja) * | 2007-07-31 | 2009-02-19 | Fujitsu Ltd | 周波数オフセットモニタリング装置及びコヒーレント光受信機 |
| JP2011513711A (ja) * | 2008-02-21 | 2011-04-28 | ルナ イノベーションズ インコーポレイテッド | 波長可変レーザの高精度波長測定と制御 |
| WO2012117951A1 (ja) * | 2011-03-01 | 2012-09-07 | 日本電気株式会社 | 光受信器および光受信方法 |
| JP2014090518A (ja) * | 2007-09-14 | 2014-05-15 | Fujitsu Ltd | 位相不均衡観測装置、振幅不均衡観測装置及びそれらを用いる装置 |
| JP2014220570A (ja) * | 2013-05-01 | 2014-11-20 | 富士通オプティカルコンポーネンツ株式会社 | 光通信システム、光送信機、および光受信機 |
-
1998
- 1998-01-14 JP JP00608398A patent/JP3661966B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009038801A (ja) * | 2007-07-31 | 2009-02-19 | Fujitsu Ltd | 周波数オフセットモニタリング装置及びコヒーレント光受信機 |
| JP2014090518A (ja) * | 2007-09-14 | 2014-05-15 | Fujitsu Ltd | 位相不均衡観測装置、振幅不均衡観測装置及びそれらを用いる装置 |
| JP2011513711A (ja) * | 2008-02-21 | 2011-04-28 | ルナ イノベーションズ インコーポレイテッド | 波長可変レーザの高精度波長測定と制御 |
| WO2012117951A1 (ja) * | 2011-03-01 | 2012-09-07 | 日本電気株式会社 | 光受信器および光受信方法 |
| US8977140B2 (en) | 2011-03-01 | 2015-03-10 | Nec Corporation | Optical receiver and optical reception method |
| JP2014220570A (ja) * | 2013-05-01 | 2014-11-20 | 富士通オプティカルコンポーネンツ株式会社 | 光通信システム、光送信機、および光受信機 |
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| Publication number | Publication date |
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| JP3661966B2 (ja) | 2005-06-22 |
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