JPH11206111A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
- Publication number
- JPH11206111A JPH11206111A JP363798A JP363798A JPH11206111A JP H11206111 A JPH11206111 A JP H11206111A JP 363798 A JP363798 A JP 363798A JP 363798 A JP363798 A JP 363798A JP H11206111 A JPH11206111 A JP H11206111A
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- Japan
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- circuit
- output
- voltage
- switching
- pwm
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Abstract
(57)【要約】
【課題】複数の出力電圧を得ることができる効率の良い
安価なＤＣ−ＤＣコンバータを提供する事にある。 【解決手段】コントローラＩＣのＰＷＭ回路出力を複数
のスイッチング回路手段及び、整流回路手段に分配して
複数の出力電圧を得るようにした。
安価なＤＣ−ＤＣコンバータを提供する事にある。 【解決手段】コントローラＩＣのＰＷＭ回路出力を複数
のスイッチング回路手段及び、整流回路手段に分配して
複数の出力電圧を得るようにした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、機器の電源回路技
術に係り、特に安価なＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
術に係り、特に安価なＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】一般的なＤＣ−ＤＣコンバータは基準電
圧回路、基準三角波発振回路、及び出力電圧フィードバ
ック信号と基準電圧を比較し増幅する比較増幅回路、比
較増幅回路出力と基準三角波を比較しパルス幅変化に変
換するＰＷＭ回路を内蔵した集積回路（以下コントロー
ラＩＣと記す）を使用している。従来のＤＣ−ＤＣコン
バータにおいては、２つ以上の出力電圧を得るために
は、出力の数の分の比較回路及びＰＷＭ回路を用意し出
力電圧を生成する方法（従来技術（Ａ））及び比較回路
及びＰＷＭ回路が１個で、スイッチングトランスによっ
て２出力以上の電圧を得る方法（従来技術（Ｂ））があ
る。
圧回路、基準三角波発振回路、及び出力電圧フィードバ
ック信号と基準電圧を比較し増幅する比較増幅回路、比
較増幅回路出力と基準三角波を比較しパルス幅変化に変
換するＰＷＭ回路を内蔵した集積回路（以下コントロー
ラＩＣと記す）を使用している。従来のＤＣ−ＤＣコン
バータにおいては、２つ以上の出力電圧を得るために
は、出力の数の分の比較回路及びＰＷＭ回路を用意し出
力電圧を生成する方法（従来技術（Ａ））及び比較回路
及びＰＷＭ回路が１個で、スイッチングトランスによっ
て２出力以上の電圧を得る方法（従来技術（Ｂ））があ
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上述の従来技術（Ａ）
は、比較回路及びＰＷＭ回路が出力の数の分必要であ
る。又、従来技術（Ｂ）においては、比較回路及びＰＷ
Ｍ回路が１個であるが、スイッチングトランスが必要と
なり、出力電力を多く取ろうとするとスイッチングトラ
ンスも大きくなり、何れも回路が複雑でコスト高になっ
てしまうという課題があった。
は、比較回路及びＰＷＭ回路が出力の数の分必要であ
る。又、従来技術（Ｂ）においては、比較回路及びＰＷ
Ｍ回路が１個であるが、スイッチングトランスが必要と
なり、出力電力を多く取ろうとするとスイッチングトラ
ンスも大きくなり、何れも回路が複雑でコスト高になっ
てしまうという課題があった。
【０００４】本発明の目的は、上述の様な複雑な回路の
追加無しに安価に多出力の電源回路を構成することにあ
る。
追加無しに安価に多出力の電源回路を構成することにあ
る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成する為に
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、比較回路手
段と、ＰＷＭ回路手段と、スイッチング回路手段と、整
流回路手段とを使用して出力電圧を生成する電源回路に
おいて、前記ＰＷＭ回路出力を複数のスイッチング回路
手段に供給する分配手段を設けたことを特徴とする。
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、比較回路手
段と、ＰＷＭ回路手段と、スイッチング回路手段と、整
流回路手段とを使用して出力電圧を生成する電源回路に
おいて、前記ＰＷＭ回路出力を複数のスイッチング回路
手段に供給する分配手段を設けたことを特徴とする。
【０００６】また請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ
は、出力電圧（Ａ）回路に使用のスイッチング回路手段
と、出力電圧（Ｂ）回路に使用のスイッチング回路手段
とに使用するスイッチング素子をスイッチング時間の特
性が異なるものを使用したものである。
は、出力電圧（Ａ）回路に使用のスイッチング回路手段
と、出力電圧（Ｂ）回路に使用のスイッチング回路手段
とに使用するスイッチング素子をスイッチング時間の特
性が異なるものを使用したものである。
【０００７】請求項３記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、
前記請求項１及び前記請求項２記載の出力電圧（Ｂ）の
電圧安定度を改善する目的で、電圧制限手段を設けたも
のである。
前記請求項１及び前記請求項２記載の出力電圧（Ｂ）の
電圧安定度を改善する目的で、電圧制限手段を設けたも
のである。
【０００８】
【発明の実施の形態】本実施例は、１つのＰＷＭ回路よ
り２つ出力電圧を生成する場合を示す。以下、本発明の
実施形態を図１〜図２より説明する。
り２つ出力電圧を生成する場合を示す。以下、本発明の
実施形態を図１〜図２より説明する。
【０００９】まず、図１を用いて構成を説明する図１の
１はバッテリー電圧入力端子を示す。２はコントローラ
ーＩＣ部分を示し、２ａは基準電圧回路、２ｂは基準三
角波発振回路、２ｃは比較増幅回路、２ｄはＰＷＭ回路
より構成されている。３ａは第１のスイッチング回路手
段を示す。４ａは第１の整流回路手段を示す。５ａは出
力電圧（Ａ）を示す。６は５ａの出力電圧を決める為の
フイードバック手段を示す。７はＰＷＭ回路出力を２つ
に分ける分配手段を示す。
１はバッテリー電圧入力端子を示す。２はコントローラ
ーＩＣ部分を示し、２ａは基準電圧回路、２ｂは基準三
角波発振回路、２ｃは比較増幅回路、２ｄはＰＷＭ回路
より構成されている。３ａは第１のスイッチング回路手
段を示す。４ａは第１の整流回路手段を示す。５ａは出
力電圧（Ａ）を示す。６は５ａの出力電圧を決める為の
フイードバック手段を示す。７はＰＷＭ回路出力を２つ
に分ける分配手段を示す。
【００１０】図１の７，３ｂ，４ｂは本発明による第２
の出力電圧（Ｂ）５ｂを取り出すための回路ブロックを
示す。３ｂは第２のスイッチング回路手段を示す。４ｂ
は第２の整流回路手段を示す。１１は５ｂの出力電圧
（Ｂ）の電圧上昇を阻止する電圧制限手段を示す。
の出力電圧（Ｂ）５ｂを取り出すための回路ブロックを
示す。３ｂは第２のスイッチング回路手段を示す。４ｂ
は第２の整流回路手段を示す。１１は５ｂの出力電圧
（Ｂ）の電圧上昇を阻止する電圧制限手段を示す。
【００１１】次に、図１を用いて動作説明をする。
【００１２】５ａの出力電圧（Ａ）は、バッテリー入力
１の電圧をスイッチング手段３ａ（本例はトランジス
タ）にてスイッチングし、４ａの整流回路手段（本例
は、ショットキーダイオード，チョークコイル，電解コ
ンデンサ）にて整流して得られる。その際５ａの出力電
圧（Ａ）は、ＰＷＭ出力回路２ｄから出力されるＰＷＭ
波形のパレス幅（デューティ値）により、３ａのスイッ
チング時間をコントロールすることにより決定される。
１の電圧をスイッチング手段３ａ（本例はトランジス
タ）にてスイッチングし、４ａの整流回路手段（本例
は、ショットキーダイオード，チョークコイル，電解コ
ンデンサ）にて整流して得られる。その際５ａの出力電
圧（Ａ）は、ＰＷＭ出力回路２ｄから出力されるＰＷＭ
波形のパレス幅（デューティ値）により、３ａのスイッ
チング時間をコントロールすることにより決定される。
【００１３】５ａの出力電圧はフィードバック手段６を
介して比較回路２ｃの一方に入力され、コントローラー
ＩＣ内部の基準電圧２ａと比較し、その誤差出力電圧を
基にＰＷＭパルス幅を制御することによりあらかじめ設
定された電圧値に制御される。
介して比較回路２ｃの一方に入力され、コントローラー
ＩＣ内部の基準電圧２ａと比較し、その誤差出力電圧を
基にＰＷＭパルス幅を制御することによりあらかじめ設
定された電圧値に制御される。
【００１４】本発明においては、ＰＷＭ回路２ｄの出力
に分配手段７を設け、一方の出力は３ａのスイッチング
コントロール用に供給し、もう一方を第２の電圧出力回
路のスイッチング回路３ｂに供給し、第２の出力電圧５
ｂ（Ｂ）を得る。
に分配手段７を設け、一方の出力は３ａのスイッチング
コントロール用に供給し、もう一方を第２の電圧出力回
路のスイッチング回路３ｂに供給し、第２の出力電圧５
ｂ（Ｂ）を得る。
【００１５】５ｂの出力電圧（Ｂ）は３ｂのスイッチン
グ時間により決定されるが、あらかじめ３ａとは異なる
特性のスイッチング素子を使うことにより、５ａと異な
る出力電圧を生じさせることができる。
グ時間により決定されるが、あらかじめ３ａとは異なる
特性のスイッチング素子を使うことにより、５ａと異な
る出力電圧を生じさせることができる。
【００１６】これにより、簡単な構成で、１つの比較回
路及びＰＷＭ回路を共有とすることにより２つの電源回
路を安価に構成できる。２つ以上の電源回路の場合も同
様である。
路及びＰＷＭ回路を共有とすることにより２つの電源回
路を安価に構成できる。２つ以上の電源回路の場合も同
様である。
【００１７】図１の１２は５ｂの出力電圧（Ｂ）の電圧
変動を安定化するための電圧制限手段である。電圧制限
手段１２を追加することにより、５ｂの出力電圧（Ｂ）
の軽負荷時の電圧安定度を改善することが出来る。
変動を安定化するための電圧制限手段である。電圧制限
手段１２を追加することにより、５ｂの出力電圧（Ｂ）
の軽負荷時の電圧安定度を改善することが出来る。
【００１８】図２ａ，図２ｂは本実施例のＤＣ出力特性
を示す。
を示す。
【００１９】図２ａの８は５ａの出力電圧（Ａ）の特性
を示し、９は５ｂの出力電圧（Ｂ）の特性を示す。なお
これは電圧制限手段１２を持たない場合である。
を示し、９は５ｂの出力電圧（Ｂ）の特性を示す。なお
これは電圧制限手段１２を持たない場合である。
【００２０】本例の出力電圧（Ａ）は出力電圧安定度の
要求される信号回路の電源に適する。又、出力電圧
（Ｂ）は出力安定度を必要としないが、電圧効率の要求
される各種ドライバー電源に適する。
要求される信号回路の電源に適する。又、出力電圧
（Ｂ）は出力安定度を必要としないが、電圧効率の要求
される各種ドライバー電源に適する。
【００２１】図２ａの１０はスイッチング回路３ｂのス
イッチング素子（本例はトランジスタ）の特性の異なる
ものを使用しスイッチング時間を変えて出力電圧（Ｂ）
を増大させた例である。本例の出力電圧（Ｂ）は出力電
圧（Ａ）より高い電圧を必要とする電源に適する。
イッチング素子（本例はトランジスタ）の特性の異なる
ものを使用しスイッチング時間を変えて出力電圧（Ｂ）
を増大させた例である。本例の出力電圧（Ｂ）は出力電
圧（Ａ）より高い電圧を必要とする電源に適する。
【００２２】図２ｂの１１は３ｂにスイッチング特性の
異なるものを使用し、且つ電圧制限手段１２を設けた時
の５ｂの出力電圧（Ｂ）のＤＣ出力特性を示す。
異なるものを使用し、且つ電圧制限手段１２を設けた時
の５ｂの出力電圧（Ｂ）のＤＣ出力特性を示す。
【００２３】本例の出力電圧（Ｂ）は、軽負荷時電源電
圧が高くなると使用出来ない回路(例えば電源電圧が、
使用部品の定格電圧を越える回路）に適する。
圧が高くなると使用出来ない回路(例えば電源電圧が、
使用部品の定格電圧を越える回路）に適する。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の請求項１
によれば、簡単な構成で、１つの比較回路及びＰＷＭ回
路で２つ以上の電源回路を構成できるので、効率がよ
く、安価な電源を提供できる。また、本発明の請求項２
によれば、異なった出力電圧を得る事ができる。さらに
本発明の請求項３によれば、出力電圧の低負荷時におけ
る安定度を増すことができる。
によれば、簡単な構成で、１つの比較回路及びＰＷＭ回
路で２つ以上の電源回路を構成できるので、効率がよ
く、安価な電源を提供できる。また、本発明の請求項２
によれば、異なった出力電圧を得る事ができる。さらに
本発明の請求項３によれば、出力電圧の低負荷時におけ
る安定度を増すことができる。
【図１】本発明の一実施形態であるＤＣ−ＤＣコンバー
タを示すブロック図。
タを示すブロック図。
【図２ａ】図１によるＤＣ出力特性図。
【図２ｂ】図１によるＤＣ出力特性図。
１…バッテリー電圧入力端子、２…コントローラＩＣ、
２ｃ…比較回路手段、２ｄ…ＰＷＭ回路手段、３ａ，３
ｂ…スイッチング回路手段、４ａ，４ｂ…整流回路手
段、５ａ…出力電圧（Ａ）、５ｂ…出力電圧（Ｂ）、６
…フィードバック手段、７…分配手段、８…５ａの出力
電圧（Ａ）の特性、９，１０，１１…５ｂの出力電圧
（Ｂ）の特性、１２…電圧制限手段。
２ｃ…比較回路手段、２ｄ…ＰＷＭ回路手段、３ａ，３
ｂ…スイッチング回路手段、４ａ，４ｂ…整流回路手
段、５ａ…出力電圧（Ａ）、５ｂ…出力電圧（Ｂ）、６
…フィードバック手段、７…分配手段、８…５ａの出力
電圧（Ａ）の特性、９，１０，１１…５ｂの出力電圧
（Ｂ）の特性、１２…電圧制限手段。
Claims (3)
- 【請求項１】少なくとも２種類以上の出力電圧を取り出
すＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、１つの出力電圧
（Ａ）を帰還し、基準電圧回路と比較する手段（比較回
路手段）と、比較回路手段の誤差出力電圧をパルス幅に
変換する手段（ＰＷＭ回路手段）と、入力電圧をＰＷＭ
出力でスイッチングする手段（スイッチング回路手段）
と、整流素子にて直流変換する手段（整流回路手段）を
使用して１つの出力電圧(Ａ）を出力するとともに、前
記ＰＷＭ回路手段の出力に分配手段を設け、その分配さ
れたＰＷＭの出力を使って他のスイッチング回路手段及
び、他の整流回路手段を駆動し他の出力電圧（Ｂ）を出
力することを特徴としたＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】請求項１において、各々のスイッチング回
路手段には異なる特性のスイッチング素子を使用したこ
とを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】請求項１または２において、２種類以上の
出力電圧の出力端子間に電圧制限手段を設けたことを特
徴としたＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP363798A JPH11206111A (ja) | 1998-01-12 | 1998-01-12 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP363798A JPH11206111A (ja) | 1998-01-12 | 1998-01-12 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11206111A true JPH11206111A (ja) | 1999-07-30 |
Family
ID=11563009
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP363798A Pending JPH11206111A (ja) | 1998-01-12 | 1998-01-12 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11206111A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002354822A (ja) * | 2001-05-28 | 2002-12-06 | Nec Microsystems Ltd | スイッチングレギュレータ |
| JP2018077265A (ja) * | 2016-11-07 | 2018-05-17 | コニカミノルタ株式会社 | ヒータ制御装置、ヒータ制御方法、および画像形成装置 |
-
1998
- 1998-01-12 JP JP363798A patent/JPH11206111A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002354822A (ja) * | 2001-05-28 | 2002-12-06 | Nec Microsystems Ltd | スイッチングレギュレータ |
| JP2018077265A (ja) * | 2016-11-07 | 2018-05-17 | コニカミノルタ株式会社 | ヒータ制御装置、ヒータ制御方法、および画像形成装置 |
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