JPH11206141A - インバ−タの制御方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 インバータで誘導電動機を駆動させる時に効
率と負荷応答性とを両立させることが困難であった。 【解決手段】 インバータの出力電圧指令値Ｖ0 を発生
させる。第１の補正値作成器２４で作成した力率制御信
号から成る第１の補正値Ｖa をそのまま減算器２２に加
えないで、補正値制御器２５を通して加える。補正値制
御器２５ではインバータ出力電流Ｉ0 に対して反比例的
に変化する第２の補正値を作成し、第２の補正値をリミ
ッタ値として第１の補正値を制限してリミッタ出力Ｖc
を作り、減算器２２に入力する。減算器２２の出力Ｖ0
′は電流変化に直ちに応答する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、誘導電動機の駆動
に好適なインバータの制御方法及び装置に関する。

【０００２】

【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】ＰＷＭ
制御インバータを用いて三相誘導電動機を起動する場合
に、インバータの出力周波数を徐々に高めると共に出力
電圧を徐々に高める制御方法即ちＶ／ｆ一定制御方法を
採用することは公知である。この方式において、誘導電
動機を所定回転速度まで加速制御し、所定回転速度にな
ったら出力周波数を一定に保って誘導電動機の運転を継
続すると、誘導電動機を最高効率で運転することができ
ない。誘導電動機をある負荷状態で駆動する場合におい
て最高効率を得ることができる電動機１次電圧は電動機
１次電圧をほぼ最小にする電圧である。この点に着目し
て本件特許出願人は特願平７−２６３５４９号によって
電動機が所定回転速度に達した後にインバータの出力電
圧を可変してインバータの出力電流が最低になるように
制御する方法を提案した。しかし、この方法には、イン
バータの出力電流が最低になるまでの応答時間が長いと
いう問題がある。

【０００３】電動機の高効率運転即ち省エネルギ運転す
るための別の方法として電動機の力率が一定の基準値に
なるようにインバータの出力を制御する方法が知られて
いる。この方法は、電動機の力率が軽負荷に低下して効
率が低下するのを防ぐために軽負荷時に力率が低下しな
いようにインバータの出力電圧を低減させて省エネルギ
運転を行う方法である。しかし、この方法のみでは、軽
負荷で出力電圧が低くなっている時にステップ状に負荷
が急増すると、負荷に負けて電動機の速度が低下し、そ
の後徐々に所定回転速度に戻るか、又は極端な場合には
停止するという問題がある。

【０００４】そこで、本発明の目的は、電動機のように
力率が変化する負荷の省エネルギ駆動が可能であると共
に負荷急変時の応答性に優れているインバータの制御方
法及び装置を提供することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明は、インバータの出力電圧
を指令するための出力電圧指令値を用意し、力率変動を
伴なう負荷の基準力率を示す信号を用意し、前記インバ
ータの出力電流を検出し、前記出力電流の検出値と前記
インバータの出力電圧を示す値とに基づいて前記負荷の
力率を演算し、前記演算で求めた力率値と前記基準力率
との差を示す第１の補正値を求め、前記出力電流の値の
変化範囲の少なくとも一部において前記出力電流の値の
変化に応じて変化する補正係数を決定し、前記出力電圧
指令値と前記補正係数とに基づいて、前記出力電流の大
きさに応じて前記インバータの出力電圧を変化させるた
めの第２の補正値を求め、前記第１の補正値で指示され
ている前記インバータの出力電圧の低減量が前記第２の
補正値で指示されている前記インバータの出力電圧の低
減量よりも高い時には前記第２の補正値に基づいて前記
出力電圧指令値を補正して第１の補正出力電圧指令値を
作成し、この第１の補正出力電圧指令値によって前記イ
ンバータを制御し、前記第１の補正値で指示されている
前記インバータの出力電圧の低減量が前記第２の補正値
で指示されている前記インバータの出力電圧の低減量よ
りも低い時には前記第１の補正値によって前記出力電圧
指令値を補正して第２の補正出力電圧指令値を作成し、
この第２の補正出力電圧指令値によって前記インバータ
を制御することを特徴とするインバータの制御方法に係
わるものである。なお、請求項２に示すように補正係数
は、出力電流を基準電流（好ましくは定格電流）で割算
し、これにリミッタ処理を施し、出力周波数に対応する
値又は一定値の第１の値をリミッタ処理の出力又はこれ
に対応した値から成る第２の値で割算したものであるこ
とが望ましい。また、請求項３に示すように、第２の値
はリミツタ処理を施した値の２乗の値であることが望ま
しい。また、請求項４に示すように、第１の値は、出力
周波数が所定値（例えば１０〜１５Hz）よりも高い時に
一定値（例えば１）になり、出力周波数が所定値よりも
低い時には出力周波数に対応した値になるものであるこ
とが望ましい。また、請求項５に示すように第１及び第
２の補正電圧指令値は、第２の補正値をリミッタ値とし
て第１の補正値をリミッタ処理し、このリミッタ処理の
出力を出力電圧指令値から減算して作成することが望ま
しい。また、請求項６に示すように、請求項１の方法を
実施するための装置を構成することが望ましい。

【０００６】

【発明の効果】各請求項の発明によれば、力率を基準力
率に近づけるようにインバータ出力電圧を制御するのみ
でなく、インバータの出力電流の大きさに応じてインバ
ータの出力電圧を制御する。このため、負荷が小さい時
に出力電圧が低くなり過ぎることを防ぐことができる。
即ち、省エネルギのために単に力率を基準力率に近づけ
るように制御し、この結果インバータの出力電圧が低下
すると、負荷の急増時に応答性が悪くなる。これに対し
て本発明においては、出力電流値に応じてインバータの
出力電圧の低下の程度を変えている。これにより、負荷
変化時の応答性の向上と効率の向上（省エネルギ）とを
両立させることができる。なお、請求項２〜６によれ
ば、請求項１の方法をより確実に達成することができ
る。

【０００７】

【実施形態及び実施例】次に、図１〜図８を参照して本
発明の実施形態及び実施例を説明する。図１に示す誘導
電動機４を駆動するためのインバータ装置は、３相交流
電源端子１に接続された３相整流平滑回路２と、この一
対の直流出力端子２ａ、２ｂ間に接続された３相インバ
ータ回路３と、ＰＷＭパルス形成回路５と、電流検出器
６ａ、６ｂ、６ｃと、電流検出器６ａ、６ｂ、６ｃに接
続された実効値演算器６と、出力周波数指令発生器７
と、基準力率発生器８と、出力電圧指令値演算器９とか
ら成る。なお、ＰＷＭパルス形成回路５の大部分と電流
実効値演算器６の大部分と出力周波数指令発生器７と基
準力率発生器８と出力電圧指令値演算器９とは、マイク
ロプロセッサ（マイコン）又はＤＳＰから成るディジタ
ル回路で構成されているが、理解を容易にするために等
価的にブロックで示されている。

【０００８】インバータ回路３は周知の３相ブリッジ型
インバータ回路であって、６個のＩＧＢＴ即ち絶縁ゲー
ト・バイポーラ・トランジスタから成る第１〜第６のス
イッチＱ1 〜Ｑ6 を３相ブリッジ接続し、各スイッチＱ
1 〜Ｑ6 に逆並列に帰還用ダイオードＤ1 〜Ｄ6 を接続
したものである。即ち、第１及び第２のスイッチＱ1、
Ｑ2 の直列回路から成る第１相アームと、第３及び第４
のスイッチＱ3 、Ｑ4の直列回路から成る第２相アーム
と、第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 の直列回路から
成る第３相アームを直流電源端子として整流平滑回路２
の出力端子２ａ、２ｂにそれぞれ接続し、各相アームの
中点から出力ライン３ａ、３ｂ、３ｃを導出したもので
ある。

【０００９】力率が変動する負荷としての誘導電動機４
は、１次巻線４ａ、４ｂ、４ｃから成る固定子の他に回
転子（図示せず）を有し、この回転子に負荷の変化に合
わせて省エネルギ運転が要求される例えばファン、ポン
プ等が結合されているものである。なお、この実施例で
は１次巻線４ａ、４ｂ、４ｃがＹ結線され、インバータ
回路３の出力ライン３ａ、３ｂ、３ｃに接続されてい
る。

【００１０】ＰＷＭパルス形成回路５は、インバータ回
路３のスイッチＱ1 〜Ｑ6 を制御するためのＰＷＭ（パ
ルス幅変調）制御信号を形成し、これをスイッチＱ1 〜
Ｑ6のゲート（制御端子）に供給するものであり、図２
に等価的に示すように構成されている。このＰＷＭパル
ス形成回路５は、第１、第２及び第３相制御信号形成回
路５ａ、５ｂ、５ｃと分配回路１０とから成る。第１相
制御信号作成回路５ａは、正弦波信号発生手段１１と三
角波信号発生手段１２と、コンパレータ１３と、電圧制
御用乗算器１４とから成る。第２相及び第３相制御信号
作成回路５ｂ、５ｃは、第１相制御信号作成回路５ａと
実質的に同一に構成されている。但し、第２相及び第３
相制御信号作成回路５ｂ、５ｃにおける第１相制御信号
作成回路５ａの正弦波信号発生手段１１に相当するもの
は第１相の正弦波に対して１２０度及び２４０度の位相
差を有する正弦波信号を発生する。また、第２相及び第
３相制御信号作成回路５ｂ、５ｃにおいては三角波信号
発生手段１２に相当するものが省略されており、第１相
の三角波信号発生手段１２が兼用されている。勿論、第
２相及び第３相制御信号作成回路５ｂ、５ｃにも独立に
三角波信号発生手段を設け、これを第１相の三角波信号
発生手段１２に同期させることができる。また、第２相
及び第３相制御信号作成回路５ａ、５ｂに独立に正弦波
信号発生手段を設ける代りに、第１相の正弦波信号発生
手段１１から発生させた正弦波に対して遅延手段によっ
て１２０度及び２４０度の遅れを与えて第２相及び第３
相の正弦波を得ることができる。

【００１１】正弦波信号発生手段１１は変換回路２をイ
ンバータ動作させる時に正弦波信号を発生する。この正
弦波信号は例えばＲＯＭ（リード・オンリー・メモリ）
に格納された正弦波データの読み出しによって得る。正
弦波信号発生手段１１の出力は乗算器１４を介してコン
パレータ１３の入力となる。乗算器１４は図１の出力電
圧指令値演算器９の出力ライン９ａの出力電圧指令値Ｖ
0 ′を正弦波信号に乗算し、コンパレータ１３に送ると
共にライン９ｂで図１の出力電圧指令値演算器９に送る
ものである。乗算器１４からは出力電圧指令値Ｖ0 ′で
振幅制御された正弦波電圧Ｖacが得られる。この正弦波
電圧Ｖacはコンパレータ１３で図５（Ａ）に示す三角波
電圧Ｖt と比較される。この結果、コンパレータ１３か
らは図５（Ｂ）に示すＰＷＭパルス即ちスイッチ制御信
号が得られる。なお、三角波電圧Ｖt の繰返し周波数は
正弦波電圧Ｖacの周波数よりも十分に高く設定されてい
る。ライン９ａの出力電圧指令値Ｖ0 ′によって図５の
正弦波電圧Ｖacの振幅が制御されるので、出力電圧指令
値Ｖ0 ′の変化によって図５（Ｂ）のＰＷＭパルスの幅
が変化し、インバータ回路３の出力電圧が変化する。第
２相及び第３相制御信号作成回路５ｂ、５ｃの正弦波電
圧は図５（Ａ）の正弦波電圧Ｖacに対して１２０度及び
２４０度の遅れを有するものである。従って、第１相、
第２相及び第３相の正弦波は図６に示すインバータの基
準相電圧Ｖu、Ｖv 、Ｖw に対応したものになる。な
お、コンパレータ１３がディジタル比較手段の場合には
この出力段にディジタル・アナログ変換器を設ける。ま
た、コンパレータ１３がアナログの電圧比較器の場合に
は、両方の入力ラインにディジタル・アナログ変換器を
設ける。

【００１２】分配回路１０は、第１、第２、第３相制御
信号作成回路５ａ、５ｂ、５ｃの出力パルスをインバー
タ回路３のスイッチＱ1 〜Ｑ6 に分配する。詳細には、
第１相制御信号作成回路５ａのＰＷＭパルスを図６
（Ｂ）（Ｃ）に示すように第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 に分配し、第２相制御信号作成回路５ｂのＰＷ
Ｍパルスを図６（Ｄ）（Ｅ）に示すように第３及び第４
のスイッチＱ3 、Ｑ4 に分配し、第３相制御信号作成回
路５ｃのＰＷＭパルスを図６（Ｆ）（Ｇ）に示すように
第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 に分配する。図６で
は各スイッチＱ1 〜Ｑ6 を１周期中の１８０度期間のみ
制御しているが、１周期中の１２０度期間のみ制御する
ように変形すること、又は１周期中の全期間制御するよ
うに構成することができる。１周期中の全期間制御する
場合には、第１及び第２のスイッチＱ1、Ｑ2 を互いに
反対動作させ、第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 も互
いに反対動作させ、第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6
も互いに反対動作させる。

【００１３】図１の電流実効値演算器６は、磁電変換素
子又は変流器等から成る電流検出器ＣＴ1 、ＣＴ2 、Ｃ
Ｔ3 で検出した電流をアナログ・ディジタル変換し、こ
の瞬時値をライン６ｂに出力し、また瞬時値に基づいて
各相の出力電流の実効値を求めてライン６ａに出力する
ものである。なお、電流検出器ＣＴ1 、ＣＴ2 、ＣＴ3
のいずれか１つを省き、省かれた相の電流を別の２つの
相の電流から演算で求めることもできる。本実施例では
インバータの３相の出力電流の実効値の平均を求めて出
力ライン６ａに送出し、これを出力電圧制御に利用して
いる。もし、出力電圧指令値演算器が各相毎に独立に設
けられている場合には第１、第２、第３相の電流の実効
値をそれぞれの出力電圧指令値演算器に送る。

【００１４】出力周波数指令発生器７は、操作パネルの
操作スイッチ（図示せず）等に基づく周波数設定信号に
応答して出力周波数指令をライン７ａに送出するもので
ある。誘導電動機４の回転速度はインバータの出力周波
数に対応するので、回転速度を変える時には出力周波数
指令を変える。

【００１５】基準力率発生器８は、基準力率（例えば
０．８）を示す信号を発生するものであり、ライン８ａ
によってこの基準力率を出力電圧指令値演算器９に送
る。なお、基準力率は電動機４を省エネルギ駆動するた
めの制御に使用する。

【００１６】出力電圧指令値演算器９は、ライン６ａ及
び６ｂから与えられる出力電流値を示すデータ、ライン
７ａから与えられる出力周波数指令、ライン８ａから与
えられる基準力率を示す信号に基づいて電動機４を省エ
ネルギ駆動すると共に、電動機４の負荷（図示せず）ト
ルクが急増した時でも電動機４の回転速度の変動を抑制
することができる出力電圧指令値を作成するものであ
り、図３に示すように構成されている。更に詳しく説明
すると、この出力電圧指令値演算器９は等価的に出力電
圧指令発生器２１と、減算器２２と、力率演算器２３
と、第１の補正値作成器２４と、補正値制御器２５とか
ら成る。

【００１７】出力電圧指令発生器２１はライン７ａの出
力周波数指令ｆ0 に比例した出力電圧指令Ｖ0 を発生す
る。図７の特性線Ａは出力周波数指令ｆ0 の変化と出力
電圧指令Ｖ0 との関係を示す。なお、低周波数時即ち低
回転速度時において電動機４を確実に回転させるために
周波数ｆ1 （例えば１０〜１５Hz）よりも低い領域では
一定電圧Ｖ1 を出力電圧指令とする。本実施例では出力
電圧指令発生器２１から得られた出力電圧指令Ｖ0 をそ
のまま出力電圧指令出力ライン９ａに送出しないで、減
算器２２を通して出力する。減算器２２は出力電圧指令
発生器２１から得られた出力電圧指令Ｖ0 から補正値制
御器２５の出力ライン２５ａの補正値Ｖc を減算して補
正出力電圧指令値Ｖ0′を出力する。なお、補正値Ｖc
は出力電圧指令値Ｖ0 よりも小さな値を有し、電動機４
の力率及び入力電流に応じて変化する。また、本実施例
では補正出力電圧指令値Ｖ0 ′が図７の特性線Ａと特性
線Ｂとの間の領域の値をとる。

【００１８】力率演算器２３はライン６ａのインバータ
出力電流値Ｉ0 とライン９ａの補正出力電圧指令値Ｖ0
′と出力電流の瞬時値と出力電圧の瞬時値とに基づい
て電動機４の力率cos θを演算する。インバータ回路３
が正常に動作すれば補正出力電圧指令値Ｖ0 ′に対応し
たインバータ出力電圧が得られるので、インバータ回路
３の出力電圧を直接に検出しなくてもこの情報を補正出
力電圧指令値Ｖ0 ′から得ることができる。但し、必要
に応じてインバータ回路３の出力電圧検出器を設け、こ
こから得られた電圧を力率演算器２３に入力させること
ができる。周知のように力率cos θはＰ／Ｖ0 ′Ｉ0 で
求めることができる。ここで、電力Ｐはインバータの出
力電圧の瞬時値と出力電流の瞬時値とで求める。出力電
圧の瞬時値はライン９ｂによって図２の乗算器１４の出
力段から得る。なお、インバータ回路３の出力電圧を検
出し、ここから出力電圧の瞬時値を得ることもできる。
インバータ出力電流の瞬時値は電流実効値演算器６の電
流瞬時値を示す情報を含むライン６ｂから得る。

【００１９】図３の第１の補正値作成器２４はライン８
ａから得られた基準力率cos θr （例えば０．８）から
力率演算器２３から得られた実際の電動機４の力率cos
θを減算して第１の補正値Ｖa を得るものである。即
ち、この補正値作成器２４はＶa ＝cos θr −cos θを
演算するものであって、力率制御器とも呼ぶことができ
るものである。

【００２０】補正値制御器２５はライン２４ａによって
第１の補正値作成器２４に接続され、また電流実効値ラ
イン６ａに接続され、また周波数指令ライン７ａに接続
され、またライン２１ａによって出力電圧指令発生器２
１に接続されている。この補正値制御器２５は、第１の
補正値作成器２４から得られた第１の補正値Ｖa を出力
電流Ｉ0 及び周波数ｆ0 に基づいて制御するものであっ
て、図４に示すように構成されている。即ち、補正値制
御器２５は、リミッタ３１と、基準電流発生器３２と、
第１の割算器３３と、下限リミッタ３４と、第１の乗算
器３５と、第２の割算器３６と、上限リミッタ３７と、
ゲイン調整器３８と、第２の乗算器３９とから成る。

【００２１】リミッタ３１は、ライン２４ａの第１の補
正値Ｖa を乗算器３９から得られた第２の補正値Ｖb で
リミッタ処理（制限処理）して出力電圧補正値Ｖc を出
力するものである。第１の補正値Ｖa は力率制御信号で
あって、電動機４の負荷変動に応じて変化し、第２の補
正値Ｖb も負荷変動に応じて変化する。従って、リミッ
タ３１におけるリミッタレベルは一定でない。図８は軽
負荷時のリミッタ３１の入出力関係を示す。第１の補正
値Ｖa の０〜Ｖa4の範囲はリミッタレベルとしての第２
の補正値Ｖb2以下であるので、リミッタ３１の出力は第
１の補正値Ｖaに比例して変化する。第１の補正値Ｖa
が第２の補正値Ｖb 即ち軽負荷時のＶb2と同一のＶa4以
上になると、リミッタ３１の出力は第２の補正値Ｖb
（軽負荷時のＶb2）になる。なお、軽負荷時には図８の
主として第１の補正値Ｖa がＶa4よりも高い領域で動作
する。電動機４の負荷が重負荷又は定格負荷の場合に
は、力率が良くなるために第１の補正値Ｖa が小さくな
り、またインバータ出力電流Ｉ0 が大きくなるために、
これに反比例的に第２の補正値Ｖb が小さくなる。この
結果、重負荷時のリミッタ３１の入出力関係は図９とな
る。即ち、第１の補正値Ｖa が図８のＶa4よりも低いＶ
a2になった時に第２の補正値Ｖb ＝Ｖb1に達し、リミッ
タ３１の出力ＶcはＶa2以上で第２の補正値Ｖb ＝Ｖb1
になる。図９の重負荷時の第２の補正値Ｖb1は図８の軽
負荷時の第２の補正値Ｖb2よりも低い。リミッタ３１の
出力ライン２５ａの出力電圧補正値Ｖc は図３の減算器
２２の負入力端子に入力しているので、リミッタ３１か
ら出力される出力電圧補正値Ｖc が高い程、インバータ
出力電圧即ち補正された出力電圧指令値Ｖ0 ′は低くな
る。

【００２２】次に、図４に示す第２の補正値Ｖb の作成
手段を、上限リミッタ３７の入出力関係を示す図１０、
及び軽負荷から重負荷に変化した時の各部の状態を示す
図１１を参照して説明する。図４の基準電流発生器３２
は電動機４の定格電流に対応する基準電流値Ｉr を発生
する。第１の割算器３３はライン６ａの出力電流Ｉ0 を
基準電流Ｉr で割算してＩa＝Ｉ0 ／Ｉr の値を求め
る。この第１の割算器３３の出力Ｉa は出力電流Ｉ0 の
基準電流Ｉr に対する割合を示し、通常は１よりも小さ
い値を有する。第１の割算器３３に接続された下限リミ
ッタ３４は、割算出力Ｉa の下限リミッタ値（例えば
０．２５〜１）を決めるものであり、図１１（Ａ）
（Ｂ）でＬ1 で示されている。従って、図１１（Ａ）の
ｔ1 以前に示すように下限リミッタ３４の入力が下限リ
ミッタ値Ｌ1 よりも低い時には図１１（Ｂ）に示すよう
に下限リミッタ３４の出力Ｉb は下限リミッタ値Ｌ1 に
なる。ｔ1 以後においては下限リミッタ３４の入力Ｉa
が下限リミッタ値Ｌ1 よりも大きいので、下限リミッタ
３４の出力Ｉb は入力Ｉa と同一になる。インバータ出
力電圧指令値Ｖ0 ′は図１１（Ｂ）と図１１（Ｅ）との
関係から明らかなように下限リミッタ３４の出力Ｉb に
比例的に変化するので、ｔ0 〜ｔ1 区間で下限リミッタ
３４の出力が入力よりも高められたということは、イン
バータ出力電圧を高める方向に第２の補正値Ｖb を補正
したことを意味する。この結果、下限リミッタ３４は、
電動機４の負荷が小さい時にインバータ出力電圧が図７
の特性線Ｂよりも低くなることを防ぐように機能する。
下限リミッタ３４に接続された第１の乗算器３５は第２
の割算器３６の分母のゲインを調整するものであって、
この実施例では下限リミッタ３４の出力Ｉb の２乗の値
Ｉc を出力する。第１の乗算器３５の出力Ｉc が分母に
入力する第２の割算器３６は、インバータの出力周波数
を考慮して補正係数Ｋを求める。出力周波数ｆ0 のライ
ン７ａに接続された上限リミッタ３７は、図１０に示す
ように周波数ｆ0 がｆ1 （例えば１５Ｈｚ）以下の範囲
では周波数を制限しないが、ｆ1 （１５Ｈｚ）よりも高
い領域では一定値（例えば１）に制限するものである。
この上限リミッタ３７は省エネルギ運転の実質的な開始
周波数を決定する機能を有する。上限リミッタ３７で決
定された比較的低い制限周波数（例えば１５Ｈｚ）より
も低い周波数帯域で出力電圧の大幅な低下を伴う省エネ
ルギ運転を行うと、電動機４の円滑な回転が不可能にな
る恐れがある。従って、図７に示すように例えば周波数
ｆ1 よりも低い領域では特性線Ｂの傾きが緩るくなり、
低い周波数であるにも拘らず比較的高い電圧が電動機４
に供給される。なお、上限リミッタ３７をコンパレータ
に置き換え、図１０の周波数ｆ1 よりも低い領域でｆa
を０にし、ｆ1 よりも高い領域で１とすることも可能で
ある。この場合には出力周波数ｆ0 が０〜ｆ1 の区間で
図７の特性線Ａの出力電圧がそのまま電動機４に供給さ
れる。上限リミッタ３７に接続されたゲイン調整器３８
は第２の割算器３６の分母との整合性をとるようにゲイ
ンを調整するものである。第２の割算器３６では、図１
０に示すリミッタ出力ｆa をゲイン調整したものを分子
とし、インバータ出力電流Ｉ0 に対応する乗算器３５の
出力Ｉc を分母とした演算が実行される。従って、出力
周波数ｆ0 がｆ1 （１５Ｈｚ）以上では一定値の分子を
分母のＩc で割算していることになり、この割算器３６
の出力Ｋは出力電流Ｉ0 に反比例的に変化する。第２の
乗算器３９はインバータ出力電圧指令値Ｖ0 に割算器３
６のＫを乗算して第２の補正値Ｖb ＝ＫＶ0 を出力す
る。この第２の補正値Ｖb は出力電流Ｉ0が大きいほど
小さくなる。なお、出力電流Ｉ0 が一定であり且つ出力
周波数ｆ0 がｆ1 （１５Ｈｚ）以上の場合には割算器３
６から得られる補正係数Ｋは周波数の変化に無関係の一
定値になる。補正係数Ｋが一定であっても、出力電圧指
令値Ｖ0 は周波数指令ｆ0 に応じて変化するので、補正
後の最低出力電圧指令値Ｖ0 ′を示す図７の特性線Ｂは
周波数に応じて変化している。しかし、特性線ＡとＢと
の間の可変範囲幅の特性線Ａの値に対する割合はｆ1 〜
ｆ2 区間の各周波数で同一である。

【００２３】今、図４のリミッタ３１を設けないで、ラ
イン２４ａの第１の補正値Ｖa をライン２５ａに送出
し、Ｖa ＝Ｖc とすれば、図７の出力周波数ｆ2 の時に
例えば図３の減算器２２から図７の例えばＶ3 で示す出
力電圧指令Ｖ0 ′が発生する。一方、本実施例に従って
リミッタ３１を設けると、従来と同一出力周波数、同一
出力電流の時に第２の補正値Ｖb による補正が加算さ
れ、図７のＶ4 で示す出力電圧指令Ｖ0 ′が得られる。
なお、図７で周波数ｆ2 における出力電圧可変範囲はＶ
2 〜Ｖ5 である。

【００２４】図１１を参照して負荷変動による制御の変
化を説明する。電流（実効値）Ｉ0が図１１のｔ1 時点
で急増すると、出力電流Ｉ0 に対応する割算器３３の出
力Ｉa 、及び下限リミッタ３４の出力Ｉb が図１１
（Ａ）（Ｂ）に示すように大きくなる。一方、第２の補
正値Ｖb は図１１（Ｃ）に示すように出力電流Ｉ0 に反
比例的に変化し、Ｖb2からＶb1に下る。第２の補正値Ｖ
b はｔ1 以前の軽負荷時には第１の補正値Ｖa よりも低
くなるように調整されているので、リミッタ３１による
制限動作が生じ、リミッタ３１の出力Ｖc は図１１
（Ｄ）に示すように第２の補正値Ｖb となる。ｔ1 時点
で出力電流Ｉ0 が急増すると、第１の補正値（力率制御
信号）Ｖa は図１１（Ｃ）に示すように低下する。しか
し、閉ループ制御の応答遅れによって第１の補正値Ｖa
の急激な低下は生じない。従って、もし、第１の補正値
Ｖa をそのまま出力電圧の補正値に使用すると、出力電
圧不足による回転速度の低下が生じる。これに対し、本
実施例では第２の補正値Ｖb がｔ1時点でＶb2からＶb1
に低下し、図１１（Ｄ）に示すようにリミッタ３１の出
力Ｖc はｔ1 〜ｔ2 区間で第２の補正値Ｖb ＝Ｖb1に保
たれる。Ｖb1はＶb2よりも低い値であるので、図３の減
算器２２における減算量が少なくなり、インバータ出力
電圧指令値Ｖ0 ′は図１１（Ｅ）に示すようにｔ1 時点
でＶ01からＶ02に上り、負荷急増による回転速度の低下
を抑制する。負荷が比較的大きいために第１の補正値Ｖ
a が図１１（Ｃ）に示すようにｔ2 時点で第２の補正値
Ｖb ＝Ｖb1を横切ると、リミッタ３１による制限動作が
解除され、図１１（Ｄ）に示すようにリミッタ３１の出
力Ｖc は第１の補正値Ｖa を出力する。ｔ2 以後におけ
る第１の補正値Ｖa は第２の補正値Ｖb ＝Ｖb1よりも低
いので、ｔ2 以後に出力電圧指令値Ｖ0 ′は図１１
（Ｅ）に示すようにｔ1 〜ｔ2 区間のＶ02よりも高いＶ
03となる。ｔ2 以後では、第１の補正値Ｖa 即ち力率制
御信号で力率を基準力率にするように出力電圧が制御さ
れるので、高効率運転状態となり、電力損失の低減即ち
省エネルギが達成される。また、ｔ2 以前の第２の補正
値Ｖb による制御期間においても、インバータ出力電圧
は特性線Ａよりも低い電圧とされているので、電力損失
の低減効果が得られる。

【００２５】上述から明らかなように、本実施例によれ
ば省エネルギ性向上と負荷応答性向上とを両立させるこ
とができる。

【００２６】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 整流平滑回路２を単相全波又は単相半波又は三
相半波二相全波又は二相半波等の整流回路に変えること
ができる。 （２） 図１の符号５〜９で示す部分をマイコンで構成
しないで個別回路又はアナログ回路で構成することがで
きる。 （３） 図４の下限リミッタ３４及び上限リミッタ３７
の一方又は両方を省いた構成にすることができる。 （４） 第２の補正値Ｖb を出力電圧指令値Ｖ0 及び出
力電流Ｉ0 で連続的に変化させないで、多段階に変化さ
せるように構成することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例の誘導電動機とインバータを示す回路図
である。

【図２】図１のＰＷＭパルス形成回路を詳しく示すブロ
ック図である。

【図３】図１の出力電圧指令値演算器を詳しく示すブロ
ック図である。

【図４】図３の補正値制御器を詳しく示すブロック図で
ある。

【図５】図２のコンパレータの入出力を示す波形図であ
る。

【図６】図１のインバータの各相の出力電圧と各相のス
イッチのＰＷＭパルスによる制御区間とを示す波形図で
ある。

【図７】インバータの出力周波数指令と出力電圧指令と
の関係を示す特性図である。

【図８】重負荷時の図４のリミッタの入出力Ｖa 、Ｖb
、Ｖc を示す図である。

【図９】軽負荷又は無負荷時の図４のリミッタの入出力
Ｖa 、Ｖb 、Ｖc を示す図である。

【図１０】図４の上限リミッタの入出力ｆ0 、ｆa を示
す図である。

【図１１】図３及び図４の各部の状態を示す波形図であ
る。

【符号の説明】

３ インバータ回路 ４ 電動機 ５ ＰＷＭパルス形成回路 ６ 電流実効値演算器 ９ 出力電圧指令値演算器 ２５ 補正値制御器 ３１ リミッタ

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 インバータの出力電圧を指令するための
   出力電圧指令値を用意し、 力率変動を伴なう負荷の基準力率を示す信号を用意し、 前記インバータの出力電流を検出し、 前記出力電流の検出値と前記インバータの出力電圧を示
   す値とに基づいて前記負荷の力率を演算し、 前記演算で求めた力率値と前記基準力率との差を示す第
   １の補正値を求め、前記出力電流の値の変化範囲の少な
   くとも一部において前記出力電流の値の変化に応じて変
   化する補正係数を決定し、 前記出力電圧指令値と前記補正係数とに基づいて、前記
   出力電流の大きさに応じて前記インバータの出力電圧を
   変化させるための第２の補正値を求め、 前記第１の補正値で指示されている前記インバータの出
   力電圧の低減量が前記第２の補正値で指示されている前
   記インバータの出力電圧の低減量よりも高い時には前記
   第２の補正値に基づいて前記出力電圧指令値を補正して
   第１の補正出力電圧指令値を作成し、この第１の補正出
   力電圧指令値によって前記インバータを制御し、前記第
   １の補正値で指示されている前記インバータの出力電圧
   の低減量が前記第２の補正値で指示されている前記イン
   バータの出力電圧の低減量よりも低い時には前記第１の
   補正値によって前記出力電圧指令値を補正して第２の補
   正出力電圧指令値を作成し、この第２の補正出力電圧指
   令値によって前記インバータを制御することを特徴とす
   るインバータの制御方法。
2. 【請求項２】 前記補正係数は、 前記出力電流を基準電流で割算し、 この割算の出力値に対してリミッタ処理を施し、 一定値又は前記インバータの出力周波数に対応する第１
   の値を前記リミッタ処理を施した値又はこれに対応した
   第２の値で割算したものであることを特徴とする請求項
   １記載のインバータの制御方法。
3. 【請求項３】 前記第２の値は前記リミッタ処理を施し
   た値を２乗した値であることを特徴とする請求項２記載
   のインバータの制御方法。
4. 【請求項４】 前記第１の値は、前記インバータの出力
   周波数が所定周波数よりも高い時に一定値となり、前記
   出力周波数が前記所定周波数よりも低い時には前記出力
   周波数に対応した値になるものである請求項２又は３記
   載のインバータの制御方法。
5. 【請求項５】 前記第１及び第２の補正値による前記第
   １及び第２の補正指令電圧値の作成は、前記第２の補正
   値をリミッタ値として前記第１の補正値をリミッタ処理
   し、このリミッタ処理後の出力値を前記出力電圧指令値
   から減算して補正指令電圧値を得ることである請求項１
   又は２又は３又は４記載のインバータの制御方法。
6. 【請求項６】 インバータの出力電圧を指令するための
   出力電圧指令値発生手段と、 前記力率変動を伴なう負荷の基準力率を示す信号を発生
   する基準力率発生手段と、 前記インバータの出力電流の検出手段と、 前記出力電流の検出値と前記インバータの出力電圧を示
   す値とに基づいて前記負荷の力率を演算する力率演算手
   段と、 前記力率演算手段で求めた力率値と前記基準力率との差
   を示す第１の補正値を求める演算手段と、 前記出力電流の検出手段で検出された出力電流の変化範
   囲の少なくとも一部において前記出力電流の値の変化に
   応じて変化する補正係数を演算する手段と、 前記出力電圧指令値と前記補正係数とに基づいて、前記
   出力電流の大きさに応じて前記インバータの出力電圧を
   変化させるための第２の補正値を求める演算手段と、 前記第１の補正値で指示されている前記インバータの出
   力電圧の低減量が前記第２の補正値で指示されている前
   記インバータの出力電圧の低減量よりも高い時には前記
   第２の補正値を出力し、前記第１の補正値で指示されて
   いる前記インバータの出力電圧の低減量が前記第２の補
   正値で指示されている前記インバータの出力電圧の低減
   量よりも低い時には第１の補正値を出力するリミッタ手
   段と、 前記出力電圧指令値から前記リミツタ手段の出力を減算
   して補正出力電圧指令値を得る手段と、 前記補正出力電圧指令値に対応した出力電圧が得られる
   ように前記インバータのスイッチの制御信号を形成する
   手段とを備えていることを特徴とするインバータの制御
   装置。