JPH11215093A - 直交周波数分割多重変調方式の伝送帯域可変方法及びその装置 - Google Patents
直交周波数分割多重変調方式の伝送帯域可変方法及びその装置Info
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- JPH11215093A JPH11215093A JP10014033A JP1403398A JPH11215093A JP H11215093 A JPH11215093 A JP H11215093A JP 10014033 A JP10014033 A JP 10014033A JP 1403398 A JP1403398 A JP 1403398A JP H11215093 A JPH11215093 A JP H11215093A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＯＦＤＭ信号の伝送において、帯域周波数の
可変を容易に行う構成の提供と、受信側において帯域可
変に自動追従すると機能の付加を目的とする。 【解決手段】 送信部の動作タイミングとレートを決定
するクロックの周期を、一律に変更するクロックレート
変換部を設け、かつ、受信側は再生クロックレートを検
出したフレーム情報周期によって制御する機能を付加し
たこと特徴とするＯＦＤＭ伝送装置。
可変を容易に行う構成の提供と、受信側において帯域可
変に自動追従すると機能の付加を目的とする。 【解決手段】 送信部の動作タイミングとレートを決定
するクロックの周期を、一律に変更するクロックレート
変換部を設け、かつ、受信側は再生クロックレートを検
出したフレーム情報周期によって制御する機能を付加し
たこと特徴とするＯＦＤＭ伝送装置。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重変調方式のディジタル伝送装置に関する。
重変調方式のディジタル伝送装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、ヨーロッパやアメリカ及び日本で
は、テレビジョン放送のディジタル化が検討されている
が、その変調方式としては、ＯＦＤＭ(Orthogonal Freq
uencyDivision Multiplex)変調方式の採用が有力視され
ている。該ＯＦＤＭ変調方式は、マルチキャリア変調方
式の一種で、多数のディジタル変調波を加え合わせたも
ので、このときの各キャリアの変調方式には、ＱＰＳＫ
(Quadrature Phase Shift Keying)方式等が用いられ
る。そして、このＯＦＤＭ信号を式で表現すると、以下
のように表される。まず、各キャリアのＱＰＳＫ信号を
αk(t)とすると、これは式(１)で表せる。 αk(t)＝ａk(t)×cos(2πkft)＋ｂk(t)×sin(2πkft) ……………（１） ここで、ｋはキャリアの番号を示し、ａk(t)、ｂk(t)
は、ｋ番目のキャリアのデータで、［−１］または
［１］の値をとる。次に、キャリアの本数をＮとする
と、ＯＦＤＭ信号はＮ本のキャリアの合成であり、これ
をβk(t)とすると、これは次の式(２)で表すことができ
る。 βk(t)＝Σαk(t) ………………………………………………（２） ここで、ｋ＝１〜Ｎ の値をとる。
は、テレビジョン放送のディジタル化が検討されている
が、その変調方式としては、ＯＦＤＭ(Orthogonal Freq
uencyDivision Multiplex)変調方式の採用が有力視され
ている。該ＯＦＤＭ変調方式は、マルチキャリア変調方
式の一種で、多数のディジタル変調波を加え合わせたも
ので、このときの各キャリアの変調方式には、ＱＰＳＫ
(Quadrature Phase Shift Keying)方式等が用いられ
る。そして、このＯＦＤＭ信号を式で表現すると、以下
のように表される。まず、各キャリアのＱＰＳＫ信号を
αk(t)とすると、これは式(１)で表せる。 αk(t)＝ａk(t)×cos(2πkft)＋ｂk(t)×sin(2πkft) ……………（１） ここで、ｋはキャリアの番号を示し、ａk(t)、ｂk(t)
は、ｋ番目のキャリアのデータで、［−１］または
［１］の値をとる。次に、キャリアの本数をＮとする
と、ＯＦＤＭ信号はＮ本のキャリアの合成であり、これ
をβk(t)とすると、これは次の式(２)で表すことができ
る。 βk(t)＝Σαk(t) ………………………………………………（２） ここで、ｋ＝１〜Ｎ の値をとる。
【０００３】ＯＦＤＭ信号は、上記信号単位から構成さ
れる。 この信号単位シンボルは、例えば、有効サンプ
ル１０２４サンプルのデータに、ガードインターバルデ
ータ３２サンプルを付加した、１０５６サンプルのシン
ボル３９６組に、４組の同期シンボルを付加した全４０
０シンボルからなるフレームと呼ぶ、ストリーム単位の
繰り返しで構成されている。図６は、ＯＦＤＭ変復調装
置の基本構成を示すブロック図である。以下、ＯＦＤＭ
変復調装置の構成と動作について、図７も用いて説明す
る。連続的に入力されるデータＤinは、レート変換部１
でレート変換され、例えば４００シンボルからなるフレ
ーム周期毎に、後述の同期シンボル期間に対応する４シ
ンボル期間と、各情報シンボルにおける、２７３から７
５２サンプルまでの期間に対応する不要キャリア用ブラ
ンクを除いた期間に、データＤiiとして出力される。な
おレート変換部１は、他の各部に同期シンボル期間の開
始を示すＦＳＴ信号をフレーム周期である４００シンボ
ル毎に出力する。符号化部２Ｔは、入力データを符号化
し、ＩとＱの２軸にマッピングした符号化データＲfと
Ｉfを出力する。
れる。 この信号単位シンボルは、例えば、有効サンプ
ル１０２４サンプルのデータに、ガードインターバルデ
ータ３２サンプルを付加した、１０５６サンプルのシン
ボル３９６組に、４組の同期シンボルを付加した全４０
０シンボルからなるフレームと呼ぶ、ストリーム単位の
繰り返しで構成されている。図６は、ＯＦＤＭ変復調装
置の基本構成を示すブロック図である。以下、ＯＦＤＭ
変復調装置の構成と動作について、図７も用いて説明す
る。連続的に入力されるデータＤinは、レート変換部１
でレート変換され、例えば４００シンボルからなるフレ
ーム周期毎に、後述の同期シンボル期間に対応する４シ
ンボル期間と、各情報シンボルにおける、２７３から７
５２サンプルまでの期間に対応する不要キャリア用ブラ
ンクを除いた期間に、データＤiiとして出力される。な
おレート変換部１は、他の各部に同期シンボル期間の開
始を示すＦＳＴ信号をフレーム周期である４００シンボ
ル毎に出力する。符号化部２Ｔは、入力データを符号化
し、ＩとＱの２軸にマッピングした符号化データＲfと
Ｉfを出力する。
【０００４】ＩＦＦＴ(Inverse Fast Fourier Transfor
m：逆フーリエ変換)部３Ａは、符号化データＲfとＩfを
周波数成分と見なし、１０２４サンプルからなる時間軸
信号ＲとＩに変換する。ガード付加部３Ｂは、１０２４
サンプルからなる信号ＲとＩの開始期間波形の例えば最
初の３２サンプルの波形を１０２４サンプル後に付加
し、合計１０５６サンプルの時間波形信号ＲｇとＩｇを
出力する。同期シンボル挿入部５は、当該情報シンボル
ｍ個ごとに、予めメモリ等に記憶された、例えば４シン
ボルからなる同期シンボルの挿入された信号ＲsgとＩsg
を作成、出力する。この信号は、直交変調処理部８にて
直交変調され、図７の（ｂ）に示すようなフレーム構成
のＯＦＤＭ変調波信号となり、送信側から受信側に送信
される。なお、クロック発振器１１からのクロックＣＫ
は各部に供給される。送信されたＯＦＤＭ変調波は、受
信側の直交復調処理部９にて、ベースバンドのＯＦＤＭ
信号に直交復調され、時間軸信号Ｒ'sgとＩ'sgとなり出
力される。当該信号Ｒ'sgとＩ'sgは、同期検出器４に入
力され、ここで同期シンボル群が検出され、フレーム周
期を表すＦＳＴ'rパルスが各部に出力される。また、時
間軸信号Ｒ'sgとＩ'sgはＦＦＴ部３Ｃに入力され、時間
波形信号から周波数成分信号Ｒ'fとＩ'fに変換される。
この信号Ｒ'fとＩ'fは、復号化部２Ｒで復号され、信号
Ｄ'oが出力される。そして、レート逆変換部７で連続し
たデータ信号Ｄoutに変換後、出力される。
m：逆フーリエ変換)部３Ａは、符号化データＲfとＩfを
周波数成分と見なし、１０２４サンプルからなる時間軸
信号ＲとＩに変換する。ガード付加部３Ｂは、１０２４
サンプルからなる信号ＲとＩの開始期間波形の例えば最
初の３２サンプルの波形を１０２４サンプル後に付加
し、合計１０５６サンプルの時間波形信号ＲｇとＩｇを
出力する。同期シンボル挿入部５は、当該情報シンボル
ｍ個ごとに、予めメモリ等に記憶された、例えば４シン
ボルからなる同期シンボルの挿入された信号ＲsgとＩsg
を作成、出力する。この信号は、直交変調処理部８にて
直交変調され、図７の（ｂ）に示すようなフレーム構成
のＯＦＤＭ変調波信号となり、送信側から受信側に送信
される。なお、クロック発振器１１からのクロックＣＫ
は各部に供給される。送信されたＯＦＤＭ変調波は、受
信側の直交復調処理部９にて、ベースバンドのＯＦＤＭ
信号に直交復調され、時間軸信号Ｒ'sgとＩ'sgとなり出
力される。当該信号Ｒ'sgとＩ'sgは、同期検出器４に入
力され、ここで同期シンボル群が検出され、フレーム周
期を表すＦＳＴ'rパルスが各部に出力される。また、時
間軸信号Ｒ'sgとＩ'sgはＦＦＴ部３Ｃに入力され、時間
波形信号から周波数成分信号Ｒ'fとＩ'fに変換される。
この信号Ｒ'fとＩ'fは、復号化部２Ｒで復号され、信号
Ｄ'oが出力される。そして、レート逆変換部７で連続し
たデータ信号Ｄoutに変換後、出力される。
【０００５】次に、各部の詳細な構成、動作について述
べる。まず、レート変換部１の一例を図８に示し、説明
する。レート変換部１に入力されたクロックＣＫはＰＬ
Ｌ／ＶＣＯ１−２に入力され、ＰＬＬ／ＶＣＯ１−２
は、Ｎ／Ｇ倍の周波数のクロックＣＫｍを出力する。ま
た、クロックＣＫは、ＦＳＴカウンタ１−４にも入力さ
れ、ここで送信側における処理のフレーム基準となるＦ
ＳＴパルスを発生、出力する。なお、このＦＳＴパルス
は、ＦＩＦＯメモリ１−３のＷＲＳＴ端子とＲＲＳＴ端
子に入力され、書込みと読出しのリセットの基準にな
る。そして、入力された連続データＤｉｎは、シリアル
／パラレル(Ｓ／Ｐ)変換器１−１にてパラレル信号とな
り、ＦＩＦＯメモリ１−３に入力され、ここで前述のご
ときブランク期間を有するデータ信号Ｄii（図７
（ａ）)が出力される。
べる。まず、レート変換部１の一例を図８に示し、説明
する。レート変換部１に入力されたクロックＣＫはＰＬ
Ｌ／ＶＣＯ１−２に入力され、ＰＬＬ／ＶＣＯ１−２
は、Ｎ／Ｇ倍の周波数のクロックＣＫｍを出力する。ま
た、クロックＣＫは、ＦＳＴカウンタ１−４にも入力さ
れ、ここで送信側における処理のフレーム基準となるＦ
ＳＴパルスを発生、出力する。なお、このＦＳＴパルス
は、ＦＩＦＯメモリ１−３のＷＲＳＴ端子とＲＲＳＴ端
子に入力され、書込みと読出しのリセットの基準にな
る。そして、入力された連続データＤｉｎは、シリアル
／パラレル(Ｓ／Ｐ)変換器１−１にてパラレル信号とな
り、ＦＩＦＯメモリ１−３に入力され、ここで前述のご
ときブランク期間を有するデータ信号Ｄii（図７
（ａ）)が出力される。
【０００６】次に、符号化部２Ｔの一例を図９に示し、
説明する。上記レート変換部１出力の信号Ｄiiは、マッ
ピングＲＯＭ２−１，２−２に入力され、Ｉ，Ｑ軸の所
定点の信号に変換される。 図７の（ａ）に示す、不要
キャリアに相当する期間の信号は、選択器２−３，２−
４にて"０"に置換され、前述の信号ＲｆとＩｆが作成さ
れる。 この選択器２−３，２−４は、上記クロックＣ
ＫとＦＳＴパルスに基づきタイミングの定められたコン
トローラ２−５により制御される。次に、ＩＦＦＴ変換
部３Ａの一例を図１０に示し、説明する。上記クロック
ＣＫとＦＳＴパルスとでタイミングを決められたコント
ローラ３Ａ−２により、ガード期間を含めたシンボル周
期の信号を基準とし、上記入力信号ＲｆとＩｆを、上記
時間波形信号ＲとＩに変換する。 これは、具体的には
例えば、プレッシー社のＰＤＳＰ１６５１０等を用いれ
ば実現できる。
説明する。上記レート変換部１出力の信号Ｄiiは、マッ
ピングＲＯＭ２−１，２−２に入力され、Ｉ，Ｑ軸の所
定点の信号に変換される。 図７の（ａ）に示す、不要
キャリアに相当する期間の信号は、選択器２−３，２−
４にて"０"に置換され、前述の信号ＲｆとＩｆが作成さ
れる。 この選択器２−３，２−４は、上記クロックＣ
ＫとＦＳＴパルスに基づきタイミングの定められたコン
トローラ２−５により制御される。次に、ＩＦＦＴ変換
部３Ａの一例を図１０に示し、説明する。上記クロック
ＣＫとＦＳＴパルスとでタイミングを決められたコント
ローラ３Ａ−２により、ガード期間を含めたシンボル周
期の信号を基準とし、上記入力信号ＲｆとＩｆを、上記
時間波形信号ＲとＩに変換する。 これは、具体的には
例えば、プレッシー社のＰＤＳＰ１６５１０等を用いれ
ば実現できる。
【０００７】次に、ガード付加部３Ｂの一例を図１１に
示し、説明する。ここに入力された上記信号ＲとＩは、
１０２４サンプルだけ信号を遅延する遅延器３Ｂ−１，
３Ｂ−２と選択器３Ｂ−３，３Ｂ−４にそれぞれ入力さ
れ、各選択器３Ｂ−３，３Ｂ−４において、１から１０
２４サンプル目までは遅延されない信号ＲとＩが、１０
２５サンプルから１０５６サンプル目までは遅延器３Ｂ
−１，３Ｂ−２で１０２４サンプル遅延された信号が選
択され、出力される。その結果、出力される１シンボル
が１０５６サンプルからなる信号Ｒｇ，Ｉｇは、１０２
５サンプル目から１０５６サンプル目に１サンプルから
３２サンプル間の時間波形が付加される。 この選択器
３Ｂ−３，３Ｂ−４は、上記クロックＣＫとＦＳＴパル
スとでタイミングを決められたコントローラ３Ｂ−５に
よって制御される。次に、同期シンボル挿入部５の一例
を図１２に示し、説明する。上記クロックＣＫとＦＳＴ
パルスによってタイミングを決められたコントローラ５
−５によって制御されるＲＯＭ５−１，５−２は、前述
の同期シンボル信号をＦＳＴパルスに応じたタイミング
で発生する。同様に、クロックＣＫとＦＳＴパルスとで
タイミングを決められたコントローラ５−６により制御
される選択器５−３，５−４は、上記ガード付加部３Ｂ
で作成されたガード付時間信号ＲｇとＩｇの現段階では
無信号期間である、４シンボル期間のみ、ＲＯＭ５−
１，５−２からの同期シンボル信号を選択して出力す
る。その結果、同期シンボル信号の挿入された、図７の
（ａ）に示す時間波形信号ＲｓｇとＩｓｇが出力され
る。
示し、説明する。ここに入力された上記信号ＲとＩは、
１０２４サンプルだけ信号を遅延する遅延器３Ｂ−１，
３Ｂ−２と選択器３Ｂ−３，３Ｂ−４にそれぞれ入力さ
れ、各選択器３Ｂ−３，３Ｂ−４において、１から１０
２４サンプル目までは遅延されない信号ＲとＩが、１０
２５サンプルから１０５６サンプル目までは遅延器３Ｂ
−１，３Ｂ−２で１０２４サンプル遅延された信号が選
択され、出力される。その結果、出力される１シンボル
が１０５６サンプルからなる信号Ｒｇ，Ｉｇは、１０２
５サンプル目から１０５６サンプル目に１サンプルから
３２サンプル間の時間波形が付加される。 この選択器
３Ｂ−３，３Ｂ−４は、上記クロックＣＫとＦＳＴパル
スとでタイミングを決められたコントローラ３Ｂ−５に
よって制御される。次に、同期シンボル挿入部５の一例
を図１２に示し、説明する。上記クロックＣＫとＦＳＴ
パルスによってタイミングを決められたコントローラ５
−５によって制御されるＲＯＭ５−１，５−２は、前述
の同期シンボル信号をＦＳＴパルスに応じたタイミング
で発生する。同様に、クロックＣＫとＦＳＴパルスとで
タイミングを決められたコントローラ５−６により制御
される選択器５−３，５−４は、上記ガード付加部３Ｂ
で作成されたガード付時間信号ＲｇとＩｇの現段階では
無信号期間である、４シンボル期間のみ、ＲＯＭ５−
１，５−２からの同期シンボル信号を選択して出力す
る。その結果、同期シンボル信号の挿入された、図７の
（ａ）に示す時間波形信号ＲｓｇとＩｓｇが出力され
る。
【０００８】ここで、図７の（ｂ）に記載のＮＵＬＬシ
ンボルは、同期シンボル群の存在を大まかに見つけるた
めのもので、このシンボル期間は信号を一切出力しな
い。また、ＳＷＥＥＰシンボルは、各シンボルの切り替
わり点を正確に求めるためのものであり、１シンボル期
間に伝送帯域の下限周波数から上限周波数に変化する波
形からなる。そして、直交変調処理部８のＤ／Ａ変換器
８１において、上記時間波形信号の実数部信号Ｒｓｇと
虚数部信号ＩｓｇのＤ／Ａ変換を行ない、直交変調器８
２で実数部信号に対してはローカル発振器８３からの周
波数ｆｃのキャリア信号で、一方、虚数部信号に対して
はローカル発振器８３の周波数ｆｃのキャリア信号を９
０°移相した信号で直交変調し、これらの信号を合成し
ＯＦＤＭ信号を得る。
ンボルは、同期シンボル群の存在を大まかに見つけるた
めのもので、このシンボル期間は信号を一切出力しな
い。また、ＳＷＥＥＰシンボルは、各シンボルの切り替
わり点を正確に求めるためのものであり、１シンボル期
間に伝送帯域の下限周波数から上限周波数に変化する波
形からなる。そして、直交変調処理部８のＤ／Ａ変換器
８１において、上記時間波形信号の実数部信号Ｒｓｇと
虚数部信号ＩｓｇのＤ／Ａ変換を行ない、直交変調器８
２で実数部信号に対してはローカル発振器８３からの周
波数ｆｃのキャリア信号で、一方、虚数部信号に対して
はローカル発振器８３の周波数ｆｃのキャリア信号を９
０°移相した信号で直交変調し、これらの信号を合成し
ＯＦＤＭ信号を得る。
【０００９】次に、受信側の構成、動作について説明す
る。まず、前述伝送されたフレーム構成の信号が直交復
調処理部９に入力される。ここでの処理は、送信側とは
逆に、直交復調器９１にて、電圧制御発振器９３のキャ
リア信号で復調したものを実数部信号、９０°移相した
キャリア信号で復調した出力を虚数部信号として取り出
すものである。 これら実数部、虚数部の各復調アナロ
グ信号は、Ａ／Ｄ変換器９４にてディジタル信号に変換
される。次に、同期検出器４の一例を図１３に示し、説
明する。上記直交復調されたディジタル信号Ｒ'sgとＩ'
sgは、ＮＵＬＬ終了検出器４−１とＳＷＥＥＰ演算部４
−２とに入力される。ＮＵＬＬ終了検出器４−１は、フ
レーム構成のシンボル群の中から、無信号の期間である
ＮＵＬＬシンボルを検出し、同期シンボルの大まかな位
置を検出し、ＮＵＬＬ終了時点から図示しないタイマ回
路にてＳＷＥＥＰシンボル開始時期を推定してＳＷＥＥ
Ｐ期間フラグパルスを出力する。ＳＷＥＥＰ演算部４−
２は、ＳＷＥＥＰ期間フラグパルスを参照し、ＮＵＬＬ
シンボルの後に存在するＳＷＥＥＰシンボルによって、
各シンボルの正確な切り替わりタイミングを捜索する。
具体的には、予めＳＷＥＥＰシンボルのパターンを内蔵
メモリに記憶しておき、入力されたＯＦＤＭ信号と該メ
モリに記憶された信号を相関演算し、メモリの信号パタ
ーンとＯＦＤＭ信号のパターンが一致した時点で、一致
パルスをフレームカウンタ４−４のリセット端子に入力
する。
る。まず、前述伝送されたフレーム構成の信号が直交復
調処理部９に入力される。ここでの処理は、送信側とは
逆に、直交復調器９１にて、電圧制御発振器９３のキャ
リア信号で復調したものを実数部信号、９０°移相した
キャリア信号で復調した出力を虚数部信号として取り出
すものである。 これら実数部、虚数部の各復調アナロ
グ信号は、Ａ／Ｄ変換器９４にてディジタル信号に変換
される。次に、同期検出器４の一例を図１３に示し、説
明する。上記直交復調されたディジタル信号Ｒ'sgとＩ'
sgは、ＮＵＬＬ終了検出器４−１とＳＷＥＥＰ演算部４
−２とに入力される。ＮＵＬＬ終了検出器４−１は、フ
レーム構成のシンボル群の中から、無信号の期間である
ＮＵＬＬシンボルを検出し、同期シンボルの大まかな位
置を検出し、ＮＵＬＬ終了時点から図示しないタイマ回
路にてＳＷＥＥＰシンボル開始時期を推定してＳＷＥＥ
Ｐ期間フラグパルスを出力する。ＳＷＥＥＰ演算部４−
２は、ＳＷＥＥＰ期間フラグパルスを参照し、ＮＵＬＬ
シンボルの後に存在するＳＷＥＥＰシンボルによって、
各シンボルの正確な切り替わりタイミングを捜索する。
具体的には、予めＳＷＥＥＰシンボルのパターンを内蔵
メモリに記憶しておき、入力されたＯＦＤＭ信号と該メ
モリに記憶された信号を相関演算し、メモリの信号パタ
ーンとＯＦＤＭ信号のパターンが一致した時点で、一致
パルスをフレームカウンタ４−４のリセット端子に入力
する。
【００１０】フレームカウンタ４−４は、カウント数が
フレーム周期を構成する値、例えば４２２４００(＝１
０５６×４００)に到達すると、その値を０に戻すとと
もに、フレーム開始時期を示すＦＳＴｒパルスを出力
し、再びカウントを開始する。以後は、一定カウント、
即ちフレーム開始点毎にＦＳＴｒパルスが出力され、フ
レーム開始時期を示す。 受信側では、このＦＳＴｒパ
ルスをＦＦＴ部３Ｃ、復号化部２Ｒ、レート逆変換部７
における開始タイミングとする。ＦＦＴ変換部５は、Ｆ
ＳＴｒパルスを基にシンボルを区切り、フーリエ変換を
行うことでＯＦＤＭ復調を行い、上記周波数成分信号
Ｒ'ｆとＩ'ｆを出力する。復号化部２Ｒは、例えばＲＯ
Ｍテーブル手法にて、これら信号Ｒ'ｆとＩ'ｆを識別
し、復号化信号Ｄ'ｏを算出する。レート逆変換部７
は、上記クロックＣＫｒとＦＳＴｒパルスによって動作
タイミングが決定され、レート変換部１の構成を反転
(逆に)した構成である。ところで、伝送されるＯＦＤＭ
信号の帯域幅は、ベースバンド信号Ｒsg，Ｉsgの帯域の
２倍となる。 ベースバンド信号Ｒsg，Ｉsgの帯域は、
ＩＦＦＴ部３Ａに入力するキャリアに相当するデータに
依存して決定される。
フレーム周期を構成する値、例えば４２２４００(＝１
０５６×４００)に到達すると、その値を０に戻すとと
もに、フレーム開始時期を示すＦＳＴｒパルスを出力
し、再びカウントを開始する。以後は、一定カウント、
即ちフレーム開始点毎にＦＳＴｒパルスが出力され、フ
レーム開始時期を示す。 受信側では、このＦＳＴｒパ
ルスをＦＦＴ部３Ｃ、復号化部２Ｒ、レート逆変換部７
における開始タイミングとする。ＦＦＴ変換部５は、Ｆ
ＳＴｒパルスを基にシンボルを区切り、フーリエ変換を
行うことでＯＦＤＭ復調を行い、上記周波数成分信号
Ｒ'ｆとＩ'ｆを出力する。復号化部２Ｒは、例えばＲＯ
Ｍテーブル手法にて、これら信号Ｒ'ｆとＩ'ｆを識別
し、復号化信号Ｄ'ｏを算出する。レート逆変換部７
は、上記クロックＣＫｒとＦＳＴｒパルスによって動作
タイミングが決定され、レート変換部１の構成を反転
(逆に)した構成である。ところで、伝送されるＯＦＤＭ
信号の帯域幅は、ベースバンド信号Ｒsg，Ｉsgの帯域の
２倍となる。 ベースバンド信号Ｒsg，Ｉsgの帯域は、
ＩＦＦＴ部３Ａに入力するキャリアに相当するデータに
依存して決定される。
【００１１】ここで、ＩＦＦＴ部３Ａの動作について、
図１４を使い説明する。周波数成分である信号Ｒｆは、
周期１／Ｓのクロックに同期し順次入力される。１番目
のデータｆ０は、直流成分であるキャリア０の振幅レベ
ルを決定する。２番目のデータｆ１は、周期１０２４／
Ｓのキャリア１の振幅レベルを決定し、３番目のデータ
ｆ２は、周期５１２／Ｓのキャリア２の振幅レベルを決
定する。このようにして入力された最高周波数成分がＩ
ＦＦＴ変換によって作成される時間波形の最高周波数、
すなわち帯域幅を決定する。なお、このようにして個別
の振幅を決定されて変換作成された各キャリアは、これ
らが総加算されて、時間波形信号Ｒが作成される。ただ
し、この時間波形信号Ｒは、計１０２４サンプルのデー
タから構成されており、各サンプルデータは周期１／Ｓ
のクロックに同期して出力される。即ち、キャリア１
は、入力クロック周期の１０２４倍の周波数となる。
図１４を使い説明する。周波数成分である信号Ｒｆは、
周期１／Ｓのクロックに同期し順次入力される。１番目
のデータｆ０は、直流成分であるキャリア０の振幅レベ
ルを決定する。２番目のデータｆ１は、周期１０２４／
Ｓのキャリア１の振幅レベルを決定し、３番目のデータ
ｆ２は、周期５１２／Ｓのキャリア２の振幅レベルを決
定する。このようにして入力された最高周波数成分がＩ
ＦＦＴ変換によって作成される時間波形の最高周波数、
すなわち帯域幅を決定する。なお、このようにして個別
の振幅を決定されて変換作成された各キャリアは、これ
らが総加算されて、時間波形信号Ｒが作成される。ただ
し、この時間波形信号Ｒは、計１０２４サンプルのデー
タから構成されており、各サンプルデータは周期１／Ｓ
のクロックに同期して出力される。即ち、キャリア１
は、入力クロック周期の１０２４倍の周波数となる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】以上説明した従来構成
の伝送装置において、伝送帯域幅の変更を行なう場合、
以下の部分の変更が必要となる。 １）伝送容量の変更に伴い、送信側のレート変換部１の
ＰＬＬ／ＶＣＯ１−４のＮ／Ｇ特性。 ２）送信側の符号化部２Ｔにおいて、不要キャリア振幅
を０にするため置換する０の期間の変更をするコントロ
ーラ２−５の制御特性。 ３）帯域変更に伴い、送信側の同期挿入部５において、
ＳＷＥＥＰシンボルに対応する周波数パターンを記憶し
ているＲＯＭ５−１，５−２のデータ。 ４）受信側の同期検出器４のＳＷＥＥＰ演算部４−２の
内蔵メモリに記憶されたＳＷＥＥＰシンボルパターン。 ５）受信側のレート逆変換部７のＰＬＬ／ＶＣＯ特性。 このように従来の伝送装置では、伝送帯域幅を変更しよ
うとしても、送信側と受信側の双方で変更しなければな
らない部分が多く、また、送信側で行った帯域可変処理
に受信側が追随しないため、伝送帯域幅を容易に、かつ
瞬時に変更することができない。本発明はこれらの欠点
を除去し、帯域幅の可変を容易に行える伝送システムの
実現を目的とする。
の伝送装置において、伝送帯域幅の変更を行なう場合、
以下の部分の変更が必要となる。 １）伝送容量の変更に伴い、送信側のレート変換部１の
ＰＬＬ／ＶＣＯ１−４のＮ／Ｇ特性。 ２）送信側の符号化部２Ｔにおいて、不要キャリア振幅
を０にするため置換する０の期間の変更をするコントロ
ーラ２−５の制御特性。 ３）帯域変更に伴い、送信側の同期挿入部５において、
ＳＷＥＥＰシンボルに対応する周波数パターンを記憶し
ているＲＯＭ５−１，５−２のデータ。 ４）受信側の同期検出器４のＳＷＥＥＰ演算部４−２の
内蔵メモリに記憶されたＳＷＥＥＰシンボルパターン。 ５）受信側のレート逆変換部７のＰＬＬ／ＶＣＯ特性。 このように従来の伝送装置では、伝送帯域幅を変更しよ
うとしても、送信側と受信側の双方で変更しなければな
らない部分が多く、また、送信側で行った帯域可変処理
に受信側が追随しないため、伝送帯域幅を容易に、かつ
瞬時に変更することができない。本発明はこれらの欠点
を除去し、帯域幅の可変を容易に行える伝送システムの
実現を目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するため、送信側において各部に供給するクロックレ
ートを変更し、受信側では、受信信号から検出した同期
信号と受信側クロックを分周して作成したフレーム信号
とを位相比較し、その結果により受信クロック発振部の
クロック周波数を制御し、受信側で復調する帯域を送信
側の帯域に自動追随させて伝送帯域を可変するようにし
たものである。即ち、送信側のＩＦＦＴ変換において、
ｎ番目のデータｆｎは、ｎ番目のキャリアの周期１０２
４／（ｎ・Ｓ）の振幅レベルを決定する。 ここで、Ｉ
ＦＦＴ変換部に供給されるクロックの周期を変更すれ
ば、ｎ番目のキャリアの周波数も変更される。伝送帯域
幅は、発生するキャリアの最高周波数で決定される。す
なわち、帯域の可変が、クロックの周期を変更すること
により実現できる。また、クロックの周期の変更でシン
ボル周期も変更され、このシンボル数で決定されるフレ
ーム周期も変更される。受信側では、受信信号から検出
したＮＵＬＬシンボルとＳＷＥＥＰシンボルの周期、す
なわち、送信側のフレーム周期と、フレームカウンタで
定められているＦＳＴｒ周期とを比較し、差分を解消す
るように、受信側クロックの周期を制御する。これによ
り、送信側で行った帯域可変処置に自動追随する伝送シ
ステムを構築できる。
成するため、送信側において各部に供給するクロックレ
ートを変更し、受信側では、受信信号から検出した同期
信号と受信側クロックを分周して作成したフレーム信号
とを位相比較し、その結果により受信クロック発振部の
クロック周波数を制御し、受信側で復調する帯域を送信
側の帯域に自動追随させて伝送帯域を可変するようにし
たものである。即ち、送信側のＩＦＦＴ変換において、
ｎ番目のデータｆｎは、ｎ番目のキャリアの周期１０２
４／（ｎ・Ｓ）の振幅レベルを決定する。 ここで、Ｉ
ＦＦＴ変換部に供給されるクロックの周期を変更すれ
ば、ｎ番目のキャリアの周波数も変更される。伝送帯域
幅は、発生するキャリアの最高周波数で決定される。す
なわち、帯域の可変が、クロックの周期を変更すること
により実現できる。また、クロックの周期の変更でシン
ボル周期も変更され、このシンボル数で決定されるフレ
ーム周期も変更される。受信側では、受信信号から検出
したＮＵＬＬシンボルとＳＷＥＥＰシンボルの周期、す
なわち、送信側のフレーム周期と、フレームカウンタで
定められているＦＳＴｒ周期とを比較し、差分を解消す
るように、受信側クロックの周期を制御する。これによ
り、送信側で行った帯域可変処置に自動追随する伝送シ
ステムを構築できる。
【００１４】
【発明の実施の形態】本発明の帯域可変伝送システムの
一実施例の全体ブロック構成を図１に示し、説明する。
送信側において、クロック発振器１１のクロック出力端
子は、クロックレート変換部１０に接続される。 クロ
ックレート変換部１０のクロック出力端子は、レート変
換部１、符号化部２Ｔ、ＩＦＦＴ部３Ａ、ガード付加部
３Ｂ、同期シンボル挿入部５、直交変調処理部８の各ク
ロック端子に接続される。受信側において、同期検出器
１５の出力ＶＣは、電圧制御クロック発振器１２の端子
ＶＣに接続される。 同期検出器１５の出力ＦＳＴｒ
は、ＦＦＴ部３Ｃ、レート逆変換部７のＦＳＴ端子に接
続される。 電圧制御クロック発振器１２の出力ＣＫｒ
は、ＦＦＴ部３Ｃ、レート逆変換部７、直交復調処理部
９、同期検出器１５のクロックＣＫ端子に接続される。
一実施例の全体ブロック構成を図１に示し、説明する。
送信側において、クロック発振器１１のクロック出力端
子は、クロックレート変換部１０に接続される。 クロ
ックレート変換部１０のクロック出力端子は、レート変
換部１、符号化部２Ｔ、ＩＦＦＴ部３Ａ、ガード付加部
３Ｂ、同期シンボル挿入部５、直交変調処理部８の各ク
ロック端子に接続される。受信側において、同期検出器
１５の出力ＶＣは、電圧制御クロック発振器１２の端子
ＶＣに接続される。 同期検出器１５の出力ＦＳＴｒ
は、ＦＦＴ部３Ｃ、レート逆変換部７のＦＳＴ端子に接
続される。 電圧制御クロック発振器１２の出力ＣＫｒ
は、ＦＦＴ部３Ｃ、レート逆変換部７、直交復調処理部
９、同期検出器１５のクロックＣＫ端子に接続される。
【００１５】まず、送信側における帯域可変処理動作に
ついて説明する。伝送帯域幅の変更を行う場合、クロッ
クレート変換部１０において、クロック発振器１１から
のクロックＣＫを、変更する帯域幅に応じたレートのク
ロックに変換する。 すなわち、クロックレート変換部
１０は、クロックＣＫのレートの(Ｖ／ＮＲ)倍したレー
トのクロックＣＫｄを出力する。ここで、レート変換部
１から出力される前述のフレーム周期パルスＦＳＴは、
例えば、上記クロックＣＫｄの１０５６×４００カウン
ト毎に出力されるため、クロックＣＫｄとフレーム周期
パルスＦＳＴとを基準に動作する符号化部２Ｔ、ＩＦＦ
Ｔ部３Ａ、ガード付加部３Ｂ、同期シンボル挿入部５、
直交変調処理部８では、それぞれサンプルレートが(Ｖ
／ＮＲ)倍となった出力データを、それぞれ(ＮＲ／Ｖ)
倍の期間をかけて出力することになる。また、レート変
換部１内のＰＬＬ／ＶＣＯ１−４(図８)は、入力するク
ロックレートが(Ｖ／ＮＲ)倍になるため、Ｎ／Ｇの比率
のクロックＣＫｍも(Ｖ／ＮＲ）倍となり、取り込まれ
るデータＤｉｎのレートも(Ｖ／ＮＲ)倍になる。ここ
で、例えば、(Ｖ／ＮＲ)を１／２とした場合について説
明する。この場合、ＩＦＦＴ部３Ａにおいて、サンプル
クロックＣＫｄが１／２になると各キャリア間隔は１／
２に、またシンボル周期は２倍になる。このとき、キャ
リアの本数を変更していないため、(Ｖ／ＮＲ)が１／２
の本例の場合、帯域幅は、キャリア間隔×キャリア本数
で決定され、半分となる。即ち、クロックレートを(Ｖ
／ＮＲ)倍にすることにより、帯域幅を(Ｖ／ＮＲ)倍に
変更することができる。
ついて説明する。伝送帯域幅の変更を行う場合、クロッ
クレート変換部１０において、クロック発振器１１から
のクロックＣＫを、変更する帯域幅に応じたレートのク
ロックに変換する。 すなわち、クロックレート変換部
１０は、クロックＣＫのレートの(Ｖ／ＮＲ)倍したレー
トのクロックＣＫｄを出力する。ここで、レート変換部
１から出力される前述のフレーム周期パルスＦＳＴは、
例えば、上記クロックＣＫｄの１０５６×４００カウン
ト毎に出力されるため、クロックＣＫｄとフレーム周期
パルスＦＳＴとを基準に動作する符号化部２Ｔ、ＩＦＦ
Ｔ部３Ａ、ガード付加部３Ｂ、同期シンボル挿入部５、
直交変調処理部８では、それぞれサンプルレートが(Ｖ
／ＮＲ)倍となった出力データを、それぞれ(ＮＲ／Ｖ)
倍の期間をかけて出力することになる。また、レート変
換部１内のＰＬＬ／ＶＣＯ１−４(図８)は、入力するク
ロックレートが(Ｖ／ＮＲ)倍になるため、Ｎ／Ｇの比率
のクロックＣＫｍも(Ｖ／ＮＲ）倍となり、取り込まれ
るデータＤｉｎのレートも(Ｖ／ＮＲ)倍になる。ここ
で、例えば、(Ｖ／ＮＲ)を１／２とした場合について説
明する。この場合、ＩＦＦＴ部３Ａにおいて、サンプル
クロックＣＫｄが１／２になると各キャリア間隔は１／
２に、またシンボル周期は２倍になる。このとき、キャ
リアの本数を変更していないため、(Ｖ／ＮＲ)が１／２
の本例の場合、帯域幅は、キャリア間隔×キャリア本数
で決定され、半分となる。即ち、クロックレートを(Ｖ
／ＮＲ)倍にすることにより、帯域幅を(Ｖ／ＮＲ)倍に
変更することができる。
【００１６】次に、受信側における帯域可変処理動作に
ついて説明する。同期検出器１５は、前述のようにし
て、入力された信号Ｒ'sgとＩ'sgから検出したＮＵＬＬ
期間を基準としてＳＷＥＥＰシンボルを探し、受信フレ
ーム周期を示す一致パルスと位相比較してクロックＣＫ
rcの周波数を制御する。また、このクロックＣＫrcを、
例えば１０５６×４００カウントして作成したフレーム
周期パルスＦＳＴrcを出力する。ここで、ＦＦＴ部３
Ｃ、レート逆変換部７は、このパルスＦＳＴrcとクロッ
クＣＫrcにより動作するため、送信側でのサンプルレー
トがＶ／ＮＲ倍されている場合、ＦＳＴrcパルスとの位
相比較基準である一致パルスは、ＮＲ／Ｖ倍の周期であ
るから、このクロックＣＫrcが、通常時のＶ／ＮＲ倍の
周波数にまで変更された場合に、ＦＳＴrcパルスと一致
パルスの周期及び位相が合致する。
ついて説明する。同期検出器１５は、前述のようにし
て、入力された信号Ｒ'sgとＩ'sgから検出したＮＵＬＬ
期間を基準としてＳＷＥＥＰシンボルを探し、受信フレ
ーム周期を示す一致パルスと位相比較してクロックＣＫ
rcの周波数を制御する。また、このクロックＣＫrcを、
例えば１０５６×４００カウントして作成したフレーム
周期パルスＦＳＴrcを出力する。ここで、ＦＦＴ部３
Ｃ、レート逆変換部７は、このパルスＦＳＴrcとクロッ
クＣＫrcにより動作するため、送信側でのサンプルレー
トがＶ／ＮＲ倍されている場合、ＦＳＴrcパルスとの位
相比較基準である一致パルスは、ＮＲ／Ｖ倍の周期であ
るから、このクロックＣＫrcが、通常時のＶ／ＮＲ倍の
周波数にまで変更された場合に、ＦＳＴrcパルスと一致
パルスの周期及び位相が合致する。
【００１７】図２に、この同期検出器１５の具体的構成
を示し、説明する。入力される信号Ｒ'sgとＩ'sgは、Ｎ
ＵＬＬ終了検出器１５−１とＳＷＥＥＰ演算部１５−２
に入力される。 ＮＵＬＬ終了検出器１５−１出力であ
るＳＷＥＥＰ期間フラグパルスは、ＳＷＥＥＰ演算部１
５−２のＳＴ端子に入力される。ＮＵＬＬ終了検出器１
５−１、ＳＷＥＥＰ演算部１５−２、フレームカウンタ
１５−４のＣＫ端子には、クロックＣＫrcが入力され
る。ＳＷＥＥＰ演算部４−２の出力である一致パルス
は、ＰＬＬ１５−３のＲ端子に入力される。また、クロ
ックＣＫrcを１０５６×４００数えるフレームカウンタ
１５−４の出力ＦＳＴrcは、後段の回路およびＰＬＬ１
５−３のＶ端子に入力される。ＰＬＬ１５−３は、Ｖ端
子とＲ端子にそれぞれ入力されるパルスの位相に応じて
電圧が変化する信号ＶＣを出力する。そして、電圧制御
型のクロック発振器１２は、同期検出器１５から印加さ
れる上記信号ＶＣの電圧の高低に応じて、即ち、送信側
のクロックＣＫｄのクロックレート変換に応じて、出力
するクロックＣＫrcの周波数を上下させる。以上説明し
た処理によって、受信側において用いるクロックＣＫrc
とフレーム周期パルスＦＳＴrcを、送信側において変更
したクロックＣＫｄとフレーム周期パルスＦＳＴに追随
させることができる。
を示し、説明する。入力される信号Ｒ'sgとＩ'sgは、Ｎ
ＵＬＬ終了検出器１５−１とＳＷＥＥＰ演算部１５−２
に入力される。 ＮＵＬＬ終了検出器１５−１出力であ
るＳＷＥＥＰ期間フラグパルスは、ＳＷＥＥＰ演算部１
５−２のＳＴ端子に入力される。ＮＵＬＬ終了検出器１
５−１、ＳＷＥＥＰ演算部１５−２、フレームカウンタ
１５−４のＣＫ端子には、クロックＣＫrcが入力され
る。ＳＷＥＥＰ演算部４−２の出力である一致パルス
は、ＰＬＬ１５−３のＲ端子に入力される。また、クロ
ックＣＫrcを１０５６×４００数えるフレームカウンタ
１５−４の出力ＦＳＴrcは、後段の回路およびＰＬＬ１
５−３のＶ端子に入力される。ＰＬＬ１５−３は、Ｖ端
子とＲ端子にそれぞれ入力されるパルスの位相に応じて
電圧が変化する信号ＶＣを出力する。そして、電圧制御
型のクロック発振器１２は、同期検出器１５から印加さ
れる上記信号ＶＣの電圧の高低に応じて、即ち、送信側
のクロックＣＫｄのクロックレート変換に応じて、出力
するクロックＣＫrcの周波数を上下させる。以上説明し
た処理によって、受信側において用いるクロックＣＫrc
とフレーム周期パルスＦＳＴrcを、送信側において変更
したクロックＣＫｄとフレーム周期パルスＦＳＴに追随
させることができる。
【００１８】次に、本発明の帯域可変伝送システムの第
２の実施例のブロック構成を図３に示し、上記図１と異
なる部分を中心にして説明する。受信側のクロック発振
器１６の出力クロックＣＫrcは、クロックレート変換部
１７に入力される。クロックレート変換部１７の出力ク
ロックＣＫrcは、ＦＦＴ部３Ｃ、レート逆変換部７、デ
ータ確認部１８のＣＫ端子に接続される。データ確認部
１８のＦＳＴ端子には、同期検出器１５のＦＳＴrcパル
スが入力され、Ｄ端子には復号化部２Ｒの出力Ｄ'oが入
力される。前述の如く、送信側で伝送帯域幅を、Ｖ／Ｎ
Ｒ(例えば、１／２)にした場合、キャリア本数を変更し
ないため、キャリア間隔はＶ／ＮＲになる。ここで、受
信側において、元々のクロックレートでＦＦＴ変換動作
を行うと、即ち、キャリア間隔が１倍のままＦＦＴ変換
を行うと、その結果として復号化部２Ｒから得られる出
力Ｄ'oは、１本おきに"０"となる歯抜け状態となる。ま
た、逆に送信側のクロックレートが１倍で、受信側がＶ
／ＮＲ倍のクロックレートで動作すると、復号化部２Ｒ
から得られる出力Ｄ'oは、周波数の高い方のキャリアの
データが無い状態となってしまう。そこで、データ確認
部１８にて、この出力Ｄ'oの状態を調べ、送信側におけ
るクロックレートの変更状態を確認する。
２の実施例のブロック構成を図３に示し、上記図１と異
なる部分を中心にして説明する。受信側のクロック発振
器１６の出力クロックＣＫrcは、クロックレート変換部
１７に入力される。クロックレート変換部１７の出力ク
ロックＣＫrcは、ＦＦＴ部３Ｃ、レート逆変換部７、デ
ータ確認部１８のＣＫ端子に接続される。データ確認部
１８のＦＳＴ端子には、同期検出器１５のＦＳＴrcパル
スが入力され、Ｄ端子には復号化部２Ｒの出力Ｄ'oが入
力される。前述の如く、送信側で伝送帯域幅を、Ｖ／Ｎ
Ｒ(例えば、１／２)にした場合、キャリア本数を変更し
ないため、キャリア間隔はＶ／ＮＲになる。ここで、受
信側において、元々のクロックレートでＦＦＴ変換動作
を行うと、即ち、キャリア間隔が１倍のままＦＦＴ変換
を行うと、その結果として復号化部２Ｒから得られる出
力Ｄ'oは、１本おきに"０"となる歯抜け状態となる。ま
た、逆に送信側のクロックレートが１倍で、受信側がＶ
／ＮＲ倍のクロックレートで動作すると、復号化部２Ｒ
から得られる出力Ｄ'oは、周波数の高い方のキャリアの
データが無い状態となってしまう。そこで、データ確認
部１８にて、この出力Ｄ'oの状態を調べ、送信側におけ
るクロックレートの変更状態を確認する。
【００１９】そして、データ確認部１８では、受信側に
おけるクロックレートが、送信側のクロックレート変更
に対応するクロックレートになる様、クロックレート変
換部１７に対し、クロックレートの変更を指示する制御
信号を出力する。これにより、クロックレート変換部１
７は、受信側におけるクロックＣＫrcをデータ確認部１
８からの制御信号に基づき、送信側のクロックレート変
更に対応したクロックレートに変更する。ここで、送信
側のクロックレート変換を、単純な１／２倍や１／３倍
等とすることにより、受信側のデータ確認部１８の確認
動作において、誤検出することが少なくなる。以上説明
した構成によって、受信側において用いるクロックＣＫ
rcとフレーム周期パルスＦＳＴrcを、送信側において変
更したクロックＣＫｄとフレーム周期パルスＦＳＴに追
随させることができる。
おけるクロックレートが、送信側のクロックレート変更
に対応するクロックレートになる様、クロックレート変
換部１７に対し、クロックレートの変更を指示する制御
信号を出力する。これにより、クロックレート変換部１
７は、受信側におけるクロックＣＫrcをデータ確認部１
８からの制御信号に基づき、送信側のクロックレート変
更に対応したクロックレートに変更する。ここで、送信
側のクロックレート変換を、単純な１／２倍や１／３倍
等とすることにより、受信側のデータ確認部１８の確認
動作において、誤検出することが少なくなる。以上説明
した構成によって、受信側において用いるクロックＣＫ
rcとフレーム周期パルスＦＳＴrcを、送信側において変
更したクロックＣＫｄとフレーム周期パルスＦＳＴに追
随させることができる。
【００２０】次に、本発明の帯域可変伝送システムの第
３の実施例のブロック構成を図４に示す。これは、図１
の構成に、レート変換部１７とデータ確認部１８を追加
した構成であり、動作説明を省略する。ここで、クロッ
クレート変換部１０，１７は、論理素子による分周動作
のみにより、クロックレートを、１／２，１／３，１／
４等に変える機能のみとする。これは、受信側の電圧制
御型のクロック発振器１２の周波数変化幅が狭い範囲で
しか可変できない場合に、主に用いられる構成である。
次に、本発明を適用した帯域自動可変伝送システムの構
成を図５に示す。回線状態監視装置１０６は、使用する
回線の電波使用状態を調べ、空き具合に応じて使用する
周波数と使える帯域幅を決定するもので、切換制御信号
S1を帯域可変変調装置１０１の制御端子に出力する。ま
た、切換制御信号S2を周波数変換送信装置１０２の制御
端子に出力する。帯域可変変調装置１０１、周波数変換
送信装置１０２は、図１、図３、図４の送信側の構成を
大きくブロック化して示したもので、帯域可変変調装置
１０１はレート変換部１〜同期シンボル挿入部５等に対
応し、周波数変換送信装置１０２は、直交変調処理部８
に対応する。いずれも、外部から切換コントロール可能
な機能が付加されたものである。また、帯域可変復調装
置１０４は、キャリアの有無等の復調状態から切換制御
信号S3を、周波数変換受信装置１０３に送る。周波数変
換受信装置１０３、帯域可変復調装置１０４は、図１、
図３、図４の受信側の構成を大きくブロック化して示し
たもので、周波数変換受信装置１０３は直交復調処理部
９に対応し、帯域可変復調装置１０４はＦＦＴ部３Ｃ〜
レート逆変換部７等に対応するものである。
３の実施例のブロック構成を図４に示す。これは、図１
の構成に、レート変換部１７とデータ確認部１８を追加
した構成であり、動作説明を省略する。ここで、クロッ
クレート変換部１０，１７は、論理素子による分周動作
のみにより、クロックレートを、１／２，１／３，１／
４等に変える機能のみとする。これは、受信側の電圧制
御型のクロック発振器１２の周波数変化幅が狭い範囲で
しか可変できない場合に、主に用いられる構成である。
次に、本発明を適用した帯域自動可変伝送システムの構
成を図５に示す。回線状態監視装置１０６は、使用する
回線の電波使用状態を調べ、空き具合に応じて使用する
周波数と使える帯域幅を決定するもので、切換制御信号
S1を帯域可変変調装置１０１の制御端子に出力する。ま
た、切換制御信号S2を周波数変換送信装置１０２の制御
端子に出力する。帯域可変変調装置１０１、周波数変換
送信装置１０２は、図１、図３、図４の送信側の構成を
大きくブロック化して示したもので、帯域可変変調装置
１０１はレート変換部１〜同期シンボル挿入部５等に対
応し、周波数変換送信装置１０２は、直交変調処理部８
に対応する。いずれも、外部から切換コントロール可能
な機能が付加されたものである。また、帯域可変復調装
置１０４は、キャリアの有無等の復調状態から切換制御
信号S3を、周波数変換受信装置１０３に送る。周波数変
換受信装置１０３、帯域可変復調装置１０４は、図１、
図３、図４の受信側の構成を大きくブロック化して示し
たもので、周波数変換受信装置１０３は直交復調処理部
９に対応し、帯域可変復調装置１０４はＦＦＴ部３Ｃ〜
レート逆変換部７等に対応するものである。
【００２１】以下、この動作について述べる。まず、伝
送開始に先立ち、送信側では、回線状態監視装置１０６
により、使用回線の電波使用状態を調べ、回線の空き具
合に応じて、使用する周波数と使える帯域幅を決定す
る。そして、切換制御信号S1により使用する帯域幅を、
切換制御信号S2により使用する周波数を、それぞれ帯域
可変変調装置１０１、周波数変換送信装置１０２に指定
する。これにより、帯域可変変調装置１０１では、使用
する帯域幅になるよう、前述のようなクロックレート変
更が行われ、使用する帯域幅になる。 また、周波数変
換送信装置１０２では、使用する周波数となるように、
ローカル発振周波数が制御され、使用する周波数とな
る。 そして、使用する周波数、帯域幅となった送信信
号が、受信側に送出される。一方、受信側では、帯域可
変復調装置１０４において、全てのキャリアが存在しな
い状態、キャリアの一部のみが存在する状態、予定した
キャリアがおおよそ存在する状態のいずれであるかを判
別し、対応する切換制御信号S3を周波数変換受信装置１
０３に出力する。周波数変換受信装置１０３では、この
切換制御信号S3によって、受信周波数が切換えられ、送
信側からの送信信号を受信できるようになる。これら構
成をとることで、空きチャネルを自動探索してその空き
帯域に応じた伝送帯域幅でデータ伝送を行うシステムを
構築できる。
送開始に先立ち、送信側では、回線状態監視装置１０６
により、使用回線の電波使用状態を調べ、回線の空き具
合に応じて、使用する周波数と使える帯域幅を決定す
る。そして、切換制御信号S1により使用する帯域幅を、
切換制御信号S2により使用する周波数を、それぞれ帯域
可変変調装置１０１、周波数変換送信装置１０２に指定
する。これにより、帯域可変変調装置１０１では、使用
する帯域幅になるよう、前述のようなクロックレート変
更が行われ、使用する帯域幅になる。 また、周波数変
換送信装置１０２では、使用する周波数となるように、
ローカル発振周波数が制御され、使用する周波数とな
る。 そして、使用する周波数、帯域幅となった送信信
号が、受信側に送出される。一方、受信側では、帯域可
変復調装置１０４において、全てのキャリアが存在しな
い状態、キャリアの一部のみが存在する状態、予定した
キャリアがおおよそ存在する状態のいずれであるかを判
別し、対応する切換制御信号S3を周波数変換受信装置１
０３に出力する。周波数変換受信装置１０３では、この
切換制御信号S3によって、受信周波数が切換えられ、送
信側からの送信信号を受信できるようになる。これら構
成をとることで、空きチャネルを自動探索してその空き
帯域に応じた伝送帯域幅でデータ伝送を行うシステムを
構築できる。
【００２２】ここで、図１５に、クロックレートを１倍
とした場合のフレーム周期時間と、その際の周波数成分
の関係を示す。 また、図１６に、クロックレートを高
めた場合のフレーム周期時間と、その際の周波数成分の
関係を示す。前述のように、クロックレートを１／２に
下げればフレーム周期は２倍になるが、周波数帯域は１
／２になる。従って、図１５の場合の１チャネル(ｃｈ)
分の帯域を、図１６の場合は、別個に利用することがで
きる。つまり、図５に示す伝送システムにおいて、送信
および受信周波数を、１／２ｃｈ単位に変更できる周波
数変換送信装置１０２と、周波数変換受信装置１０３と
を組み合わせる。これにより、１ｃｈ分の帯域を複数伝
送に利用することができるようになり、限られた伝送帯
域を有効に利用することができる。
とした場合のフレーム周期時間と、その際の周波数成分
の関係を示す。 また、図１６に、クロックレートを高
めた場合のフレーム周期時間と、その際の周波数成分の
関係を示す。前述のように、クロックレートを１／２に
下げればフレーム周期は２倍になるが、周波数帯域は１
／２になる。従って、図１５の場合の１チャネル(ｃｈ)
分の帯域を、図１６の場合は、別個に利用することがで
きる。つまり、図５に示す伝送システムにおいて、送信
および受信周波数を、１／２ｃｈ単位に変更できる周波
数変換送信装置１０２と、周波数変換受信装置１０３と
を組み合わせる。これにより、１ｃｈ分の帯域を複数伝
送に利用することができるようになり、限られた伝送帯
域を有効に利用することができる。
【００２３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
送信側にてクロックレートを変更することで帯域可変は
可能となり、かつ、受信側はその変更に自動的に追尾す
る伝送システムを実現できる。
送信側にてクロックレートを変更することで帯域可変は
可能となり、かつ、受信側はその変更に自動的に追尾す
る伝送システムを実現できる。
【図１】本発明のデータ伝送システムの全体構成を示す
ブロック図
ブロック図
【図２】本発明で用いる同期検出器１５の構成を示すブ
ロック図
ロック図
【図３】本発明の他のデータ伝送システムの全体構成を
示すブロック図
示すブロック図
【図４】本発明の他のデータ伝送システムの全体構成を
示すブロック図
示すブロック図
【図５】本発明を適用した帯域自動可変伝送システムの
全体構成を示すブロック図
全体構成を示すブロック図
【図６】従来のデータ伝送システムの全体構成を示すブ
ロック図
ロック図
【図７】本発明の各部の波形タイムチャートおよびフレ
ーム構成波形図
ーム構成波形図
【図８】レート変換部１の構成を示すブロック図
【図９】符号化部２Ｔの構成を示すブロック図
【図１０】ＩＦＦＴ部３Ａの構成を示すブロック図
【図１１】ガード付加部３Ｂの構成を示すブロック図
【図１２】同期シンボル挿入部５の構成を示すブロック
図
図
【図１３】同期検出器４の構成を示すブロック図
【図１４】ＩＦＦＴ部３Ａの動作を説明する図
【図１５】クロックレート１倍の場合のフレーム周期時
間と周波数成分の関係を示す図
間と周波数成分の関係を示す図
【図１６】クロックレートのアップ時のフレーム周期時
間と周波数成分の関係を示す図
間と周波数成分の関係を示す図
１：レート変換部、２Ｔ：符号化部、３Ａ：ＩＦＦＴ
部、３Ｂ：ガード付加部、５：同期シンボル挿入部、３
Ｃ：ＦＦＴ部、２Ｒ：復号化部、７：レート逆変換部、
８：直交変調処理部、９：直交復調処理部、１０，１
７：クロックレート変換部、１１，１２，１６：クロッ
ク発振器、１５：同期検出器、１８：データ確認部、１
５−１：ＮＵＬＬ終了検出器、１５−２：ＳＷＥＥＰ演
算部、１５−４：フレームカウンタ、１５−３：ＰＬ
Ｌ。
部、３Ｂ：ガード付加部、５：同期シンボル挿入部、３
Ｃ：ＦＦＴ部、２Ｒ：復号化部、７：レート逆変換部、
８：直交変調処理部、９：直交復調処理部、１０，１
７：クロックレート変換部、１１，１２，１６：クロッ
ク発振器、１５：同期検出器、１８：データ確認部、１
５−１：ＮＵＬＬ終了検出器、１５−２：ＳＷＥＥＰ演
算部、１５−４：フレームカウンタ、１５−３：ＰＬ
Ｌ。
Claims (5)
- 【請求項１】 直交周波数分割多重変調方式の伝送装置
において、伝送帯域の変更を行なう場合、送信側では、
クロックレート変換部、符号化部、ＩＦＦＴ部、ガード
付加部、同期シンボル挿入部、直交変調処理部に供給す
るクロック周波数を、使用する伝送帯域に応じて変更
し、受信装置では、受信信号から検出した同期信号と受
信側クロックを分周して作成したフレーム信号とを位相
比較し、その結果により受信クロック発振部のクロック
周波数を制御し、受信側で復調する帯域を、送信側の帯
域に自動追随させて伝送帯域を可変することを特徴とす
る直交周波数分割多重変調方式の伝送帯域可変方法。 - 【請求項２】 直交周波数分割多重変調方式の伝送装置
において、送信装置に設けたクロックレート変換部によ
り、送信側のクロック発振器の出力クロック周波数を変
更し、該クロックを、レート変換部、符号化部、ＩＦＦ
Ｔ部、ガード付加部、同期シンボル挿入部、直交変調処
理部に供給し、受信装置で、受信信号から検出した同期
信号と受信側クロックを分周して作成したフレーム信号
とを位相比較し、その結果により受信クロック発振部の
周波数を制御し、受信側で復調する帯域を、送信側の帯
域に自動追随させて伝送帯域を可変することを特徴とす
る直交周波数分割多重変調方式の伝送装置。 - 【請求項３】 請求項２の伝送装置において、復号化信
号を基に、キャリアの抜けを検知し、受信側のクロック
レートを制御する手段を付加したことを特徴とする直交
周波数分割多重変調方式の伝送装置。 - 【請求項４】 請求項２または３の伝送装置において、
検出した受信信号の同期信号とフレーム同期位相との比
較により受信クロック発振部の周波数と位相を制御する
手段を付加したことを特徴とする直交周波数分割多重変
調方式の伝送装置。 - 【請求項５】 請求項２乃至４の伝送装置において、こ
こで用いる変調方式をＱＡＭ方式としたことを特徴とす
る直交周波数分割多重変調方式の伝送装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01403398A JP3568183B2 (ja) | 1998-01-27 | 1998-01-27 | 直交周波数分割多重変調方式の伝送帯域可変方法及びその装置 |
| US09/236,601 US6611493B1 (en) | 1998-01-27 | 1999-01-26 | Communication, transmission and receiving method and apparatus using orthogonal frequency division multiplexing modulation system |
| EP99101093A EP0932284A3 (en) | 1998-01-27 | 1999-01-26 | Multicarrier transmission system, with modifiable bandwidth |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01403398A JP3568183B2 (ja) | 1998-01-27 | 1998-01-27 | 直交周波数分割多重変調方式の伝送帯域可変方法及びその装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11215093A true JPH11215093A (ja) | 1999-08-06 |
| JP3568183B2 JP3568183B2 (ja) | 2004-09-22 |
Family
ID=11849845
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01403398A Expired - Fee Related JP3568183B2 (ja) | 1998-01-27 | 1998-01-27 | 直交周波数分割多重変調方式の伝送帯域可変方法及びその装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3568183B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003101506A (ja) * | 2001-09-25 | 2003-04-04 | Sony Corp | 無線通信装置及び無線通信方法、無線通信システム、並びにチャンネル割当方法 |
| WO2004077712A1 (ja) | 2003-02-28 | 2004-09-10 | Ntt Docomo, Inc. | 無線通信システム及び無線通信方法 |
| JP2010537511A (ja) * | 2007-08-14 | 2010-12-02 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 共有されるベースバンド・プロセッサを使用するマルチ帯域幅通信システム |
| JP2014112815A (ja) * | 2012-09-28 | 2014-06-19 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | ワイヤレスマイク用ｏｆｄｍ送信装置、受信装置及び送受信システム |
-
1998
- 1998-01-27 JP JP01403398A patent/JP3568183B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US7889632B2 (en) | 2003-02-28 | 2011-02-15 | Ntt Docomo, Inc. | Radio communication system and radio communication method |
| EP2528264A2 (en) | 2003-02-28 | 2012-11-28 | NTT DoCoMo, Inc. | Radio communication system and radio communication method |
| JP2010537511A (ja) * | 2007-08-14 | 2010-12-02 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 共有されるベースバンド・プロセッサを使用するマルチ帯域幅通信システム |
| JP2014180009A (ja) * | 2007-08-14 | 2014-09-25 | Qualcomm Incorporated | 共有されるベースバンド・プロセッサを使用するマルチ帯域幅通信システム |
| US9313067B2 (en) | 2007-08-14 | 2016-04-12 | Qualcomm Incorporated | Multi-bandwidth communication system using a shared baseband processor |
| JP2014112815A (ja) * | 2012-09-28 | 2014-06-19 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | ワイヤレスマイク用ｏｆｄｍ送信装置、受信装置及び送受信システム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3568183B2 (ja) | 2004-09-22 |
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