JPH11224099A - 位相量子化装置及び方法 - Google Patents

位相量子化装置及び方法

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JPH11224099A
JPH11224099A JP10041095A JP4109598A JPH11224099A JP H11224099 A JPH11224099 A JP H11224099A JP 10041095 A JP10041095 A JP 10041095A JP 4109598 A JP4109598 A JP 4109598A JP H11224099 A JPH11224099 A JP H11224099A
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Japan
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phase
quantization
audio signal
harmonic component
signal
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JP10041095A
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Akira Inoue
晃 井上
Masayuki Nishiguchi
正之 西口
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Sony Corp
Original Assignee
Sony Corp
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    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L15/00—Speech recognition
    • G10L15/02—Feature extraction for speech recognition; Selection of recognition unit
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/02—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using spectral analysis, e.g. transform vocoders or subband vocoders

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Abstract

(57)【要約】 【課題】 サイン波合成符号化の際等の入力信号の位相
情報を効率よく量子化する。 【解決手段】 入力端子１１からの音声信号に基づく入
力信号の位相を位相検出部１２で求め、スカラ量子化器
１３でスカラ量子化する。端子１７からのＬＰＣ係数に
基づいて重み計算部１８が各ハーモニクスのスペクトル
振幅重みを計算し、ｋの重みを用いてビット割当計算部
１９が各ハーモニクスの最適量子化割当ビットを計算し
てスカラ量子化器１３に送る。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、サイン波合成符号
化等における各高調波（ハーモニクス）成分の位相を検
出して量子化するための位相量子化装置及び方法に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】オーディオ信号（音声信号や音響信号を
含む）の時間領域や周波数領域における統計的性質と人
間の聴感上の特性を利用して信号圧縮を行うような符号
化方法が種々知られている。この符号化方法としては、
大別して時間領域での符号化、周波数領域での符号化、
分析合成符号化等が挙げられる。
【０００３】音声信号等の高能率符号化の例としては、
ハーモニック（Harmonic）符号化、ＭＢＥ（Multiband
Excitation：マルチバンド励起）符号化等のサイン波分
析合成符号化（Sinusoidal Coding） や、ＳＢＣ（Sub-
band Coding:帯域分割符号化）、ＬＰＣ（Linear Predi
ctive Coding: 線形予測符号化）、あるいはＤＣＴ（離
散コサイン変換）、ＭＤＣＴ（モデファイドＤＣＴ）、
ＦＦＴ（高速フーリエ変換）等が知られている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ところで、入力音声信
号に対して上記ＭＢＥ符号化、ハーモニック符号化や、
ＳＴＣ（Sinusoidal Transform Coding） 等のサイン波
合成符号化（SinusoidalCoding） を用いるような、又
は、入力音声信号のＬＰＣ（線形予測符号化）残差に対
してこれらのサイン波合成符号化を用いるような音声高
能率符号化においては、分析合成の要素となる各サイン
波（ハーモニクス、高調波）の振幅、あるいはスペクト
ルエンベロープに関する情報を伝送しているが、位相に
ついては伝送しておらず、合成時に適宜に位相を算出し
ているのが実情である。
【０００５】そのため、復号されて再生される音声波形
は、元の入力音声信号の波形と異なることになる、とい
う問題がある。すなわち、元の波形の波形再生を実現す
るためには、各ハーモニクス（高調波）成分の位相情報
をフレーム毎に検出し、効率よく量子化して伝送するこ
とが必要とされる。
【０００６】本発明は、このような実情に鑑みてなされ
たものであり、元の波形の波形再現性を実現するための
位相量子化装置及び方法の提供を目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明に係る位相量子化
装置及び方法は、上述した課題を解決するために、入力
音声信号に基づく信号の各高調波成分の位相を、割当ビ
ット数計算により求められた割当ビット数に応じて量子
化することにより、音声信号に基づく入力信号波形の位
相情報を効率よく量子化する。
【０００８】ここで、上記入力信号波形としては、音声
信号波形そのもの、あるいは音声信号の短期予測残差の
信号波形を用いることができる。
【０００９】また、本発明に係る位相量子化方法及び装
置によれば、上述した課題を解決するために、入力音声
信号のスペクトル振幅特性より各高調波の最適量子化割
当ビット数を計算し、この割当ビット数により、入力音
声信号の各高調波成分又は入力音声信号の短期予測残差
信号の各高調波成分の位相を、必要に応じて固定遅延成
分を分離して、スカラ量子化することにより、効率的に
位相量子化を行う。
【００１０】
【発明の実施の形態】本発明に係る位相量子化装置及び
方法は、例えばマルチバンド励起（Multiband Excitati
on: ＭＢＥ）符号化、サイン波変換符号化（Sinusoidal
Transform Coding:ＳＴＣ）、ハーモニック符号化（Ha
rmonic coding） 等のサイン波合成符号化方式に適用さ
れるものであり、又はＬＰＣ（Linear Predictive Codi
ng）残差に上記サイン波合成符号化を用いた符号化方式
に適用されるものである。
【００１１】ここで、本発明の実施の形態の説明に先立
ち、本発明に係る位相量子化装置あるいは方法が適用さ
れる装置としてのサイン波分析合成符号化を行うような
音声符号化装置について説明する。
【００１２】図１は、上述した位相量子化装置あるいは
方法が適用される音声符号化装置の具体例の概略構成を
示している。
【００１３】図１の音声信号符号化装置は、入力信号に
対して、サイン波分析（sinusoidalanalysis ）符号
化、例えばハーモニックコーディング（harmonic codin
g） を行う第１の符号化部１１０と、入力信号に対し
て、例えば合成による分析法を用いて最適ベクトルのク
ローズドループサーチによるベクトル量子化を用いた符
号励起線形予測（ＣＥＬＰ）符号化を施す第２の符号化
部１２０とを有し、入力信号の有声音（Ｖ：Voiced）の
部分の符号化に第１の符号化部１１０を用い、入力信号
の無声音（ＵＶ：Unvoiced）の部分の符号化には第２の
符号化部１２０を用いるようにしている。本発明に係る
位相量子化の実施の形態は、第１の符号化部１１０に対
して適用されている。なお、図１の例では、入力音声信
号の短期予測残差例えばＬＰＣ（線形予測符号化）残差
を求めた後に第１の符号化部１１０に送られるようにし
ている。
【００１４】図１において、入力端子１０１に供給され
た音声信号は、ＬＰＣ逆フィルタ１３１及びＬＰＣ分析
部１３２に送られ、また、第１の符号化部１１０のオー
プンループピッチサーチ部１１１にも送られる。ＬＰＣ
分析部１３２は、入力信号波形の２５６サンプル程度の
長さ（分析長）を１ブロックとしてハミング窓をかけ
て、自己相関法により線形予測係数、いわゆるαパラメ
ータを求める。データ出力の単位となるフレーミングの
間隔は、１６０サンプル程度とする。ここで、入力音声
信号のサンプリング周波数ｆｓが例えば８ｋHzのとき、
１フレーム間隔は１６０サンプルで２０ｍsec となる。
【００１５】ＬＰＣ分析部１３２からのαパラメータ
は、例えばα→ＬＳＰ変換により線スペクトル対（ＬＳ
Ｐ）パラメータに変換される。これは、直接型のフィル
タ係数として求まったαパラメータを、例えば１０個、
すなわち５対のＬＳＰパラメータに変換する。変換は例
えばニュートン−ラプソン法等を用いて行う。このＬＳ
Ｐパラメータに変換するのは、αパラメータよりも補間
特性に優れているからである。このＬＳＰパラメータ
は、ＬＳＰ量子化器１３３によりマトリクスあるいはベ
クトル量子化される。このとき、フレーム間差分をとっ
てからベクトル量子化してもよく、複数フレーム分をま
とめてマトリクス量子化してもよい。ここでは、２０ｍ
sec を１フレームとし、２０ｍsec 毎に算出されるＬＳ
Ｐパラメータを２フレーム分まとめて、マトリクス量子
化及びベクトル量子化している。
【００１６】このＬＳＰ量子化器１３３からの量子化出
力、すなわちＬＳＰ量子化のインデクスは、端子１０２
を介して取り出され、また量子化済みのＬＳＰベクトル
は、例えばＬＳＰ補間やＬＳＰ→α変換を介してＬＰＣ
のαパラメータとされて、ＬＰＣ逆フィルタ１３１や、
後述する第２の符号化部１２０の聴覚重み付きのＬＰＣ
合成フィルタ１２２及び聴覚重み付けフィルタ１２５に
送られる。
【００１７】また、ＬＰＣ分析部１３２からのαパラメ
ータは、聴覚重み付けフィルタ算出部１３４に送られて
聴覚重み付けのためのデータが求められ、この重み付け
データが後述する聴覚重み付きのベクトル量子化器１１
６と、第２の符号化部１２０の聴覚重み付きのＬＰＣ合
成フィルタ１２２及び聴覚重み付けフィルタ１２５とに
送られる。
【００１８】ＬＰＣ逆フィルタ１３１では、上記αパラ
メータを用いて、入力音声信号の線形予測残差（ＬＰＣ
残差）を取り出すような逆フィルタリング処理を行って
いる。このＬＰＣ逆フィルタ１３１からの出力は、サイ
ン波分析符号化、具体的には例えばハーモニック符号化
を行う第１の符号化部１１０の、ＤＦＴ（離散フーリエ
変換）回路等の直交変換部１１２及び位相検出部１４０
に送られる。
【００１９】また、符号化部１１０のオープンループピ
ッチサーチ部１１１には、上記入力端子１０１からの入
力音声信号が供給されている。オープンループピッチサ
ーチ部１１１では、入力信号のＬＰＣ残差をとってオー
プンループによる比較的ラフなピッチのサーチが行わ
れ、抽出された粗ピッチデータは高精度ピッチサーチ部
１１３に送られて、後述するようなクローズドループに
よる高精度のピッチサーチ（ピッチのファインサーチ）
が行われる。また、オープンループピッチサーチ部１１
１からは、上記粗ピッチデータと共にＬＰＣ残差の自己
相関の最大値をパワーで正規化した正規化自己相関最大
値ｒ(p) が取り出され、Ｖ／ＵＶ（有声音／無声音）判
定部１１４に送られている。
【００２０】直交変換部１１２では例えばＤＦＴ（離散
フーリエ変換）等の直交変換処理が施されて、時間軸上
のＬＰＣ残差が周波数軸上のスペクトル振幅データに変
換される。この直交変換部１１２からの出力は、高精度
ピッチサーチ部１１３及びスペクトル振幅あるいはエン
ベロープを評価するためのスペクトルエンベロープ評価
部１１５に送られる。
【００２１】高精度（ファイン）ピッチサーチ部１１３
には、オープンループピッチサーチ部１１１で抽出され
た比較的ラフな粗ピッチデータと、直交変換部１１２に
より例えばＤＦＴされた周波数軸上のデータとが供給さ
れている。この高精度ピッチサーチ部１１３では、上記
粗ピッチデータ値を中心に、0.２〜0.５きざみで±数サ
ンプルずつ振って、最適な小数点付き（フローティン
グ）のファインピッチデータの値へ追い込む。このとき
のファインサーチの手法として、いわゆる合成による分
析 (Analysis by Synthesis)法を用い、合成されたパワ
ースペクトルが原音のパワースペクトルに最も近くなる
ようにピッチを選んでいる。このようなクローズドルー
プによる高精度のピッチサーチ部１４６からのピッチデ
ータについては、スペクトルエンベロープ評価部１１
５、位相検出部１４１、及び切換部１０７に送ってい
る。
【００２２】スペクトルエンベロープ評価部１１５で
は、ＬＰＣ残差の直交変換出力としてのスペクトル振幅
及びピッチに基づいて各ハーモニクスの大きさ及びその
集合であるスペクトルエンベロープが評価され、高精度
ピッチサーチ部１１３、Ｖ／ＵＶ（有声音／無声音）判
定部１１４及びスペクトルエンベロープ量子化部１１６
に送られる。スペクトルエンベロープ量子化部１１６と
しては、聴覚重み付きのベクトル量子化器が用いられ
る。
【００２３】Ｖ／ＵＶ（有声音／無声音）判定部１１４
は、直交変換部１１２からの出力と、高精度ピッチサー
チ部１１３からの最適ピッチと、スペクトルエンベロー
プ評価部１１５からのスペクトル振幅データと、オープ
ンループピッチサーチ部１１１からの正規化自己相関最
大値ｒ(p) とに基づいて、当該フレームのＶ／ＵＶ判定
が行われる。さらに、ＭＢＥの場合の各バンド毎のＶ／
ＵＶ判定結果の境界位置も当該フレームのＶ／ＵＶ判定
の一条件としてもよい。このＶ／ＵＶ判定部１１５から
の判定出力は、出力端子１０５を介して取り出される。
【００２４】ところで、スペクトル評価部１１５の出力
部あるいはスペクトルエンベロープ量子化部１１６の入
力部には、データ数変換（一種のサンプリングレート変
換）部が設けられている。このデータ数変換部は、上記
ピッチに応じて周波数軸上での分割帯域数が異なり、デ
ータ数が異なることを考慮して、エンベロープの振幅デ
ータ｜Ａm｜ を一定の個数にするためのものである。す
なわち、例えば有効帯域を３４００ｋHzまでとすると、
この有効帯域が上記ピッチに応じて、８バンド〜６３バ
ンドに分割されることになり、これらの各バンド毎に得
られる上記振幅データ｜Ａm｜ の個数も８〜６３と変化
することになる。このため上記データ数変換部で、この
可変個数の振幅データを一定個数、例えば４４個、のデ
ータに変換している。
【００２５】このスペクトルエンベロープ評価部１１５
の出力部あるいはスペクトルエンベロープ量子化部１１
６の入力部に設けられたデータ数変換部からの上記一定
個数（例えば４４個）の振幅データあるいはエンベロー
プデータが、スペクトルエンベロープ量子化部１１６に
より、所定個数、例えば４４個のデータ毎にまとめられ
てベクトルとされ、重み付きベクトル量子化が施され
る。この重みは、聴覚重み付けフィルタ算出回路１３４
からの出力により与えられる。スペクトルエンベロープ
量子化部１１６からの上記エンベロープのインデクス
は、切換部１０７に送られる。
【００２６】位相検出部１４１では、後述するようにサ
イン波分析合成符号化の各ハーモニクス（高調波）毎の
位相や位相の固定遅延成分等の位相情報を検出し、この
位相情報を位相量子化部１４２に送って量子化し、量子
化された位相データを切換部１０７に送っている。
【００２７】切換部１０７は、Ｖ／ＵＶ判定部１１５か
らのＶ／ＵＶ判定出力に応じて、第１の符号化部１１０
のピッチ、スペクトルエンベロープのベクトル量子化イ
ンデクス、位相の各データと、第２の符号化部１２０か
らの後述するシェイプ、ゲインの各データとを切り換え
て、端子１０３より出力する。
【００２８】図１の第２の符号化部１２０は、この例で
はＣＥＬＰ（符号励起線形予測）符号化構成を有してお
り、雑音符号帳１２１からの出力を、重み付きの合成フ
ィルタ１２２により合成処理し、得られた重み付き音声
を減算器１２３に送り、入力端子１０１に供給された音
声信号を聴覚重み付けフィルタ１２５を介して得られた
音声との誤差を取り出し、この誤差を距離計算回路１２
４に送って距離計算を行い、誤差が最小となるようなベ
クトルを雑音符号帳１２１でサーチするような、合成に
よる分析（Analysis by Synthesis） 法を用いたクロー
ズドループサーチを用いた時間軸波形のベクトル量子化
を行っている。このＣＥＬＰ符号化は、上述したように
無声音部分の符号化に用いられており、雑音符号帳１２
１からのＵＶデータとしてのコードブックインデクス
は、上記Ｖ／ＵＶ判定部１１５からのＶ／ＵＶ判定結果
が無声音（ＵＶ）のとき切り換えられる切換部１０７を
介して、出力端子１０７より取り出される。
【００２９】次に、本発明に係る好ましい実施の形態に
ついて、以下に説明する。この本発明に係る位相量子化
装置及び方法の実施の形態は、上記図１に示した音声信
号符号化装置の位相量子化部１４２に用いられるもので
あるが、これに限定されないことは勿論である。
【００３０】先ず、図２は、本発明に係る好ましい実施
の形態となる位相量子化装置の概略構成を示すブロック
図である。この図２の位相検出部１２及びスカラ量子化
器１３が、それぞれ図１の位相検出部１４１及び位相量
子化部１４２に相当する。
【００３１】この図２において、入力端子１１に供給さ
れる入力信号としては、ディジタル化した音声信号その
もの、あるいは上述した図１の例のＬＰＣ逆フィルタ１
３１からの信号のようなディジタル音声信号の短期予測
残差信号（ＬＰＣ残差信号）が用いられる。この入力信
号は、各高調波成分の位相情報を検出する位相検出部１
２に送られ、この位相検出部１２にて各高調波（ハーモ
ニクス）成分の位相情報が検出される。ここで図２中の
φi は、第ｉ番目のハーモニクスの位相情報を表してお
り、他の指示符号についても添字のｉは第ｉ番目のハー
モニクス成分を表すものである。この位相検出部１２か
らの位相情報φi がスカラ量子化器１３に送られてスカ
ラ量子化され、位相情報の量子化出力いわゆるインデク
スが出力端子１４より取り出される。図２の入力端子１
６には例えば上記図１の高精度ピッチサーチ部１１３等
からのピッチ情報pch が供給されており、このピッチ情
報pch は重み計算部１８に送られる。入力端子１７に
は、上記音声信号のＬＰＣ分析結果であるＬＰＣ係数α
i が供給されており、ここではデコーダ側で再現される
値として、量子化され逆量子化されたＬＰＣ係数αi が
用いられている。このＬＰＣ係数αi は、重み計算部１
８に送られて、後述するような各ハーモニクス（高調
波）成分におけるスペクトル振幅に対応する重みｗｔi
が計算される。重み計算部１８からの出力（重みｗ
ｔi） はビット割当計算部１９に送られ、入力音声信号
の各高調波成分への最適量子化割当ビット数ｂａi が計
算される。スカラ量子化器１３は、この割当ビット数ｂ
ａi に応じて、位相検出部１２からの各高調波成分の位
相情報φi を量子化する。
【００３２】次に、図３は上記図２の位相検出部１２の
具体例の概略構成を示すブロック図、図４は図２の位相
検出部１２の動作を概略的に示すフローチャートであ
る。
【００３３】図３の入力端子２０は、図２の入力端子１
１に相当し、上述したように、ディジタル化した音声信
号そのもの、あるいは音声信号の短期予測残差信号（Ｌ
ＰＣ残差信号）が入力される。この入力信号に対して、
波形切り出し部２１により、図４のステップＳ２１に示
すように、１ピッチ周期分の波形信号を切り出してい
る。これは、図５に示すように、入力信号（音声信号あ
るいはＬＰＣ残差信号）ｓ(i) の分析ブロック中の分析
点（時刻）ｎから１ピッチ周期に相当するサンプル数
（ピッチラグ）pch を切り出す処理である。この図５の
例では、分析ブロック長を２５６サンプルとしている
が、これに限定されない。また、図５の横軸は分析ブロ
ック中の位置あるいは時刻をサンプル数で表しており、
上記分析点の位置あるいは時刻ｎは、分析開始からｎサ
ンプル目であることを示している。
【００３４】この切り出された１ピッチ分の波形信号に
対して、ゼロ詰め処理部２２により、図４のステップＳ
２２のゼロ詰め処理が施される。これは、図６に示すよ
うに、上記１ピッチラグ分のpch サンプルの信号波形を
先頭に配置し、信号長が２Nサンプル、この実施の形態
では、２8 ＝２５６サンプルとなるように、残りをゼロ
詰めした信号列re(i) （ただし、０≦ｉ＜２N） を得る
処理である。
【００３５】
【数１】
【００３６】次に、このゼロ詰めされた信号列re(i) を
実数部とし、虚数信号列im(i) として、 im(i) ＝ ０ （０≦ｉ＜２N） を用い、ＦＦＴ処理部２３により、図４のステップＳ２
３に示すように、これらの実数信号列re(i) 及び虚数信
号列im(i) に対して２N ポイントのＦＦＴ（高速フーリ
エ変換）を実行する。
【００３７】このＦＦＴの実行結果に対して、tan-1 処
理部２４により、図４のステップＳ２４に示すようにta
n-1 （逆正接）を計算して位相を求める。これは、ＦＦ
Ｔの実行結果の実数部をＲe(i)、虚数部をＩm(i)とする
とき、０≦ｉ＜２N-1 の成分が、周波数軸上で０〜π
（rad） の成分に相当することから、この周波数軸上の
ω＝０〜πの範囲の位相φ(ω)を、次の（２）式により
２N-1 ポイント求めるものである。求められた位相の具
体例を図７の実線に示す。
【００３８】
【数２】
【００３９】ところで、上記時刻ｎ（サンプル）を中心
とする分析ブロックのピッチラグがpch（サンプル） で
あるので、時刻ｎにおける基本周波数（角周波数）ω0
は、 ω0 ＝ ２π／pch （３） となる。周波数軸上のω＝０〜πの範囲にハーモニクス
（高調波）がω0 間隔にＭ本並んでいる。このＭは、 Ｍ ＝ pch／２ （４） となる。
【００４０】上記tan-1 処理部２４により求められた位
相φ(ω)は、ピッチラグpch や基本周波数ω0 とは無関
係に、分析ブロック長とサンプリング周波数によって決
まる周波数軸上の２N-1 点の位相である。そこで、上記
基本周波数ω0 間隔の各ハーモニクスの位相を求めるた
めに、補間処理部２５で図４のステップＳ２５に示す補
間処理を実行する。この処理は、ｍ番目のハーモニクス
の位相φm＝φ(m×ω0) （ただし、１≦ｍ≦Ｍ）を、上
記求められた２N-1 ポイントの位相φ(ω)に基づき線形
補間等により求めている。補間された各ハーモニクスの
位相データは、出力端子２６より取り出される。
【００４１】ここで、例えば線形補間の場合を図８及び
図９を参照しながら説明すると、これらの図に示す各値
ｉｄ，idＬ，idＨ，phaseＬ，phaseＨは、それぞれ次の
ようなものである。
【００４２】
【数３】
【００４３】すなわち、上記求められた２N-1 ポイント
の位相に対応する周波数軸上の位置を整数値（サンプル
番号）で表し、これらの２N-1 ポイントの内の隣り合う
２つの位置idＬ，idＨ間にｍ番目のハーモニクスの周波
数ｉｄ（＝ｍ×ω0） が存在するとき、各位置idＬ，id
Ｈのそれぞれの位相phaseＬ，phaseＨを用いて線形補間
によりｍ番目のハーモニクスの周波数ｉｄでの位相φm
を計算する。この線形補間の計算式は次の通りである。
【００４４】
【数４】
【００４５】図８は、上記２N-1 ポイントの内の隣り合
う２つの位置idＬ，idＨのそれぞれの位相phaseＬ，pha
seＨを単純に線形補間してｍ番目のハーモニクス位置ｉ
ｄでの位相φm を計算する場合を示している。
【００４６】これに対して、図９は、位相の不連続を考
慮した補間処理の例を示している。これは、tan-1 の計
算を行って得られる位相φm が２π周期で連続すること
から、周波数軸上の位置idＬの位相phaseＬ（ａ点） に
２πを加算した値（ｂ点）と、位置idＨの位相phaseＨ
とを用いた線形補間により、ｍ番目のハーモニクス位置
ｉｄでの位相φm を計算している。このように２πを加
算して位相の連続性を保つ処理を、位相のアンラップ処
理という。
【００４７】図７の曲線上の×印は、このようにして求
められた各ハーモニクスの位相を示している。
【００４８】図１０は、上述したような各ハーモニクス
の位相φm を線形補間により計算する処理手順を示すフ
ローチャートである。この図１０のフローチャートにお
いて、最初のステップＳ５１では、ハーモニクスの番号
ｍを初期化（ｍ＝１）し、次のステップＳ５２で、ｍ番
目のハーモニクスについての上記各値ｉｄ，idＬ，id
Ｈ，phaseＬ，phaseＨを計算し、次のステップＳ５３で
位相の連続性を判別する。このステップＳ５３で不連続
と判別された場合にはステップＳ５４に進み、連続と判
別された場合にはステップＳ５５に進んでいる。すなわ
ち、不連続の場合にはステップＳ５４に進んで、周波数
軸上の位置idＬの位相phaseＬ に２πを加算した値と、
位置idＨの位相phaseＨ とを用いた線形補間により、ｍ
番目のハーモニクスの位相φm を求めており、連続の場
合にはステップＳ５５に進んで、各位相phaseＬ，phase
Ｈを単純に線形補間してｍ番目のハーモニクスの位相φ
m を求めている。次のステップＳ５６では、ハーモニク
スの番号ｍが上記Ｍに達したか否かを判別して、ＮＯの
場合はｍをインクリメント（ｍ＝ｍ＋１）してステップ
Ｓ５２に戻り、ＹＥＳの場合は処理を終了している。
【００４９】次に、再び図２に戻って、上述のようにし
て位相検出部１２求められた各ハーモニクスの位相情報
をスカラ量子化器１３で量子化する際における、音声信
号の各ハーモニクス成分への最適量子化ビット数の求め
方について説明する。以下の説明では、第ｉ番目のハー
モニクスに対応する位相や係数等に添字ｉを付して表し
ている。
【００５０】ここで、現在のフレームにおける基本周波
数（角周波数）ω0 は、上記（３）式にも示したよう
に、 ω0 ＝ ２π／pch （１１） である。周波数軸上で、どこまでの周波数範囲のハーモ
ニクスを量子化するかということで０＜ｂｗ≦１の実定
数ｂｗを導入する。このとき、周波数帯域０≦ω≦ｂｗ
×πの範囲に存在するハーモニクス（高調波）の本数Ｍ
は、次の（１２）式で表される。
【００５１】
【数５】
【００５２】図２の端子１７に供給されるＰ次量子化Ｌ
ＰＣ係数αi （１≦ｉ≦Ｐ）を用いて、重み計算部１８
及びビット割当計算部１９により、各ハーモニクス成分
への最適量子化ビット数を計算する。この最適量子化ビ
ット配分は、各ハーモニクスにおける音韻の強さによっ
て決められる。具体的には、例えば、上記量子化ＬＰＣ
係数αi から、各ハーモニクス成分におけるスペクトル
振幅特性ｗｔi （１≦ｉ≦Ｍ）を計算することで求める
ことができる。すなわち、先ず、Ｐ次のＬＰＣ逆フィル
タ特性Ｈ(ｚ)を次の（１３）式で求める。
【００５３】
【数６】
【００５４】次に、このＰ次のＬＰＣ逆フィルタ特性Ｈ
(ｚ)の適当な長さのインパルス応答を求め、２N ポイン
トＦＦＴを行うことで、０≦ω≦πの範囲で２N-1 ポイ
ントのＦＦＴ出力Ｈ(exp(-jω)) が求められる。その絶
対値が次の（１４）式に示すように上記スペクトル振幅
特性ｗｔi であり、その一例を図１１に示す。
【００５５】
【数７】
【００５６】現フレームの基本周波数はω0 であるか
ら、各ハーモニクス成分におけるスペクトル振幅ｗｔi
（１≦ｉ≦Ｍ）は、 ｗｔ(foor(ω0×ｉ)) 及びｗｔ(ceil(ω0×ｉ)) から適当な補間によって求められる。なお、前述したよ
うに、floor(ｘ) はｘを超えない最大の整数を、またce
il(ｘ)はｘより大きい最小の整数をそれぞれ表すもので
ある。
【００５７】ここで、Ｂを位相量子化に許される総ビッ
ト数、ｂａi をｉ番目のハーモニクスに割り当てられる
量子化ビット数とするとき、次の（１５）式、（１６）
式を満足するような適当なオフセット定数Ｃを求めれば
よい。ただし、最低割当ビット数による制限がある。
【００５８】
【数８】
【００５９】なお、上記（１５）式中のinit(ｘ)は、実
数ｘに最も近い整数を表す。また、このような計算の具
体例を図１２、図１３に示す。ここで図１２のステップ
Ｓ７１からステップＳ７８までは、ビット割当に用いら
れる上記オフセット定数Ｃの調整のためのステップ値st
ep、仮の総和値prev_sum等を予め求めておく初期設定処
理を示しており、図１３のステップＳ７９からステップ
Ｓ９０までにより、位相量子化のために予め与えられて
いる総ビット数Ｂに各ハーモニクス毎の割当ビット数の
総和値sum が一致するまで上記オフセット定数Ｃを調整
している。
【００６０】すなわち、図１２のステップＳ７１では、
各ハーモニクスの各スペクトル振幅ｗｔi に基づいて仮
に求められる総割当ビット数Ｂ’と、予め許可されてい
る総ビット数Ｂとの差分を、量子化しようとするハーモ
ニクスの本数Ｍで割って、これをオフセット定数Ｃに仮
決めする。次のステップＳ７２では、繰り返し処理の制
御変数ｉ（ハーモニクスの番号に対応する）と総和値su
m とを初期化（ｉ＝１， sum＝０）し、ステップＳ７３
からステップＳ７７までで上記仮決めされたオフセット
定数Ｃを用いて計算される割当ビット数ｂａi を、ｉが
Ｍに達するまで累積加算している。次のステップＳ７８
では、上記オフセット定数Ｃの調整のためのステップ値
stepを求め、総和値sum をprev_sumに代入している。図
１３のステップＳ７９では、総和値sum が上記総割当ビ
ット数Ｂに一致していないか否かを判別しており、一致
していない（ＹＥＳ）ときは、ステップＳ８０からステ
ップＳ９０までの処理を繰り返す。すなわち、ステップ
Ｓ８０で上記sum とＢとを比較し、その大小に応じてス
テップＳ８１、Ｓ８２でオフセット定数Ｃをステップ値
stepだけ減少あるいは増加させるような調整を行い、ス
テップＳ８３からステップＳ９０まででこの調整された
オフセット定数Ｃを用いた各ハーモニクス毎のビット割
当を行って割当ビット数の総和値sum を求め直し、ステ
ップＳ７９に戻っている。ここで、ステップＳ７５の値
min_assignは、１つのハーモニクス当たりの最低割当ビ
ット数を示しており、例えば、１ビットの位相情報を伝
送してもあまり意味がないことを考慮して、通常は最低
割当ビット数min_assignを２ビット程度に設定してい
る。
【００６１】なお、この図１２、図１３に示す計算手順
は一例を示すに過ぎず、適宜変更したり、別の方法で各
ハーモニクス毎の割当ビット数を計算してもよいことは
勿論である。
【００６２】図１４は、このようにして各ハーモニクス
毎に割り当てが計算されて得られた量子化ビット数（割
当ビット数）ｂａi の一例を示しており、この具体例で
は、総ビット数Ｂを２８、量子化する周波数範囲を決め
る定数ｂｗを０．９５、最低割当ビット数min_assignを
２ビットにそれぞれしている。
【００６３】以上のようにして求められ図２のビット割
当計算部１９から得られた割当ビット数ｂａi に応じ
て、スカラ量子化器１３は、位相検出部１２からの各ハ
ーモニクス成分の検出位相φi をスカラ量子化し、位相
量子化インデクスを得る。量子化割当ビット数がｂ（ビ
ット）の場合の検出位相φを量子化して得られる量子化
位相Ｑ(φ)は、次の（１７）式により示される。
【００６４】
【数９】
【００６５】また、図１５は、割当ビット数に応じた位
相のスカラ量子化の一例を示しており、図１５の（Ａ）
が割当ビット数ｂ＝１、（Ｂ）がｂ＝２、（Ｃ）がｂ＝
３、（Ｄ）がｂ＝４の場合をそれぞれ示している。
【００６６】なお、デコーダ側において、上記割当ビッ
ト数ｂａi が０、すなわち量子化位相が送られていない
ハーモニクスの位相については、適当な値を入れてサイ
ン波合成すればよい。
【００６７】次に、本発明の他の実施の形態として、現
フレームの各ハーモニクス成分の位相を、前フレームの
位相量子化結果から予測し、その予測誤差を上記最適量
子化割当ビット数に応じてスカラ量子化する例につい
て、図１６を参照しながら説明する。
【００６８】図１６の例では、位相検出部１２とスカラ
量子化部１３との間に、上記予測誤差を取り出すための
減算器３１を挿入接続しており、スカラ量子化器１３か
らの量子化位相を遅延器３２で１フレームだけ遅延して
位相予測器３３に送り、この位相予測器３３で得られた
予測位相をスイッチ３４を介して減算器３１に送って位
相検出部１２からの検出位相から減算することにより得
られた予測誤差を、スカラ量子化器１３で量子化してい
る。ただし、この予測誤差の量子化は、前フレームから
のピッチ周波数変移が一定範囲内にある場合のみ行うよ
うにしており、このため、位相予測器３３には、入力端
子１６からの現在のピッチpch2と、これを１フレーム遅
延器３５で遅延させて得られる前フレームのピッチpch1
とを入力し、これらのピッチpch1，pch2に基づいてピッ
チの連続性を判断している。ここで、ピッチpch 、位相
φ等に付した添字の「１」、「２」については、「２」
が現フレームを、「１」が前フレームをそれぞれ示して
いる。なお、図１６の他の構成は、前記図２と同様であ
るため、対応する部分に同じ指示符号を付して説明を省
略する。
【００６９】ここで、現在のピッチpch2に対応するピッ
チ周波数（角周波数）をω01、前フレームのピッチpch1
に対応する周波数をω02とするとき、位相予測器３３で
は、前フレームからのピッチ周波数変移を示す次の（１
８）式が一定範囲内にあるか否かを判別して、上記位相
の予測誤差の量子化を行うか、位相そのものの量子化を
行うかを判別している。
【００７０】
【数１０】
【００７１】この（１８）式に示すピッチ周波数変移が
一定範囲外にある（ピッチ不連続）場合には、上記図２
の実施の形態と同様に、各ハーモニクスの位相をそのま
ま最適ビット割当してスカラ量子化する。
【００７２】これに対して、上記（１８）式のピッチ周
波数変移が一定範囲内にある（ピッチ連続）場合には、
前フレームの量子化位相Ｑ(φ1i)（１≦ｉ≦Ｍ1） を用
いて、現フレームの各ハーモニクスの予測位相φ'2i
（１≦ｉ≦Ｍ2） を、次の（１９）式により求める。こ
の（１９）式中のＬはフレーム間隔である。
【００７３】
【数１１】
【００７４】このとき減算器３１は、位相検出部１２か
らの各ハーモニクスの検出位相φ2iと、位相予測器３３
にて上記（１９）式を計算することにより求めた上記予
測位相φ'2i との差（予測誤差）θi を、 θi ＝（φ2i−φ'2i）mod２π （２０） の式により計算し、この予測誤差θi をスカラ量子化器
１３に送る。スカラ量子化器１３では、この予測誤差θ
i をスカラ量子化することにより、量子化インデックス
を得る。
【００７５】次に、スカラ量子化の具体例について説明
する。上記上記予測位相φ'2i と検出位相φ2iと差（予
測誤差）は、０を中心に対照な分布をしているはずであ
る。量子化ビット割当数がｂ（ビット）の場合の検出位
相と予測位相との誤差θを量子化して量子化インデック
スＱ(θ)を得る一例を次の（２１）式に示す。
【００７６】
【数１２】
【００７７】また、この位相予測誤差の量子化の具体例
を図１７に示す。この図１７の（Ａ）は量子化ビット割
当数ｂ＝２の場合を、（Ｂ）はｂ＝３の場合をそれぞれ
示している。
【００７８】ところで、上記予測位相と検出位相との差
である予測誤差は、図１８にも示すように、低域の方が
少なく、高域に行けば行くほどランダムに近くなる傾向
がある。この図１８は、予測位相誤差の分布の具体例を
示すものであり、図１８の（Ａ）が０〜250 Hz、（Ｂ）
が 500〜750 Hz、（Ｃ）が 1500〜1750 Hz、（Ｄ）が20
00〜2250 Hz、（Ｅ）が 2500〜2750 Hz、（Ｆ）が 3000
〜3250 Hzの各周波数範囲での位相の予測誤差の分布を
示している。このような点を考慮して、帯域、及び量子
化ビット数に応じた量子化コードブックを用意してお
き、ハーモニクスが存在する帯域、及び割り当てられた
量子化ビット数に応じて、量子化に使うコードブックを
選択するようなスカラ量子化を行わせることが好まし
い。
【００７９】次に、本発明のさらに他の実施の形態につ
いて、図１９を参照しながら説明する。
【００８０】この図１９の例においては、音声信号の短
期予測残差信号のある時刻における、アンラップ位相特
性のスペクトル振幅による重み付き最小二乗直線近似の
傾き（遅延成分）と切片をスカラ量子化し、各ハーモニ
クス（高調波）成分の検出アンラップ位相から、この量
子化された傾き及び切片による量子化直線位相を差し引
いて差分を求め、この差分を、上述した最適量子化ビッ
ト数に応じてスカラ量子化している。すなわち、図１９
の端子２６には、例えば上記図２や図１６の位相検出部
１２からの検出位相が供給され、減算器３６を介してス
カラ量子化器１３に送られると共に、端子２７には、後
述する位相の固定遅延成分を近似する直線位相近似成分
が供給され、この直線位相近似成分がスカラ量子化器３
７で量子化されて減算器３６に送られて、端子２６から
の検出位相から差し引かれ、その差分がスカラ量子化器
１３に送られる。他の構成は、上記図２や図１６の構成
と同様であるため、対応する部分に同じ指示符号を付し
て説明を省略する。
【００８１】ここで、端子２７に供給される直線位相近
似成分について、図２０を参照しながら説明する。図２
０は、上述のようにして求められた位相の固定遅延成分
をアンラップ位相の直線近似により求めるための概略構
成そ示している。
【００８２】図２０において、入力端子１１に供給され
る入力信号としては、上記図２や図１６等において説明
したように、ディジタル化した音声信号そのもの、ある
いは音声信号の短期予測残差信号（ＬＰＣ残差信号）が
用いられる。入力端子１１に接続された波形切り出し部
２１からtan-1 処理部２４までの構成は、上記図３と同
様であるため、説明を省略する。tan-1 処理部２４から
は、上記図７に示すような検出位相データが得られる。
【００８３】ここで、tan-1 処理部２４から得られた位
相の固定遅延成分、いわゆる群遅延特性τ(ω)は、位相
微分を符号反転したもの、すなわち、 τ(ω)＝−ｄφ(ω)／ｄω （２２） として定義される。ここで、tan-1 処理部２４から得ら
れた位相は、図２０の位相アンラップ部２５ａに送られ
る。なお、上記各ハーモニクスの位相を求めるために
は、位相アンラップ部２５ａからの位相を補間処理部２
５ｂに送って線形補間等の補間処理を行うことが必要で
ある。この補間処理部２５ｂは、既にアンラップ処理が
施されている位相に対して補間すればよいことから、上
記図３の補間処理部２５の場合のような位相の不連続を
判断しながらの補間は必要なく、単純な線形補間でよ
い。
【００８４】ここで、tan-1 処理部２４から端子２７を
介して取り出された位相の位相特性は、上記図７に示す
ように−πから＋πまでの２πの区間内で定義されてい
るため、−πを下回る値は＋π側に折り畳まれて、ある
いはラップされて表れ、図７では不連続部分となってい
る。このような不連続部分があると微分できないので、
図２０の位相アンラップ部２５ａでの位相アンラップ処
理により連続したものに変換する。この位相アンラップ
処理については後述する。図２１は、この位相アンラッ
プ処理がなされた位相の一例を示している。
【００８５】このように位相アンラップ部２５ａから得
られた２N-1 ポイントのアンラップ位相φ(ωi) 、及び
スペクトル振幅重みｗｔ(ωi) 、すなわち、 ωi ＝ ｉπ／（２N-1） （２３） φi ＝ φ(ωi) （２４） ｗｔi ＝ ｗｔ(ωi) （２５） より、重み付け最小２乗法により、図２２の破線に示す
ような直線近似位相 φ(ω) ＝ −τω＋φ0 （２６） を求める。すなわち、次の（２７）式を最小とするよう
なτ，φ0 を求める。
【００８６】
【数１３】
【００８７】
【数１４】
【００８８】上記（２８）式、（２９）式が０となるよ
うな、すなわち、ｄε／ｄτ＝０，ｄε／ｄφ0 ＝０と
なるようなτ，φ0 は、次の（３０）式、（３１）式の
ように求められる。
【００８９】
【数１５】
【００９０】以上のようにして求められたτは、遅延サ
ンプル数となる。図２３に示す１ピッチ波形の検出遅延
量ＤＬの遅延サンプル数τは、例えば２２．９（サンプ
ル）である。
【００９１】ここで、上記位相アンラップ処理の具体例
を図２４のフローチャートに示す。この図２４」おい
て、ステップＳ６１，Ｓ６３等におけるphase がアンラ
ップ前の位相であり、ステップＳ６８におけるunwrap_p
haseがアンラップ処理された位相である。ステップＳ６
１では、ラップ数を表す変数wrap，位相を一時的に取り
込む変数pha0，サンプル番号を表す変数ｉをそれぞれ
０，phase(0)，１に初期化しており、ステップＳ６２か
らステップＳ６９までで、位相の不連続を検出して２π
を順次減算することで、位相の連続性を保つ処理をｉが
２N-1 に達するまで繰り返し行っている。このアンラッ
プ処理により、図７の位相が図２１に示すように連続し
たものに変換される。
【００９２】次に、上記重み付き最小二乗直線近似にお
いて、ハーモニクス成分の位置のみのスペクトル振幅重
み及びアンラップ位相を用いる場合について説明する。
【００９３】ピッチラグpch が既知であるので、基本周
波数（角周波数）ω0 は、 ω0 ＝ ２π／pch （３７） となる。周波数軸上のω＝０〜πの範囲にハーモニクス
（高調波）がω0 間隔にＭ本並んでいる。このＭは、Ｍ
＝ pch／２ となる。上記アンラップ処理により求めら
れた２N-1 ポイントのアンラップ位相φ(ωi) 、及びス
ペクトル振幅重みｗｔ(ωi) により、各ハーモニクスに
おけるアンラップ位相、スペクトル重みを求める。すな
わち、 ωi ＝ ω0×ｉ （i=1,2,...,M） （３８） φi ＝ φ(ωi) （３９） ｗｔi ＝ ｗｔ(ωi) （４０） これらのハーモニクス成分の情報のみで、上述と同様な
重み付き最小二乗直線近似を行って直線近似位相を求め
る。
【００９４】次に、上記重み付き最小二乗直線近似にお
いて、音声信号の低域〜中域のスペクトル振幅重み及び
アンラップ位相を用いる場合について説明する。
【００９５】これは、高域での検出位相情報にはあまり
信頼性がないことを考慮して、低域を取り出すための０
＜β＜１の実定数βにより、 ０≦ωi≦β×π （４１） のポイントのアンラップ位相φ(ωi) 、スペクトル振幅
重みｗｔ(ωi) だけを使って、重み付き最小二乗直線近
似を行って直線近似位相を求める。
【００９６】ここで、処理の対象となるポイント数Ｍ
は、各ハーモニクスのポイントで処理するか否かに応じ
て、次の（４２）式、又は（４３）式のようになる。
（４３）式が各ハーモニクスのポイントで処理する場合
である。
【００９７】
【数１６】
【００９８】以上説明したような遅延検出により、ある
時刻における音声信号などの周期信号の遅延成分を、位
相アンラップ、スペクトル重み付き最小二乗直線近似に
より、正確かつ効率的に行うことができる。ここで、初
めに得られたアンラップ位相特性から、重み付き最小二
乗直線近似により得られた直線位相特性を引いたものが
位相の微細構造を表すものである。すなわち、位相の微
細構造成分Δφ(ω)は、アンラップ位相φ(ω)、直線近
似位相特性（−τω＋φ0） により、 Δφ(ω) ＝ φ(ω)＋τω−φ0 （４４） により求められる。この位相の微細構造成分Δφ(ω）
の一例を図２５の実線に示す。
【００９９】ところで、図１９の例においては、上述の
位相の近似直線の成分である傾きτ及び切片φ0 が端子
２７を介してスカラ量子化器３７に送られてスカラ量子
化され、その量子化された傾きＱ(τ)及び切片Ｑ(φ0)
が出力端子３８より取り出されると共に、これらの量子
化された傾きＱ(τ)及び切片Ｑ(φ0) を用いた量子化直
線位相を上記検出アンラップ位相φi から減算すること
で、差分Δφi を求めている。すなわち、 Δφi ＝ φi＋Ｑ(τ)ｉω0−Ｑ(φ0) （１≦ｉ≦Ｍ） （４５） である。
【０１００】次に、上記図２や図１６において説明した
ようにして、重み計算部１８及びビット割当計算部１９
により、音声信号のスペクトル振幅に応じた各ハーモニ
クス毎の最適量子化割当ビット数ｂａi を計算し、この
割当ビット数ｂａi に応じて上記差分Δφi をスカラ量
子化器１３でスカラ量子化する。量子化割当ビットが０
ビットの場合にはΔφi を０あるいは０近辺の乱数とす
る。この量子化の例を図２５の破線に示す。
【０１０１】量子化されたΔφi をＱ(Δφi) とする
と、第ｉ番目のハーモニクスにおける量子化位相Ｑ
(φi) は、 Ｑ(φi)＝Ｑ(Δφi)−Ｑ(τ)ｉω0−Ｑ(φ0) （１≦ｉ≦Ｍ） （４６） となる。
【０１０２】ここで、変形例として、上記直線近似の切
片を、重み係数の最も大きいハーモニクス成分の位相か
ら逆算することが考えられる。
【０１０３】この場合には、先ず、図１９の端子２７か
らの近似直線位相成分の内、傾きτのみを量子化し、切
片φ0 は量子化しない。次に、上記スペクトル振幅ｗｔ
i （１≦ｉ≦Ｍ）の最も大きなハーモニクスのインデッ
クスをｊとして、 Δφj ＝ φj＋Ｑ(τ)ｊω0−Ｑ(φ0) （４７） を量子化割当ビット数ｂａj でスカラ量子化する。次
に、量子化されたΔφj をＱ(Δφj) として、直線位相
成分の切片を逆算する。すなわち、 Ｑ(φ0) ＝ φj−Ｑ(τ)ｊω0−Ｑ(φj) （４８） を計算する。この処理により、直線位相成分の切片φ0
の量子化を行う必要がなくなる。後は、上述と同様な処
理を行えばよい。
【０１０４】次に、更に他の実施の形態について、図２
６を参照しながら説明する。この図２６に示す実施の形
態においては、上記図１９の実施の形態において、前フ
レームからのピッチ周波数変移が一定範囲内にある場
合、前フレームの直線近似の傾き（遅延成分）の量子化
結果と現フレームのピッチラグから現フレームの直線近
似の傾きを予測し、その予測誤差をスカラー量子化して
いる。
【０１０５】この図２６において、図１９と対応する部
分には同じ指示符号を付しており、以下の説明では、異
なる部分、付加された部分を主に説明する。また、位相
φ、ピッチpch 等に付した添字の「１」、「２」につい
ては、「２」が現フレームを、「１」が前フレームをそ
れぞれ示している端子２７からの位相直線近似成分は、
減算器４１を介してスカラ量子化器３７に送られてお
り、スカラ量子化器３７からの量子化された位相の直線
近似成分は、減算器３６に送られると共に、１フレーム
遅延器４２を介して遅延予測器４３に送られている。遅
延予測器４３には、端子１６からのピッチ、端子２６か
らの位相も供給されている。
【０１０６】この図２６の構成において、重み計算部１
８、ビット割当計算部１９は、上記図２の実施の形態の
場合と同様に、量子化ＬＰＣ係数を用いて各ハーモニク
スの量子化割当ビット数ｂａi を計算する。次の（４
９）式で示すピッチ周波数変移がある一定範囲外にある
場合、すなわちピッチ不連続の場合には、上記図１９と
共に説明した実施の形態と同様な位相量子化を行う。
【０１０７】
【数１７】
【０１０８】これに対して、上記（４９）式で示すピッ
チ周波数変移がある一定範囲内にある場合、すなわちピ
ッチ連続の場合には、前フレームの量子化遅延成分Ｑ
(τ1)及び前フレームのピッチラグpch1、現フレームの
ピッチラグpch2から、遅延予測器４３が次の（５０）式
を計算することにより、現フレームの遅延成分τ2'の予
測を行う。この（５０）式のＫは適当な正定数、Ｌはフ
レーム間隔である。
【０１０９】
【数１８】
【０１１０】ここで、図２７は、この（５０）式による
遅延成分の予測の一例を示す信号波形図である。すなわ
ち、前フレームの中心位置ｎ1 を基準として、量子化遅
延成分Ｑ(τ1) に、平均ピッチラグ（pch1＋pch2）／２
＝pch12 をＫ倍したものを加算し、加算結果から前フレ
ームと現フレームとの間隔Ｌを減算したものが、予測遅
延成分τ2'となっている。
【０１１１】次に、減算器４１で検出遅延成分τ2 と予
測遅延成分τ2'との差Δτ2 を、 Δτ2 ＝ τ2−τ2' （５１） により求めて、スカラ量子化器３７によりスカラ量子化
する。
【０１１２】量子化されたΔτ2 をＱ(Δτ2) とすると
き、量子化された遅延成分Ｑ(τ2)は、 Ｑ(τ2) ＝ τ2'＋Ｑ(Δτ2) （５２） として、後は上記図１９の実施の形態と同様な処理を行
う。
【０１１３】以上のような位相量子化によれば、検出遅
延成分τ2 の量子化の際に、「ピッチ不連続」の場合よ
りも少ない量子化ビット数の割り当てで同等の効果が得
られる。「ピッチ連続」の場合、遅延成分の量子化割当
ビットを減らした分を、位相量子化のビット割り当てに
まわすことができ、効果的である。
【０１１４】なお、位相検出は、音声信号に対して行っ
ても、あるいは音声信号の線形予測残差（ＬＰＣ残差）
信号に対して行ってもよいことは前述した通りである。
【０１１５】次に、上述のようにして求められた位相情
報を用いてサイン波合成を行う場合の具体例について図
２８を参照しながら説明する。ここでは、時刻ｎ1から
ｎ2までのフレーム間隔Ｌ＝ｎ2−ｎ1の時間波形をサイ
ン波合成（Sinusoidal合成）により再生する場合につい
て説明する。
【０１１６】時刻ｎ1 のピッチラグがpch1（サンプ
ル）、時刻ｎ2 のピッチラグがpch2（サンプル）である
とき、時刻ｎ1,ｎ2 のピッチ周波数ω1,ω2 （rad/サンフ゜
ル） は、それぞれ、 ω1 ＝ ２π／pch1 ω2 ＝ ２π／pch2 である。また、各ハーモニクス成分の振幅データを、時
刻ｎ1 では、Ａ11,Ａ12,Ａ13,...、時刻ｎ2 では、
Ａ21,Ａ22,Ａ23,...とし、各ハーモニクス成分の位相デ
ータを時刻ｎ1 では、φ11,φ12,φ13,...、時刻ｎ2 で
は、φ21,φ22,φ23,...とする。
【０１１７】ピッチが連続している場合には、時刻ｎ
（ｎ1≦ｎ≦ｎ2）における第ｍ番目のハーモニクス成分
の振幅は、時刻ｎ1,ｎ2 における振幅データの線形補間
によって、次の（５３）式により得られる。
【０１１８】
【数１９】
【０１１９】時刻ｎ1,ｎ2 の間でのｍ番目のハーモニク
ス成分の周波数変化を、次の（５４）式で示すように、
（線形変化分）＋（固定変動分）であると仮定する。
【０１２０】
【数２０】
【０１２１】このとき、第ｍ番目のハーモニクス成分の
時刻ｎにおける位相θm(n)（rad）は、次の（５５）式
で表されるから、これを計算して（５７）式が得られ
る。
【０１２２】
【数２１】
【０１２３】よって、時刻ｎ2 におけるｍ番目のハーモ
ニクスの位相φm2（rad） は、次の（５９）式で表され
る。従って各ハーモニクス成分の周波数変化の変動分Δ
ωm（rad/サンフ゜ル） は、次の（６０）式に示すようにな
る。
【０１２４】
【数２２】
【０１２５】
【数２３】
【０１２６】第ｍ番目のハーモニクス成分について、時
刻ｎ1,ｎ2 における位相φm1,φm2が与えられているの
で、上記（６０）式より、周波数変化の固定変動分Δω
m を求め、上記（５７）式により各時刻ｎの位相θm が
求まれば、第ｍ番目のハーモニクスによる時間波形Ｗ
m(n)は、 Ｗm(n) ＝ Ａm(n)cos(θm(n)) （ｎ1≦ｎ≦ｎ2） （６１） となる。このようにして得られた全てのハーモニクスに
関する時間波形の総和をとったものが、次の（６２）
式、（６３）式に示すように、合成波形Ｖ(n) となる。
【０１２７】
【数２４】
【０１２８】次に、ピッチ不連続の場合について説明す
る。ピッチ不連続の場合は、周波数変化の連続性は考慮
せずに、時刻ｎ1 より前向きにサイン波合成した次の
（６４）式に示す波形Ｖ1(n)と、時刻ｎ2 より後ろ向き
にサイン波合成した次の（６５）式に示す波形Ｖ2(n)と
にそれぞれ窓をかけて重畳加算（overlap add） する。
【０１２９】
【数２５】
【０１３０】
【数２６】
【０１３１】以上説明したような位相量子化装置によれ
ば、入力音声信号、あるいはその短期予測残差信号の瞬
時位相情報の量子化を効率的に行うことができる。これ
により、入力音声信号、あるいはその短期予測残差信号
にサイン波合成符号化を用いる音声符号化において、瞬
時位相情報を量子化して伝送することにより、復号時に
元波形の波形再現性を実現できる。
【０１３２】図２９は、元の信号波形を実線で、位相量
子化して伝送したものを復号して得られる信号波形を破
線で示す波形図であり、この図２９からも明らかなよう
に、元波形を再現性よく復号できる。
【０１３３】なお、本発明は上記実施の形態のみに限定
されるものではなく、例えば上記図１や図２等の構成に
ついては、各部をハードウェア的に記載しているが、い
わゆるＤＳＰ（ディジタル信号プロセッサ）等を用いて
ソフトウェアプログラムにより実現することも可能であ
る。
【０１３４】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
に係る位相量子化装置及び方法によれば、入力音声信号
に基づく信号の各高調波成分の位相を、割当ビット数計
算により求められた割当ビット数に応じて量子化するこ
とにより、音声信号に基づく入力信号波形の位相情報を
効率よく量子化することができる。
【０１３５】また、本発明に係る位相量子化方法及び装
置によれば、入力音声信号のスペクトル振幅特性より各
高調波の最適量子化割当ビット数を計算し、この割当ビ
ット数により、入力音声信号の各高調波成分又は入力音
声信号の短期予測残差信号の各高調波成分の位相を、必
要に応じて固定遅延成分を分離して、スカラ量子化する
ことにより、効率的に位相量子化を行うことができる。
【０１３６】これによって、復号側で元の波形の位相情
報を検出でき、波形再現性を高めることができる。特
に、サイン波合成符号化等の音声符号化に適用した場合
に、波形再現性を高めることができ、例えば合成音が不
自然になることを未然に防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る位相検出装置及び方法の実施の形
態が適用される音声符号化装置の一例の概略構成を示す
ブロック図である。
【図２】本発明に係る実施の形態となる位相量子化装置
の概略構成を示すブロック図である。
【図３】本発明に係る実施の形態となる位相量子化装置
に用いられる位相検出装置の概略構成を示すブロック図
である。
【図４】本発明に係る実施の形態の位相量子化方法に用
いられる位相検出方法を説明するためのフローチャート
である。
【図５】位相検出の対象となる入力信号の一例を示す波
形図である。
【図６】１ピッチ分の波形データにゼロ詰めを施した信
号の一例を示す波形図である。
【図７】検出された位相の一例を示す図である。
【図８】位相が連続するときの補間処理の一例を説明す
るための図である。
【図９】位相が不連続のときの補間処理の一例を説明す
るための図である。
【図１０】位相の線形補間の処理手順の一例を説明する
ためのフローチャートである。
【図１１】音声信号のＬＰＣより計算されたスペクトル
振幅特性の一例を示す図である。
【図１２】量子化ビット割当の計算の一例を示すフロー
チャートである。
【図１３】量子化ビット割当の計算の一例の図１２の処
理の続きを示すフローチャートである。
【図１４】各ハーモニクスの量子化割当ビットの一例を
示す図である。
【図１５】検出された位相の割当ビット毎のスカラ量子
化の例を示す図である。
【図１６】本発明に係る他の実施の形態となる位相量子
化装置の概略構成を示すブロック図である。
【図１７】予測位相誤差のスカラ量子化の例を示す図で
ある。
【図１８】予測位相誤差の分布を周波数帯域毎に示す図
である。
【図１９】本発明に係るさらに他の実施の形態となる位
相量子化装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２０】図１９の位相量子化装置の入力となる直線位
相近似成分を求めるための構成の一例を示すブロック図
である。
【図２１】アンラップ処理された位相の一例を示す図で
ある。
【図２２】位相の最小二乗直線近似をして得られた直線
近似位相特性の一例を示す図である。
【図２３】直線近似位相特性から求められた遅延の一例
を示す図である。
【図２４】位相アンラップ処理の一例を示すフローチャ
ートである。
【図２５】位相の微細構造及び量子化された微細構造の
一例を示す図である。
【図２６】本発明に係るさらに他の実施の形態となる位
相量子化装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２７】位相の固定遅延成分の予測処理を説明するた
めの図である。
【図２８】位相情報が得られたときのサイン波合成の一
例を説明するための図である。
【図２９】位相情報が得られたときの復号側でサイン波
合成されて得られる信号波形の一例を示す図である。
【符号の説明】
１２ 位相検出部、 １３，３７ スカラ量子化器、
１８ 重み計算部、１９ ビット割当計算部、 ２１
波形切り出し部、 ２２ ゼロ詰め処理部、２３ ＦＦ
Ｔ処理部、 ２４ tan-1部 、 ２５ 補間処理部、
３３ 位相予測器、 ４３ 遅延予測器、１１０ 第１
の符号化部、 １１１ オープンループピッチサーチ
部、 １１２ 直交変換部、 １１３ 高精度ピッチサ
ーチ部、 １１４ Ｖ／ＵＶ判定部、 １１５ スペク
トルエンベロープ評価部、 １１６ スペクトルエンベ
ロープ量子化部、 １２０ 第２の符号化部、 １３１
ＬＰＣ逆フィルタ、 １３２ ＬＰＣ分析部、 １３３
ＬＳＰ量子化部、１４１ 位相検出部、 １４２ 位
相量子化部

Claims (20)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 入力音声信号の各高調波成分への最適量
    子化割当ビット数を計算する割当ビット数計算手段と、 上記入力音声信号に基づく信号の各高調波成分の位相
    を、上記割当ビット数計算手段により求められた割当ビ
    ット数に応じて量子化する量子化手段とを有することを
    特徴とする位相量子化装置。
  2. 【請求項２】 上記入力音声信号に基づく信号は音声信
    号であることを特徴とする請求項１記載の位相量子化装
    置。
  3. 【請求項３】 上記入力音声信号に基づく信号は音声信
    号の短期予測残差の信号波形であることを特徴とする請
    求項１記載の位相量子化装置。
  4. 【請求項４】 上記割当ビット数計算手段は、上記入力
    音声信号の短期予測係数を用いて各高調波成分への最適
    量子化割当ビット数を計算することを特徴とする請求項
    １記載の位相量子化装置。
  5. 【請求項５】 上記量子化を時間軸上の所定長のフレー
    ム毎に行い、上記入力音声信号に基づく信号の現フレー
    ムの各高調波成分の位相を、前フレームの位相量子化結
    果から予測する位相予測手段をさらに有し、 上記量子化手段は、上記現フレームの各高調波成分の位
    相と上記位相予測手段により求められた予測位相との予
    測誤差を上記割当ビット数計算手段により求められた割
    当ビット数に応じて量子化することを特徴とする請求項
    １記載の位相量子化装置。
  6. 【請求項６】 上記前フレームから上記現フレームまで
    の上記音声信号のピッチ周波数の変移が一定範囲内にあ
    るときのみ、上記予測位相と上記現フレームの位相との
    上記予測誤差を量子化することを特徴とする請求項５記
    載の位相量子化装置。
  7. 【請求項７】 入力音声信号の各高調波成分への最適量
    子化割当ビット数を計算する割当ビット数計算工程と、 上記入力音声信号に基づく信号の各高調波成分の位相
    を、上記割当ビット数計算手段により求められた割当ビ
    ット数に応じて量子化する量子化工程とを有することを
    特徴とする位相量子化方法。
  8. 【請求項８】 上記割当ビット数計算工程は、上記入力
    音声信号の短期予測係数を用いて各高調波成分への最適
    量子化割当ビット数を計算することを特徴とする請求項
    ７記載の位相量子化方法。
  9. 【請求項９】 上記量子化を時間軸上の所定長のフレー
    ム毎に行い、上記入力音声信号に基づく信号の現フレー
    ムの各高調波成分の位相を、前フレームの位相量子化結
    果から予測する位相予測工程をさらに有し、 上記量子化工程は、上記前フレームから上記現フレーム
    までの上記音声信号のピッチ周波数の変移が一定範囲内
    にあるとき、上記現フレームの各高調波成分の位相と上
    記位相予測工程により求められた予測位相との予測誤差
    を上記割当ビット数計算工程により求められた割当ビッ
    ト数に応じて量子化することを特徴とする請求項７記載
    の位相量子化方法。
  10. 【請求項１０】 入力音声信号の各高調波成分への最適
    量子化割当ビット数を計算する割当ビット数計算手段
    と、 上記入力音声信号に基づく信号の各高調波成分の位相に
    ついてのアンラップ位相特性の近似直線から求められる
    各高調波成分の近似位相と、上記入力音声信号に基づく
    信号の各高調波成分の位相との差分を、上記割当ビット
    数計算手段により求められた割当ビット数に応じて量子
    化する量子化手段とを有することを特徴とする位相量子
    化装置。
  11. 【請求項１１】 上記入力音声信号に基づく信号は音声
    信号であることを特徴とする請求項１０記載の位相量子
    化装置。
  12. 【請求項１２】 上記入力音声信号に基づく信号は音声
    信号の短期予測残差の信号波形であることを特徴とする
    請求項１０記載の位相量子化装置。
  13. 【請求項１３】 上記割当ビット数計算手段は、上記入
    力音声信号の短期予測係数を用いて各高調波成分への最
    適量子化割当ビット数を計算することを特徴とする請求
    項１０記載の位相量子化装置。
  14. 【請求項１４】 上記近似直線は、上記アンラップ位相
    特性に対して上記入力音声信号のスペクトル振幅で重み
    付けされた最小二乗直線近似を行って求められることを
    特徴とする請求項１０記載の位相量子化装置。
  15. 【請求項１５】 上記近似直線の切片は、重み係数の最
    も大きいハーモニクス成分の位相から逆算して求めるこ
    とを特徴とする請求項１４記載の位相量子化装置。
  16. 【請求項１６】 上記近似位相は、上記近似直線の傾き
    と切片とを量子化して得られる傾きと切片による量子化
    直線位相から求めることを特徴とする請求項１０記載の
    位相量子化装置。
  17. 【請求項１７】 上記量子化を時間軸上の所定長のフレ
    ーム毎に行い、上記入力音声信号に基づく信号の現フレ
    ームの上記近似直線の傾きを、前フレームの近似直線の
    傾きの量子化結果と現フレームのピッチラグとから予測
    する傾き予測手段をさらに有し、 上記量子化手段は、上記傾きの予測誤差を量子化するこ
    とを特徴とする請求項１０記載の位相量子化装置。
  18. 【請求項１８】 入力音声信号の各高調波成分への最適
    量子化割当ビット数を計算する割当ビット数計算工程
    と、 上記入力音声信号に基づく信号の各高調波成分の位相に
    ついてのアンラップ位相特性の近似直線から求められる
    各高調波成分の近似位相と、上記入力音声信号に基づく
    信号の各高調波成分の位相との差分を、上記割当ビット
    数計算工程により求められた割当ビット数に応じて量子
    化する量子化工程とを有することを特徴とする位相量子
    化方法。
  19. 【請求項１９】 上記割当ビット数計算工程は、上記入
    力音声信号の短期予測係数を用いて各高調波成分への最
    適量子化割当ビット数を計算することを特徴とする請求
    項１８記載の位相量子化方法。
  20. 【請求項２０】 上記近似直線は、上記アンラップ位相
    特性に対して上記入力音声信号のスペクトル振幅で重み
    付けされた最小二乗直線近似を行って求められることを
    特徴とする請求項１８記載の位相量子化方法。
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