JPH11232782A - 記録再生装置 - Google Patents
記録再生装置Info
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- JPH11232782A JPH11232782A JP10035053A JP3505398A JPH11232782A JP H11232782 A JPH11232782 A JP H11232782A JP 10035053 A JP10035053 A JP 10035053A JP 3505398 A JP3505398 A JP 3505398A JP H11232782 A JPH11232782 A JP H11232782A
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- recording
- transfer function
- filter
- reproducing apparatus
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- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/14—Digital recording or reproducing using self-clocking codes
- G11B20/1403—Digital recording or reproducing using self-clocking codes characterised by the use of two levels
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/14—Digital recording or reproducing using self-clocking codes
- G11B20/1403—Digital recording or reproducing using self-clocking codes characterised by the use of two levels
- G11B20/1423—Code representation depending on subsequent bits, e.g. delay modulation, double density code, Miller code
- G11B20/1426—Code representation depending on subsequent bits, e.g. delay modulation, double density code, Miller code conversion to or from block codes or representations thereof
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- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B5/00—Recording by magnetisation or demagnetisation of a record carrier; Reproducing by magnetic means; Record carriers therefor
- G11B5/02—Recording, reproducing, or erasing methods; Read, write or erase circuits therefor
- G11B5/09—Digital recording
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】高域強調が少なく且つ符号化と復号化が簡単な
（１，７）ＲＬＬ符号を用いた狭帯域パーシャル等化を
行う。 【解決手段】記録部２２は、入力データを（１，７）Ｒ
ＬＬ符号器３０で（１，７）ＲＬＬ符号に変換して媒体
に記録する。再生部２４は、媒体からの再生信号を等化
器４４の伝達関数（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）で
等化し、ローパスフィルタ４６でスペクトルヌルまでの
狭帯域に制限した後に最尤検出器４８でデータを検出
し、（１，７）ＲＬＬ復号器５２で（１，７）ＲＬＬ符
号データから元のデータを復号する。
（１，７）ＲＬＬ符号を用いた狭帯域パーシャル等化を
行う。 【解決手段】記録部２２は、入力データを（１，７）Ｒ
ＬＬ符号器３０で（１，７）ＲＬＬ符号に変換して媒体
に記録する。再生部２４は、媒体からの再生信号を等化
器４４の伝達関数（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）で
等化し、ローパスフィルタ４６でスペクトルヌルまでの
狭帯域に制限した後に最尤検出器４８でデータを検出
し、（１，７）ＲＬＬ復号器５２で（１，７）ＲＬＬ符
号データから元のデータを復号する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、（１，７）ＲＬＬ符号
を用いたパーシャルレスポンスの磁気記録系を対象とし
た記録再生装置に関し、特に伝達関数（１−Ｄ）（１＋
Ｄ）3 のパーシャルレスポンス系で表わされる磁気記録
系に情報を記録して再生する記録再生装置に関する。
を用いたパーシャルレスポンスの磁気記録系を対象とし
た記録再生装置に関し、特に伝達関数（１−Ｄ）（１＋
Ｄ）3 のパーシャルレスポンス系で表わされる磁気記録
系に情報を記録して再生する記録再生装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、高密度記録に伴い媒体の磁粒子が
小さくなるので情報が熱緩和で消えないような記録方式
が要求されている。このため、零長制限（Run length l
imted）を１から７の間に制限した（１，７）ＲＬＬ符
号を用いて記録周波数を下げる方式が提供されている
が、符号化効率が悪く記録帯域が広がるため高線記録密
度に強い等化方式と組み合わせる必要がある。
小さくなるので情報が熱緩和で消えないような記録方式
が要求されている。このため、零長制限（Run length l
imted）を１から７の間に制限した（１，７）ＲＬＬ符
号を用いて記録周波数を下げる方式が提供されている
が、符号化効率が悪く記録帯域が広がるため高線記録密
度に強い等化方式と組み合わせる必要がある。
【０００３】従来の（１，７）ＲＬＬ符号を用いた等化
においては、符号化率２／３の（１，７）ＲＬＬ符号と
パーシャルレスポンスＰＲ（１，２，０，−２，−１）
を組み合わせた（１，７）ＥＥＰＲ４（Expanded-Expan
ded Partial Response Class4）や、符号化率２／３の
（１，ｋ）ＲＬＬ符号とパーシャルレスポンスＰＲ
（１，１，０，−１，−１）を組み合わせた（１，ｋ）
ＭＥＥＰＲ４（Modified Expanded-Expanded Partial R
esponse Class 4 ）がある。ここで（１，ｋ）ＭＥＥＰ
Ｒ４はｋ＝７とすると、符号化率２／３の（１，７）Ｍ
ＥＥＰＲ４となる。
においては、符号化率２／３の（１，７）ＲＬＬ符号と
パーシャルレスポンスＰＲ（１，２，０，−２，−１）
を組み合わせた（１，７）ＥＥＰＲ４（Expanded-Expan
ded Partial Response Class4）や、符号化率２／３の
（１，ｋ）ＲＬＬ符号とパーシャルレスポンスＰＲ
（１，１，０，−１，−１）を組み合わせた（１，ｋ）
ＭＥＥＰＲ４（Modified Expanded-Expanded Partial R
esponse Class 4 ）がある。ここで（１，ｋ）ＭＥＥＰ
Ｒ４はｋ＝７とすると、符号化率２／３の（１，７）Ｍ
ＥＥＰＲ４となる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の（１，７）ＥＥＰＲ４にあっては、サンプリ
ングの振幅値が±２と大きくなるために高域成分が強調
されており、高線記録密度に弱いという問題がある。ま
た（１，７）ＭＥＥＰＲ４は、符号化率２／３ではカタ
ストロフィック符号（不定符号）を生じ易く、カタスト
ロフィック符号を避けるために符号化率を下げる必要が
ある。そのため符号化と復号化が複雑化して符号化効率
が低下するという問題がある。またカタストロフィック
符号を避けるために最長０連続（ｋ）値をｋ＝７より大
きな値に増大させると、誤り率が悪くなるという問題が
ある。
うな従来の（１，７）ＥＥＰＲ４にあっては、サンプリ
ングの振幅値が±２と大きくなるために高域成分が強調
されており、高線記録密度に弱いという問題がある。ま
た（１，７）ＭＥＥＰＲ４は、符号化率２／３ではカタ
ストロフィック符号（不定符号）を生じ易く、カタスト
ロフィック符号を避けるために符号化率を下げる必要が
ある。そのため符号化と復号化が複雑化して符号化効率
が低下するという問題がある。またカタストロフィック
符号を避けるために最長０連続（ｋ）値をｋ＝７より大
きな値に増大させると、誤り率が悪くなるという問題が
ある。
【０００５】本発明は、このような問題点に鑑みてなさ
れたもので、高域強調が少なく且つ符号可と復号化が簡
単な（１，７）ＲＬＬ符号を用いた狭帯域パーシャル等
化を行う記録再生装置を提供することを目的とする。
れたもので、高域強調が少なく且つ符号可と復号化が簡
単な（１，７）ＲＬＬ符号を用いた狭帯域パーシャル等
化を行う記録再生装置を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理説明
図である。本発明は、図１（Ａ）のように、伝達関数
（１−Ｄ）（１＋Ｄ＋Ｄ）3 のパーシャルレスポンス系
で表わされる磁気記録系に情報を記録して再生する記録
再生装置を対象とする。まず記録部２２には、入力デー
タを（１，７）ＲＬＬ符号データに変換する（１，７）
ＲＬＬ符号器３０と、（１，７）符号器３０からの
（１，７）ＲＬＬ符号データを伝達関数１／（１−Ｄ）
の前置符号データに変換して前記媒体に記録させる前置
符号器３２が設けられる。
図である。本発明は、図１（Ａ）のように、伝達関数
（１−Ｄ）（１＋Ｄ＋Ｄ）3 のパーシャルレスポンス系
で表わされる磁気記録系に情報を記録して再生する記録
再生装置を対象とする。まず記録部２２には、入力デー
タを（１，７）ＲＬＬ符号データに変換する（１，７）
ＲＬＬ符号器３０と、（１，７）符号器３０からの
（１，７）ＲＬＬ符号データを伝達関数１／（１−Ｄ）
の前置符号データに変換して前記媒体に記録させる前置
符号器３２が設けられる。
【０００７】また再生部２４には、媒体からの再生信号
を伝達関数（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）で等化す
る等化器４４、等化器４４からの図１（Ｃ）のような周
波数特性の等化信号をスペクトルヌル（スペクトラム
零）５６までの帯域に制限するローパスフィルタ４６、
ローパスフィルタ４６の帯域制限信号から前置符号デー
タを検出する最尤検出器４８、最尤検出器４８で検出し
た前置符号データを伝達関数（１−Ｄ）で変換して
（１，７）ＲＬＬ符号データを復号する前置復号器５
０、及び前置復号器５０の（１，７）ＲＬＬ符号データ
から元のデータを復号する（１，７）ＲＬＬ復号器５２
が設けられる。
を伝達関数（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）で等化す
る等化器４４、等化器４４からの図１（Ｃ）のような周
波数特性の等化信号をスペクトルヌル（スペクトラム
零）５６までの帯域に制限するローパスフィルタ４６、
ローパスフィルタ４６の帯域制限信号から前置符号デー
タを検出する最尤検出器４８、最尤検出器４８で検出し
た前置符号データを伝達関数（１−Ｄ）で変換して
（１，７）ＲＬＬ符号データを復号する前置復号器５
０、及び前置復号器５０の（１，７）ＲＬＬ符号データ
から元のデータを復号する（１，７）ＲＬＬ復号器５２
が設けられる。
【０００８】このような本発明の記録再生装置によれ
ば、符号化率２／３の（１，７）ＲＬＬ符号とパーシャ
ルレンスポンスＰＲ（１，２，０，−１，−２）を組み
合わせた（１，７）ＥＥＰＲ４での高域強調に起因した
高線密度記録での誤り率の悪化と、符号化率２／３の
（１，７）ＲＬＬ符号にパーシャルレスポンスＰＲ
（１，２，０，−１，−１）を組み合わせた１−７ＭＥ
ＥＰＲ４でカストロフィック符号を回避するために符号
化と復号化が複雑になる問題を解消し、高密度記録での
情報の熱緩和による消失に強い記録再生装置が実現でき
る。
ば、符号化率２／３の（１，７）ＲＬＬ符号とパーシャ
ルレンスポンスＰＲ（１，２，０，−１，−２）を組み
合わせた（１，７）ＥＥＰＲ４での高域強調に起因した
高線密度記録での誤り率の悪化と、符号化率２／３の
（１，７）ＲＬＬ符号にパーシャルレスポンスＰＲ
（１，２，０，−１，−１）を組み合わせた１−７ＭＥ
ＥＰＲ４でカストロフィック符号を回避するために符号
化と復号化が複雑になる問題を解消し、高密度記録での
情報の熱緩和による消失に強い記録再生装置が実現でき
る。
【０００９】ここで伝達関数（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ
＋Ｄ2 ）で等化する等化器４４は、図１（Ｂ）のよう
に、伝達関数（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化を行うアナ
ログ等化器６０と、伝達関数（１＋Ｄ）の等化を行う有
限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲフィルタ）６６とで
構成すると共に、ローパスフィルタをアナログローパス
フィルタ６２で構成する。
＋Ｄ2 ）で等化する等化器４４は、図１（Ｂ）のよう
に、伝達関数（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化を行うアナ
ログ等化器６０と、伝達関数（１＋Ｄ）の等化を行う有
限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲフィルタ）６６とで
構成すると共に、ローパスフィルタをアナログローパス
フィルタ６２で構成する。
【００１０】再生信号は、アナログ等化器６０で伝達関
数（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化を行った後にアナログ
ローパスフィルタ６２でスペクトルヌルまでの帯域に制
限し、更にＡ／Ｄ変換器６４でデジタルデータに変換し
てＦＩＲフィルタ６６で伝達関数（１＋Ｄ）の等化を行
う。ＦＩＲフィルタ６６は、伝達関数（１＋Ｄ）（１＋
１．５Ｄ＋Ｄ2 ）のパーシャルレスポンス系の周波数特
性Ｆ（ω）を Ｆ（ω）＝ｃｏｓ（ωＴ／２）＋ｇｃｏｓ（３ωＴ／
２） 但し、Ｔはナイキスト周期、ωはナイキスト角周波数と
して、伝達関数（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化特性のブ
ーストを調整する周波数特性ｇｃｏｓ（３ωＴ／２）を
もつ第１フィルタと、伝達関数（１＋Ｄ）の等化に対応
した周波数特性ｃｏｓ（ωＴ／２）をもつ第２フィルタ
に分け、第１フィルタ部のタップ乗数ｇの設定により、
ヘッド及び媒体の線記録密度のばらつきを補正した伝達
関数（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化特性を実現する。
数（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化を行った後にアナログ
ローパスフィルタ６２でスペクトルヌルまでの帯域に制
限し、更にＡ／Ｄ変換器６４でデジタルデータに変換し
てＦＩＲフィルタ６６で伝達関数（１＋Ｄ）の等化を行
う。ＦＩＲフィルタ６６は、伝達関数（１＋Ｄ）（１＋
１．５Ｄ＋Ｄ2 ）のパーシャルレスポンス系の周波数特
性Ｆ（ω）を Ｆ（ω）＝ｃｏｓ（ωＴ／２）＋ｇｃｏｓ（３ωＴ／
２） 但し、Ｔはナイキスト周期、ωはナイキスト角周波数と
して、伝達関数（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化特性のブ
ーストを調整する周波数特性ｇｃｏｓ（３ωＴ／２）を
もつ第１フィルタと、伝達関数（１＋Ｄ）の等化に対応
した周波数特性ｃｏｓ（ωＴ／２）をもつ第２フィルタ
に分け、第１フィルタ部のタップ乗数ｇの設定により、
ヘッド及び媒体の線記録密度のばらつきを補正した伝達
関数（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化特性を実現する。
【００１１】ＦＩＲフィルタ６６の第１フィルタ（ブー
ストフィルタ）としては、伝達関数をタップ係数ｇを含
めて （ｇ＋Ｄ＋ｇＤ2 ） とし、遅延時間Ｄをもつ２つのタップ付き遅延回路、タ
ップ係数ｇを乗算する２つの乗算器、及び１つの加算器
で構成する。
ストフィルタ）としては、伝達関数をタップ係数ｇを含
めて （ｇ＋Ｄ＋ｇＤ2 ） とし、遅延時間Ｄをもつ２つのタップ付き遅延回路、タ
ップ係数ｇを乗算する２つの乗算器、及び１つの加算器
で構成する。
【００１２】またＦＩＲフィルタ６６として、伝達関数
（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）をタップ係数ｇを含
めて （ｇ＋Ｄ＋Ｄ2 ＋ｇＤ3 ） と変形することにより、第１フィルタと第２フィルタを
一体化し、遅延時間Ｄをもつ３つのタップ付き遅延回
路、タップ係数ｇを乗算する２つの乗算器、及び１つの
加算器により簡略化した回路構成とすることができる。
（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）をタップ係数ｇを含
めて （ｇ＋Ｄ＋Ｄ2 ＋ｇＤ3 ） と変形することにより、第１フィルタと第２フィルタを
一体化し、遅延時間Ｄをもつ３つのタップ付き遅延回
路、タップ係数ｇを乗算する２つの乗算器、及び１つの
加算器により簡略化した回路構成とすることができる。
【００１３】ＦＩＲフィルタ６６のタップ係数ｇは、最
適値に初期設定した固定等化を行ってもよいし、タップ
係数ｇを最小二乗平均法（ＬＳＭ旁）等の最大傾斜アル
ゴリズムを用いて最適化する適応等化を行ってもよい。
再生部２４は、位相比較器、ループフィルタ、及び電圧
制御発振器により位相ループを構成したＰＬＬ回路を有
し、ＦＩＲフィルタ６６を構成する第１フィルタからの
等化信号をＰＬＬ回路の位相比較器の一方に入力してサ
ンプリング位相を同期させる。
適値に初期設定した固定等化を行ってもよいし、タップ
係数ｇを最小二乗平均法（ＬＳＭ旁）等の最大傾斜アル
ゴリズムを用いて最適化する適応等化を行ってもよい。
再生部２４は、位相比較器、ループフィルタ、及び電圧
制御発振器により位相ループを構成したＰＬＬ回路を有
し、ＦＩＲフィルタ６６を構成する第１フィルタからの
等化信号をＰＬＬ回路の位相比較器の一方に入力してサ
ンプリング位相を同期させる。
【００１４】再生部２４は、媒体３８に記録された複数
周期分のトレーニングパターンを読み出した際の等化器
６６から出力された等化波形の±２．５レベルから振幅
の０レベルを求め、Ａ／Ｄ変換器６４のＤＣオフセット
を調整する。最尤検出器４８は、ユークリッド距離演算
に用いるブランチメトリックにオフセットΔを加えるこ
とで、伝達関数（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）から
伝達関数（１＋Ｄ）（１＋２Ｄ＋Ｄ2 ）の間のパーシャ
ルレスポンス系の最尤検出を可能とする。これはアナロ
グ等化器のばらつきは許容し、最尤検出器４８で対応す
るものであり、有限インパルス応答フィルタ６６のタッ
プ係数ｇを調整した場合と同じ作用が得られる。
周期分のトレーニングパターンを読み出した際の等化器
６６から出力された等化波形の±２．５レベルから振幅
の０レベルを求め、Ａ／Ｄ変換器６４のＤＣオフセット
を調整する。最尤検出器４８は、ユークリッド距離演算
に用いるブランチメトリックにオフセットΔを加えるこ
とで、伝達関数（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）から
伝達関数（１＋Ｄ）（１＋２Ｄ＋Ｄ2 ）の間のパーシャ
ルレスポンス系の最尤検出を可能とする。これはアナロ
グ等化器のばらつきは許容し、最尤検出器４８で対応す
るものであり、有限インパルス応答フィルタ６６のタッ
プ係数ｇを調整した場合と同じ作用が得られる。
【００１５】
【発明の実施の形態】図２は本発明の記録再生装置とな
るハードディスクドライブのブロック図である。図２に
おいて、磁気ディスク装置として知られたハードディス
クドライブ（ＨＤＤ）は、ディスクエンクロージャ１０
とディスクコントローラ１１で構成される。ディスクエ
ンクロージャ１０にはヘッドＩＣ回路が設けられ、この
実施形態にあっては４つのヘッドアッセンブリ１４−１
〜１４−４を接続している。
るハードディスクドライブのブロック図である。図２に
おいて、磁気ディスク装置として知られたハードディス
クドライブ（ＨＤＤ）は、ディスクエンクロージャ１０
とディスクコントローラ１１で構成される。ディスクエ
ンクロージャ１０にはヘッドＩＣ回路が設けられ、この
実施形態にあっては４つのヘッドアッセンブリ１４−１
〜１４−４を接続している。
【００１６】ヘッドアッセンブリ１４〜１〜１４〜４に
は、インダクティブヘッドを用いた記録ヘッド３６−１
〜３６−４と、ＭＲヘッド等を用いた再生ヘッド４０−
１〜４０−４が設けられている。またディスクエンクロ
ージャ１０には、ヘッドアクチュエータを駆動するＶＣ
Ｍ１５、ディスク媒体を回転するスピンドルモータ１６
が設けられる。
は、インダクティブヘッドを用いた記録ヘッド３６−１
〜３６−４と、ＭＲヘッド等を用いた再生ヘッド４０−
１〜４０−４が設けられている。またディスクエンクロ
ージャ１０には、ヘッドアクチュエータを駆動するＶＣ
Ｍ１５、ディスク媒体を回転するスピンドルモータ１６
が設けられる。
【００１７】ディスクエンクロージャ１０のヘッドＩＣ
回路１４に対してはディスクコントローラ１１側に、書
込部を構成するライトチャネル回路２２と、再生部を構
成するリードチャネル回路２４が設けられている。ライ
トチャネル回路２２とリードチャネル回路２４に対して
はハードディスクコントローラ２０が設けられ、ハード
ディスクコントローラ２０にはフォーマッタやＥＣＣ回
路等が内蔵されている。
回路１４に対してはディスクコントローラ１１側に、書
込部を構成するライトチャネル回路２２と、再生部を構
成するリードチャネル回路２４が設けられている。ライ
トチャネル回路２２とリードチャネル回路２４に対して
はハードディスクコントローラ２０が設けられ、ハード
ディスクコントローラ２０にはフォーマッタやＥＣＣ回
路等が内蔵されている。
【００１８】ハードディスクコントローラ２０はインタ
フェース回路２８に接続され、上位ホスト側とのデータ
伝送によってホストからのライトデータの供給及びホス
トに対するリードデータの転送を行っている。この実施
形態にあっては、ゾーン分割による定密度記録方式（Ｚ
ＣＤＲ）を採用しており、ディスク媒体のシリンダを所
定シリンダ数ごとにゾーン分割し、各ゾーンごとに異な
った周波数を予め設定している。このため、周波数シン
セサイザとして機能するＰＬＬ回路１３０が設けられ、
リード動作またはライト動作の際のシリンダアドレスか
ら対応するゾーン周波数をセットすることで、ライトチ
ャネル回路２２及びリードチャネル回路２４に対するク
ロック供給を行う。
フェース回路２８に接続され、上位ホスト側とのデータ
伝送によってホストからのライトデータの供給及びホス
トに対するリードデータの転送を行っている。この実施
形態にあっては、ゾーン分割による定密度記録方式（Ｚ
ＣＤＲ）を採用しており、ディスク媒体のシリンダを所
定シリンダ数ごとにゾーン分割し、各ゾーンごとに異な
った周波数を予め設定している。このため、周波数シン
セサイザとして機能するＰＬＬ回路１３０が設けられ、
リード動作またはライト動作の際のシリンダアドレスか
ら対応するゾーン周波数をセットすることで、ライトチ
ャネル回路２２及びリードチャネル回路２４に対するク
ロック供給を行う。
【００１９】ディスクコントローラ１１の全体的な制御
はＭＰＵ１８が行う。ＭＰＵ１８にはバスを介してハー
ドディスクコントローラ２０及びインタフェース回路２
８が接続され、ホストからの各種コマンドを受領して解
読し、ハードディスクコントローラ２０に対するリード
／ライト指示、及びディスクエンクロージャ１０に設け
ているＶＣＭ１５の駆動によるヘッド位置決め制御を行
う。
はＭＰＵ１８が行う。ＭＰＵ１８にはバスを介してハー
ドディスクコントローラ２０及びインタフェース回路２
８が接続され、ホストからの各種コマンドを受領して解
読し、ハードディスクコントローラ２０に対するリード
／ライト指示、及びディスクエンクロージャ１０に設け
ているＶＣＭ１５の駆動によるヘッド位置決め制御を行
う。
【００２０】ＶＣＭ１５の駆動によりヘッド位置決め制
御を行うため、サーボ復調回路２５とサーボコントロー
ラ２６が設けられている。この実施例において、サーボ
情報はデータ面サーボ方式を採用しており、したがって
リードチャネル回路２４に対する再生信号からサーボ情
報を分離してサーボ復調回路２５でヘッド位置情報を復
元している。
御を行うため、サーボ復調回路２５とサーボコントロー
ラ２６が設けられている。この実施例において、サーボ
情報はデータ面サーボ方式を採用しており、したがって
リードチャネル回路２４に対する再生信号からサーボ情
報を分離してサーボ復調回路２５でヘッド位置情報を復
元している。
【００２１】図３は図２のライトチャネル回路２２とリ
ードチャネル回路２４の基本的な回路構成のブロック図
である。ライトチャネル回路２２は（１，７）ＲＬＬエ
ンコーダ３０、プリエンコーダ３２及びライトアンプ３
４で構成される。一方、リードチャネル回路２４はリー
ドアンプ４２、等化器４４、ローパスフィルタ４６、最
尤検出器４８、プリデコーダ５０及び（１，７）ＲＬＬ
デコーダ５２で構成される。
ードチャネル回路２４の基本的な回路構成のブロック図
である。ライトチャネル回路２２は（１，７）ＲＬＬエ
ンコーダ３０、プリエンコーダ３２及びライトアンプ３
４で構成される。一方、リードチャネル回路２４はリー
ドアンプ４２、等化器４４、ローパスフィルタ４６、最
尤検出器４８、プリデコーダ５０及び（１，７）ＲＬＬ
デコーダ５２で構成される。
【００２２】このような記憶再生系につき、本発明にあ
っては、スピンドルモータ２０により回転されるディス
ク媒体３８に対し記録ヘッド３６で書き込んだ情報を再
生ヘッド４０で読み出す際の磁気記録再生系を伝達関数
（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）のパーシャルレスポ
ンス系と見做して、等化器４４を伝達関数（１＋１．５
Ｄ＋Ｄ2 ）に対応した等化特性（周波特性）に設定いい
る。
っては、スピンドルモータ２０により回転されるディス
ク媒体３８に対し記録ヘッド３６で書き込んだ情報を再
生ヘッド４０で読み出す際の磁気記録再生系を伝達関数
（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）のパーシャルレスポ
ンス系と見做して、等化器４４を伝達関数（１＋１．５
Ｄ＋Ｄ2 ）に対応した等化特性（周波特性）に設定いい
る。
【００２３】ここで伝達関数（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ
＋Ｄ2 ）のパーシャルレスポンス系の周波数特性Ｆ
（ω）は次式で与えられる。
＋Ｄ2 ）のパーシャルレスポンス系の周波数特性Ｆ
（ω）は次式で与えられる。
【００２４】
【数１】
【００２５】この周波数特性Ｆ（ω）を図４の正規化周
波数に対するパワースペクトラムに直すと特性曲線５
４，５８のようになる。この周波数特性Ｆ（ω）の特性
曲線５４，５８は、正規化周波数０．３８付近にスペク
トラムが０となるスペクトルヌル５６を持っている。図
４のような等化器４４の等化特性に対し、次に設けられ
たローパスフィルタ４６は、図４のスペクトルヌル５６
を超える特性曲線５８の周波数成分を除去するように、
次式に従って帯域制限を行う。
波数に対するパワースペクトラムに直すと特性曲線５
４，５８のようになる。この周波数特性Ｆ（ω）の特性
曲線５４，５８は、正規化周波数０．３８付近にスペク
トラムが０となるスペクトルヌル５６を持っている。図
４のような等化器４４の等化特性に対し、次に設けられ
たローパスフィルタ４６は、図４のスペクトルヌル５６
を超える特性曲線５８の周波数成分を除去するように、
次式に従って帯域制限を行う。
【００２６】
【数２】
【００２７】この（２）式に従ったローパスフィルタ４
６による帯域制限を行った時の等化器４４の周波数特性
は、ユーザ線密度を２．５とした場合、図５の特性曲線
７２のようになる。この図５の特性曲線７２を図３の等
化器４４及びローパスフィルタ４６によって実現するこ
とで、伝達関数（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）を等化目標とし
た再生信号の等化に基づく最尤検出器４８の最尤検出を
実現することができる。
６による帯域制限を行った時の等化器４４の周波数特性
は、ユーザ線密度を２．５とした場合、図５の特性曲線
７２のようになる。この図５の特性曲線７２を図３の等
化器４４及びローパスフィルタ４６によって実現するこ
とで、伝達関数（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）を等化目標とし
た再生信号の等化に基づく最尤検出器４８の最尤検出を
実現することができる。
【００２８】ここで、ユーザ線密度とは、規格化線密度
Ｋのことであり、再生孤立波形の半値幅Ｗ50でナイキス
ト周期Ｔを割った次式として定義される。 Ｋ＝Ｔ／Ｗ50 このためユーザ線密度Ｋ＝２．５とは、半値幅Ｗ50＝
０．４Ｔの再生波形を意味する。
Ｋのことであり、再生孤立波形の半値幅Ｗ50でナイキス
ト周期Ｔを割った次式として定義される。 Ｋ＝Ｔ／Ｗ50 このためユーザ線密度Ｋ＝２．５とは、半値幅Ｗ50＝
０．４Ｔの再生波形を意味する。
【００２９】図６は図３のリードチャネル回路２４を実
現するための具体的な実施形態の回路ブロック図であ
る。図３の基本構成にあっては、伝達関数（１＋Ｄ）
（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化を等化器４４で行ってい
るが、図６の具体的な実施形態にあっては、伝達関数
（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化をアナログ等化器６０で
行った後に、前記（２）式によるが４のスペクトルヌル
５６での帯域制限をアナログローパスフィルタ６２で行
う。続いてＡ／Ｄ変換器６４で再生信号をデジタルデー
タに変換した後、ＦＩＲフィルタ（有限インパルス応答
フィルタ）で伝達関数（１＋Ｄ）の等化を行うようにし
ている。他の構成は図３の基本構成と同じである。
現するための具体的な実施形態の回路ブロック図であ
る。図３の基本構成にあっては、伝達関数（１＋Ｄ）
（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化を等化器４４で行ってい
るが、図６の具体的な実施形態にあっては、伝達関数
（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化をアナログ等化器６０で
行った後に、前記（２）式によるが４のスペクトルヌル
５６での帯域制限をアナログローパスフィルタ６２で行
う。続いてＡ／Ｄ変換器６４で再生信号をデジタルデー
タに変換した後、ＦＩＲフィルタ（有限インパルス応答
フィルタ）で伝達関数（１＋Ｄ）の等化を行うようにし
ている。他の構成は図３の基本構成と同じである。
【００３０】図７は図６のＦＩＲフィルタ６６の回路ブ
ロック図である。このＦＩＲフィルタ６６は、伝達関数
（１＋Ｄ）の等化を行うもので、ナイキスト周波数ｆ＝
１／Ｔの周期Ｔに対応した遅延時間Ｄを有するタップ付
き遅延回路６８と加算器７０で構成される。即ち、加算
器７０でタップ付き遅延回路６８に対する入力に遅延分
Ｄを加えた（１＋Ｄ）の伝達関数の等化を行った等化信
号を出力する。
ロック図である。このＦＩＲフィルタ６６は、伝達関数
（１＋Ｄ）の等化を行うもので、ナイキスト周波数ｆ＝
１／Ｔの周期Ｔに対応した遅延時間Ｄを有するタップ付
き遅延回路６８と加算器７０で構成される。即ち、加算
器７０でタップ付き遅延回路６８に対する入力に遅延分
Ｄを加えた（１＋Ｄ）の伝達関数の等化を行った等化信
号を出力する。
【００３１】この図６の実施形態のように、Ａ／Ｄ変換
器６４でＡ／Ｄ変換する前に、前記（２）式で示される
スペクトルヌルまでの帯域制限をアナログローパスフィ
ルタ６２により行っておくことで、ナイキスト周波数以
上の雑音を容易にカットすることができ、Ａ／Ｄ変換後
のＦＩＲフィルタ６６での折り返し雑音を少なくするこ
とができる。
器６４でＡ／Ｄ変換する前に、前記（２）式で示される
スペクトルヌルまでの帯域制限をアナログローパスフィ
ルタ６２により行っておくことで、ナイキスト周波数以
上の雑音を容易にカットすることができ、Ａ／Ｄ変換後
のＦＩＲフィルタ６６での折り返し雑音を少なくするこ
とができる。
【００３２】図８は図５の具体的な実施形態に使用する
ＦＩＲフィルタ６６の他の実施形態である。図８のＦＩ
Ｒフィルタ６６は、等化特性におけるブーストを調整す
ることで、図３に示した磁気ディスク媒体３８に対する
記録ヘッド３６と再生ヘッド４０による線記録密度のば
らつきを補正した伝達関数（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）を等
化目標とした等化波形を得るようにしている。
ＦＩＲフィルタ６６の他の実施形態である。図８のＦＩ
Ｒフィルタ６６は、等化特性におけるブーストを調整す
ることで、図３に示した磁気ディスク媒体３８に対する
記録ヘッド３６と再生ヘッド４０による線記録密度のば
らつきを補正した伝達関数（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）を等
化目標とした等化波形を得るようにしている。
【００３３】このため図８のＦＩＲフィルタ６６にあっ
ては、ブーストを調整するためのブーストフィルタ（第
１フィルタ）６６−１と伝達関数（１＋Ｄ）の等化を行
う（１＋Ｄ）フィルタ（第２フィルタ）６６−２で構成
し、前段に位置するブーストフィルタ６６−１について
タップ係数ｇを調整可能としている。即ち図８のＦＩＲ
フィルタ６６にあっては、前記（１）式の本発明による
伝達関数（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）のパーシャ
ルレスポンスの周波数特性Ｆ（ω）を次式のように変形
し、タップ係数ｇによって周波数特性Ｆ（ω）を調整す
る。
ては、ブーストを調整するためのブーストフィルタ（第
１フィルタ）６６−１と伝達関数（１＋Ｄ）の等化を行
う（１＋Ｄ）フィルタ（第２フィルタ）６６−２で構成
し、前段に位置するブーストフィルタ６６−１について
タップ係数ｇを調整可能としている。即ち図８のＦＩＲ
フィルタ６６にあっては、前記（１）式の本発明による
伝達関数（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）のパーシャ
ルレスポンスの周波数特性Ｆ（ω）を次式のように変形
し、タップ係数ｇによって周波数特性Ｆ（ω）を調整す
る。
【００３４】
【数３】
【００３５】この（３）式において、第１項が（１＋
Ｄ）フィルタ６６−２の等化によって得られ、第２項が
ブーストフィルタ６６−１の等化によって得られる。図
８のＦＩＲフィルタ６６の前段のブーストフィルタ６６
−１は２つのタップ付き遅延回路７８，８０を直列接続
し、タップ付き遅延回路７８に対する入力信号を乗算器
８２に入力してタップ係数ｇと掛け合わせて加算器８６
に与えている。またタップ付き遅延回路７６の出力は加
算器８６に直接出力すると同時に、次のタップ付き遅延
回路８０に入力し、その出力を乗算器８４に入力してタ
ップ係数ｇと掛け合わせ、加算器８６に入力している。
Ｄ）フィルタ６６−２の等化によって得られ、第２項が
ブーストフィルタ６６−１の等化によって得られる。図
８のＦＩＲフィルタ６６の前段のブーストフィルタ６６
−１は２つのタップ付き遅延回路７８，８０を直列接続
し、タップ付き遅延回路７８に対する入力信号を乗算器
８２に入力してタップ係数ｇと掛け合わせて加算器８６
に与えている。またタップ付き遅延回路７６の出力は加
算器８６に直接出力すると同時に、次のタップ付き遅延
回路８０に入力し、その出力を乗算器８４に入力してタ
ップ係数ｇと掛け合わせ、加算器８６に入力している。
【００３６】この結果、加算器８６の出力となる伝達関
数Ｈ（ｆ）は次式で与えられる。
数Ｈ（ｆ）は次式で与えられる。
【００３７】
【数４】
【００３８】で与えられる。ここで記録再生系の伝達特
性が正確に伝達関数（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）
であったならば、タップ係数ｇはｇ＝２／３とすればよ
い。実際には記録再生系の線密度のばらつきにより記録
再生系の伝達関数が（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）
からずれるため、このずれに対応したタップ係数ｇを調
整することで、等化目標のずれに対応した最適な等化特
性を設定する。
性が正確に伝達関数（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）
であったならば、タップ係数ｇはｇ＝２／３とすればよ
い。実際には記録再生系の線密度のばらつきにより記録
再生系の伝達関数が（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）
からずれるため、このずれに対応したタップ係数ｇを調
整することで、等化目標のずれに対応した最適な等化特
性を設定する。
【００３９】図９は図６の実施形態に用いるＦＩＲフィ
ルタ６６の他の実施形態であり、この実施形態にあって
は、図８のＦＩＲフィルタ６６を変形して回路構成を簡
単にしたことを特徴とする。図９のＦＩＲフィルタ６６
は、図８のＦＩＲフィルタ６６と同様、ブースト調整用
のタップ係数ｇを調整可能なブーストフィルタ６６−１
と伝達関数（１＋Ｄ）の等化を行う（１＋Ｄ）フィルタ
６６−２の機能を備えているが、回路自体は２つのフィ
ルタを一体化している。即ち、ＦＩＲフィルタ６６はタ
ップ付き遅延回路９２，９４，９６を直列接続し、タッ
プ付き遅延回路９２に対する入力信号を乗算器９８でタ
ップ係数ｇと掛け合わせて加算器１０２に入力してい
る。
ルタ６６の他の実施形態であり、この実施形態にあって
は、図８のＦＩＲフィルタ６６を変形して回路構成を簡
単にしたことを特徴とする。図９のＦＩＲフィルタ６６
は、図８のＦＩＲフィルタ６６と同様、ブースト調整用
のタップ係数ｇを調整可能なブーストフィルタ６６−１
と伝達関数（１＋Ｄ）の等化を行う（１＋Ｄ）フィルタ
６６−２の機能を備えているが、回路自体は２つのフィ
ルタを一体化している。即ち、ＦＩＲフィルタ６６はタ
ップ付き遅延回路９２，９４，９６を直列接続し、タッ
プ付き遅延回路９２に対する入力信号を乗算器９８でタ
ップ係数ｇと掛け合わせて加算器１０２に入力してい
る。
【００４０】タップ付き遅延回路９２，９４の出力はそ
のまま加算器１０２に入力する。最終段のタップ付き遅
延回路９６の出力は、乗算器１００でタップ係数ｇを掛
け合わせた後に加算器１０２に入力している。このた
め、加算器１０２から出力される等化信号の伝達関数Ｈ
（ｆ）は次式で与えられる。 Ｆ（ｆ）＝ｇ ＋ Ｄ ＋ Ｄ2 ＋ ｇＤ3 この式を変形すると次式のようになる。
のまま加算器１０２に入力する。最終段のタップ付き遅
延回路９６の出力は、乗算器１００でタップ係数ｇを掛
け合わせた後に加算器１０２に入力している。このた
め、加算器１０２から出力される等化信号の伝達関数Ｈ
（ｆ）は次式で与えられる。 Ｆ（ｆ）＝ｇ ＋ Ｄ ＋ Ｄ2 ＋ ｇＤ3 この式を変形すると次式のようになる。
【００４１】
【数５】
【００４２】即ち、第１項が図８の（１＋Ｄ）フィルタ
６６−２に対応し、第２項が図８のブーストフィルタ６
６−１に対応していることが分かる。ここで磁気記録再
生系の伝達関数が正確に（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ
2 ）であった場合、図９のＦＩＲフィルタ６６の乗算器
９８，１００に設定しているタップ係数ｇは （１−ｇ）／ｇ＝３／２ となる。もちろん、実際の装置にあっては線密度のばら
つきにより等化目標としての伝達関数（１＋Ｄ）（１＋
１．５Ｄ＋Ｄ2 ）がずれることから、これに適合したタ
ップ係数ｇに調整することで等化目標（１＋Ｄ）（１＋
１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化を実質的に実現することができ
る。
６６−２に対応し、第２項が図８のブーストフィルタ６
６−１に対応していることが分かる。ここで磁気記録再
生系の伝達関数が正確に（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ
2 ）であった場合、図９のＦＩＲフィルタ６６の乗算器
９８，１００に設定しているタップ係数ｇは （１−ｇ）／ｇ＝３／２ となる。もちろん、実際の装置にあっては線密度のばら
つきにより等化目標としての伝達関数（１＋Ｄ）（１＋
１．５Ｄ＋Ｄ2 ）がずれることから、これに適合したタ
ップ係数ｇに調整することで等化目標（１＋Ｄ）（１＋
１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化を実質的に実現することができ
る。
【００４３】図１０は図９のＦＩＲフィルタ６６でタッ
プ係数をｇ＝０，ｇ＝−１，ｇ＝−０．５と変化させた
時のブースト特性の変化を示した周波数特性図である。
即ち、（１，７）ＲＬＬ符号のスペクトル成分が最も多
い周波数１／６Ｔを中心にタップ係数ｇを変えること
で、特性曲線９０，９２，９４のようにブーストを調整
することができる。
プ係数をｇ＝０，ｇ＝−１，ｇ＝−０．５と変化させた
時のブースト特性の変化を示した周波数特性図である。
即ち、（１，７）ＲＬＬ符号のスペクトル成分が最も多
い周波数１／６Ｔを中心にタップ係数ｇを変えること
で、特性曲線９０，９２，９４のようにブーストを調整
することができる。
【００４４】図１１は図６の実施形態に設けたＦＩＲフ
ィルタ６６の他の実施形態である。このＦＩＲフィルタ
６６は、図８と同様にブーストフィルタ６６−１と（１
＋Ｄ）フィルタ６６−２に分けており、更にブーストフ
ィルタ６６−１について等化目標として伝達関数（１＋
１．５Ｄ＋Ｄ2 ）となるようにタップ係数ｇを最適化す
るタップ係数最適化部１２２を設けたことを特徴とす
る。
ィルタ６６の他の実施形態である。このＦＩＲフィルタ
６６は、図８と同様にブーストフィルタ６６−１と（１
＋Ｄ）フィルタ６６−２に分けており、更にブーストフ
ィルタ６６−１について等化目標として伝達関数（１＋
１．５Ｄ＋Ｄ2 ）となるようにタップ係数ｇを最適化す
るタップ係数最適化部１２２を設けたことを特徴とす
る。
【００４５】まずＦＩＲフィルタ６６の前段のブースト
フィルタ６６−１はタップ付き遅延回路１１０，１１２
を直列接続し、タップ付き遅延回路１１０の入力信号を
加算器１１６に入力し、出力信号を−として加算器１１
６に入力し、更にタップ付き遅延回路１１２の出力を＋
として加算器１１６に入力している。加算器１１６から
出力される等化信号の伝達関数は（１−Ｄ＋Ｄ2 ）とな
る。加算器１１６の出力は乗算器１１８に入力され、タ
ップ係数ｇと乗算される。最終的に加算器１２０で乗算
器１１８の出力ｇ（１−Ｄ＋Ｄ2 ）にタップ付き遅延回
路１１０の出力Ｄを加算し、次段の（１＋Ｄ）フィルタ
６６−２に与えている。
フィルタ６６−１はタップ付き遅延回路１１０，１１２
を直列接続し、タップ付き遅延回路１１０の入力信号を
加算器１１６に入力し、出力信号を−として加算器１１
６に入力し、更にタップ付き遅延回路１１２の出力を＋
として加算器１１６に入力している。加算器１１６から
出力される等化信号の伝達関数は（１−Ｄ＋Ｄ2 ）とな
る。加算器１１６の出力は乗算器１１８に入力され、タ
ップ係数ｇと乗算される。最終的に加算器１２０で乗算
器１１８の出力ｇ（１−Ｄ＋Ｄ2 ）にタップ付き遅延回
路１１０の出力Ｄを加算し、次段の（１＋Ｄ）フィルタ
６６−２に与えている。
【００４６】このため、ブーストフィルタ６６−１の出
力段の加算器１２０からの出力信号の伝達関数Ｈ（ｆ）
は次式で与えられる。 Ｈ（ｆ）＝ｇ（１−Ｄ＋Ｄ2 ）−Ｄ これを変形すると となる。ここで、記録再生系の伝達関数が理想的に（１
＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）であったとすると、 １−ｇ＝３／２ であることから、この場合、タップ係数ｇはｇ＝−０．
５となる。
力段の加算器１２０からの出力信号の伝達関数Ｈ（ｆ）
は次式で与えられる。 Ｈ（ｆ）＝ｇ（１−Ｄ＋Ｄ2 ）−Ｄ これを変形すると となる。ここで、記録再生系の伝達関数が理想的に（１
＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）であったとすると、 １−ｇ＝３／２ であることから、この場合、タップ係数ｇはｇ＝−０．
５となる。
【００４７】実際にはタップ係数ｇは図１１のタップ係
数最適化部１２２によって等化目標（１＋１．５Ｄ＋Ｄ
2 ）となるようにタップ係数ｇを最適化する。タップ係
数最適化部１２２としては、例えばＬＭＳ法（least me
an square algorithm ）に基づく最大傾斜アルゴリズム
を実行することで最適化できる。ＬＭＳ法とは、（Ｒｎ
−Ｙｎ）2 で定義される二乗平均誤差ＭＳＥ（meansqua
red error) を逐次的に最小化するアルゴリズである。
ＬＭＳ最大傾斜法は、このＬＳＭ法に最大傾斜法のアル
ゴリズムを適用してタップ乗数Ｃを最適化する処理であ
る。
数最適化部１２２によって等化目標（１＋１．５Ｄ＋Ｄ
2 ）となるようにタップ係数ｇを最適化する。タップ係
数最適化部１２２としては、例えばＬＭＳ法（least me
an square algorithm ）に基づく最大傾斜アルゴリズム
を実行することで最適化できる。ＬＭＳ法とは、（Ｒｎ
−Ｙｎ）2 で定義される二乗平均誤差ＭＳＥ（meansqua
red error) を逐次的に最小化するアルゴリズである。
ＬＭＳ最大傾斜法は、このＬＳＭ法に最大傾斜法のアル
ゴリズムを適用してタップ乗数Ｃを最適化する処理であ
る。
【００４８】即ち、タップ係数最適化部１２２は、ブー
ストフィルタ６６−１の出力Ｒｎとその判定値Ｙｎとの
誤差が最小となるように最大傾斜を
ストフィルタ６６−１の出力Ｒｎとその判定値Ｙｎとの
誤差が最小となるように最大傾斜を
【００４９】
【数６】
【００５０】として求め、これを加算器で現在のタップ
係数に加算して次のタップ係数を求め、乗算器１１８に
設定する処理を逐次的に繰り返すことで等化目標（１＋
１．５Ｄ＋Ｄ2 ）となるようにタップ乗数を最適化す
る。図１２は図１１のブーストフィルタ６６−１のタッ
プ係数最適化部１２２でタップ係数ｇをｇ＝−０．４ま
たはｇ＝−０．５としてブーストを最適化した場合の最
終等化目標となる伝達関数（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋
Ｄ2 ）を実現した場合の周波数特性である。
係数に加算して次のタップ係数を求め、乗算器１１８に
設定する処理を逐次的に繰り返すことで等化目標（１＋
１．５Ｄ＋Ｄ2 ）となるようにタップ乗数を最適化す
る。図１２は図１１のブーストフィルタ６６−１のタッ
プ係数最適化部１２２でタップ係数ｇをｇ＝−０．４ま
たはｇ＝−０．５としてブーストを最適化した場合の最
終等化目標となる伝達関数（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋
Ｄ2 ）を実現した場合の周波数特性である。
【００５１】図１２において、特性曲線１３０はブース
ト最適化を行わない前記（１）式の周波数特性Ｆ（ω）
そのものであり、これに対し図１１においてタップ係数
ｇによりブーストの最適化を行うと、ｇ＝−０．４の場
合は特性曲線１３２のようになり、またタップ係数ｇ＝
−０．５の場合は特性曲線１３４のようになる。図１３
は図１１のＦＩＲフィルタ６６において、ブーストフィ
ルタ６６−１のタップ係数ｇを最適化することでヘッド
及び媒体の線記録密度のばらつきを補正した等化目標と
なる伝達関数（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）が得られることを
利用して、ＰＬＬ回路１３０のループ制御を行うように
したことを特徴とする。
ト最適化を行わない前記（１）式の周波数特性Ｆ（ω）
そのものであり、これに対し図１１においてタップ係数
ｇによりブーストの最適化を行うと、ｇ＝−０．４の場
合は特性曲線１３２のようになり、またタップ係数ｇ＝
−０．５の場合は特性曲線１３４のようになる。図１３
は図１１のＦＩＲフィルタ６６において、ブーストフィ
ルタ６６−１のタップ係数ｇを最適化することでヘッド
及び媒体の線記録密度のばらつきを補正した等化目標と
なる伝達関数（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）が得られることを
利用して、ＰＬＬ回路１３０のループ制御を行うように
したことを特徴とする。
【００５２】図１３において、ＦＩＲフィルタ６６は図
１１と同じ回路構成を基本的に持つブーストフィルタ６
６−１と（１＋Ｄ）フィルタ６６−２で構成されてお
り、ブーストフィルタ６６−１のタップ係数ｇは例えば
図１１のタップ係数最適化部１２２により最適化された
値に設定されている。このようなブーストフィルタ６６
−１におけるタップ係数ｇの調整によるブーストの最適
化でヘッド媒体の線記録密度のばらつきが補正された等
化信号がブーストフィルタ６６−１、即ち加算器１２０
より出力されることから、加算器１２０から出力された
等化波形をＰＬＬ回路１３０に入力し、再生信号に同期
したクロックをＰＬＬ回路１３０で生成するようにして
いる。
１１と同じ回路構成を基本的に持つブーストフィルタ６
６−１と（１＋Ｄ）フィルタ６６−２で構成されてお
り、ブーストフィルタ６６−１のタップ係数ｇは例えば
図１１のタップ係数最適化部１２２により最適化された
値に設定されている。このようなブーストフィルタ６６
−１におけるタップ係数ｇの調整によるブーストの最適
化でヘッド媒体の線記録密度のばらつきが補正された等
化信号がブーストフィルタ６６−１、即ち加算器１２０
より出力されることから、加算器１２０から出力された
等化波形をＰＬＬ回路１３０に入力し、再生信号に同期
したクロックをＰＬＬ回路１３０で生成するようにして
いる。
【００５３】このブーストを最適化したブーストフィル
タ６６−１の等化波形をＰＬＬ回路１３０のループ制御
に使用すると、ヘッド及びディスク媒体の線記録密度の
ばらつきを補正していない場合にはＰＬＬ回路１３０の
ループ制御に用いる等化波形の判定レベルをばらつきを
考慮して±２．５の範囲、即ち判定レベル（２．５，
１．５，１，０，−１，−１．５，−２．５）の７値で
あったものを、ばらつきの補正により判定レベル（１．
５，１，０，−１，−１．５）の５値に減らし、その
分、回路構成を簡略化できる。
タ６６−１の等化波形をＰＬＬ回路１３０のループ制御
に使用すると、ヘッド及びディスク媒体の線記録密度の
ばらつきを補正していない場合にはＰＬＬ回路１３０の
ループ制御に用いる等化波形の判定レベルをばらつきを
考慮して±２．５の範囲、即ち判定レベル（２．５，
１．５，１，０，−１，−１．５，−２．５）の７値で
あったものを、ばらつきの補正により判定レベル（１．
５，１，０，−１，−１．５）の５値に減らし、その
分、回路構成を簡略化できる。
【００５４】図１４は図１３のＰＬＬ回路１３０のブロ
ック図である。ＰＬＬ回路１３０はマルチプレクサ１８
０、位相比較器１８２、チャージポンプ回路１８４、ロ
ーパスフィルタ１８６及び電圧制御発振器１８８で構成
されている。マルチプレクサ１８０はリード動作時、即
ちリードゲートがオンしている時には、図１３のＦＩＲ
フィルタ６６に設けているブーストフィルタ６６−１の
出力を選択して位相比較器１８２に入力し、判定レベル
（１．５，１，０，−１，−１．５）の５値を使用し、
電圧制御発振器１８８からも同じく５値の各レベルを基
準としたレベル差に基づく位相比較を行っている。
ック図である。ＰＬＬ回路１３０はマルチプレクサ１８
０、位相比較器１８２、チャージポンプ回路１８４、ロ
ーパスフィルタ１８６及び電圧制御発振器１８８で構成
されている。マルチプレクサ１８０はリード動作時、即
ちリードゲートがオンしている時には、図１３のＦＩＲ
フィルタ６６に設けているブーストフィルタ６６−１の
出力を選択して位相比較器１８２に入力し、判定レベル
（１．５，１，０，−１，−１．５）の５値を使用し、
電圧制御発振器１８８からも同じく５値の各レベルを基
準としたレベル差に基づく位相比較を行っている。
【００５５】位相比較器１８２の比較結果はチャージポ
ンプ回路１８４に与えられた後、ローパスフィルタ１８
６を介して制御信号として電圧制御発振器１８８に与え
られ、マルチプレクサ１８０からの等化信号としての再
生信号の位相に同期するように電圧制御発振器１８８の
発振周波数を制御する。電圧制御発振器１８８の発振パ
ルスは、直接または分周した後に、リードクロックとし
てリードチャネル回路２２に与えられる。尚、マルチプ
レクサ１８０は、ライト動作時即ちライトゲートがオン
している時にはＦＩＲフィルタ６６を切り離し、クロッ
ク発振器に基づいて生成しているクロックパルスを選択
してＰＬＬループ制御を行う。
ンプ回路１８４に与えられた後、ローパスフィルタ１８
６を介して制御信号として電圧制御発振器１８８に与え
られ、マルチプレクサ１８０からの等化信号としての再
生信号の位相に同期するように電圧制御発振器１８８の
発振周波数を制御する。電圧制御発振器１８８の発振パ
ルスは、直接または分周した後に、リードクロックとし
てリードチャネル回路２２に与えられる。尚、マルチプ
レクサ１８０は、ライト動作時即ちライトゲートがオン
している時にはＦＩＲフィルタ６６を切り離し、クロッ
ク発振器に基づいて生成しているクロックパルスを選択
してＰＬＬループ制御を行う。
【００５６】図１５は図６のＦＩＲフィルタ６６の等化
出力を利用したＡ／Ｄ変換器６４のＤＣオフセットを調
整するための実施形態の回路ブロック図である。図１５
において、Ａ／Ｄ変換器６４に対しては自動利得アンプ
７６、アナログ等化器６０及びアナログローパスフィル
タ６２を通った等化目標（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化
を受けた再生信号としての等化波形が入力し、等化波形
の振幅の中央を零レベルとして振幅値を正負のデジタル
データに変換している。この場合、Ａ／Ｄ変換器６４に
おける零レベルが不正確になると上下対称性が崩れ、正
確な等化波形をデジタルデータに変換することができな
い。
出力を利用したＡ／Ｄ変換器６４のＤＣオフセットを調
整するための実施形態の回路ブロック図である。図１５
において、Ａ／Ｄ変換器６４に対しては自動利得アンプ
７６、アナログ等化器６０及びアナログローパスフィル
タ６２を通った等化目標（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化
を受けた再生信号としての等化波形が入力し、等化波形
の振幅の中央を零レベルとして振幅値を正負のデジタル
データに変換している。この場合、Ａ／Ｄ変換器６４に
おける零レベルが不正確になると上下対称性が崩れ、正
確な等化波形をデジタルデータに変換することができな
い。
【００５７】そこで図１５の実施形態にあっては、伝達
関数（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ 2 ）の等化が済んだ
最終等化波形となるＦＩＲフィルタ６６の出力をオフセ
ット調整回路１３４に入力し、等化波形の振幅から相対
的にＡＤ変換器６４の零レベルを与えるＤＣオフセット
を求めて調整している。このＤＣオフセット調整部１３
０によるＡ／Ｄ変換器６４のオフセット調整は、ハード
ディスクドライブを出荷する前の工場の調整段階におい
て、図３に示したディスク媒体３８のアウタ側の非ユー
ザ領域即ちシステム領域に、６Ｔを１周期とする例えば
１００周期分のトレーニングパターンを書き込んでお
き、このトレーニングパターンを読み出して１００周期
分の等化波形を再生し、オフセット調整部１３４でＡ／
Ｄ変換器６４のＤＣオフセットを調整する。
関数（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ 2 ）の等化が済んだ
最終等化波形となるＦＩＲフィルタ６６の出力をオフセ
ット調整回路１３４に入力し、等化波形の振幅から相対
的にＡＤ変換器６４の零レベルを与えるＤＣオフセット
を求めて調整している。このＤＣオフセット調整部１３
０によるＡ／Ｄ変換器６４のオフセット調整は、ハード
ディスクドライブを出荷する前の工場の調整段階におい
て、図３に示したディスク媒体３８のアウタ側の非ユー
ザ領域即ちシステム領域に、６Ｔを１周期とする例えば
１００周期分のトレーニングパターンを書き込んでお
き、このトレーニングパターンを読み出して１００周期
分の等化波形を再生し、オフセット調整部１３４でＡ／
Ｄ変換器６４のＤＣオフセットを調整する。
【００５８】図１６はオフセット調整部１３４に入力さ
れる１周期分の等化波形を取り出している。等化波形１
３６に対しては目標振幅レベルとして±２．５を設定
し、目標振幅レベル２．５についてサンプル点１４０，
１４２を求め、また目標振幅レベル−２．５についてサ
ンプル点１４６，１４８を求め、これら±のサンプル点
の中点としてオフセット調整レベルとなるサンプル点１
３８，１４４，１５０を平均演算により算出し、算出し
たＤＣオフセットをＡ／Ｄ変換器にセットする。
れる１周期分の等化波形を取り出している。等化波形１
３６に対しては目標振幅レベルとして±２．５を設定
し、目標振幅レベル２．５についてサンプル点１４０，
１４２を求め、また目標振幅レベル−２．５についてサ
ンプル点１４６，１４８を求め、これら±のサンプル点
の中点としてオフセット調整レベルとなるサンプル点１
３８，１４４，１５０を平均演算により算出し、算出し
たＤＣオフセットをＡ／Ｄ変換器にセットする。
【００５９】このオフセット調整の際には、ゲインコン
トロールアンプ（ＧＣＡ）７６に応答ゲイン制御信号を
出力する応答ゲイン制御回路１３２も動作状態とし、Ｆ
ＩＲフィルタ６６からの等化波形によって一定の振幅が
維持されるように自動利得制御を行った状態で、１００
周期分の繰返しパターンに基づいたＤＣオフセットの調
整を行う。
トロールアンプ（ＧＣＡ）７６に応答ゲイン制御信号を
出力する応答ゲイン制御回路１３２も動作状態とし、Ｆ
ＩＲフィルタ６６からの等化波形によって一定の振幅が
維持されるように自動利得制御を行った状態で、１００
周期分の繰返しパターンに基づいたＤＣオフセットの調
整を行う。
【００６０】このようなＡ／Ｄ変換器６４のＤＣオフセ
ットのディスク媒体からの実際の再生信号を用いた調整
を行うことで、Ａ／Ｄ変換器６４で再生波形の正確なサ
ンプル点のレベル設定が実現でき、等化後の最尤検出の
精度を高めることができる。次に図６の実施形態に設け
たアナログ等化器６０で回路的なばらつきにより等化目
標がＭＥＥＰＲ４の伝達関数（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ
＋Ｄ2 ）からずれてＥＥＰＲ４の伝達関数（１＋Ｄ）
（１＋２Ｄ＋Ｄ2 ）の間の等化波形となった場合に、Ｆ
ＩＲフィルタ６６によらず最尤検出器４８のブランチメ
トリックの演算にオフセットを加えることで等化的に等
化目標のずれを補正する実施形態を説明する。
ットのディスク媒体からの実際の再生信号を用いた調整
を行うことで、Ａ／Ｄ変換器６４で再生波形の正確なサ
ンプル点のレベル設定が実現でき、等化後の最尤検出の
精度を高めることができる。次に図６の実施形態に設け
たアナログ等化器６０で回路的なばらつきにより等化目
標がＭＥＥＰＲ４の伝達関数（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ
＋Ｄ2 ）からずれてＥＥＰＲ４の伝達関数（１＋Ｄ）
（１＋２Ｄ＋Ｄ2 ）の間の等化波形となった場合に、Ｆ
ＩＲフィルタ６６によらず最尤検出器４８のブランチメ
トリックの演算にオフセットを加えることで等化的に等
化目標のずれを補正する実施形態を説明する。
【００６１】図１７は本発明が対象とする伝達関数（１
＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の（１）式で与えられた
周波数特性１５２と、等化目標のずれが予想される伝達
関数（１＋Ｄ）（１＋２Ｄ＋Ｄ2 ）となるＥＥＰＲ４の
周波数特性１５４を示している。本発明の等化目標に従
った周波数特性１５２は、いわゆるＭＭＥＥＰＲ４とい
うことができ、この場合の等化フィルタとしては、図８
のブーストフィルタ６６−１におけるタップ係数ｇをｇ
＝２／３とすることで実現できる。
＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の（１）式で与えられた
周波数特性１５２と、等化目標のずれが予想される伝達
関数（１＋Ｄ）（１＋２Ｄ＋Ｄ2 ）となるＥＥＰＲ４の
周波数特性１５４を示している。本発明の等化目標に従
った周波数特性１５２は、いわゆるＭＭＥＥＰＲ４とい
うことができ、この場合の等化フィルタとしては、図８
のブーストフィルタ６６−１におけるタップ係数ｇをｇ
＝２／３とすることで実現できる。
【００６２】これに対し等化目標のずれが予想される周
波数特性１５４はＥＥＰＲ４であり、図８のブーストフ
ィルタ６６−１の構成におけるタップ係数ｇをｇ＝０．
５とすることで伝達関数（１＋Ｄ）（１＋２Ｄ＋Ｄ2 ）
の等化特性を実現できる。このような本発明における等
化目標となる周波数特性１５２から周波数特性１５４側
へのずれに対し、図１８の最尤検出器４８にあっては、
分配パス判定部１６０で使用しているブランチメトリッ
クＢｎにオフセットΔを加えて等化目標のずれを実質的
に補正している。
波数特性１５４はＥＥＰＲ４であり、図８のブーストフ
ィルタ６６−１の構成におけるタップ係数ｇをｇ＝０．
５とすることで伝達関数（１＋Ｄ）（１＋２Ｄ＋Ｄ2 ）
の等化特性を実現できる。このような本発明における等
化目標となる周波数特性１５２から周波数特性１５４側
へのずれに対し、図１８の最尤検出器４８にあっては、
分配パス判定部１６０で使用しているブランチメトリッ
クＢｎにオフセットΔを加えて等化目標のずれを実質的
に補正している。
【００６３】最尤検出器４８は、アド・コンペア・セレ
クト回路として知られた分配パス判定部１６０とパスメ
モリ１６２で構成される。分配パス判定部１６０の判定
処理は、図１９の遷移状態図に従う。この遷移状態図１
９は、タップ係数ｇ＝２／３の場合、図１７に示した本
発明の伝達関数（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化目標を持
つ周波数特性１５２の等化による最尤検出となる。
クト回路として知られた分配パス判定部１６０とパスメ
モリ１６２で構成される。分配パス判定部１６０の判定
処理は、図１９の遷移状態図に従う。この遷移状態図１
９は、タップ係数ｇ＝２／３の場合、図１７に示した本
発明の伝達関数（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化目標を持
つ周波数特性１５２の等化による最尤検出となる。
【００６４】ＭＭＥＥＰＲ４の状態遷移は、再生信号か
ら得られる連結符号（畳み込み符号）Ｙｎの拘束長ｍが
ｍ＝４であることから、本来、２4 ＝１６個の状態００
００〜１１１１を生ずるが、その内、００１０，０１０
０，０１０１，１０１０，１０１１，１１０１の６個状
態が除かれた１０個の状態に制限されている。図１８の
分配パス判定部１６０を更に詳細に説明する。図１９の
ＭＭＥＥＰＲ４のパーシャルレスポンス最尤検出の状態
遷移に基づき、分配パス判定部１６０を左側に示した１
０個の現時点のパスノード００００〜１１１１に対応し
て、入力する情報ビット０，１に対するノイズなしの理
想推定値Ｙｎを示している。例えば現時点のノード００
０について、情報ビット０のときの推定値Ｙｎは０であ
り、これを「０／０」と現している。またビット１のと
きの推定値Ｙｎは２／３であり、これを「１／（５／
３）」と表わしている。ここでノードの値００００〜１
１１１は、パスノードのメトリック値である。
ら得られる連結符号（畳み込み符号）Ｙｎの拘束長ｍが
ｍ＝４であることから、本来、２4 ＝１６個の状態００
００〜１１１１を生ずるが、その内、００１０，０１０
０，０１０１，１０１０，１０１１，１１０１の６個状
態が除かれた１０個の状態に制限されている。図１８の
分配パス判定部１６０を更に詳細に説明する。図１９の
ＭＭＥＥＰＲ４のパーシャルレスポンス最尤検出の状態
遷移に基づき、分配パス判定部１６０を左側に示した１
０個の現時点のパスノード００００〜１１１１に対応し
て、入力する情報ビット０，１に対するノイズなしの理
想推定値Ｙｎを示している。例えば現時点のノード００
０について、情報ビット０のときの推定値Ｙｎは０であ
り、これを「０／０」と現している。またビット１のと
きの推定値Ｙｎは２／３であり、これを「１／（５／
３）」と表わしている。ここでノードの値００００〜１
１１１は、パスノードのメトリック値である。
【００６５】現パスノードの右側には、次回の情報ビッ
ト０／１の入力による１０個のパスワード０００〜１１
１１を示している。この磁界のパスワードには、１つ前
のパスノードより２つ又は１つのパスが繋っている。例
えば次回のパスワード００００を例にとると、１つ前の
パスワード００００とパスワード１０００よりパスが繋
っている。この１つ前から繋る２つのパスについて、尤
もらしいパスを判定して生き残りパスとして選択する。
ト０／１の入力による１０個のパスワード０００〜１１
１１を示している。この磁界のパスワードには、１つ前
のパスノードより２つ又は１つのパスが繋っている。例
えば次回のパスワード００００を例にとると、１つ前の
パスワード００００とパスワード１０００よりパスが繋
っている。この１つ前から繋る２つのパスについて、尤
もらしいパスを判定して生き残りパスとして選択する。
【００６６】パスの選択は、再生信号のサンプル値Ｒｎ
と情報ビット０／１に対応したＭＥＥＰＲ４の２つのノ
イズなし理想値Ｙｎに基づき、次式で各々のブランチメ
トリック（ユークリッド距離）Ｂｎを計算する。 Ｂｎ＝（Ｒｎ−Ｙｎ）2 次に各ブランチメトリックＢｎと１つ前のパスノードか
ら入力したパスメトリック値とを加算し、２つの加算値
の対さい方のパスを選択し、最終的に選択した最尤パス
ノードのメトリック値をパスメモリ１６２に出力する。
と情報ビット０／１に対応したＭＥＥＰＲ４の２つのノ
イズなし理想値Ｙｎに基づき、次式で各々のブランチメ
トリック（ユークリッド距離）Ｂｎを計算する。 Ｂｎ＝（Ｒｎ−Ｙｎ）2 次に各ブランチメトリックＢｎと１つ前のパスノードか
ら入力したパスメトリック値とを加算し、２つの加算値
の対さい方のパスを選択し、最終的に選択した最尤パス
ノードのメトリック値をパスメモリ１６２に出力する。
【００６７】このような分配パス判定部１６０における
ＭＥＥＰＲ４の理想推定値Ｙｎにつき、本発明にあって
はオフセットΔの加算で補正し、アナログ等化器６０の
ばらつきに起因して図１７のように等化目標がＭＥＥＰ
Ｒ４からのＥＥＰＲ４側へのずれることによる判定エラ
ーを防止している。本発明による伝達関数（１＋Ｄ）
（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化目標が図１７のようにＥ
ＥＰＲ４側の伝達関数（１＋Ｄ）（１＋２Ｄ＋Ｄ2 ）の
周波数特性１５４の等化目標にずれると、図１９のタッ
プ係数ｇがｇ＝２／３からｇ＝０．５側にずれ、図１８
の分配パス判定部１６０に設定したＭＭＥＥＰＲ４の理
想推定値Ｙｎでは判定誤りを起しやくすなる。そこで、
図１８のタップ係数ｇの変化に対応したオフセットΔを
オフセット設定部１６４により設定し、ブランチメトリ
ックＢｎの演算に使用する理想推定値Ｙｎにオフセット
値Δを加算して小さくするように補正する。
ＭＥＥＰＲ４の理想推定値Ｙｎにつき、本発明にあって
はオフセットΔの加算で補正し、アナログ等化器６０の
ばらつきに起因して図１７のように等化目標がＭＥＥＰ
Ｒ４からのＥＥＰＲ４側へのずれることによる判定エラ
ーを防止している。本発明による伝達関数（１＋Ｄ）
（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化目標が図１７のようにＥ
ＥＰＲ４側の伝達関数（１＋Ｄ）（１＋２Ｄ＋Ｄ2 ）の
周波数特性１５４の等化目標にずれると、図１９のタッ
プ係数ｇがｇ＝２／３からｇ＝０．５側にずれ、図１８
の分配パス判定部１６０に設定したＭＭＥＥＰＲ４の理
想推定値Ｙｎでは判定誤りを起しやくすなる。そこで、
図１８のタップ係数ｇの変化に対応したオフセットΔを
オフセット設定部１６４により設定し、ブランチメトリ
ックＢｎの演算に使用する理想推定値Ｙｎにオフセット
値Δを加算して小さくするように補正する。
【００６８】これによって、図１７の周波数特性１５２
から１５４へのずれに対応したブランチメトリックＢｎ
の演算での補正が行われ、等化目標のずれによる最尤検
出の判定誤りを防ぐことができる。この場合の理想推定
値Ｙｎを補正するオフセット値Δとしては、 −１／６≦Δ≦０ の範囲の値を使用する。尚、本発明は上記の実施例に限
定されず、伝達関数（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）
の等化を実現する再生部であれば適宜の構成をとること
ができる。また本発明の実施形態に示された数値による
限定は受けず、更に本発明の目的と利点を損なわない範
囲で適宜の変形が可能である。
から１５４へのずれに対応したブランチメトリックＢｎ
の演算での補正が行われ、等化目標のずれによる最尤検
出の判定誤りを防ぐことができる。この場合の理想推定
値Ｙｎを補正するオフセット値Δとしては、 −１／６≦Δ≦０ の範囲の値を使用する。尚、本発明は上記の実施例に限
定されず、伝達関数（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）
の等化を実現する再生部であれば適宜の構成をとること
ができる。また本発明の実施形態に示された数値による
限定は受けず、更に本発明の目的と利点を損なわない範
囲で適宜の変形が可能である。
【００６９】
【発明の効果】以上説明してきたように本発明によれ
ば、（１，７）ＥＥＰＲ４での高域共聴の問題と、
（１，７）ＭＥＥＰＲ４でのカストロフィック符号を回
避するための符号／復号が複雑になる問題を解消し、高
密度記録での情報の熱緩和による消失に強い伝達関数
（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化に基づく最尤
検出を行う記録再生装置が実現できる。
ば、（１，７）ＥＥＰＲ４での高域共聴の問題と、
（１，７）ＭＥＥＰＲ４でのカストロフィック符号を回
避するための符号／復号が複雑になる問題を解消し、高
密度記録での情報の熱緩和による消失に強い伝達関数
（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化に基づく最尤
検出を行う記録再生装置が実現できる。
【００７０】また伝達関数（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋
Ｄ2 ）の等化はスペクトルヌルの周波数特性を持つが、
スペクトルヌルで帯域を制限した等化を行い、且つ帯域
制限を行っても等化性能を劣化することなく等化目標を
達成でき、また等化回路の設計も効率的且つ容易にでき
る。
Ｄ2 ）の等化はスペクトルヌルの周波数特性を持つが、
スペクトルヌルで帯域を制限した等化を行い、且つ帯域
制限を行っても等化性能を劣化することなく等化目標を
達成でき、また等化回路の設計も効率的且つ容易にでき
る。
【図１】本発明の原理説明図
【図２】本発明が適用される磁気ディスクドライブのブ
ロック図
ロック図
【図３】本発明による記録部と再生部の基本構成のブロ
ック図
ック図
【図４】図３の再生部に設けた伝達関数（１＋Ｄ）（１
＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化器の等化特性の説明図
＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化器の等化特性の説明図
【図５】図３の実施形態でスペクトルヌルで帯域制限を
行った場合の伝達関数（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化器
の等化特性図
行った場合の伝達関数（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化器
の等化特性図
【図６】図３の再生部の具体的な実施形態を示したブロ
ック図
ック図
【図７】図３の伝達関数（１−Ｄ）の変換を行うプリデ
コーダの等化回路図
コーダの等化回路図
【図８】伝達関数（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化器のブ
ーストを調整するブーストフィルタを備えた図６の伝達
関数（１＋Ｄ）のＦＩＲフィルタの第１実施形態の回路
ブロック図
ーストを調整するブーストフィルタを備えた図６の伝達
関数（１＋Ｄ）のＦＩＲフィルタの第１実施形態の回路
ブロック図
【図９】図８から変形した図６のＦＩＲフィルタの第２
実施形態の回路ブロック図
実施形態の回路ブロック図
【図１０】図８又は図９でタップ乗数ｇを変化させた場
合のブーストの周波数特性図
合のブーストの周波数特性図
【図１１】等化目標が伝達関数（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）
となるようにＬＭＳ最大傾斜法によりタップ係数ｇを調
整してブーストを最適化する図６のＦＩＲフィルタの第
３実施形態の回路ブロック図
となるようにＬＭＳ最大傾斜法によりタップ係数ｇを調
整してブーストを最適化する図６のＦＩＲフィルタの第
３実施形態の回路ブロック図
【図１２】図１１でブーストを最適化したブーストフィ
ルタの周波数特性図
ルタの周波数特性図
【図１３】タップ係数を最適化したブーストフィルタか
ら出力される等化信号を用いたＰＬＬ回路を制御する本
発明の実施形態の回路ブロック図
ら出力される等化信号を用いたＰＬＬ回路を制御する本
発明の実施形態の回路ブロック図
【図１４】図１３のＰＬＬ回路のブロック図
【図１５】タップ係数を最適化したブーストフィルタの
トレーニングで得られる等化波形を用いてＡＤ変換のＤ
Ｃオフセットを調整する本発明の実施形態の回路ブロッ
ク図
トレーニングで得られる等化波形を用いてＡＤ変換のＤ
Ｃオフセットを調整する本発明の実施形態の回路ブロッ
ク図
【図１６】図１５のトレーニングによる等化波形の説明
図
図
【図１７】図３の再生部による伝達関数（１＋１．５Ｄ
＋Ｄ2 ）の等化特性と等化目標がずれた場合の伝達関数
（１＋２Ｄ＋Ｄ2 ）の等化特性の周波数特性図
＋Ｄ2 ）の等化特性と等化目標がずれた場合の伝達関数
（１＋２Ｄ＋Ｄ2 ）の等化特性の周波数特性図
【図１８】ブーストフィルタを使用せずに図１７の等化
目標のずれに対し最尤検出のブランチメトリックにオフ
セットを加えてずれを補正する本発明の他の実施形態の
ブロック図
目標のずれに対し最尤検出のブランチメトリックにオフ
セットを加えてずれを補正する本発明の他の実施形態の
ブロック図
【図１９】図１８の最尤検出器における状態遷移図
１０：ディスクエンクロージャ １１：ディスクコントローラ １２：ヘッドＩＣ回路 １４−１〜１４−４：ヘッドアッセンブリ １５：ボイスコイルモータ（ＶＣＭ） １６：スピンドルモータ １８：メインコントロールユニット（ＭＣＵ） ２０：ハードディクスコントローラ（ＨＤＣ） ２２：ライトチャネル回路（記録部） ２４：リードチャネル回路（再生部） ２５：サーボ復調回路 ２６：サーボコントローラ ２８：インタフェース回路 ３０：（１．７）ＲＬＬエンコーダ（（１，７）ＲＬＬ
符号器） ３２：プリコーダ（前置符号器） ３４：ライトアンプ ３６，３６−１〜３６−４：記録ヘッド ３８：ディスク媒体 ４０，４０−１〜４０−４：再生ヘッド ４２：リードアンプ ４４：等化器 ４６：ローパスフィルタ（ＬＰＦ） ４８：最尤検出器 ５０：プリデコーダ（前置復号器） ５２：（１，７）ＲＬＬデコーダ（（１，７）ＲＬＬ復
号器） ６０：アナログ等化器 ６４：Ａ／Ｄ変換器 ６６：ＦＩＲフィルタ（有限インパルス応答フィルタ） ６６−１：ブーストフィルタ ６６−２：（１＋Ｄ）フィルタ ７４：固定利得アンプ ７６：利得制御アンプ（ＧＣＡ） ７８，８０，９２，９４，９６，１１０，１１２，１１
４，１２４，１２６：タップ付き遅延回路 ８２，８４，９８，１００，１１８：乗算器 ９０，１０２，１１６，１２０，１２８：加算器 １２２：タップ係数最適化部 １３０：ＰＬＬ回路 １３２：ＡＧＣ回路 １３４：ＤＣオフセット調整回路 １３８〜１５０：サンプル点 １６０：分配パス反対部（アド・コンペア・セレクト
部） １６２：パスメモリ １６４：オフセット設定部 １８０：マルチプレクサ １８２：位相比較器 １８４：チャージポンプ １８６：ローパスフィルタ（ＬＰＦ） １８８：電圧制御発振器（ＶＣＯ）
符号器） ３２：プリコーダ（前置符号器） ３４：ライトアンプ ３６，３６−１〜３６−４：記録ヘッド ３８：ディスク媒体 ４０，４０−１〜４０−４：再生ヘッド ４２：リードアンプ ４４：等化器 ４６：ローパスフィルタ（ＬＰＦ） ４８：最尤検出器 ５０：プリデコーダ（前置復号器） ５２：（１，７）ＲＬＬデコーダ（（１，７）ＲＬＬ復
号器） ６０：アナログ等化器 ６４：Ａ／Ｄ変換器 ６６：ＦＩＲフィルタ（有限インパルス応答フィルタ） ６６−１：ブーストフィルタ ６６−２：（１＋Ｄ）フィルタ ７４：固定利得アンプ ７６：利得制御アンプ（ＧＣＡ） ７８，８０，９２，９４，９６，１１０，１１２，１１
４，１２４，１２６：タップ付き遅延回路 ８２，８４，９８，１００，１１８：乗算器 ９０，１０２，１１６，１２０，１２８：加算器 １２２：タップ係数最適化部 １３０：ＰＬＬ回路 １３２：ＡＧＣ回路 １３４：ＤＣオフセット調整回路 １３８〜１５０：サンプル点 １６０：分配パス反対部（アド・コンペア・セレクト
部） １６２：パスメモリ １６４：オフセット設定部 １８０：マルチプレクサ １８２：位相比較器 １８４：チャージポンプ １８６：ローパスフィルタ（ＬＰＦ） １８８：電圧制御発振器（ＶＣＯ）
Claims (11)
- 【請求項１】伝達関数（１−Ｄ）（１＋Ｄ）3 のパーシ
ャルレスポンス系で表わされる磁気記録系に情報を記録
して再生する記録再生装置に於いて、 入力データを（１，７）ＲＬＬ符号データに変換する
（１，７）ＲＬＬ符号器と、 前記（１，７）符号器からの（１，７）ＲＬＬ符号デー
タを伝達関数１／（１−Ｄ）で前記前置符号データに変
換して前記媒体に記録させる前置符号器と、を備えた記
録部と、 前記媒体からの再生信号を伝達関数（１＋Ｄ）（１＋
１．５Ｄ＋Ｄ2 ）で等化する等化器と、 前記等化器からの等化信号をスペクトルヌルまでの帯域
に制限するローパスフィルタと、 前記ローパスフィルタの帯域制限信号から前記前置符号
データを検出する最尤検出器と、 前記最尤検出器で検出した前置符号データを伝達関数
（１−Ｄ）で変換して前記（１，７）ＲＬＬ符号データ
を復号する前置復号器と、 前記前置復号器の（１，７）ＲＬＬ符号データから元の
データを複合する（１，７）ＲＬＬ復号器と、を備えた
再生部とを設けたことを特徴とする記録再生装置。 - 【請求項２】請求項１記載の記録再生装置に於いて、 前記等化器を、前記伝達関数（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の
等化を行うアナログ等化器と前記伝達関数（１＋Ｄ）の
等化を行う有限インパルス応答フィルタとで構成すると
共に、前記ローパスフィルタをアナログローパスフィル
タで構成し、 前記アナログ等化器で前記伝達関数（１＋１．５Ｄ＋Ｄ
2 ）の等化を行った後に前記アナログローパスフィルタ
でスペクトルヌルまでの帯域に制限し、更にＡ／Ｄ変換
器でデジタルデータに変換して前記有限インパルス応答
フィルタで前記伝達関数（１＋Ｄ）の等化を行うことを
特徴とする記録再生装置。 - 【請求項３】請求項２記載の記録再生装置に於いて、前
記有限インパルス応答フィルタは、前記伝達関数（１＋
Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）のパーシャルレスポンス系
の周波数特性Ｆ（ω）を Ｆ（ω）＝ｃｏｓ（ωＴ／２）＋ｇｃｏｓ（３ωＴ／
２） 但し、Ｔはナイキスト周期、ωはナイキスト角周波数と
して、前記伝達関数（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化特性
のブーストを調整する周波数特性ｇｃｏｓ（３ωＴ／
２）をもつ第１フィルタ（ブーストフィルタ）と、前記
伝達関数（１＋Ｄ）の等化に対応した周波数特性ｃｏｓ
（ωＴ／２）をもつ第２フィルタ（１＋Ｄフィルタ）に
分け、前記第１フィルタのタップ係数ｇの設定によりヘ
ッド及び媒体に起因した線記録密度のばらつきを補正し
て前記伝達関数（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）の等化目標を実
現することを特徴とする記録再生装置。 - 【請求項４】請求項３記載の記録再生装置に於いて、前
記第１フィルタの伝達関数をタップ係数ｇを含めて （ｇ＋Ｄ＋ｇＤ2 ） とし、遅延時間Ｄをもつ２つのタップ付き遅延回路、タ
ップ係数ｇを乗算する２つの乗算器、及び１つの加算器
で構成したことを特徴とする記録再生装置。 - 【請求項５】請求項３記載の記録再生装置に於いて、前
記有限インパルス応答フィルタは、前記伝達関数（１＋
Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）をタップ係数ｇを含めて （ｇ＋Ｄ＋Ｄ2 ＋ｇＤ3 ） と変形することにより、前記第１フィルタと第２フィル
タを一体化し、遅延時間Ｄをもつ３つのタップ付き遅延
回路、タップ係数ｇを乗算する２つの乗算器、及び１つ
の加算器で構成したことを特徴とする記録再生装置。 - 【請求項６】請求項４又は５記載の記録再生装置に於い
て、前記有限インパルス応答フィルタのタップ係数ｇを
最適値に初期設定した固定等化を行うことを特徴とする
記録再生装置。 - 【請求項７】請求項４又は５記載の記録再生装置に於い
て、前記有限インパルス応答フィルタのタップ係数ｇを
最小二乗平均法（ＬＭＳ法）等の最大傾斜法アルゴリズ
ムを用いて最適化する適応等化を行うことを特徴とする
記録再生装置。 - 【請求項８】請求項３記載の記録再生装置に於いて、前
記再生部は、位相比較器、ループフィルタ、及び電圧制
御発振器により位相ループを構成したＰＬＬ回路を有
し、前記有限インパルス応答フィルタを構成する第１フ
ィルタの等化信号を前記ＰＬＬ回路の位相比較器の一方
に入力してサンプリング位相を同期させることを特徴と
する記録再生装置。 - 【請求項９】請求項２記載の記録再生装置に於いて、前
記再生部は、前記媒体から読み出した複数周期分のトレ
ーニングパターンを読出した際に前記等化器から出力さ
れる等化波形の±２．５レベルから振幅の０レベルを求
め、前記Ａ／Ｄ変換器のＤＣオフセットを調整すること
を特徴とする記録再生装置。 - 【請求項１０】請求項１記載の記録再生装置に於いて、
前記最尤検出器のユークリッド距離演算に用いるブラン
チメトリックにオフセットΔを加えることで、伝達関数
（１＋Ｄ）（１＋１．５Ｄ＋Ｄ2 ）から伝達関数（１＋
Ｄ）（１＋２Ｄ＋Ｄ2 ）の間のパーシャルレスポンス系
の最尤検出を可能とすることを特徴とする記録再生装
置。 - 【請求項１１】請求項１１記載の記録再生装置に於い
て、前記最尤検出器のユークリッド距離演算に用いるブ
ランチメトリックに加えるオフセットΔは、 （−１／６）≦Δ≦０ の値をとることを特徴とする記録再生装置。
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