JPH11234098A - パルス信号復調回路 - Google Patents
パルス信号復調回路Info
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- JPH11234098A JPH11234098A JP10027639A JP2763998A JPH11234098A JP H11234098 A JPH11234098 A JP H11234098A JP 10027639 A JP10027639 A JP 10027639A JP 2763998 A JP2763998 A JP 2763998A JP H11234098 A JPH11234098 A JP H11234098A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 パルス信号の復調を行う赤外線データ通信装
置の受信回路３１において、背景ノイズ成分となる外乱
光の影響による誤動作パルスの発生を防止する。 【解決手段】 信号光３および外乱光４は、フォトダイ
オード３２で光電変換され、アンプ３３で増幅された
後、カップリングコンデンサ３４でエッジ検出され、ア
ンプ３６からコンパレータ３７に入力されて、矩形波パ
ルスに整形される。前記アンプ３３の出力はまた、前記
信号光３の周波数に対して充分遮断周波数の低い１次の
ローパスフィルタ４１と、その出力を電圧／電流変換す
る電流源４２とを備えるオートバイアスコントロール回
路４０によって、アンプ３３の入力側に帰還され、前記
外乱光４成分の補償を行う。したがって、アンプ３３の
入出力間では、信号が１回微分された形となり、出力の
不所望な振動を防止し、誤動作パルスの発生を低減する
ことができる。
置の受信回路３１において、背景ノイズ成分となる外乱
光の影響による誤動作パルスの発生を防止する。 【解決手段】 信号光３および外乱光４は、フォトダイ
オード３２で光電変換され、アンプ３３で増幅された
後、カップリングコンデンサ３４でエッジ検出され、ア
ンプ３６からコンパレータ３７に入力されて、矩形波パ
ルスに整形される。前記アンプ３３の出力はまた、前記
信号光３の周波数に対して充分遮断周波数の低い１次の
ローパスフィルタ４１と、その出力を電圧／電流変換す
る電流源４２とを備えるオートバイアスコントロール回
路４０によって、アンプ３３の入力側に帰還され、前記
外乱光４成分の補償を行う。したがって、アンプ３３の
入出力間では、信号が１回微分された形となり、出力の
不所望な振動を防止し、誤動作パルスの発生を低減する
ことができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、赤外線データ受信
装置などで好適に実施され、光電変換素子などからの入
力パルス信号電流を矩形波パルスに整形するパルス信号
復調回路に関する。
装置などで好適に実施され、光電変換素子などからの入
力パルス信号電流を矩形波パルスに整形するパルス信号
復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、ＩｒＤＡ（赤外線データ通信協議
会）によって、赤外線データ通信の規格が各種制定され
るとともに、その利便性の高さから、パーソナルコンピ
ュータや携帯情報端末を中心として、周辺装置との接続
に前記ＩｒＤＡの規格に準拠した送受信装置を搭載した
製品が発売されるようになってきている。このような赤
外線データ通信装置では、図６で示すように、送信機１
から受信機２へ信号光３が空間伝送されるので、該信号
光の周波数に比べて、周波数の低い太陽光や照明光など
の外乱光４が、合わせて受信機２に入射することにな
る。したがって、背景ノイズとなる前記外乱光４の影響
を除去して、信号光３のみを抽出する必要がある。
会）によって、赤外線データ通信の規格が各種制定され
るとともに、その利便性の高さから、パーソナルコンピ
ュータや携帯情報端末を中心として、周辺装置との接続
に前記ＩｒＤＡの規格に準拠した送受信装置を搭載した
製品が発売されるようになってきている。このような赤
外線データ通信装置では、図６で示すように、送信機１
から受信機２へ信号光３が空間伝送されるので、該信号
光の周波数に比べて、周波数の低い太陽光や照明光など
の外乱光４が、合わせて受信機２に入射することにな
る。したがって、背景ノイズとなる前記外乱光４の影響
を除去して、信号光３のみを抽出する必要がある。
【０００３】図７は、前記受信機２における典型的な従
来技術の受信回路１１の電気的構成を示すブロック図で
ある。送信機１からの信号光３および外乱光４は、フォ
トダイオード１２によって光電変換され、該フォトダイ
オード１２からは、入力光レベルに対応した電流がアン
プ１３へ出力される。アンプ１３は、フォトダイオード
１２の出力電流を電圧変換するとともに、増幅を行う。
アンプ１３からの出力は、カップリングコンデンサ１４
およびプルアップ抵抗１５を介してアンプ１６に入力さ
れる。アンプ１６からの出力は、コンパレータ１７に与
えられ、該コンパレータ１７によって、前記プルアップ
の電圧に対応して予め定められる検波電圧Ｖｔｈでレベ
ル弁別され、その弁別結果の矩形波パルスが出力端子１
８から出力される。
来技術の受信回路１１の電気的構成を示すブロック図で
ある。送信機１からの信号光３および外乱光４は、フォ
トダイオード１２によって光電変換され、該フォトダイ
オード１２からは、入力光レベルに対応した電流がアン
プ１３へ出力される。アンプ１３は、フォトダイオード
１２の出力電流を電圧変換するとともに、増幅を行う。
アンプ１３からの出力は、カップリングコンデンサ１４
およびプルアップ抵抗１５を介してアンプ１６に入力さ
れる。アンプ１６からの出力は、コンパレータ１７に与
えられ、該コンパレータ１７によって、前記プルアップ
の電圧に対応して予め定められる検波電圧Ｖｔｈでレベ
ル弁別され、その弁別結果の矩形波パルスが出力端子１
８から出力される。
【０００４】前記アンプ１３の出力電圧はまた、オート
バイアスコントロール回路２０に与えられ、該オートバ
イアスコントロール回路２０によって、前記外乱光４に
対応した低周波成分が抽出され、その低周波成分に対応
した電流が前記アンプ１３の入力側に帰還される。こう
して、大きな外乱光４に対しても、アンプ１３が飽和し
ないようになって、信号光３のみを抽出することができ
る。オートバイアスコントロール回路２０は、２次のロ
ーパスフィルタ２１，２２と、電圧／電流変換を行う電
流源２３とを備えて構成されている。
バイアスコントロール回路２０に与えられ、該オートバ
イアスコントロール回路２０によって、前記外乱光４に
対応した低周波成分が抽出され、その低周波成分に対応
した電流が前記アンプ１３の入力側に帰還される。こう
して、大きな外乱光４に対しても、アンプ１３が飽和し
ないようになって、信号光３のみを抽出することができ
る。オートバイアスコントロール回路２０は、２次のロ
ーパスフィルタ２１，２２と、電圧／電流変換を行う電
流源２３とを備えて構成されている。
【０００５】図８および図９は、上述のように構成され
た受信回路１１の動作を説明するための波形図である。
図８は、前記外乱光４が比較的少ない状態を表してお
り、前記信号光３の波形が図８（ａ）で示されるとき、
アンプ１６からは、前記カップリングコンデンサ１４に
よって、図８（ｂ）で示すように、前記信号光３の波形
の微分波形が出力されることになる。これを、コンパレ
ータ１７は前記検波電圧Ｖｔｈでレベル弁別し、出力端
子１８へは、図８（ｃ）で示すような出力が導出され
る。すなわち、前記外乱光４の少ない状態では、オート
バイアスコントロール回路２０からアンプ１３の入力側
に帰還される電流が小さく、カップリングコンデンサ１
４からは、前記信号光３に対応した高周波成分が抽出さ
れることになる。
た受信回路１１の動作を説明するための波形図である。
図８は、前記外乱光４が比較的少ない状態を表してお
り、前記信号光３の波形が図８（ａ）で示されるとき、
アンプ１６からは、前記カップリングコンデンサ１４に
よって、図８（ｂ）で示すように、前記信号光３の波形
の微分波形が出力されることになる。これを、コンパレ
ータ１７は前記検波電圧Ｖｔｈでレベル弁別し、出力端
子１８へは、図８（ｃ）で示すような出力が導出され
る。すなわち、前記外乱光４の少ない状態では、オート
バイアスコントロール回路２０からアンプ１３の入力側
に帰還される電流が小さく、カップリングコンデンサ１
４からは、前記信号光３に対応した高周波成分が抽出さ
れることになる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】これに対して、前記外
乱光４が比較的多い場合には、フォトダイオード１２へ
の入力光には、図９（ａ）で示すように、前記信号光３
とともに外乱光４が重畳されており、アンプ１３の入力
側へは、前記外乱光４に対応した電流が帰還されてい
る。したがって、アンプ１３の入出力間では、見掛け
上、２次の微分が行われることになり、さらにカップリ
ングコンデンサ１４を経た後のアンプ１６からの出力
は、図９（ｂ）で示すように振動を有するものとなり、
コンパレータ１７から出力端子１８へ導出される出力に
は、図９（ｃ）において参照符α１，α２で示すよう
に、誤動作パルスが含まれることになる。
乱光４が比較的多い場合には、フォトダイオード１２へ
の入力光には、図９（ａ）で示すように、前記信号光３
とともに外乱光４が重畳されており、アンプ１３の入力
側へは、前記外乱光４に対応した電流が帰還されてい
る。したがって、アンプ１３の入出力間では、見掛け
上、２次の微分が行われることになり、さらにカップリ
ングコンデンサ１４を経た後のアンプ１６からの出力
は、図９（ｂ）で示すように振動を有するものとなり、
コンパレータ１７から出力端子１８へ導出される出力に
は、図９（ｃ）において参照符α１，α２で示すよう
に、誤動作パルスが含まれることになる。
【０００７】本発明の目的は、背景ノイズ成分による誤
動作パルスの発生を低減することができるパルス信号復
調回路を提供することである。
動作パルスの発生を低減することができるパルス信号復
調回路を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係るパ
ルス信号復調回路は、入力パルス信号電流からパルス信
号を復調する回路において、前記入力パルス信号電流を
増幅するアンプと、前記アンプの出力から高周波成分の
抽出を行うカップリングコンデンサと、前記カップリン
グコンデンサの出力を予め定めるレベルでレベル弁別す
ることによって、前記パルス信号を復調するコンパレー
タと、１次ローパスフィルタと電圧／電流変換回路とを
備えて構成され、前記アンプの出力から、復調すべきパ
ルス信号よりも低周波の背景ノイズ成分を抽出し、その
背景ノイズ成分に対応した電流を前記アンプの入力側に
帰還することによって、該背景ノイズ成分を抑制したパ
ルス信号を復調させるオートバイアスコントロール回路
とを含むことを特徴とする。
ルス信号復調回路は、入力パルス信号電流からパルス信
号を復調する回路において、前記入力パルス信号電流を
増幅するアンプと、前記アンプの出力から高周波成分の
抽出を行うカップリングコンデンサと、前記カップリン
グコンデンサの出力を予め定めるレベルでレベル弁別す
ることによって、前記パルス信号を復調するコンパレー
タと、１次ローパスフィルタと電圧／電流変換回路とを
備えて構成され、前記アンプの出力から、復調すべきパ
ルス信号よりも低周波の背景ノイズ成分を抽出し、その
背景ノイズ成分に対応した電流を前記アンプの入力側に
帰還することによって、該背景ノイズ成分を抑制したパ
ルス信号を復調させるオートバイアスコントロール回路
とを含むことを特徴とする。
【０００９】上記の構成によれば、入力パルス信号電流
から、カップリングコンデンサによって前記パルス信号
に対応した高周波成分を抽出し、コンパレータで波形整
形することによってパルス信号を復調するにあたって、
前記入力パルス信号電流を増幅するアンプに対して、オ
ートバイアスコントロール回路によって、背景ノイズ成
分に対応した電流を作成し、該アンプの入力側に帰還す
ることによって、該アンプの出力から前記背景ノイズ成
分の除去を行う。
から、カップリングコンデンサによって前記パルス信号
に対応した高周波成分を抽出し、コンパレータで波形整
形することによってパルス信号を復調するにあたって、
前記入力パルス信号電流を増幅するアンプに対して、オ
ートバイアスコントロール回路によって、背景ノイズ成
分に対応した電流を作成し、該アンプの入力側に帰還す
ることによって、該アンプの出力から前記背景ノイズ成
分の除去を行う。
【００１０】このとき、前記オートバイアスコントロー
ル回路を１次のローパスフィルタと電圧／電流変換回路
とで構成することによって、前記アンプの入出力間で、
信号は１回微分された形となり、復調すべきパルス信号
に対して、不所望な振動の発生を抑制し、誤動作パルス
の発生を低減することができる。
ル回路を１次のローパスフィルタと電圧／電流変換回路
とで構成することによって、前記アンプの入出力間で、
信号は１回微分された形となり、復調すべきパルス信号
に対して、不所望な振動の発生を抑制し、誤動作パルス
の発生を低減することができる。
【００１１】また、請求項２の発明に係るパルス信号復
調回路では、前記オートバイアスコントロール回路は、
信号ラインに並列に介在される高域カットコンデンサ
と、該高域カットコンデンサの出力電圧がベースに与え
られて電流増幅を行う出力段の第１のトランジスタとを
備えることを特徴とする。
調回路では、前記オートバイアスコントロール回路は、
信号ラインに並列に介在される高域カットコンデンサ
と、該高域カットコンデンサの出力電圧がベースに与え
られて電流増幅を行う出力段の第１のトランジスタとを
備えることを特徴とする。
【００１２】上記の構成によれば、第１のトランジスタ
によって、電流増幅を行うとともに、該第１のトランジ
スタのベース側のインピーダンス、すなわち該第１のト
ランジスタのエミッタ抵抗のｈｆｅ倍の抵抗ｒが大きく
なり、該抵抗ｒと高域カットコンデンサの静電容量Ｃと
から決定される遮断周波数ｆｃ（＝１／２πＣｒ）を、
前記静電容量Ｃが小さくても、パルス信号の周波数に対
して充分に低くすることができ、誤動作パルスの発生を
防止することができる。
によって、電流増幅を行うとともに、該第１のトランジ
スタのベース側のインピーダンス、すなわち該第１のト
ランジスタのエミッタ抵抗のｈｆｅ倍の抵抗ｒが大きく
なり、該抵抗ｒと高域カットコンデンサの静電容量Ｃと
から決定される遮断周波数ｆｃ（＝１／２πＣｒ）を、
前記静電容量Ｃが小さくても、パルス信号の周波数に対
して充分に低くすることができ、誤動作パルスの発生を
防止することができる。
【００１３】さらにまた、請求項３の発明に係るパルス
信号復調回路では、前記オートバイアスコントロール回
路は、信号電流がエミッタに与えられ、ベース側が前記
高域カットコンデンサおよび第１のトランジスタのベー
スに接続される第２のトランジスタとをさらに備えるこ
とを特徴とする。
信号復調回路では、前記オートバイアスコントロール回
路は、信号電流がエミッタに与えられ、ベース側が前記
高域カットコンデンサおよび第１のトランジスタのベー
スに接続される第２のトランジスタとをさらに備えるこ
とを特徴とする。
【００１４】上記の構成によれば、第２のトランジスタ
によって、第１のトランジスタおよび高域カットコンデ
ンサに与えられる信号電流が１／ｈｆｅとなり、前記第
１のトランジスタのベース側のインピーダンスが高くな
って、さらに遮断周波数ｆｃを低下することができる。
によって、第１のトランジスタおよび高域カットコンデ
ンサに与えられる信号電流が１／ｈｆｅとなり、前記第
１のトランジスタのベース側のインピーダンスが高くな
って、さらに遮断周波数ｆｃを低下することができる。
【００１５】また、請求項４の発明に係るパルス信号復
調回路では、前記オートバイアスコントロール回路は、
前記第１のトランジスタの出力電流の増幅を行う第３の
トランジスタと、該第３のトランジスタのエミッタに電
流を供給するダイオード接続された第４のトランジスタ
とをさらに備えることを特徴とする。
調回路では、前記オートバイアスコントロール回路は、
前記第１のトランジスタの出力電流の増幅を行う第３の
トランジスタと、該第３のトランジスタのエミッタに電
流を供給するダイオード接続された第４のトランジスタ
とをさらに備えることを特徴とする。
【００１６】上記の構成によれば、第１のトランジスタ
からアンプへ帰還される電流を、第３のトランジスタの
ｈｆｅ倍することができ、背景ノイズ成分のレベルが大
きくても、それに対応した電流を帰還することができ
る。また、第３のトランジスタのエミッタ電位が低下し
ても、第４のトランジスタによって該第３のトランジス
タに充分エミッタ電流を供給することができるので、電
流供給能力を高めることができる。
からアンプへ帰還される電流を、第３のトランジスタの
ｈｆｅ倍することができ、背景ノイズ成分のレベルが大
きくても、それに対応した電流を帰還することができ
る。また、第３のトランジスタのエミッタ電位が低下し
ても、第４のトランジスタによって該第３のトランジス
タに充分エミッタ電流を供給することができるので、電
流供給能力を高めることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】本発明の実施の一形態について、
図１〜図３に基づいて説明すれば以下の通りである。
図１〜図３に基づいて説明すれば以下の通りである。
【００１８】図１は、本発明の実施の一形態の赤外線デ
ータ通信装置における受信回路３１の概略的構成を示す
ブロック図である。送信機１からの信号光３および外乱
光４は、フォトダイオード３２によって光電変換され、
該フォトダイオード３２からは、入力光レベルに対応し
た電流がアンプ３３へ出力される。アンプ３３は、フォ
トダイオード３２の出力電流を電圧変換するとともに、
増幅を行う。アンプ３３からの出力は、カップリングコ
ンデンサ３４およびプルアップ抵抗３５を介してアンプ
３６に入力される。アンプ３６からの出力は、コンパレ
ータ３７に与えられ、該コンパレータ３７によって、前
記プルアップの電圧に対応して予め定められる検波電圧
Ｖｔｈでレベル弁別され、その弁別結果の矩形波パルス
が出力端子３８から出力される。前記アンプ３３の出力
はまた、オートバイアスコントロール回路（ＡＢＣＣ）
４０によって、前記外乱光４に対応した低周波成分が抽
出され、その低周波成分に対応した電流が前記アンプ３
３の入力側に帰還される。前記オートバイアスコントロ
ール回路４０は、前記アンプ３３の出力から、前記外乱
光４に対応した低周波信号成分を抽出する１次のローパ
スフィルタ４１と、このローパスフィルタ４１の出力を
電圧／電流変換して前記アンプ３３の入力側に帰還する
電流源４２とを備えて構成されている。
ータ通信装置における受信回路３１の概略的構成を示す
ブロック図である。送信機１からの信号光３および外乱
光４は、フォトダイオード３２によって光電変換され、
該フォトダイオード３２からは、入力光レベルに対応し
た電流がアンプ３３へ出力される。アンプ３３は、フォ
トダイオード３２の出力電流を電圧変換するとともに、
増幅を行う。アンプ３３からの出力は、カップリングコ
ンデンサ３４およびプルアップ抵抗３５を介してアンプ
３６に入力される。アンプ３６からの出力は、コンパレ
ータ３７に与えられ、該コンパレータ３７によって、前
記プルアップの電圧に対応して予め定められる検波電圧
Ｖｔｈでレベル弁別され、その弁別結果の矩形波パルス
が出力端子３８から出力される。前記アンプ３３の出力
はまた、オートバイアスコントロール回路（ＡＢＣＣ）
４０によって、前記外乱光４に対応した低周波成分が抽
出され、その低周波成分に対応した電流が前記アンプ３
３の入力側に帰還される。前記オートバイアスコントロ
ール回路４０は、前記アンプ３３の出力から、前記外乱
光４に対応した低周波信号成分を抽出する１次のローパ
スフィルタ４１と、このローパスフィルタ４１の出力を
電圧／電流変換して前記アンプ３３の入力側に帰還する
電流源４２とを備えて構成されている。
【００１９】図２は、前記オートバイアスコントロール
回路４０の具体的構成を示す電気回路図である。アンプ
３３からの出力は、トランジスタＱ２のベースに与えら
れる。このトランジスタＱ２のコレクタは、ハイレベル
Ｖｃｃの電源ライン４３に接続され、エミッタは、抵抗
Ｒ２を介してローレベルＧＮＤの電源ライン４４に接続
される。前記トランジスタＱ２と抵抗Ｒ２との接続点
は、トランジスタＱ３のベースに接続されており、この
トランジスタＱ３のコレクタは、高域カット用のコンデ
ンサＣを介して前記電源ライン４３に接続される。前記
トランジスタＱ３のエミッタは、抵抗Ｒ３を介して前記
電源ライン４４に接続され、これによって、前記アンプ
３３の出力電圧が抵抗Ｒ３で電圧／電流変換されて、ト
ランジスタＱ３とコンデンサＣとの接続点ａに現れる。
回路４０の具体的構成を示す電気回路図である。アンプ
３３からの出力は、トランジスタＱ２のベースに与えら
れる。このトランジスタＱ２のコレクタは、ハイレベル
Ｖｃｃの電源ライン４３に接続され、エミッタは、抵抗
Ｒ２を介してローレベルＧＮＤの電源ライン４４に接続
される。前記トランジスタＱ２と抵抗Ｒ２との接続点
は、トランジスタＱ３のベースに接続されており、この
トランジスタＱ３のコレクタは、高域カット用のコンデ
ンサＣを介して前記電源ライン４３に接続される。前記
トランジスタＱ３のエミッタは、抵抗Ｒ３を介して前記
電源ライン４４に接続され、これによって、前記アンプ
３３の出力電圧が抵抗Ｒ３で電圧／電流変換されて、ト
ランジスタＱ３とコンデンサＣとの接続点ａに現れる。
【００２０】前記接続点ａはまた、第１のトランジスタ
であるトランジスタＱ１のベースに接続されており、こ
のトランジスタＱ１のエミッタは、抵抗Ｒ１を介して前
記電源ライン４３に接続され、コレクタ電流は、前記ア
ンプ３３の入力に与えられる。前記トランジスタＱ２，
Ｑ３、抵抗Ｒ２，Ｒ３およびコンデンサＣは、前記ロー
パスフィルタ４１を構成し、トランジスタＱ１および抵
抗Ｒ１は、前記電流源４２を構成する。
であるトランジスタＱ１のベースに接続されており、こ
のトランジスタＱ１のエミッタは、抵抗Ｒ１を介して前
記電源ライン４３に接続され、コレクタ電流は、前記ア
ンプ３３の入力に与えられる。前記トランジスタＱ２，
Ｑ３、抵抗Ｒ２，Ｒ３およびコンデンサＣは、前記ロー
パスフィルタ４１を構成し、トランジスタＱ１および抵
抗Ｒ１は、前記電流源４２を構成する。
【００２１】上述のように構成されたオートバイアスコ
ントロール回路４０では、ローパスフィルタ４１の遮断
周波数ｆｃは、コンデンサＣの静電容量を参照符号と同
一で表し、コンデンサＣが接続されていないときの接続
点ａのインピーダンスであり、トランジスタＱ１のエミ
ッタ抵抗と抵抗Ｒ１との合成抵抗のトランジスタＱ１の
ｈｆｅ倍の抵抗と、トランジスタＱ３のコレクタ抵抗と
の並列抵抗値をｒとするとき、 ｆｃ＝１／２πＣｒ …（１） となる。
ントロール回路４０では、ローパスフィルタ４１の遮断
周波数ｆｃは、コンデンサＣの静電容量を参照符号と同
一で表し、コンデンサＣが接続されていないときの接続
点ａのインピーダンスであり、トランジスタＱ１のエミ
ッタ抵抗と抵抗Ｒ１との合成抵抗のトランジスタＱ１の
ｈｆｅ倍の抵抗と、トランジスタＱ３のコレクタ抵抗と
の並列抵抗値をｒとするとき、 ｆｃ＝１／２πＣｒ …（１） となる。
【００２２】したがって、前記アンプ３３の出力電圧
は、接続点ａに電圧／電流変換されて現れ、前記式１で
示す遮断周波数ｆｃ以下の成分がトランジスタＱ１のｈ
ｆｅ倍されて、前記アンプ３３の入力側に帰還される。
これによって、１次のローパスフィルタ４１で充分な遮
断能力を得ることができる。
は、接続点ａに電圧／電流変換されて現れ、前記式１で
示す遮断周波数ｆｃ以下の成分がトランジスタＱ１のｈ
ｆｅ倍されて、前記アンプ３３の入力側に帰還される。
これによって、１次のローパスフィルタ４１で充分な遮
断能力を得ることができる。
【００２３】たとえば、カップリングコンデンサ３４の
遮断周波数は、前記信号光３に対応した４０ｋＨｚであ
り、前記遮断周波数ｆｃは、前記図７で示す従来技術の
受信回路１１のオートバイアスコントロール回路２０で
は１０ｋＨｚであったのに対して、本発明のオートバイ
アスコントロール回路４０では１００Ｈｚ程度とするこ
とができる。したがって、図３（ａ）で示すような外乱
光４の影響の大きい入射光に対しても、アンプ３６の出
力波形には、図３（ｂ）で示すように、前記図８（ｂ）
と同様に不所望な振動がなく、したがってコンパレータ
３７から出力端子３８への出力パルスも、図３（ｃ）で
示すように、誤動作パルスのないものとすることができ
る。
遮断周波数は、前記信号光３に対応した４０ｋＨｚであ
り、前記遮断周波数ｆｃは、前記図７で示す従来技術の
受信回路１１のオートバイアスコントロール回路２０で
は１０ｋＨｚであったのに対して、本発明のオートバイ
アスコントロール回路４０では１００Ｈｚ程度とするこ
とができる。したがって、図３（ａ）で示すような外乱
光４の影響の大きい入射光に対しても、アンプ３６の出
力波形には、図３（ｂ）で示すように、前記図８（ｂ）
と同様に不所望な振動がなく、したがってコンパレータ
３７から出力端子３８への出力パルスも、図３（ｃ）で
示すように、誤動作パルスのないものとすることができ
る。
【００２４】本発明の実施の他の形態について、図４に
基づいて説明すれば以下の通りである。
基づいて説明すれば以下の通りである。
【００２５】図４は、本発明の実施の他の形態のオート
バイアスコントロール回路５０の電気回路図である。こ
のオートバイアスコントロール回路５０は、前述のオー
トバイアスコントロール回路４０に類似し、対応する部
分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。
このオートバイアスコントロール回路５０のローパスフ
ィルタ５１では、前記アンプ３３の出力は、トランジス
タＱ１１のベースに与えられており、このトランジスタ
Ｑ１１のエミッタは、電流／電圧変換用の抵抗Ｒ１１お
よびダイオード接続されたトランジスタＱ１２を介し
て、前記電源ライン４４に接続されている。前記トラン
ジスタＱ１１のコレクタは、トランジスタＱ１３および
抵抗Ｒ１２を介して、前記電源ライン４３に接続され
る。前記トランジスタＱ１３は、トランジスタＱ１４と
カレントミラー回路を構成しており、そのエミッタは、
抵抗Ｒ１３を介して前記電源ライン４３に接続され、コ
レクタは、トランジスタＱ１５のエミッタに接続され
る。トランジスタＱ１５のコレクタは、前記電源ライン
４４に接続され、ベースは、カレントミラー回路を構成
するトランジスタＱ１６のベースおよびコレクタならび
にトランジスタＱ１７のベースに接続されている。トラ
ンジスタＱ１６，Ｑ１７のエミッタは、それぞれ前記電
源ライン４４に接続され、トランジスタＱ１７のコレク
タは、前記コンデンサＣおよびトランジスタＱ１のベー
スに接続されている。
バイアスコントロール回路５０の電気回路図である。こ
のオートバイアスコントロール回路５０は、前述のオー
トバイアスコントロール回路４０に類似し、対応する部
分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。
このオートバイアスコントロール回路５０のローパスフ
ィルタ５１では、前記アンプ３３の出力は、トランジス
タＱ１１のベースに与えられており、このトランジスタ
Ｑ１１のエミッタは、電流／電圧変換用の抵抗Ｒ１１お
よびダイオード接続されたトランジスタＱ１２を介し
て、前記電源ライン４４に接続されている。前記トラン
ジスタＱ１１のコレクタは、トランジスタＱ１３および
抵抗Ｒ１２を介して、前記電源ライン４３に接続され
る。前記トランジスタＱ１３は、トランジスタＱ１４と
カレントミラー回路を構成しており、そのエミッタは、
抵抗Ｒ１３を介して前記電源ライン４３に接続され、コ
レクタは、トランジスタＱ１５のエミッタに接続され
る。トランジスタＱ１５のコレクタは、前記電源ライン
４４に接続され、ベースは、カレントミラー回路を構成
するトランジスタＱ１６のベースおよびコレクタならび
にトランジスタＱ１７のベースに接続されている。トラ
ンジスタＱ１６，Ｑ１７のエミッタは、それぞれ前記電
源ライン４４に接続され、トランジスタＱ１７のコレク
タは、前記コンデンサＣおよびトランジスタＱ１のベー
スに接続されている。
【００２６】したがって、トランジスタＱ１７のコレク
タとトランジスタＱ１のベースとの接続点ａにコンデン
サＣが接続されていないときの該接続点ａのインピーダ
ンスは、前記トランジスタＱ１のエミッタ抵抗（ｒe ＝
ＶT ／ＩE （ＶT ＝ｋＴ／Ｑであり、ＩE はコレクタ電
流である。））と抵抗Ｒ１との合成抵抗値のトランジス
タＱ１のｈｆｅ倍の抵抗と、トランジスタＱ１７のコレ
クタ抵抗との並列抵抗値で決定され、該ローパスフィル
タ５１の遮断周波数ｆｃは、前記式１で求めることがで
きる。このローパスフィルタ５１では、前記トランジス
タＱ１のエミッタ電流を、トランジスタＱ１５を用いる
ことによって該トランジスタＱ１５の１／ｈｆｅとして
いる。したがって、前記接続点ａのインピーダンスがさ
らに高くなり、遮断周波数ｆｃをさらに低くして、外乱
光４の除去能力をさらに高めることができる。
タとトランジスタＱ１のベースとの接続点ａにコンデン
サＣが接続されていないときの該接続点ａのインピーダ
ンスは、前記トランジスタＱ１のエミッタ抵抗（ｒe ＝
ＶT ／ＩE （ＶT ＝ｋＴ／Ｑであり、ＩE はコレクタ電
流である。））と抵抗Ｒ１との合成抵抗値のトランジス
タＱ１のｈｆｅ倍の抵抗と、トランジスタＱ１７のコレ
クタ抵抗との並列抵抗値で決定され、該ローパスフィル
タ５１の遮断周波数ｆｃは、前記式１で求めることがで
きる。このローパスフィルタ５１では、前記トランジス
タＱ１のエミッタ電流を、トランジスタＱ１５を用いる
ことによって該トランジスタＱ１５の１／ｈｆｅとして
いる。したがって、前記接続点ａのインピーダンスがさ
らに高くなり、遮断周波数ｆｃをさらに低くして、外乱
光４の除去能力をさらに高めることができる。
【００２７】本発明の実施のさらに他の形態について、
図５に基づいて説明すれば以下の通りである。
図５に基づいて説明すれば以下の通りである。
【００２８】図５は、本発明の実施のさらに他の形態の
オートバイアスコントロール回路６０の電気回路図であ
る。このオートバイアスコントロール回路６０は、前述
のオートバイアスコントロール回路５０に類似し、対応
する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略
する。このオートバイアスコントロール回路６０では、
電流源６２の出力用のトランジスタＱ１に対して、もう
１つ出力用のトランジスタＱ２１が設けられており、こ
のトランジスタＱ２１のベースは、前記トランジスタＱ
１のエミッタと抵抗Ｒ１の一端との接続点に接続され、
エミッタは、前記抵抗Ｒ１の他端とともに、抵抗Ｒ２１
を介して前記電源ライン４３に接続される。このトラン
ジスタＱ２１のコレクタからは、前記アンプ３３の入力
へ出力電流が供給される。また、前記トランジスタＱ２
１および抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２１との接続点ｂは、ダイオ
ード接続されたトランジスタＱ２２および抵抗Ｒ２２を
介して、前記電源ライン４３に接続されている。
オートバイアスコントロール回路６０の電気回路図であ
る。このオートバイアスコントロール回路６０は、前述
のオートバイアスコントロール回路５０に類似し、対応
する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略
する。このオートバイアスコントロール回路６０では、
電流源６２の出力用のトランジスタＱ１に対して、もう
１つ出力用のトランジスタＱ２１が設けられており、こ
のトランジスタＱ２１のベースは、前記トランジスタＱ
１のエミッタと抵抗Ｒ１の一端との接続点に接続され、
エミッタは、前記抵抗Ｒ１の他端とともに、抵抗Ｒ２１
を介して前記電源ライン４３に接続される。このトラン
ジスタＱ２１のコレクタからは、前記アンプ３３の入力
へ出力電流が供給される。また、前記トランジスタＱ２
１および抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２１との接続点ｂは、ダイオ
ード接続されたトランジスタＱ２２および抵抗Ｒ２２を
介して、前記電源ライン４３に接続されている。
【００２９】したがって、前記トランジスタＱ１５によ
ってトランジスタＱ１のエミッタ電流が小さくなって
も、該トランジスタＱ１のエミッタ電流がトランジスタ
Ｑ２１のｈｆｅ倍されてアンプ３３へ出力されるので、
電流供給能力を高めることができ、外乱光４の強度が大
きくても、該外乱光４を除去して、誤動作パルスの発生
を防止することができる。また、入射光強度が大きくな
り、トランジスタＱ２１のエミッタ電流が増加し、接続
点ｂの電位が低下しても、抵抗Ｒ２２およびトランジス
タＱ２２側から電流が供給されるので、さらに電流供給
能力を高めることができ、誤動作パルスの発生を防止す
ることができる。
ってトランジスタＱ１のエミッタ電流が小さくなって
も、該トランジスタＱ１のエミッタ電流がトランジスタ
Ｑ２１のｈｆｅ倍されてアンプ３３へ出力されるので、
電流供給能力を高めることができ、外乱光４の強度が大
きくても、該外乱光４を除去して、誤動作パルスの発生
を防止することができる。また、入射光強度が大きくな
り、トランジスタＱ２１のエミッタ電流が増加し、接続
点ｂの電位が低下しても、抵抗Ｒ２２およびトランジス
タＱ２２側から電流が供給されるので、さらに電流供給
能力を高めることができ、誤動作パルスの発生を防止す
ることができる。
【００３０】
【発明の効果】請求項１の発明に係るパルス信号復調回
路は、以上のように、入力パルス信号電流からカップリ
ングコンデンサによって前記パルス信号に対応した高周
波成分を抽出し、コンパレータで波形整形することによ
ってパルス信号を復調するにあたって、前記入力パルス
信号電流を増幅するアンプに対して、１次のローパスフ
ィルタと電圧／電流変換回路とで構成されるオートバイ
アスコントロール回路によって、背景ノイズ成分に対応
した電流を作成して該アンプの入力側に帰還し、該アン
プの出力から背景ノイズ成分の除去を行う。
路は、以上のように、入力パルス信号電流からカップリ
ングコンデンサによって前記パルス信号に対応した高周
波成分を抽出し、コンパレータで波形整形することによ
ってパルス信号を復調するにあたって、前記入力パルス
信号電流を増幅するアンプに対して、１次のローパスフ
ィルタと電圧／電流変換回路とで構成されるオートバイ
アスコントロール回路によって、背景ノイズ成分に対応
した電流を作成して該アンプの入力側に帰還し、該アン
プの出力から背景ノイズ成分の除去を行う。
【００３１】それゆえ、前記アンプの入出力間で、信号
は１回微分された形となり、復調すべきパルス信号に対
して、不所望な振動の発生を抑制し、誤動作パルスの発
生を低減することができる。
は１回微分された形となり、復調すべきパルス信号に対
して、不所望な振動の発生を抑制し、誤動作パルスの発
生を低減することができる。
【００３２】また、請求項２の発明に係るパルス信号復
調回路は、以上のように、前記オートバイアスコントロ
ール回路を、信号ラインに並列に介在される高域カット
コンデンサと、該高域カットコンデンサの出力電圧がベ
ースに与えられて電流増幅を行う出力段の第１のトラン
ジスタとを備えて構成する。
調回路は、以上のように、前記オートバイアスコントロ
ール回路を、信号ラインに並列に介在される高域カット
コンデンサと、該高域カットコンデンサの出力電圧がベ
ースに与えられて電流増幅を行う出力段の第１のトラン
ジスタとを備えて構成する。
【００３３】それゆえ、第１のトランジスタによって、
該第１のトランジスタのベース側のインピーダンス、す
なわち該第１のトランジスタのエミッタ抵抗のｈｆｅ倍
の抵抗ｒが大きくなり、該抵抗ｒと高域カットコンデン
サの静電容量Ｃとから決定される遮断周波数ｆｃ（＝１
／２πＣｒ）を、前記静電容量Ｃが小さくても、パルス
信号の周波数に対して充分に低くすることができ、誤動
作パルスの発生を防止することができる。
該第１のトランジスタのベース側のインピーダンス、す
なわち該第１のトランジスタのエミッタ抵抗のｈｆｅ倍
の抵抗ｒが大きくなり、該抵抗ｒと高域カットコンデン
サの静電容量Ｃとから決定される遮断周波数ｆｃ（＝１
／２πＣｒ）を、前記静電容量Ｃが小さくても、パルス
信号の周波数に対して充分に低くすることができ、誤動
作パルスの発生を防止することができる。
【００３４】さらにまた、請求項３の発明に係るパルス
信号復調回路は、以上のように、前記オートバイアスコ
ントロール回路を、信号電流がエミッタに与えられ、ベ
ース側が前記高域カットコンデンサおよび第１のトラン
ジスタのベースに接続される第２のトランジスタとをさ
らに備えて構成する。
信号復調回路は、以上のように、前記オートバイアスコ
ントロール回路を、信号電流がエミッタに与えられ、ベ
ース側が前記高域カットコンデンサおよび第１のトラン
ジスタのベースに接続される第２のトランジスタとをさ
らに備えて構成する。
【００３５】それゆえ、第２のトランジスタによって、
第１のトランジスタおよび高域カットコンデンサに与え
られる信号電流が１／ｈｆｅとなり、前記第１のトラン
ジスタのベース側のインピーダンスが高くなって、さら
に遮断周波数ｆｃを低下することができる。
第１のトランジスタおよび高域カットコンデンサに与え
られる信号電流が１／ｈｆｅとなり、前記第１のトラン
ジスタのベース側のインピーダンスが高くなって、さら
に遮断周波数ｆｃを低下することができる。
【００３６】また、請求項４の発明に係るパルス信号復
調回路は、以上のように、前記オートバイアスコントロ
ール回路を、前記第１のトランジスタの出力電流の増幅
を行う第３のトランジスタと、該第３のトランジスタの
エミッタに電流を供給するダイオード接続された第４の
トランジスタとをさらに備えて構成する。
調回路は、以上のように、前記オートバイアスコントロ
ール回路を、前記第１のトランジスタの出力電流の増幅
を行う第３のトランジスタと、該第３のトランジスタの
エミッタに電流を供給するダイオード接続された第４の
トランジスタとをさらに備えて構成する。
【００３７】それゆえ、第１のトランジスタからアンプ
へ帰還される電流を、第３のトランジスタのｈｆｅ倍す
ることができ、背景ノイズ成分のレベルが大きくても、
それに対応した電流を帰還することができる。また、第
３のトランジスタのエミッタ電位が低下しても、第４の
トランジスタによって該第３のトランジスタに充分エミ
ッタ電流を供給することができるので、電流供給能力を
高めることができる。
へ帰還される電流を、第３のトランジスタのｈｆｅ倍す
ることができ、背景ノイズ成分のレベルが大きくても、
それに対応した電流を帰還することができる。また、第
３のトランジスタのエミッタ電位が低下しても、第４の
トランジスタによって該第３のトランジスタに充分エミ
ッタ電流を供給することができるので、電流供給能力を
高めることができる。
【図１】本発明の実施の一形態の赤外線データ通信装置
における受信回路の概略的構成を示すブロック図であ
る。
における受信回路の概略的構成を示すブロック図であ
る。
【図２】図１で示す受信回路における本発明の実施の一
形態のオートバイアスコントロール回路の電気回路図で
ある。
形態のオートバイアスコントロール回路の電気回路図で
ある。
【図３】図２で示すオートバイアスコントロール回路の
動作を説明するための波形図である。
動作を説明するための波形図である。
【図４】図１で示す受信回路における本発明の実施の他
の形態のオートバイアスコントロール回路の電気回路図
である。
の形態のオートバイアスコントロール回路の電気回路図
である。
【図５】図１で示す受信回路における本発明の実施のさ
らに他の形態のオートバイアスコントロール回路の電気
回路図である。
らに他の形態のオートバイアスコントロール回路の電気
回路図である。
【図６】赤外線データ通信装置の構成を概略的に示す図
である。
である。
【図７】典型的な従来技術の赤外線データ通信装置の受
信回路の電気的構成を示すブロック図である。
信回路の電気的構成を示すブロック図である。
【図８】図７で示す受信回路の外乱光の比較的少ない状
態での動作を説明するための波形図である。
態での動作を説明するための波形図である。
【図９】図７で示す受信回路の外乱光の比較的多い状態
での動作を説明するための波形図である。
での動作を説明するための波形図である。
１ 送信機 ２ 受信機 ３ 信号光 ４ 外乱光 ３１ 受信回路 ３２ フォトダイオード ３３ アンプ ３４ カップリングコンデンサ ３５ プルアップ抵抗 ３６ アンプ ３７ コンパレータ ４０ オートバイアスコントロール回路 ４１ ローパスフィルタ ４２ 電流源（電圧／電流変換回路） ５０ オートバイアスコントロール回路 ５１ ローパスフィルタ ６０ オートバイアスコントロール回路 ６２ 電流源（電圧／電流変換回路） Ｃ コンデンサ Ｑ１ トランジスタ（第１のトランジスタ） Ｑ２，Ｑ３；Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ１６，Ｑ１７ トラ
ンジスタ Ｑ１５ トランジスタ（第２のトランジスタ） Ｑ２１ トランジスタ（第３のトランジスタ） Ｑ２２ トランジスタ（第４のトランジスタ） Ｒ１〜Ｒ３；Ｒ１１〜Ｒ１３；Ｒ２１，Ｒ２２ 抵抗
ンジスタ Ｑ１５ トランジスタ（第２のトランジスタ） Ｑ２１ トランジスタ（第３のトランジスタ） Ｑ２２ トランジスタ（第４のトランジスタ） Ｒ１〜Ｒ３；Ｒ１１〜Ｒ１３；Ｒ２１，Ｒ２２ 抵抗
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｂ 10/22
Claims (4)
- 【請求項１】入力パルス信号電流からパルス信号を復調
する回路において、 前記入力パルス信号電流を増幅するアンプと、 前記アンプの出力から高周波成分の抽出を行うカップリ
ングコンデンサと、 前記カップリングコンデンサの出力を予め定めるレベル
でレベル弁別することによって、前記パルス信号を復調
するコンパレータと、 １次ローパスフィルタと電圧／電流変換回路とを備えて
構成され、前記アンプの出力から、復調すべきパルス信
号よりも低周波の背景ノイズ成分を抽出し、その背景ノ
イズ成分に対応した電流を前記アンプの入力側に帰還す
ることによって、該背景ノイズ成分を抑制したパルス信
号を復調させるオートバイアスコントロール回路とを含
むことを特徴とするパルス信号復調回路。 - 【請求項２】前記オートバイアスコントロール回路は、
信号ラインに並列に介在される高域カットコンデンサ
と、該高域カットコンデンサの出力電圧がベースに与え
られて電流増幅を行う出力段の第１のトランジスタとを
備えることを特徴とする請求項１記載のパルス信号復調
回路。 - 【請求項３】前記オートバイアスコントロール回路は、
信号電流がエミッタに与えられ、ベース側が前記高域カ
ットコンデンサおよび第１のトランジスタのベースに接
続される第２のトランジスタとをさらに備えることを特
徴とする請求項２記載のパルス信号復調回路。 - 【請求項４】前記オートバイアスコントロール回路は、
前記第１のトランジスタの出力電流の増幅を行う第３の
トランジスタと、該第３のトランジスタのエミッタに電
流を供給するダイオード接続された第４のトランジスタ
とをさらに備えることを特徴とする請求項３記載のパル
ス信号復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02763998A JP3501938B2 (ja) | 1998-02-09 | 1998-02-09 | パルス信号復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02763998A JP3501938B2 (ja) | 1998-02-09 | 1998-02-09 | パルス信号復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11234098A true JPH11234098A (ja) | 1999-08-27 |
| JP3501938B2 JP3501938B2 (ja) | 2004-03-02 |
Family
ID=12226520
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP02763998A Expired - Fee Related JP3501938B2 (ja) | 1998-02-09 | 1998-02-09 | パルス信号復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3501938B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8280262B2 (en) | 2009-04-15 | 2012-10-02 | Renesas Electronics Corporation | Light receiving circuit and photocoupler isolation circuit |
| CN116381592A (zh) * | 2023-03-01 | 2023-07-04 | 深圳市科陆精密仪器有限公司 | 抗电磁干扰的装置、方法 |
-
1998
- 1998-02-09 JP JP02763998A patent/JP3501938B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8280262B2 (en) | 2009-04-15 | 2012-10-02 | Renesas Electronics Corporation | Light receiving circuit and photocoupler isolation circuit |
| CN116381592A (zh) * | 2023-03-01 | 2023-07-04 | 深圳市科陆精密仪器有限公司 | 抗电磁干扰的装置、方法 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3501938B2 (ja) | 2004-03-02 |
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