JPH11234103A

JPH11234103A - パワートランジスタにおけるスイッチング動作の制御方法および装置

Info

Publication number: JPH11234103A
Application number: JP1074698A
Authority: JP
Inventors: Bijurenga Bo; ビジュレンガボ; Lundberg Peter; ルンドバーグピーター; Anders Persson; ペルソンアンデルス; Lennart Zdansky; ズダンスキイレンナルト
Original assignee: ABB RES Ltd
Current assignee: ABB RES Ltd
Priority date: 1998-01-22
Filing date: 1998-01-22
Publication date: 1999-08-27

Abstract

(57)【要約】【課題】電圧制御パワートランジスタにおけるターン
オン動作またはターンオフ動作から成るスイッチング動
作の改善された制御方法および装置を提供する。【解決手段】電圧制御パワートランジスタにおけるタ
ーンオン動作またはターンオフ動作から成るスイッチン
グ動作の制御方法および装置であって、少なくとも１つ
の電流源（Ｓ１、Ｓ２）が、前記パワートランジスタの
制御電極（Ｇ）に接続されて、前記パワートランジスタ
の制御電極（Ｇ）と、前記パワートランジスタの主電極
（Ｃ、Ｅ）との間において行われる少なくとも１つのキ
ャパシタンスの再充電を制御し、それにより、電圧量お
よび電流量の少なくとも一方の時間的変化率を決定す
る、電圧制御パワートランジスタにおけるターンオンま
たはターンオフ動作から成るスイッチング動作の制御方
法および装置。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、パワートランジス
タに対する駆動機構に関し、この駆動機構は、パワート
ランジスタをターンオン動作中、ターンオフ動作中およ
び限流動作中において制御するために用いられる。

【０００２】

【従来の技術】自励式変換器は、現在いくつかの応用に
おいて、例えば、モータ駆動機構、供給装置、ＵＰＳシ
ステムなどのための静的変換器において用いられてい
る。そのような応用においては、通常、個別のパワート
ランジスタが比較的高い発生電圧を取出すために用いら
れる。

【０００３】パワートランジスタには、いくつかのタイ
プのものがあり、最も一般的なものは、ＭＯＳＦＥＴお
よびＩＧＢＴトランジスタ、バイポーラトランジスタお
よびダーリントントランジスタである。本説明により開
示される駆動機構の原理は、全てのタイプのパワートラ
ンジスタに適用できるが、本発明は、実質的にＩＧＢＴ
のような電圧制御パワートランジスタに関連する駆動機
構に対してのものである。以下において、パワートラン
ジスタの電極を参照する時は、ゲート、エミッタおよび
コレクタという名称を用い、その場合、用語「エミッ
タ」は、ＭＯＳＦＥＴの文献において用いられている
「ソース」という語をも含みうるものとし、また、それ
に対応して用語「コレクタ」は、「ドレイン」という語
をも含みうるものとする。

【０００４】以下の説明は、パワートランジスタにおい
て、ターンオン動作およびターンオフ動作の制御が所望
される、いくつかの異なる理由を示す目的のものであ
る。これに関連して、ｄｖ／ｄｔ制御の概念およびｄｉ
／ｄｔ制御の概念が用いられる。これらの概念は、トラ
ンジスタのターンオンおよびターンオフに関連して、電
圧の導関数および電流の導関数のそれぞれを制御または
制限することを可能にする方法に関連する。ターンオン
およびターンオフの概念は、パワートランジスタをスイ
ッチオンおよびスイッチオフすることをそれぞれ示すた
めに用いられる。

【０００５】パワートランジスタ、例えばＩＧＢＴのタ
ーンオン中において、このターンオンプロセスは、ＩＧ
ＢＴに関連して、パワートランジスタにおける速すぎる
電流増加（ｄｉ／ｄｔ）または速すぎる電圧ブレークダ
ウン（ｄｖ／ｄｔ）により起こされる逆電圧ダイオード
（逆ダイオード）の過負荷を阻止するために、ＩＧＢＴ
のゲートを制御することにより制御される。これは、特
に高電圧（≧１６００Ｖ）のダイオードに対しては極め
て重要である。高電圧ダイオードは、通常、電荷担体寿
命が比較的長いために、回復充電が比較的大きい。これ
は、高電界領域における低いドーピングレベルと協働し
て、ターンオン中における動的アバランシェまたはアバ
ランシェ注入に対し、ダイオードをより敏感にし、これ
は、ダイオードに対して有害となりうる。これは、ター
ンオン動作中において負である電流の導関数（ｄｉ／ｄ
ｔ）と、電圧増加（ｄｖ／ｄｔ）との量をダイオードに
とって受け入れうる値に制限することを必要にする。こ
れは、逆トランジスタを滑らかにターンオンすることに
より、すなわち、ゲートにおける電圧の導関数を小さく
保つことにより行われうる。それと同時に、パワートラ
ンジスタのターンオン損失とダイオードのターンオフ損
失とをできるだけ小さく保つことが所望される。

【０００６】パワートランジスタのターンオフ中におい
ては、いくつかの理由によりゲートを経ての制御を用い
て電圧増加（ｄｖ／ｄｔ）を抑制することができる。ｄ
ｖ／ｄｔの制御により、誘導性回路における電流のター
ンオフ時に常に生じる、その電圧のオーバシュートの振
幅を制限することができる。これは、トランジスタのデ
ータシートに記載されている所により、トランジスタ上
のストレスを制限するために必要となりうる。電圧の導
関数の制御は、また短絡または、いわゆる通弧が起こる
時、（パワートランジスタの電流制限に関連して）パワ
ートランジスタのターンオフ時に通常、必要となる。電
圧の導関数（ｄｖ／ｄｔ）の制御または制限を行わない
と、短絡パルスのターンオフ中において高いピーク電圧
が容易に生じる事実により、トランジスタ素子は、容易
に損傷されうる。

【０００７】高電圧のＩＧＢＴ（例えば、≧１６００Ｖ
の電圧範囲のＩＧＢＴ）を利用する時は、他の困難が追
加される。ＩＧＢＴのＳＯＡ（安全動作領域）は、電圧
導関数のターンオフが起こる位置に依存するようにな
る。電圧導関数を制限することにより、より高い電流を
ターンオフすることができ、あるいは、より高いピーク
電圧を許容しうる。これは、正しく行われたｄｖ／ｄｔ
制御がターンオフ動作のかなりの部分のために電子注入
を継続させる結果、動的アバランシェを作りだすプロセ
スを抑制し、そのために、そうしなかった場合よりもタ
ーンオフ動作中において、より高い電流／電圧を許容し
うるようにする事実により説明できる。

【０００８】ｄｖ／ｄｔの制御は、また負荷（例えば、
モータ）が受けるｄｖ／ｄｔを制限するためにも用いら
れる。その理由は、高いｄｖ／ｄｔが負荷における絶縁
に対し局部的なストレスを課し、それが続いてその絶縁
を破壊しうるからである。同様にして、高い電圧導関数
ｄｖ／ｄｔは、電圧の過渡現象を発生させ、それがケー
ブル上へ送り出されて反射され、電圧スパイクを発生さ
せ、絶縁問題を生じうる。高いｄｖ／ｄｔ値は、また無
線妨害を発生し、すなわち他の電子装置に妨害を与えう
る。ＥＭＣ標準規格（ＥＭＣ＝電磁適合性）に適合する
ためには、これらの妨害を減少させるフィルタを設計す
ることが必要となりうる。その場合、ｄｖ／ｄｔ制御
は、言わば根源において、その問題の解決を助ける。

【０００９】電圧導関数ｄｖ／ｄｔの制御の欠点は、タ
ーンオンおよびターンオフの損失を通常ある程度増大さ
せることである。しかし、ターンオンおよびターンオフ
動作を完全に制御すれば、その損失を最小化しうる。ト
ランジスタをターンオンおよびターンオフする最適の方
法は、それぞれ、もしその目的がターンオンおよびター
ンオフの損失をそれぞれ最小化することであれば、常に
存在しうる。その場合の１つの必要条件は、この最適の
方法が既知のものであり、制御パラメータを適応させる
ことによって、トランジスタを常にこの最適の方法によ
りターンオン／ターンオフしうることである。

【００１０】パワートランジスタのターンオンおよびタ
ーンオフ動作を制御することがなぜ所望されるかについ
ては、他の理由も存在する。この制御に対して特に高い
要求がなされる、そのような１つの場合は、トランジス
タの直列接続に際してである。パワートランジスタのそ
のような直列接続に際しては、個々のトランジスタは、
分圧により高電圧の一部を受けるように意図されてお
り、考慮すべきいくつかの因子が存在する。解決される
べき最も重要ないくつかの問題をあげると、 −静的分圧、 −動的分圧、 −短絡状態下の分圧、である。これら上述の因子に関しての本発明の主要な任
務は、どのようにして動的分圧が最適の方法により、す
なわち、トランジスタのターンオン中およびターンオフ
中において実現されるかという問題に対する解決を求め
ることである。これに対しては、さまざまな提案された
方法、なかでも、いくつかの異なる方法が公知であり、
それらの方法においては外部分圧素子、例えば、ダイオ
ード、抵抗およびキャパシタの組合せが用いられる。し
かし、これらの方法は、根本的な問題の解決は与えず、
直列接続されたトランジスタの連鎖内の個々のトランジ
スタモジュールに生じる電圧差を外部部品を追加するこ
とにより、許容可能なレベルに制限する試みを与えるの
みであり、それは、そのような公知の原理によって設計
された、例えば変換器の形式の装置の体積および経費の
双方を増大させる。

【００１１】現在用いられている変換器においては、通
常、ｄｖ／ｄｔおよびｄｉ／ｄｔのそれぞれを制御また
は制限する極めて簡単な方法が用いられる。一般的な方
法においては、トランジスタのターンオン中において、
ゲートが、いわゆるゲート抵抗と呼ばれる抵抗により電
圧源に接続される。この抵抗は、その電圧源から供給さ
れる電流を制限するので、抵抗を適切に選択すれば、タ
ーンオンが行われる速さに影響を与えることができる。
同様にして、ターンオフが行われる速さに影響を与える
ために、電圧源と別の抵抗との組合せを用いることがで
きる。この方法は簡単であり、しばしば用いられるが、
制限された制御の可能性しか与えない。トランジスタの
ターンオン中において、それは、ｄｉ／ｄｔとｄｖ／ｄ
ｔとのそれぞれに対し、別々の影響を与えることができ
ない。同様にして、例えば、ターンオフ中における電圧
導関数は、どのような電流においてターンオフが行われ
るかに大きく依存する（電流が大きいほど、電圧導関数
は大きくなる）。短絡電流のターンオフ中における、大
きすぎる電圧のオーバシュートを避けるために、トラン
ジスタのオン電圧が与えられたレベルを超えているかど
うかをまず検出する方法がしばしば用いられる。もし超
えていれば、電流は、ターンオフが滑らかに、すなわ
ち、減少させた電圧導関数により行われなければならな
いほど大きいものと判断され、それは、ターンオフが、
通常の場合よりも高いゲート抵抗により行われることを
意味する。

【００１２】与えられた電流におけるターンオフおよび
ターンオン動作は、また、トランジスタの温度にも依存
する。さらに、同じタイプのトランジスタの異なる試供
体が同じ駆動機構によりテストされる時、ターンオフお
よびターンオン動作に大きい変化が起こりうる。そのよ
うな変化は、トランジスタの並列接続の場合には過渡電
流の分割に関する問題を与え、またトランジスタの直列
接続の場合には過渡電圧の分割に関する問題を与える。
従って、部分的にはプロセスをその細部においてより良
く制御することにより、もっと最適なターンオンおよび
ターンオフを実現する目的をもって、また、部分的には
ターンオンおよびターンオフ動作の電流、温度および同
じタイプのトランジスタの自然に発生する変動への依存
度を減少させる目的をもって、パワートランジスタのタ
ーンオンおよびターンオフ動作のそれぞれの可能な制御
をより良く行いうる方法が必要とされている。

【００１３】公知の解決法は、我々の要求に適合する最
適の解決法ではないと判断されたので、ＩＧＢＴのよう
なパワートランジスタのスイッチング中における、いわ
ゆる線形領域、すなわち制御可能領域における制御のた
めには、本発明により示された「インテリジェント」駆
動機構の使用が１つの手段となる。本発明において示唆
される解決法は、今日、最も一般的に用いられている、
いわゆるゲート抵抗の適応を含む方法よりもいくらか複
雑であるが、その複雑さのための負担は、それによりパ
ワートランジスタがより最適の制御によって、より効率
的に用いられうるので、多くの応用において、その負担
以上の価値を与える。

【００１４】ＰＣＴ出願ＷＯ９５／２８７６７には、
半導体デバイスのターンオンおよびターンオフ動作を制
御する装置が説明されている。そのターンオフ動作は、
フリーホイールダイオードの電圧の帰還により、トラン
ジスタの制御電極へ入る電流を連続的に減少させること
により制御され、トランジスタの制御電極へ入る電流
は、フリーホイールダイオードの電圧がゼロに等しくな
った時、最小値に達する。もしＰＣＴ出願ＷＯ９５／
２８７６７により、ターンオフ動作を制御する試みがな
されれば、またもし、しばしばそうであるように、ター
ンオフの短い遅延を電圧導関数の制御と組合わせること
が所望されれば、トランジスタの制御電極へ入る制御電
流を、好ましくは十分に制御された様式で且つ別の部品
にかかる電圧の関数として、１マイクロ秒の部分をなす
大きさの程度だけ減少させなければならない。そのよう
な方法は、満足に行えるほど簡単ではない。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、電圧制御パ
ワートランジスタにおけるターンオン動作またはターン
オフ動作を含むスイッチング動作の改善された制御方法
および装置を提供することを目的とする。

【００１６】

【課題を解決するための手段】本発明のいくつかの特徴
は、特許請求の範囲の独立請求項に記載されている特徴
から明らかとなろう。説明される概念は、パワートラン
ジスタのゲート充電特性が、そのトランジスタのスイッ
チング中に異なるコレクタ電圧において知られる事実
と、この特性が、同じパワートランジスタの異なる試供
体間において著しく大きくは変化しない事実とに部分的
に基づいている。これは、ある回路内において協働する
いくつかのパワートランジスタを含む装置において、例
えば、直列接続されたパワートランジスタを有する高電
圧バルブにおいて、または並列接続されたパワートラン
ジスタを有する高電流バルブにおいて特に重要である。

【００１７】パワートランジスタのスイッチングに際
し、トランジスタをオンおよびオフの状態間で変化させ
るためには、ゲートに対しある電荷を追加（またはゲー
トからある電荷を除去）しなければならない。パワート
ランジスタのスイッチング動作中に充電電流を制御する
ことにより、スイッチオンおよびスイッチオフ動作（こ
こでは、それぞれターンオンおよびターンオフ動作と呼
ばれている）を制御することができる。そのような方法
において、ゲートに接続された電圧源および抵抗を用い
ることにより充電電流を制御する試みは、特に有利とは
いえない。その場合、充電電流の大きさおよびその時間
依存は、いくつかの因子、例えば、ゲートとパワートラ
ンジスタとの間の漏れインダクタンスと、トランジスタ
モジュール内にその製造業者により内部的にしばしば設
けられる内部ゲート抵抗と、トランジスタの結晶温度
と、パワートランジスタを通る主電流とに依存する。

【００１８】本発明の１つの特徴である、より良い方法
は、トランジスタの動作点が、トランジスタの特性の限
流部分（通常、線形部分と呼ばれる）を経て移動する
時、制御可能電流源により十分に制御された（例えば、
電流源の）充電電流をゲートへ供給する。コレクタ電圧
および電圧導関数ｄｖ／ｄｔのより良い制御を行うため
には、コレクタとゲートとの間に特別キャパシタを導入
することにより、トランジスタのミラーキャパシタンス
を増大させ、かつ線形化することも有利である。このキ
ャパシタは、発振を防止するために一般に減衰させなけ
ればならない。

【００１９】上述の本発明の技術は、ＩＧＢＴトランジ
スタのように、ＭＯＳゲートによりトランジスタを制御
する可能性により多くの利点を提供する。さらに、この
技術は、スイッチング動作中および限流動作中における
トランジスタの制御を可能にし、その目的は、スイッチ
ング損失を最小化すること、安全動作領域（ＳＯＡ）を
増大させること、すなわちトランジスタが常にＳＯＡ内
にあるように信頼性をもって保証すること、短絡保護の
ための信頼できる方法を提供すること、もし所望ならば
負荷におけるｄｖ／ｄｔを制限すること、すなわちＥＭ
Ｃ保護を簡単化すること、パワートランジスタの並列接
続中において良好な電流分割を提供すること、およびパ
ワートランジスタの直列接続中において良好な分圧を提
供することである。

【００２０】この技術は、高電圧ＩＧＢＴ（１６００Ｖ
又はそれ以上）を制御するために極めて適しており、そ
の理由は、スイッチング中における、そのようなトラン
ジスタの動態の良好な制御が、そのＳＯＡを増大させる
と同時に、スイッチング損失を最小化しうるからであ
る。しかし、この技術は、また、より低い電圧のＩＧＢ
ＴおよびＭＯＳＦＥＴトランジスタのような他のＭＯＳ
制御パワートランジスタのためにも用いられうる。

【００２１】パワートランジスタのターンオフ中におい
て、異なる値のコレクタ電圧における電圧導関数ｄｖ／
ｄｔを制御しうること、すなわち、時間に関する電圧の
導関数に異なるコレクタ電圧において異なる値を与えう
ることは、極めて重要でありうる。低いコレクタ電圧に
おいては、スイッチング損失を低く保つために、この電
圧導関数の値を高くすると、通常有利である。一方、
（公称電圧付近またはそれ以上の）高いコレクタ電圧に
おいては、電圧の増加を小さくすること、すなわち、電
圧導関数を低い値に制限することが望ましい。この高い
電圧における電圧導関数の制限は、また、通常ＳＳＯＡ
（スイッチング安全動作領域）と呼ばれるもの、すなわ
ち、トランジスタのスイッチング中における安全動作領
域を増大させる。さらに、これは、動的分圧を改善する
目的のために、トランジスタの直列接続中において用い
られうる。トランジスタの電圧があるレベルを超えたら
すぐに、電圧導関数を極めて低い値に制限することによ
り、ターンオフプロセスに関連してトランジスタにより
ピックアップされる最大電圧は制限されうる。

【００２２】本発明のもう１つの特徴によれば、パワー
トランジスタのゲートに接続された電流源をそのコレク
タ電圧によって制御することにより、電圧導関数がコレ
クタ電圧に依存するように制御される。コレクタ電圧を
検出するために分圧器が用いられ、検出された電圧が電
流源から供給される電流の値を制御するために用いられ
る。これは、可変電流源を含む駆動機構が最も適切なタ
ーンオフ動作を行うようにされることを意味する。例え
ば、もしトランジスタがそのトランジスタを含む装置に
対して限流が課されている１つの場合にターンオフされ
れば、すなわち、そのターンオフ動作が開始される前に
も、そのトランジスタに高いコレクタ電圧が存在する時
は、ゲートの駆動機構は、自動的にこれを検出して、そ
のトランジスタを（小さい電圧導関数により）ゆっくり
ターンオフし、そのトランジスタを安全動作領域内に保
持する。

【００２３】制御を行う上述の電流源と協働するキャパ
シタンスは、原理的には、ゲートとエミッタとの間のパ
ワートランジスタの自己キャパシタンスから成るもので
ありうる。しかし、機能のより良い線形性およびより良
い制御を実現するためには、パワートランジスタの自己
キャパシタンスと並列にゲートとコレクタとの間に接続
されたキャパシタにより、実質的に決定されるキャパシ
タンスが好ましい。上述のタイプの制御は、ほとんど負
荷とは無関係に行われる。これは、ターンオフの完全な
制御が負荷を通る電流とは無関係に行われることを意味
する。

【００２４】本発明のさらにもう１つの特徴によれば、
パワートランジスタのターンオン中において、（トラン
ジスタの主電極であるエミッタとコレクタとの間の電流
および電圧のそれぞれに関連する）電流導関数および電
圧導関数は、互いに実質的に無関係に制御される。ゲー
トの電圧は、この制御電極に接続された電流源の支援に
より変化せしめられ、それによりゲート−エミッタキャ
パシタンスが充電される。ある電圧レベルＶ_thにおい
て、パワートランジスタは伝導を開始する。電流増加
（ｄｉ／ｄｔ）の時間中において、トランジスタを通る
電流は、ゲート電圧により制御される。本発明によれ
ば、（トランジスタの自己キャパシタンスに追加され
る）特別キャパシタンスを与えるキャパシタは、いま通
常、ゲートとエミッタとの間に接続されているので、こ
のキャパシタは、ターンオン動作が開始されるとすぐに
充電され始める。ターンオン遅延とターンオン動作に必
要な電荷とを不必要に増大させないように、このキャパ
シタと直列にツェナーダイオードを導入することがで
き、このツェナーダイオードは、ゲートの電圧がほぼＶ
_thに等しくなると伝導を開始する。これは、適切な電圧
において伝導を開始するツェナーダイオードを選択する
ことにより適切に行われる。ゲートとエミッタとの間の
全キャパシタンス（外部キャパシタンスとトランジスタ
の自己キャパシタンスとを加えたもの）は、ゲート電流
の大きさと共に、ゲートとエミッタとの間の電圧の導関
数を決定し、この電圧導関数は、ひいてはトランジスタ
における電流導関数（ｄｉ／ｄｔ）を決定する。ゲート
とエミッタとの間の特別キャパシタの所望の値を選択す
れば、その電流導関数を所望の量まで減少させうる。
（短絡のない）通常のターンオン中においては、電流導
関数は、コレクタ電流が負荷および逆ダイオードにより
決定されるピーク値（ｉ_pk）に達するまで、上述のよう
にして制御される（図４参照）。ピーク値（ｉ_pk）に達
すると、トランジスタの電圧（ｖ_CE）は降下し始める。
本発明の特徴によれば、ここで、電圧導関数ｄｖ／ｄｔ
は、代わりにコレクタとゲートとの間のキャパシタンス
と組合わされた（ターンオン動作のために意図された）
電流源により制御される。

【００２５】ターンオンおよびターンオフのそれぞれの
ために意図された電流源は、電圧制限されており、それ
は、そこからの電流がゲート電圧が被制御トランジスタ
の静的オン状態およびオフ状態のための所望値に達した
時、ゼロに向かって降下することを意味する。

【００２６】例えば、直列接続の場合には、本発明の制
御装置が直列接続されたトランジスタのうちの個々のト
ランジスタにおける大きい電圧増加を制限するので、本
発明は、バルブ内に任意数のパワートランジスタが直列
接続されることを可能にする。他の点における本発明の
特徴は、添付の特許請求の範囲から明らかとなろう。

【００２７】

【発明の実施の形態】本発明のいくつかの実施例を添付
図面を参照しつつ以下に説明する。本発明の１つの典型
的な適用対象の分野は、図１のブリッジ接続の制御中に
関するものである。この図は、２つのＩＧＢＴ（Ｔ１お
よびＴ２）の形式の２つのパワートランジスタと、それ
らの逆ダイオード（それぞれＤ２およびＤ１）とを有す
る従来技術のブリッジ接続を示す。説明において用いら
れる記号は、図から明らかである。直流電圧Ｖ_DCは、２
つのバルブにおける変換のために、このブリッジに供給
され、それぞれのバルブは、パワートランジスタＴ１お
よびＴ２のそれぞれを含む。パワートランジスタ、例え
ばＴ１を通って流れる電流は、記号ｉ _cで表されてお
り、一方、逆ダイオード、この例でのＤ２を通って流れ
る電流は、ｉ_Fで表されている。トランジスタにかかる
電圧は、ｖ_CEで表されている。中間リンクキャパシタＣ
_DC、Ｔ１およびＤ２（またはＣ_DC、Ｔ２およびＤ１）を
通るループ内には、通常、意図されたインダクタンスは
ないが、ここでＬ１で表されている不可避的な漂遊イン
ダクタンスは、ターンオンおよびターンオフ動作に対し
影響を及ぼす。このブリッジから出る変換された電流
は、ｉ_ph（ｉ_phase）で表されている。トランジスタＴ
１およびＴ２に対する駆動機構は、それぞれ記号ＤＵ１
およびＤＵ２で表されている。

【００２８】図２は駆動機構の例を示しており、この駆
動機構は、従来の技術によりパワートランジスタ、例え
ばＩＧＢＴを制御する。この制御は、制御ユニットＧＤ
Ｃが２つのスイッチを同期的に制御することにより、ト
ランジスタのゲートＧを別個の直列抵抗を経て＋１５Ｖ
および−５Ｖにそれぞれ交互に接続するように行われ
る。

【００２９】図５には、本発明の１つの実施例を構成す
る駆動機構が示されている。この図の最右端の記号Ｃ、
Ｇ、Ｅは、それぞれ、この図の駆動機構により制御され
るべきパワートランジスタのコレクタ、ゲートおよびエ
ミッタに関連する。

【００３０】この例においては、エミッタＥは、駆動機
構のゼロ電圧の線路に接続されている。ゲートＧは、第
１電流源Ｓ１により＋１５Ｖの駆動電圧に接続されてい
る。この第１電流源Ｓ１は、ゲートＧの接点線路１へ電
流を供給するように制御される。これにより、電流源Ｓ
１からの電流は、ゲートＧとエミッタＥとの間に存在す
るキャパシタンスを充電する。このキャパシタンスは、
上述の電極間の自己キャパシタンスでありうるが、ｄｉ
／ｄｔおよびｄｖ／ｄｔの双方を互いに無関係に大幅に
自由に設定しうることが所望される場合は、好ましく
は、ゲートとエミッタとの間に接続された自己キャパシ
タンスへの補足としてのキャパシタＣ１が用いられる。
エミッタとゲートとの間には、キャパシタＣ１と直列に
ツェナーダイオードＺ１が存在する。本発明の最も簡単
な実施例においては、このツェナーダイオードは省略さ
れるが、その場合には、電流源Ｓ１は、いくらか大きい
電荷を供給しなければならない。電流源Ｓ１は、ゲート
駆動制御装置（ＧＤＣ）により制御されて電流を供給す
ると同時に、駆動機構により制御されるパワートランジ
スタをターンオンし、その際、ゲートの接点線路上の電
圧は上昇する。前述のように、その場合ある電圧レベル
Ｖ_thにおいてパワートランジスタは、電流を搬送するよ
うになる。ツェナーダイオードＺ１の値の選択により、
このツェナーダイオードは、Ｖ_thにほぼ等しい電圧にお
いて伝導状態にされる。このようにして、キャパシタＣ
１は、ゲートとエミッタとの間のトランジスタの内部キ
ャパシタンスと同時に充電され始める。このようにし
て、キャパシタＣ１は、ゲートＧとエミッタＥとの間の
電圧ｖｇが増加する速度を制限し、これは、ひいてはト
ランジスタのコレクタ電流が増加する速度を決定する。
このようにして、パワートランジスタが実質的に誘導性
回路内においてターンオンされる限り、キャパシタＣ１
のキャパシタンスの値の選択は、パワートランジスタが
限流（線形）動作範囲内にある時は、パワートランジス
タのターンオン中における電流導関数の大きさを決定す
る（図４参照）。

【００３１】パワートランジスタのターンオンの後、コ
レクタ電流ｉ_cは、その主電極（Ｃ、Ｅ）間を流れ、そ
の電流は、負荷と逆ダイオードとにより決定されるピー
ク値ｉ_pkまで増大する。その後は、パワートランジスタ
の電流は、ゲートＧにより制御されない。代わりに、電
圧ｖ_CEが低下し、電圧導関数ｄｖ／ｄｔ、すなわちパワ
ートランジスタの電圧ブレークダウンは、コレクタＣと
ゲートＧとの間に存在するキャパシタンスの支援により
制御される。本発明によれば、このキャパシタンスもま
た、原理的には自己キャパシタンスから成りうる。しか
し、この場合も、コレクタとゲートとの間のキャパシタ
Ｃ２の形式の外部キャパシタンスにおいてスイッチする
ことが有利である。このキャパシタンスは、内部ミラー
キャパシタンスを線形化し、これは電圧導関数をゲート
電流に十分に比例させる（図４参照）。その時、このキ
ャパシタＣ２のキャパシタンスの値は、制御電流の大き
さと協働して電圧導関数ｄｖ／ｄｔの大きさに関する制
御を行う。

【００３２】パワートランジスタのターンオフ動作をも
所望されるように制御しうるためには、本発明の１つの
実施例により、ゲートＧをさらに、例えば−５Ｖの駆動
電圧へ導通する第２電流源Ｓ２に接続する。この第２電
流源Ｓ２は、ゲートの接点線路１へ電流を供給するよう
に制御される。その時、電流源Ｓ２は、負電流を供給
し、この電流は、トランジスタのコレクタとゲートとの
間に存在するキャパシタンスを再充電する。ターンオフ
中においても、コレクタとゲートとの間のキャパシタン
スは、自己キャパシタンスから成りうる。ターンオフ動
作のより良い制御を得るためには、ゲートＧとコレクタ
Ｃとの間の自己キャパシタンスと並列な外部外部キャパ
シタＣ２をスイッチすると、より有利である。

【００３３】パワートランジスタのターンオフ中におい
ては、電流源Ｓ２は、ゲート駆動制御装置ＧＤＣにより
制御されて、駆動機構により制御されるパワートランジ
スタのターンオフ中に電流を供給し、接点線路１上の電
圧にゲート降下を生ぜしめる。このゲート降下により、
電流源Ｓ２は、ゲートから電荷を引き出す。例えば、も
しパワートランジスタがＩＧＢＴから成るものであれ
ば、ゲート電圧は、トランジスタが主電極間の電圧Ｖ_CE
＞＞Ｖ_CEsat（ｓａｔ＝飽和）のピックアップを開始す
る前に、約＋１０Ｖまで降下する。しかし、どのような
ゲート電圧において、これが起こるかは、なかでも、ち
ょうどこの瞬間にトランジスタを通って流れている電流
に大きく依存する。前記電圧の増加の初期段階中におい
て、前記電流源は、ゲートとコレクタとの間の内部ミラ
ーキャパシタンスを実質的に充電する。しかし、前記電
圧が増加するのに伴い、このキャパシタンスは減少し、
大きさ４０Ｖ程度の電圧においては、代わりに外部キャ
パシタＣ２の方が支配的となる。その時、電圧の増加
（ｄｖ／ｄｔ）は、電流源Ｓ２により用いられる電流に
より、また外部キャパシタＣ２のキャパシタンス値によ
り実質的に決定される（図３）。

【００３４】上述の動作により、キャパシタＣ２は、タ
ーンオン中においては電流源Ｓ１、またターンオフ中に
おいては電流源Ｓ２のそれぞれからの電流と協働して、
トランジスタの電圧導関数を決定する。このようにし
て、ターンオンおよびターンオフ中における電圧導関数
は、互いに無関係に選択されうる。キャパシタＣ２の大
きさは、例えば、５０ないし１００Ｖを超える電圧にお
けるトランジスタのミラーキャパシタンスよりも支配的
であるように適切に選択される。その時、電流源Ｓ１お
よびＳ２が供給しなければならない電流は、所望される
ターンオン中およびターンオフ中のそれぞれにおける最
大電圧導関数により制御される。その時、電流源Ｓ２が
供給する電流は、通常、もしトランジスタの（ゲートと
エミッタとの間の）内部入力キャパシタンスのみがター
ンオン中におけるｄｉ／ｄｔの決定を許されているもの
とすれば、ターンオン中におけるｄｉ／ｄｔが逆ダイオ
ードに対して大きくなり過ぎるほど大きくなる。その場
合、ターンオン中における電流導関数ｄｉ／ｄｔを逆ダ
イオードに対して適切な値に制限するために、ゲートと
エミッタとの間に外部キャパシタＣ１が追加されうる。
このようにして、ターンオン中におけるｄｉ／ｄｔおよ
びｄｖ／ｄｔの双方は、互いに十分無関係に選択されう
る。

【００３５】ターンオン遅延とターンオン動作に必要な
電荷とを不必要に増大させないために、ツェナーダイオ
ードＺ１をキャパシタＣ１に直列に導入しうる。パワー
トランジスタのターンオフ中において、ツェナーダイオ
ードＺ１は、伝導状態となり、キャパシタＣ１は、パワ
ートランジスタのゲートＧと十分に同じ電圧、例えば−
５Ｖまで充電される。従って、ツェナーダイオードのブ
レークダウン電圧は、パワートランジスタのターンオン
中においてツェナーダイオードが、トランジスタのゲー
トＧの電圧が電圧Ｖ_thに達した時に伝導を開始するよう
に、この例においては、5 Ｖ＋Ｖ_thにほぼ等しく選択さ
れるべきである。このようにして、キャパシタＣ１は、
電流がパワートランジスタの主電極間を流れ始めた瞬間
からターンオン動作の全体に影響を及ぼす。パワートラ
ンジスタのオフ状態におけるゲート電圧レベルを適切に
選択すれば、キャパシタＣ１がパワートランジスタのタ
ーンオフ動作に影響を及ぼさないようにすることも可能
である。例えば、もしＶ_thが５Ｖであり、パワートラン
ジスタのオン状態におけるゲート電圧レベルが＋１５Ｖ
であれば、パワートランジスタのオフ状態におけるゲー
ト電圧レベルは≦−５Ｖであるべきである。その場合、
このツェナーダイオードの適切なブレークダウン電圧は
≧１０Ｖであり、パワートランジスタがターンオンされ
た時は、前述のキャパシタは、ほぼＶ_th、すなわち＋５
Ｖよりも高く再充電され終わっている。従って、その後
のターンオフ動作中においては、ツェナーダイオードＺ
１は、パワートランジスタのゲートとエミッタとの間の
電圧がＶ_thより低く低下するまで電流を搬送しない。そ
の時キャパシタＣ１は、もはやトランジスタのターンオ
フプロセスに影響を及ぼしえない。

【００３６】電流源Ｓ１およびＳ２は電圧制限されてい
る。ツェナーダイオードＺ２およびＺ３の主要タスク
は、ゲート電圧がトランジスタに対し指定された値を
（例えば、短絡との関連で）超えないように、またはト
ランジスタに対し指定された値より低く低下しないよう
にゲート電圧を制限することである。

【００３７】少なくとも２つの方法を用いて、ゲート駆
動制御装置ＧＤＣを制御することができる。２つの電流
源Ｓ１およびＳ２は、それぞれ、まさにターンオン動作
中およびターンオフ動作中において、ゲート電圧が＋１
５Ｖまたは−５Ｖ付近にある電圧レベルまで上昇または
降下し終わるまで、コレクタ電圧ｖ_CEの検出なしに、所
定プロセスに従って変化する電流を供給するように制御
されることができ、その場合、ゲート駆動制御装置は、
トランジスタをスイッチオンおよびスイッチオフする時
刻についての情報を供給する入力信号Ｉｎを供給される
のみである。本発明のもう１つの実施例においては、Ｒ
Ｃ回路ＲＣ１およびＲＣ２を含む広帯域分圧器が、パワ
ートランジスタのエミッタとコレクタとの接続に並列に
接続される（図６）。この時、これら２つのＲＣ回路の
間の点３には、コレクタ電圧ｖ_CEを検出するための検出
線路２が接続される。この場合、この検出線路の電圧
は、ターンオン中およびターンオフ中のそれぞれにおい
て、ゲート駆動制御装置ＧＤＣを制御して、第１および
第２電流源のそれぞれからの電流を増加させることによ
り、上述により所望の電流導関数および電圧導関数を得
るために用いられうる。ゲート駆動制御装置ＧＤＣは、
第１電流源Ｓ１および第２電流源Ｓ２からの電流をコレ
クタ電圧ｖ_CEの所定の関数となるように制御する。この
ようにして、制御信号のコレクタ電圧への依存は、例と
して関数ｃｓ₁（ｔ）＝ｆ（ｖ_CE（τ），τ≦ｔ）によ
り記述され、この場合、ｖ_CEの瞬時値および／または履
歴値の双方が制御信号に影響を及ぼすように利用されう
る。これは、例えば、図３によるターンオフ中の電圧導
関数を作りだす可能性を与え、その場合、この導関数
は、コレクタ電圧に依存して一歩一歩異なる値を与えら
れる。例として、図３は、トランジスタの電圧増加中に
おける最初の導関数の値が４ｋＶ／μｓであり、その電
圧がｖ_DCに近づくと導関数の値が１ｋＶ／μｓに減少せ
しめられることを示している。もちろん、図示されてい
る以外の値も選択されうる。また、電圧導関数の減少し
て行く値を２段階よりも多い段階のものとすることも、
あるいは連続的に変化させることもできる。

【００３８】ゲート駆動制御装置ＧＤＣは、２つの制御
信号を供給し、その１つの制御信号ｃｓ₁は、パワート
ランジスタのターンオン中において電流源Ｓ１を制御す
るためのものであり、もう１つの制御信号ｃｓ₂は、パ
ワートランジスタのターンオフ中において電流源Ｓ２を
制御するためのものである。ゲート駆動制御装置ＧＤＣ
は、公知の技術のみを利用しているので、ここでは、こ
れ以上詳述しない。制御信号ｃｓ₁およびｃｓ₂は、そ
れぞれ、制御される電流源の性質により、ディジタル的
なものでもアナログ的なものでもありうる。

【００３９】電流源Ｓ１およびＳ２もまた、それぞれ公
知の技術により設計される。制御可能な電流源は、通常
のトランジスタスイッチにより設計されうる。もし極め
て良い温度安定性が所望されるならば、図７のスイッチ
が用いられうる。この図は、本発明による電流源Ｓ２の
例を示し、この例示された場合には、例えば、シリコニ
クス社（ＳｉｌｉｃｏｎｉｘＩｎｃｏｒｐｏｒａｔｉ
ｏｎ）から市販されている種類の電流源の改変を構成し
ている。もし極めて良い安定性を有する制御可能な電流
源が所望されるならば、もっと多数のディジタル制御さ
れる電流源を用いることもでき、これらの電流源のそれ
ぞれのタスクは、固定電流を供給することである。その
場合は、多数の異なる値の供給電流の間で速やかに変化
しうる電流源を実現することが可能となり、それによ
り、トランジスタの電圧導関数にコレクタ電圧の瞬時値
に依存する異なる値を与えうる上述の制御を実現するこ
とができる。

【００４０】電流源Ｓ１の設計は、Ｓ２に対して説明さ
れた設計と同じである。図７の例におけるｃｓ₂は、２
つの位置の間で変化するスイッチＳＷを制御するディジ
タル信号である。図５および図６の例には、２つの制御
可能な電流源が示されている。もしターンオン動作また
はターンオフ動作の一方のみが最適化された制御を必要
とするならば、もちろん、上述の第１および第２電流源
（Ｓ１、Ｓ２）の一方のみを関連するキャパシタと共に
用いることにより、上述のようにして所望の導関数を制
御することが可能であり、そのような場合においては、
第２電流源を図２の電圧源と半導体スイッチと抵抗とを
含む従来の解決装置により置き換えることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来技術による２つのＩＧＢＴおよび２つの逆
ダイオードを有するブリッジ接続を示し、このブリッジ
接続は、三相インバータにおける位相のための枝路を構
成しうる。

【図２】ＩＧＢＴのための従来の駆動回路を示し、この
回路においては、ターンオン動作およびターンオフ動作
の設定がそれぞれのゲート抵抗をトランジスタに対し且
つ応用に対して適切な値に選択することにより行われ
る。

【図３】例えば、誘導性回路における大電流のターンオ
フ中の、またはいくつかのトランジスタの直列接続中の
過電圧を回避するためのＩＧＢＴのターンオフ中におけ
る電圧導関数ｄｖ／ｄｔの理想的制御を示す。

【図４】逆ダイオードの負の電流導関数に対する許容可
能な量を超えることなく、ターンオン損失を減少させる
ためのＩＧＢＴのターンオン中におけるｄｉ／ｄｔおよ
びｄｖ／ｄｔの互いに無関係な理想的制御の例を示す。

【図５】本発明によるパワートランジスタの制御の解決
法を示し、その解決法においては、ターンオンにおける
ｄｉ／ｄｔおよびｄｖ／ｄｔとターンオフにおけるｄｖ
／ｄｔとの固定値が前もって選択されている。

【図６】本発明によるパワートランジスタの制御の別の
解決法を示し、この解決法においては、ターンオンにお
けるｄｉ／ｄｔおよびｄｖ／ｄｔとターンオフにおける
ｄｖ／ｄｔとの制御が、さらに、前記ターンオン動作お
よびターンオフ動作のそれぞれに先立ってトランジスタ
に生じるコレクタ電圧に依存しうる。

【図７】温度依存性の低い安定な電流を供給する電圧制
限された電流源の設計の例を示し、この設計は、パワー
トランジスタを極めて明確な様式で制御することが所望
される場合に有用であり、それは例えば、本発明による
いくつかのトランジスタの直列接続の場合でありうる。

【符号の説明】

ＣコレクタＣ１キャパシタＣ２キャパシタｃｓ₁ 制御信号ｃｓ₂ 制御信号ＥエミッタＧゲートＧＤＣゲート駆動制御装置ｉパワートランジスタの電流ＲＣ１ＲＣ回路ＲＣ２ＲＣ回路Ｓ１第１電流源Ｓ２第２電流源ｖパワートランジスタの電圧ｖ_CE パワートランジスタのコレクタ電圧

フロントページの続き (72)発明者アンデルスペルソンスウェーデン国ベステルオース，ソラニイガタン１ (72)発明者レンナルトズダンスキイスウェーデン国ベステルオース，ベガガタン６ディ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電圧制御パワートランジスタにおけるタ
ーンオン動作またはターンオフ動作を含むスイッチング
動作の制御方法であって、前記パワートランジスタが、
制御電極（Ｇ）と第１主電極（Ｅ）と第２主電極（Ｃ）
とを含み、これらの主電極間に前記トランジスタの動作
変数である電圧（ｖ）および電流（ｉ）が生じ、前記パワートランジスタの前記ターンオフ動作が、前記
パワートランジスタの前記制御電極（Ｇ）と、その第２
主電極であるコレクタ（Ｃ）との間のキャパシタンスの
電流源（Ｓ２）により制御される再充電により制御され
ることと、このキャパシタンスが、前記パワートランジスタの制御
電極（Ｇ）と、その第２主電極（Ｃ）との間の前記パワ
ートランジスタの自己キャパシタンスと、外部キャパシ
タ（Ｃ２）のキャパシタンスとの和から成ることと、前記パワートランジスタの前記主電極（Ｃ、Ｅ）の間の
前記電圧の時間的変化率（ｄｖ／ｄｔ）が決定されるこ
とと、を特徴とする前記方法。
【請求項２】前記パワートランジスタの前記ターンオ
ン動作が、前記パワートランジスタの前記制御電極
（Ｇ）と、その第２主電極であるコレクタ（Ｃ）との間
の前記キャパシタンスの追加の電流源（Ｓ１）により制
御される再充電により制御されることと、前記パワート
ランジスタの前記主電極（Ｃ、Ｅ）の間の前記電圧の時
間的変化率（ｄｖ／ｄｔ）が決定されることとを特徴と
する請求項１に記載の方法。
【請求項３】前記パワートランジスタの前記ターンオ
ン動作が、前記パワートランジスタの前記制御電極
（Ｇ）と、その第１主電極であるエミッタ（Ｅ）との間
のキャパシタンスの追加の電流源（Ｓ１）により制御さ
れる再充電により制御されることと、前記パワートラン
ジスタの前記主電極（Ｃ、Ｅ）を通る前記電流の時間的
変化率（ｄｉ／ｄｔ）が決定されることとを特徴とする
請求項２に記載の方法。
【請求項４】前記電流源（Ｓ２）が所定の時間的経過
を有する定電流を供給することと、該電流源が制御信号
（ｃｓ₂）により制御されることとを特徴とする、請求
項１に記載の方法。
【請求項５】前記電流源（Ｓ１、Ｓ２）の少なくとも
１つが、所定の時間的経過を有する定電流を供給するこ
とと、該電流源が制御信号（ｃｓ₁、ｃｓ₂）により制
御されることとを特徴とする請求項２または請求項３に
記載の方法。
【請求項６】前記電流源（Ｓ２）が制御信号（ｃ
ｓ₁、ｃｓ₂）により制御されて、前記パワートランジ
スタにおけるコレクタ電圧（ｖ_CE）の実効値に依存する
電流を供給することを特徴とする請求項１に記載の方
法。
【請求項７】前記電流源（Ｓ１、Ｓ２）の少なくとも
１つが制御信号（ｃｓ₁、ｃｓ₂）により制御されて、
前記パワートランジスタにおけるコレクタ電圧（ｖ_CE）
の実効値に依存する電流を供給することを特徴とする請
求項２または請求項３に記載の方法。
【請求項８】前記電流源（Ｓ２）が制御信号（ｃ
ｓ₂）により制御されて、前記パワートランジスタにお
けるコレクタ電圧（ｖ_CE）の実効値および履歴値に依存
する電流を供給することを特徴とする請求項１に記載の
方法。
【請求項９】前記電流源（Ｓ１、Ｓ２）の少なくとも
１つが制御信号（ｃｓ₁、ｃｓ₂）により制御されて、
前記パワートランジスタにおけるコレクタ電圧（ｖ_CE）
の実効値および履歴値に依存する電流を供給することを
特徴とする請求項２または請求項３に記載の方法。
【請求項１０】前記電流源（Ｓ２）がいくつかのディ
ジタル制御される部分電流源から構成され、前記電流源
（Ｓ２）からの前記電流が、それぞれの個々の部分電流
源をそれぞれの部分電流源に割当てられた制御信号によ
り制御することによって選択されることを特徴とする請
求項８に記載の方法。
【請求項１１】前記電流源（Ｓ１、Ｓ２）の少なくと
も１つがいくつかのディジタル制御される部分電流源か
ら構成され、前記電流源（Ｓ１、Ｓ２）からの前記電流
が、それぞれの個々の部分電流源をそれぞれの部分電流
源に割当てられた制御信号により制御することによって
選択されることを特徴とする請求項９に記載の方法。
【請求項１２】前記電流源（Ｓ２）が、アナログ制御
信号（ｃｓ₁、ｃｓ ₂）により制御されるアナログ制御
電流源であることを特徴とする請求項８に記載の方法。
【請求項１３】前記電流源（Ｓ１、Ｓ２）の少なくと
も１つが、アナログ制御信号（ｃｓ₁、ｃｓ₂）により
制御されるアナログ制御電流源であることを特徴とする
請求項９に記載の方法。
【請求項１４】ゲート駆動制御装置（ＧＤＣ）が少なく
とも１つの制御信号（ｃｓ₁）を前記追加電流源（Ｓ
１）へ供給し、前記パワートランジスタのターンオン中
において前記電流の所定の時間的変化率（ｄｉ／ｄｔ）
および／または前記電圧の所定の時間的変化率（ｄｖ／
ｄｔ）が得られるように前記制御信号が前記電流源を制
御することを特徴とする請求項１１または請求項１３に
記載の方法。
【請求項１５】ゲート駆動制御装置（ＧＤＣ）が少な
くとも１つの制御信号（ｃｓ₂）を前記電流源（Ｓ２）
へ供給し、前記パワートランジスタのターンオフ中にお
いて前記電圧の所定の時間的変化率（ｄｖ／ｄｔ）が得
られるように前記制御信号が前記電流源を制御すること
を特徴とする請求項１０または請求項１２に記載の方
法。
【請求項１６】ゲート駆動制御装置（ＧＤＣ）が、少
なくとも１つの制御信号（ｃｓ₂）を前記ターンオフ動
作を制御する前記電流源（Ｓ２）へ供給し、前記パワー
トランジスタのターンオフ中において前記電圧の所定の
時間的変化率（ｄｖ／ｄｔ）が得られるように前記制御
信号が、前記電流源を制御することを特徴とする請求項
１１または請求項１３に記載の方法。
【請求項１７】前記トランジスタの前記ターンオフ動
作が前記電圧導関数（ｄｖ／ｄｔ）の値が減少して行く
ように行われるように、前記ターンオフ動作を制御する
前記電流源（Ｓ２）からの前記電流を前記制御信号（ｃ
ｓ₂）が制御することを特徴とする請求項１５または請
求項１６に記載の方法。
【請求項１８】電圧制御パワートランジスタにおける
ターンオン動作またはターンオフ動作を含むスイッチン
グ動作の制御装置であって、前記パワートランジスタ
が、制御電極（Ｇ）と第１主電極（Ｅ）と第２主電極
（Ｃ）とを含み、これらの主電極間に前記トランジスタ
の動作変数である電圧（ｖ）および電流（ｉ）が生じ、前記パワートランジスタの前記制御電極（Ｇ）とその第
２主電極であるコレクタ（Ｃ）との間の少なくとも１つ
のキャパシタンスが、前記パワートランジスタの制御電
極（Ｇ）とその第２主電極（Ｃ）との間の前記パワート
ランジスタの自己キャパシタンスと、前記制御電極
（Ｇ）と前記第２主電極（Ｃ）である前記コレクタとの
間に接続された外部キャパシタ（Ｃ２）のキャパシタン
スとの和から成ることと、電流源（Ｓ２）が、前記パワートランジスタの前記制御
電極（Ｇ）に接続され、前記パワートランジスタのター
ンオフ中において、前記パワートランジスタの前記制御
電極（Ｇ）と、その第２主電極である前記コレクタ
（Ｃ）との間の前記キャパシタンスの再充電を制御し、
それにより、前記パワートランジスタの前記主電極
（Ｃ、Ｅ）の間の前記電圧の時間的変化率（ｄｖ／ｄ
ｔ）を決定することと、を特徴とする前記装置。
【請求項１９】前記パワートランジスタの前記制御電
極（Ｇ）とその第１主電極であるエミッタ（Ｅ）との間
のキャパシタンスもまた、自己キャパシタンスと、前記
制御電極（Ｇ）と前記第１主電極（Ｅ）である前記エミ
ッタとの間に接続された外部キャパシタ（Ｃ１）のキャ
パシタンスとの和から成ることを特徴とする請求項１８
に記載の装置。
【請求項２０】追加の電流源（Ｓ１）が、前記パワー
トランジスタの前記制御電極（Ｇ）に接続され、前記パ
ワートランジスタのターンオン中において、前記パワー
トランジスタの前記制御電極（Ｇ）とその第２主電極で
ある前記コレクタ（Ｃ）との間の前記キャパシタンスの
再充電を制御し、それにより、前記パワートランジスタ
の前記主電極（Ｃ、Ｅ）の間の前記電圧の時間的変化率
（ｄｖ／ｄｔ）を決定することを特徴とする請求項１８
または請求項１９に記載の装置。
【請求項２１】前記追加の電流源（Ｓ１）が、前記パ
ワートランジスタの前記制御電極（Ｇ）に接続され、前
記パワートランジスタのターンオン中において、前記パ
ワートランジスタの前記制御電極（Ｇ）とその第１主電
極である前記エミッタ（Ｅ）との間の前記キャパシタン
スの再充電を制御し、それにより、前記パワートランジ
スタの前記主電極（Ｃ、Ｅ）の間の前記電流の時間的変
化率（ｄｉ／ｄｔ）を決定することを特徴とする請求項
２０に記載の装置。
【請求項２２】ゲート駆動制御装置（ＧＤＣ）が、前
記ターンオフ動作中において前記電流源（Ｓ２）を制御
して所定電流を供給させる制御信号（ｃｓ₂）を発生す
るようにされていることを特徴とする請求項１８または
請求項１９に記載の装置。
【請求項２３】ゲート駆動制御装置（ＧＤＣ）が、前
記ターンオン動作中およびターンオフ動作中のそれぞれ
において前記電流源（Ｓ１、Ｓ２）を制御して所定電流
を供給させる制御信号（ｃｓ₁、ｃｓ₂）を発生するよ
うにされていることを特徴とする請求項２０または請求
項２１に記載の装置。
【請求項２４】前記トランジスタの前記２つの主電極
（Ｃ、Ｅ）の間の分圧器（ＲＣ１、ＲＣ２）が、コレク
タ電圧を検出し、かつゲート駆動制御装置（ＧＤＣ）へ
供給される帰還信号を発生するようにされ、それによ
り、少なくとも１つの電流源（Ｓ１、Ｓ２）からの前記
電流が、前記コレクタ電圧の関数を構成する制御信号
（ｃｓ₁、ｃｓ₂）により制御されることを特徴とする
請求項２０または請求項２１に記載の装置。
【請求項２５】前記トランジスタの前記２つの主電極
（Ｃ、Ｅ）の間の分圧器（ＲＣ１、ＲＣ２）が、コレク
タ電圧を検出し、かつゲート駆動制御装置（ＧＤＣ）へ
供給される帰還信号を発生するようにされ、それによ
り、少なくとも１つの電流源（Ｓ１、Ｓ２）からの前記
電流が、前記コレクタ電圧の瞬時値および履歴値に依存
する制御信号（ｃｓ₁、ｃｓ₂）により制御されること
を特徴とする請求項２０または請求項２１に記載の装
置。
【請求項２６】前記電流源（Ｓ１、Ｓ２）の少なくと
も１つが、複数のディジタル制御される部分電流源から
構成されることを特徴とする請求項２０または請求項２
１に記載の装置。