JPH11239080A - スペクトル拡散受信装置 - Google Patents
スペクトル拡散受信装置Info
- Publication number
- JPH11239080A JPH11239080A JP10040601A JP4060198A JPH11239080A JP H11239080 A JPH11239080 A JP H11239080A JP 10040601 A JP10040601 A JP 10040601A JP 4060198 A JP4060198 A JP 4060198A JP H11239080 A JPH11239080 A JP H11239080A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- spread spectrum
- delayed
- algorithm
- delay
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Abstract
(57)【要約】
【課題】 レイク合成を行うスペクトル拡散受信装置で
は、最小二乗アルゴリズムを用いて先行信号と遅延信号
にタップ係数を書けて重み付けをして加算する合成アル
ゴリズムを用いている。このＲＬＳアルゴリズムは、ト
レーニング信号が必要であり、信号の冗長性が大きい。 【解決手段】 レイク合成アルゴリズムとして信号の定
包絡線性を利用する Constant Modulus アルゴリズムを
用いる。信号フォーマットとしてトレーニング信号が必
要なく、冗長性が減少し、受信装置にトレーニング信号
発生器を必要としない。
は、最小二乗アルゴリズムを用いて先行信号と遅延信号
にタップ係数を書けて重み付けをして加算する合成アル
ゴリズムを用いている。このＲＬＳアルゴリズムは、ト
レーニング信号が必要であり、信号の冗長性が大きい。 【解決手段】 レイク合成アルゴリズムとして信号の定
包絡線性を利用する Constant Modulus アルゴリズムを
用いる。信号フォーマットとしてトレーニング信号が必
要なく、冗長性が減少し、受信装置にトレーニング信号
発生器を必要としない。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、送信信号の情報信
号に対して高速な信号速度を有する拡散符号を乗じて広
帯域に拡散された拡散送信信号を用いるスペクトル拡散
通信方式に利用する受信装置に関する。本発明は、特に
受信信号の先行信号および遅延信号を同相合成するレイ
ク合成（ＲＡＫＥ合成）を行う受信装置に関する。
号に対して高速な信号速度を有する拡散符号を乗じて広
帯域に拡散された拡散送信信号を用いるスペクトル拡散
通信方式に利用する受信装置に関する。本発明は、特に
受信信号の先行信号および遅延信号を同相合成するレイ
ク合成（ＲＡＫＥ合成）を行う受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のレイク合成を実現するスペクトル
拡散受信装置の構成例を図２に示す。この受信装置は、
レイク合成アルゴリズムとしてＲＬＳアルゴリズム（ R
ecursive leastsquares Algorithm ）を用いるものであ
る。アンテナ２０から入力した受信信号は、受信機２１
で無線周波数帯からベースバンドに変換される。変換さ
れた信号は、逆拡散器２２にて送信時に使用した拡散信
号と同じ拡散符号を用いて逆拡散され、遅延線２３で先
行信号と遅延信号とに分離される。この遅延線２３の出
力である先行信号、遅延信号に乗算器２４でタップ係数
を掛けて重み付けをし、加算器２５で加算することによ
りレイク合成を実現する。乗算器２４でのタップ係数は
逐次的に更新されるが、更新アルゴリズムはＲＬＳアル
ゴリズムを用いている。すなわち、ＲＬＳアルゴリズム
制御部２７を備え、トレーニング信号発生器２８からの
トレーニング信号に基づいて乗算器２４のタップ係数の
重み付けの制御を行っている。
拡散受信装置の構成例を図２に示す。この受信装置は、
レイク合成アルゴリズムとしてＲＬＳアルゴリズム（ R
ecursive leastsquares Algorithm ）を用いるものであ
る。アンテナ２０から入力した受信信号は、受信機２１
で無線周波数帯からベースバンドに変換される。変換さ
れた信号は、逆拡散器２２にて送信時に使用した拡散信
号と同じ拡散符号を用いて逆拡散され、遅延線２３で先
行信号と遅延信号とに分離される。この遅延線２３の出
力である先行信号、遅延信号に乗算器２４でタップ係数
を掛けて重み付けをし、加算器２５で加算することによ
りレイク合成を実現する。乗算器２４でのタップ係数は
逐次的に更新されるが、更新アルゴリズムはＲＬＳアル
ゴリズムを用いている。すなわち、ＲＬＳアルゴリズム
制御部２７を備え、トレーニング信号発生器２８からの
トレーニング信号に基づいて乗算器２４のタップ係数の
重み付けの制御を行っている。
【０００３】参考文献：東、松本：“移動無線用アダプ
ティブ検波後ＲＡＫＥ受信の実験的検討，" 1992 秋信
学全大 A-132 ＲＬＳアルゴリズムは、最小２乗法を用いてタップ係数
を自動調整する再帰アルゴリズムであり、再帰最小２乗
アルゴリズムとも称されるものである。以下にＲＬＳア
ルゴリズムをレイク合成に適用した場合の動作を詳しく
説明する。
ティブ検波後ＲＡＫＥ受信の実験的検討，" 1992 秋信
学全大 A-132 ＲＬＳアルゴリズムは、最小２乗法を用いてタップ係数
を自動調整する再帰アルゴリズムであり、再帰最小２乗
アルゴリズムとも称されるものである。以下にＲＬＳア
ルゴリズムをレイク合成に適用した場合の動作を詳しく
説明する。
【０００４】まず、記号の定義とし、入力信号ベクトル
を〔外１〕、タップ係数ベクトルを〔外２〕、出力信号
をｙ（ｎ）、トレーニング信号をｄ（ｎ）、忘却係数を
λ、入力信号の相関行列の逆行列を〔外３〕、ゲインベ
クトルを〔外４〕、推定誤差をα（ｎ）とする。入力信
号ベクトルは、遅延線の複数の出力をベクトルとして表
したもので、遅延線のｉ番目の出力をｕ（ｉ，ｎ）とす
ると次式で示される。
を〔外１〕、タップ係数ベクトルを〔外２〕、出力信号
をｙ（ｎ）、トレーニング信号をｄ（ｎ）、忘却係数を
λ、入力信号の相関行列の逆行列を〔外３〕、ゲインベ
クトルを〔外４〕、推定誤差をα（ｎ）とする。入力信
号ベクトルは、遅延線の複数の出力をベクトルとして表
したもので、遅延線のｉ番目の出力をｕ（ｉ，ｎ）とす
ると次式で示される。
【０００５】
【外１】
【０００６】
【外２】
【０００７】
【外３】
【０００８】
【外４】
【０００９】
【外５】 ここで、各出力ｕ（ｉ，ｎ）は複素数であり、信号の同
相成分、直交成分を表している。そしてこの入力信号ベ
クトル〔外１〕にタップ係数ベクトル〔外２〕を乗じた
ものが信号ｙ（ｎ）であり、次式で示される。
相成分、直交成分を表している。そしてこの入力信号ベ
クトル〔外１〕にタップ係数ベクトル〔外２〕を乗じた
ものが信号ｙ（ｎ）であり、次式で示される。
【００１０】
【外６】 また、トレーニング信号ｄ（ｎ）は、ＲＬＳアルゴリズ
ムにおいて外部（図２ではトレーニング信号発生器２
８）から供給される信号であり、タップ係数の更新にお
いて必ずこれを参照することが必要である。そして忘却
係数λは入ってくるデータの統計的変動を追随するため
遠い過去のデータを忘れるために用いられるパラメータ
である。以上の準備のもとにＲＬＳアルゴリズムの動作
を記述すると、以下のようになる（参考文献：Ｓ．ヘイ
キン：“適応フィルタ入門”現代工学社）。
ムにおいて外部（図２ではトレーニング信号発生器２
８）から供給される信号であり、タップ係数の更新にお
いて必ずこれを参照することが必要である。そして忘却
係数λは入ってくるデータの統計的変動を追随するため
遠い過去のデータを忘れるために用いられるパラメータ
である。以上の準備のもとにＲＬＳアルゴリズムの動作
を記述すると、以下のようになる（参考文献：Ｓ．ヘイ
キン：“適応フィルタ入門”現代工学社）。
【００１１】次の初期条件
【００１２】
【外７】 で出発し、以下のように進む。 （１）ｎ＝１とする。 （２）ゲインベクトルを計算する。
【００１３】
【外８】 （３）真の推定誤差を計算する。
【００１４】
【外９】 （４）係数ベクトルの推定誤差を計算する。
【００１５】
【外１０】 （５）入力信号の相関行列の逆行列を更新する。
【００１６】
【外１１】 （６）ｎ＝ｎ＋１としてステップ（２）に戻り、手続き
を繰り返す。
を繰り返す。
【００１７】これらの手続きからわかるように、ＲＬＳ
アルゴリズムはトレーニング過程において既知のトレー
ニング信号ｄ（ｎ）が必要であり、トレーニング信号発
生器からのトレーニング信号を参照してタップ係数を更
新する。
アルゴリズムはトレーニング過程において既知のトレー
ニング信号ｄ（ｎ）が必要であり、トレーニング信号発
生器からのトレーニング信号を参照してタップ係数を更
新する。
【００１８】図３にＲＬＳアルゴリズムを用いる場合の
信号のフレームフォーマットを示す。この図３に示すよ
うに、送信信号は情報信号とトレーニング信号とが含ま
れるのため、信号の冗長性が増加する。
信号のフレームフォーマットを示す。この図３に示すよ
うに、送信信号は情報信号とトレーニング信号とが含ま
れるのため、信号の冗長性が増加する。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】このように、従来のＲ
ＬＳアルゴリズムを用いてレイク合成を行う方式である
と、信号にトレーニング信号を必要とするために信号の
冗長性が増加するという問題と、受信装置にトレーニン
グ信号発生器を必要とする問題とがあった。
ＬＳアルゴリズムを用いてレイク合成を行う方式である
と、信号にトレーニング信号を必要とするために信号の
冗長性が増加するという問題と、受信装置にトレーニン
グ信号発生器を必要とする問題とがあった。
【００２０】本発明は、このような問題を解決するもの
で、信号にトレーニング信号を必要とせず、信号の冗長
性を少なくし、また受信装置にトレーニング信号発生器
を必要としないレイク合成スペクトル拡散受信装置を提
供することを目的とする。
で、信号にトレーニング信号を必要とせず、信号の冗長
性を少なくし、また受信装置にトレーニング信号発生器
を必要としないレイク合成スペクトル拡散受信装置を提
供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】本発明は、スペクトル拡
散受信装置のレイク合成アルゴリズムとしてコンスタン
トモデュラスアルゴリズム（ Constant Modulus Algori
thm 、以下ＣＭＡとも表記する）を用いることを特徴と
する。このＣＭＡを用いることにより、本発明はトレー
ニング信号を必要としない信号でレイク合成を実現する
ことが可能であり、信号の冗長性を減少させることがで
きる。また、受信装置にトレーニング信号発生器を必要
としない。
散受信装置のレイク合成アルゴリズムとしてコンスタン
トモデュラスアルゴリズム（ Constant Modulus Algori
thm 、以下ＣＭＡとも表記する）を用いることを特徴と
する。このＣＭＡを用いることにより、本発明はトレー
ニング信号を必要としない信号でレイク合成を実現する
ことが可能であり、信号の冗長性を減少させることがで
きる。また、受信装置にトレーニング信号発生器を必要
としない。
【００２２】すなわち、本発明の第一の観点は、情報信
号に対して情報信号よりも高速な信号速度を有する拡散
符号を乗ずることによりスペクトルが広帯域に拡散され
た送信信号を用いる直接スペクトル拡散通信方式に用い
られ、アンテナと、このアンテナで受信された受信信号
の周波数帯域を無線周波数帯からベースバンドに変換す
る受信機と、スペクトル拡散時に使用した拡散符号と同
じ拡散符号により逆拡散を行う逆拡散器とを備えたスペ
クトル拡散受信装置において、無線区間において生じる
先行波と遅延波の遅延時間に対応する遅延線と、逆拡散
後の先行信号と遅延信号とをＣＭＡを用いて合成する合
成器とを備えたことを特徴とする。
号に対して情報信号よりも高速な信号速度を有する拡散
符号を乗ずることによりスペクトルが広帯域に拡散され
た送信信号を用いる直接スペクトル拡散通信方式に用い
られ、アンテナと、このアンテナで受信された受信信号
の周波数帯域を無線周波数帯からベースバンドに変換す
る受信機と、スペクトル拡散時に使用した拡散符号と同
じ拡散符号により逆拡散を行う逆拡散器とを備えたスペ
クトル拡散受信装置において、無線区間において生じる
先行波と遅延波の遅延時間に対応する遅延線と、逆拡散
後の先行信号と遅延信号とをＣＭＡを用いて合成する合
成器とを備えたことを特徴とする。
【００２３】逆拡散された信号は遅延線に入れられ、無
線区間において生じる先行波と遅延波の遅延時間に対応
するように遅延され、遅延線で遅延された同相成分と直
交成分はＣＭＡにより逐次的に更新されるタップ係数に
より重み付けされ、その重み付けの結果が加算器により
加算され、レイク合成が行われる。このＣＭＡによりレ
イク合成することによりトレーニング信号を必要とせず
にレイク合成を行うことができる。また、遅延線で遅延
を与えたのち逆拡散を行うこともできる。
線区間において生じる先行波と遅延波の遅延時間に対応
するように遅延され、遅延線で遅延された同相成分と直
交成分はＣＭＡにより逐次的に更新されるタップ係数に
より重み付けされ、その重み付けの結果が加算器により
加算され、レイク合成が行われる。このＣＭＡによりレ
イク合成することによりトレーニング信号を必要とせず
にレイク合成を行うことができる。また、遅延線で遅延
を与えたのち逆拡散を行うこともできる。
【００２４】また、第二の観点は、複数のアンテナを有
して空間ダイバーシチとレイク合成を同時に実現するス
ペクトル拡散受信装置であって、情報信号に対して情報
信号よりも高速な信号速度を有する拡散符号を乗ずるこ
とによりスペクトルが広帯域に拡散された送信信号を用
いる直接スペクトル拡散通信方式に用いられ、複数のア
ンテナと、このアンテナで受信された受信信号の周波数
帯域をそれぞれ無線周波数帯からベースバンドに変換す
る複数の受信機と、スペクトル拡散時に使用した拡散符
号と同じ拡散符号により逆拡散を行う複数の逆拡散器と
を備えたスペクトル拡散受信装置において、無線区間に
おいて生じる先行波と遅延波の遅延時間に対応する複数
の遅延線と、各アンテナに対応する逆拡散後の先行信号
と遅延信号とをＣＭＡを用いて合成する合成器とを備え
たことを特徴とする。この第二の観点の発明では、レイ
ク合成と空間ダイバーシチとを一括して同時に実現する
ことができ、フェージングに対する影響を小さくでき、
耐フェージング性を高めることができる。
して空間ダイバーシチとレイク合成を同時に実現するス
ペクトル拡散受信装置であって、情報信号に対して情報
信号よりも高速な信号速度を有する拡散符号を乗ずるこ
とによりスペクトルが広帯域に拡散された送信信号を用
いる直接スペクトル拡散通信方式に用いられ、複数のア
ンテナと、このアンテナで受信された受信信号の周波数
帯域をそれぞれ無線周波数帯からベースバンドに変換す
る複数の受信機と、スペクトル拡散時に使用した拡散符
号と同じ拡散符号により逆拡散を行う複数の逆拡散器と
を備えたスペクトル拡散受信装置において、無線区間に
おいて生じる先行波と遅延波の遅延時間に対応する複数
の遅延線と、各アンテナに対応する逆拡散後の先行信号
と遅延信号とをＣＭＡを用いて合成する合成器とを備え
たことを特徴とする。この第二の観点の発明では、レイ
ク合成と空間ダイバーシチとを一括して同時に実現する
ことができ、フェージングに対する影響を小さくでき、
耐フェージング性を高めることができる。
【００２５】さらに、第三の観点は、複数のアンテナの
逆拡散後の先行信号と遅延信号のうち最も信号対雑音電
力比率が大きくなる信号を先に選択したのちレイク合成
を行うもので、無線区間において生じる先行波と遅延波
の遅延時間に対応する複数の遅延線と、個々のアンテナ
の逆拡散後の先行信号と遅延信号とのうち最も信号対雑
音電力比が大きくなる信号を選択し、選択された信号を
全てのアンテナについてＣＭＡを用いて合成する合成器
とを備えたことを特徴とする。この第三の観点の発明で
は、ダイバーシチ選択を行ってからレイク合成を行うこ
とができ、フェージングの影響を低減し耐フェージング
性を高めた受信装置を提供できる。
逆拡散後の先行信号と遅延信号のうち最も信号対雑音電
力比率が大きくなる信号を先に選択したのちレイク合成
を行うもので、無線区間において生じる先行波と遅延波
の遅延時間に対応する複数の遅延線と、個々のアンテナ
の逆拡散後の先行信号と遅延信号とのうち最も信号対雑
音電力比が大きくなる信号を選択し、選択された信号を
全てのアンテナについてＣＭＡを用いて合成する合成器
とを備えたことを特徴とする。この第三の観点の発明で
は、ダイバーシチ選択を行ってからレイク合成を行うこ
とができ、フェージングの影響を低減し耐フェージング
性を高めた受信装置を提供できる。
【００２６】
【発明の実施の形態】以下図面を参照して発明の実施の
形態の一例を説明する。
形態の一例を説明する。
【００２７】図１は、請求項１に記載した発明の実施の
形態を説明するものである。このスペクトル拡散受信装
置は、情報信号に対して情報信号よりも高速な信号速度
を有する拡散符号を乗ずることによりスペクトルが広帯
域に拡散された送信信号を用いる直接スペクトル拡散通
信方式に用いられるもので、アンテナ１０と、このアン
テナ１０で受信された受信信号の周波数帯域を無線周波
数帯からベースバンドに変換する受信機１１と、スペク
トル拡散時に使用した拡散符号と同じ拡散符号により逆
拡散を行う逆拡散器１２とを備えたスペクトル拡散受信
装置において、本発明の特徴として、無線区間において
生じる先行波と遅延波の遅延時間に対応する遅延線１３
と、逆拡散後の先行信号と遅延信号とをＣＭＡを用いて
合成する合成器として、乗算器１４と加算器１５と、こ
の乗算器１４のタップ係数を Constant Modulus Algori
thm により制御するＣＭＡ制御部１７とを備える。な
お、加算器１５の後段には識別器１６が設けられ、加算
器１５のレイク合成出力を復号してデータとして出力さ
れる。
形態を説明するものである。このスペクトル拡散受信装
置は、情報信号に対して情報信号よりも高速な信号速度
を有する拡散符号を乗ずることによりスペクトルが広帯
域に拡散された送信信号を用いる直接スペクトル拡散通
信方式に用いられるもので、アンテナ１０と、このアン
テナ１０で受信された受信信号の周波数帯域を無線周波
数帯からベースバンドに変換する受信機１１と、スペク
トル拡散時に使用した拡散符号と同じ拡散符号により逆
拡散を行う逆拡散器１２とを備えたスペクトル拡散受信
装置において、本発明の特徴として、無線区間において
生じる先行波と遅延波の遅延時間に対応する遅延線１３
と、逆拡散後の先行信号と遅延信号とをＣＭＡを用いて
合成する合成器として、乗算器１４と加算器１５と、こ
の乗算器１４のタップ係数を Constant Modulus Algori
thm により制御するＣＭＡ制御部１７とを備える。な
お、加算器１５の後段には識別器１６が設けられ、加算
器１５のレイク合成出力を復号してデータとして出力さ
れる。
【００２８】この図１の動作を説明する。アンテナ１０
から入力した信号は、受信機１１で無線周波数帯からベ
ースバンドに変換される。変換された信号は逆拡散器１
２で拡散に用いられた拡散符号と同じ拡散符号（レプリ
カ）により逆拡散され、遅延線１３で先行信号と遅延信
号とに分離される。分離された先行信号および遅延信号
は乗算器１４でＣＭＡ制御部１７の制御によりタップ係
数を掛け合わすことにより重み付けが行われ、重み付け
結果を加算器１５で加算することにより、先行信号と遅
延信号を信号対雑音電力比が最大となるようにレイク合
成することが可能となる。これにより最大比合成ダイバ
ーシチと同等の結果が得られる。この図１に示す本発明
では、タップ係数の更新アルゴリズムとしてＣＭＡを用
いる。ＣＭＡは、信号の定包絡線性を事前知識として用
いるアルゴリズムであり、信号フォーマットにトレーニ
ング信号を必要しないので、信号の冗長性が従来方式の
ＲＬＳアルゴリズムを用いる方式に比較して減少すると
いう利点がある。また受信装置においてトレーニング信
号発生器を具備する必要はない。またＲＬＳアルゴリズ
ムはタップ係数の数をＭとすると、Ｍ×Ｍの行列演算が
あるため必要な乗算数がＭ2 に比例し計算量が多くなる
が、ＣＭＡは乗算数がＭに比例するので計算量が少ない
利点がある。これはＣＭＡが受信装置の演算装置の簡略
化を図ることができる点でも効果があることを意味して
いる。
から入力した信号は、受信機１１で無線周波数帯からベ
ースバンドに変換される。変換された信号は逆拡散器１
２で拡散に用いられた拡散符号と同じ拡散符号（レプリ
カ）により逆拡散され、遅延線１３で先行信号と遅延信
号とに分離される。分離された先行信号および遅延信号
は乗算器１４でＣＭＡ制御部１７の制御によりタップ係
数を掛け合わすことにより重み付けが行われ、重み付け
結果を加算器１５で加算することにより、先行信号と遅
延信号を信号対雑音電力比が最大となるようにレイク合
成することが可能となる。これにより最大比合成ダイバ
ーシチと同等の結果が得られる。この図１に示す本発明
では、タップ係数の更新アルゴリズムとしてＣＭＡを用
いる。ＣＭＡは、信号の定包絡線性を事前知識として用
いるアルゴリズムであり、信号フォーマットにトレーニ
ング信号を必要しないので、信号の冗長性が従来方式の
ＲＬＳアルゴリズムを用いる方式に比較して減少すると
いう利点がある。また受信装置においてトレーニング信
号発生器を具備する必要はない。またＲＬＳアルゴリズ
ムはタップ係数の数をＭとすると、Ｍ×Ｍの行列演算が
あるため必要な乗算数がＭ2 に比例し計算量が多くなる
が、ＣＭＡは乗算数がＭに比例するので計算量が少ない
利点がある。これはＣＭＡが受信装置の演算装置の簡略
化を図ることができる点でも効果があることを意味して
いる。
【００２９】
【実施例】（第一実施例）図４に本発明の第一実施例の
受信装置の構成を示す。この図４に示す構成は、逆拡散
器としてマッチトフィルタを用い、遅延検波器を適用し
た例である。この図４では、アンテナ４０、受信機４
１、遅延線４３、乗算器４４、加算器４５、ＣＭＡ制御
部４７、識別器４６は、図１のアンテナ１０、受信機１
１、遅延線１３、乗算器１４、加算器１５、ＣＭＡ制御
部１７、識別器１６に対応する。そしてマッチトフィル
タ４２は、図１の逆拡散器１２に対応し、加算器４５と
識別器４６との間に遅延検波器４８が挿入された構成で
ある。
受信装置の構成を示す。この図４に示す構成は、逆拡散
器としてマッチトフィルタを用い、遅延検波器を適用し
た例である。この図４では、アンテナ４０、受信機４
１、遅延線４３、乗算器４４、加算器４５、ＣＭＡ制御
部４７、識別器４６は、図１のアンテナ１０、受信機１
１、遅延線１３、乗算器１４、加算器１５、ＣＭＡ制御
部１７、識別器１６に対応する。そしてマッチトフィル
タ４２は、図１の逆拡散器１２に対応し、加算器４５と
識別器４６との間に遅延検波器４８が挿入された構成で
ある。
【００３０】この図４に示す受信装置の動作を説明す
る。アンテナ４０から入力した無線周波数の信号は、受
信機４１でベースバンドの同相成分と直交成分とに変換
される。次に受信機４１の出力は、拡散符号によりマッ
チトフィルタ４２により逆拡散が行われ、遅延線４３に
入力される。遅延線４３で遅延された各同相成分と直交
成分は乗算器４４によりＣＭＡにより逐次的に更新され
るタップ係数に重み付けされ、各重み付けされた結果が
加算器４５により加算される。そして加算器４５の後段
に設けられた遅延検波器４８により、送受信装置間で生
ずる搬送波周波数のずれに起因する誤差を除去する。そ
して遅延検波器４８の後段の識別器４６によりデータを
復号し出力する。
る。アンテナ４０から入力した無線周波数の信号は、受
信機４１でベースバンドの同相成分と直交成分とに変換
される。次に受信機４１の出力は、拡散符号によりマッ
チトフィルタ４２により逆拡散が行われ、遅延線４３に
入力される。遅延線４３で遅延された各同相成分と直交
成分は乗算器４４によりＣＭＡにより逐次的に更新され
るタップ係数に重み付けされ、各重み付けされた結果が
加算器４５により加算される。そして加算器４５の後段
に設けられた遅延検波器４８により、送受信装置間で生
ずる搬送波周波数のずれに起因する誤差を除去する。そ
して遅延検波器４８の後段の識別器４６によりデータを
復号し出力する。
【００３１】この第一実施例では、逆拡散器をベースバ
ンドで適用する例を示したが、中間周波数帯あるいは無
線周波数帯で適用することも可能である。また逆拡散器
としてマッチトフィルタを用いる例を示したが、逆拡散
器として拡散符号を乗算し、ローパスフィルタ等により
積分する方法やコンボルバを用いることもできる。さら
に前述の拡散符号を乗算し積分する方法を適用した場合
には遅延線を逆拡散器の前に配置することもできる。さ
らに検波方式として、遅延検波ではなく同期検波を用い
ることもできる。
ンドで適用する例を示したが、中間周波数帯あるいは無
線周波数帯で適用することも可能である。また逆拡散器
としてマッチトフィルタを用いる例を示したが、逆拡散
器として拡散符号を乗算し、ローパスフィルタ等により
積分する方法やコンボルバを用いることもできる。さら
に前述の拡散符号を乗算し積分する方法を適用した場合
には遅延線を逆拡散器の前に配置することもできる。さ
らに検波方式として、遅延検波ではなく同期検波を用い
ることもできる。
【００３２】次にレイク合成動作を詳細に説明する。ま
ず、説明を容易するために、遅延時間の異なる遅延線の
ｉ番目の出力信号の同相成分をＩi 、直交成分Ｑi と表
現する。各Ｉi ，Ｑi にはタップ係数が乗じられるが、
この動作は式（１）に示されている。
ず、説明を容易するために、遅延時間の異なる遅延線の
ｉ番目の出力信号の同相成分をＩi 、直交成分Ｑi と表
現する。各Ｉi ，Ｑi にはタップ係数が乗じられるが、
この動作は式（１）に示されている。
【００３３】
【外１２】 この式（１）でＷＣi （ｍ），ＷＳi （ｍ）は、時刻ｍ
のときのタップ係数を表しており、Ｉi ′，Ｑi ′は、
タップ係数により重み付けされた後の同相成分と直交成
分を示す。ここで、タップ係数は逐次的に更新されるた
め、時刻ｍを用いている。重み付けされたＩi ′，
Ｑi ′はすべてのｉにわたり加算されて加算後の同相成
分Ｉと直交成分Ｑとが得られる。この関係は式（２）で
表される。
のときのタップ係数を表しており、Ｉi ′，Ｑi ′は、
タップ係数により重み付けされた後の同相成分と直交成
分を示す。ここで、タップ係数は逐次的に更新されるた
め、時刻ｍを用いている。重み付けされたＩi ′，
Ｑi ′はすべてのｉにわたり加算されて加算後の同相成
分Ｉと直交成分Ｑとが得られる。この関係は式（２）で
表される。
【００３４】
【外１３】 この出力Ｉ，Ｑはレイク合成の結果として得られるもの
であり、信号電力対雑音電力比が最大になるようにタッ
プ係数を制御することにより最大比合成ダイバーシチと
同等の特性をもつレイク合成が実現できる。
であり、信号電力対雑音電力比が最大になるようにタッ
プ係数を制御することにより最大比合成ダイバーシチと
同等の特性をもつレイク合成が実現できる。
【００３５】次にＣＭＡによるタップ係数式を説明す
る。（参考文献：J.R. Treichler andM.G.Larimore:"Ne
w processing techneques based on the constant adap
tivealgorithm, "IEEE Trans. Acoust., Speech & Sign
al processing, ASSP-33, pp.420-431, 1985） ＣＭＡで用いられる評価関数は
る。（参考文献：J.R. Treichler andM.G.Larimore:"Ne
w processing techneques based on the constant adap
tivealgorithm, "IEEE Trans. Acoust., Speech & Sign
al processing, ASSP-33, pp.420-431, 1985） ＣＭＡで用いられる評価関数は
【００３６】
【外１４】 である。ここで、σは所望の振幅を表している。この評
価関数は所望信号の振幅が一定であるとの事前知識を用
いたものであり、トレーニング信号が含まれていない。
ＣＭＡはこの評価関数Ｊを最小化するように動作し、タ
ップ係数を更新する。評価関数を最小化することによ
り、信号対雑音電力比を最大にできる。最急降下法を用
いた更新式を式（３）で示す。
価関数は所望信号の振幅が一定であるとの事前知識を用
いたものであり、トレーニング信号が含まれていない。
ＣＭＡはこの評価関数Ｊを最小化するように動作し、タ
ップ係数を更新する。評価関数を最小化することによ
り、信号対雑音電力比を最大にできる。最急降下法を用
いた更新式を式（３）で示す。
【００３７】
【外１５】 この式（３）で用いられているのは、遅延線の出力であ
る同相成分Ｉi 、直交成分Ｑi および、それらにタップ
係数を乗じた結果を加算したＩ、Ｑであり、トレーニン
グ信号は含まれていない。
る同相成分Ｉi 、直交成分Ｑi および、それらにタップ
係数を乗じた結果を加算したＩ、Ｑであり、トレーニン
グ信号は含まれていない。
【００３８】（第二実施例）図５に第二の発明の観点の
実施例を示す。この図５に示す実施例は、アンテナが複
数ある空間ダイバーシチに適用した例であり、図１の例
と比べると、アンテナ５０が複数であり、受信機５１、
逆拡散器５２、遅延線５３も複数となる点で相違する。
この図５の受信装置では、一つのアンテナに対応して先
行信号、遅延信号の一つの組が存在するが、アンテナが
複数となることによりこの組が複数個存在する。この受
信装置は、すべての組の出力をＣＭＡにより一括して合
成することにより、レイク合成および空間ダイバーシチ
を同時に実現できる。
実施例を示す。この図５に示す実施例は、アンテナが複
数ある空間ダイバーシチに適用した例であり、図１の例
と比べると、アンテナ５０が複数であり、受信機５１、
逆拡散器５２、遅延線５３も複数となる点で相違する。
この図５の受信装置では、一つのアンテナに対応して先
行信号、遅延信号の一つの組が存在するが、アンテナが
複数となることによりこの組が複数個存在する。この受
信装置は、すべての組の出力をＣＭＡにより一括して合
成することにより、レイク合成および空間ダイバーシチ
を同時に実現できる。
【００３９】（第三実施例）図６に第三の発明の観点の
実施例を示す。この図６に示す実施例は、複数のアンテ
ナで、個々のアンテナで受信した信号の逆拡散後の先行
信号と遅延信号のうち最も信号対雑音電力比が大きくな
る信号を選択器６８により選択して合成しその結果をＣ
ＭＡによりレイク合成するものである。すなわち、複数
のアンテナ６０ａ〜６０ｃ、受信機６１ａ〜６１ｃ、逆
拡散器６２ａ〜６２ｃ、遅延線６３ａ〜６３ｃを備え、
遅延線６３ａ〜６３ｃのそれぞれについて、個々のアン
テナごとについて逆拡散後の先行信号と遅延信号のうち
最も信号対雑音電力比が大きくなる信号を選択器６８ａ
〜６８ｃで選択し、乗算器６４ａ〜６４ｃでＣＭＡ制御
部６７の制御によりタップ係数により重み付けを行い、
加算器６５で加算してレイク合成を行う。このレイク合
成後の出力は識別器６６で復号されデータとして出力さ
れる。この第三実施例では、第二実施例に比べて一部に
最大比合成法により劣る選択合成法を利用しているため
ダイバーシチ効果は期待できないものの、ＣＭＡにより
制御されるタップ係数の数を減らすことができるため、
ＣＭＡの収束時間が短縮されるため、フェージングの追
従性が良好であり、耐フェージング性の高い受信を行う
ことができる。
実施例を示す。この図６に示す実施例は、複数のアンテ
ナで、個々のアンテナで受信した信号の逆拡散後の先行
信号と遅延信号のうち最も信号対雑音電力比が大きくな
る信号を選択器６８により選択して合成しその結果をＣ
ＭＡによりレイク合成するものである。すなわち、複数
のアンテナ６０ａ〜６０ｃ、受信機６１ａ〜６１ｃ、逆
拡散器６２ａ〜６２ｃ、遅延線６３ａ〜６３ｃを備え、
遅延線６３ａ〜６３ｃのそれぞれについて、個々のアン
テナごとについて逆拡散後の先行信号と遅延信号のうち
最も信号対雑音電力比が大きくなる信号を選択器６８ａ
〜６８ｃで選択し、乗算器６４ａ〜６４ｃでＣＭＡ制御
部６７の制御によりタップ係数により重み付けを行い、
加算器６５で加算してレイク合成を行う。このレイク合
成後の出力は識別器６６で復号されデータとして出力さ
れる。この第三実施例では、第二実施例に比べて一部に
最大比合成法により劣る選択合成法を利用しているため
ダイバーシチ効果は期待できないものの、ＣＭＡにより
制御されるタップ係数の数を減らすことができるため、
ＣＭＡの収束時間が短縮されるため、フェージングの追
従性が良好であり、耐フェージング性の高い受信を行う
ことができる。
【００４０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明では、レイ
ク合成における先行信号、遅延信号の合成アルゴリズム
としてＣＭＡを用いるため、既知のトレーニング信号を
必要とせず、信号の冗長性を減少させ、伝送路効率を向
上することができる。また、受信装置にトレーニング信
号発生器を具備する必要もないので、受信装置を簡単化
できる。さらに、ＣＭＡはＲＬＳアルゴリズムに比べ計
算量が少なくなるため、受信装置の簡略化を図ることが
できる。また空間ダイバーシチ構成にすることによりフ
ェージングの多い無線区間でもその変化に追随すること
ができ、耐フェージング性の高い受信装置を提供でき
る。
ク合成における先行信号、遅延信号の合成アルゴリズム
としてＣＭＡを用いるため、既知のトレーニング信号を
必要とせず、信号の冗長性を減少させ、伝送路効率を向
上することができる。また、受信装置にトレーニング信
号発生器を具備する必要もないので、受信装置を簡単化
できる。さらに、ＣＭＡはＲＬＳアルゴリズムに比べ計
算量が少なくなるため、受信装置の簡略化を図ることが
できる。また空間ダイバーシチ構成にすることによりフ
ェージングの多い無線区間でもその変化に追随すること
ができ、耐フェージング性の高い受信装置を提供でき
る。
【図１】本発明の第一の観点の受信装置を示すブロック
図。
図。
【図２】従来のレイク合成を行う受信装置を示すブロッ
ク図。
ク図。
【図３】従来方式の信号フォーマットを示す図。
【図４】本発明の第一実施例の受信装置を示すブロック
図。
図。
【図５】本発明の第二実施例の受信装置を示すブロック
図。
図。
【図６】本発明の第三実施例の受信装置を示すブロック
図。
図。
１０、２０、４０、５０、６０ アンテナ １１、２１、４１、５１、６１ 受信機 １２、２２、５２、６２ 逆拡散器 ４２ マッチトフィルタ １３、２３、４３、５３、６３ 遅延線 １４、２４、４４、５４、６４ 乗算器 １５、２５、４５、５５、６５ 加算器 １６、２６、４６、５６、６６ 識別器 １７、４７、５７、６７ ＣＭＡ制御部 ２７ ＲＬＳアルゴリズム制御部 ２８ トレーニング信号発生器 ４８ 遅延検波器 ６８ 選択器
Claims (3)
- 【請求項１】 情報信号に対して情報信号よりも高速な
信号速度を有する拡散符号を乗ずることによりスペクト
ルが広帯域に拡散された送信信号を用いる直接スペクト
ル拡散通信方式に用いられ、 アンテナと、 このアンテナで受信された受信信号の周波数帯域を無線
周波数帯からベースバンドに変換する受信機と、 スペクトル拡散時に使用した拡散符号と同じ拡散符号に
より逆拡散を行う逆拡散器とを備えたスペクトル拡散受
信装置において、 無線区間において生じる先行波と遅延波の遅延時間に対
応する遅延を与え先行信号と遅延信号に分離する遅延線
と、 逆拡散後の先行信号と遅延信号とをコンスタントモデュ
ラスアルゴリズム（ Constant Modulus Algorithm ）を
用いてレイク合成する合成器とを備えたことを特徴とす
るスペクトル拡散受信装置。 - 【請求項２】 情報信号に対して情報信号よりも高速な
信号速度を有する拡散符号を乗ずることによりスペクト
ルが広帯域に拡散された送信信号を用いる直接スペクト
ル拡散通信方式に用いられ、 複数のアンテナと、 このアンテナで受信された受信信号の周波数帯域をそれ
ぞれ無線周波数帯からベースバンドに変換する複数の受
信機と、 スペクトル拡散時に使用した拡散符号と同じ拡散符号に
より逆拡散を行う複数の逆拡散器とを備えたスペクトル
拡散受信装置において、 無線区間において生じる先行波と遅延波の遅延時間に対
応する遅延を与え先行信号と遅延信号に分離する複数の
遅延線と、 各アンテナに対応する逆拡散後の先行信号と遅延信号と
をコンスタントモデュラスアルゴリズム（ Constant Mo
dulus Algorithm ）を用いて合成する合成器とを備えた
ことを特徴とするスペクトル拡散通信受信装置。 - 【請求項３】 情報信号に対して情報信号よりも高速な
信号速度を有する拡散符号を乗ずることによりスペクト
ルが広帯域に拡散された送信信号を用いる直接スペクト
ル拡散通信方式に用いられ、 複数のアンテナと、 このアンテナで受信された受信信号の周波数帯域をそれ
ぞれ無線周波数帯からベースバンドに変換する複数の受
信機と、 スペクトル拡散時に使用した拡散符号と同じ拡散符号に
より逆拡散を行う複数の逆拡散器とを備えたスペクトル
拡散受信装置において、 無線区間において生じる先行波と遅延波の遅延時間に対
応する遅延を与え先行信号と遅延信号に分離する複数の
遅延線と、 このアンテナの逆拡散後の先行信号と遅延信号とのうち
最も信号対雑音電力比が大きくなる信号を選択し、選択
された信号を全てのアンテナについてコンスタントモデ
ュラスアルゴリズム（ Constant Modulus Algorithm ）
を用いて合成する合成器とを備えたことを特徴とするス
ペクトル拡散受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10040601A JPH11239080A (ja) | 1998-02-23 | 1998-02-23 | スペクトル拡散受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10040601A JPH11239080A (ja) | 1998-02-23 | 1998-02-23 | スペクトル拡散受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11239080A true JPH11239080A (ja) | 1999-08-31 |
Family
ID=12585045
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10040601A Pending JPH11239080A (ja) | 1998-02-23 | 1998-02-23 | スペクトル拡散受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11239080A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000332652A (ja) * | 1999-04-21 | 2000-11-30 | Infineon Technol North America Corp | レイク受信機におけるｃｄｍａセルラ信号の合成方法 |
| KR100354899B1 (ko) * | 2000-10-10 | 2002-10-05 | 주식회사 하이닉스반도체 | 간섭신호 억제를 위한 범용 후처리기 |
| KR100394850B1 (ko) * | 2000-11-02 | 2003-08-19 | 주식회사 하이닉스반도체 | 씨엠에이를 이용한 직교 왈쉬 역확산기 |
| JP2004538682A (ja) * | 2001-05-17 | 2004-12-24 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | ワイヤレス通信システムにおいて適応アルゴリズムを使用して合成器重みを調整するシステムおよび方法 |
| US7433384B2 (en) | 2001-05-17 | 2008-10-07 | Qualcomm Incorporated | System and method for received signal prediction in wireless communications system |
-
1998
- 1998-02-23 JP JP10040601A patent/JPH11239080A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000332652A (ja) * | 1999-04-21 | 2000-11-30 | Infineon Technol North America Corp | レイク受信機におけるｃｄｍａセルラ信号の合成方法 |
| KR100354899B1 (ko) * | 2000-10-10 | 2002-10-05 | 주식회사 하이닉스반도체 | 간섭신호 억제를 위한 범용 후처리기 |
| KR100394850B1 (ko) * | 2000-11-02 | 2003-08-19 | 주식회사 하이닉스반도체 | 씨엠에이를 이용한 직교 왈쉬 역확산기 |
| JP2004538682A (ja) * | 2001-05-17 | 2004-12-24 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | ワイヤレス通信システムにおいて適応アルゴリズムを使用して合成器重みを調整するシステムおよび方法 |
| US7433384B2 (en) | 2001-05-17 | 2008-10-07 | Qualcomm Incorporated | System and method for received signal prediction in wireless communications system |
| US7545852B2 (en) | 2001-05-17 | 2009-06-09 | Qualcomm Incorporated | System and method for adjusting combiner weights using an adaptive algorithm in wireless communications system |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2914445B2 (ja) | Ｃｄｍａ適応受信装置 | |
| JP3888189B2 (ja) | 適応アンテナ基地局装置 | |
| JP3796721B2 (ja) | フェイズドアレイ・スペクトラム拡散システムおよび方法 | |
| JP3165447B2 (ja) | ダイバーシチ受信装置および制御方法 | |
| JP2705623B2 (ja) | ダイバーシチ送受信方法及び送受信機 | |
| JP3595493B2 (ja) | 無線受信装置 | |
| JP3482810B2 (ja) | 配列アンテナ及びその設計方法と、配列アンテナでの信号処理方法と、それを利用した信号送受信装置及び方法 | |
| JPH10190496A (ja) | 干渉キャンセラ及び仮判定方法 | |
| JP3813490B2 (ja) | スペクトラム拡散レイク受信機 | |
| EP0945995A2 (en) | RAKE receiver with adaptive delay profile measurement | |
| JP4865764B2 (ja) | 受信機及びその方法 | |
| US6665286B1 (en) | Adaptive receiving device removing interference from users and multi-paths by antenna directivity control | |
| JP3386738B2 (ja) | フレーム同期回路及びフレームタイミング抽出方法 | |
| WO2007058754A2 (en) | An iterative interference canceller for wireless multiple-access systems employing closed loop transmit diversity | |
| JP4188242B2 (ja) | シンボルレートとチップレートを混用してウェイティングするフィンガーとそれを利用した復調装置及び方法｛ｆｉｎｇｅｒｕｓｉｎｇｍｉｘｅｄｗｅｉｇｈｔｉｎｇ、ａｎｄｉｔｓａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｆｏｒｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎａｐｐａｒａｔｕｓａｎｄｍｅｔｈｏｄ｝ | |
| US6944208B2 (en) | Interference signal canceling apparatus and interference signal canceling method | |
| US8532080B2 (en) | Method and system for single weight (SW) antenna system for single channel (SC) MIMO | |
| JPH11239080A (ja) | スペクトル拡散受信装置 | |
| US20040141469A1 (en) | Rake receiver for operating in FDD and TDD modes | |
| JP4188239B2 (ja) | スマートアンテナシステムに利用されることができるチップレートでウェイティングするフィンガーとそれを利用した復調装置及び方法｛ＦｉｎｇｅｒｆｏｒＵｓｉｎｇＣｈｉｐ−ＲａｔｅＷｅｉｇｈｔｉｎｇｉｎＳｍａｒｔＡｎｔｅｎｎａＳｙｓｔｅｍ、ａｎｄＩｔｓＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｆｏｒＤｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎＡｐｐａｒａｔｕｓａｎｄＭｅｔｈｏｄ｝ | |
| JP4188238B2 (ja) | スマートアンテナシステムに利用されることができるシンボルレートでウェイティングするフィンガーとそれを利用した復調装置及び方法｛ＦｉｎｇｅｒｆｏｒＳｙｍｂｏｌ−ＲａｔｅＷｅｉｇｈｔｉｎｇｕｓｉｎｇｉｎＳｍａｒｔＡｎｔｅｎｎａＳｙｓｔｅｍ、ａｎｄＩｔｓＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｆｏｒＤｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎＡｐｐａｒａｔｕｓａｎｄＭｅｔｈｏｄ｝ | |
| WO2000027062A1 (fr) | Recepteur multi-utilisateur | |
| US20090257478A1 (en) | Spread spectrum rake receiver | |
| JP2911105B2 (ja) | 適応形スペクトラム拡散受信機 | |
| JPH05292063A (ja) | スペクトラム拡散受信機 |