JPH11243346A

JPH11243346A - ディジタル変復調装置

Info

Publication number: JPH11243346A
Application number: JP10043064A
Authority: JP
Inventors: Hiroyasu Sano; 裕康佐野; Tatsuya Uchiki; 達也打木; Makoto Miyake; 真三宅
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1998-02-25
Filing date: 1998-02-25
Publication date: 1999-09-07

Abstract

(57)【要約】【課題】フェージングおよびシャドウイング等により
信号がバースト的に失われるような状況でも、フロア誤
りが生じにくい変復調装置を得ることを目的とする。【解決手段】送信側は、入力データを畳み込み符号化
し、インターリーブし、シリアル／パラレル変換し直交
符号系列化する。その直交符号系列を複数に分割し、符
号分割された直交符号系列を１ブロックとして、ブロッ
クごとにインターリーブする。そして、既知系列を付加
して送信フレームを生成し、予め定められた拡散系列に
よりスペクトル拡散して送信する。受信側は、受信信号
を逆拡散し、符号分割前の直交符号系列に対する相関値
を算出し、既知系列を検出し、次に、フレームを検出す
る。そして、前記デインターリーブ結果と前記フレーム
検出結果に基づき、符号分割前の直交符号系列の相関値
を生成し、パラレル／シリアル変換し、デインターリー
ブし、畳み込み符号に対する復号を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、無線通信方式の
分野におけるスペクトラム拡散方式のディジタル変復調
装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来のスペクトラム拡散方式の変復調装
置は例えば、文献「特開平6−252879Ｍ−アレイ符号分
割多元接続変復調装置」に記載されている。以下、図を
用いて従来技術の説明を行う。

【０００３】従来のスペクトラム拡散方式の変復調装置
の構成について図１８を参照しながら説明する。ここで
は、スペクトル拡散信号の一例として、２値ＰＳＫ（Ｂ
ＰＳＫ）の場合の構成について説明する。図１８におい
て、２１０は畳込み符号化部、２２０はシンボルインタ
ーリーバで、畳込み符号化部の出力を直交符号１シンボ
ル毎にインターリーブする。２３０は直交符号生成部
で、シンボルインターリーバ出力データに対応した直交
符号１シンボルを生成する。２４０は変調および拡散部
で、直交符号をスペクトル拡散して変調信号を生成する
とともに、高周波信号に変換する。２５０は送信アンテ
ナ、２６０は伝送路、２７０は受信アンテナ、２８０は
逆拡散部で、受信信号を高周波からベースバンド信号に
変換するとともにスペクトル逆拡散を行う。２９０は受
信タイミング検出部で、受信側でシンボルデインターリ
ーブを行う際に必要となる受信タイミングパルスを生成
する。３００はシンボルデインターリーバで、受信タイ
ミング検出部２９０の出力する受信タイミングパルスに
基づき、直交符号の復号結果をインタリーブする前の時
系列順に戻す。３１０は誤り訂正復号部で、シンボルデ
インターリーバ３００出力から誤り訂正後の復調データ
を得る。

【０００４】畳込み符号器２１０は、符号化率Ｒ＝１／
３（入力ビット数1、出力ビット数３）の畳込み符号で
あり、生成多項式は、次式で示される。 g1＝１＋Ｄ²＋Ｄ³＋Ｄ⁵＋Ｄ⁶＋Ｄ⁷＋Ｄ⁸ g2＝１＋Ｄ＋Ｄ³＋Ｄ⁴＋Ｄ⁷＋Ｄ⁸ g3＝１＋Ｄ＋Ｄ²＋Ｄ⁵＋Ｄ⁸ （１）

【０００５】ここで、送信情報I(u)（ただし、uは時刻
であり、u=k・Ｔ（Ｔは送信情報１シンボル時間長、kは
整数）で表せる）は畳込み符号器２１０に入力され、式
（１）の生成多項式に基づき、g1(u)、g2(u)、g3(u)を
生成符号として出力する。時間長Ｔ毎に生成される３ビ
ットの符号g1(u)、g2(u)、g3(u)は、時間長２Ｔ毎に得
られる６ビット分の符号を１セットとしてグループ化
し、シンボルインターリーバ２２０に出力する。このグ
ループ化は例えば、連続する時刻u1=2mT、u2=(2m+1)T
（ただし、mは整数）での送信情報I(u1)、I(u2)それぞ
れに対して、生成符号g1(u1)、g2(u1)、g3(u1)と、g1(u
2)、g2(u2)、g3(u2)の６ビット分を１シンボルSY(t1)
（t1は任意の時刻を示すものであり、例えばt1=n・2T、
ただし、nは整数）として出力するものである。シンボ
ルインターリーバ２２０では、この1セット分のデータ
（１シンボルSY(t1)）ごとにインターリーブを行う。

【０００６】図１９はシンボルインターリーブの方法つ
いて説明するものである。ここでは、シンボルインター
リーブのサイズ８シンボル×１２のインターリーブの行
列を使用し、このインターリーブの行列を構成するメモ
リ２２１には、データの書き込み方向は上記行列の列方
向に行い、データの読み出し方向は行方向に行われる。
従って、上記メモリにはIL(1,1)、IL(2,1)、・・・、IL
(8,1)、IL(1,2)、IL(2,2)、・・・、IL(8,2)、IL(1,
3)、IL(2,3)、・・・、IL(8,12)の順で入力シンボルSY
(t)が書き込まれ、IL(1,1)、IL(1,2)、・・・、IL(1,1
2)、IL(2,1)、IL(2,2)、・・・、IL(2,12)、IL(3,1)、
IL(3,2)、・・・、IL(8,12)の順にインターリーブ後の
シンボルが読み出され、直交符号生成部２３０に入力さ
れる。直交符号生成部２３０では、入力されたシンボル
インターリーブ後のシンボル（符号化６ビットが1シン
ボルに相当）に対応する６４値を表すウオルシュ直交符
号の一つを選択して、その直交符号の系列を変調および
拡散部２４０に出力する。

【０００７】図２０を用いて、変調および拡散部２４０
について説明する。直交符号生成部２３０で生成された
直交符号系列と、基地局および移動局固有の擬似雑音系
列（ＰＮ系列）に相当する２５６ビットの拡散符号系列
を発生する拡散符号発生器２４１の出力とが、乗算器２
４２により乗算される。この乗算器２４２は、ウォルシ
ュ直交符号の系列と２５６ビットのＰＮ系列に相当する
拡散符号系列との乗算を行うものであり、ＰＮ系列をウ
ォルシュ直交符号系列の1ビットあたりの周期の４倍の
速度で拡散することにより、拡散後の２５６ビットの系
列を得るものである。この拡散後の系列は、高周波の搬
送波を発生する局部発振器２４３の出力に基づき乗算器
２４４により変調され、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）２
４５を通過後、送信アンテナ２５０へ出力される。

【０００８】送信アンテナ２５０より出力された送信信
号は、伝送路２６０を通過する際、フェージング、シャ
ドウイングおよび雑音等の影響を受ける。次に、受信側
での復調動作を図１８の伝送路２６０以降の部分を用い
て説明する。ここで示した２７０は受信アンテナ、２８
０は逆拡散部である。図２１を用いて、２８０の逆拡散
部について説明する。逆拡散部２８０に入力された受信
信号は、帯域通過フィルタ２８１を通過後、周波数シン
セサイザ２８２の出力する高周波信号に基づき、周波数
変換回路２８３によりベースバンド信号に変換される。
また、拡散符号発生器２８４では、送信側で用いられた
ＰＮ系列に相当する拡散符号系列と同じ系列を出力す
る。乗算器２８５では、拡散符号発生器の出力とベース
バンド信号に変換された信号とが乗算され、乗算結果出
力は、２５６ビットずつの逆拡散後のウオルッシュ直交
符号系列（受信側）として、シンボルデインターリーバ
３００に出力される。

【０００９】また、受信タイミング検出部２９０（図１
８参照）は、フレームの先頭位置を検出するため、相関
検出等でどこから受信すべきかフレーム先頭位置を探
す。具体的には、送信側からフレームの最初に既知のウ
オルッシュ直交符号を送信することとし、この信号を相
関検出することによって、既知のウオルッシュ直交符号
を検出した場合、受信すべきフレームの先頭が検出され
たものとして、受信タイミングパルスを発生するもので
ある。

【００１０】受信タイミング検出部２９０で出力された
受信タイミングパルスは、シンボルデインタリーバ３０
０へ入力され、このパルスに基づきシンボルデインター
リーブでデータの読み／書きを行う。シンボルデインタ
ーリーバ３００では、送信側と同様に、図２２に示した
デインターリーブ用の行列を構成するメモリ３０１を使
用して、４倍オーバサンプリングされた２５６ビットか
らなるウオルッシュ直交符号が、送信側とは逆に、デー
タの書き込み方向は上記行列の行方向に行い、データの
読み出し方向は列方向に行われる。従って、上記メモリ
３０１にはDIL(1,1)、DIL(1,2)、・・・、DIL(1,12)、D
IL(2,1)、DIL(2,2)、・・・、DIL(2,12)、DIL(3,1)、DI
L(3,2)、・・・、DIL(8,12)の順で入力シンボルSY(t)が
書き込まれ、DIL(1,1)、DIL(2,1)、・・・、DIL(8,1)、
DIL(1,2)、DIL(2,2)、・・・、DIL(8,2)、DIL(1,3)、DI
L(2,3)、・・・、DIL(8,12)の順にデインターリーブ後
のシンボルが読み出され、誤り訂正復号部３１０（図１
８参照）に入力される。

【００１１】誤り訂正復号部３１０では、予め用意した
トレリス線図に従って、受信ウオルッシュ直交符号と参
照すべきウオルッシュ符号との距離を計算するため、例
えば両符号系列の内積を計算し、各時刻における各状態
での内積値の合計を計算し、最大の内積和をもつパスを
生き残りパスとして残し、それ以外のパスを削除する。
同様に、次々に入力される受信ウオルッシュ直交符号に
ついてもパスを計算することを繰り返し、最後に生き残
ったパスを最尤パスとして、パスを逆にたどって、誤り
訂正復号部より復号データが出力される。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】移動体通信の場合、周
囲の建物や地形によって電波が反射、回折、散乱したり
して、移動局には複数の伝送路を経た波（マルチパス
波）が到来し、お互いに干渉するために受信波の振幅と
位相がランダムに変動するレイリーフェージングが発生
する。このフェージングにより、信号レベルが低下する
ことによって生じるバースト誤りを低減すべく、通常、
送信側では送信データを符号化するとともに、符号化さ
れたデータに対してインターリーブを行ない、受信側で
はデインターリーブを行うことにより、バースト誤りを
ランダム化した後、誤り訂正復号を行なう変復調装置が
今まで多数提案されている。

【００１３】しかし、インターリーバのサイズに対し
て、シャドウイング等により信号レベルが低下している
時間が比較的長いような状況では、その間に伝送されて
くる信号はバースト的に失われてしまうため、もはや、
十分に誤りをランダム化できなくなる。特に、伝送速度
を高速化するため、直交符号を用いて多値伝送を行なう
場合、多値シンボルの送信シンボルがバースト的に失わ
れてしまうこととなり、後段に誤り訂正の機能を有して
いても、フロア誤りが生じてしまうという課題があっ
た。

【００１４】また、上記のインターリーバを用いたシス
テムでは、フレーム同期を行なう必要がある。フレーム
の位置を知るために、フレームごとに存在する既知系列
を相関検出により検出する方法を用いる場合、この既知
系列に対しては、相関特性のすぐれた系列であるととも
に、送信の効率を落とさないように系列の長さが短いも
のが要求されるという課題があった。

【００１５】さらに、上記相関検出に用いられる相関検
出器に対しては、送信シンボルがウオルッシュ符号を用
いた直交符号となるため、ハードウエア規模を考慮する
と、ウオルッシュ符号を相関受信する際に必要となる相
関器を使用することが前提であり、かつ、移動局に搭載
する装置として、回路規模が小さく抑えられる相関検出
器でなければならないという課題があった。

【００１６】本発明は前記のような課題を解消するため
になされたもので、直交符号を用いて多値伝送を行なう
上記変復調装置のインターリーバのサイズに対して、フ
ェージングおよびシャドウイング等により信号レベルが
低下している時間が比較的長く、多値シンボルとなる送
信シンボルがバースト的に失われてしまうような状況で
も、フロア誤りが生じにくい変復調装置を得ることを目
的とする。

【００１７】また、上記のインターリーバを用いたシス
テムでは、フレーム同期を行なう必要があり、フレーム
の位置を知るためにフレームごとに存在する既知系列を
相関検出する場合、相関特性にすぐれた系列としてＭ系
列等のＰＮ系列が使用でき、かつ、ハードウエア化を考
慮して逆拡散を行う際に用いる相関器の利用が可能な相
関検出器を得ることを目的とする。

【００１８】

【課題を解決するための手段】第１の発明に係わるディ
ジタル変復調装置は、送信側に、入力されたデータを畳
み込み符号化し、畳み込み符号化データを生成する畳み
込み符号化手段と、前記畳み込み符号化データを予め定
められた規則によりインターリーブするビットインター
リーブ手段と、前記ビットインターリーブ手段によりイ
ンターリーブされた畳み込み符号化データをシリアル／
パラレル変換するシリアル／パラレル変換手段と、前記
シリアル／パラレル変換手段により変換されたパラレル
データに基づき直交符号を生成する直交符号生成手段
と、前記直交符号生成手段により生成された直交符号系
列を複数に分割する符号分割手段と、前記符号分割手段
により分割された直交符号系列を１ブロックとして、ブ
ロックごとにインターリーブするインターリーブ手段
と、前記インターリーブ手段によりインターリーブされ
た符号分割後の直交符号系列に、既知系列を付加して送
信フレームを生成する既知系列付加手段と、前記既知系
列付加手段により生成された送信フレームを予め定めら
れた拡散系列によりスペクトル拡散して送信する変調お
よび拡散手段とを有し、受信側に、前記送信されるスペ
クトル拡散出力を逆拡散する逆拡散手段と、前記逆拡散
手段により逆拡散された符号分割前の直交符号系列に対
する相関値を算出する分割符号相関値生成手段と、前記
分割符号相関値生成手段により算出された相関値に基づ
き、既知系列を検出し、フレームタイミングを生成する
フレーム検出手段と、前記分割符号相関値生成手段によ
り算出された相関値と前記フレーム検出手段により生成
されたフレームタイミングを用いて、送信側における符
号分割後の符号分割された直交符号を時系列の順番に戻
すデインターリーブ手段と、前記デインターリーブ手段
により時系列の順番に戻された直交符号列と前記フレー
ム検出手段により生成されたフレームタイミングに基づ
き、符号分割前の直交符号系列に対する相関値を生成す
るとともに、直交符号の復号を行う相関値合成および復
号手段と、前記相関値合成および復号手段により復号さ
れたパラレルデータをシリアルデータに変換するパラレ
ル／シリアル変換手段と、前記パラレル／シリアル変換
手段により変換されたシリアルデータにもとづき、畳み
込み符号化後のデータの時系列順に戻すビットデインタ
ーリーブ手段と、前記ビットデインターリーブ手段によ
り畳み込み符号化後のデータの時系列順に戻されたシリ
アルデータに基づき畳み込み符号を復号する誤り訂正復
号手段とを有するものである。

【００１９】第２の発明に係わるディジタル変復調装置
は、前記符号分割手段が、ウオルッシュ関数による直交
符号に対し、２k（ｋは整数）に分割し、相関値合成お
よび復号手段が、前記デインターリーブ手段により時系
列の順番に戻された直交符号列と前記フレーム検出手段
により生成されたフレームタイミングに基づき、符号分
割前のウオルッシュ関数に従う直交符号系列に対する相
関値を生成するとともに、前記直交符号の復号を行うも
のである。

【００２０】第３の発明に係わるディジタル変復調装置
は、前記既知系列付加手段が、前記インターリーブ手段
によりインターリーブされた符号分割後の直交符号系列
に、擬似雑音系列を既知系列として付加して送信フレー
ムを生成し、前記フレーム検出手段が、前記分割符号相
関値生成手段により算出された相関値に基づき、擬似雑
音系列の既知系列を検出し、フレームタイミングを生成
するものである。

【００２１】第４の発明に係わるディジタル変復調装置
は、前記相関値合成および復号手段が、前記デインター
リーブ手段により時系列の順番に戻された直交符号列と
前記フレーム検出手段により生成されたフレームタイミ
ングに基づき、符号分割前の直交符号系列に対する相関
値に、受信信号レベルに比例した重み付けを行なった後
に合成し、得られた相関値をもとに直交符号の復号を行
うものである。

【００２２】第５の発明に係わるディジタル変復調装置
は、前記相関値合成および復号手段により得られる直交
符号系列の相関値のうちで最大となる相関値を抽出し、
この相関値の絶対値算出結果に基づき、直交符号復号後
に行われる前記デインターリーブ手段の出力に応じたビ
タビ復号用の軟判定情報を生成する軟判定情報生成手段
を有し、前記誤り訂正復号手段は、前記軟判定情報生成
手段からの軟判定情報に基づいて前記ビットデインター
リーブ手段により畳み込み符号化後のデータの時系列順
に戻されたシリアルデータを得て、このシリアルデータ
に基づき畳み込み符号に対する復号を行うものである。

【００２３】

【発明の実施の形態】実施の形態１．本実施の形態は、
直交符号を用いたM-ary SS通信方式を利用したデータ
の送信および受信が行われるディジタル変復調装置であ
る。

【００２４】図１を参照しながら本実施の形態の説明を
行う。ここでは、スペクトル拡散信号の一例として、２
次変調が２値ＰＳＫ（ＢＰＳＫ）の場合の構成について
説明する。図１において、１０は畳込み符号化部、２０
はインターリーバＡで、畳込み符号化部の出力を１ビッ
ト毎にインターリーブする。３０はシリアル／パラレル
変換部で、インターリーバＡから出力されるデータを直
交符号１シンボルに対応したビット数ごとにパラレル化
する。４０はパラレル化されたデータより、６４値の直
交符号１シンボルを生成する直交符号生成部、５０は符
号分割部で、生成された直交符号を４分割して出力す
る。６０はインターリーバＢで、符号分割された直交符
号に対しインタリーブを行う。７０は既知系列付加部
で、送信すべき情報の先頭部分に、相関特性に優れた既
知系列を付加する。８０は変調および拡散部で、インタ
ーリーバＢより出力されたデータをスペクトル拡散し
て、変調信号を生成するとともに、高周波信号に変換す
る。

【００２５】９０は送信アンテナ、１００は伝送路、１
１０は受信アンテナ、１２０は逆拡散部で、高周波の受
信信号をベースバンドの受信信号に変換するとともにス
ペクトル逆拡散を行う。１３０は分割符号相関値生成部
で、逆拡散後に得られる符号分割された直交符号を仮復
号する。１４０はフレーム検出部で、受信フレームのフ
レーム位置を検出し、フレームタイミングパルスを出力
する。１５０はデインターリーバＢで、フレーム検出部
より出力されるフレームパルスに基づき、符号分割され
た直交符号を仮復号したものに対してデインターリーブ
を行う。１６０は相関値合成および復号部で、デインタ
ーリーブ後の相関値算出結果に基づき、分割前の直交符
号を生成するため、符号分割された直交符号の相関値を
合成し、復号を行った後、復号結果をパラレルデータと
して出力する。１７０はパラレル／シリアル変換部で、
相関値合成および復号部１６０で得られた直交符号復号
結果であるパラレルデータをシリアルデータに変換す
る。１８０はデインターリーバＡで、インタリーバＡに
よって施されるインターリーブの前の時系列順序に戻
す。１９０はビタビ復号部で、デインターリーバＡ出力
を用いて誤り訂正を行い、復調データを出力する。

【００２６】畳込み符号器１０は、符号化率Ｒ＝１／３
（入力ビット数1、出力ビット数３）の畳込み符号であ
り、生成多項式は、例えば次式で示される。 g1＝１＋Ｄ²＋Ｄ³＋Ｄ⁵＋Ｄ⁶＋Ｄ⁷＋Ｄ⁸ g2＝１＋Ｄ＋Ｄ³＋Ｄ⁴＋Ｄ⁷＋Ｄ⁸ g3＝１＋Ｄ＋Ｄ²＋Ｄ⁵＋Ｄ⁸ （２）

【００２７】ここで、送信情報I(u)（ただし、uは時刻
であり、u=k・Ｔ（Ｔは送信情報１シンボル時間長、kは
整数）で表せる）は畳込み符号器１０に入力され、式
（１）の生成多項式に基づき、g1(u)、g2(u)、g3(u)を
生成符号として出力する。時間長Ｔ毎に生成される３ビ
ットの符号化データg1(u)、g2(u)、g3(u)は、Ｔ／３の
周期の間隔で順にインターリーバＡ２０に入力される。

【００２８】図２はインターリーバＡ２０の方法ついて
説明するものである。ここでは、インターリーバのサイ
ズ３０ビット×３０ビットのインターリーブの行列を使
用する。このインターリーブの行列を構成するメモリ２
１では、データの書き込み（入力）方向は上記行列の列
方向に行い、データの読み出し方向は行方向に行われる
ものとする。従って、上記メモリにはILA(1,1)、ILA(2,
1)、・・・、ILA(30,1)、ILA(1,2)、ILA(2,2)、・・
・、ILA(30,2)、ILA(1,3)、ILA(2,3)、・・・、ILA(30,
30)の順で入力ビット（符号化データ）が書き込まれ、I
LA(1,1)、ILA(1,2)、・・・、ILA(1,30)、ILA(2,1)、IL
A(2,2)、・・・、ILA(2,30)、ILA(3,1)、ILA(3,2)、・
・・、ILA(30,30)の順にインターリーブ後のビットデー
タが読み出され、シリアル／パラレル変換部３０に入力
される。

【００２９】シリアル／パラレル変換部３０では、シリ
アル入力されてくる１ビットデータを、６ビットごとに
一纏まりとして、６ビットのパラレルデータに変換す
る。この６ビットのパラレルデータは、２Ｔ周期の間隔
で直交符号生成部４０に出力される。

【００３０】直交符号生成部４０では、６ビットのパラ
レルデータを1シンボルとする６４値の直交符号を生成
する。具体的には、入力されるパラレルデータに対応し
て、６４値を表す直交符号の一つを選択して、この選択
された直交符号の系列を符号分割部５０に出力するとい
う操作が行われる。

【００３１】符号分割部５０では、直交符号生成部４０
で生成された直交符号（一つの符号語の要素の数n：2⁶
＝64）を４分割した系列を出力する。図３、図４に符号
分割の例を示す。ここでは、説明の簡単化のため、ま
ず、１６値直交符号を例に挙げて説明を行う。図３中の
H₄は、一つの符号語の要素の数が１６（=2⁴）の１６値
直交符号の要素のすべてを１６×１６の行列で示したも
のである。

【００３２】この直交行列（例えばウオルッシュ関数に
よる直交行列）は、C₁〜C₁₆の１６種類の符号があり、
この行列の性質上、一つ下の次元の行列であるH₃（=2³
×2³）により表記することが可能である。同様に、この
行列H₃は、さらに一つ下の次元の行列であるH₂（=2²×2
²）で表記することが可能である。上述のような性質を
有する行列H₄については、図３の鎖線のとおり、縦に
（１）〜（４）に分割された行の要素をそれぞれ一纏ま
りとした、符号の４分割化が行える。４分割された直交
符号は、それぞれ、H₂の行列の要素として表すことが可
能である。

【００３３】次に、本実施の形態で用いる６４値直交符
号について検討すると、図４のようにH₆（=2⁶×2⁶）の
行列は、H₄（=2⁴×2⁴）により表記することが可能であ
るため、図４の鎖線のとおり、縦に（１）〜（４）に分
割された行の要素をそれぞれ一纏まりとした、符号の４
分割化が行える。４分割された直交符号は、それぞれ、
H₄の行列の要素（１６ビット系列）として表すことが可
能であり、４分割後の直交符号の系列をインターリーバ
Ｂ６０に出力する。

【００３４】インターリーバＢ６０では、４分割後の直
交符号（１６ビット系列）を１つの単位（ブロック）と
して、インターリーブが行われる。図５はインターリー
ブの方法ついて説明するものである。ここでは、インタ
ーリーバのサイズ４×２２５ブロックのインターリーブ
の行列を使用する。なお、１ブロック中には４分割され
た直交符号１６ビットが収められる。このインターリー
ブの行列を構成するメモリ６１では、データの書き込み
（入力）方向は上記行列の列方向に行い、データの読み
出し方向は行方向に行われるものとする。従って、上記
メモリにはILB(1,1)、ILB(1,2)、・・・、ILB(1,4)、IL
B(2,1)、ILB(2,2)、・・・、ILB(224,1)、ILB(224,2)、
ILB(224,3)、・・・、ILB(225,4)の順で入力ビット（符
号化データ）が書き込まれ、ILB(1,1)、ILB(2,1)、・・
・、ILB(3,1)、・・・、ILB(224,1)、ILB(225,1)、・・
・、ILB(1,2)、ILB(2,2)、・・・、ILB(225,2)、・・
・、ILB(224,4)、ILB(225,4)の順にインターリーブ後の
４分割直交符号の系列（１６ビット系列）が読み出さ
れ、既知系列付加部７０に出力される。

【００３５】既知系列付加部７０では、送信すべき情報
の先頭部分に、相関特性に優れた既知系列として、例え
ば、１６ビットのＰＮ系列を付加する。この系列は、
“１”、“０”で表される１５次の最長線形系列（Ｍ系
列）の“０”の連なりの一番長い箇所に“０”を付加す
ることにより得られる。図６にフレームのフォーマット
を示す。前記既知系列の１ビット周期の時間長は、Ｔ／
２（ただし、Ｔは送信情報１シンボル時間長）である。
これは、４分割前の直交符号１シンボルの１／４の時間
に相当するものである。

【００３６】変調および拡散部８０について、図７をも
とに説明を行う。８１は排他的論理和（ＥＸＯＲ）、８
２はＰＮ系列発生器、８３はＥＸＯＲ出力を“０”→
“＋１”に、“１”→“−１”に変換するデータ変換
部、８４は局部発振器、８５はベースバンドの拡散後の
信号を局部発振器８４の搬送波により高周波の拡散信号
に変換する乗算器、８６はバンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）である。

【００３７】次に、変調および拡散部８０の動作説明を
行う。基地局および移動局固有のＰＮ系列に相当する拡
散符号系列（２５６ビット系列）と、前記フレーム検出
用既知系列および送信情報である４分割後の直交符号系
列（４分割後の直交符号１シンボルあたりは１６ビット
の系列で構成）とが、排他的論理和８１に入力され、両
系列の排他的論理和の演算が行われる。この排他的論理
和８１は、前記フレーム検出用既知系列１ビットに対し
て、1ビット周期の１／２５６の周期で拡散するもので
あり、また、４分割後の直交符号系列に対しては、1ビ
ット周期の１／１６の周期で拡散することにより、拡散
後の２５６ビットの系列を得るものである。データ変換
部８３では、排他的論理和８１出力である“０”、
“１”のデータをそれぞれ、“＋１”、“−１”のデー
タに変換する。乗算器８５では、データ変換部８３の出
力と局部発振器８４から出力される搬送波との乗算を行
い、ベースバンドの拡散信号を高周波の拡散信号に変換
する。バンドパスフィルタ８６では、高周波の拡散信号
の帯域制限を行う。

【００３８】送信アンテナ９０では、変調および拡散部
８０の出力を伝送路１００へ出力する。

【００３９】前記伝送路１００を通過する際、送信アン
テナ９０より送出された送信信号は、フェージング、シ
ャドウイングおよび雑音等の影響を受ける。

【００４０】次に、受信側での復調動作を図１の伝送路
１００以降の部分を用いて説明する。１１０は伝送路上
の信号を受信する受信アンテナ、１２０は逆拡散部であ
る。以下、図８を用いて、逆拡散部１２０の説明を行
う。図８において、１２１はバンドパスフィルタ、１２
２は周波数シンセサイザ、１２３は周波数変換回路、１
２４はＰＮ系列発生器、１２５は乗算器である。ここ
で、逆拡散部１２０の動作説明を行う。バンドパスフィ
ルタ１２１では、受信信号の帯域制限を行う。周波数シ
ンセサイザ１２２では、高周波の受信信号をベースバン
ド信号に変換するための高周波信号を生成する。周波数
変換回路１２３では、周波数シンセサイザ出力を用い、
受信信号をベースバンド信号に変換する。ＰＮ系列発生
器１２４では、送信側で用いた固有のＰＮ系列に相当す
る拡散符号系列と同じ２５６ビットの系列が発生され
る。ただし、受信側で発生するＰＮ系列は信号処理の関
係上、送信側で“０”，“１”として出力したものを、
＋１，−１の系列として出力することとする。乗算器１
２５では、前記ＰＮ系列とベースバンド受信信号との乗
算が行われ、逆拡散された信号が出力される。この乗算
結果出力は、２５６ビットずつの逆拡散後の受信符号系
列（同相、直交成分）として、分割符号相関値生成部１
３０に入力される。

【００４１】分割符号相関値生成部１３０では、逆拡散
部１２０より出力された逆拡散後の受信信号の同相成分
（Ich）、直交成分（Qch）を用いて、受信側で４分割さ
れた直交符号のうち、全送信候補系列に対応した相関値
を算出する。この場合、４分割された直交符号はそれ自
身が、図３に示される直交符号系列H₄の行列にあるよう
に、１６シンボルの系列からなるため、相関器の個数と
しては１６個必要となる。また、前記４分割した直交符
号では、相関値自身が正または負の値を持つため、３２
（＝１６×２）種類の相関値を用意する必要がある。

【００４２】図９を用いて、３２種類の相関値生成方法
について説明する。図９において、１３１、１３２、１
３３は、それぞれ、逆拡散後の受信信号の同相成分（Ic
h）、直交成分（Qch）を用いて、４分割された直交符号
の相関値を算出する相関器、１３４、１３５、１３６
は、それぞれ、各直交符号系列を出力する直交符号発生
部、１３７、１３８、１３９は、それぞれ、各相関器出
力の符号を反転する符号反転器である。

【００４３】次に、図９の動作を説明する。図中の１６
種類の相関器では、逆拡散部１２０より出力された逆拡
散後の受信信号の同相成分（Ich）、直交成分（Qch）を
用いて、受信側では４分割された直交符号の相関値を算
出する。４分割直交符号の全送信系列候補に対応した、
正および負の値を有する３２種類の相関値出力を得るた
めに、１６個の相関器出力に対して、正の相関値に対応
するものは、１６個の相関器出力をそのまま用いること
とする。一方、符号反転部では、１６個の相関器出力の
符号を反転する。負の相関値に対応するものに対して
は、符号反転器において、１６個の前記相関器出力を符
号反転することで算出する。４分割された直交符号１周
期（１シンボル）ごとに得られる３２種類の相関値は、
これらの相関値を一纏まりとして、１ブロック３２入力
のデインターリーバＢ１５０に入力される。

【００４４】また、上記のインターリーバを用いたシス
テムでは、フレーム同期を行なう必要がある。フレーム
検出部１４０では、フレームの先頭位置を検出するた
め、逆拡散部により逆拡散された受信信号（受信符号系
列）を用いて既知系列の相関検出を行う。

【００４５】図１０にフレーム検出部の構成を示す。１
４１は相関器の符号を判定する符号判定器、１４２はフ
レームタイミングパルスを出力する既知系列検出器であ
る。次に動作について説明を行う。まず、分割符号相関
値生成部１３０出力を用い、４分割された直交符号復号
用の相関器出力のうちで、図３に示されるように直交符
号系列H₄の行列中のC₁を参照用の系列とする（つまり、
オール“０”に対応する）相関器の出力を利用する。符
号判定器１４１では、前記符号系列C₁に対応する相関器
出力の符号が正ならば“０”、符号が負ならば“１”と
判定して、この判定結果を既知系列検出器１４２に出力
する。

【００４６】既知系列検出器１４２では、送信側におい
てフレーム先頭に付加された前記既知系列である、１６
ビットのＰＮ系列と同じ系列により相関検出を行い、相
関出力が予め定められたしきい値よりも大きくなる場合
に、受信すべきフレームの先頭が検出されたものとし
て、フレームタイミングパルスを発生する。得られたフ
レームタイミングパルスは、デインタリーブを行う際の
基準タイミングのパルスとして、デインタリーバＢ１５
０に出力される。また、このパルスは、相関値を合成し
て復号を行う相関値合成および復号部１６０に対しても
出力される。

【００４７】デインターリーバＢ１５０では、分割符号
相関値生成部１３０より入力される３２種類の４分割さ
れた直交符号の相関値を１ブロックとして、デインター
リーブが行われる。図１１はデインターリーブの方法つ
いて説明するものである。ここでは、デインターリーバ
のサイズとして４×２２５ブロックの行列を使用する。
このデインターリーブの行列を構成するメモリ１５１で
は、送信側のインターリーバＢとは逆に、データの書き
込み（入力）方向は上記行列の行方向に行い、データの
読み出し方向は列方向に行われるものである。従って、
上記メモリではDILB(1,1)、DILB(2,1)、DILB(3,1)、・
・・、DILB(225,1)、DILB(1,2)、DILB(2,2)、・・・、D
ILB(225,2)、DILB(1,3)、DILB(2,3)、・・・、DILB(22
5,3)、DILB(1,4)、DILB(2,4)、・・・、DILB(225,4)の
順で入力ビット（符号化データ）が書き込まれ、DILB
(1,1)、DILB(1,2)、・・・、DILB(1,4)、DILB(2,1)、DI
LB(2,2)、・・・、DILB(2,4)・・・、DILB(225,1)、DIL
B(225,2)、・・・、DILB(225,4)の順に、デインターリ
ーブ後の３２種類の４分割された直交符号の相関値を１
ブロックごとに読み出しを行い、相関値合成および復号
部１６０に出力する。

【００４８】相関値合成および復号部１６０では、フレ
ーム検出部１４０より得られるフレームタイミングパル
スに基づき、４分割された直交符号の相関値を４つごと
に合成して、受信側における、４分割される前の直交符
号系列に対する相関値を生成する。図４を用いて、合成
方法について説明を行う。デインタリーバＢ１５０の出
力１ブロックには３２種類の相関値が入っており、この
３２種類の相関値は、１６種類ある直交符号系列H₄の相
関値と、同じく１６種類ある直交符号系列バアーH₄の相
関値を表しており、分割される前のH₆に対応する直交符
号系列を生成するために、これらH₄、バアーH₄の系列に
対して得られる３２種類の相関値を図４の行列の形態に
従い合成して、６４種類ある相関値を算出する。そし
て、前記算出された６４種類の相関値のうち、最大の相
関値を有する直交符号系列に対応した６ビットパラレル
データを復号結果として、パラレル／シリアル変換部１
７０に対して出力する。

【００４９】パラレル／シリアル変換部１７０では、６
ビットのパラレルデータをシリアルデータに変換して、
デインターリーバＡ１８０に出力する。

【００５０】図１２はデインターリーバＡ１８０の方法
について説明するものである。送信側でインターリーバ
Ａのサイズとして３０ビット×３０ビットのインターリ
ーブの行列を使用しているので、受信側のデインターリ
ーブの行列のサイズは、送信側と同様に、３０ビット×
３０ビットの行列を使用する。このデインターリーブの
行列を構成するメモリ１８１では、送信側のインターリ
ーバＡとは異なり、データの書き込み（入力）方向は上
記行列の行方向に行い、データの読み出し方向は列方向
に行われるものである。従って、上記メモリでは、DILA
(1,1)、DILA(1,2)、・・・、DILA(1,30)、DILA(2,1)、D
ILA(2,2)、・・・、DILA(2,30)、DILA(3,1)、DILA(3,
2)、・・・、DILA(3,30)、・・・、DILA(30,30)の順で
入力ビット（符号化データ）が書き込まれ、DILA(1,
1)、DILA(2,1)、・・・、DILA(30,1)、DILA(1,2)、DILA
(2,2)、・・・、DILA(30,2)、DILA(1,3)、DILA(2,3)、D
ILA(30,3)、・・・、DILA(30,30)の順にデインターリー
ブ後のビットデータが読み出され、ビタビ復号部１９０
に対して出力される。

【００５１】ビタビ復号部１９０では、硬判定によるビ
タビ復号が行われる。具体的には、入力されてくるデイ
ンターリーブ後のビットデータと参照すべきビットデー
タとの排他的論理和を求め、これをブランチメトッリッ
クとして、予め用意されたトレリスに従って、パスメト
ッリックを計算し、最小となるパスを生き残りパスとし
て残してそれ以外のパスを削除する。同様に、次々に入
力されるビットデータについても繰り返しパスを計算
し、最後に生き残ったパスを最尤パスとして、パスを逆
にたどって、復号データを出力する。

【００５２】以上のように本実施の形態においては、直
交符号系列を４分割して、分割された直交符号系列をイ
ンターリーブして伝送するので、伝送路上で受けるフェ
ージングおよびシャドウイングにより、受信信号レベル
が低下している時間が比較的長く、バースト的に信号が
失われてしまう場合でも、フロア誤りが生じにくい変復
調装置を得ることができる。

【００５３】また、上記の変復調装置においては、直交
符号の復号を行う際に、４分割された直交符号系列の相
関値を算出し、得られた３２種類の直交符号行列に従っ
て合成を行うので、相関値算出のための相関器の数を３
２個に抑えることができ、ハードウエア規模を抑えるこ
とが可能である。

【００５４】さらに、フレームの位置を検出するため
に、フレームごとに存在する既知系列を相関検出する場
合、相関特性にすぐれた系列として、Ｍ系列等のＰＮ系
列が使用でき、かつ、逆拡散時に用いられる相関器の利
用が可能な相関検出器を使用できる。また上記例におい
て、直交符号としてウオルッシュ直交符号を用いても同
様の効果を得ることができる。

【００５５】実施の形態２．図１３に、本実施の形態に
よるM-ary SS通信方式を利用したデータの送信および
受信が行われるディジタル変復調装置の構成例を示す。
実施の形態１では、相関値合成および復号部１６０にお
いて、４分割された直交符号（例えばウオルッシュ直交
符号）の相関値から、４分割前の直交符号の相関値を求
めるべく、予め定められた方法により４分割後の相関値
をそのまま合成しているが、本実施の形態における相関
値合成および復号部１６０Ａでは、合成を行う際に、４
分割後の相関値に対して受信信号レベルに比例した重み
付けを行なった後、合成を行う。従って、本実施の形態
は、相関値合成および復号部１６０Ａ以外は、実施の形
態１の図１と同一の構成であり、同一の構成の部分は説
明を省略する。

【００５６】次に、図１４を用いて４分割された直交符
号に対する重み付け方法を示しながら、相関値合成およ
び復号部１６０Ａにおける動作を説明する。

【００５７】図１４において、１６１Ａは、３２種類あ
る相関値に対して、符号部分を取り除いた重み付け係数
を生成するため、絶対値を算出する絶対値回路であり、
１６２Ａは、１６１Ａで得られた重み付け係数と相関値
とを乗算し、相関値に対して重み付けを行う乗算器であ
る。

【００５８】ここで、重み付け方法について説明を行
う。デインターリーバＢ１５０の出力１ブロックには、
３２種類の相関値が入っており、この中で最大の相関値
を有するものは、４分割された直交符号系列に対する準
最適な推定結果と考えられる。特にキャリア位相同期が
完全な場合には、この最大となる相関値の絶対値は、受
信信号レベルに比例したものとなることが期待できる。
そこで、図１４に示される重み付け部分を３２個用意
し、３２種類の４分割された直交符号系列の相関値それ
ぞれに対し、相関値の絶対値に比例したものを個々の相
関値に重み付けし、重み付け後の３２種類の４分割され
た直交符号系列の相関値を用いて、実施の形態１と同じ
符号の合成則に従って、分割前の直交符号系列を推定す
るための相関値を算出する。さらに、得られた符号合成
後の６４種類の相関値の中で、最大となる直交符号系列
を選択し、この符号系列に対応する予め定められたパラ
レルのビットデータを直交符号の復号後のデータとして
出力する。

【００５９】以上のように本実施の形態においては、４
分割後の直交符号系列の相関器ごとに得られる相関結果
の絶対値に応じて重み付けを行い、これらの重み付け結
果を合成する合成手段を有するので、フェージングやシ
ャドウイング等の受信信号レベル変動の影響を受けたこ
とによる直交符号復号時の誤りを低減することが可能で
あり、良好なビット誤り率特性が得られる。

【００６０】実施の形態３．図１５に、本実施の形態に
よるM-ary SS通信方式を利用したデータの送信および
受信が行われるディジタル変復調装置の構成例を示す。
実施の形態１では、ビタビ復号部１９０において硬判定
によるビタビ復号が行われていたが、本実施の形態で
は、ビット誤りをさらに低減するために、軟判定情報を
用いて、ビタビ復号を行うものであり、相関値合成およ
び復号部１６０Ａよりも前の部分の構成については、実
施の形態１と同一の構成であるため、説明を省略する。

【００６１】図１５を用いて、本実施の形態が実施の形
態１と異なる部分の構成を中心に説明する。１６０Ａは
相関値合成および復号部で、符号合成後の直交符号シン
ボルごとに得られる最大となる相関値と、直交符号の復
号結果として、最大となる相関値を有する直交符号に対
応したデータを出力する。また、１７０、１８０はそれ
ぞれ、実施の形態１と同一の構成を有するパラレル／シ
リアル変換器、デインターリーバＡである。１９０Ａは
ビタビ復号部で、誤り訂正を行うために、軟判定情報を
用いてビタビ復号する。２００は軟判定情報生成部で、
誤り訂正を行うビタビ復号部１９０Ａ用の軟判定情報を
生成する。

【００６２】次に、図１６を用いて本実施の形態の軟判
定情報生成部２００における軟判定情報生成方法につい
て説明する。絶対値回路２０１は、相関値合成および復
号部１６０Ａより出力される符号合成後の各直交符号シ
ンボルごとに得られる最大となる相関値の絶対値を算出
する。パラレル／シリアル変換器２０２は、絶対値出力
を６並列化したものをシリアルデータに変換する。デイ
ンターリーバＣ２０３は、パラレル／シリアル変換器２
０２の出力を、デインターリーバＡと同じデインターリ
ーブ則に従ってデインターリーブする。データ変換部２
０４は、デインターリーバＡ出力である“０”、“１”
のデータに基づき、符号付きデータ“＋１”、“−１”
にそれぞれ変換する。遅延器２０５は、相関値合成およ
び復号部１６０Ａにおける最大相関値出力からデインタ
ーリーバＣ出力までのデータ処理遅延時間と、相関値合
成および復号部１６０Ａにおける直交符号復号データ出
力からデインターリーバＡまでのデータ処理遅延時間と
が同じとなるように遅延調整を行う。乗算器２０６は、
データ変換部２０４出力と遅延器２０５出力との乗算を
行うことにより軟判定情報を生成する。

【００６３】ここで、本実施の形態と実施の形態１との
相違点である、相関値合成および復号部１６０Ａからビ
タビ復号部１９０Ａまでの動作を説明する。なお、相関
値合成および復号部１６０Ａより前の構成については、
実施の形態１と同一の構成・動作であるため、説明を省
略する。相関値合成および復号部１６０Ａでは、実施の
形態１の相関値合成および復号部１６０と同様に、６４
種類ある相関値を算出して、これら算出された６４種類
の相関値のうち、最大の相関値を有する直交符号系列に
対応した６ビットパラレルデータを復号結果として、パ
ラレル／シリアル変換部１７０に出力する。さらに、相
関値合成および復号部１６０Ａにおいては、前記機能に
加えて、前記最大の相関値となるものを軟判定情報生成
部２００に出力する。パラレル／シリアル変換部１７０
では、相関値合成および復号部１６０Ａで得られるパラ
レルデータである復号結果をシリアルデータに変換す
る。

【００６４】デインタリーバＡ１８０では、パラレル／
シリアル変換１７０より入力されるデータを、インター
リーバＡによって施されるインターリーブの前の時系列
順序に戻す。軟判定情報生成部２００では、相関値合成
および復号部１６０Ａより入力される最大となる相関値
データと、デインターリーブＡ１８０のデータ出力を用
いて、軟判定情報を作成する。ビタビ復号１９０Ａで
は、軟判定情報生成部２００より出力される軟判定情報
を用いてビタビ復号を行い、復号データ出力する。具体
的には、入力されてくる軟判定情報と参照すべきデータ
との内積を求め、これをブランチメトッリックとして、
予め用意されたトレリスに従って、パスメトッリックを
計算し、最大となるパスを生き残りパスとして残してそ
れ以外のパスを削除する。同様に、次々に入力されるビ
ットデータについても繰り返しパスを計算し、最後に生
き残ったパスを最尤パスとして、パスを逆にたどって、
復号データを出力するものである。

【００６５】以上のように本実施の形態においては、軟
判定情報を生成する手段を有するので、フェージングや
シャドウイング等の受信信号レベル変動および雑音の影
響を受けたことによる復号時の誤りを低減することが可
能であり、良好なビット誤り率特性が得られる。

【００６６】実施の形態４．図１７に本実施の形態によ
るM-ary SS通信方式を利用したデータの送信および受
信が行われるディジタル変復調装置の構成例を示す。実
施の形態３では、ビタビ復号部１９０Ａにおいて軟判定
によるビタビ復号が行われていたが、本実施の形態で
は、ビット誤りをさらに低減するために、相関値合成お
よび復号部１６０Ｂにおいて、実施の形態２における相
関値合成および復号部１６０Ａと同様に、４分割後の相
関値に対して受信信号レベルに比例した重み付けを行な
った後、合成を行う。従って、本実施の形態は、相関値
合成および復号部１６０Ｂ以外は、実施の形態３の図１
５と同一の構成であり、同一の構成の部分は説明を省略
する。

【００６７】図１４を用いて、本実施の形態が実施の形
態３と異なる相関値合成および復号部１６０Ｂのみ説明
する。実施の形態２で重み付け合成する方法を説明した
ときと同様に、図１４において、１６１Ａは３２種類あ
る相関値に対して、符号部分を取り除いた重み付け係数
を生成するため、絶対値を算出する絶対値回路であり、
１６２Ａは、１６１Ａで得られた重み付け係数と相関値
とを乗算し、相関値に対して重み付けを行う乗算器であ
る。

【００６８】ここで、重み付け方法について説明を行
う。デインターリーバＢ１５０の出力１ブロックには、
３２種類の相関値が入っており、この中で最大の相関値
を有するものは、４分割された直交符号系列に対する準
最適な推定結果と考えられる。特にキャリア位相同期が
完全な場合には、この最大となる相関値の絶対値は、受
信信号レベルに比例したものとなることが期待できる。
そこで、図１４に示される重み付け部分を３２個用意
し、３２種類の４分割された直交符号系列の相関値それ
ぞれに対し、相関値の絶対値に比例したものを個々の相
関値に重み付けし、重み付け後の３２種類の４分割され
た直交符号系列の相関値を用いて、実施の形態３と同じ
符号の合成則に従って、分割前の直交符号系列を推定す
るための相関値を算出する。さらに、得られた符号合成
後の６４種類の相関値の中で、最大となる直交符号系列
を選択し、この符号系列に対応する予め定められたパラ
レルのビットデータを直交符号の復号後のデータとして
出力する。さらに、相関値合成および復号部１６０Ｂで
は、前記機能に加えて、前記最大の相関値となるものを
軟判定情報生成部２００に出力する。

【００６９】以上のように本実施の形態においては、４
分割後の直交符号系列の相関器ごとに得られる相関結果
の絶対値に応じて重み付けを行い、これらの重み付け結
果を合成する合成手段および軟判定情報によりビタビ復
号を行う手段を有するので、フェージングやシャドウイ
ング等の受信信号レベル変動の影響を受けたことによる
直交符号復号時の誤りを低減することが可能であり、良
好なビット誤り率特性が得られる。

【００７０】

【発明の効果】第１の発明においては、直交符号系列を
複数に分割して、分割された直交符号系列をインターリ
ーブして伝送するので、伝送路上で受けるフェージング
およびシャドウイングにより、受信信号レベルが低下し
ている時間が比較的長く、バースト的に信号が失われて
しまう場合でも、フロア誤りが生じにくい変復調装置を
得ることができる。

【００７１】第２の発明においては、ウオルッシュ関数
による直交符号に対し、２k（ｋは整数）で分割し、分
割した直交符号系列を１ブロックとしてインターリーブ
手段に出力する符号分割手段を有するので、伝送路上で
受けるフェージングおよびシャドウイングにより、受信
信号レベルが低下している時間が比較的長く、バースト
的に信号が失われてしまう場合でも、フロア誤りが生じ
にくいばかりでなく、ウオルッシュ直交符号の相関値を
算出するための相関器の総数を抑えることができる。

【００７２】第３の発明においては、相関特性にすぐれ
た擬似雑音系列を既知系列として付加する既知系列付加
手段を有するので、フレームに関して送信の効率を落と
さない系列長の短い既知系列が利用できる。

【００７３】第４の発明においては、符号分割前の直交
符号の相関値を求めるべく、予め定められた方法により
符号分割後の相関値を受信信号レベルに比例した重み付
けを行なった後に合成し、得られた相関値をもとに復号
を行う相関値合成および復号手段を有するので、伝送路
上で受けるフェージングおよびシャドウイングにより、
バースト的に信号が失われてしまう場合でも、フロア誤
りを生じにくくすることができる。

【００７４】第５の発明においては、相関値合成および
復号手段により得られる直交符号系列の相関値のうちで
最大となる相関値を抽出し、この相関値の絶対値算出結
果に基づき、直交符号復号後に行われる前記デインター
リーブ手段の出力に応じたビタビ復号用の軟判定情報を
生成し、さらに、この軟判定情報に基づき誤り訂正を行
う誤り訂正復号手段を有するので、フェージングやシャ
ドウイング等の受信信号レベル変動の影響を受けたこと
による直交符号復号時の誤りを低減することが可能であ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１によるディジタル変復
調装置の構成を示す図である。

【図２】本発明の実施の形態１におけるビットインタ
ーリーバの構成を示す図である。

【図３】本発明の実施の形態１におけるウオルッシュ
関数による１６値の直交符号の行列を示す図である。

【図４】本発明の実施の形態１におけるウオルッシュ
関数による６４値の直交符号の行列を示す図である。

【図５】本発明の実施の形態１におけるインターリー
バの構成を示す図である。

【図６】本発明の実施の形態１における送信フレーム
の構成を示す図である。

【図７】本発明の実施の形態１における変調および拡
散部の構成を示す図である。

【図８】本発明の実施の形態１における逆拡散部の構
成を示す図である。

【図９】本発明の実施の形態１における分割符号相関
値生成部の構成を示す図である。

【図１０】本発明の実施の形態１におけるフレーム検
出部の構成を示す図である。

【図１１】本発明の実施の形態１におけるデインター
リーバの構成を示す図である。

【図１２】本発明の実施の形態１におけるビットデイ
ンターリーバの構成を示す図である。

【図１３】本発明の実施の形態２によるディジタル変
復調装置の構成を示す図である。

【図１４】本発明の実施の形態２における相関値合成
および復号部の重み付け生成法について説明する図であ
る。

【図１５】本発明の実施の形態３によるディジタル変
復調装置の構成を示す図である。

【図１６】本発明の実施の形態３における軟判定情報
生成部の構成を示す図である。

【図１７】本発明の実施の形態４によるディジタル変
復調装置の構成を示す図である。

【図１８】従来のディジタル変復調装置の構成を示す
図である。

【図１９】従来のディジタル変復調装置におけるシン
ボルインターリーバの構成を示す図である。

【図２０】従来のディジタル変復調装置における変調
および拡散部の構成を示す図である。

【図２１】従来のディジタル変復調装置における逆拡
散部の構成を示す図である。

【図２２】従来のディジタル変復調装置におけるシン
ボルデインターリーバの構成を示す図である。

【符号の説明】

１０、２１０畳み込み符号化部２０インターリーバＡ２１インターリーバＡのメモリ３０シリアルパラレル変換部４０、２３０直交符号生成部５０符号分割部６０インターリーバＢ６１インターリーバＢのメモリ７０既知系列付加部７１送信フレーム８０、２４０変調および拡散部８１排他的論理和（ＥＸＯＲ）８２ＰＮ系列発生器８３データ変換部８４局部発振器８５乗算器８６帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）９０、２５０送信アンテナ１００、２６０伝送路１１０、２７０受信アンテナ１２０、２８０逆拡散部１２１帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１２２周波数シンセサイザ１２３周波数変換回路１２４ＰＮ系列発生器１２５乗算器１３０分割符号相関値生成部１３１、１３２、１３３相関器１３４、１３５、１３６直交符号発生部１３７、１３８、１３９符号反転器１４０フレーム検出部１４１符号判定器１４２既知系列検出器１５０デインターリーバＢ１５１デインターリーバＢのメモリ１６０、１６０Ａ、１６０Ｂ相関値合成および復号部１６１Ａ絶対値回路１６２Ａ乗算器１７０パラレル／シリアル変換部１８０デインターリーバＡ１８１デインターリーバＡのメモリ１９０、１９０Ａビタビ復号部２００軟判定情報生成部２０１絶対値回路２０２パラレル／シリアル変換器２０３デインターリーバＣ２０４データ変換部２０５遅延器２０６乗算器２１０畳み込み符号化部２２０シンボルインターリーバ２９０受信タイミング検出部３００シンボルデインターリーバ３１０誤り訂正復号部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】送信側に、入力されたデータを畳み込み符号化し、畳み込み符号化
データを生成する畳み込み符号化手段と、前記畳み込み符号化データを予め定められた規則により
インターリーブするビットインターリーブ手段と、前記ビットインターリーブ手段によりインターリーブさ
れた畳み込み符号化データをシリアル／パラレル変換す
るシリアル／パラレル変換手段と、前記シリアル／パラレル変換手段により変換されたパラ
レルデータに基づき直交符号を生成する直交符号生成手
段と、前記直交符号生成手段により生成された直交符号系列を
複数に分割する符号分割手段と、前記符号分割手段により分割された直交符号系列を１ブ
ロックとして、ブロックごとにインターリーブするイン
ターリーブ手段と、前記インターリーブ手段によりインターリーブされた符
号分割後の直交符号系列に、既知系列を付加して送信フ
レームを生成する既知系列付加手段と、前記既知系列付加手段により生成された送信フレームを
予め定められた拡散系列によりスペクトル拡散して送信
する変調および拡散手段とを有し、受信側に、前記送信されるスペクトル拡散出力を逆拡散する逆拡散
手段と、前記逆拡散手段により逆拡散された符号分割前
の直交符号系列に対する相関値を算出する分割符号相関
値生成手段と、前記分割符号相関値生成手段により算出された相関値に
基づき、既知系列を検出し、フレームタイミングを生成
するフレーム検出手段と、前記分割符号相関値生成手段により算出された相関値と
前記フレーム検出手段により生成されたフレームタイミ
ングを用いて、送信側における符号分割後の符号分割さ
れた直交符号を時系列の順番に戻すデインターリーブ手
段と、前記デインターリーブ手段により時系列の順番に戻され
た直交符号列と前記フレーム検出手段により生成された
フレームタイミングに基づき、符号分割前の直交符号系
列に対する相関値を生成するとともに、直交符号の復号
を行う相関値合成および復号手段と、前記相関値合成および復号手段により復号されたパラレ
ルデータをシリアルデータに変換するパラレル／シリア
ル変換手段と、前記パラレル／シリアル変換手段により変換されたシリ
アルデータにもとづき、畳み込み符号化後のデータの時
系列順に戻すビットデインターリーブ手段と、前記ビットデインターリーブ手段により畳み込み符号化
後のデータの時系列順に戻されたシリアルデータに基づ
き畳み込み符号を復号する誤り訂正復号手段とを有する
ことを特徴とするディジタル変復調装置。
【請求項２】前記符号分割手段は、ウオルッシュ関数に
よる直交符号に対し、２k（ｋは整数）に分割し、相関値合成および復号手段は、前記デインターリーブ手
段により時系列の順番に戻された直交符号列と前記フレ
ーム検出手段により生成されたフレームタイミングに基
づき、符号分割前のウオルッシュ関数に従う直交符号系
列に対する相関値を生成するとともに、前記直交符号の
復号を行うことを特徴とする請求項１に記載のディジタ
ル変復調装置。
【請求項３】前記既知系列付加手段は、前記インター
リーブ手段によりインターリーブされた符号分割後の直
交符号系列に、擬似雑音系列を既知系列として付加して
送信フレームを生成し、前記フレーム検出手段は、前記
分割符号相関値生成手段により算出された相関値に基づ
き、擬似雑音系列の既知系列を検出し、フレームタイミ
ングを生成することを特徴とする請求項１に記載のディ
ジタル変復調装置。
【請求項４】前記相関値合成および復号手段は、前記
デインターリーブ手段により時系列の順番に戻された直
交符号列と前記フレーム検出手段により生成されたフレ
ームタイミングに基づき、符号分割前の直交符号系列に
対する相関値に、受信信号レベルに比例した重み付けを
行なった後に合成し、得られた相関値をもとに直交符号
の復号を行うことを特徴とする請求項１に記載のディジ
タル変復調装置。
【請求項５】前記相関値合成および復号手段により得
られる直交符号系列の相関値のうちで最大となる相関値
を抽出し、この相関値の絶対値算出結果に基づき、直交
符号復号後に行われる前記デインターリーブ手段の出力
に応じたビタビ復号用の軟判定情報を生成する軟判定情
報生成手段を有し、前記誤り訂正復号手段は、前記軟判定情報生成手段から
の軟判定情報に基づいて前記ビットデインターリーブ手
段により畳み込み符号化後のデータの時系列順に戻され
たシリアルデータを得て、このシリアルデータに基づき
畳み込み符号に対する復号を行うことを特徴とする請求
項１に記載のディジタル変復調装置。