JPH11261373A - 移相器、電圧制御型発振回路、復調回路及び信号処理装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】移相器、電圧制御型発振回路、復調回路及び信
号処理装置に関し、例えばラジオ受信機、テレビジョン
受像機、衛星放送受信機、ビデオテープレコーダ、移動
体通信機等に適用して、集積回路化に好適な移相器、電
圧制御型発振回路、復調回路、これらを用いた信号処理
装置を提案する。 【解決手段】本発明は、入力端等をハイインピーダンス
により保持して、入力信号Ｖｉｎ、−Ｖｉｎに対して９
０度位相の異なる位相信号ＶＬ、−ＶＬを生成し、この
位相信号ＶＬ、−ＶＬに応じた駆動電流ｉＬ１をそれぞ
れ入力信号−Ｖｉｎ、Ｖｉｎより流出させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、移相器、電圧制御
型発振回路、復調回路及び信号処理装置に関し、例えば
ラジオ受信機、テレビジョン受像機、衛星放送受信機、
ビデオテープレコーダ、移動体通信機等に適用すること
ができる。本発明は、入力端等をハイインピーダンスに
より保持して、入力信号に対して９０度位相の異なる位
相信号を生成し、この位相信号に応じた駆動電流をそれ
ぞれ入力信号より流出させることにより、集積回路化に
好適な移相器、電圧制御型発振回路、復調回路、これら
を用いた信号処理装置を提案する。

【０００２】

【従来の技術】従来、テレビジョン受像機等の信号処理
装置においては、各種移相器を用いて検波回路、復調回
路を構成するようになされている。

【０００３】すなわち図１２は、テレビジョン受像機、
ラジオ受信機等に適用されるＡＭ（Amplitude Modulati
on）同期検波回路を示すブロック図である。このＡＭ同
期検波回路１は、例えば中間周波回路より出力されるＡ
Ｍ変調信号Ｓ１を掛け算器２に与え、ここで電圧制御型
発振回路（ＶＣＯ）３の出力信号Ｓ２と乗算する。ロー
パスフィルタ（ＬＰＦ）４は、この掛け算器２の出力信
号を帯域制限して出力し、電圧制御型発振回路３は、こ
のローパスフィルタ４の出力信号が０レベルになるよう
に、出力信号Ｓ２の周波数を可変する。これにより掛け
算器２、電圧制御型発振回路３、ローパスフィルタ４
は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop ）回路を構成し、９０
度の位相差によりＡＭ変調信号Ｓ１に位相同期してなる
出力信号Ｓ２を生成する。

【０００４】移相器５は、この出力信号Ｓ２の位相を９
０度変化させ、これによりＡＭ変調信号Ｓ１に対して０
度の位相差により位相同期し、かつ一定振幅でなる基準
信号Ｓ３を生成する。掛け算器６は、この基準信号Ｓ３
とＡＭ変調信号Ｓ１とを乗算して低域成分を出力するこ
とにより、ＡＭ変調信号Ｓ１をエンベロープ検波してな
るＡＭ検波信号Ｓ４を出力する。

【０００５】これに対して図１３は、例えば携帯電話等
の移動体通信機に適用されるＱＰＳＫ（Quadrature Pha
se Shift Keying ）復調回路を示すブロック図である。
このＱＰＳＫ復調回路１１は、例えば中間周波回路より
出力されるＱＰＳＫ変調信号Ｓ１１を掛け算器１２に与
え、ここで電圧制御型発振回路（ＶＣＯ）１３の出力信
号Ｓ１２と乗算する。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４
は、この掛け算器１２の出力信号を帯域制限して出力
し、電圧制御型発振回路１３は、このローパスフィルタ
１４の出力信号に応じて出力信号Ｓ１２の周波数を可変
する。これにより掛け算器１２、電圧制御型発振回路１
３、ローパスフィルタ１４は、ＰＬＬ回路を構成し、９
０度の位相差によりＱＰＳＫ変調信号Ｓ１１の搬送波に
位相同期してなる出力信号Ｓ１２を生成する。

【０００６】移相器１５は、この出力信号Ｓ１２の位相
を４５度変化させ、これによりＱＰＳＫ変調信号Ｓ１１
の搬送波に対して４５度の位相差により位相同期し、か
つ一定振幅でなる基準信号Ｓ１３を生成する。掛け算器
１６は、この基準信号Ｓ１３とＱＰＳＫ変調信号Ｓ１１
とを乗算して低域成分を出力することにより、Ｑ軸を基
準にしてＱＰＳＫ変調信号Ｓ１１を復調してなるＱ信号
ＳＱを出力する。

【０００７】また移相器１７は、この出力信号Ｓ１２の
位相を−４５度変化させ、これによりＱＰＳＫ変調信号
Ｓ１１の搬送波に対して−４５度の位相差により位相同
期し、かつ一定振幅でなる基準信号Ｓ１４を生成する。
掛け算器１８は、この基準信号Ｓ１４とＱＰＳＫ変調信
号Ｓ１１とを乗算して低域成分を出力することにより、
Ｉ軸を基準にしてＱＰＳＫ変調信号Ｓ１１を復調してな
るＩ信号ＳＩを出力する。

【０００８】これに対して図１４は、例えばテレビジョ
ン受像機の音声検波に適用されるＦＭ（Frequency Modu
lation）検波回路を示すブロック図である。このＦＭ検
波回路２１は、クウォドレイチャー方式の検波回路であ
り、例えば中間周波回路より出力されるＦＭ変調信号Ｓ
２１をバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２２に与える。

【０００９】ここでバンドパスフィルタ２２は、搬送波
周波数ｆ０を中心として、ＦＭ変調信号Ｓ２１を帯域制
限して出力することにより、この搬送波周波数ｆ０を中
心としてＦＭ変調信号Ｓ２１の周波数に応じて位相が変
化してなる帯域制限信号Ｓ２２を出力する。移相器２３
は、ＦＭ変調信号Ｓ２１の位相を９０度変化させて出力
し、位相弁別回路２４は、この移相器２３の出力信号Ｓ
２３と、帯域制限信号Ｓ２２とを乗算することにより、
ＦＭ変調信号Ｓ２１の周波数に応じて信号レベルが変化
してなるＦＭ検波信号Ｓ２４を出力する。

【００１０】このようにして各種復調回路に適用される
移相器は、コンデンサ、抵抗等を用いたイコライザ回路
構成により、又はバイカッドフィルタにより構成される
ようになされている。

【００１１】図１５は、このバイカッドフィルタによる
移相器を示すブロック図である。この移相器３０は、非
反転入力端に正側信号源３１を接続した第１の演算増幅
回路３２と、この演算増幅回路３２の出力を反転入力端
に入力する第２の演算増幅回路３３とにより構成され
る。移相器３０は、この第２の演算増幅回路３３の出力
を第１及び第２の演算増幅回路３２及び３３の反転入力
端に帰還すると共に、各演算増幅回路３２及び３３に所
定容量のコンデンサＣ１及びＣ２を接続する。さらに移
相器３０は、これら第１及び第２の演算増幅回路３２及
び３３のコンデンサＣ１及びＣ２にそれぞれ負側信号源
３４及び正側信号源３５を接続する。これにより移相器
３０では、次式により伝達関数が表されるようになされ
ている。なおここでgm1 及びgm2 は、演算増幅回路３２
及び３３の相互コンダクタンスであり、Ｓは、ラプラス
演算子である。

【００１２】

【数１】

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】ところでコンデンサ、
抵抗等のイコライザ回路構成の移相器を用いると、この
種の復調回路、検波回路は、集積回路化して、所望の特
性を簡易に確保することが困難な問題がある。

【００１４】すなわちイコライザ回路構成の移相器は、
集積回路化すると、抵抗値等のばらつきにより特性のば
らつきを避け得ず、これにより所望の特性を確保しよう
とすると、種々の調整作業が必要になる。さらにインダ
クタンス値の調整により移相量を調整するような場合に
は、これに伴ってＱの変化を避け得ず、出力レベルが変
動する等により特性の劣化を避け得なくなる。

【００１５】この問題を解決する１つの方法としてバイ
カッドフィルタによる移相器を使用することが考えられ
るが、バイカッドフィルタによる移相器は、２つの演算
増幅回路により使用可能周波数の上限が限られ、処理す
る信号の周波数が高い場合、適用することが困難な問題
がある。

【００１６】因みに、バイカッドフィルタによる移相器
は、演算増幅回路のＧＢ積により使用周波数範囲が制限
され、使用可能な周波数範囲で使用する場合でも、使用
周波数帯の上限付近で使用すると、入出力間において位
相及び利得にオフセットが発生する。またこのように使
用周波数帯の上限付近で使用すると、出力インピーダン
スも無視できなくなり、またＱも低下する。

【００１７】また使用周波数が低い場合でも、２つの演
算増幅回路３２及び３３を積分器として動作させること
により、出力Ｖout にオフセット電圧の発生を避け得
ず、何段もの従属接続すると、正しい動作を保障できな
くなる恐れがある。さらに集積回路化して、前後段の回
路と差動入力、差動出力により信号を入出力する場合に
は、さらに２つの演算増幅回路を追加して、図１５に説
明したと同様の回路を形成する必要があり、その分全体
構成が煩雑になる問題がある。

【００１８】本発明は以上の点を考慮してなされたもの
で、これらの問題点を一挙に解決して集積回路化に好適
な移相器、復調回路、これら移相器、復調回路を用いた
信号処理装置を提案しようとするものである。

【００１９】

【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め本発明においては、移相器、移相器を用いた復調回
路、移相器を用いた信号処理装置に適用して、これら移
相器において、１対の入出力端に所定の形態により第１
及び第２のコンデンサ及び第１及び第２の抵抗を接続
し、位相信号生成回路により、これら第１及び第２のコ
ンデンサの各端子をハイインピーダンスにより保持する
と共に、第１及び第２の入力端の入力信号に対して９０
度位相の異なる第１及び第２の位相信号を生成し、電流
源により、第１及び第２の位相信号に応じた駆動電流
を、それぞれ第２及び第１の入力端、第２及び第１の出
力端より流出させる。

【００２０】また電圧制御型発振回路、この電圧制御型
発振回路を用いた復調回路、この電圧制御型発振回路を
用いた信号処理装置に適用して、この電圧制御型発振回
路をバンドパスフィルタと、バンドパスフィルタの出力
信号をバンドパスフィルタに正帰還する帰還回路とによ
り構成する。さらにこのバンドパスフィルタにおいて、
帰還回路より差動入力による第１及び第２の入力信号を
ハイインピーダンスにより受け、それぞれ９０度位相の
異なる第１及び第２の位相信号を生成すると共に、この
第１及び第２の位相信号に応じた駆動電流を、それぞれ
第２及び第１の入力端より流出させるように構成し、こ
の駆動電流を制御する。

【００２１】また復調回路、この復調回路を用いた信号
処理装置に適用して、この復調回路を、周波数変調信号
を帯域制限して出力するバンドパスフィルタと、このバ
ンドパスフィルタの出力信号を基準にして周波数変調信
号を処理する位相弁別回路とにより構成する。このとき
バンドパスフィルタにおいて、差動入力による周波数変
調信号をハイインピーダンスにより受け、周波数変調信
号に対してそれぞれ９０度位相の異なる差動出力の位相
信号を生成すると共に、これら差動出力の位相信号に応
じた駆動電流をそれぞれ変調信号の入力端より流出させ
る。

【００２２】ハイインピーダンスにより保持して、第１
及び第２の入力端の入力信号に対して９０度位相の異な
る第１及び第２の位相信号を生成し、電流源により、第
１及び第２の位相信号に応じた駆動電流を、それぞれ第
２及び第１の入力端、第２及び第１の出力端より流出さ
せれば、この第１及び第２の入力端、第１及び第２の出
力端より見て、入力信号に対して９０度位相の異なる電
流が流れることになり、これにより入出力端間に等化的
にインダクタンスを配置した構成を形成することができ
る。

【００２３】これにより移相器、移相器を用いた復調回
路、移相器を用いた信号処理装置に適用して、これら移
相器において、１対の入出力端間に所定の形態により第
１及び第２のコンデンサ及び第１及び第２の抵抗を接続
して、梯子型の４端子回路網を形成することができ、入
力信号に対して９０度位相の異なる出力信号を出力する
ことができる。

【００２４】また電圧制御型発振回路、この電圧制御型
発振回路を用いた復調回路、この電圧制御型発振回路を
用いた信号処理装置に適用して、この電圧制御型発振回
路をバンドパスフィルタと帰還回路とにより構成し、上
述の構成と類似の構成によるインダクタンスを用いてこ
のバンドパスフィルタを構成すると共に、帰還回路より
差動入力による第１及び第２の入力信号を受けるように
すれば、正帰還による発振回路を構成することができ
る。さらにこのとき、それぞれ第２及び第１の入力端よ
り流出させる駆動電流を制御するようにして、駆動電流
の制御により発振周波数を可変することができる。これ
により必要に応じて入力信号と、位相信号とを選択的に
使用して種々の変調信号を処理することができる。

【００２５】また復調回路、この復調回路を用いた信号
処理装置に適用して、この復調回路を、周波数変調信号
を帯域制限して出力するバンドパスフィルタと、このバ
ンドパスフィルタの出力信号を基準にして周波数変調信
号を処理する位相弁別回路とにより構成するようにし、
上述のインダクタンスを用いてこのバンドパスフィルタ
を構成すれば、従来構成の移相器を使用しなくても、周
波数変調信号を処理することができる。

【００２６】

【発明の実施の形態】以下、適宜図面を参照しながら本
発明の実施の形態を詳述する。

【００２７】（１）第１の実施の形態 図１は、本発明の第１の実施の形態に係る移相器を示す
接続図である。この実施の形態において、この移相器４
０は、図１２及び図１４について上述した移相器に代え
て適用され、種々の信号処理回路と共に集積回路化され
る。

【００２８】すなわち移相器４０は、前段の信号処理回
路からの差動入力Ｖｉｎ及び−Ｖｉｎをそれぞれトラン
ジスタＱ１及びＱ２のベースに受ける。なおこの入力回
路において、直流バイアスの記載は省略する。トランジ
スタＱ１及びＱ２は、エミッタフォロワ回路構成による
ハイインピーダンス入力の差動対であり、それぞれコレ
クタが電源ＶＣＣに接続され、エミッタに抵抗Ｒ１３及
びＲ１４が接続される。

【００２９】さらにトランジスタＱ１及びＱ２は、抵抗
Ｒ１３及びＲ１４の他端がコンデンサＣ１３により接続
され、このコンデンサＣ１３の両端がそれぞれトランジ
スタＱ３及びＱ４のコレクタに接続される。これらトラ
ンジスタＱ３及びＱ４は、エミッタに電流源４１及び４
２が接続され、またこれらトランジスタＱ３及びＱ４の
エミッタが抵抗Ｒ１５により接続されるようになされて
いる。これらによりトランジスタＱ１及びＱ２は、入力
端をハイインピーダンスにより保持すると共に、コンデ
ンサＣ１３の両端に、それぞれ入力信号Ｖｉｎ及び−Ｖ
ｉｎに対して９０度位相の変化してなる位相信号を生成
する。なおここでコンデンサＣ１３の容量は、Ｃ１／２
である。また抵抗Ｒ１３及びＲ１４、抵抗Ｒ１５は、抵
抗値Ｒ１に設定される。

【００３０】またトランジスタＱ１及びＱ２は、それぞ
れコンデンサＣ１４及びＣ１５を介してトランジスタＱ
５及びＱ６とベースを共通に接続し、これらトランジス
タＱ５及びＱ６のコレクタが電源ＶＣＣに接続され、ま
たこれらトランジスタＱ５及びＱ６のエミッタがそれぞ
れエミッタ抵抗Ｒ１６及びＲ１７を介してトランジスタ
Ｑ３及びＱ４のコレクタに接続されるようになされてい
る。

【００３１】これによりトランジスタＱ５及びＱ６は、
トランジスタＱ１及びＱ２と共に、ハイインピーダンス
入力の差動対を構成し、移相器４０においては、これら
トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ５、Ｑ６の差動対によりコ
ンデンサＣ１４及びＣ１５の両端をハイインピーダンス
により保持するようになされ、これらコンデンサＣ１４
及びＣ１５の両端がそれぞれ２端子の入出力端に割り当
てられるようになされている。なおコンデンサＣ１４及
びＣ１５の容量は、Ｃ２であり、抵抗Ｒ１６及びＲ１７
の抵抗値は、抵抗Ｒ１３及びＲ１４と等しいＲ１であ
る。

【００３２】さらにトランジスタＱ１及びＱ２は、それ
ぞれエミッタに電流源４３及び４４を接続してなるトラ
ンジスタＱ７及びＱ８のベースに、コンデンサＣ１３の
両端が接続され、これらトランジスタＱ７及びＱ８のエ
ミッタが抵抗Ｒ１９により接続されると共に、それぞれ
トランジスタＱ５及びＱ６側の出力端に接続される。こ
れにより移相器４０は、コンデンサＣ１３の両端に現れ
る位相信号に応じて、出力端でなるコンデンサＣ１４及
びＣ１５の一端を電流駆動するようになされている。

【００３３】また同様に、トランジスタＱ１及びＱ２
は、それぞれエミッタに電流源４５及び４６を接続して
なるトランジスタＱ９及びＱ１０のベースに、コンデン
サＣ１３の両端が接続される。これらトランジスタＱ９
及びＱ１０は、エミッタが抵抗Ｒ２０により接続される
と共に、それぞれトランジスタＱ１及びＱ２側の入力端
にコレクタが接続される。これにより移相器４０は、コ
ンデンサＣ１３の両端に現れる位相信号に応じて、入力
端でなるコンデンサＣ１４及びＣ１５の他端を電流駆動
するようになされている。なおこれら抵抗Ｒ１９及びＲ
２０の抵抗値は、２Ｒ２である。

【００３４】さらに移相器４０においては、これら入力
端及び出力端が抵抗Ｒｅによりたすき掛け状に接続され
るようになされている。

【００３５】以上の構成において、前段の信号処理回路
より入力される差動入力Ｖｉｎ及び−Ｖｉｎは、それぞ
れハイインピーダンス入力のトランジスタＱ１及びＱ２
に入力されると共に、他端が同様にハイインピーダンス
に保持されたコンデンサＣ１４及びＣ１５をそれぞれ介
して出力端に出力される。

【００３６】ここでコンデンサＣ１３の両端電圧をそれ
ぞれＶＬ及び−ＶＬとおき、コンデンサＣ１３のトラン
ジスタＱ１側においてキルヒホッフの定理を適用する
と、この移相器４０においては、次式の関係式を得るこ
とができる。なおここでｉ１は、抵抗Ｒ１３の電流であ
り、ｉ２は、コンデンサＣ１３の電流であり、ｉ３は、
トランジスタＱ３のコレクタ電流であり、ｉ４は、抵抗
Ｒ１７の電流である。またＶｏｕｔ、−Ｖｏｕｔは、出
力端の電圧である。

【００３７】

【数２】

【００３８】

【数３】

【００３９】

【数４】

【００４０】

【数５】

【００４１】ここでトランジスタＱ３及びＱ４のベース
にコンデンサＣ１３の両端が接続され、これらトランジ
スタＱ３及びＱ４のエミッタが抵抗Ｒ１５により接続さ
れていることにより、（２）式の電流ｉ３は、次式によ
り表される。

【００４２】

【数６】

【００４３】これら（３）〜（６）式を（２）式に代入
すれば、次式の関係式を得ることができる。

【００４４】

【数７】

【００４５】さらにこの（７）式を整理すれば、次式の
関係式を得ることができる。

【００４６】

【数８】

【００４７】ここでトランジスタＱ９及びＱ１０は、そ
れぞれコンデンサＣ１３の両端にベースを接続し、この
ベース電圧に応じて、トランジスタＱ２及びＱ１のベー
スより、次式で表される電流ｉＬ１を流出させることに
なる。

【００４８】

【数９】

【００４９】ここで（８）式を（９）式に代入すれば、
次式の関係式を得ることができる。

【００５０】

【数１０】

【００５１】これにより抵抗Ｒｅ及びコンデンサＣ１
４、Ｃ１５が接続されていないとした場合に、信号源Ｖ
ｉｎ及び−ＶｉｎよりそれぞれトランジスタＱ１及びＱ
２側を見たインピーダンスＺは、次式により表され、入
出力端に非接地型のアクティブインダクタンスＺ（＝Ｃ
１・Ｒ１・Ｒ２）が形成されていることが分かる。

【００５２】

【数１１】

【００５３】また同様にトランジスタＱ７及びＱ８は、
それぞれコンデンサＣ１３の両端にベースを接続し、こ
のベース電圧に応じて、出力電圧−Ｖｏｕｔ及びＶｏｕ
ｔでなる出力端より、次式で表される電流ｉＬ２を流出
させることになる。

【００５４】

【数１２】

【００５５】ここで（８）式を（１２）式に代入すれ
ば、次式の関係式を得ることができる。

【００５６】

【数１３】

【００５７】これにより抵抗Ｒｅ及びコンデンサＣ１
４、Ｃ１５が接続されていないとした場合に、出力端よ
りそれぞれトランジスタＱ５及びＱ６側を見たインピー
ダンスＺは、次式により表され、これによっても入出力
端に非接地型のアクティブインダクタンスＺ（＝Ｃ１・
Ｒ１・Ｒ２）が形成されていることが分かる。

【００５８】

【数１４】

【００５９】このようにして形成される非接地型のアク
ティブインダクタンスＺ（＝Ｃ１・Ｒ１・Ｒ２）の接続
端でなる入出力端においては、トランジスタＱ１、Ｑ
２、Ｑ５、Ｑ６によりハイインピーダンスに保持されて
所定の直流レベルによりバイアスされ、コンデンサＣ１
４、Ｃ１５、抵抗Ｒｅが接続されていることにより、移
相器４０は、図２に示す等化回路により示すことができ
る。

【００６０】これにより入出力間における伝達関数Ｔ
（Ｓ）は、次式により表され、これにより入力信号に対
して出力信号の位相を９０度変化させる２次の移相器を
構成することができる。なおここでＬ１は、ＳＣ１・Ｒ
１・Ｒ２である。

【００６１】

【数１５】

【００６２】以上の構成によれば、２対の差動対トラン
ジスタＱ１及びＱ２、Ｑ５及びＱ６によりそれぞれコン
デンサＣ１４及びＣ１５の両端をハイインピーダンスに
より保持すると共に、差動対トランジスタＱ１及びＱ２
に入力信号Ｖｉｎ、−Ｖｉｎを入力して入力信号Ｖｉ
ｎ、−Ｖｉｎに対して９０度位相の異なる位相信号を生
成し、この位相信号に応じて入出力端より電流を流出さ
せることにより、非接地型のアクティブインダクタンス
をそれぞれコンデンサＣ１４及びＣ１５に並列に接続し
てなる４端子回路網を形成することができる。これによ
り抵抗Ｒｅをたすき掛けに接続して、移相器を構成する
ことができる。このときバイカッドフィルタのように積
分回路を用いなくても所望の特性による移相器を構成す
ることができ、これによりオフセット電圧の発生を防止
することができる。従ってその分全体としてダイナミッ
クレンジの損失を有効に回避して、高ＳＮ比により入力
信号を処理することができる。

【００６３】また積分回路を用いなくて良いことによ
り、低電圧により動作させることができ、その分全体の
消費電力を低減することができる。

【００６４】さらにＮＰＮ型トランジスタのみにより構
成できることにより、バイカッドフィルタによる場合の
ようにＰＮＰ型トランジスタを使用することによる周波
数特性の劣化を防止することができ、周波数の高い復調
回路等に適用することができる。

【００６５】さらに全体として差動入力、差動出力によ
り移相器を構成することができ、その分前後の信号処理
回路との入出力を簡略化することができ、さらにＳＮ
比、安定度を向上することができる。

【００６６】これらにより集積回路化して、チップ面積
を低減でき、その分簡易な構成により集積回路化するこ
とができる。

【００６７】（２）第２の実施の形態 図３は、第２の実施の形態に係る移相器を示す接続図で
ある。この移相器４９では、それぞれ入力端に抵抗Ｒｉ
ｎでなるドライブ抵抗を接続し、また出力端に抵抗Ｒｏ
ｕｔでなる終端抵抗を接続する。

【００６８】この場合等化回路は、図４に示すように表
すことができ、伝達関数Ｆ（Ｓ）は、次式により表され
る。

【００６９】

【数１６】

【００７０】この（１６）式の伝達関数Ｆ（Ｓ）が移相
器を示すのは、Ｒｉｎ＝Ｒｏｕｔ＝Ｒのとき、Ｃ２／Ｒ
ｅ＝Ｃ２／２Ｒでなることにより、Ｒｅ＝２Ｒｉｎによ
り移相器を構成することができる。

【００７１】図３に示す構成によっても第１の実施の形
態と同様の効果を得ることができる。また梯子型伝送網
内に移相器を直流オフセット無く挿入できることによ
り、群遅延特性（Group-Delay ）を補正することができ
る。

【００７２】（３）第３の実施の形態 図５は、本発明の第３の実施の形態に係るクウォドレイ
チャー方式の検波回路であり、例えば中間周波回路より
出力されるＦＭ変調信号Ｓ５１をバンドパスフィルタ
（ＢＰＦ）５２に与える。

【００７３】ここでバンドパスフィルタ５２は、搬送波
周波数ｆ０を中心として、ＦＭ変調信号Ｓ５１を帯域制
限して出力することにより、このＦＭ変調信号Ｓ５１の
搬送波信号に対して９０度の位相差を有する信号に対し
て、ＦＭ変調信号Ｓ５１の周波数に応じて位相が変化し
てなる帯域制限信号Ｓ５２を出力する。位相弁別回路５
４は、ＦＭ変調信号Ｓ５１と帯域制限信号Ｓ５２とを乗
算して低域成分を出力することにより、従来構成（図１
４）における移相器を省略して、ＦＭ変調信号Ｓ５１の
周波数に応じて信号レベルが変化してなるＦＭ検波信号
Ｓ５３を出力する。

【００７４】図６は、バンドパスフィルタ５２を示す接
続図である。バンドパスフィルタ５２は、それぞれドラ
イブ抵抗Ｒ２１及びＲ２２を介して、前段の信号処理回
路より差動入力によりＦＭ変調信号Ｓ５１を入力する。
なおここでは、ＦＭ変調信号Ｓ５１を差動入力Ｖｉｎ及
び−Ｖｉｎにより示す。バンドパスフィルタ５２は、差
動入力Ｖｉｎ及び−ＶｉｎをコンデンサＣ２１の両端に
受ける。コンデンサＣ２１は、並列共振容量を構成し、
容量が値Ｃｄ／２に設定され、抵抗Ｒ２１及びＲ２２
は、抵抗値Ｒｄに設定されるようになされている。

【００７５】トランジスタＱ１１及びＱ１２は、エミッ
タフォロワ回路構成によるハイインピーダンス入力の差
動対であり、トランジスタＱ１３〜Ｑ１６、抵抗Ｒ２３
〜Ｒ２５、コンデンサＣ２３、電流源６１、６２と共に
それぞれ９０度の移相器を構成する。

【００７６】すなわちトランジスタＱ１１及びＱ１２
は、それぞれコレクタが電源ＶＣＣに接続され、エミッ
タに抵抗Ｒ２３及びＲ２４が接続される。トランジスタ
Ｑ１１及びＱ１２は、この抵抗Ｒ２３及びＲ２４の他端
がコンデンサＣ２３により接続される。さらにトランジ
スタＱ１１及びＱ１２は、コンデンサＣ２３の両端がそ
れぞれトランジスタＱ１３及びＱ１４のコレクタに接続
され、これらトランジスタＱ１３及びＱ１４のエミッタ
に電流源６１及び６２が接続され、またこれらトランジ
スタＱ１３及びＱ１４のエミッタが抵抗Ｒ２５により接
続されるようになされている。これらによりトランジス
タＱ１１及びＱ１２は、入力端をハイインピーダンスに
より保持して、入力信号Ｖｉｎ及び−Ｖｉｎに対してそ
れぞれ９０度位相の変化してなる位相信号をコンデンサ
Ｃ２３の両端に生成する。なおここでコンデンサＣ２３
の容量は、Ｃ０／２である。また抵抗Ｒ２３及びＲ２４
は、抵抗値Ｒ０に設定される。

【００７７】またトランジスタＱ１１及びＱ１２は、そ
れぞれエミッタに電流源６３及び６４を接続してなるト
ランジスタＱ１５及びＱ１６のベースに、コンデンサＣ
２３の両端が接続され、これらトランジスタＱ１５及び
Ｑ１６のエミッタが、他方のトランジスタＱ１２及びＱ
１１に接続されたトランジスタＱ１３及びＱ１４のベー
スに接続されるようになされている。

【００７８】なおこのトランジスタＱ１３及びＱ１４の
エミッタを接続する抵抗Ｒ２５は、抵抗Ｒ２３及びＲ２
４の抵抗値の２倍の抵抗値２Ｒ０に設定されるようにな
されている。

【００７９】トランジスタＱ１７及びＱ１８は、電流源
６５及び６６によりそれぞれエミッタを接地し、抵抗Ｒ
２６によりエミッタが接続される。さらにトランジスタ
Ｑ１７及びＱ１８は、それぞれトランジスタＱ１５及び
Ｑ１６のエミッタをベースに接続し、電流可変回路６８
を介してトランジスタＱ１１及びＱ１２のベースにコレ
クタを接続する。ここで抵抗Ｒ２６は、抵抗値２Ｒ２に
設定されるようになされている。

【００８０】電流可変回路６８は、トランジスタＱ１７
及びＱ１８のコレクタ電流をそれぞれＫ倍して入力端よ
り流出させる。これによりトランジスタＱ１７及びＱ１
８は、電流可変回路６８の制御により、コンデンサＣ２
３の端子電圧でなる位相信号に応じて入力端を電流駆動
する。

【００８１】図６の構成において、ＦＭ変調信号Ｓ５１
は、差動入力Ｖｉｎ及び−Ｖｉｎとして、抵抗Ｒ２１及
びＲ２２を介して、ハイインピーダンス入力のトランジ
スタＱ１１及びＱ１２に入力される。

【００８２】ここでトランジスタＱ１１及びＱ１２のベ
ース電圧をそれぞれＶＢ及び−ＶＢ、コンデンサＣ２３
の両端電圧をそれぞれＶＬ及び−ＶＬとおき、コンデン
サＣ２３のトランジスタＱ１１側においてキルヒホッフ
の定理を適用すると、このバンドパスフィルタ５２にお
いては、次式の関係式を得ることができる。なおここで
ｉ５は、抵抗Ｒ２３の電流であり、ｉ６は、コンデンサ
Ｃ２３の電流であり、ｉ７は、トランジスタＱ１４のコ
レクタ電流である。

【００８３】

【数１７】

【００８４】

【数１８】

【００８５】

【数１９】

【００８６】ここでトランジスタＱ１５及びＱ１６のベ
ースにコンデンサＣ２３の両端が接続され、これらトラ
ンジスタＱ１５及びＱ１６のエミッタが、他方のトラン
ジスタＱ１２及びＱ１１に接続されたトランジスタＱ１
４及びＱ１３のベースに接続されるようになされている
ことにより、（１７）式の電流ｉ７は、次式により表さ
れる。

【００８７】

【数２０】

【００８８】これらより次式の関係式を得ることができ
る。

【００８９】

【数２１】

【００９０】さらにこの（２１）式を整理すれば、次式
の関係式を得ることができ、これによりコンデンサＣ２
３の両端電圧ＶＬ及び−ＶＬにおいては、トランジスタ
Ｑ１１及びＱ１２のベース入力を積分してなる９０度位
相成分が現れることが分かる。すなわちコンデンサＣ２
３の両端に、入力信号Ｖｉｎ、−Ｖｉｎに対して９０度
位相の変化してなる位相信号が現れることになる。

【００９１】

【数２２】

【００９２】ここでトランジスタＱ１７及びＱ１８は、
それぞれトランジスタＱ１５及びＱ１６のエミッタをベ
ースに接続し、このベース電圧に応じて、抵抗Ｒ２１及
びＲ２２の両端より、次式で表される電流ｉＬのＫ倍値
を流出させることになる。

【００９３】

【数２３】

【００９４】ここで（２２）式を（２３）式に代入すれ
ば、次式の関係式を得ることができる。

【００９５】

【数２４】

【００９６】これにより、図７に示すように、抵抗Ｒ１
１及びＲ１２の両端に、非接地型のアクティブインダク
タンスＺ（＝Ｋ・Ｃ０・Ｒ０・Ｒ２）が接続されている
ことが分かる。これにより抵抗Ｒ２１及びＲ２２の抵抗
値Ｒｄ、コンデンサＣ２１の容量Ｃｄ／２を用いて、次
式の関係式を得ることができる。

【００９７】

【数２５】

【００９８】これによりトランジスタＱ１１及びＱ１２
のベースに接続されてなる出力端の端子電圧ＶＢ及び−
ＶＢにおいては、信号源Ｖｉｎ及び−Ｖｉｎのバンドパ
ス出力でなることが分かる。また信号源Ｖｉｎ及び−Ｖ
ｉｎより見たインピーダンスＺ１（図７）は、次式によ
り表される。

【００９９】

【数２６】

【０１００】またこれらを整理すれば、次式の関係式を
得ることができ、これによりコンデンサＣ２３の両端出
力によりローパス出力を得ることができることが分か
る。

【０１０１】

【数２７】

【０１０２】また（２５）式及び（２７）式の分母の１
次の項より、このバンドパスフィルタ５２のｆ０及びＱ
は、次式により表すことができる。

【０１０３】

【数２８】

【０１０４】

【数２９】

【０１０５】かくして電流可変回路６８における電流増
幅率Ｋを可変して、中心周波数ｆ０、Ｑを調整でき、こ
の電流増幅率Ｋを調整してバンドパスフィルタ５２の中
心周波数ｆ０をＦＭ変調信号Ｓ５１の搬送波周波数に設
定して、このバンドパスフィルタ５２より、搬送波信号
に対して９０度の位相差により同期してなる基準信号に
対して、ＦＭ変調信号Ｓ５１の周波数変位に応じて位相
が変化してなる出力信号Ｓ５２を得ることができる。

【０１０６】従ってこの出力信号Ｓ５２により位相弁別
回路５４でＦＭ変調信号Ｓ５１を乗算して、ＦＭ検波信
号Ｓ５３を得ることができる。

【０１０７】図５に示す構成によれば、ハイインピーダ
ンス入力による差動対のトランジスタＱ１１及びＱ１２
にＦＭ変調信号Ｓ５１（入力信号Ｖｉｎ、−Ｖｉｎ）を
入力し、ＦＭ変調信号Ｓ５１に対して９０度位相の変化
してなる位相信号を生成し、この位相信号に応じて入力
信号Ｖｉｎ，−Ｖｉｎより電流ｉＬを流出させることに
より、非接地型のアクティブインダクタンスを形成する
ことができる。

【０１０８】これによりこのアクティブインダクタンス
を用いたバンドパスフィルタによりＦＭ変調信号Ｓ５１
を帯域制限して位相弁別回路５４に供給することによ
り、移相器を用いなくてもＦＭ変調信号Ｓ５１を処理す
ることができ、集積回路化に適したＦＭ検波回路を得る
ことができる。

【０１０９】すなわちＩＣ回路内にインダクタンスを取
り込めるので、インダクタンス等の調整が必要な素子が
不要になり、その分簡易な構成により集積回路化するこ
とができ、また調整に要する時間を短縮化することがで
きる。

【０１１０】特にテレビジョン受像機及びラジオ受信機
等の音声検波回路及びＡＦＣ検波回路等に使用すること
により、バラツキによる特性の劣化を改善して性能を向
上することができ、また全体構成を簡略化し、さらに基
板面積を縮小することができる。

【０１１１】またオフセット電圧の発生を防止すること
ができ、全体としてダイナミックレンジの損失を有効に
回避して、高ＳＮ比により入力信号を処理することがで
きる。また積分回路を用いなくて良いことにより、低電
圧により動作させることができ、その分全体の消費電力
を低減することができる。

【０１１２】さらにＮＰＮ型トランジスタのみにより構
成できることにより、バイカッドフィルタによる場合の
ようにＰＮＰ型トランジスタを使用することによる周波
数特性の劣化を防止することができる。高いＱを簡易に
得ることができ、さらに全体として差動入力、差動出力
によりフィルタを構成することができ、その分前後の信
号処理回路との入出力を簡略化することができる。

【０１１３】（４）第４の実施の形態 図８は、本発明の第４の実施の形態に係るＡＭ同期検波
回路を示すブロック図である。このＡＭ同期検波回路７
０は、テレビジョン受像器、ラジオ受信機等に適用され
る。このＡＭ同期検波回路７０は、例えば中間周波回路
より出力されるＡＭ変調信号Ｓ７１を掛け算器７２に与
え、ここで電圧制御型発振回路（ＶＣＯ）７３の出力信
号Ｓ７２と乗算する。ローパスフィルタ７４は、この掛
け算器７２の出力信号を帯域制限して出力し、電圧制御
型発振回路７３は、このローパスフィルタ７４の出力信
号を制御信号ＶＣとして受け、出力信号Ｓ７２及びＳ７
３の周波数を可変する。これにより電圧制御型発振回路
７３は、掛け算器７２、ローパスフィルタ７４と共に、
ＰＬＬ回路を構成し、それぞれ９０度及び０度の位相差
によりＡＭ変調信号Ｓ７１に位相同期してなる出力信号
Ｓ７２及びＳ７３を生成する。

【０１１４】掛け算器７６は、この出力信号Ｓ７３とＡ
Ｍ変調信号Ｓ７１とを乗算することにより、ＡＭ変調信
号Ｓ７１をエンベロープ検波してなるＡＭ検波信号Ｓ７
４を出力する。

【０１１５】図９は、この電圧制御型発振回路７３を示
す接続図である。この電圧制御型発振回路７３におい
て、図６について上述したバンドパスフィルタ５２と同
一の構成は、対応する符号を付して示し、重複した説明
は省略する。

【０１１６】すなわちこの電圧制御型発振回路７３は、
図１０に示すように、アクティブインダクタンスによる
バンドパスフィルタ８０と、このバンドパスフィルタ８
０の出力信号を帰還する帰還回路８１とにより構成され
る。

【０１１７】ここでバンドパスフィルタ８０は、コンデ
ンサＣ２１の両端が差動出力による第１の発振出力端に
設定され、コンデンサＣ２３の両端が、この第１の発振
出力端に対して９０度位相の異なる第２の発振出力端に
設定される。バンドパスフィルタ８０は、この出力端の
設定と、電流可変回路８２とが異なる以外、図６につい
て上述したバンドパスフィルタ５２と同一に構成され
る。電流可変回路８２は、制御信号ＶＣに応じて電流増
幅率Ｋを可変し、これによりバンドパスフィルタ８０の
共振周波数ｆ０を可変する。

【０１１８】帰還回路８１は、第１の発振出力端でもな
るバンドパスフィルタ８０の入力端を、それぞれドライ
ブ抵抗Ｒ２１、Ｒ２２を介して電源ラインＶＣＣに接続
し、これによりこの入力端をドライブ抵抗Ｒ２１、Ｒ２
２の抵抗値により終端する。さらに帰還回路８１は、こ
の第１の発振出力端のうちの１方の出力端より出力され
る発振出力により、他方の出力端を駆動し、これにより
バンドパスフィルタ８０の出力信号をバンドパスフィル
タ８０に正帰還する。

【０１１９】すなわち帰還回路８１において、トランジ
スタＱ３１及びＱ３２は、それぞれ電流源８３及び８４
をエミッタに有するエミッタフォロワ回路を構成し、そ
れぞれ第１の発振出力端よりバンドパスフィルタ８０の
出力信号をベースに受け、エミッタ出力をトランジスタ
Ｑ３３及びＱ３４に出力する。これらトランジスタＱ３
３及びＱ３４は、差動対を構成し、それぞれ電流源８５
及び８６をエミッタに有し、エミッタ間を抵抗Ｒ３１に
より接続する。さらにトランジスタＱ３３及びＱ３４
は、このベース入力に対応する入力端とは逆側の入力端
に、コレクタ出力を帰還する。

【０１２０】ここでこの帰還回路８１における帰還量
は、バンドパスフィルタ８０より発振出力を継続して安
定に出力するのに十分な帰還量に設定される。

【０１２１】これらによりＡＭ同期検波回路７０は、こ
のバンドパスフィルタ８０の第２の発振出力（ＶＬ）を
掛け算器７２に出力すると共に、第１の発振出力（Ｖ
Ｂ）を掛け算器７６に出力することにより、ＡＭ変調信
号Ｓ７１を復調するようになされている。またこのとき
これら第１及び第２の発振出力を差動出力により掛け算
器に入力して、全体として差動対により集積回路化する
よになされている。

【０１２２】図８に示す構成によれば、アクティブイン
ダクタンスによるバンドパスフィルタと、このバンドパ
スフィルタの出力信号を正帰還する帰還回路とにより電
圧制御型発振回路を構成し、このときこの帰還回路から
の差動入力による入力信号をハイインピーダンスにより
受けて９０度位相の異なる位相信号を生成し、電流増幅
率を可変して、この位相信号に応じた駆動電流を入力端
より流出させるようにバンドパスフィルタを構成するこ
とにより、集積回路化に好適な電圧制御型発振回路、Ａ
Ｍ検波回路を得ることができる。

【０１２３】すなわち移相器を用いなくてもＡＭ変調信
号を処理することができ、その分簡易な構成により集積
回路化することができ、また調整に要する時間を短縮化
することができる。さらにテレビジョン受像機及びラジ
オ受信機等の音声検波回路及びＡＦＣ検波回路等に使用
することにより、バラツキによる特性の劣化を改善して
性能を向上することができ、また全体構成を簡略化し、
さらに基板面積を縮小することができる。

【０１２４】またオフセット電圧の発生を防止すること
ができ、全体としてダイナミックレンジの損失を有効に
回避して、高ＳＮ比によりビデオ信号等を処理すること
ができる。また積分回路を用いなくて良いことにより、
低電圧により動作させることができ、その分全体の消費
電力を低減することができる。

【０１２５】さらにＮＰＮ型トランジスタのみにより構
成できることにより、バイカッドフィルタによる移相器
を使用する場合のようにＰＮＰ型トランジスタを使用す
ることによる周波数特性の劣化を防止することができ
る。さらに高いＱを簡易に得ることができ、さらに全体
として差動入力、差動出力によりフィルタを構成するこ
とができ、その分前後の信号処理回路との入出力を簡略
化することができる。

【０１２６】（５）第５の実施の形態 図１１は、携帯電話等の移動体通信機に適用されるＱＰ
ＳＫ復調回路を示すブロック図である。このＱＰＳＫ復
調回路９０は、中間周波回路より出力されるＱＰＳＫ変
調信号Ｓ９１を掛け算器９２に与え、ここで電圧制御型
発振回路７３の第２の発振出力ＶＬと乗算する。ローパ
スフィルタ９４は、この掛け算器９２の出力信号を帯域
制限して出力し、電圧制御型発振回路７３は、このロー
パスフィルタ９４の出力信号を制御信号ＶＣとして入力
する。これにより掛け算器９２、電圧制御型発振回路７
３、ローパスフィルタ９４は、ＰＬＬ回路を構成し、そ
れぞれ０度及び９０度の位相差によりＱＰＳＫ変調信号
の搬送波Ｓ９１に位相同期してなる出力信号ＶＢ及びＶ
Ｌを生成する。

【０１２７】加算器９６及び９７は、これら２つの出力
信号ＶＢ及びＶＬを演算処理することにより、それぞれ
４５度及び１３５度の位相差によりＱＰＳＫ変調信号の
搬送波Ｓ９１に位相同期してなる出力信号φ４５及びφ
１３５を生成する。

【０１２８】掛け算器９８は、この出力信号φ４５とＱ
ＰＳＫ変調信号Ｓ９１とを乗算して低域成分を出力する
ことにより、Ｑ軸を基準にしてＱＰＳＫ変調信号Ｓ９１
を復調してなるＱ信号ＳＱを出力する。また掛け算器９
９は、出力信号φ１３５とＱＰＳＫ変調信号Ｓ９１とを
乗算して低域成分を出力することにより、Ｉ軸を基準に
してＱＰＳＫ変調信号Ｓ９１を復調してなるＩ信号ＳＩ
を出力する。

【０１２９】図１１に示す構成によれば、図９について
上述した電圧制御発振回路をＱＰＳＫ復調回路９０に適
用して、９０度位相の異なる出力信号ＶＢ及びＶＬを演
算処理してそれぞれ４５度及び１３５度の位相差による
出力信号φ４５及びφ１３５を生成することにより、移
相器を用いなくてもＱＰＳＫ変調信号を復調することが
でき、これにより集積回路化に適した電圧制御型発振回
路、この電圧制御型発振回路を用いた復調回路を得るこ
とができる。

【０１３０】（６）他の実施の形態 なお上述の第５の実施の形態においては、ＱＰＳＫ変調
信号を復調する場合について述べたが、本発明はこれに
限らず、多値のＰＳＫ変調信号を復調する場合、さらに
は位相変調信号を復調する場合にも広く適用することが
できる。

【０１３１】また上述の実施の形態においては、振幅変
調信号、周波数変調信号、位相変調信号を復調する場合
について述べたが、本発明はこれに限らず、例えば振幅
位相変調等、種々の変調信号を処理する場合に広く適用
することができる。

【０１３２】また上述の実施の形態においては、電圧制
御型発振回路により復調回路を構成する場合について述
べたが、本発明はこれに限らず、例えばＦＭ音源等、種
々の発振回路等に広く適用することができる。

【０１３３】

【発明の効果】上述のように本発明によれば、入力端等
をハイインピーダンスにより保持して、入力信号に対し
て９０度位相の異なる位相信号を生成し、この位相信号
に応じた駆動電流をそれぞれ入力信号より流出させるこ
とにより、集積回路化に好適な移相器、電圧制御型発振
回路、復調回路、これらを用いた信号処理装置を得るこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態に係る移相器を示す
接続図である。

【図２】図１の移相器の等化回路を示す接続図である。

【図３】本発明の第２の実施の形態に係る移相器を示す
接続図である。

【図４】図３の移相器の等化回路を示す接続図である。

【図５】本発明の第３の実施の形態に係るＦＭ検波回路
を示すブロック図である。

【図６】図５のＦＭ検波回路に適用されるバンドパスフ
ィルタを示す接続図である。

【図７】図６のバンドパスフィルタの等化回路を示す接
続図である。

【図８】本発明の第４の実施の形態に係るＡＭ検波回路
を示すブロック図である。

【図９】図８のＡＭ検波回路に適用される電圧制御型発
振回路を示す接続図である。

【図１０】図９の電圧制御型発振回路のブロック図であ
る。

【図１１】本発明の第５の実施の形態に係るＱＰＳＫ復
調回路を示すブロック図である。

【図１２】従来のＡＭ同期検波回路を示すブロック図で
ある。

【図１３】従来のＱＰＳＫ復調回路を示すブロック図で
ある。

【図１４】従来のＦＭ検波回路を示すブロック図であ
る。

【図１５】バイカッドフィルタによる移相器を示すブロ
ック図である。

【符号の説明】

１、７０……ＡＭ同期検波回路、２、６、１２、１６、
１８……掛け算器、３、７３……電圧制御型発振回路、
４、１４、７４、９４……ローパスフィルタ、５、１
５、１７、２３、３０、４０、４９……移相器、１１、
９０……ＱＰＳＫ復調回路、２１、５０……ＦＭ検波回
路、２２、５２、８０……バンドパスフィルタ、２４…
…位相弁別回路、Ｌ、Ｌ１……インダクタンス、Ｑ１〜
Ｑ３４……トランジスタ、Ｒ１３〜Ｒ３１、Ｒｅ、Ｒｉ
ｎ、Ｒｏｕｔ……抵抗、Ｃ１〜Ｃ２３……コンデンサ、
６８、８２……電流可変回路、８１……帰還回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 村山 宜弘 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソニ ー株式会社内

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１の入力端及び第１の出力端に接続され
   た第１のコンデンサと、 第２の入力端及び第２の出力端に接続された第２のコン
   デンサと、 前記第１の入力端及び第２の出力端に接続された第１の
   抵抗と、 前記第２の入力端及び第１の出力端に接続された第２の
   抵抗と、 前記第１及び第２のコンデンサの各端子をハイインピー
   ダンスにより保持して、前記第１及び第２の入力端の入
   力信号に対して９０度位相の異なる第１及び第２の位相
   信号を生成する位相信号生成回路と、 前記第１及び第２の位相信号に応じた駆動電流を、それ
   ぞれ前記第２及び第１の入力端より流出させると共に、
   前記第２及び第１の出力端より流出させる電流源とを備
   えることを特徴とする移相器。
2. 【請求項２】前記第１及び第２の入力端にドライブ抵抗
   を有し、 前記第１及び第２の出力端に終端抵抗を有することを特
   徴とする請求項１に記載の移相器。
3. 【請求項３】移相器により入力信号を処理して前記入力
   信号を復調する復調回路において、 前記移相器は、 第１の入力端及び第１の出力端に接続された第１のコン
   デンサと、 第２の入力端及び第２の出力端に接続された第２のコン
   デンサと、 前記第１の入力端及び第２の出力端に接続された第１の
   抵抗と、 前記第２の入力端及び第１の出力端に接続された第２の
   抵抗と、 前記第１及び第２のコンデンサの各端子をハイインピー
   ダンスにより保持して、前記第１及び第２の入力端の入
   力信号に対して９０度位相の異なる第１及び第２の位相
   信号を生成する位相信号生成回路と、 前記第１及び第２の位相信号に応じた駆動電流を、それ
   ぞれ前記第２及び第１の入力端より流出させると共に、
   前記第２及び第１の出力端より流出させる電流源とを有
   することを特徴とする復調回路。
4. 【請求項４】移相器により所望の信号を処理する信号処
   理装置において、 前記移相器は、 第１の入力端及び第１の出力端に接続された第１のコン
   デンサと、 第２の入力端及び第２の出力端に接続された第２のコン
   デンサと、 前記第１の入力端及び第２の出力端に接続された第１の
   抵抗と、 前記第２の入力端及び第１の出力端に接続された第２の
   抵抗と、 前記第１及び第２のコンデンサの各端子をハイインピー
   ダンスにより保持して、前記第１及び第２の入力端の入
   力信号に対して９０度位相の異なる第１及び第２の位相
   信号を生成する位相信号生成回路と、 前記第１及び第２の位相信号に応じた駆動電流を、それ
   ぞれ前記第２及び第１の入力端より流出させると共に、
   前記第２及び第１の出力端より流出させる電流源とを有
   することを特徴とする信号処理装置。
5. 【請求項５】アクティブインダクタンスによるバンドパ
   スフィルタと、前記バンドパスフィルタの出力信号を前
   記バンドパスフィルタに正帰還する帰還回路とを有する
   電圧制御型発振回路であって、 前記バンドパスフィルタは、 前記帰還回路より差動入力による第１及び第２の入力信
   号をハイインピーダンスにより受け、前記第１及び第２
   の入力信号に対してそれぞれ９０度位相の異なる第１及
   び第２の位相信号を生成する位相信号生成回路と、 前記第１及び第２の位相信号に応じた駆動電流を、それ
   ぞれ前記第２及び第１の入力端より流出させる電流源
   と、 前記駆動電流を制御する制御手段とを有することを特徴
   とする電圧制御型発振回路。
6. 【請求項６】電圧制御型発振回路を有する復調回路にお
   いて、 前記電圧制御型発振回路は、 アクティブインダクタンスによるバンドパスフィルタ
   と、前記バンドパスフィルタの出力信号を前記バンドパ
   スフィルタに正帰還する帰還回路とを有し、 前記バンドパスフィルタは、 前記帰還回路より差動入力による第１及び第２の入力信
   号をハイインピーダンスにより受け、前記第１及び第２
   の入力信号に対してそれぞれ９０度位相の異なる第１及
   び第２の位相信号を生成する位相信号生成回路と、 前記第１及び第２の位相信号に応じた駆動電流を、それ
   ぞれ前記第２及び第１の入力端より流出させる電流源
   と、 前記駆動電流を制御する制御手段とを有することを特徴
   とする復調回路。
7. 【請求項７】前記第１及び又は第２の入力信号を基準に
   して、及び又は前記第１及び又は第２の位相信号を基準
   にして、所望の変調信号を復調することを特徴とする請
   求項６に記載の復調回路。
8. 【請求項８】前記変調信号は、 振幅変調信号でなることを特徴とする請求項７に記載の
   復調回路。
9. 【請求項９】前記入力信号と、前記位相信号とを演算処
   理して、前記入力信号に対して所望の位相差を有する基
   準信号を生成し、 前記基準信号を基準にして位相変調信号を復調すること
   を特徴とする請求項６に記載の復調回路。
10. 【請求項１０】電圧制御型発振回路を有する信号処理装
    置において、 前記電圧制御型発振回路は、 アクティブインダクタンスによるバンドパスフィルタ
    と、前記バンドパスフィルタの出力信号を前記バンドパ
    スフィルタに正帰還する帰還回路とを有し、 前記バンドパスフィルタは、 前記帰還回路より差動入力による第１及び第２の入力信
    号をハイインピーダンスにより受け、前記第１及び第２
    の入力信号に対してそれぞれ９０度位相の異なる第１及
    び第２の位相信号を生成する位相信号生成回路と、 前記第１及び第２の位相信号に応じた駆動電流を、それ
    ぞれ前記第２及び第１の入力端より流出させる電流源
    と、 前記駆動電流を制御する制御手段とを有することを特徴
    とする信号処理装置。
11. 【請求項１１】周波数変調信号を復調する復調回路にお
    いて、 周波数変調信号を帯域制限して出力するバンドパスフィ
    ルタと、 前記バンドパスフィルタの出力信号を基準にして前記周
    波数変調信号を処理する位相弁別回路とを有し、 前記バンドパスフィルタは、 差動入力による前記周波数変調信号をハイインピーダン
    スにより受け、前記周波数変調信号に対してそれぞれ９
    ０度位相の異なる差動出力の位相信号を生成する位相信
    号生成回路と、 前記差動出力の位相信号に応じた駆動電流をそれぞれ前
    記周波数変調信号の入力端より流出させる電流源とを有
    することを特徴とする復調回路。
12. 【請求項１２】復調回路により周波数変調信号を復調す
    る信号処理装置において、 前記復調回路は、 周波数変調信号を帯域制限して出力するバンドパスフィ
    ルタと、 前記バンドパスフィルタの出力信号を基準にして前記周
    波数変調信号を処理する位相弁別回路とを有し、 前記バンドパスフィルタは、 差動入力による前記周波数変調信号をハイインピーダン
    スにより受け、前記周波数変調信号に対してそれぞれ９
    ０度位相の異なる差動出力の位相信号を生成する位相信
    号生成回路と、 前記差動出力の位相信号に応じた駆動電流をそれぞれ前
    記周波数変調信号の入力端より流出させる電流源とを有
    することを特徴とする復調回路。