JPH11261445A - 適応形スペクトラム拡散受信機 - Google Patents
適応形スペクトラム拡散受信機Info
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- JPH11261445A JPH11261445A JP10059729A JP5972998A JPH11261445A JP H11261445 A JPH11261445 A JP H11261445A JP 10059729 A JP10059729 A JP 10059729A JP 5972998 A JP5972998 A JP 5972998A JP H11261445 A JPH11261445 A JP H11261445A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 希望波のタイミング周期が不完全であった
り、遅延時間差の小さいマルチパス成分がある場合でも
良好に動作する。 【解決手段】 一定時間ごとに標本化されたＤＳ−ＣＤ
ＭＡ受信信号は複数の整合フィルタ２２−１、２２−２
と複数の直交フィルタ２３−１、２３−２へ供給され
る。整合フィルタ２２−１と２２−２は前者に対し、後
者は例えば４分の１チップ周期Ｔｃだけずれた希望波の
拡散符号と整合するようにフィルタ係数が決定されてい
る。また直交フィルタ２３−１、２３−２の拡散符号を
０とＴｃ／４遅延した希望波拡散符号と直交させる。こ
れらフィルタの出力をそれぞれ重み係数を乗算して加算
器で加算し、拘束条件のもとでその平均電力が最小にな
るように重み係数を設定する。
り、遅延時間差の小さいマルチパス成分がある場合でも
良好に動作する。 【解決手段】 一定時間ごとに標本化されたＤＳ−ＣＤ
ＭＡ受信信号は複数の整合フィルタ２２−１、２２−２
と複数の直交フィルタ２３−１、２３−２へ供給され
る。整合フィルタ２２−１と２２−２は前者に対し、後
者は例えば４分の１チップ周期Ｔｃだけずれた希望波の
拡散符号と整合するようにフィルタ係数が決定されてい
る。また直交フィルタ２３−１、２３−２の拡散符号を
０とＴｃ／４遅延した希望波拡散符号と直交させる。こ
れらフィルタの出力をそれぞれ重み係数を乗算して加算
器で加算し、拘束条件のもとでその平均電力が最小にな
るように重み係数を設定する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、スペクトラム拡
散通信における直接拡散符号分割多元接続方式に用いら
れる受信機に関するものである。
散通信における直接拡散符号分割多元接続方式に用いら
れる受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、ディジタル移動通信において周波
数の有効利用を図るため、様々なスペクトラム拡散方式
が検討されている（Ｍ．Ｋ．Ｓｉｍｏｎ，Ｊ．Ｋ．Ｏｍ
ｕｒａ，Ｒ．Ａ．Ｓｃｈｏｌｔｚ ａｎｄ Ｂ．Ｋ．Ｌ
ｅｖｉｔｔ著，“ＳｐｒｅａｄＳｐｅｃｔｒｕｍ Ｃｏ
ｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ”，Ｃｏｍｐｕｔｅｒ Ｓｃｉ
ｅｎｃｅ Ｐｒｅｓｓ 出版，１９８５）。特に、直接
拡散（ＤｉｒｅｃｔＳｅｑｕｅｎｃｅ：ＤＳ）方式を用
いたＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ ＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉ
ｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式は比較的構成が簡単である
ことから実用化方式が検討されている。
数の有効利用を図るため、様々なスペクトラム拡散方式
が検討されている（Ｍ．Ｋ．Ｓｉｍｏｎ，Ｊ．Ｋ．Ｏｍ
ｕｒａ，Ｒ．Ａ．Ｓｃｈｏｌｔｚ ａｎｄ Ｂ．Ｋ．Ｌ
ｅｖｉｔｔ著，“ＳｐｒｅａｄＳｐｅｃｔｒｕｍ Ｃｏ
ｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ”，Ｃｏｍｐｕｔｅｒ Ｓｃｉ
ｅｎｃｅ Ｐｒｅｓｓ 出版，１９８５）。特に、直接
拡散（ＤｉｒｅｃｔＳｅｑｕｅｎｃｅ：ＤＳ）方式を用
いたＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ ＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉ
ｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式は比較的構成が簡単である
ことから実用化方式が検討されている。
【０００３】このＤＳ−ＣＤＭＡ方式では同一キャリヤ
周波数を複数のユーザー（利用者）が同時に使用する。
各ユーザーは互いに異なる拡散符号を用いているが、こ
れらの拡散符号の相互には相関があるため、希望波の拡
散符号で逆拡散を行っても他ユーザーの成分が逆拡散信
号に混入する。そのため、他ユーザーの数が多いと逆拡
散信号に混入する干渉波成分のレベルが増大し、伝送特
性が大幅に劣化する。この劣化は他ユーザーの受信レベ
ルが、希望波の受信レベルより大きくなるとますます問
題となる。そのため各ユーザーの送信電力制御を行い各
ユーザーの受信点におけるレベルを一定にすることが考
えられるが、この送信電力制御を完全に行うことは非常
に難しい。このように拡散符号間の相互相関に起因する
伝送特性の劣化は、受信機に干渉キャンセラを追加する
ことで解決できる。
周波数を複数のユーザー（利用者）が同時に使用する。
各ユーザーは互いに異なる拡散符号を用いているが、こ
れらの拡散符号の相互には相関があるため、希望波の拡
散符号で逆拡散を行っても他ユーザーの成分が逆拡散信
号に混入する。そのため、他ユーザーの数が多いと逆拡
散信号に混入する干渉波成分のレベルが増大し、伝送特
性が大幅に劣化する。この劣化は他ユーザーの受信レベ
ルが、希望波の受信レベルより大きくなるとますます問
題となる。そのため各ユーザーの送信電力制御を行い各
ユーザーの受信点におけるレベルを一定にすることが考
えられるが、この送信電力制御を完全に行うことは非常
に難しい。このように拡散符号間の相互相関に起因する
伝送特性の劣化は、受信機に干渉キャンセラを追加する
ことで解決できる。
【０００４】従来の干渉キャンセラ（Ｋ．Ｆｕｋａｗ
ａ，ａｎｄ Ｈ．Ｓｕｚｕｋｉ，“Ｏｒｔｈｏｇｏｎａ
ｌｉｚｉｎｇ Ｍａｔｃｈｅｄ Ｆｉｌｔｅｒ（ＯＭ
Ｆ）ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｆｏｒ ＤＳ−ＣＤＭＡ ｍ
ｏｂｉｌｅ ｒａｄｉｏ ｓｙｓｔｅｍｓ”，ＩＥＥＥ
Ｇｌｏｂｅｃｏｍ １９９４，ｐｐ．３８５−３８
９，Ｎｏｖ．１９９４．）の基本構成を図２に示す。こ
の受信機は以下のように動作する。受信波の同相成分振
幅と直交成分振幅から成る受信信号は入力端子１１から
入力される。サンプル手段１２では、受信信号を一定時
間ごとに標本化して標本化信号を端子１３に出力する。
信号抽出手段１４では、標本化信号を入力とし逆拡散と
線形合成の操作を行い合成信号を端子１５へ出力する。
復調手段１６では、合成信号を復調して判定信号を端子
１７へ出力する。タイミング制御手段１８では、各手段
の動作タイミングを制御する。
ａ，ａｎｄ Ｈ．Ｓｕｚｕｋｉ，“Ｏｒｔｈｏｇｏｎａ
ｌｉｚｉｎｇ Ｍａｔｃｈｅｄ Ｆｉｌｔｅｒ（ＯＭ
Ｆ）ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｆｏｒ ＤＳ−ＣＤＭＡ ｍ
ｏｂｉｌｅ ｒａｄｉｏ ｓｙｓｔｅｍｓ”，ＩＥＥＥ
Ｇｌｏｂｅｃｏｍ １９９４，ｐｐ．３８５−３８
９，Ｎｏｖ．１９９４．）の基本構成を図２に示す。こ
の受信機は以下のように動作する。受信波の同相成分振
幅と直交成分振幅から成る受信信号は入力端子１１から
入力される。サンプル手段１２では、受信信号を一定時
間ごとに標本化して標本化信号を端子１３に出力する。
信号抽出手段１４では、標本化信号を入力とし逆拡散と
線形合成の操作を行い合成信号を端子１５へ出力する。
復調手段１６では、合成信号を復調して判定信号を端子
１７へ出力する。タイミング制御手段１８では、各手段
の動作タイミングを制御する。
【０００５】次に、信号抽出手段１４として、逆拡散手
段と線形合成手段の縦続接続とする構成例を図３に示
す。同図では、説明を簡単にするために拡散率は４と
し、同一周波数を使用するユーザー数は４とした。ま
ず、入力端子１３から標本化信号が入力される。逆拡散
手段２１は整合フィルタ２２と３つの直交フィルタ２３
−１〜２３−３で構成される。整合フィルタ２２には希
望波の拡散符号を用い、直交フィルタ２３−１〜２３−
３は希望波の拡散符号に直交しかつ互いに直交する拡散
符号を用いる。整合フィルタ２２及び直交フィルタ２３
−１〜２３−３では標本化信号と拡散符号との相関演算
を行ない、逆拡散信号ｘ1(i)〜ｘ4(i)を出力する。
段と線形合成手段の縦続接続とする構成例を図３に示
す。同図では、説明を簡単にするために拡散率は４と
し、同一周波数を使用するユーザー数は４とした。ま
ず、入力端子１３から標本化信号が入力される。逆拡散
手段２１は整合フィルタ２２と３つの直交フィルタ２３
−１〜２３−３で構成される。整合フィルタ２２には希
望波の拡散符号を用い、直交フィルタ２３−１〜２３−
３は希望波の拡散符号に直交しかつ互いに直交する拡散
符号を用いる。整合フィルタ２２及び直交フィルタ２３
−１〜２３−３では標本化信号と拡散符号との相関演算
を行ない、逆拡散信号ｘ1(i)〜ｘ4(i)を出力する。
【０００６】線形合成手段２５は、乗算器２６−１〜２
６−４および加算器２７で構成され、複数の逆拡散信号
ｘ1(i)〜ｘ4(i)にそれぞれ重み付け係数Ｗ1 〜Ｗ4 を乗
算し、これらを加算して合成信号を生成し、出力端子１
５から出力する。係数制御手段２８は、複数の逆拡散信
号ｘ1(i)〜ｘ4(i)と合成信号を入力として、重み付け係
数の拘束条件のもとで合成信号の平均電力を最小にする
アルゴリズムで求められた重み付け係数Ｗ1 〜Ｗ4 を出
力する。整合フィルタ２２と直交フィルタ２３−１〜２
３−３は相関器に置き換えることも可能であり、以下で
述べる整合フィルタと直交フィルタについても同様であ
る。
６−４および加算器２７で構成され、複数の逆拡散信号
ｘ1(i)〜ｘ4(i)にそれぞれ重み付け係数Ｗ1 〜Ｗ4 を乗
算し、これらを加算して合成信号を生成し、出力端子１
５から出力する。係数制御手段２８は、複数の逆拡散信
号ｘ1(i)〜ｘ4(i)と合成信号を入力として、重み付け係
数の拘束条件のもとで合成信号の平均電力を最小にする
アルゴリズムで求められた重み付け係数Ｗ1 〜Ｗ4 を出
力する。整合フィルタ２２と直交フィルタ２３−１〜２
３−３は相関器に置き換えることも可能であり、以下で
述べる整合フィルタと直交フィルタについても同様であ
る。
【０００７】このときの４次元の重み付け係数ベクトル
の最適値をＷｏ＝［Ｗｏ1 Ｗｏ2 Ｗｏ3 Ｗｏ4 ］T とす
ると Ｗｏ＝αＲ-1Ｔ （１） となる。ただし、αはあるスカラ値、Ｒは４×４の逆拡
散信号の相関行列、Ｔは４次元のステアリング・ベクト
ルである。Ｒは逆拡散信号Ｘ(i) ＝［x1(i) x2(i) x
3(i) x4(i) ］T を用いて Ｒ＝＜Ｘ(i) ＸH (i) ＞ （２） のようになる。ここで、ｉはシンボル周期Ｔを単位にし
た時刻、Ｗｏj はＷj の最適値（ｊ＝１，２，３，
４）、ｘj (i) は逆拡散手段のｊ番目のフィルタ（整合
フィルタ又は直交フィルタ）における時刻ｉの逆拡散信
号、 Tは転置行列、 Hは複素共役転置行列、＜＞は集合
平均を表す、このＲは以下のように近似することができ
る。
の最適値をＷｏ＝［Ｗｏ1 Ｗｏ2 Ｗｏ3 Ｗｏ4 ］T とす
ると Ｗｏ＝αＲ-1Ｔ （１） となる。ただし、αはあるスカラ値、Ｒは４×４の逆拡
散信号の相関行列、Ｔは４次元のステアリング・ベクト
ルである。Ｒは逆拡散信号Ｘ(i) ＝［x1(i) x2(i) x
3(i) x4(i) ］T を用いて Ｒ＝＜Ｘ(i) ＸH (i) ＞ （２） のようになる。ここで、ｉはシンボル周期Ｔを単位にし
た時刻、Ｗｏj はＷj の最適値（ｊ＝１，２，３，
４）、ｘj (i) は逆拡散手段のｊ番目のフィルタ（整合
フィルタ又は直交フィルタ）における時刻ｉの逆拡散信
号、 Tは転置行列、 Hは複素共役転置行列、＜＞は集合
平均を表す、このＲは以下のように近似することができ
る。
【０００８】 Ｒ＝［Ｘ(1) ＸH (1) ＋Ｘ(2) ＸH (2) ＋…＋Ｘ(Nt ) ＸH (Nt ) ］／Ｎt （３） ただし、Ｎt は非常に大きい自然数である。ステアリン
グ・ベクトルＴはこの場合 Ｔ＝［１ ０ ０ ０］T （４） のようにする。
グ・ベクトルＴはこの場合 Ｔ＝［１ ０ ０ ０］T （４） のようにする。
【０００９】重み付け係数の制御は、合成信号に含まれ
る希望波の信号レベルを一定に保つように行う。直交フ
ィルタ２３−１〜２３−３の拡散符号は希望波の拡散符
号に直交しているので、ｘ2(i)〜ｘ4(i)には希望波の信
号成分が含まれない。このことを考慮すると、上記の重
み付き係数の拘束条件は ＷH Ｔ＝１ （５） で表される。上記のαはＷｏがこの拘束条件を満足する
ように定める。
る希望波の信号レベルを一定に保つように行う。直交フ
ィルタ２３−１〜２３−３の拡散符号は希望波の拡散符
号に直交しているので、ｘ2(i)〜ｘ4(i)には希望波の信
号成分が含まれない。このことを考慮すると、上記の重
み付き係数の拘束条件は ＷH Ｔ＝１ （５） で表される。上記のαはＷｏがこの拘束条件を満足する
ように定める。
【００１０】この重み付け係数ベクトルの最適値Ｗｏを
求めるアルゴリズムは種々考えられるが、簡易な方法と
しては拘束条件付きのＬＭＳであるＦｒｏｓｔの方法
（Ｆｒｏｓｔ，Ｏ．Ｌ．，“Ａｎ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ
ｆｏｒ ｌｉｎｅａｒｌｙｃｏｎｓｔｒａｉｎｅｄ
ａｄａｐｔｉｖｅ ａｒｒａｙ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎ
ｇ”，Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ，ｖｏｌ．６０，Ｎｏ．８，
ＰＰ．９２６−９３５，Ａｕｇｕｓｔ １９７２）が知
られている。
求めるアルゴリズムは種々考えられるが、簡易な方法と
しては拘束条件付きのＬＭＳであるＦｒｏｓｔの方法
（Ｆｒｏｓｔ，Ｏ．Ｌ．，“Ａｎ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ
ｆｏｒ ｌｉｎｅａｒｌｙｃｏｎｓｔｒａｉｎｅｄ
ａｄａｐｔｉｖｅ ａｒｒａｙ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎ
ｇ”，Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ，ｖｏｌ．６０，Ｎｏ．８，
ＰＰ．９２６−９３５，Ａｕｇｕｓｔ １９７２）が知
られている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】さて、希望波のタイミ
ング同期が不完全であったり、遅延時間差の小さい希望
波のマルチパス成分があると、上記の直交フィルタ２３
−１〜２３−３の出力信号ｘ2(i)〜ｘ4(i)に希望波の信
号成分が漏れ込む。この漏れ込んだ希望波信号成分は、
整合フィルタ２２の出力信号ｘ1(i)に含まれる希望波信
号成分と相関がある。従って、式（５）で表される拘束
条件で合成信号の平均電力を最小にするように重み付け
係数を制御すると、ｘ1(i)に含まれる希望波信号成分が
ｘ2(i)〜ｘ 4(i)に漏れ込んだ希望波信号成分で打ち消さ
れ、合成信号に含まれる希望波信号成分の平均電力が減
少してしまい、誤り率特性が大幅に劣化する。
ング同期が不完全であったり、遅延時間差の小さい希望
波のマルチパス成分があると、上記の直交フィルタ２３
−１〜２３−３の出力信号ｘ2(i)〜ｘ4(i)に希望波の信
号成分が漏れ込む。この漏れ込んだ希望波信号成分は、
整合フィルタ２２の出力信号ｘ1(i)に含まれる希望波信
号成分と相関がある。従って、式（５）で表される拘束
条件で合成信号の平均電力を最小にするように重み付け
係数を制御すると、ｘ1(i)に含まれる希望波信号成分が
ｘ2(i)〜ｘ 4(i)に漏れ込んだ希望波信号成分で打ち消さ
れ、合成信号に含まれる希望波信号成分の平均電力が減
少してしまい、誤り率特性が大幅に劣化する。
【００１２】この劣化を抑える為には、直交フィルタ群
の出力信号に希望波の信号成分が漏れ込むことを抑える
必要がある。この発明の課題は、希望波のタイミング同
期が不完全であったり、遅延時間差の小さい希望波のマ
ルチパス成分がある場合でも良好に動作する適応形スペ
クトラム拡散受信機を提供することにある。
の出力信号に希望波の信号成分が漏れ込むことを抑える
必要がある。この発明の課題は、希望波のタイミング同
期が不完全であったり、遅延時間差の小さい希望波のマ
ルチパス成分がある場合でも良好に動作する適応形スペ
クトラム拡散受信機を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】適応形スペクトラム拡散
受信機は、（１）受信信号を一定時間ごとに標本化して
標本化信号を出力するサンプル手段、（２）標本化信号
を入力とし逆拡散と線形合成の操作を行い合成信号を出
力する信号抽出手段、（３）合成信号を復調して判定信
号を出力する復調手段、（４）各手段の動作タイミング
を制御するタイミング制御手段、の各手段から成り、こ
の発明では特に、これらの手段の中心部分である信号抽
出手段は、（５）標本化信号を、複数の遅延シフトした
希望波の拡散符号とこれらに直交する複数の符号を用い
て逆拡散を行い逆拡散信号を生成する逆拡散手段、
（６）逆拡散信号に重み付け係数を乗算し合成すること
で合成信号を生成する線形合成手段、（７）逆拡散信号
と合成信号を入力として、拘束条件のもとで合成信号の
平均電力を最小にするアルゴリズムで求めた重み付け係
数を出力する係数制御手段とから構成されている。作用 この発明における基本的な作用は次のようなものであ
る。（１）サンプル手段では、受信信号を一定時間ごと
に標本化して標本化信号を出力し、（２）信号抽出手段
では、標本化信号を入力とし逆拡散と線形合成の操作を
行い合成信号を出力し、（３）復調手段では、合成信号
を復調して判定信号を出力し、（４）タイミング制御手
段では、各手段の動作タイミングを制御し、さらに、信
号抽出手段における逆拡散手段、線形合成手段および係
数制御手段は、特に次のように動作する。（５）逆拡散
手段は、標本化信号を、複数の遅延シフトした希望波の
拡散符号と、これらに直交する複数の符号を用いて逆拡
散を行い逆拡散信号を出力し、（６）線形合成手段は、
逆拡散信号に重み付け係数を乗算し合成することで合成
信号を生成し出力し、（７）係数制御手段は、逆拡散信
号と合成信号を入力として、拘束条件のもとで合成信号
の平均電力を最小にするアルゴリズムで求めた重み付け
係数を推定し出力する。
受信機は、（１）受信信号を一定時間ごとに標本化して
標本化信号を出力するサンプル手段、（２）標本化信号
を入力とし逆拡散と線形合成の操作を行い合成信号を出
力する信号抽出手段、（３）合成信号を復調して判定信
号を出力する復調手段、（４）各手段の動作タイミング
を制御するタイミング制御手段、の各手段から成り、こ
の発明では特に、これらの手段の中心部分である信号抽
出手段は、（５）標本化信号を、複数の遅延シフトした
希望波の拡散符号とこれらに直交する複数の符号を用い
て逆拡散を行い逆拡散信号を生成する逆拡散手段、
（６）逆拡散信号に重み付け係数を乗算し合成すること
で合成信号を生成する線形合成手段、（７）逆拡散信号
と合成信号を入力として、拘束条件のもとで合成信号の
平均電力を最小にするアルゴリズムで求めた重み付け係
数を出力する係数制御手段とから構成されている。作用 この発明における基本的な作用は次のようなものであ
る。（１）サンプル手段では、受信信号を一定時間ごと
に標本化して標本化信号を出力し、（２）信号抽出手段
では、標本化信号を入力とし逆拡散と線形合成の操作を
行い合成信号を出力し、（３）復調手段では、合成信号
を復調して判定信号を出力し、（４）タイミング制御手
段では、各手段の動作タイミングを制御し、さらに、信
号抽出手段における逆拡散手段、線形合成手段および係
数制御手段は、特に次のように動作する。（５）逆拡散
手段は、標本化信号を、複数の遅延シフトした希望波の
拡散符号と、これらに直交する複数の符号を用いて逆拡
散を行い逆拡散信号を出力し、（６）線形合成手段は、
逆拡散信号に重み付け係数を乗算し合成することで合成
信号を生成し出力し、（７）係数制御手段は、逆拡散信
号と合成信号を入力として、拘束条件のもとで合成信号
の平均電力を最小にするアルゴリズムで求めた重み付け
係数を推定し出力する。
【００１４】従来技術とは、逆拡散手段において、複数
の遅延シフトした希望波の拡散符号を用いて逆拡散を行
う点が異なる。
の遅延シフトした希望波の拡散符号を用いて逆拡散を行
う点が異なる。
【００１５】
【発明の実施の形態】この発明の実施例において特に特
徴をなす部分は信号抽出手段であり、その構成を図１に
図３と対応する部分に同一符号を付けて示す。図３に示
した従来の構成とは、逆拡散手段２１において希望波の
拡散符号を用いる整合フィルタが複数（図中では２）あ
る点にある。同図で整合フィルタ２２−１と２２−２に
は遅延シフトした希望波の拡散符号を用いるが、例え
ば、０からＴｃ／４（Ｔｃは拡散符号のチップ周期）ま
でのタイミングオフセット及び遅延時間に対処するため
には、整合フィルタ２２−１と２２−２にはそれぞれ０
及びＴｃ／４遅延シフトした希望波の拡散符号を用い
る。Ｔｃ／４のようにＴｃより小さい値の遅延シフトし
た希望波の拡散符号を生成するには、Ｔｃごとの拡散符
号をコサインロールオフ等のフィルタでフィルタリング
を行い、各サンプル間の補間値を得る。遅延シフト値と
対応する補間値を、整合フィルタのタップ係数とすれば
よい。０からＴｃ／４まで遅延した希望波は、０とＴｃ
／４遅延シフトした希望波拡散符号の線形結合として近
似できる。従って、直交フィルタ２３−１〜２３−２の
拡散符号を０とＴｃ／４遅延シフトした希望波拡散符号
に直交するように設定すると、希望波の信号成分が直交
フィルタ群の出力信号に漏れ込まなくなる。この結果、
整合フィルタ２２−１と２２−２に含まれる希望波信号
成分が打ち消されなくなり、誤り率特性の劣化を抑える
ことができる。
徴をなす部分は信号抽出手段であり、その構成を図１に
図３と対応する部分に同一符号を付けて示す。図３に示
した従来の構成とは、逆拡散手段２１において希望波の
拡散符号を用いる整合フィルタが複数（図中では２）あ
る点にある。同図で整合フィルタ２２−１と２２−２に
は遅延シフトした希望波の拡散符号を用いるが、例え
ば、０からＴｃ／４（Ｔｃは拡散符号のチップ周期）ま
でのタイミングオフセット及び遅延時間に対処するため
には、整合フィルタ２２−１と２２−２にはそれぞれ０
及びＴｃ／４遅延シフトした希望波の拡散符号を用い
る。Ｔｃ／４のようにＴｃより小さい値の遅延シフトし
た希望波の拡散符号を生成するには、Ｔｃごとの拡散符
号をコサインロールオフ等のフィルタでフィルタリング
を行い、各サンプル間の補間値を得る。遅延シフト値と
対応する補間値を、整合フィルタのタップ係数とすれば
よい。０からＴｃ／４まで遅延した希望波は、０とＴｃ
／４遅延シフトした希望波拡散符号の線形結合として近
似できる。従って、直交フィルタ２３−１〜２３−２の
拡散符号を０とＴｃ／４遅延シフトした希望波拡散符号
に直交するように設定すると、希望波の信号成分が直交
フィルタ群の出力信号に漏れ込まなくなる。この結果、
整合フィルタ２２−１と２２−２に含まれる希望波信号
成分が打ち消されなくなり、誤り率特性の劣化を抑える
ことができる。
【００１６】なお、この構成では、重み付け係数の制御
に関して従来技術とは異なる拘束条件を課さなくてはな
らない。整合フィルタ２２−１と２２−２には希望波の
信号成分が含まれ、直交フィルタ２３−１と２３−２に
は含まれない。このことを考慮すると、上記の重み付き
係数の拘束条件は ＷH Ｔ1 ＝１ （６） ＷH Ｔ2 ＝１ （７） となり、ステアリング・ベクトルＴ1 とＴ2 はそれぞれ Ｔ1 ＝［１ ０ ０ ０］T （８） Ｔ2 ＝［０ １ ０ ０］T （９） となる。式（６）及び（７）の拘束条件は、整合フィル
タ２２−１と２２−２の出力信号に対する重み付け係数
Ｗ1 とＷ2 を１に固定することと等価である。
に関して従来技術とは異なる拘束条件を課さなくてはな
らない。整合フィルタ２２−１と２２−２には希望波の
信号成分が含まれ、直交フィルタ２３−１と２３−２に
は含まれない。このことを考慮すると、上記の重み付き
係数の拘束条件は ＷH Ｔ1 ＝１ （６） ＷH Ｔ2 ＝１ （７） となり、ステアリング・ベクトルＴ1 とＴ2 はそれぞれ Ｔ1 ＝［１ ０ ０ ０］T （８） Ｔ2 ＝［０ １ ０ ０］T （９） となる。式（６）及び（７）の拘束条件は、整合フィル
タ２２−１と２２−２の出力信号に対する重み付け係数
Ｗ1 とＷ2 を１に固定することと等価である。
【００１７】この構成では、逆拡散手段の整合フィルタ
の数は２としたが３以上に拡張することも可能である。
また、ダイバーシチ受信及びＲＡＫＥ受信に拡張するこ
とも容易に考えられる。上述では逆拡散をフィルタを用
いて行ったが、入力信号に対し、逆拡散符号との相関を
とり、その逆拡散符号を入力信号に同期させるスライデ
ィング相関器を用いてもよい。
の数は２としたが３以上に拡張することも可能である。
また、ダイバーシチ受信及びＲＡＫＥ受信に拡張するこ
とも容易に考えられる。上述では逆拡散をフィルタを用
いて行ったが、入力信号に対し、逆拡散符号との相関を
とり、その逆拡散符号を入力信号に同期させるスライデ
ィング相関器を用いてもよい。
【００１８】
【発明の効果】以上説明したようにこの発明では、希望
波のタイミング同期が不完全であったり、遅延時間差の
小さい希望波のマルチパス成分がある場合でも良好に動
作する。同一キャリヤ周波数を多数のユーザーが共用す
る無線システムに利用すると効果的である。移動通信で
はユーザーの呼が時系列的に変化するのでこれらの情報
を受信波から自動的に抽出し、変化に対して適応的な受
信機には特に効果的である。
波のタイミング同期が不完全であったり、遅延時間差の
小さい希望波のマルチパス成分がある場合でも良好に動
作する。同一キャリヤ周波数を多数のユーザーが共用す
る無線システムに利用すると効果的である。移動通信で
はユーザーの呼が時系列的に変化するのでこれらの情報
を受信波から自動的に抽出し、変化に対して適応的な受
信機には特に効果的である。
【図１】この発明の実施例における信号抽出手段の機能
的構成例を示す図。
的構成例を示す図。
【図２】適応形スペクトラム拡散受信機の一般的機能構
成を示すブロック図。
成を示すブロック図。
【図３】図２中の従来の信号抽出手段の機能的構成を示
すブロック図。
すブロック図。
Claims (1)
- 【請求項１】 受信信号を一定時間ごとに標本化して標
本化信号を出力するサンプル手段と、 前記標本化信号を入力とし逆拡散と線形合成の操作を行
い合成信号を出力する信号抽出手段と、 前記合成信号を復調して判定信号を出力する復調手段
と、 前記信号抽出手段と前記復調手段の動作タイミングを制
御するタイミング制御手段とから構成される適応形スペ
クトラム拡散受信機において、 前記信号抽出手段は、 前記標本化信号を、複数の互いに１チップ以下の遅延シ
フトした希望波の拡散符号と、これらに直交する複数の
符号を用いてそれぞれ逆拡散を行い複数の逆拡散信号を
生成する逆拡散手段と、 複数の前記逆拡散信号に重み付け係数を乗算し合成する
ことにより前記合成信号を生成し出力する線形合成手段
と、 前記逆拡散信号と前記合成信号を入力として拘束条件の
もとで前記合成信号の平均電力を最小にするアルゴリズ
ムで求められた前記重み付け係数を出力する係数制御手
段とから構成されることを特徴とする適応形スペクトラ
ム拡散受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10059729A JPH11261445A (ja) | 1998-03-11 | 1998-03-11 | 適応形スペクトラム拡散受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10059729A JPH11261445A (ja) | 1998-03-11 | 1998-03-11 | 適応形スペクトラム拡散受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11261445A true JPH11261445A (ja) | 1999-09-24 |
Family
ID=13121588
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10059729A Pending JPH11261445A (ja) | 1998-03-11 | 1998-03-11 | 適応形スペクトラム拡散受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11261445A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100305771B1 (ko) * | 1999-11-18 | 2001-10-18 | 서평원 | 무선가입자망의 동기신호 수신 장치 |
| SG104931A1 (en) * | 2000-11-10 | 2004-07-30 | Sony Electronics Singapore Pte | Multiple-user cdma wireless communication system |
-
1998
- 1998-03-11 JP JP10059729A patent/JPH11261445A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100305771B1 (ko) * | 1999-11-18 | 2001-10-18 | 서평원 | 무선가입자망의 동기신호 수신 장치 |
| SG104931A1 (en) * | 2000-11-10 | 2004-07-30 | Sony Electronics Singapore Pte | Multiple-user cdma wireless communication system |
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