JPH11261522A - パルス密度変調装置 - Google Patents
パルス密度変調装置Info
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- JPH11261522A JPH11261522A JP6345798A JP6345798A JPH11261522A JP H11261522 A JPH11261522 A JP H11261522A JP 6345798 A JP6345798 A JP 6345798A JP 6345798 A JP6345798 A JP 6345798A JP H11261522 A JPH11261522 A JP H11261522A
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- waveform
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B14/00—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B14/02—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
- H03K7/06—Frequency or rate modulation, i.e. PFM or PRM
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】本発明は、パルス密度変調装置に関し、従来に
比して一段と正確にパルス密度変調を行い得るようにす
る。 【解決手段】クロツク信号（Ｓ７）に含まれる不等周期
成分の位相を示すクロツク補正信号（Ｓ３０）に基づい
て、パルス密度変調波形データ（ＳＨ）を補正する波形
データ補正手段（４０）を設けるようにしたことによ
り、当該波形データ補正手段を追加するだけで、補正さ
れたパルス密度変調波形データ（ＳＫ）とその直流成分
との間に線形性を成立させることができ、かくして従来
に比して一段と正確にパルス密度変調を行い得る。
比して一段と正確にパルス密度変調を行い得るようにす
る。 【解決手段】クロツク信号（Ｓ７）に含まれる不等周期
成分の位相を示すクロツク補正信号（Ｓ３０）に基づい
て、パルス密度変調波形データ（ＳＨ）を補正する波形
データ補正手段（４０）を設けるようにしたことによ
り、当該波形データ補正手段を追加するだけで、補正さ
れたパルス密度変調波形データ（ＳＫ）とその直流成分
との間に線形性を成立させることができ、かくして従来
に比して一段と正確にパルス密度変調を行い得る。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【目次】以下の順序で本発明を説明する。
【０００２】発明の属する技術分野 従来の技術（図１３〜図２０） 発明が解決しようとする課題 課題を解決するための手段 発明の実施の形態（図１〜図１２） 発明の効果
【０００３】
【発明の属する技術分野】本発明はパルス密度変調装置
に関し、例えば携帯電話機で用いられるパルス密度変調
（ＰＤＭ：Pulse Density Modulation）装置に適用して
好適なものである。
に関し、例えば携帯電話機で用いられるパルス密度変調
（ＰＤＭ：Pulse Density Modulation）装置に適用して
好適なものである。
【０００４】
【従来の技術】従来、単位時間あたりのパルス密度を変
化させることによつて変調処理を施すようなＰＤＭ装置
がある。このＰＤＭ装置は、例えば符号分割多元接続
（ＣＤＭＡ：Code Division Multiple Access ）方式の
携帯電話機において、受信側で発生させる擬似雑音（Ｐ
Ｎ：Pseudo Noise）符号の周波数を調整するために設け
られている。以下、このような携帯電話機における受信
系の回路構成について図１３を用いて具体的に説明す
る。
化させることによつて変調処理を施すようなＰＤＭ装置
がある。このＰＤＭ装置は、例えば符号分割多元接続
（ＣＤＭＡ：Code Division Multiple Access ）方式の
携帯電話機において、受信側で発生させる擬似雑音（Ｐ
Ｎ：Pseudo Noise）符号の周波数を調整するために設け
られている。以下、このような携帯電話機における受信
系の回路構成について図１３を用いて具体的に説明す
る。
【０００５】携帯電話機１は、擬似雑音符号によつてス
ペクトラム拡散変調されて送信されてる送信信号をアン
テナ２によつて受信し、受信信号Ｓ１を受信部３に入力
するようになされている。受信部３は、受信信号Ｓ１を
周波数変換するなどして所定の信号処理を施し、その結
果得た受信信号Ｓ２を乗算器４に出力する。
ペクトラム拡散変調されて送信されてる送信信号をアン
テナ２によつて受信し、受信信号Ｓ１を受信部３に入力
するようになされている。受信部３は、受信信号Ｓ１を
周波数変換するなどして所定の信号処理を施し、その結
果得た受信信号Ｓ２を乗算器４に出力する。
【０００６】乗算器４は、擬似雑音（ＰＮ）符号発生器
５から供給される擬似雑音符号Ｓ３と受信信号Ｓ２とを
乗算（すなわち排他的論理和演算）することによつて逆
拡散を行い、その結果得られる受信信号Ｓ４を復号化部
６及び周波数誤差補正ブロツク７に出力する。復号化部
６は、受信信号Ｓ４に対して復号化処理を施すことによ
りベースバンド信号Ｓ５を生成し、これを後段の回路
（図示せず）に出力するようになされている。
５から供給される擬似雑音符号Ｓ３と受信信号Ｓ２とを
乗算（すなわち排他的論理和演算）することによつて逆
拡散を行い、その結果得られる受信信号Ｓ４を復号化部
６及び周波数誤差補正ブロツク７に出力する。復号化部
６は、受信信号Ｓ４に対して復号化処理を施すことによ
りベースバンド信号Ｓ５を生成し、これを後段の回路
（図示せず）に出力するようになされている。
【０００７】周波数誤差補正ブロツク７は、受信信号Ｓ
４を周波数誤差検出部８に入力するようになされてい
る。周波数誤差検出部８は、擬似雑音符号Ｓ３が乗算さ
れた受信信号Ｓ４から、受信した受信信号Ｓ２と擬似雑
音符号Ｓ３との周波数誤差を検出し、これを周波数誤差
データＳＥとして、上述のＰＤＭ装置に相当するＰＤＭ
部９に出力する。ＰＤＭ部９は、分周器１０から供給さ
れるクロツク信号Ｓ７に基づいて周波数誤差データＳＥ
をパルス密度変調することによりＰＤＭ波形データＳＨ
を生成し、これをローパスフイルタ（ＬＰＦ）１１に出
力する。
４を周波数誤差検出部８に入力するようになされてい
る。周波数誤差検出部８は、擬似雑音符号Ｓ３が乗算さ
れた受信信号Ｓ４から、受信した受信信号Ｓ２と擬似雑
音符号Ｓ３との周波数誤差を検出し、これを周波数誤差
データＳＥとして、上述のＰＤＭ装置に相当するＰＤＭ
部９に出力する。ＰＤＭ部９は、分周器１０から供給さ
れるクロツク信号Ｓ７に基づいて周波数誤差データＳＥ
をパルス密度変調することによりＰＤＭ波形データＳＨ
を生成し、これをローパスフイルタ（ＬＰＦ）１１に出
力する。
【０００８】ＬＰＦ１１は、ＰＤＭ波形データＳＨから
直流成分を抽出することにより制御電圧Ｓ９を生成し、
これを電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）１２に出力す
る。ＶＣＸＯ１２は、供給される制御電圧Ｓ９に応じて
発信周波数を変化させながら発信信号Ｓ１０を生成し、
これを分周器１０に出力する。分周器１０は、発信信号
Ｓ１０を所定の分周数に応じて分周することによりクロ
ツク信号Ｓ７を生成し、これを擬似雑音符号発生器５及
びＰＤＭ部９に出力する。擬似雑音符号発生器５は、分
周器１０から供給されるクロツク信号Ｓ７に基づいて擬
似雑音符号Ｓ３を発生し、これを乗算器４に出力するよ
うになされている。
直流成分を抽出することにより制御電圧Ｓ９を生成し、
これを電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）１２に出力す
る。ＶＣＸＯ１２は、供給される制御電圧Ｓ９に応じて
発信周波数を変化させながら発信信号Ｓ１０を生成し、
これを分周器１０に出力する。分周器１０は、発信信号
Ｓ１０を所定の分周数に応じて分周することによりクロ
ツク信号Ｓ７を生成し、これを擬似雑音符号発生器５及
びＰＤＭ部９に出力する。擬似雑音符号発生器５は、分
周器１０から供給されるクロツク信号Ｓ７に基づいて擬
似雑音符号Ｓ３を発生し、これを乗算器４に出力するよ
うになされている。
【０００９】このように周波数誤差補正ブロツク７は、
擬似雑音符号Ｓ３が乗算された受信信号Ｓ４を基にクロ
ツク信号Ｓ７を生成し、これを擬似雑音符号発生器５に
与えることにより、当該擬似雑音符号発生器５において
発生される擬似雑音符号Ｓ３の周波数を、受信信号Ｓ２
に含まれる送信側の擬似雑音符号の周波数に一致するよ
うに制御するようになされている。
擬似雑音符号Ｓ３が乗算された受信信号Ｓ４を基にクロ
ツク信号Ｓ７を生成し、これを擬似雑音符号発生器５に
与えることにより、当該擬似雑音符号発生器５において
発生される擬似雑音符号Ｓ３の周波数を、受信信号Ｓ２
に含まれる送信側の擬似雑音符号の周波数に一致するよ
うに制御するようになされている。
【００１０】ＰＤＭ部９は、図１４に示すように、カウ
ント回路２０、基本波形合成回路２１及びＰＤＭ波形合
成回路２２によつて形成されている。ＰＤＭ部９は、分
周器１０（図１３）から供給されるクロツク信号Ｓ７を
カウント回路２０に入力するようになされている。カウ
ント回路２０は、「ｎ」ビツトの２進カウント回路でな
り、クロツク信号Ｓ７をカウントすることにより「ｎ」
ビツトのカウントデータＳＡを生成し、これを基本波形
合成回路２１に出力する。この場合、カウントデータＳ
Ａを形成する各ビツトの周期は、クロツク信号Ｓ７の周
期の倍数でなつている。
ント回路２０、基本波形合成回路２１及びＰＤＭ波形合
成回路２２によつて形成されている。ＰＤＭ部９は、分
周器１０（図１３）から供給されるクロツク信号Ｓ７を
カウント回路２０に入力するようになされている。カウ
ント回路２０は、「ｎ」ビツトの２進カウント回路でな
り、クロツク信号Ｓ７をカウントすることにより「ｎ」
ビツトのカウントデータＳＡを生成し、これを基本波形
合成回路２１に出力する。この場合、カウントデータＳ
Ａを形成する各ビツトの周期は、クロツク信号Ｓ７の周
期の倍数でなつている。
【００１１】基本波形合成回路２１は、図１５に示すよ
うに、供給される「ｎ」ビツトのカウントデータＳＡの
うち、最下位ビツト（ＬＳＢ：Least Significant Bit
）のカウントデータＳＡ0 を、最上位ビツト（ＭＳ
Ｂ：Most Significant Bit）の基本波形データＳＢn-1
としてそのままＰＤＭ波形合成回路２２に出力すると共
に、インバータＡ0 に入力する。また基本波形合成回路
２１は、最下位ビツトから１ビツト分上の桁のカウント
データＳＡ1 をアンド回路Ｂ1 に入力すると共に、イン
バータＡ1 に入力する。同様にして基本波形合成回路２
１は、カウントデータＳＡの各ビツトを対応するアンド
回路Ｂ及びインバータＡに入力するようになされてい
る。因みに、基本波形合成回路２１は、最上位ビツトの
カウントデータＳＡn-1 についてはアンド回路Ｂn-1 に
入力する。
うに、供給される「ｎ」ビツトのカウントデータＳＡの
うち、最下位ビツト（ＬＳＢ：Least Significant Bit
）のカウントデータＳＡ0 を、最上位ビツト（ＭＳ
Ｂ：Most Significant Bit）の基本波形データＳＢn-1
としてそのままＰＤＭ波形合成回路２２に出力すると共
に、インバータＡ0 に入力する。また基本波形合成回路
２１は、最下位ビツトから１ビツト分上の桁のカウント
データＳＡ1 をアンド回路Ｂ1 に入力すると共に、イン
バータＡ1 に入力する。同様にして基本波形合成回路２
１は、カウントデータＳＡの各ビツトを対応するアンド
回路Ｂ及びインバータＡに入力するようになされてい
る。因みに、基本波形合成回路２１は、最上位ビツトの
カウントデータＳＡn-1 についてはアンド回路Ｂn-1 に
入力する。
【００１２】インバータＡ0 は、カウントデータＳＡ0
の極性を反転し、その結果得られるインバータ出力デー
タＳＣ0 をアンド回路Ｂ1 に出力すると共に、アンド回
路Ｃ1 に出力する。またインバータＡ1 は、カウントデ
ータＳＡ1 の極性を反転し、その結果得られるインバー
タ出力データＳＣ1 をアンド回路Ｃ1 に出力する。以
下、同様にしてインバータＡは、カウントデータＳＡの
極性を反転し、その結果得られるインバータ出力データ
ＳＣを対応するアンド回路Ｃに出力する。
の極性を反転し、その結果得られるインバータ出力デー
タＳＣ0 をアンド回路Ｂ1 に出力すると共に、アンド回
路Ｃ1 に出力する。またインバータＡ1 は、カウントデ
ータＳＡ1 の極性を反転し、その結果得られるインバー
タ出力データＳＣ1 をアンド回路Ｃ1 に出力する。以
下、同様にしてインバータＡは、カウントデータＳＡの
極性を反転し、その結果得られるインバータ出力データ
ＳＣを対応するアンド回路Ｃに出力する。
【００１３】アンド回路Ｃ1 は、最下位ビツトのカウン
トデータＳＡ0 の極性を反転したインバータ出力データ
ＳＣ0 と、最下位ビツトから１ビツト分上の桁のカウン
トデータＳＡ1 の極性を反転したインバータ出力データ
ＳＣ1 との論理積をとり、その結果得られるアンド出力
データＳＤ1 をアンド回路Ｂ2 に出力すると共に、アン
ド回路Ｃ2 （図示せず）に出力する。以下、同様にして
アンド回路Ｃは、１ビツト分下の桁のアンド回路Ｃから
出力されるアンド出力データＳＤと、インバータＡから
出力されるインバータ出力データＳＣとの論理積をと
り、その結果得られるアンド出力データＳＤをアンド回
路Ｂ及び１ビツト分上の桁のアンド回路Ｃに出力する。
因みに、アンド回路Ｃn-2 は、アンド回路Ｃn-3 から出
力されるアンド出力データＳＤn-3 と、インバータＡ
n-2 から出力されるインバータ出力データＳＣn-2 との
論理積をとり、その結果得られるアンド出力データＳＤ
n-2 をアンド回路Ｂn-1 に出力する。
トデータＳＡ0 の極性を反転したインバータ出力データ
ＳＣ0 と、最下位ビツトから１ビツト分上の桁のカウン
トデータＳＡ1 の極性を反転したインバータ出力データ
ＳＣ1 との論理積をとり、その結果得られるアンド出力
データＳＤ1 をアンド回路Ｂ2 に出力すると共に、アン
ド回路Ｃ2 （図示せず）に出力する。以下、同様にして
アンド回路Ｃは、１ビツト分下の桁のアンド回路Ｃから
出力されるアンド出力データＳＤと、インバータＡから
出力されるインバータ出力データＳＣとの論理積をと
り、その結果得られるアンド出力データＳＤをアンド回
路Ｂ及び１ビツト分上の桁のアンド回路Ｃに出力する。
因みに、アンド回路Ｃn-2 は、アンド回路Ｃn-3 から出
力されるアンド出力データＳＤn-3 と、インバータＡ
n-2 から出力されるインバータ出力データＳＣn-2 との
論理積をとり、その結果得られるアンド出力データＳＤ
n-2 をアンド回路Ｂn-1 に出力する。
【００１４】アンド回路Ｂ1 は、インバータ出力データ
ＳＣ0 とカウントデータＳＡ1 との論理積をとり、その
演算結果を最上位ビツトから１ビツト分下の桁の基本波
形データＳＢn-2 としてＰＤＭ波形合成回路２２に出力
する。またアンド回路Ｂ2 は、アンド出力データＳＤ1
とカウントデータＳＡ2 との論理積をとり、その演算結
果を最上位ビツトから２ビツト分下の桁の基本波形デー
タＳＢn-3 としてＰＤＭ波形合成回路２２に出力する。
このようにアンド回路Ｂは、アンド出力データＳＤとカ
ウントデータＳＡとの論理積をとり、その演算結果を所
望の桁の基本波形データＳＢとしてＰＤＭ波形合成回路
２２に出力するようになされている。
ＳＣ0 とカウントデータＳＡ1 との論理積をとり、その
演算結果を最上位ビツトから１ビツト分下の桁の基本波
形データＳＢn-2 としてＰＤＭ波形合成回路２２に出力
する。またアンド回路Ｂ2 は、アンド出力データＳＤ1
とカウントデータＳＡ2 との論理積をとり、その演算結
果を最上位ビツトから２ビツト分下の桁の基本波形デー
タＳＢn-3 としてＰＤＭ波形合成回路２２に出力する。
このようにアンド回路Ｂは、アンド出力データＳＤとカ
ウントデータＳＡとの論理積をとり、その演算結果を所
望の桁の基本波形データＳＢとしてＰＤＭ波形合成回路
２２に出力するようになされている。
【００１５】ＰＤＭ波形合成回路２２は、図１６に示す
ように、最下位ビツトの基本波形データＳＢ0 をアンド
回路Ｄ0 に入力すると共に、最下位ビツトから１ビツト
分上の桁の基本波形データＳＢ1 をアンド回路Ｄ1 に入
力する。このようにＰＤＭ波形合成回路２２は、基本波
形データＳＢの各ビツトを対応するアンド回路Ｄに入力
するようになされている。
ように、最下位ビツトの基本波形データＳＢ0 をアンド
回路Ｄ0 に入力すると共に、最下位ビツトから１ビツト
分上の桁の基本波形データＳＢ1 をアンド回路Ｄ1 に入
力する。このようにＰＤＭ波形合成回路２２は、基本波
形データＳＢの各ビツトを対応するアンド回路Ｄに入力
するようになされている。
【００１６】ところでＰＤＭ波形合成回路２２には、周
波数誤差検出部８から周波数誤差データＳＥが供給され
ている。ＰＤＭ波形合成回路２２は、周波数誤差データ
ＳＥのうち、最下位ビツトの周波数誤差データＳＥ0 を
アンド回路Ｄ0 に入力すると共に、最下位ビツトから１
ビツト分上の桁の周波数誤差データＳＥ1 をアンド回路
Ｄ1 に入力する。以下、同様にしてＰＤＭ波形合成回路
２２は、周波数誤差データＳＥを対応するアンド回路Ｄ
に入力するようになされている。
波数誤差検出部８から周波数誤差データＳＥが供給され
ている。ＰＤＭ波形合成回路２２は、周波数誤差データ
ＳＥのうち、最下位ビツトの周波数誤差データＳＥ0 を
アンド回路Ｄ0 に入力すると共に、最下位ビツトから１
ビツト分上の桁の周波数誤差データＳＥ1 をアンド回路
Ｄ1 に入力する。以下、同様にしてＰＤＭ波形合成回路
２２は、周波数誤差データＳＥを対応するアンド回路Ｄ
に入力するようになされている。
【００１７】アンド回路Ｄ0 は、最下位ビツトの基本波
形データＳＢ0 と周波数誤差データＳＥ0 との論理積を
とり、その結果得られるアンド出力データＳＦ0 をオア
回路Ｅ0 に出力する。またアンド回路Ｄ1 は、最下位ビ
ツトから１ビツト分上の桁の基本波形データＳＢ1 と周
波数誤差データＳＥ1 との論理積をとり、その結果得ら
れるアンド出力データＳＦ1 をオア回路Ｅ0 に出力す
る。以下、同様にしてアンド回路Ｄは、所望の桁の基本
波形データＳＢと周波数誤差データＳＥとの論理積をと
り、その結果得られるアンド出力データＳＦを対応する
オア回路Ｅに出力するようになされている。
形データＳＢ0 と周波数誤差データＳＥ0 との論理積を
とり、その結果得られるアンド出力データＳＦ0 をオア
回路Ｅ0 に出力する。またアンド回路Ｄ1 は、最下位ビ
ツトから１ビツト分上の桁の基本波形データＳＢ1 と周
波数誤差データＳＥ1 との論理積をとり、その結果得ら
れるアンド出力データＳＦ1 をオア回路Ｅ0 に出力す
る。以下、同様にしてアンド回路Ｄは、所望の桁の基本
波形データＳＢと周波数誤差データＳＥとの論理積をと
り、その結果得られるアンド出力データＳＦを対応する
オア回路Ｅに出力するようになされている。
【００１８】オア回路Ｅ0 は、最下位ビツト同士の論理
積をとつたアンド出力データＳＦ0と、最下位ビツトか
ら１ビツト分上の桁同士の論理積をとつたアンド出力デ
ータＳＦ1 との論理和をとり、その結果得られるオア出
力データＳＧ0 をオア回路Ｅ1 に出力する。オア回路Ｅ
1 は、オア出力データＳＧ0 とアンド回路Ｄ2 （図示せ
ず）から出力されるアンド出力データＳＦ2 との論理和
をとり、その結果得られるオア出力データＳＧ1 をオア
回路Ｅ2 （図示せず）に出力する。以下、同様にしてオ
ア回路Ｅは、１ビツト分下の桁のオア回路Ｅから出力さ
れるオア出力データＳＧとアンド出力データＳＦとの論
理和をとり、その結果得られるオア出力データＳＧを１
ビツト分上の桁のオア回路Ｅに出力する。このようにし
てＰＤＭ波形合成回路２２は、基本波形データＳＢと周
波数誤差データＳＥとの論理積をとり、その結果得たア
ンド出力データＳＦの論理和をとることによりＰＤＭ波
形データＳＨを生成し、これをＬＰＦ１１（図１３）に
出力するようになされている。
積をとつたアンド出力データＳＦ0と、最下位ビツトか
ら１ビツト分上の桁同士の論理積をとつたアンド出力デ
ータＳＦ1 との論理和をとり、その結果得られるオア出
力データＳＧ0 をオア回路Ｅ1 に出力する。オア回路Ｅ
1 は、オア出力データＳＧ0 とアンド回路Ｄ2 （図示せ
ず）から出力されるアンド出力データＳＦ2 との論理和
をとり、その結果得られるオア出力データＳＧ1 をオア
回路Ｅ2 （図示せず）に出力する。以下、同様にしてオ
ア回路Ｅは、１ビツト分下の桁のオア回路Ｅから出力さ
れるオア出力データＳＧとアンド出力データＳＦとの論
理和をとり、その結果得られるオア出力データＳＧを１
ビツト分上の桁のオア回路Ｅに出力する。このようにし
てＰＤＭ波形合成回路２２は、基本波形データＳＢと周
波数誤差データＳＥとの論理積をとり、その結果得たア
ンド出力データＳＦの論理和をとることによりＰＤＭ波
形データＳＨを生成し、これをＬＰＦ１１（図１３）に
出力するようになされている。
【００１９】ところで携帯電話機１は、ＶＣＸＯ１２に
おいて発生される発信信号Ｓ１０を所定の分周数で分周
することにより、ＰＤＭ部９のようなデイジタル処理系
回路を制御するためのクロツク信号Ｓ７を生成すると共
に、発信信号Ｓ１０を別の分周数で分周することによ
り、受信部３のようなアナログ処理系回路を制御するた
めのクロツク信号を生成するようになされている。これ
により、ＶＣＸＯ１２において発生される発信信号Ｓ１
０の周波数は、デイジタル処理系回路で用いられるクロ
ツク信号Ｓ７の周波数と、アナログ処理系回路で用いら
れるクロツク信号の周波数との最小公倍数となるように
選定されることが望ましい。
おいて発生される発信信号Ｓ１０を所定の分周数で分周
することにより、ＰＤＭ部９のようなデイジタル処理系
回路を制御するためのクロツク信号Ｓ７を生成すると共
に、発信信号Ｓ１０を別の分周数で分周することによ
り、受信部３のようなアナログ処理系回路を制御するた
めのクロツク信号を生成するようになされている。これ
により、ＶＣＸＯ１２において発生される発信信号Ｓ１
０の周波数は、デイジタル処理系回路で用いられるクロ
ツク信号Ｓ７の周波数と、アナログ処理系回路で用いら
れるクロツク信号の周波数との最小公倍数となるように
選定されることが望ましい。
【００２０】しかしながら、デイジタル処理系回路で用
いられるクロツク信号Ｓ７の周波数と、アナログ処理系
回路で用いられるクロツク信号の周波数との最小公倍数
の周波数でなる発信信号を生成しようとすると、非常に
高い周波数の発信信号を生成しなければならず、実際に
はこのような発信信号を生成することは極めて困難であ
る。従つてＶＣＸＯ１２は、例えばアナログ処理系回路
で用いられるクロツク信号の周波数を所定倍した周波数
でなる発信信号Ｓ１０を発生するようになされている。
このため発信信号Ｓ１０の周波数は、デイジタル処理系
回路で用いられるクロツク信号の周波数の倍数でない場
合がある。従つて分周器１０は、発信信号Ｓ１０を全て
同じ周期で分周（以下、これを等分周と呼ぶ）すること
ができず、他のクロツクとは周期が異なるクロツク（以
下、これを不等周期成分と呼ぶ）を含むようなクロツク
信号Ｓ７を生成せざるを得ない場合がある。
いられるクロツク信号Ｓ７の周波数と、アナログ処理系
回路で用いられるクロツク信号の周波数との最小公倍数
の周波数でなる発信信号を生成しようとすると、非常に
高い周波数の発信信号を生成しなければならず、実際に
はこのような発信信号を生成することは極めて困難であ
る。従つてＶＣＸＯ１２は、例えばアナログ処理系回路
で用いられるクロツク信号の周波数を所定倍した周波数
でなる発信信号Ｓ１０を発生するようになされている。
このため発信信号Ｓ１０の周波数は、デイジタル処理系
回路で用いられるクロツク信号の周波数の倍数でない場
合がある。従つて分周器１０は、発信信号Ｓ１０を全て
同じ周期で分周（以下、これを等分周と呼ぶ）すること
ができず、他のクロツクとは周期が異なるクロツク（以
下、これを不等周期成分と呼ぶ）を含むようなクロツク
信号Ｓ７を生成せざるを得ない場合がある。
【００２１】そこでこのような不等周期成分を含むクロ
ツク信号Ｓ７がＰＤＭ部９に入力される場合について図
１７〜図２０を用いて説明する。例えば図１７（Ａ）に
示すように、「３」ビツトのカウント回路２０に入力さ
れるクロツク信号Ｓ７が、その「１」周期のうち、
「４」、「６」及び「８」番目のクロツクの立ち上がり
タイミング前で間延びされているものとする。
ツク信号Ｓ７がＰＤＭ部９に入力される場合について図
１７〜図２０を用いて説明する。例えば図１７（Ａ）に
示すように、「３」ビツトのカウント回路２０に入力さ
れるクロツク信号Ｓ７が、その「１」周期のうち、
「４」、「６」及び「８」番目のクロツクの立ち上がり
タイミング前で間延びされているものとする。
【００２２】カウント回路２０は、クロツクの立ち上が
りタイミングに同期してカウントアツプすることにより
「３」ビツトのカウントデータＳＡを生成し、これを基
本波形合成回路２１に出力する。このときカウント回路
２０は、クロツク信号Ｓ７をカウントアツプすることに
より、当該クロツク信号Ｓ７の周波数を「１／２」分周
した最下位ビツトのカウントデータＳＡ0 を生成する
（図１７（Ｂ））。またカウント回路２０は、クロツク
信号Ｓ７の周波数を１／４分周した、最下位ビツトから
１ビツト分上の桁のカウントデータＳＡ1 を生成する
（図１７（Ｃ））。さらにカウント回路２０は、クロツ
ク信号Ｓ７の周波数を１／８分周した最上位ビツトのカ
ウントデータＳＡ2 を生成する（図１７（Ｄ））。
りタイミングに同期してカウントアツプすることにより
「３」ビツトのカウントデータＳＡを生成し、これを基
本波形合成回路２１に出力する。このときカウント回路
２０は、クロツク信号Ｓ７をカウントアツプすることに
より、当該クロツク信号Ｓ７の周波数を「１／２」分周
した最下位ビツトのカウントデータＳＡ0 を生成する
（図１７（Ｂ））。またカウント回路２０は、クロツク
信号Ｓ７の周波数を１／４分周した、最下位ビツトから
１ビツト分上の桁のカウントデータＳＡ1 を生成する
（図１７（Ｃ））。さらにカウント回路２０は、クロツ
ク信号Ｓ７の周波数を１／８分周した最上位ビツトのカ
ウントデータＳＡ2 を生成する（図１７（Ｄ））。
【００２３】続いて図１８を用いて基本波形合成回路２
１から出力される基本波形データＳＢ0 〜ＳＢ2 につい
て説明する。まず図１８（Ａ）は、カウント回路２０に
入力されるクロツク信号Ｓ７を示す。基本波形合成回路
２１は、カウントデータＳＡ2 が論理レベル「Ｈ」にな
る位相であつて、かつカウントデータＳＡ0 及びＳＡ1
が論理レベル「Ｌ」になる位相を論理レベル「Ｈ」とす
るような、最下位ビツトの基本波形データＳＢ0 を生成
し、これをＰＤＭ波形合成回路２２に出力する（図１８
（Ｂ））。
１から出力される基本波形データＳＢ0 〜ＳＢ2 につい
て説明する。まず図１８（Ａ）は、カウント回路２０に
入力されるクロツク信号Ｓ７を示す。基本波形合成回路
２１は、カウントデータＳＡ2 が論理レベル「Ｈ」にな
る位相であつて、かつカウントデータＳＡ0 及びＳＡ1
が論理レベル「Ｌ」になる位相を論理レベル「Ｈ」とす
るような、最下位ビツトの基本波形データＳＢ0 を生成
し、これをＰＤＭ波形合成回路２２に出力する（図１８
（Ｂ））。
【００２４】また基本波形合成回路２１は、カウントデ
ータＳＡ1 が論理レベル「Ｈ」になる位相であつて、か
つカウントデータＳＡ0 が論理レベル「Ｌ」になる位相
を論理レベル「Ｈ」とするような、最下位ビツトから１
ビツト上の桁の基本波形データＳＢ1 を生成し、これを
ＰＤＭ波形合成回路２２に出力する（図１８（Ｃ））。
さらに基本波形合成回路２１は、カウントデータＳＡ0
を最上位ビツトの基本波形データＳＢ2 としてそのまま
ＰＤＭ波形合成回路２２に出力する（図１８（Ｄ））。
このようにして生成された基本波形データＳＢにおけ
る、論理レベル「Ｈ」と論理レベル「Ｌ」の時間比は、
最下位ビツトの基本波形データＳＢ0 の場合には「３／
１９」であり、最下位ビツトから１ビツト上の桁の基本
波形データＳＢ1の場合には「６／１９」であり、最上
位ビツトの基本波形データＳＢ2 の場合には「８／１
９」である。また各基本波形データＳＢ0 〜ＳＢ2 は、
論理レベル「Ｈ」の位相が重ならないようになつてい
る。
ータＳＡ1 が論理レベル「Ｈ」になる位相であつて、か
つカウントデータＳＡ0 が論理レベル「Ｌ」になる位相
を論理レベル「Ｈ」とするような、最下位ビツトから１
ビツト上の桁の基本波形データＳＢ1 を生成し、これを
ＰＤＭ波形合成回路２２に出力する（図１８（Ｃ））。
さらに基本波形合成回路２１は、カウントデータＳＡ0
を最上位ビツトの基本波形データＳＢ2 としてそのまま
ＰＤＭ波形合成回路２２に出力する（図１８（Ｄ））。
このようにして生成された基本波形データＳＢにおけ
る、論理レベル「Ｈ」と論理レベル「Ｌ」の時間比は、
最下位ビツトの基本波形データＳＢ0 の場合には「３／
１９」であり、最下位ビツトから１ビツト上の桁の基本
波形データＳＢ1の場合には「６／１９」であり、最上
位ビツトの基本波形データＳＢ2 の場合には「８／１
９」である。また各基本波形データＳＢ0 〜ＳＢ2 は、
論理レベル「Ｈ」の位相が重ならないようになつてい
る。
【００２５】次に図１９を用いてＰＤＭ波形合成回路２
２から出力されるＰＤＭ波形データＳＨについて説明す
る。まず図１９（Ａ）は、カウント回路２０に入力され
るクロツク信号Ｓ７を示す。ＰＤＭ波形合成回路２２
は、周波数誤差検出部８から供給される周波数誤差デー
タＳＥと基本波形データＳＢとの論理積をとつた後、さ
らに論理和をとることによりＰＤＭ波形データＳＨを生
成し、これをＬＰＦ１１（図１３）に出力する。
２から出力されるＰＤＭ波形データＳＨについて説明す
る。まず図１９（Ａ）は、カウント回路２０に入力され
るクロツク信号Ｓ７を示す。ＰＤＭ波形合成回路２２
は、周波数誤差検出部８から供給される周波数誤差デー
タＳＥと基本波形データＳＢとの論理積をとつた後、さ
らに論理和をとることによりＰＤＭ波形データＳＨを生
成し、これをＬＰＦ１１（図１３）に出力する。
【００２６】ＰＤＭ波形合成回路２２は、周波数誤差デ
ータＳＥが「０００」の場合には、論理レベル「０」を
波形番号「０」のＰＤＭ波形データＳＨ0 として出力す
る（図１９（Ｂ））。また周波数誤差データＳＥが「０
０１」の場合には、最下位ビツトの基本波形合成データ
ＳＢ0 を波形番号「１」のＰＤＭ波形データＳＨ1 とし
てＬＰＦ１１（図１３）に出力する（図１９（Ｃ））。
さらに周波数誤差データＳＥが「０１０」の場合には、
最下位ビツトから１ビツト分上の桁の基本波形合成デー
タＳＢ1 を、波形番号「２」のＰＤＭ波形データＳＨ2
として出力する（図１９（Ｄ））。
ータＳＥが「０００」の場合には、論理レベル「０」を
波形番号「０」のＰＤＭ波形データＳＨ0 として出力す
る（図１９（Ｂ））。また周波数誤差データＳＥが「０
０１」の場合には、最下位ビツトの基本波形合成データ
ＳＢ0 を波形番号「１」のＰＤＭ波形データＳＨ1 とし
てＬＰＦ１１（図１３）に出力する（図１９（Ｃ））。
さらに周波数誤差データＳＥが「０１０」の場合には、
最下位ビツトから１ビツト分上の桁の基本波形合成デー
タＳＢ1 を、波形番号「２」のＰＤＭ波形データＳＨ2
として出力する（図１９（Ｄ））。
【００２７】続いてＰＤＭ波形合成回路２２は、周波数
誤差データＳＥが「０１１」の場合には、最下位ビツト
の基本波形合成データＳＢ0 と最下位ビツトから１ビツ
ト分上の桁の基本波形合成データＳＢ1 とを合成し、そ
の結果得たデータを波形番号「３」のＰＤＭ波形データ
ＳＨ3 として出力する（図１９（Ｅ））。また周波数誤
差データＳＥが「１００」の場合には、最上位ビツトの
基本波形合成データＳＢ2 を波形番号「４」のＰＤＭ波
形データＳＨ4 として出力する（図１９（Ｆ））。さら
に周波数誤差データＳＥが「１０１」の場合には、最下
位ビツトの基本波形合成データＳＢ0 と最上位ビツトの
基本波形合成データＳＢ2 とを合成し、その結果得たデ
ータを波形番号「５」のＰＤＭ波形データＳＨ5 として
出力する（図１９（Ｇ））。
誤差データＳＥが「０１１」の場合には、最下位ビツト
の基本波形合成データＳＢ0 と最下位ビツトから１ビツ
ト分上の桁の基本波形合成データＳＢ1 とを合成し、そ
の結果得たデータを波形番号「３」のＰＤＭ波形データ
ＳＨ3 として出力する（図１９（Ｅ））。また周波数誤
差データＳＥが「１００」の場合には、最上位ビツトの
基本波形合成データＳＢ2 を波形番号「４」のＰＤＭ波
形データＳＨ4 として出力する（図１９（Ｆ））。さら
に周波数誤差データＳＥが「１０１」の場合には、最下
位ビツトの基本波形合成データＳＢ0 と最上位ビツトの
基本波形合成データＳＢ2 とを合成し、その結果得たデ
ータを波形番号「５」のＰＤＭ波形データＳＨ5 として
出力する（図１９（Ｇ））。
【００２８】同様にしてＰＤＭ波形合成回路２２は、周
波数誤差データＳＥが「１１０」の場合には、最下位ビ
ツトから１ビツト分上の桁の基本波形合成データＳＢ1
と、最上位ビツトの基本波形合成データＳＢ2 とを合成
し、その結果得たデータを波形番号「６」のＰＤＭ波形
データＳＨ6 として出力する（図１９（Ｈ））。また周
波数誤差データＳＥが「１１１」の場合には、基本波形
合成データＳＢ0 と基本波形合成データＳＢ1 と基本波
形合成データＳＢ2 とを全て合成し、その結果得たデー
タを波形番号「７」のＰＤＭ波形データＳＨ7 として出
力する（図１９（Ｉ））。
波数誤差データＳＥが「１１０」の場合には、最下位ビ
ツトから１ビツト分上の桁の基本波形合成データＳＢ1
と、最上位ビツトの基本波形合成データＳＢ2 とを合成
し、その結果得たデータを波形番号「６」のＰＤＭ波形
データＳＨ6 として出力する（図１９（Ｈ））。また周
波数誤差データＳＥが「１１１」の場合には、基本波形
合成データＳＢ0 と基本波形合成データＳＢ1 と基本波
形合成データＳＢ2 とを全て合成し、その結果得たデー
タを波形番号「７」のＰＤＭ波形データＳＨ7 として出
力する（図１９（Ｉ））。
【００２９】ＬＰＦ１１は、ＰＤＭ部９において生成さ
れたＰＤＭ波形データＳＨから直流成分を抽出すること
により、ＰＤＭ波形データＳＨに応じた所望の電圧レベ
ルの制御電圧Ｓ９を生成し、これをＶＣＸＯ１２に出力
するようになされている。
れたＰＤＭ波形データＳＨから直流成分を抽出すること
により、ＰＤＭ波形データＳＨに応じた所望の電圧レベ
ルの制御電圧Ｓ９を生成し、これをＶＣＸＯ１２に出力
するようになされている。
【００３０】
【発明が解決しようとする課題】ここで図２０を用いて
ＰＤＭ波形データＳＨと制御電圧Ｓ９の関係を説明す
る。制御電圧Ｓ９は、波形番号「０」〜「３」のＰＤＭ
波形データＳＨ0 〜ＳＨ3の間では直線的に増大し、波
形番号「４」のＰＤＭ波形データＳＨ4 のときに一旦減
少した後、波形番号「４」〜「７」のＰＤＭ波形データ
ＳＨ4 〜ＳＨ7 の間では再び直線的に増大している。す
なわち制御電圧Ｓ９は、周波数誤差データＳＥが「００
０」から始まつて「０１１」にインクリメントされるま
では直線的に増大するが、周波数誤差データＳＥが「１
００」にインクリメントされると一旦減少し、さらに周
波数誤差データＳＥが「１００」から「１１１」にイン
クリメントされるまでは再び増大していることがわか
る。
ＰＤＭ波形データＳＨと制御電圧Ｓ９の関係を説明す
る。制御電圧Ｓ９は、波形番号「０」〜「３」のＰＤＭ
波形データＳＨ0 〜ＳＨ3の間では直線的に増大し、波
形番号「４」のＰＤＭ波形データＳＨ4 のときに一旦減
少した後、波形番号「４」〜「７」のＰＤＭ波形データ
ＳＨ4 〜ＳＨ7 の間では再び直線的に増大している。す
なわち制御電圧Ｓ９は、周波数誤差データＳＥが「００
０」から始まつて「０１１」にインクリメントされるま
では直線的に増大するが、周波数誤差データＳＥが「１
００」にインクリメントされると一旦減少し、さらに周
波数誤差データＳＥが「１００」から「１１１」にイン
クリメントされるまでは再び増大していることがわか
る。
【００３１】以上、述べてきたように、不等周期成分を
含むクロツク信号Ｓ７がＰＤＭ部９に供給されると、Ｐ
ＤＭ波形データＳＨの波形番号と制御電圧Ｓ９との間で
線形性が成り立たたないため、ＶＣＸＯ１２を正確に制
御することができないという問題があつた。
含むクロツク信号Ｓ７がＰＤＭ部９に供給されると、Ｐ
ＤＭ波形データＳＨの波形番号と制御電圧Ｓ９との間で
線形性が成り立たたないため、ＶＣＸＯ１２を正確に制
御することができないという問題があつた。
【００３２】本発明は以上の点を考慮してなされたもの
で、従来に比して一段と正確にパルス密度変調を行い得
るパルス密度変調装置を提案しようとするものである。
で、従来に比して一段と正確にパルス密度変調を行い得
るパルス密度変調装置を提案しようとするものである。
【００３３】
【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め本発明においては、単位時間あたりのパルス密度を変
化させることによつて変調処理を施すパルス密度変調装
置において、供給されるクロツク信号をカウントするカ
ウント手段と、カウント手段から出力されるカウントデ
ータを合成して基本波形データを生成する第１の波形デ
ータ生成手段と、第１の波形データ生成手段から出力さ
れる基本波形データを合成することにより、外部から供
給されるデイジタルデータに応じたパルス密度変調波形
データを生成する第２の波形データ生成手段と、クロツ
ク信号に含まれる不等周期成分の位相を示すクロツク補
正信号を生成するクロツク補正信号生成手段と、クロツ
ク補正信号に基づいてパルス密度変調波形データを補正
する波形データ補正手段とを設けるようにした。
め本発明においては、単位時間あたりのパルス密度を変
化させることによつて変調処理を施すパルス密度変調装
置において、供給されるクロツク信号をカウントするカ
ウント手段と、カウント手段から出力されるカウントデ
ータを合成して基本波形データを生成する第１の波形デ
ータ生成手段と、第１の波形データ生成手段から出力さ
れる基本波形データを合成することにより、外部から供
給されるデイジタルデータに応じたパルス密度変調波形
データを生成する第２の波形データ生成手段と、クロツ
ク信号に含まれる不等周期成分の位相を示すクロツク補
正信号を生成するクロツク補正信号生成手段と、クロツ
ク補正信号に基づいてパルス密度変調波形データを補正
する波形データ補正手段とを設けるようにした。
【００３４】クロツク信号に含まれる不等周期成分の位
相を示すクロツク補正信号に基づいて、パルス密度変調
波形データを補正する波形データ補正手段を設けるよう
にしたことにより、当該波形データ補正手段を追加する
だけで、補正されたパルス密度変調波形データとその直
流成分との間に線形性を成立させることができる。
相を示すクロツク補正信号に基づいて、パルス密度変調
波形データを補正する波形データ補正手段を設けるよう
にしたことにより、当該波形データ補正手段を追加する
だけで、補正されたパルス密度変調波形データとその直
流成分との間に線形性を成立させることができる。
【００３５】
【発明の実施の形態】以下図面について、本発明の一実
施の形態を詳述する。
施の形態を詳述する。
【００３６】図１３との対応部分に同一符号を付して示
す図１において、３０は全体として携帯電話機を示し、
周波数誤差補正ブロツク３１の構成を除いて、従来の携
帯電話機１と同様に構成されている。携帯電話機３０
は、擬似雑音符号によつてスペクトラム拡散変調されて
送信される送信信号をアンテナ２によつて受信し、その
受信信号Ｓ１を受信部３に入力するようになされてい
る。受信部３は、受信信号Ｓ１を周波数変換するなどし
て所定の信号処理を施し、その結果得た受信信号Ｓ２を
乗算器４に出力する。
す図１において、３０は全体として携帯電話機を示し、
周波数誤差補正ブロツク３１の構成を除いて、従来の携
帯電話機１と同様に構成されている。携帯電話機３０
は、擬似雑音符号によつてスペクトラム拡散変調されて
送信される送信信号をアンテナ２によつて受信し、その
受信信号Ｓ１を受信部３に入力するようになされてい
る。受信部３は、受信信号Ｓ１を周波数変換するなどし
て所定の信号処理を施し、その結果得た受信信号Ｓ２を
乗算器４に出力する。
【００３７】乗算器４は、擬似雑音符号発生器５から供
給される擬似雑音符号Ｓ３と受信信号Ｓ２とを乗算する
ことによつて逆拡散を行い、その結果得られる受信信号
Ｓ４を復号化部６及び周波数誤差補正ブロツク３１に出
力する。復号化部６は、受信信号Ｓ４に対して復号化処
理を施すことによりベースバンド信号Ｓ５を生成し、こ
れを後段の回路（図示せず）に出力するようになされて
いる。
給される擬似雑音符号Ｓ３と受信信号Ｓ２とを乗算する
ことによつて逆拡散を行い、その結果得られる受信信号
Ｓ４を復号化部６及び周波数誤差補正ブロツク３１に出
力する。復号化部６は、受信信号Ｓ４に対して復号化処
理を施すことによりベースバンド信号Ｓ５を生成し、こ
れを後段の回路（図示せず）に出力するようになされて
いる。
【００３８】周波数誤差補正ブロツク３１は、受信信号
Ｓ４を周波数誤差検出部８に入力するようになされてい
る。周波数誤差検出部８は、擬似雑音符号Ｓ３が乗算さ
れた受信信号Ｓ４から、受信した受信信号Ｓ２と擬似雑
音符号Ｓ３との周波数誤差を検出し、これを周波数誤差
データＳＥとしてＰＤＭ部３２に出力する。ＰＤＭ部３
２は、分周器３３から供給されるクロツク信号Ｓ７に基
づいて周波数誤差データＳＥをパルス密度変調すること
によりＰＤＭ波形データを生成する。さらにＰＤＭ部３
２は、この生成したＰＤＭ波形データを分周器３３から
供給されるクロツク補正信号Ｓ３０に基づいて補正し、
その結果得られるＰＤＭ波形補正データＳＫをＬＰＦ１
１に出力する。
Ｓ４を周波数誤差検出部８に入力するようになされてい
る。周波数誤差検出部８は、擬似雑音符号Ｓ３が乗算さ
れた受信信号Ｓ４から、受信した受信信号Ｓ２と擬似雑
音符号Ｓ３との周波数誤差を検出し、これを周波数誤差
データＳＥとしてＰＤＭ部３２に出力する。ＰＤＭ部３
２は、分周器３３から供給されるクロツク信号Ｓ７に基
づいて周波数誤差データＳＥをパルス密度変調すること
によりＰＤＭ波形データを生成する。さらにＰＤＭ部３
２は、この生成したＰＤＭ波形データを分周器３３から
供給されるクロツク補正信号Ｓ３０に基づいて補正し、
その結果得られるＰＤＭ波形補正データＳＫをＬＰＦ１
１に出力する。
【００３９】ＬＰＦ１１は、ＰＤＭ波形補正データＳＫ
から直流成分を抽出することにより制御電圧Ｓ９を生成
し、これをＶＣＸＯ１２に出力する。ＶＣＸＯ１２は、
供給される制御電圧Ｓ９に応じて発信周波数を変化させ
ながら発信信号Ｓ１０を生成し、これを分周器３３に出
力する。分周器３３は、発信信号Ｓ１０を所定の分周数
に応じて分周することによりクロツク信号Ｓ７を生成
し、これを擬似雑音符号発生器５及びＰＤＭ部３２に出
力する。これと共に分周器３３は、生成したクロツク信
号Ｓ７に含まれる不等周期成分の位相を示すクロツク補
正信号Ｓ３０を生成し、これをＰＤＭ部３２に出力する
ようになされている。擬似雑音符号発生器５は、分周器
３３から供給されるクロツク信号Ｓ７に基づいて擬似雑
音符号Ｓ３を発生し、これを乗算器４に出力する。
から直流成分を抽出することにより制御電圧Ｓ９を生成
し、これをＶＣＸＯ１２に出力する。ＶＣＸＯ１２は、
供給される制御電圧Ｓ９に応じて発信周波数を変化させ
ながら発信信号Ｓ１０を生成し、これを分周器３３に出
力する。分周器３３は、発信信号Ｓ１０を所定の分周数
に応じて分周することによりクロツク信号Ｓ７を生成
し、これを擬似雑音符号発生器５及びＰＤＭ部３２に出
力する。これと共に分周器３３は、生成したクロツク信
号Ｓ７に含まれる不等周期成分の位相を示すクロツク補
正信号Ｓ３０を生成し、これをＰＤＭ部３２に出力する
ようになされている。擬似雑音符号発生器５は、分周器
３３から供給されるクロツク信号Ｓ７に基づいて擬似雑
音符号Ｓ３を発生し、これを乗算器４に出力する。
【００４０】このように周波数誤差補正ブロツク３１
は、擬似雑音符号Ｓ３が乗算された受信信号Ｓ４を基に
クロツク信号Ｓ７を生成し、これを擬似雑音符号発生器
５に与えることにより、当該擬似雑音符号発生器５にお
いて発生される擬似雑音符号Ｓ３の周波数を、受信信号
Ｓ２に含まれる送信側の擬似雑音符号の周波数に一致す
るように制御するようになされている。
は、擬似雑音符号Ｓ３が乗算された受信信号Ｓ４を基に
クロツク信号Ｓ７を生成し、これを擬似雑音符号発生器
５に与えることにより、当該擬似雑音符号発生器５にお
いて発生される擬似雑音符号Ｓ３の周波数を、受信信号
Ｓ２に含まれる送信側の擬似雑音符号の周波数に一致す
るように制御するようになされている。
【００４１】ＰＤＭ部３２は、図１４との対応部分に同
一符号を付して示す図２に示すように、カウント回路２
０、基本波形合成回路２１、ＰＤＭ波形合成回路２２及
びＰＤＭ波形補正回路４０によつて形成されている。Ｐ
ＤＭ部３２は、分周器３３（図１）から供給されるクロ
ツク信号Ｓ７をカウント回路２０に入力するようになさ
れている。カウント回路２０は、「ｎ」ビツトの２進カ
ウント回路でなり、クロツク信号Ｓ７をカウントするこ
とにより「ｎ」ビツトのカウントデータＳＡを生成し、
これを基本波形合成回路２１に出力する。
一符号を付して示す図２に示すように、カウント回路２
０、基本波形合成回路２１、ＰＤＭ波形合成回路２２及
びＰＤＭ波形補正回路４０によつて形成されている。Ｐ
ＤＭ部３２は、分周器３３（図１）から供給されるクロ
ツク信号Ｓ７をカウント回路２０に入力するようになさ
れている。カウント回路２０は、「ｎ」ビツトの２進カ
ウント回路でなり、クロツク信号Ｓ７をカウントするこ
とにより「ｎ」ビツトのカウントデータＳＡを生成し、
これを基本波形合成回路２１に出力する。
【００４２】基本波形合成回路２１は、所望ビツトのカ
ウントデータＳＡが論理レベル「Ｈ」になるタイミング
であつて、かつ当該所望ビツトよりも下位ビツトのカウ
ントデータＳＡが全て論理レベル「Ｌ」になるタイミン
グを、論理レベル「Ｈ」とするようなデータを生成し
て、当該データの上位ビツトと下位ビツトを順次入れ換
えることによつて基本波形データＳＢを生成し、これを
ＰＤＭ波形合成回路２２に出力する。ＰＤＭ波形合成回
路２２は、周波数誤差検出部８（図１）から供給される
周波数誤差データＳＥと基本波形データＳＢとの論理積
をとつた後、これらの論理和をとることによりＰＤＭ波
形データＳＨを生成し、これをＰＤＭ波形補正回路４０
に出力する。
ウントデータＳＡが論理レベル「Ｈ」になるタイミング
であつて、かつ当該所望ビツトよりも下位ビツトのカウ
ントデータＳＡが全て論理レベル「Ｌ」になるタイミン
グを、論理レベル「Ｈ」とするようなデータを生成し
て、当該データの上位ビツトと下位ビツトを順次入れ換
えることによつて基本波形データＳＢを生成し、これを
ＰＤＭ波形合成回路２２に出力する。ＰＤＭ波形合成回
路２２は、周波数誤差検出部８（図１）から供給される
周波数誤差データＳＥと基本波形データＳＢとの論理積
をとつた後、これらの論理和をとることによりＰＤＭ波
形データＳＨを生成し、これをＰＤＭ波形補正回路４０
に出力する。
【００４３】ところでＰＤＭ部３２は、分周器３３（図
１）から供給されるクロツク補正信号Ｓ３０をＰＤＭ波
形補正回路４０に入力するようになされている。ＰＤＭ
波形補正回路４０は、図３に示すように、インバータ４
１とアンド回路４２とによつて形成されており、クロツ
ク補正信号Ｓ３０をインバータ４１に入力する一方、Ｐ
ＤＭ波形データＳＨをアンド回路４２に入力するように
なされている。インバータ４１は、クロツク補正信号Ｓ
３０の極性を反転し、その結果得られるインバータ出力
データＳ４０をアンド回路４２に出力する。アンド回路
４２は、インバータ出力データＳ４０とＰＤＭ波形デー
タＳＨとの論理積をとり、その結果得られるＰＤＭ波形
補正データＳＫをＬＰＦ１１（図１）に出力する。
１）から供給されるクロツク補正信号Ｓ３０をＰＤＭ波
形補正回路４０に入力するようになされている。ＰＤＭ
波形補正回路４０は、図３に示すように、インバータ４
１とアンド回路４２とによつて形成されており、クロツ
ク補正信号Ｓ３０をインバータ４１に入力する一方、Ｐ
ＤＭ波形データＳＨをアンド回路４２に入力するように
なされている。インバータ４１は、クロツク補正信号Ｓ
３０の極性を反転し、その結果得られるインバータ出力
データＳ４０をアンド回路４２に出力する。アンド回路
４２は、インバータ出力データＳ４０とＰＤＭ波形デー
タＳＨとの論理積をとり、その結果得られるＰＤＭ波形
補正データＳＫをＬＰＦ１１（図１）に出力する。
【００４４】ここで、不等周期成分を含むクロツク信号
Ｓ７がＰＤＭ部３２に入力された場合について説明す
る。例えば「３」ビツトのカウント回路２０に入力され
るクロツク信号Ｓ７が、その「１」周期のうち「４」、
「６」及び「８」番目のクロツクの立ち上がりタイミン
グ前で間延びされているものとする（図１７（Ａ））。
Ｓ７がＰＤＭ部３２に入力された場合について説明す
る。例えば「３」ビツトのカウント回路２０に入力され
るクロツク信号Ｓ７が、その「１」周期のうち「４」、
「６」及び「８」番目のクロツクの立ち上がりタイミン
グ前で間延びされているものとする（図１７（Ａ））。
【００４５】カウント回路２０は、クロツクの立ち上が
りタイミングに同期してカウントアツプすることによ
り、「３」ビツトのカウントデータＳＡ0 〜ＳＡ2 を生
成し、これを基本波形合成回路２１に出力する（図１７
（Ｂ）〜（Ｄ））。基本波形合成回路２１は、カウント
データＳＡ0 〜ＳＡ2 に対して上述した所定のデータ処
理を施し、その結果得られる基本波形データＳＢ0 〜Ｓ
Ｂ2 をＰＤＭ波形合成回路２２に出力する（図１８
（Ｂ）〜（Ｄ））。ＰＤＭ波形合成回路２２は、供給さ
れる周波数誤差データＳＥに応じて基本波形データＳＢ
0 〜ＳＢ2 を合成し、その結果得たＰＤＭ波形データＳ
ＨをＰＤＭ波形補正回路４０に出力する（図１９（Ｂ）
〜（Ｉ））。
りタイミングに同期してカウントアツプすることによ
り、「３」ビツトのカウントデータＳＡ0 〜ＳＡ2 を生
成し、これを基本波形合成回路２１に出力する（図１７
（Ｂ）〜（Ｄ））。基本波形合成回路２１は、カウント
データＳＡ0 〜ＳＡ2 に対して上述した所定のデータ処
理を施し、その結果得られる基本波形データＳＢ0 〜Ｓ
Ｂ2 をＰＤＭ波形合成回路２２に出力する（図１８
（Ｂ）〜（Ｄ））。ＰＤＭ波形合成回路２２は、供給さ
れる周波数誤差データＳＥに応じて基本波形データＳＢ
0 〜ＳＢ2 を合成し、その結果得たＰＤＭ波形データＳ
ＨをＰＤＭ波形補正回路４０に出力する（図１９（Ｂ）
〜（Ｉ））。
【００４６】ところで分周器３３（図１）は、クロツク
信号Ｓ７を生成すると共に、当該クロツク信号Ｓ７に含
まれる不等周期成分の位相を示すクロツク補正信号Ｓ３
０を生成して、これをＰＤＭ波形補正回路４０に供給す
るようになされている。例えば図４（Ａ）に示すよう
に、分周器３３では、「４」、「６」及び「８」番目の
クロツクの立ち上がりタイミング前で間延びされている
クロツク信号Ｓ７を生成した場合には、その立ち上がり
タイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｈ」とす
るようなクロツク補正信号Ｓ３０を生成する。
信号Ｓ７を生成すると共に、当該クロツク信号Ｓ７に含
まれる不等周期成分の位相を示すクロツク補正信号Ｓ３
０を生成して、これをＰＤＭ波形補正回路４０に供給す
るようになされている。例えば図４（Ａ）に示すよう
に、分周器３３では、「４」、「６」及び「８」番目の
クロツクの立ち上がりタイミング前で間延びされている
クロツク信号Ｓ７を生成した場合には、その立ち上がり
タイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｈ」とす
るようなクロツク補正信号Ｓ３０を生成する。
【００４７】ＰＤＭ波形補正回路４０は、波形番号
「０」のＰＤＭ波形データＳＨ0 が供給された場合に
は、論理レベル「０」でなる波形番号「０」のＰＤＭ波
形補正データＳＫ0 を生成し、これをＬＰＦ１１（図
１）に出力する（図４（Ｂ））。またＰＤＭ波形補正回
路４０は、波形番号「１」のＰＤＭ波形データＳＨ1 が
供給された場合には、当該ＰＤＭ波形データＳＨ1 のう
ち、「６」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前
の半クロツク分を論理レベル「Ｈ」から論理レベル
「Ｌ」に落とすことにより、波形番号「１」のＰＤＭ波
形補正データＳＫ1 を生成し、これを出力する（図４
（Ｃ））。
「０」のＰＤＭ波形データＳＨ0 が供給された場合に
は、論理レベル「０」でなる波形番号「０」のＰＤＭ波
形補正データＳＫ0 を生成し、これをＬＰＦ１１（図
１）に出力する（図４（Ｂ））。またＰＤＭ波形補正回
路４０は、波形番号「１」のＰＤＭ波形データＳＨ1 が
供給された場合には、当該ＰＤＭ波形データＳＨ1 のう
ち、「６」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前
の半クロツク分を論理レベル「Ｈ」から論理レベル
「Ｌ」に落とすことにより、波形番号「１」のＰＤＭ波
形補正データＳＫ1 を生成し、これを出力する（図４
（Ｃ））。
【００４８】ＰＤＭ波形補正回路４０は、波形番号
「２」のＰＤＭ波形データＳＨ2 が供給された場合に
は、当該ＰＤＭ波形データＳＨ2 のうち、「４」及び
「８」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半
クロツク分を論理レベル「Ｈ」から論理レベル「Ｌ」に
落とすことにより、波形番号「２」のＰＤＭ波形補正デ
ータＳＫ2 を生成し、これを出力する（図４（Ｄ））。
また波形番号「３」のＰＤＭ波形データＳＨ3 が供給さ
れた場合には、当該ＰＤＭ波形データＳＨ3 のうち、
「４」、「６」及び「８」番目のクロツクの立ち上がり
タイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｈ」から
論理レベル「Ｌ」に落とすことにより、波形番号「３」
のＰＤＭ波形補正データＳＫ3 を生成し、これを出力す
る（図４（Ｅ））。
「２」のＰＤＭ波形データＳＨ2 が供給された場合に
は、当該ＰＤＭ波形データＳＨ2 のうち、「４」及び
「８」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半
クロツク分を論理レベル「Ｈ」から論理レベル「Ｌ」に
落とすことにより、波形番号「２」のＰＤＭ波形補正デ
ータＳＫ2 を生成し、これを出力する（図４（Ｄ））。
また波形番号「３」のＰＤＭ波形データＳＨ3 が供給さ
れた場合には、当該ＰＤＭ波形データＳＨ3 のうち、
「４」、「６」及び「８」番目のクロツクの立ち上がり
タイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｈ」から
論理レベル「Ｌ」に落とすことにより、波形番号「３」
のＰＤＭ波形補正データＳＫ3 を生成し、これを出力す
る（図４（Ｅ））。
【００４９】ＰＤＭ波形補正回路４０は、波形番号
「４」のＰＤＭ波形データＳＨ4 が供給された場合に
は、当該ＰＤＭ波形データＳＨ4 を波形番号「４」のＰ
ＤＭ波形補正データＳＫ4 として出力する（図４
（Ｆ））。また波形番号「５」のＰＤＭ波形データＳＨ
5 が供給された場合には、当該ＰＤＭ波形データＳＨ5
のうち、「６」番目のクロツクの立ち上がりタイミング
直前の半クロツク分を論理レベル「Ｈ」から論理レベル
「Ｌ」に落とすことにより、波形番号「５」のＰＤＭ波
形補正データＳＫ5 を生成し、これを出力する（図４
（Ｇ））。
「４」のＰＤＭ波形データＳＨ4 が供給された場合に
は、当該ＰＤＭ波形データＳＨ4 を波形番号「４」のＰ
ＤＭ波形補正データＳＫ4 として出力する（図４
（Ｆ））。また波形番号「５」のＰＤＭ波形データＳＨ
5 が供給された場合には、当該ＰＤＭ波形データＳＨ5
のうち、「６」番目のクロツクの立ち上がりタイミング
直前の半クロツク分を論理レベル「Ｈ」から論理レベル
「Ｌ」に落とすことにより、波形番号「５」のＰＤＭ波
形補正データＳＫ5 を生成し、これを出力する（図４
（Ｇ））。
【００５０】続いてＰＤＭ波形補正回路４０は、波形番
号「６」のＰＤＭ波形データＳＨ6が供給された場合に
は、当該ＰＤＭ波形データＳＨ6 のうち、「４」及び
「８」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半
クロツク分を論理レベル「Ｈ」から論理レベル「Ｌ」に
落とすことにより、波形番号「６」のＰＤＭ波形補正デ
ータＳＫ6 を生成し、これを出力する（図４（Ｈ））。
また波形番号「７」のＰＤＭ波形データＳＨ7 が供給さ
れた場合には、当該ＰＤＭ波形データＳＨ7 のうち、
「４」、「６」及び「８」番目のクロツクの立ち上がり
タイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｈ」から
論理レベル「Ｌ」に落とすことにより、波形番号「７」
のＰＤＭ波形補正データＳＫ7 を生成し、これを出力す
る（図４（Ｉ））。
号「６」のＰＤＭ波形データＳＨ6が供給された場合に
は、当該ＰＤＭ波形データＳＨ6 のうち、「４」及び
「８」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半
クロツク分を論理レベル「Ｈ」から論理レベル「Ｌ」に
落とすことにより、波形番号「６」のＰＤＭ波形補正デ
ータＳＫ6 を生成し、これを出力する（図４（Ｈ））。
また波形番号「７」のＰＤＭ波形データＳＨ7 が供給さ
れた場合には、当該ＰＤＭ波形データＳＨ7 のうち、
「４」、「６」及び「８」番目のクロツクの立ち上がり
タイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｈ」から
論理レベル「Ｌ」に落とすことにより、波形番号「７」
のＰＤＭ波形補正データＳＫ7 を生成し、これを出力す
る（図４（Ｉ））。
【００５１】このようにＰＤＭ波形補正回路４０は、供
給されるクロツク補正信号Ｓ３０に基づいて、ＰＤＭ波
形データＳＨのうち、クロツク信号Ｓ７の不等周期成分
に対応する位相を、強制的に論理レベル「Ｈ」から論理
レベル「Ｌ」に落とすことにより、不等周期成分による
影響を取り除いたＰＤＭ波形補正データＳＫを生成し、
これをＬＰＦ１１に出力するようになされている。ＬＰ
Ｆ１１は、ＰＤＭ部３２によつて生成されたＰＤＭ波形
補正データＳＫから直流成分を抽出することにより、Ｐ
ＤＭ波形補正データＳＫに応じた所望の電圧レベルの制
御電圧Ｓ９を生成し、これをＶＣＸＯ１２に出力する。
給されるクロツク補正信号Ｓ３０に基づいて、ＰＤＭ波
形データＳＨのうち、クロツク信号Ｓ７の不等周期成分
に対応する位相を、強制的に論理レベル「Ｈ」から論理
レベル「Ｌ」に落とすことにより、不等周期成分による
影響を取り除いたＰＤＭ波形補正データＳＫを生成し、
これをＬＰＦ１１に出力するようになされている。ＬＰ
Ｆ１１は、ＰＤＭ部３２によつて生成されたＰＤＭ波形
補正データＳＫから直流成分を抽出することにより、Ｐ
ＤＭ波形補正データＳＫに応じた所望の電圧レベルの制
御電圧Ｓ９を生成し、これをＶＣＸＯ１２に出力する。
【００５２】図５は、ＰＤＭ波形補正データＳＫと制御
電圧Ｓ９の関係を示す。この場合、制御電圧Ｓ９は、Ｐ
ＤＭ波形補正データＳＫの波形番号に連動して直線的に
増大しており、ＰＤＭ波形補正データＳＫの波形番号と
制御電圧Ｓ９との間で線形性が成立していることがわか
る。従つてＬＰＦ１１から出力される制御電圧Ｓ９は、
周波数誤差検出部８から供給される周波数誤差データＳ
Ｅがインクリメントされることに応じて直線的に増加す
る。
電圧Ｓ９の関係を示す。この場合、制御電圧Ｓ９は、Ｐ
ＤＭ波形補正データＳＫの波形番号に連動して直線的に
増大しており、ＰＤＭ波形補正データＳＫの波形番号と
制御電圧Ｓ９との間で線形性が成立していることがわか
る。従つてＬＰＦ１１から出力される制御電圧Ｓ９は、
周波数誤差検出部８から供給される周波数誤差データＳ
Ｅがインクリメントされることに応じて直線的に増加す
る。
【００５３】以上の構成において、分周器３３は、ＶＣ
ＸＯ１２から供給される発信信号Ｓ１０を基にクロツク
信号Ｓ７を生成して、これをＰＤＭ部３２のカウント回
路２０に出力すると共に、クロツク信号Ｓ７に含まれる
不等周期成分の位相を示すクロツク補正信号Ｓ３０を生
成して、これをＰＤＭ部３２のＰＤＭ波形補正回路４０
に出力する。
ＸＯ１２から供給される発信信号Ｓ１０を基にクロツク
信号Ｓ７を生成して、これをＰＤＭ部３２のカウント回
路２０に出力すると共に、クロツク信号Ｓ７に含まれる
不等周期成分の位相を示すクロツク補正信号Ｓ３０を生
成して、これをＰＤＭ部３２のＰＤＭ波形補正回路４０
に出力する。
【００５４】カウント回路２０は、クロツク信号Ｓ７を
カウントすることにより、「ｎ」ビツトのカウントデー
タＳＡ0 〜ＳＡn-1 を生成し、これを基本波形合成回路
２１に出力する。基本波形合成回路２１は、「ｎ」ビツ
トのカウントデータＳＡ0 〜ＳＡn-1 を合成することに
より「ｎ」個の基本波形データＳＢ0 〜ＳＢn-1 を生成
し、これをＰＤＭ波形合成回路２２に出力する。ＰＤＭ
波形合成回路２２は、周波数誤差検出部８から供給され
る周波数誤差データＳＥに基づいて、「ｎ」個の基本波
形データＳＢ0 〜ＳＢn-1 を合成することによりＰＤＭ
波形データＳＨを生成し、これをＰＤＭ波形補正回路４
０に出力する。
カウントすることにより、「ｎ」ビツトのカウントデー
タＳＡ0 〜ＳＡn-1 を生成し、これを基本波形合成回路
２１に出力する。基本波形合成回路２１は、「ｎ」ビツ
トのカウントデータＳＡ0 〜ＳＡn-1 を合成することに
より「ｎ」個の基本波形データＳＢ0 〜ＳＢn-1 を生成
し、これをＰＤＭ波形合成回路２２に出力する。ＰＤＭ
波形合成回路２２は、周波数誤差検出部８から供給され
る周波数誤差データＳＥに基づいて、「ｎ」個の基本波
形データＳＢ0 〜ＳＢn-1 を合成することによりＰＤＭ
波形データＳＨを生成し、これをＰＤＭ波形補正回路４
０に出力する。
【００５５】ＰＤＭ波形補正回路４０は、供給されるク
ロツク補正信号Ｓ３０に基づいて、ＰＤＭ波形データＳ
Ｈのうち、クロツク信号Ｓ７の不等周期成分に相当する
位相の信号レベルを強制的に論理レベル「Ｌ」に設定す
ることによりＰＤＭ波形補正データＳＫを生成し、これ
をＬＰＦ１１に出力する。ＬＰＦ１１は、このＰＤＭ波
形補正データＳＫから直流成分を抽出することにより制
御電圧Ｓ９を生成し、これをＶＣＸＯ１２に出力する。
ロツク補正信号Ｓ３０に基づいて、ＰＤＭ波形データＳ
Ｈのうち、クロツク信号Ｓ７の不等周期成分に相当する
位相の信号レベルを強制的に論理レベル「Ｌ」に設定す
ることによりＰＤＭ波形補正データＳＫを生成し、これ
をＬＰＦ１１に出力する。ＬＰＦ１１は、このＰＤＭ波
形補正データＳＫから直流成分を抽出することにより制
御電圧Ｓ９を生成し、これをＶＣＸＯ１２に出力する。
【００５６】このようにＰＤＭ波形合成回路２２の後段
にＰＤＭ波形補正回路４０を設けるだけで、ＰＤＭ波形
補正データＳＫとその直流成分である制御電圧Ｓ９との
間に線形性を成立させることができることから、回路規
模や消費電力が大きくなることを回避しながら、ＶＣＸ
Ｏ１２を正確に制御し得る。
にＰＤＭ波形補正回路４０を設けるだけで、ＰＤＭ波形
補正データＳＫとその直流成分である制御電圧Ｓ９との
間に線形性を成立させることができることから、回路規
模や消費電力が大きくなることを回避しながら、ＶＣＸ
Ｏ１２を正確に制御し得る。
【００５７】以上の構成によれば、クロツク信号Ｓ７に
含まれる不等周期成分の位相を示すクロツク補正信号Ｓ
３０に基づいて、ＰＤＭ波形データＳＨのうち不等周期
成分の位相を補正してＰＤＭ波形補正データを生成する
ようにしたことにより、ＰＤＭ波形補正回路４０を追加
するだけで、ＰＤＭ波形補正データとその直流成分との
間に線形性を成立させることができ、かくして回路規模
の増大を抑えながらＶＣＸＯ１２を正確に制御し得る。
含まれる不等周期成分の位相を示すクロツク補正信号Ｓ
３０に基づいて、ＰＤＭ波形データＳＨのうち不等周期
成分の位相を補正してＰＤＭ波形補正データを生成する
ようにしたことにより、ＰＤＭ波形補正回路４０を追加
するだけで、ＰＤＭ波形補正データとその直流成分との
間に線形性を成立させることができ、かくして回路規模
の増大を抑えながらＶＣＸＯ１２を正確に制御し得る。
【００５８】なお上述の実施の形態においては、ＰＤＭ
波形合成回路２２の後段にＰＤＭ波形補正回路４０を設
け、当該ＰＤＭ波形補正回路４０によつてＰＤＭ波形デ
ータＳＨを補正した場合について述べたが、本発明はこ
れに限らず、図２との対応部分に同一符号を付して示す
図６に示すように、カウント回路２０の後段にカウント
波形補正回路５１を設け、当該カウント波形補正回路５
１によつてカウントデータＳＡを補正しても上述の場合
と同様の効果を得ることができる。
波形合成回路２２の後段にＰＤＭ波形補正回路４０を設
け、当該ＰＤＭ波形補正回路４０によつてＰＤＭ波形デ
ータＳＨを補正した場合について述べたが、本発明はこ
れに限らず、図２との対応部分に同一符号を付して示す
図６に示すように、カウント回路２０の後段にカウント
波形補正回路５１を設け、当該カウント波形補正回路５
１によつてカウントデータＳＡを補正しても上述の場合
と同様の効果を得ることができる。
【００５９】この場合、カウント回路２０は、カウント
データＳＡをカウント波形補正回路５１に出力する。と
ころでこのカウント波形補正回路５１には、分周器３３
（図１）からクロツク補正信号３０が供給されている。
カウント波形補正回路５１は、クロツク補正信号Ｓ３０
の極性を反転したものとカウントデータＳＡとの論理積
をとることにより、カウントデータＳＡのうちクロツク
信号Ｓ７の不等周期成分に相当する位相の信号レベルを
補正し、その結果得たカウント波形補正データＳＬを基
本波形合成回路２１に出力する。基本波形合成回路２１
は、カウント波形補正データＳＬを合成することにより
基本波形補正データＳＭを生成し、これをＰＤＭ波形合
成回路２２に出力する。ＰＤＭ波形合成回路２２は、周
波数誤差検出部８（図１）から供給される周波数誤差デ
ータＳＥに基づいて基本波形補正データＳＭを合成する
ことにより、ＰＤＭ波形補正データＳＫを生成し、これ
をＬＰＦ１１（図１）に出力する。
データＳＡをカウント波形補正回路５１に出力する。と
ころでこのカウント波形補正回路５１には、分周器３３
（図１）からクロツク補正信号３０が供給されている。
カウント波形補正回路５１は、クロツク補正信号Ｓ３０
の極性を反転したものとカウントデータＳＡとの論理積
をとることにより、カウントデータＳＡのうちクロツク
信号Ｓ７の不等周期成分に相当する位相の信号レベルを
補正し、その結果得たカウント波形補正データＳＬを基
本波形合成回路２１に出力する。基本波形合成回路２１
は、カウント波形補正データＳＬを合成することにより
基本波形補正データＳＭを生成し、これをＰＤＭ波形合
成回路２２に出力する。ＰＤＭ波形合成回路２２は、周
波数誤差検出部８（図１）から供給される周波数誤差デ
ータＳＥに基づいて基本波形補正データＳＭを合成する
ことにより、ＰＤＭ波形補正データＳＫを生成し、これ
をＬＰＦ１１（図１）に出力する。
【００６０】ここで、カウント回路２０が「３」ビツト
の２進カウント回路であつて、当該カウント回路２０に
不等周期成分を含むクロツク信号Ｓ７が入力される場合
について図７を用いて説明する。図７（Ａ）は、カウン
ト回路２０に入力されるクロツク信号Ｓ７を示す。図７
（Ｂ）は、カウント波形補正回路５１に供給されるクロ
ツク補正信号Ｓ３０を示す。
の２進カウント回路であつて、当該カウント回路２０に
不等周期成分を含むクロツク信号Ｓ７が入力される場合
について図７を用いて説明する。図７（Ａ）は、カウン
ト回路２０に入力されるクロツク信号Ｓ７を示す。図７
（Ｂ）は、カウント波形補正回路５１に供給されるクロ
ツク補正信号Ｓ３０を示す。
【００６１】カウント回路２０は、クロツク信号Ｓ７を
カウントすることによりカウントデータＳＡ0 〜ＳＡ2
を生成し、これをカウント波形補正回路５１に出力する
（図１７（Ｂ）〜（Ｄ））。カウント波形補正回路５１
は、クロツク補正信号Ｓ３０の極性を反転したものとカ
ウントデータＳＡ0 〜ＳＡ2 との論理積をとることによ
り、カウント波形補正データＳＬ0 〜ＳＬ2 を生成し、
これを基本波形合成回路２１に出力する（図７（Ｃ）〜
（Ｅ））。このようにカウント波形補正回路５１は、カ
ウントデータＳＡ0 〜ＳＡ2 のうち、クロツク信号Ｓ７
の不等周期成分に相当する位相の信号レベルを論理レベ
ル「Ｈ」から論理レベル「Ｌ」に落とすことにより、カ
ウントデータＳＡ0 〜ＳＡ2 を補正する。
カウントすることによりカウントデータＳＡ0 〜ＳＡ2
を生成し、これをカウント波形補正回路５１に出力する
（図１７（Ｂ）〜（Ｄ））。カウント波形補正回路５１
は、クロツク補正信号Ｓ３０の極性を反転したものとカ
ウントデータＳＡ0 〜ＳＡ2 との論理積をとることによ
り、カウント波形補正データＳＬ0 〜ＳＬ2 を生成し、
これを基本波形合成回路２１に出力する（図７（Ｃ）〜
（Ｅ））。このようにカウント波形補正回路５１は、カ
ウントデータＳＡ0 〜ＳＡ2 のうち、クロツク信号Ｓ７
の不等周期成分に相当する位相の信号レベルを論理レベ
ル「Ｈ」から論理レベル「Ｌ」に落とすことにより、カ
ウントデータＳＡ0 〜ＳＡ2 を補正する。
【００６２】このようにＰＤＭ部５０は、カウント波形
補正回路５１によつてカウントデータＳＡを補正するこ
とで、補正されたＰＤＭ波形補正データＳＫを生成する
ようになされている。従つてカウント波形補正回路５１
を追加するだけで、ＰＤＭ波形補正データとその直流成
分との間に線形性を成立させることができ、かくして回
路規模の増大を抑えながらＶＣＸＯ１２を正確に制御し
得る。
補正回路５１によつてカウントデータＳＡを補正するこ
とで、補正されたＰＤＭ波形補正データＳＫを生成する
ようになされている。従つてカウント波形補正回路５１
を追加するだけで、ＰＤＭ波形補正データとその直流成
分との間に線形性を成立させることができ、かくして回
路規模の増大を抑えながらＶＣＸＯ１２を正確に制御し
得る。
【００６３】また上述の実施の形態においては、ＰＤＭ
波形合成回路２２の後段にＰＤＭ波形補正回路４０を設
け、当該ＰＤＭ波形補正回路４０によつてＰＤＭ波形デ
ータＳＨを補正した場合について述べたが、本発明はこ
れに限らず、図２と対応部分に同一符号を付して示す図
８に示すように、基本波形合成回路２１の後段に基本波
形補正回路６１を設け、当該基本波形補正回路６１によ
つて基本波形データＳＢを補正しても上述の場合と同様
の効果を得ることができる。
波形合成回路２２の後段にＰＤＭ波形補正回路４０を設
け、当該ＰＤＭ波形補正回路４０によつてＰＤＭ波形デ
ータＳＨを補正した場合について述べたが、本発明はこ
れに限らず、図２と対応部分に同一符号を付して示す図
８に示すように、基本波形合成回路２１の後段に基本波
形補正回路６１を設け、当該基本波形補正回路６１によ
つて基本波形データＳＢを補正しても上述の場合と同様
の効果を得ることができる。
【００６４】この場合、基本波形合成回路２１は、基本
波形データＳＢを基本波形補正回路６１に出力する。と
ころで基本波形合成回路６１には、分周器３３（図１）
からクロツク補正信号Ｓ３０が供給されている。基本波
形補正回路６１は、クロツク補正信号Ｓ３０の極性を反
転したものと基本波形データＳＢとの論理積をとること
により、基本波形データＳＢのうちクロツク信号Ｓ７の
不等周期成分に相当する位相の信号レベルを補正し、そ
の結果得た基本波形補正データＳＭをＰＤＭ波形合成回
路２２に出力する。ＰＤＭ波形合成回路２２は、周波数
誤差検出部８（図１）から供給される周波数誤差データ
ＳＥに基づいて基本波形補正データＳＭを合成すること
により、ＰＤＭ波形補正データＳＫを生成し、これをＬ
ＰＦ１１（図１）に出力する。
波形データＳＢを基本波形補正回路６１に出力する。と
ころで基本波形合成回路６１には、分周器３３（図１）
からクロツク補正信号Ｓ３０が供給されている。基本波
形補正回路６１は、クロツク補正信号Ｓ３０の極性を反
転したものと基本波形データＳＢとの論理積をとること
により、基本波形データＳＢのうちクロツク信号Ｓ７の
不等周期成分に相当する位相の信号レベルを補正し、そ
の結果得た基本波形補正データＳＭをＰＤＭ波形合成回
路２２に出力する。ＰＤＭ波形合成回路２２は、周波数
誤差検出部８（図１）から供給される周波数誤差データ
ＳＥに基づいて基本波形補正データＳＭを合成すること
により、ＰＤＭ波形補正データＳＫを生成し、これをＬ
ＰＦ１１（図１）に出力する。
【００６５】ここで、カウント回路２０が「３」ビツト
の２進カウント回路であつて、当該カウント回路２０に
不等周期成分を含むクロツク信号Ｓ７が入力される場合
について図９を用いて説明する。図９（Ａ）は、カウン
ト回路２０に入力されるクロツク信号Ｓ７を示す。図９
（Ｂ）は、基本波形補正回路６１に供給されるクロツク
補正信号Ｓ３０を示す。
の２進カウント回路であつて、当該カウント回路２０に
不等周期成分を含むクロツク信号Ｓ７が入力される場合
について図９を用いて説明する。図９（Ａ）は、カウン
ト回路２０に入力されるクロツク信号Ｓ７を示す。図９
（Ｂ）は、基本波形補正回路６１に供給されるクロツク
補正信号Ｓ３０を示す。
【００６６】基本波形合成回路２１は、カウントデータ
ＳＡ0 〜ＳＡ2 を合成することにより基本波形データＳ
Ｂ0 〜ＳＢ2 を生成し、これを基本波形補正回路６１に
出力する（図１８（Ｂ）〜（Ｄ））。基本波形補正回路
６１は、クロツク補正信号Ｓ３０の極性を反転したもの
と基本波形データＳＢ0 〜ＳＢ2 との論理積をとること
により、基本波形補正データＳＭ0 〜ＳＭ2 を生成し、
これをＰＤＭ波形合成回路２２に出力する（図９（Ｃ）
〜（Ｅ））。このように基本波形補正回路６１は、基本
波形データＳＢ0 〜ＳＢ2 のうち、クロツク信号Ｓ７の
不等周期成分に相当する位相の信号レベルを論理レベル
「Ｈ」から論理レベル「Ｌ」に落とすことにより、基本
波形データＳＢ0 〜ＳＢ2 を補正する。
ＳＡ0 〜ＳＡ2 を合成することにより基本波形データＳ
Ｂ0 〜ＳＢ2 を生成し、これを基本波形補正回路６１に
出力する（図１８（Ｂ）〜（Ｄ））。基本波形補正回路
６１は、クロツク補正信号Ｓ３０の極性を反転したもの
と基本波形データＳＢ0 〜ＳＢ2 との論理積をとること
により、基本波形補正データＳＭ0 〜ＳＭ2 を生成し、
これをＰＤＭ波形合成回路２２に出力する（図９（Ｃ）
〜（Ｅ））。このように基本波形補正回路６１は、基本
波形データＳＢ0 〜ＳＢ2 のうち、クロツク信号Ｓ７の
不等周期成分に相当する位相の信号レベルを論理レベル
「Ｈ」から論理レベル「Ｌ」に落とすことにより、基本
波形データＳＢ0 〜ＳＢ2 を補正する。
【００６７】このようにＰＤＭ部６０は、基本波形補正
回路６１によつて基本波形データＳＢを補正すること
で、補正されたＰＤＭ波形補正データＳＫを生成するよ
うになされている。従つて基本波形補正回路６１を追加
するだけで、ＰＤＭ波形補正データＳＫとその直流成分
との間に線形性を成立させることができ、かくして回路
規模の増大を抑えながらＶＣＸＯ１２を正確に制御し得
る。
回路６１によつて基本波形データＳＢを補正すること
で、補正されたＰＤＭ波形補正データＳＫを生成するよ
うになされている。従つて基本波形補正回路６１を追加
するだけで、ＰＤＭ波形補正データＳＫとその直流成分
との間に線形性を成立させることができ、かくして回路
規模の増大を抑えながらＶＣＸＯ１２を正確に制御し得
る。
【００６８】また上述の実施の形態においては、ＰＤＭ
波形補正回路４０をインバータ４１及びアンド回路４２
によつて形成した場合について述べたが、本発明はこれ
に限らず、ＰＤＭ波形補正回路７０をオア回路７１によ
つて形成しても上述の場合と同様の効果を得ることがで
きる。この場合、オア回路７１は、ＰＤＭ波形合成回路
２２から出力されるＰＤＭ波形データＳＨと、分周器３
３（図１）から供給されるクロツク補正信号Ｓ３０との
論理和をとり、その結果得たＰＤＭ波形補正データＳＱ
をＬＰＦ１１（図１）に出力する。
波形補正回路４０をインバータ４１及びアンド回路４２
によつて形成した場合について述べたが、本発明はこれ
に限らず、ＰＤＭ波形補正回路７０をオア回路７１によ
つて形成しても上述の場合と同様の効果を得ることがで
きる。この場合、オア回路７１は、ＰＤＭ波形合成回路
２２から出力されるＰＤＭ波形データＳＨと、分周器３
３（図１）から供給されるクロツク補正信号Ｓ３０との
論理和をとり、その結果得たＰＤＭ波形補正データＳＱ
をＬＰＦ１１（図１）に出力する。
【００６９】ここで、カウント回路２０が「３」ビツト
の２進カウント回路であつて、当該カウント回路２０に
不等周期成分を含むクロツク信号Ｓ７が入力された場合
における、ＰＤＭ波形補正データＳＱについて図１１を
用いて説明する。図１１（Ａ）は、クロツク補正信号Ｓ
３０を示す。ＰＤＭ波形補正回路７０は、波形番号
「０」のＰＤＭ波形データＳＨ0 が供給された場合に
は、「４」、「６」及び「８」番目のクロツクの立ち上
がりタイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｌ」
から論理レベル「Ｈ」に上げることにより、波形番号
「０」のＰＤＭ波形補正データＳＱ0 を生成し、これを
出力する（図１１（Ｂ））。
の２進カウント回路であつて、当該カウント回路２０に
不等周期成分を含むクロツク信号Ｓ７が入力された場合
における、ＰＤＭ波形補正データＳＱについて図１１を
用いて説明する。図１１（Ａ）は、クロツク補正信号Ｓ
３０を示す。ＰＤＭ波形補正回路７０は、波形番号
「０」のＰＤＭ波形データＳＨ0 が供給された場合に
は、「４」、「６」及び「８」番目のクロツクの立ち上
がりタイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｌ」
から論理レベル「Ｈ」に上げることにより、波形番号
「０」のＰＤＭ波形補正データＳＱ0 を生成し、これを
出力する（図１１（Ｂ））。
【００７０】ＰＤＭ波形補正回路７０は、波形番号
「１」のＰＤＭ波形データＳＨ1 が供給された場合に
は、「４」及び「８」番目のクロツクの立ち上がりタイ
ミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｌ」から論理
レベル「Ｈ」に上げることにより、波形番号「１」のＰ
ＤＭ波形補正データＳＱ1 を生成し、これを出力する
（図１１（Ｃ））。また波形番号「２」のＰＤＭ波形デ
ータＳＨ2 が供給された場合には、「６」番目のクロツ
クの立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レ
ベル「Ｌ」から論理レベル「Ｈ」に上げることにより、
波形番号「２」のＰＤＭ波形補正データＳＱ2 を生成
し、これを出力する（図１１（Ｄ））。
「１」のＰＤＭ波形データＳＨ1 が供給された場合に
は、「４」及び「８」番目のクロツクの立ち上がりタイ
ミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｌ」から論理
レベル「Ｈ」に上げることにより、波形番号「１」のＰ
ＤＭ波形補正データＳＱ1 を生成し、これを出力する
（図１１（Ｃ））。また波形番号「２」のＰＤＭ波形デ
ータＳＨ2 が供給された場合には、「６」番目のクロツ
クの立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レ
ベル「Ｌ」から論理レベル「Ｈ」に上げることにより、
波形番号「２」のＰＤＭ波形補正データＳＱ2 を生成
し、これを出力する（図１１（Ｄ））。
【００７１】ＰＤＭ波形補正回路７０は、波形番号
「３」のＰＤＭ波形データＳＨ3 が供給された場合に
は、これを波形番号「３」のＰＤＭ波形補正データＳＱ
3 として出力する（図１１（Ｅ））。またＰＤＭ波形補
正回路７０は、波形番号「４」のＰＤＭ波形データＳＨ
4 が供給された場合には、「４」、「６」及び「８」番
目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半クロツク
分を論理レベル「Ｌ」から論理レベル「Ｈ」に上げるこ
とにより、波形番号「４」のＰＤＭ波形補正データＳＱ
4 を生成し、これを出力する（図１１（Ｆ））。
「３」のＰＤＭ波形データＳＨ3 が供給された場合に
は、これを波形番号「３」のＰＤＭ波形補正データＳＱ
3 として出力する（図１１（Ｅ））。またＰＤＭ波形補
正回路７０は、波形番号「４」のＰＤＭ波形データＳＨ
4 が供給された場合には、「４」、「６」及び「８」番
目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半クロツク
分を論理レベル「Ｌ」から論理レベル「Ｈ」に上げるこ
とにより、波形番号「４」のＰＤＭ波形補正データＳＱ
4 を生成し、これを出力する（図１１（Ｆ））。
【００７２】ＰＤＭ波形補正回路７０は、波形番号
「５」のＰＤＭ波形データＳＨ5 が供給された場合に
は、「４」及び「８」番目のクロツクの立ち上がりタイ
ミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｌ」から論理
レベル「Ｈ」に上げることにより、波形番号「５」のＰ
ＤＭ波形補正データＳＱ5 を生成し、これを出力する
（図１１（Ｇ））。また波形番号「６」のＰＤＭ波形デ
ータＳＨ6 が供給された場合には、「６」番目のクロツ
クの立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レ
ベル「Ｌ」から論理レベル「Ｈ」に上げることにより、
波形番号「６」のＰＤＭ波形補正データＳＱ6 を生成
し、これを出力する（図１１（Ｈ））。さらに波形番号
「７」のＰＤＭ波形データＳＨ7 が供給された場合に
は、これを波形番号「７」のＰＤＭ波形補正データＳＱ
7 として出力する（図１１（Ｉ））。
「５」のＰＤＭ波形データＳＨ5 が供給された場合に
は、「４」及び「８」番目のクロツクの立ち上がりタイ
ミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｌ」から論理
レベル「Ｈ」に上げることにより、波形番号「５」のＰ
ＤＭ波形補正データＳＱ5 を生成し、これを出力する
（図１１（Ｇ））。また波形番号「６」のＰＤＭ波形デ
ータＳＨ6 が供給された場合には、「６」番目のクロツ
クの立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レ
ベル「Ｌ」から論理レベル「Ｈ」に上げることにより、
波形番号「６」のＰＤＭ波形補正データＳＱ6 を生成
し、これを出力する（図１１（Ｈ））。さらに波形番号
「７」のＰＤＭ波形データＳＨ7 が供給された場合に
は、これを波形番号「７」のＰＤＭ波形補正データＳＱ
7 として出力する（図１１（Ｉ））。
【００７３】このようにＰＤＭ波形補正回路７０は、供
給されるクロツク補正信号Ｓ３０に基づいて、ＰＤＭ波
形データＳＨのうち、クロツク信号Ｓ７の不等周期成分
に対応する位相を、強制的に論理レベル「Ｌ」から論理
レベル「Ｈ」に上げることにより、不等周期成分による
影響を取り除いたＰＤＭ波形補正データＳＱを生成し、
これをＬＰＦ１１に出力するようになされている。ＬＰ
Ｆ１１は、ＰＤＭ波形補正データＳＱから直流成分を抽
出することにより制御電圧を生成し、これをＶＣＸＯ１
２に出力する。
給されるクロツク補正信号Ｓ３０に基づいて、ＰＤＭ波
形データＳＨのうち、クロツク信号Ｓ７の不等周期成分
に対応する位相を、強制的に論理レベル「Ｌ」から論理
レベル「Ｈ」に上げることにより、不等周期成分による
影響を取り除いたＰＤＭ波形補正データＳＱを生成し、
これをＬＰＦ１１に出力するようになされている。ＬＰ
Ｆ１１は、ＰＤＭ波形補正データＳＱから直流成分を抽
出することにより制御電圧を生成し、これをＶＣＸＯ１
２に出力する。
【００７４】図１２は、ＰＤＭ波形補正データＳＱと制
御電圧の関係を示す。この場合、制御電圧は、ＰＤＭ波
形補正データＳＱの波形番号に連動して直線的に増大し
ており、ＰＤＭ波形補正データＳＱの波形番号と制御電
圧との間で線形性が成立していることがわかる。
御電圧の関係を示す。この場合、制御電圧は、ＰＤＭ波
形補正データＳＱの波形番号に連動して直線的に増大し
ており、ＰＤＭ波形補正データＳＱの波形番号と制御電
圧との間で線形性が成立していることがわかる。
【００７５】このようにしてクロツク信号Ｓ７に含まれ
る不等周期成分の位相を示すクロツク補正信号Ｓ３０に
基づいて、ＰＤＭ波形データＳＨのうち不等周期成分の
位相を補正してＰＤＭ波形補正データＳＱを生成すれ
ば、ＰＤＭ波形補正回路７０を追加するだけで、ＰＤＭ
波形補正データＳＱとその直流成分との間に線形性を成
立させることができ、かくして回路規模の増大を抑えな
がらＶＣＸＯ１２を正確に制御し得る。
る不等周期成分の位相を示すクロツク補正信号Ｓ３０に
基づいて、ＰＤＭ波形データＳＨのうち不等周期成分の
位相を補正してＰＤＭ波形補正データＳＱを生成すれ
ば、ＰＤＭ波形補正回路７０を追加するだけで、ＰＤＭ
波形補正データＳＱとその直流成分との間に線形性を成
立させることができ、かくして回路規模の増大を抑えな
がらＶＣＸＯ１２を正確に制御し得る。
【００７６】また上述の実施の形態においては、単位時
間あたりのパルス密度を変化させることによつて変調処
理を施した場合について述べたが、本発明はこれに限ら
ず、単位時間内の複数のパルス列を結合し、パルス幅を
変化させることによつて変調処理を施すようにしても上
述の場合と同様の効果を得ることができる。
間あたりのパルス密度を変化させることによつて変調処
理を施した場合について述べたが、本発明はこれに限ら
ず、単位時間内の複数のパルス列を結合し、パルス幅を
変化させることによつて変調処理を施すようにしても上
述の場合と同様の効果を得ることができる。
【００７７】さらに上述の実施の形態においては、本発
明を、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機３０で用いられるＰＤ
Ｍ部３２に適用した場合について述べたが、本発明はこ
れに限らず、要は、単位時間あたりのパルス密度を変化
させることによつて変調処理を施すパルス密度変調装置
であれば良く、この場合も上述の場合と同様の効果を得
ることができる。
明を、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機３０で用いられるＰＤ
Ｍ部３２に適用した場合について述べたが、本発明はこ
れに限らず、要は、単位時間あたりのパルス密度を変化
させることによつて変調処理を施すパルス密度変調装置
であれば良く、この場合も上述の場合と同様の効果を得
ることができる。
【００７８】
【発明の効果】上述のように本発明によれば、クロツク
信号に含まれる不等周期成分の位相を示すクロツク補正
信号に基づいて、パルス密度変調波形データを補正する
波形データ補正手段を設けるようにしたことにより、当
該波形データ補正手段を追加するだけで、補正されたパ
ルス密度変調波形データとその直流成分との間に線形性
を成立させることができ、かくして従来に比して一段と
正確にパルス密度変調を行い得る。
信号に含まれる不等周期成分の位相を示すクロツク補正
信号に基づいて、パルス密度変調波形データを補正する
波形データ補正手段を設けるようにしたことにより、当
該波形データ補正手段を追加するだけで、補正されたパ
ルス密度変調波形データとその直流成分との間に線形性
を成立させることができ、かくして従来に比して一段と
正確にパルス密度変調を行い得る。
【図１】本発明の一実施の形態による携帯電話機の受信
系回路の構成を示すブロツク図である。
系回路の構成を示すブロツク図である。
【図２】ＰＤＭ部の構成を示すブロツク図である。
【図３】ＰＤＭ波形補正回路の構成を示すブロツク図で
ある。
ある。
【図４】クロツク補正信号とＰＤＭ波形補正データの関
係を示すタイミングチヤートである。
係を示すタイミングチヤートである。
【図５】ＰＤＭ波形補正データと制御電圧の関係を示す
図表である。
図表である。
【図６】他の実施の形態によるＰＤＭ部の構成を示すブ
ロツク図である。
ロツク図である。
【図７】クロツク補正信号とカウント波形補正データの
関係を示すタイミングチヤートである。
関係を示すタイミングチヤートである。
【図８】他の実施の形態によるＰＤＭ部の構成を示すブ
ロツク図である。
ロツク図である。
【図９】クロツク補正信号と基本波形補正データの関係
を示すタイミングチヤートである。
を示すタイミングチヤートである。
【図１０】他の実施の形態によるＰＤＭ波形補正回路の
構成を示すブロツク図である。
構成を示すブロツク図である。
【図１１】クロツク補正信号とＰＤＭ波形補正データの
関係を示すタイミングチヤートである。
関係を示すタイミングチヤートである。
【図１２】ＰＤＭ波形補正データと制御電圧の関係を示
す図表である。
す図表である。
【図１３】従来の携帯電話機における受信系回路の構成
を示すブロツク図である。
を示すブロツク図である。
【図１４】ＰＤＭ部の構成を示すブロツク図である。
【図１５】基本波形合成回路の構成を示すブロツク図で
ある。
ある。
【図１６】ＰＤＭ波形合成回路の構成を示すブロツク図
である。
である。
【図１７】クロツク信号とカウントデータの関係を示す
図表である。
図表である。
【図１８】クロツク信号と基本波形データの関係を示す
図表である。
図表である。
【図１９】クロツク信号とＰＤＭ波形データの関係を示
す図表である。
す図表である。
【図２０】ＰＤＭ波形データと制御電圧の関係を示す図
表である。
表である。
１、３０……携帯電話機、７、３１……周波数誤差補正
ブロツク、８……周波数誤差検出部、９、３２、５０、
６０……ＰＤＭ部、１０、３３……分周器、１１……Ｌ
ＰＦ、１２……ＶＣＸＯ、２０……カウント回路、２１
……基本波形合成回路、２２……ＰＤＭ波形合成回路、
４０、７０……ＰＤＭ波形補正回路、５１……カウント
波形補正回路、６１……基本波形補正回路。
ブロツク、８……周波数誤差検出部、９、３２、５０、
６０……ＰＤＭ部、１０、３３……分周器、１１……Ｌ
ＰＦ、１２……ＶＣＸＯ、２０……カウント回路、２１
……基本波形合成回路、２２……ＰＤＭ波形合成回路、
４０、７０……ＰＤＭ波形補正回路、５１……カウント
波形補正回路、６１……基本波形補正回路。
Claims (6)
- 【請求項１】単位時間あたりのパルス密度を変化させる
ことによつて変調処理を施すパルス密度変調装置におい
て、 供給されるクロツク信号をカウントするカウント手段
と、 上記カウント手段から出力されるカウントデータを合成
して基本波形データを生成する第１の波形データ生成手
段と、 上記第１の波形データ生成手段から出力される上記基本
波形データを合成することにより、外部から供給される
デイジタルデータに応じたパルス密度変調波形データを
生成する第２の波形データ生成手段と、 上記クロツク信号に含まれる不等周期成分の位相を示す
クロツク補正信号を生成するクロツク補正信号生成手段
と、 上記クロツク補正信号に基づいて上記パルス密度変調波
形データを補正する波形データ補正手段とを具えること
を特徴とするパルス密度変調装置。 - 【請求項２】上記波形データ補正手段は、 上記クロツク補正信号に基づいて上記第２の波形データ
生成手段から出力される上記パルス密度変調波形データ
を補正することを特徴とする請求項１に記載のパルス密
度変調装置。 - 【請求項３】上記波形データ補正手段は、 上記クロツク補正信号に基づいて上記カウント手段から
出力される上記カウントデータを補正することによつて
上記パルス密度変調波形データを補正することを特徴と
する請求項１に記載のパルス密度変調装置。 - 【請求項４】上記波形データ補正手段は、 上記クロツク補正信号に基づいて上記第１の波形データ
生成手段から出力される上記基本波形データを補正する
ことによつて上記パルス密度変調波形データを補正する
ことを特徴とする請求項１に記載のパルス密度変調装
置。 - 【請求項５】上記波形データ補正手段は、 供給される上記クロツク補正信号に基づいて、上記パル
ス密度変調波形データのうち上記クロツク信号に含まれ
る不等周期成分に相当する位相の信号レベルを強制的に
論理レベル「Ｌ」に設定することによつて、当該パルス
密度変調波形データを補正することを特徴とする請求項
１に記載のパルス密度変調装置。 - 【請求項６】上記波形データ補正手段は、 供給される上記クロツク補正信号に基づいて、上記パル
ス密度変調波形データのうち上記クロツク信号に含まれ
る不等周期成分に相当する位相の信号レベルを強制的に
論理レベル「Ｈ」に設定することによつて、当該パルス
密度変調波形データを補正することを特徴とする請求項
１に記載のパルス密度変調装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06345798A JP3888565B2 (ja) | 1998-03-13 | 1998-03-13 | パルス密度変調装置 |
| US09/264,244 US6317457B1 (en) | 1998-03-13 | 1999-03-08 | Pulse density modulator |
| KR1019990007755A KR100613831B1 (ko) | 1998-03-13 | 1999-03-09 | 펄스밀도변조기 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06345798A JP3888565B2 (ja) | 1998-03-13 | 1998-03-13 | パルス密度変調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11261522A true JPH11261522A (ja) | 1999-09-24 |
| JP3888565B2 JP3888565B2 (ja) | 2007-03-07 |
Family
ID=13229796
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06345798A Expired - Fee Related JP3888565B2 (ja) | 1998-03-13 | 1998-03-13 | パルス密度変調装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6317457B1 (ja) |
| JP (1) | JP3888565B2 (ja) |
| KR (1) | KR100613831B1 (ja) |
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| JP2010273042A (ja) * | 2009-05-20 | 2010-12-02 | Toyota Motor Corp | パルス密度変復調回路及び該変復調回路を用いたインバータ制御装置 |
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| TWI521882B (zh) * | 2013-05-02 | 2016-02-11 | 瑞昱半導體股份有限公司 | 利用脈衝密度調變進行溝通之電子裝置、溝通方法、音訊裝置及放大裝置 |
| US9871530B1 (en) * | 2016-12-11 | 2018-01-16 | John Howard La Grou | Multi-path analog-to-digital and digital-to-analog conversion of PDM signals |
| CN106849955B (zh) * | 2017-03-30 | 2023-10-31 | 绍兴市上虞区幻想动力机器人科技有限公司 | 一种脉冲密度调制方法及脉冲密度值信号转换电路 |
| US10523190B2 (en) * | 2017-11-28 | 2019-12-31 | Infineon Technologies Ag | Pulse density modulation adjustment |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP2618742B2 (ja) * | 1990-07-09 | 1997-06-11 | 康人 竹内 | Ｆｍ復調器 |
| US5224125A (en) * | 1991-04-05 | 1993-06-29 | National Semiconductor Corporation | Digital signed phase-to-frequency converter for very high frequency phase locked loops |
| JP3256253B2 (ja) * | 1991-11-27 | 2002-02-12 | 富士電機株式会社 | パルス密度変調形ｄ／ａ変換回路 |
| US5337338A (en) * | 1993-02-01 | 1994-08-09 | Qualcomm Incorporated | Pulse density modulation circuit (parallel to serial) comparing in a nonsequential bit order |
| JP3288835B2 (ja) * | 1993-11-30 | 2002-06-04 | クラリオン株式会社 | 復調装置及びｆｍ受信装置 |
| US5995546A (en) * | 1996-04-10 | 1999-11-30 | Texas Instruments Incorporated | Digital integrator for pulse-density modulation using an adder carry or an integrator overflow |
| US6014417A (en) * | 1997-06-11 | 2000-01-11 | National Semiconductor Corporation | On-chip phase step generator for a digital phase locked loop |
| US6009007A (en) * | 1998-02-12 | 1999-12-28 | Industrial Technology Research Institute | Pulse-density-modulated controller with dynamic sequence |
-
1998
- 1998-03-13 JP JP06345798A patent/JP3888565B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1999
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|---|---|---|---|---|
| US7689185B2 (en) | 2004-02-11 | 2010-03-30 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method for estimating initial frequency offset in an asynchronous mobile communication system |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR19990077711A (ko) | 1999-10-25 |
| JP3888565B2 (ja) | 2007-03-07 |
| KR100613831B1 (ko) | 2006-08-17 |
| US6317457B1 (en) | 2001-11-13 |
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