JPH11262264A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 スナバ回路のコンデンサの充電動作における
過大電流の発生を抑制し、素子破壊を防止して装置の信
頼性を高めた電力変換装置を提供することを目的とす
る。 【解決手段】 単相ブリッジの入力端を双方向スイッチ
ング手段１０６１〜１０６９の両端に接続し、単相ブリ
ッジの出力端にキャパシタを接続した整流型のスナバ回
路１０５１〜１０５９を備え、自動電圧調整器１０４に
よりキャパシタの両端の電圧を監視して、該キャパシタ
の両端の電圧を一定に保つ、或いは、自動電圧調整器１
０４によりキャパシタの両端の電圧と交流電源１０１の
電圧とを監視して、キャパシタの両端の電圧と交流電源
１０１の電圧との振幅差を設定値以下に保つ。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源の各相と
出力側の各々の相を自己消弧能力を備えた双方向スイッ
チング手段で直接接続し、出力電圧指令に応じたパルス
幅変調（以下、ＰＷＭと略記する：Pulse Wide Modulat
ion）制御により双方向スイッチング手段の開閉制御を
行って任意の交流および直流電圧を出力する電力変換装
置に係り、特に、双方向スイッチング手段の電流遮断時
に発生するサージ電圧を吸収するスナバ回路のコンデン
サの充電動作における過大電流の発生を抑制し、素子破
壊を防止して装置の信頼性を高めた電力変換装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】電力変換装置の一例として、従来のＰＷ
Ｍサイクロコンバータを図８を参照して説明する。図８
は従来のＰＷＭサイクロコンバータの全体構成を例示す
る構成図である。図中、６０１は交流電源、６０２はス
イッチ、６０３はフィルタ、６６０１〜６０６９は双方
向スイッチ、６０７は負荷となる交流電動機、６０５１
〜６０５９はスナバ回路である。運転を始める場合に、
スイッチ６０２は閉状態となっており、双方向スイッチ
６０６１〜６０６９を開閉制御によって開状態，閉状態
とすることで交流電源６０１の電圧をＰＷＭ制御し、交
流電源６０１の電圧を直流または周波数、振幅の異なっ
た交流に変換して交流電動機６０７を駆動する。

【０００３】双方向スイッチ６６０１〜６０６９は、一
方向性の半導体スイッチング素子を２個組合わせた形で
構成される。様々な構成が考えられるが、本従来例では
図９の双方向スイッチ６０６ｊに示すように、絶縁ゲー
トバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate
Bipolar Transistor）を２個（７０１，７０２）対向
直列に接続した構成である。各々のＩＧＢＴ７０１，７
０２は外部信号Ｇ１，Ｇ２により独立に開閉制御可能で
ある。またＩＧＢＴ７０１，７０２の両端には、それぞ
れダイオードＤ１１，Ｄ１２、コンデンサＣ１１、Ｃ１
２および抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を備えて構成されたスナバ
回路６０５ｊが取り付けてある。このスナバ回路６０５
ｊは、ＩＧＢＴ７０１，７０２が自身に流れている電流
を遮断する際に発生するサージ電圧を吸収する役割があ
る。このサージ電圧は、双方向スイッチ６０６ｊの転流
がうまく行われている場合においても、双方向スイッチ
６０６ｊ自身の配線に付随する寄生のインダクタンスに
より発生する。このためスナバ回路６０５ｊが必要とな
る。

【０００４】次に、本従来例のＰＷＭサイクロコンバー
タにおける転流動作について図１０および図１１を参照
して説明する。図１０および図１１は、従来例のＰＷＭ
サイクロコンバータにおける転流動作を説明する説明図
である。図中、Ｓ１〜Ｓ４は片方向のみ導通可能なスイ
ッチを表し、図９中のＩＧＢＴ７０１，７０２を模擬し
たものである。また、Ｒ１１〜Ｒ１４はスナバ回路６０
５ｊ内の放電抵抗、Ｃ１１〜Ｃ１４はサージ電圧を吸収
するコンデンサである。１回の転流は、図１０（ａ）〜
（ｄ）→図１１（ａ）〜（ｄ）の順序で行われ、この一
連の転流動作により電源短絡および出力開放が起きない
スムーズな転流が可能となる。すなわち、図１０（ａ）
〜（ｄ）および図１１（ａ）〜（ｄ）におけるスイッチ
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の状態を整理すれば、以下に示
す如くなる。 図１０（ａ）：Ｓ１オフ，Ｓ２オフ，Ｓ３オン，Ｓ４オ
ン 図１０（ｂ）：Ｓ１オフ，Ｓ２オン，Ｓ３オン，Ｓ４オ
ン 図１０（ｃ）：Ｓ１オフ，Ｓ２オン，Ｓ３オン，Ｓ４オ
フ 図１０（ｄ）：Ｓ１オン，Ｓ２オン，Ｓ３オン，Ｓ４オ
フ 図１１（ａ）：Ｓ１オン，Ｓ２オン，Ｓ３オフ，Ｓ４オ
フ 図１１（ｂ）：Ｓ１オン，Ｓ２オン，Ｓ３オン，Ｓ４オ
フ 図１１（ｃ）：Ｓ１オフ，Ｓ２オン，Ｓ３オン，Ｓ４オ
フ 図１１（ｄ）：Ｓ１オフ，Ｓ２オン，Ｓ３オン，Ｓ４オ
ン このような一連の転流動作において、図１０（ｄ）では
スナバ回路６０５ｊのコンデンサＣ１１の放電が経路８
５１で行われ、コンデンサＣ１４の充電が経路８５２で
行われる。また図１１（ｄ）においても、コンデンサＣ
１１の放電が９５２で行われ、コンデンサＣ１４の充電
が経路９５１で行われる。ここで、充電動作は抵抗を介
さずに行われ、この時のピーク電流は交流電源６０１の
インピーダンス、ダイオードの順方向電圧、半導体スイ
ッチング素子のオン抵抗、コンデンサの等価直列抵抗お
よび配線の抵抗で制限されることとなる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】以上のように上記従来
の電力変換装置にあっては、転流動作においてスナバ回
路のコンデンサの充電動作が抵抗を介さずに行われ、瞬
時に過大な電流が半導体スイッチング素子に流れるため
に素子破壊を引き起こしてしまうという問題があった。
本発明は、上記従来の問題点に鑑みてなされたものであ
って、交流電源の各相と出力側の各々の相を自己消弧能
力を備えた双方向スイッチング手段で直接接続し、出力
電圧指令に応じたＰＷＭ制御により双方向スイッチング
手段の開閉制御を行って任意の交流および直流電圧を出
力する電力変換装置において、双方向スイッチング手段
の電流遮断時に発生するサージ電圧を吸収するスナバ回
路のコンデンサの過大な充放電を行なわず、サージ電圧
によるコンデンサ電圧上昇分のみを放電するようにし
て、充電動作における過大電流の発生を抑制し、素子破
壊を防止して装置の信頼性を高めた電力変換装置を提供
することを目的としている。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明の請求項１に係る電力変換装置は、交流電源
の各相と出力側の各々の相を自己消弧能力を備えた双方
向スイッチング手段で直接接続し、出力電圧指令に応じ
たＰＷＭ制御により前記双方向スイッチング手段の開閉
制御を行って任意の交流および直流電圧を出力する電力
変換装置において、当該電力変換装置の入出力端に接続
され、ダイオードおよびキャパシタを備えた１つ以上の
スナバ回路と、前記スナバ回路のキャパシタの両端に接
続され、該キャパシタの両端の電圧を一定に保つ自動電
圧調整器とを具備するものである。また、請求項２に係
る電力変換装置は、交流電源の各相と出力側の各々の相
を自己消弧能力を備えた双方向スイッチング手段で直接
接続し、出力電圧指令に応じたＰＷＭ制御により前記双
方向スイッチング手段の開閉制御を行って任意の交流お
よび直流電圧を出力する電力変換装置において、ダイオ
ードを複数個備えたダイオードブリッジと、前記単相ブ
リッジの出力端に接続されるキャパシタとを備え、前記
ダイオードブリッジの入力端を当該電力変換装置の入出
力端に接続した整流型のスナバ回路と、前記キャパシタ
の両端の電圧を監視して、該キャパシタの両端の電圧を
一定に保つ自動電圧調整器とを具備するものである。ま
た、請求項３に係る電力変換装置は、交流電源の各相と
出力側の各々の相を自己消弧能力を備えた双方向スイッ
チング手段で直接接続し、出力電圧指令に応じたＰＷＭ
制御により前記双方向スイッチング手段の開閉制御を行
って任意の交流および直流電圧を出力する電力変換装置
において、ダイオードを複数個備えたダイオードブリッ
ジと、前記ダイオードブリッジの出力端に接続されるキ
ャパシタとを備え、前記ダイオードブリッジの入力端を
当該電力変換装置の入出力端に接続した整流型のスナバ
回路と、前記キャパシタの両端の電圧と前記交流電源の
電圧とを監視し、前記キャパシタの両端の電圧と前記交
流電源の電圧との振幅差を設定値以下に保つ自動電圧調
整器とを具備することを特徴とする電力変換装置。

【０００７】また、請求項４に係る電力変換装置は、請
求項１、２または３に記載の電力変換装置において、前
記自動電圧調整回路は、半導体スイッチング素子を備
え、前記交流電源電圧を入力して出力を前記スナバ回路
のキャパシタの両端に供給するコンバータと、前記交流
電源の電圧および電圧位相を検出する交流電圧位相検出
回路と、前記スナバ回路のキャパシタの両端の電圧を検
出する直流電圧検出回路と、前記検出されたキャパシタ
の両端電圧と前記検出された交流電源電圧との振幅差が
設定値以下に保たれるように、前記検出された交流電源
の電圧位相に基づき制御すべき前記コンバータの半導体
スイッチング素子を選択して該半導体スイッチング素子
を駆動制御し、前記キャパシタに蓄積された余分なエネ
ルギを前記交流電源側へ回生させる半導体スイッチ駆動
回路とを具備するものである。また、請求項５に係る電
力変換装置は、請求項１、２または３に記載の電力変換
装置において、前記自動電圧調整回路は、前記交流電源
電圧を入力して出力を前記スナバ回路のキャパシタの両
端に供給するダイオードブリッジと、前記ダイオードブ
リッジの出力端に接続される半導体スイッチング素子お
よび抵抗の直列回路と、前記スナバ回路のキャパシタの
両端の電圧を検出する直流電圧検出回路と、前記検出さ
れたキャパシタの両端電圧が設定値より大きいときに前
記半導体スイッチング素子を閉制御して、前記キャパシ
タの両端の電圧が設定値以下となるように前記キャパシ
タに蓄積された余分なエネルギを前記抵抗で消費させる
半導体スイッチ駆動回路とを具備するものである。さら
に、請求項６に係る電力変換装置は、請求項１、２また
は３に記載の電力変換装置において、前記自動電圧調整
回路は、ダイオードを備え、前記交流電源電圧を入力し
て出力を前記スナバ回路のキャパシタの両端に供給する
ダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの出力
端に接続される半導体スイッチング素子および抵抗の直
列回路と、前記交流電源の電圧を検出する交流電圧検出
回路と、前記スナバ回路のキャパシタの両端の電圧を検
出する直流電圧検出回路と、前記検出されたキャパシタ
の両端電圧と前記検出された交流電源電圧との振幅差が
設定値以下に保たれるように、前記半導体スイッチング
素子を閉制御して、前記キャパシタの両端の電圧が設定
値以下となるように前記キャパシタに蓄積された余分な
エネルギを前記抵抗で消費させる半導体スイッチ駆動回
路とを具備するものである。

【０００８】本発明の請求項１に係る電力変換装置で
は、交流電源の各相と出力側の各々の相を自己消弧能力
を備えた双方向スイッチング手段で直接接続し、出力電
圧指令に応じたＰＷＭ制御により双方向スイッチング手
段の開閉制御を行って任意の交流および直流電圧を出力
する電力変換装置において、当該電力変換装置の入出力
端に接続されたスナバ回路のキャパシタの両端に自動電
圧調整器を接続して、該キャパシタの両端の電圧を一定
に保つようにしている。また、請求項２に係る電力変換
装置では、ダイオードブリッジの入力端を当該電力変換
装置の入出力端に接続し、ダイオードブリッジの出力端
にキャパシタを接続した整流型のスナバ回路を備え、自
動電圧調整器によりキャパシタの両端の電圧を監視し
て、該キャパシタの両端の電圧を一定に保つようにして
いる。また、請求項３に係る電力変換装置では、ダイオ
ードブリッジの入力端を当該電力変換装置の入出力端に
接続し、ダイオードブリッジの出力端にキャパシタを接
続した整流型のスナバ回路を備え、自動電圧調整器によ
りキャパシタの両端の電圧と交流電源の電圧とを監視
し、キャパシタの両端の電圧と交流電源の電圧との振幅
差を設定値以下に保つようにしている。このように、本
発明によれば、双方向スイッチング手段の電流遮断時に
発生するサージ電圧を吸収するスナバ回路のキャパシタ
の両端電圧を一定値に保ち、例えばキャパシタの充放電
を双方向スイッチング手段の両端に発生するサージ電圧
による上昇分のみとするため、キャパシタ（スナバコン
デンサ）の余分な充放電を行なわず、また、キャパシタ
（スナバコンデンサ）の充電で生じる過大電流を発生さ
せないため、素子破壊を起こさない安定した動作をする
電力変換装置の駆動を実現でき、結果として装置の信頼
性を高めることが可能となる。

【０００９】また、請求項４に係る電力変換装置では、
自動電圧調整回路において、交流電圧位相検出回路によ
って検出されたキャパシタの両端電圧と直流電圧検出回
路によって検出された交流電源電圧との振幅差が設定値
以下に保たれるように、交流電圧位相検出回路によって
検出された交流電源の電圧位相に基づき制御すべきコン
バータの半導体スイッチング素子を選択し、半導体スイ
ッチ駆動回路により該半導体スイッチング素子を駆動制
御し、スナバ回路のキャパシタに蓄積された余分なエネ
ルギを前記交流電源側へ回生させるようにしている。ま
た、請求項５に係る電力変換装置では、自動電圧調整回
路において、直流電圧検出回路によって検出されたキャ
パシタの両端電圧が設定値より大きいときに、半導体ス
イッチ駆動回路により半導体スイッチング素子を閉制御
して、キャパシタの両端の電圧が設定値以下となるよう
にスナバ回路のキャパシタに蓄積された余分なエネルギ
を抵抗で消費させるようにしている。さらに、請求項６
に係る電力変換装置では、自動電圧調整回路において、
交流電圧検出回路によって検出されたキャパシタの両端
電圧と直流電圧検出回路によって検出された交流電源電
圧との振幅差が設定値以下に保たれるように、半導体ス
イッチ駆動回路により半導体スイッチング素子を閉制御
して、キャパシタの両端の電圧が設定値以下となるよう
にスナバ回路のキャパシタに蓄積された余分なエネルギ
を抵抗で消費させるようにしている。このように、本発
明によれば、双方向スイッチング手段の電流遮断時に発
生するサージ電圧を吸収するスナバ回路のキャパシタの
両端電圧が一定値に保たれるように、サージ電圧による
上昇分を電源に回生または抵抗で消費して、キャパシタ
の充放電を双方向スイッチング手段の両端に発生するサ
ージ電圧による上昇分のみとするため、キャパシタ（ス
ナバコンデンサ）の余分な充放電を行なわず、また、キ
ャパシタ（スナバコンデンサ）の充電で生じる過大電流
を発生させないため、素子破壊を起こさない安定した動
作をする電力変換装置の駆動を実現でき、結果として装
置の信頼性を高めることが可能となる。

【００１０】

【発明の実施の形態】以下、本発明の電力変換装置の実
施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。図
１は本発明の一実施形態に係る電力変換装置の構成図で
ある。図１において、本実施形態の電力変換装置は、交
流電源１０１の各相と出力側の各々の相を自己消弧能力
を備えた双方向スイッチング手段１０６１〜１０６９で
直接接続し、出力電圧指令に応じたＰＷＭ制御により双
方向スイッチング手段１０６１〜１０６９の開閉制御を
行って任意の交流および直流電圧を出力するＰＷＭサイ
クロコンバータである。図中、１０２はスイッチ、１０
３はフィルタ、１０４は自動電圧調整回路、１０５１〜
１０５９はスナバ回路、１０７は負荷となる交流電動機
である。運転を始める場合に、スイッチ１０２は閉状態
となっており、双方向スイッチング手段１０６１〜１０
６９を開閉制御によって開状態，閉状態とすることで交
流電源１０１の電圧をＰＷＭ制御し、交流電源１０１の
電圧を直流または周波数、振幅の異なった交流に変換し
て交流電動機１０７を駆動する。

【００１１】スナバ回路１０５１〜１０５９は、双方向
スイッチング手段１０６１〜１０６９の両端に接続され
ている。図１においては各双方向スイッチング手段１０
６１〜１０６９に各スナバ回路１０５１〜１０５９を有
しているが、スナバ回路は各々双方向スイッチング手段
１０６１〜１０６９が開から閉へ変化するときに双方向
スイッチング手段の両端に発生するサージ電圧を規定値
以内（双方向スイッチング手段の耐圧以下）に抑えるこ
とを目的としているため、サージ電圧が規定値以内であ
れば、スナバ回路は図１に示すような９個の構成から、
例えば６個の構成のように個数を減らしてもよい。ま
た、スナバ回路１０５１〜１０５９には、スナバ回路内
のコンデンサ両端電圧を出力する端子も備える。この接
続端子は自動電圧調整回路１０４の端子Ｐ，Ｎに接続さ
れている。一方、自動電圧調整回路１０４は、交流電源
１０１の出力端子（Ｒ１，Ｓ１，Ｔ１）およびスナバ回
路１０５１〜１０５９の出力端子（Ｐ，Ｎ）と接続され
る。図２（ａ）には、本実施形態の電力変換装置で使用
されるスナバ回路１０５ｊ（１０５１〜１０５９）およ
び双方向スイッチング手段１０６ｊ（１０６１〜１０６
９）の詳細な回路構成図を示す。なお、図２（ａ）のス
ナバ回路１０５ｊの構成は、特許請求の範囲にいう「整
流型のスナバ回路」の構成である。双方向スイッチング
手段１０６ｊは、従来例と同様に、一方向性の半導体ス
イッチング素子を２個組合わせた形で構成され、様々な
構成が考えられるが、本実施形態例では図２に示すよう
に、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：In
sulated Gate Bipolar Transistor）を２個（２０１，
２０２）対向直列に接続した構成としている。なお、各
々のＩＧＢＴ２０１，２０２は外部信号Ｇ１，Ｇ２によ
り独立に開閉制御可能である。また、スナバ回路１０５
ｊは、４個のダイオードＤ１〜Ｄ４とコンデンサＣ１を
備えて構成され、うち２個のダイオードＤ１，Ｄ３は各
々のカソードとアノードを接続して該接続点は双方向ス
イッチング手段１０６ｊの電源側端子（Ｒ，Ｓ，Ｔ）に
接続される。他の２個のダイオードＤ２，Ｄ４は各々の
カソードとアノードを接続して該接続点は双方向スイッ
チング手段１０６ｊの負荷側端子（Ｕ，Ｖ，Ｗ）に接続
されている。残りのダイオード間の接続点については、
ダイオードＤ３，Ｄ４のアノード同士、ダイオードＤ
１，Ｄ２のカソード同士が接続され、それぞれの接続点
はコンデンサＣ１の両端に接続されると共に、出力端子
Ｐ，Ｎへ接続されている。なお、図２（ａ）のスナバ回
路１０５ｊの回路構成は一例であって、スナバコンデン
サの両端電圧を引き出す端子（Ｐ，Ｎ）が付属していれ
ば、周知の何れのスナバ回路の回路構成であってもよ
い。例えば本実施形態のように、１つの双方向スイッチ
ング手段１０６ｊが２個のＩＧＢＴ２０１，２０２で構
成されている場合、図２（ｂ）に示すようなスナバ回路
１０５ｊ’の構成にしてもよい。この場合、ＩＧＢＴ２
０１，２０２に内蔵されている帰還ダイオードを利用で
きるため、スナバ回路内のダイオードを1 つ減らすこと
ができ、ダイオードＤ５〜Ｄ７およびコンデンサＣ２に
よる構成とすることができる。

【００１２】次に、自動電圧調整器１０４は、スナバ回
路１０５ｊのコンデンサＣ１の両端（スナバ回路１０５
ｊの出力端子Ｐ，Ｎ）に接続され、コンデンサＣ１の両
端の電圧を一定に保つもので、本実施形態の電力変換装
置の特徴的な構成要素である。ここでは、代表的な回路
構成として図３（第１実施例），図４（第２実施例），
図５（第３実施例）を示して説明する。まず、図３に示
す第１実施例の自動電圧調整器１０４ａは、６個の半導
体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）を備え、交流電源１０
１の電圧を入力して出力をスナバ回路１０５ｊのコンデ
ンサＣ１の両端に供給するＩＧＢＴモジュール（コンバ
ータ）３０５と、交流電源１０１の電圧および電圧位相
を検出する交流電圧位相検出器３０１と、スナバ回路１
０５ｊのコンデンサＣ１の両端（端子Ｐ，Ｎ間）の電圧
を検出する直流電圧検出器３０４と、検出したコンデン
サＣ１の両端電圧Ｖpnと交流電源１０１の電圧Ｖacとの
振幅差が設定値以下に保たれるように、検出した交流電
源１０１の電圧位相θacに基づき制御すべきＩＧＢＴモ
ジュール３０５のＩＧＢＴを選択して該ＩＧＢＴを駆動
制御し、コンデンサＣ１に蓄積された余分なエネルギを
交流電源１０１側へ回生させる半導体スイッチ駆動回路
３０２，３０３とを備えて構成されている。なお、半導
体スイッチ駆動回路は、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖp
n、交流電源１０１の電圧Ｖacおよび交流電源１０１の
電圧位相θacに基づいて駆動制御信号を生成するコント
ローラ３０３と、該駆動制御信号に基づきＩＧＢＴモジ
ュール３０５内の各ＩＧＢＴのゲート電極へ供給される
駆動信号を生成するゲートドライブ回路３０２を備えた
構成である。また、抵抗モジュールＲinは、電源投入時
にコンデンサＣinに流れるサージ電流を抑制するために
挿入してある。第１実施例の自動電圧調整器１０４ａで
は、コントローラ３０３はコンデンサＣ１の両端電圧Ｖ
pnと交流電源１０１の電圧Ｖacを比較して、コンデンサ
Ｃ１の両端電圧Ｖpnが交流電源１０１の電圧Ｖacよりあ
る程度以上多くなれば、ＩＧＢＴモジュール３０５を駆
動させて、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖpnが双方向スイ
ッチング手段１０６ｊの両端のサージ電圧により上昇し
た分のエネルギを交流電源１０１側へ回生させる。ま
た、コントローラ３０３は、交流電源１０１の電圧位相
θacも取り込んでいるが、交流電源１０１の電圧位相θ
acの値により、ＩＧＢＴモジュール３０５内で点弧すべ
きＩＧＢＴを選択する。また、電源力率の向上のためＰ
ＷＭ制御することも可能である。

【００１３】次に、図４に示す第２実施例の自動電圧調
整器１０４ｂは、６個のダイオードを備え、交流電源１
０１の電圧を入力して出力をスナバ回路１０５ｊのコン
デンサＣ１の両端に供給する整流ダイオードブリッジ
（三相ブリッジ）４０５と、整流ダイオードブリッジ３
０５の出力端に接続されるＩＧＢＴ（半導体スイッチン
グ素子）Ｑ１、ダイオードＤsおよび抵抗Ｒsの直並列回
路と、スナバ回路１０５ｊのコンデンサＣ１の両端の電
圧を検出する直流電圧検出器３０４と、検出されたコン
デンサＣ１の両端電圧Ｖpnが設定値より大きいときにＩ
ＧＢＴＱ１を閉制御して、コンデンサＣ１の両端の電圧
が設定値以下となるように該コンデンサＣ１に蓄積され
た余分なエネルギを抵抗Ｒsで消費させる半導体スイッ
チ駆動回路４０２，４０３とを備えて構成されている。
なお、半導体スイッチ駆動回路は、コンデンサＣ１の両
端電圧Ｖpnに基づいて駆動制御信号を生成するコントロ
ーラ４０３と、該駆動制御信号に基づきＩＧＢＴＱ１の
ゲート電極へ供給される駆動信号を生成するゲートドラ
イブ回路４０２を備えた構成である。また、抵抗モジュ
ールＲinは、第１実施例と同様に、電源投入時にコンデ
ンサＣinに流れるサージ電流を抑制するために挿入して
ある。第２実施例の自動電圧調整器１０４ｂでは、コン
トローラ４０３はコンデンサＣ１の両端電圧Ｖpnのみを
入力して、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖpnが設定レベル
より大きい場合には、ＩＧＢＴＱ１の点弧指令を出力す
る。ＩＧＢＴＱ１はコンデンサＣ１の両端電圧Ｖpnが設
定値以下になるまでオン状態で、コンデンサＣ１の両端
電圧Ｖpnの上昇分のエネルギを抵抗Ｒs で消費すること
となる。ここで、ダイオードＤs はＩＧＢＴＱ１がオフ
状態となった場合のサージ吸収用の素子である。

【００１４】さらに、図５に示す第３実施例の自動電圧
調整器１０４ｃは、６個のダイオードを備え、交流電源
１０１の電圧を入力して出力をスナバ回路１０５ｊのコ
ンデンサＣ１の両端に供給する整流ダイオードブリッジ
（三相ブリッジ）５０５と、整流ダイオードブリッジ５
０５の出力端に接続されるＩＧＢＴ（半導体スイッチン
グ素子）Ｑ１、ダイオードＤsおよび抵抗Ｒsの直並列回
路と、交流電源１０１の電圧を検出する交流電圧検出器
５０１と、スナバ回路１０５ｊのコンデンサＣ１の両端
の電圧を検出する直流電圧検出器３０４と、検出したコ
ンデンサＣ１の両端電圧Ｖpnと交流電源１０１の電圧Ｖ
acとの振幅差が設定値以下に保たれるように、ＩＧＢＴ
Ｑ１を閉制御して、コンデンサＣ１の両端の電圧が設定
値以下となるように該コンデンサＣ１に蓄積された余分
なエネルギを抵抗Ｒsで消費させる半導体スイッチ駆動
回路５０２，５０３とを備えて構成されている。なお、
半導体スイッチ駆動回路は、コンデンサＣ１の両端電圧
Ｖpnと交流電源１０１の電圧Ｖacに基づいて駆動制御信
号を生成するコントローラ５０３と、該駆動制御信号に
基づきＩＧＢＴＱ１のゲート電極へ供給される駆動信号
を生成するゲートドライブ回路５０２を備えた構成であ
る。また、抵抗モジュールＲinは、第１実施例と同様
に、電源投入時にコンデンサＣinに流れるサージ電流を
抑制するために挿入してある。第３実施例の自動電圧調
整器１０４ｃでは、コントローラ５０３はコンデンサＣ
１の両端電圧Ｖpnと交流電源１０１の電圧Ｖacを比較し
て、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖpnが交流電源１０１の
電圧Ｖacよりある程度以上多くなれば、ＩＧＢＴＱ１の
点弧指令を出力する。ＩＧＢＴＱ１はコンデンサＣ１の
両端電圧Ｖpnと交流電源１０１の電圧Ｖacの振幅差が設
定値以下になるまでオン状態となり、コンデンサＣ１の
両端電圧Ｖpnの上昇分のエネルギを抵抗Ｒs で消費する
こととなる。さらに、本実施形態の説明では、図１に示
したような構成、すなわち、自動電圧調整回路１０４の
入力端が交流電源１０１の出力端子（Ｒ１，Ｓ１，Ｔ
１）と接続される構成として説明したが、これに限定さ
れることなく他の接続関係を持つ構成とすることも可能
である。例えば、図６に示すように、自動電圧調整器１
０４’の入力として単相電源１０９を接続した構成とし
てもよいし、さらに、図７に示すように、自動電圧調整
器１０４の入力として交流電源１０１と絶縁された交流
電源１０８を接続した構成としてもよい。なお、図６の
構成では、自動電圧調整回路１０４の構成（図３、図４
および図５参照）についても、ＩＧＢＴモジュール３０
５の構成は４個のＩＧＢＴをブリッジ接続した構成に、
また、整流ダイオードモジュール４０５，５０５の構成
は４個のダイオードをブリッジ接続した構成にそれぞれ
置き換えられたものとなる。

【００１５】以上のように、本実施形態の電力変換装置
では、双方向スイッチング手段１０６１〜１０６９の電
流遮断時に発生するサージ電圧を吸収するスナバ回路１
０５１〜１０５９のコンデンサＣ１の両端電圧が一定値
に保たれるように、サージ電圧による上昇分を交流電源
１０１側に回生するか、或いは抵抗Ｒsで消費するよう
にして、コンデンサＣ１の充放電を双方向スイッチング
手段１０６１〜１０６９の両端に発生するサージ電圧に
よる上昇分のみとするため、スナバコンデンサの余分な
充放電を行なわず、また、スナバコンデンサの充電で生
じる過大電流を発生させないため、素子破壊を起こさな
い安定した動作をする電力変換装置の駆動を実現でき、
結果として電力変換装置の信頼性を高めることが可能と
なる。

【００１６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の電力変換
装置によれば、交流電源の各相と出力側の各々の相を自
己消弧能力を備えた双方向スイッチング手段で直接接続
し、出力電圧指令に応じたＰＷＭ制御により双方向スイ
ッチング手段の開閉制御を行って任意の交流および直流
電圧を出力する電力変換装置において、当該電力変換装
置の入出力端に接続されたスナバ回路のキャパシタの両
端に自動電圧調整器を接続して、該キャパシタの両端の
電圧を一定に保つ、または、ダイオードブリッジの入力
端を当該電力変換装置の入出力端に接続し、ダイオード
ブリッジの出力端にキャパシタを接続した整流型のスナ
バ回路を備え、自動電圧調整器によりキャパシタの両端
の電圧を監視して、該キャパシタの両端の電圧を一定に
保つ、或いは、ダイオードブリッジの入力端を当該電力
変換装置の入出力端に接続し、ダイオードブリッジの出
力端にキャパシタを接続した整流型のスナバ回路を備
え、自動電圧調整器によりキャパシタの両端の電圧と交
流電源の電圧とを監視し、キャパシタの両端の電圧と交
流電源の電圧との振幅差を設定値以下に保つこととした
ので、双方向スイッチング手段の電流遮断時に発生する
サージ電圧を吸収するスナバ回路のキャパシタの両端電
圧を一定値に保ち、例えばキャパシタの充放電を双方向
スイッチング手段の両端に発生するサージ電圧による上
昇分のみとするとすることができ、キャパシタ（スナバ
コンデンサ）の余分な充放電を行なわず、また、キャパ
シタ（スナバコンデンサ）の充電で生じる過大電流を発
生させないため、素子破壊を起こさない安定した動作を
する電力変換装置の駆動を実現でき、結果として装置の
信頼性を高めた電力変換装置を提供することができる。

【００１７】特に、本発明の電力変換装置によれば、自
動電圧調整回路において、交流電圧位相検出回路によっ
て検出されたキャパシタの両端電圧と直流電圧検出回路
によって検出された交流電源電圧との振幅差が設定値以
下に保たれるように、交流電圧位相検出回路によって検
出された交流電源の電圧位相に基づき制御すべきコンバ
ータの半導体スイッチング素子を選択し、半導体スイッ
チ駆動回路により該半導体スイッチング素子を駆動制御
し、スナバ回路のキャパシタに蓄積された余分なエネル
ギを前記交流電源側へ回生させるか、または、自動電圧
調整回路において、直流電圧検出回路によって検出され
たキャパシタの両端電圧が設定値より大きいときに、半
導体スイッチ駆動回路により半導体スイッチング素子を
閉制御して、キャパシタの両端の電圧が設定値以下とな
るようにスナバ回路のキャパシタに蓄積された余分なエ
ネルギを抵抗で消費させる、若しくは、交流電圧検出回
路によって検出されたキャパシタの両端電圧と直流電圧
検出回路によって検出された交流電源電圧との振幅差が
設定値以下に保たれるように、半導体スイッチ駆動回路
により半導体スイッチング素子を閉制御して、キャパシ
タの両端の電圧が設定値以下となるようにスナバ回路の
キャパシタに蓄積された余分なエネルギを抵抗で消費さ
せることとしたので、双方向スイッチング手段の電流遮
断時に発生するサージ電圧を吸収するスナバ回路のキャ
パシタの両端電圧が一定値に保たれるように、サージ電
圧による上昇分を電源に回生または抵抗で消費して、キ
ャパシタの充放電を双方向スイッチング手段の両端に発
生するサージ電圧による上昇分のみとすることができ、
キャパシタ（スナバコンデンサ）の余分な充放電を行な
わず、また、キャパシタ（スナバコンデンサ）の充電で
生じる過大電流を発生させないため、素子破壊を起こさ
ない安定した動作をする電力変換装置の駆動を実現で
き、結果として装置の信頼性を高めた電力変換装置を提
供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態に係る電力変換装置の構成
図である。

【図２】実施形態の電力変換装置で使用されるスナバ回
路および双方向スイッチング手段の詳細な回路構成図で
ある。

【図３】実施形態の電力変換装置で使用される第１実施
例の自動電圧調整器の詳細な回路構成図である。

【図４】実施形態の電力変換装置で使用される第２実施
例の自動電圧調整器の詳細な回路構成図である。

【図５】実施形態の電力変換装置で使用される第３実施
例の自動電圧調整器の詳細な回路構成図である。

【図６】実施形態の電力変換装置の第１変形例の構成図
である。

【図７】実施形態の電力変換装置の第２変形例の構成図
である。

【図８】従来のＰＷＭサイクロコンバータの全体構成を
例示する構成図である。

【図９】従来例で使用されるスナバ回路および双方向ス
イッチの詳細な回路構成図ある。

【図１０】従来例のＰＷＭサイクロコンバータにおける
転流動作を説明する説明図（その１）である。

【図１１】従来例のＰＷＭサイクロコンバータにおける
転流動作を説明する説明図（ぞの２）である。

【符号の説明】

１０１ 交流電源 １０２ スイッチ １０３ フィルタ １０４，１０４’ 自動電圧調整器（自動電圧調整回
路） １０４ａ，１０４ｂ，１０４ｃ 自動電圧調整器 ３０１ 交流電圧位相検出器（交流電圧位相検出回
路） ５０１ 交流電圧検出器（交流電圧検出回路） ３０２，４０２，５０２ ゲートドライブ回路（半導
体スイッチ駆動回路） ３０３，４０３，５０３ コントローラ（半導体スイ
ッチ駆動回路） ３０４ 直流電圧検出器（直流電圧検出回路） ３０５ ＩＧＢＴモジュール（コンバータ） ４０５，５０５ 整流ダイオードモジュール（三相ブ
リッジ） １０５１〜１０５９，１０５ｊ，１０５ｊ’ スナバ
回路 １０６１〜１０６９，１０６ｊ 双方向スイッチング
手段 １０７ 交流電動機 ６０５１〜６０５９，６０５ｊ スナバ回路（従来） ６０６１〜６０６９，６０６ｊ 双方向スイッチ Ｒ，Ｓ，Ｔ 電源入力端子 Ｒ１，Ｓ１，Ｔ１ 電源入力端子 Ｐ，Ｎ スナバ回路の出力端子 Ｕ，Ｖ，Ｗ 負荷側端子 Ｄ１〜Ｄ７ ダイオード Ｃ１，Ｃ２ （スナバ）コンデンサ ２０１，２０２，７０１，７０２ ＩＧＢＴ Ｒin サージ電流防止抵抗 Ｃin コンデンサ Ｑ１ 回生ＩＧＢＴ（半導体スイッチング素子） Ｄs ダイオード Ｒs サージ電力消費抵抗 θac 電源位相検出値 Ｖac 電源電圧検出値 Ｖpn コンデンサ（Ｐ，Ｎ）端子間電圧検出値 Ｖin ある時間の電源電圧 Ｒ１１〜Ｒ１４ 放電抵抗 Ｃ１１〜Ｃ１４ スナバコンデンサ Ｓ１〜Ｓ４ スイッチ

フロントページの続き (72)発明者 原 英則 福岡県北九州市八幡西区黒崎城石２番１号 株式会社安川電機内

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源の各相と出力側の各々の相を自
   己消弧能力を備えた双方向スイッチング手段で直接接続
   し、出力電圧指令に応じたＰＷＭ制御により前記双方向
   スイッチング手段の開閉制御を行って任意の交流および
   直流電圧を出力する電力変換装置において、 当該電力変換装置の入出力端に接続され、ダイオードお
   よびキャパシタを備えた１つ以上のスナバ回路と、 前記スナバ回路のキャパシタの両端に接続され、該キャ
   パシタの両端の電圧を一定に保つ自動電圧調整器と、を
   有することを特徴とする電力変換装置。
2. 【請求項２】 交流電源の各相と出力側の各々の相を自
   己消弧能力を備えた双方向スイッチング手段で直接接続
   し、出力電圧指令に応じたＰＷＭ制御により前記双方向
   スイッチング手段の開閉制御を行って任意の交流および
   直流電圧を出力する電力変換装置において、 ダイオードを複数個備えたダイオードブリッジと、前記
   ダイオードブリッジの出力端に接続されるキャパシタ
   と、を備え、前記ダイオードブリッジの入力端を当該電
   力変換装置の入出力端に接続した整流型のスナバ回路
   と、 前記キャパシタの両端の電圧を監視して、該キャパシタ
   の両端の電圧を一定に保つ自動電圧調整器と、を有する
   ことを特徴とする電力変換装置。
3. 【請求項３】 交流電源の各相と出力側の各々の相を自
   己消弧能力を備えた双方向スイッチング手段で直接接続
   し、出力電圧指令に応じたＰＷＭ制御により前記双方向
   スイッチング手段の開閉制御を行って任意の交流および
   直流電圧を出力する電力変換装置において、 ダイオードを複数個備えたダイオードブリッジと、前記
   ダイオードブリッジの出力端に接続されるキャパシタ
   と、を備え、前記ダイオードブリッジの入力端を当該電
   力変換装置の入出力端に接続した整流型のスナバ回路
   と、 前記キャパシタの両端の電圧と前記交流電源の電圧とを
   監視し、前記キャパシタの両端の電圧と前記交流電源の
   電圧との振幅差を設定値以下に保つ自動電圧調整器と、
   を有することを特徴とする電力変換装置。
4. 【請求項４】 前記自動電圧調整回路は、 半導体スイッチング素子を備え、前記交流電源電圧を入
   力して出力を前記スナバ回路のキャパシタの両端に供給
   するコンバータと、 前記交流電源の電圧および電圧位相を検出する交流電圧
   位相検出回路と、 前記スナバ回路のキャパシタの両端の電圧を検出する直
   流電圧検出回路と、 前記検出されたキャパシタの両端電圧と前記検出された
   交流電源電圧との振幅差が設定値以下に保たれるよう
   に、前記検出された交流電源の電圧位相に基づき制御す
   べき前記コンバータの半導体スイッチング素子を選択し
   て該半導体スイッチング素子を駆動制御し、前記キャパ
   シタに蓄積された余分なエネルギを前記交流電源側へ回
   生させる半導体スイッチ駆動回路と、を有することを特
   徴とする請求項１、２または３に記載の電力変換装置。
5. 【請求項５】 前記自動電圧調整回路は、 前記交流電源電圧を入力して出力を前記スナバ回路のキ
   ャパシタの両端に供給するダイオードブリッジと、 前記ダイオードブリッジの出力端に接続される半導体ス
   イッチング素子および抵抗の直列回路と、 前記スナバ回路のキャパシタの両端の電圧を検出する直
   流電圧検出回路と、 前記検出されたキャパシタの両端電圧が設定値より大き
   いときに前記半導体スイッチング素子を閉制御して、前
   記キャパシタの両端の電圧が設定値以下となるように前
   記キャパシタに蓄積された余分なエネルギを前記抵抗で
   消費させる半導体スイッチ駆動回路と、を有することを
   特徴とする請求項１、２または３に記載の電力変換装
   置。
6. 【請求項６】 前記自動電圧調整回路は、 前記交流電源電圧を入力して出力を前記スナバ回路のキ
   ャパシタの両端に供給するダイオードブリッジと、 前記ダイオードブリッジの出力端に接続される半導体ス
   イッチング素子および抵抗の直列回路と、 前記交流電源の電圧を検出する交流電圧検出回路と、 前記スナバ回路のキャパシタの両端の電圧を検出する直
   流電圧検出回路と、 前記検出されたキャパシタの両端電圧と前記検出された
   交流電源電圧との振幅差が設定値以下に保たれるよう
   に、前記半導体スイッチング素子を閉制御して、前記キ
   ャパシタの両端の電圧が設定値以下となるように前記キ
   ャパシタに蓄積された余分なエネルギを前記抵抗で消費
   させる半導体スイッチ駆動回路と、を有することを特徴
   とする請求項１、２または３に記載の電力変換装置。