JPH11266224A - 直交周波数多重通信装置 - Google Patents
直交周波数多重通信装置Info
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- JPH11266224A JPH11266224A JP10068595A JP6859598A JPH11266224A JP H11266224 A JPH11266224 A JP H11266224A JP 10068595 A JP10068595 A JP 10068595A JP 6859598 A JP6859598 A JP 6859598A JP H11266224 A JPH11266224 A JP H11266224A
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- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
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- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、直交周波数多重通信装置が周波数
選択性フェージングが生じる回線を利用する場合に低い
受信信号電力で高い伝送品質を実現するとともに、周波
数利用効率の低下を防止することを目的とする。 【解決手段】 複数系統の多値変調手段１０１〜１０４
とそれらの出力信号を複数の搬送波周波数のいずれかに
周波数変換するとともに１つの出力信号を２以上の搬送
波周波数に周波数変換する周波数変換手段１０５とを送
信装置に設け、受信される信号に含まれる複数の搬送波
周波数のそれぞれの信号について復調を行う複数の多値
復調手段と、多値復調手段が出力する信号のうち、送信
装置の同一の多値変調手段に割り当てられた複数の信号
を合成するダイバーシチ合成手段とを受信装置に設け
た。
選択性フェージングが生じる回線を利用する場合に低い
受信信号電力で高い伝送品質を実現するとともに、周波
数利用効率の低下を防止することを目的とする。 【解決手段】 複数系統の多値変調手段１０１〜１０４
とそれらの出力信号を複数の搬送波周波数のいずれかに
周波数変換するとともに１つの出力信号を２以上の搬送
波周波数に周波数変換する周波数変換手段１０５とを送
信装置に設け、受信される信号に含まれる複数の搬送波
周波数のそれぞれの信号について復調を行う複数の多値
復調手段と、多値復調手段が出力する信号のうち、送信
装置の同一の多値変調手段に割り当てられた複数の信号
を合成するダイバーシチ合成手段とを受信装置に設け
た。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、高速無線データ通
信等に用いられる直交周波数多重通信装置に関する。
信等に用いられる直交周波数多重通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】無線により高速且つ高品質なデータ通信
等を実現するためには、多重遅延波による周波数選択性
フェージングを克服することが必要である。直交する複
数の搬送波を並列に用いて信号伝送を行うＯＦＤＭ（Or
thogonal Frequency DivisionMultiplex：直交周波数多
重）方式は、周波数選択性フェージングの生じる回線に
おいて伝送品質を改善するのに有効である。
等を実現するためには、多重遅延波による周波数選択性
フェージングを克服することが必要である。直交する複
数の搬送波を並列に用いて信号伝送を行うＯＦＤＭ（Or
thogonal Frequency DivisionMultiplex：直交周波数多
重）方式は、周波数選択性フェージングの生じる回線に
おいて伝送品質を改善するのに有効である。
【０００３】使用する複数の搬送波の互いの周波数間隔
が１／Ｔの整数倍の関係にあるものを直交する搬送波と
呼ぶ。また、周期Ｔは変調シンボル周期と呼ばれる。従
来の直交周波数多重通信装置の送信装置及び受信装置の
構成例を図８に示す。図８に示す直交周波数多重通信装
置においては、使用する搬送波周波数の数が８で、それ
ぞれの搬送波がＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Key
ing：４相位相シフトキーイング）変調される。
が１／Ｔの整数倍の関係にあるものを直交する搬送波と
呼ぶ。また、周期Ｔは変調シンボル周期と呼ばれる。従
来の直交周波数多重通信装置の送信装置及び受信装置の
構成例を図８に示す。図８に示す直交周波数多重通信装
置においては、使用する搬送波周波数の数が８で、それ
ぞれの搬送波がＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Key
ing：４相位相シフトキーイング）変調される。
【０００４】まず、送信装置について説明する。入力デ
ータは直並列変換回路により２ビット×８系列の並列デ
ータに変換される。直並列変換回路から出力される２ビ
ット×８系列の並列データは、並列に配置された８個の
ＱＰＳＫ変調回路によってそれぞれＱＰＳＫ変調され、
８系列の複素変調信号として出力される。ＱＰＳＫ変調
回路が出力する８系列の複素変調信号は逆ＦＦＴ（Fast
FourierTransform：高速離散フーリエ変換）回路に入
力され、逆フーリエ変換される。逆ＦＦＴ回路の出力に
は、複数の搬送波をＱＰＳＫ変調した信号の時間波形が
得られる。
ータは直並列変換回路により２ビット×８系列の並列デ
ータに変換される。直並列変換回路から出力される２ビ
ット×８系列の並列データは、並列に配置された８個の
ＱＰＳＫ変調回路によってそれぞれＱＰＳＫ変調され、
８系列の複素変調信号として出力される。ＱＰＳＫ変調
回路が出力する８系列の複素変調信号は逆ＦＦＴ（Fast
FourierTransform：高速離散フーリエ変換）回路に入
力され、逆フーリエ変換される。逆ＦＦＴ回路の出力に
は、複数の搬送波をＱＰＳＫ変調した信号の時間波形が
得られる。
【０００５】つまり、逆ＦＦＴ回路におけるサンプリン
グ周波数及びＦＦＴのポイント数をｆｓ及びＮｓとする
場合、逆ＦＦＴ回路の各入力は周波数間隔（ｆｓ／Ｎ
ｓ）で並ぶ複数の搬送波の各複素振幅に対応する。従っ
て、周波数間隔（ｆｓ／Ｎｓ）と（１／Ｔ）とが等しく
なるようにｆｓ，Ｎｓ及びＴを定めれば逆ＦＦＴ回路の
出力には直交関係にある複数の搬送波をＱＰＳＫ変調し
た信号の時間波形が得られる。
グ周波数及びＦＦＴのポイント数をｆｓ及びＮｓとする
場合、逆ＦＦＴ回路の各入力は周波数間隔（ｆｓ／Ｎ
ｓ）で並ぶ複数の搬送波の各複素振幅に対応する。従っ
て、周波数間隔（ｆｓ／Ｎｓ）と（１／Ｔ）とが等しく
なるようにｆｓ，Ｎｓ及びＴを定めれば逆ＦＦＴ回路の
出力には直交関係にある複数の搬送波をＱＰＳＫ変調し
た信号の時間波形が得られる。
【０００６】ただし、逆ＦＦＴ回路の出力には８系列の
信号の時間波形が並列に現れる。従って、並直列変換回
路を用いて、逆ＦＦＴ回路の出力する８系列の並列の信
号から時系列の複素直列データを生成する。また、並直
列変換回路は、ＯＦＤＭ方式に特有のガードインターバ
ル挿入機能を備える。例えば、文献（斉藤正典、他：
「地上系ディジタル放送用多値ＯＦＤＭ方式」、テレビ
ジョン学会技術報告、Vol.19 ,No.10, BCS95-3, pp.13-
18, 1995年2月）に示されるように、ガードインターバ
ルでは時間波形を一定区間繰り返す。ガードインターバ
ルを設けると、受信側で多重遅延波による符号間干渉の
発生を防止可能になる。
信号の時間波形が並列に現れる。従って、並直列変換回
路を用いて、逆ＦＦＴ回路の出力する８系列の並列の信
号から時系列の複素直列データを生成する。また、並直
列変換回路は、ＯＦＤＭ方式に特有のガードインターバ
ル挿入機能を備える。例えば、文献（斉藤正典、他：
「地上系ディジタル放送用多値ＯＦＤＭ方式」、テレビ
ジョン学会技術報告、Vol.19 ,No.10, BCS95-3, pp.13-
18, 1995年2月）に示されるように、ガードインターバ
ルでは時間波形を一定区間繰り返す。ガードインターバ
ルを設けると、受信側で多重遅延波による符号間干渉の
発生を防止可能になる。
【０００７】並直列変換回路の出力するディジタル信号
は、２つのＤ／Ａ変換器によってアナログ信号に変換さ
れた後、直交変調器により所望の無線周波数に周波数変
換され、アンテナから送信される。
は、２つのＤ／Ａ変換器によってアナログ信号に変換さ
れた後、直交変調器により所望の無線周波数に周波数変
換され、アンテナから送信される。
【０００８】次に受信装置を説明する。アンテナで受信
された信号は、直交検波器によってベースバンドに周波
数変換され、さらに２つのＡ／Ｄ変換器によって量子化
される。量子化された信号は直並列変換回路によって並
列信号に変換された後、ＦＦＴ回路によりフーリエ変換
される。ＦＦＴ回路におけるサンプリング周波数及びＦ
ＦＴのポイント数をｆｓ及びＮｓとする場合、ＦＦＴ回
路の出力には、周波数間隔が（ｆｓ／Ｎｓ）の複数の搬
送波の各々の複素振幅を示す信号が得られる。従って、
ｆｓ，Ｎｓを送信装置と同じに定めれば、受信された信
号の各搬送波の複素振幅がＦＦＴ回路の出力に得られ
る。
された信号は、直交検波器によってベースバンドに周波
数変換され、さらに２つのＡ／Ｄ変換器によって量子化
される。量子化された信号は直並列変換回路によって並
列信号に変換された後、ＦＦＴ回路によりフーリエ変換
される。ＦＦＴ回路におけるサンプリング周波数及びＦ
ＦＴのポイント数をｆｓ及びＮｓとする場合、ＦＦＴ回
路の出力には、周波数間隔が（ｆｓ／Ｎｓ）の複数の搬
送波の各々の複素振幅を示す信号が得られる。従って、
ｆｓ，Ｎｓを送信装置と同じに定めれば、受信された信
号の各搬送波の複素振幅がＦＦＴ回路の出力に得られ
る。
【０００９】ＦＦＴ回路の出力は、８個のＱＰＳＫ復調
回路によってそれぞれ復調される。さらに各ＱＰＳＫ復
調回路が出力する信号は、８個の識別回路によって２ビ
ット×８系列のデータに識別される。８個の識別回路が
出力する２ビット×８系列のデータは、並直列変換回路
で直列データに変換され出力される。周波数選択性フェ
ージングを生じる回線においては、伝送路の周波数特性
が伝送帯域内で一様ではない。従って、ＯＦＤＭ伝送方
式を用いない場合には波形歪みが発生して著しく伝送品
質が劣化する。
回路によってそれぞれ復調される。さらに各ＱＰＳＫ復
調回路が出力する信号は、８個の識別回路によって２ビ
ット×８系列のデータに識別される。８個の識別回路が
出力する２ビット×８系列のデータは、並直列変換回路
で直列データに変換され出力される。周波数選択性フェ
ージングを生じる回線においては、伝送路の周波数特性
が伝送帯域内で一様ではない。従って、ＯＦＤＭ伝送方
式を用いない場合には波形歪みが発生して著しく伝送品
質が劣化する。
【００１０】図８のような周波数直交多重通信装置にお
いては、送信信号スペクトルは複数の狭帯域信号の和で
表される。狭帯域信号に関する伝送路周波数特性は、各
帯域内でほぼ一様（フラットフェージング）とみなせる
ので、それぞれの狭帯域信号を波形歪み無く伝送でき
る。
いては、送信信号スペクトルは複数の狭帯域信号の和で
表される。狭帯域信号に関する伝送路周波数特性は、各
帯域内でほぼ一様（フラットフェージング）とみなせる
ので、それぞれの狭帯域信号を波形歪み無く伝送でき
る。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】従来の直交周波数多重
通信装置においては、受信装置が受信する遅延波の遅延
時間がガードインターバル内であれば、各狭帯域信号の
符号誤り率はフラットフェージング条件での符号誤り率
に等しい。従って、総合誤り率特性もフラットフェージ
ング条件での符号誤り率特性と何ら変わらず、高い伝送
品質を得るためには高いＳ／Ｎ（信号対雑音電力比）を
必要とする。すなわち、高い受信信号電力が必要であっ
た。
通信装置においては、受信装置が受信する遅延波の遅延
時間がガードインターバル内であれば、各狭帯域信号の
符号誤り率はフラットフェージング条件での符号誤り率
に等しい。従って、総合誤り率特性もフラットフェージ
ング条件での符号誤り率特性と何ら変わらず、高い伝送
品質を得るためには高いＳ／Ｎ（信号対雑音電力比）を
必要とする。すなわち、高い受信信号電力が必要であっ
た。
【００１２】本発明は、直交周波数多重通信装置が周波
数選択性フェージングが生じる回線を利用する場合に、
低い受信信号電力で高い伝送品質を実現するとともに、
周波数利用効率の低下を防止することを目的とする。
数選択性フェージングが生じる回線を利用する場合に、
低い受信信号電力で高い伝送品質を実現するとともに、
周波数利用効率の低下を防止することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】請求項１は、互いの周波
数の間隔が１／Ｔ（Ｔは実数）の整数倍に定められた複
数のＭ系統の搬送波を並列に用いる直交周波数多重通信
装置において、変調シンボル周期がＴ［ｓ］に定めら
れ、１変調シンボルあたりの伝送ビット数を示す多値数
がＪの変調信号を出力するＭ以下のＫ系統の多値変調手
段と、該多値変調手段の出力信号を前記Ｍ系統の搬送波
の周波数のいずれかに周波数変換するとともに、前記Ｋ
系統の多値変調手段からの出力信号のうち少なくとも１
系統については、１つの出力信号を２以上の搬送波周波
数に周波数変換する周波数変換手段とを送信装置に設
け、受信される信号に含まれるＭ系統の搬送波周波数の
それぞれの信号について復調を行うＭ系統の多値復調手
段と、該多値復調手段が出力する信号のうち、送信装置
の同一の多値変調手段に割り当てられた複数の信号を合
成するダイバーシチ合成手段とを受信装置に設けたこと
を特徴とする。
数の間隔が１／Ｔ（Ｔは実数）の整数倍に定められた複
数のＭ系統の搬送波を並列に用いる直交周波数多重通信
装置において、変調シンボル周期がＴ［ｓ］に定めら
れ、１変調シンボルあたりの伝送ビット数を示す多値数
がＪの変調信号を出力するＭ以下のＫ系統の多値変調手
段と、該多値変調手段の出力信号を前記Ｍ系統の搬送波
の周波数のいずれかに周波数変換するとともに、前記Ｋ
系統の多値変調手段からの出力信号のうち少なくとも１
系統については、１つの出力信号を２以上の搬送波周波
数に周波数変換する周波数変換手段とを送信装置に設
け、受信される信号に含まれるＭ系統の搬送波周波数の
それぞれの信号について復調を行うＭ系統の多値復調手
段と、該多値復調手段が出力する信号のうち、送信装置
の同一の多値変調手段に割り当てられた複数の信号を合
成するダイバーシチ合成手段とを受信装置に設けたこと
を特徴とする。
【００１４】伝送路の遅延分散が大きい（フェージング
の周波数相関が小さい）周波数選択性フェージングが生
じる回線を利用する場合には、伝送する信号に含まれる
複数の狭帯域信号は、それぞれほぼ独立なフェージング
変動を受ける。そこで、請求項１の発明では、２以上の
搬送波周波数を用いて同一の信号を並列に伝送する周波
数ダイバーシチを行う。
の周波数相関が小さい）周波数選択性フェージングが生
じる回線を利用する場合には、伝送する信号に含まれる
複数の狭帯域信号は、それぞれほぼ独立なフェージング
変動を受ける。そこで、請求項１の発明では、２以上の
搬送波周波数を用いて同一の信号を並列に伝送する周波
数ダイバーシチを行う。
【００１５】通常、周波数ダイバーシチを用いると、冗
長性が増すため周波数利用効率が低下するという不具合
が生じる。本発明では、変調信号の多値数Ｊを増加する
ことにより周波数利用効率の低下を回避している。
長性が増すため周波数利用効率が低下するという不具合
が生じる。本発明では、変調信号の多値数Ｊを増加する
ことにより周波数利用効率の低下を回避している。
【００１６】変調信号の多値数Ｊを増加すれば所要受信
電力が増加するが、周波数ダイバーシチの併用によって
それを上回るダイバーシチ利得が得られるため、総合的
には高い伝送品質が比較的低い所要受信電力で達成され
る。また周波数利用効率の低下も防止される。なお、周
波数ダイバーシチを行う系統数の最大値Ｌは、（Ｍ−
Ｋ）とＫの何れか小さい方の系統数に制限される。
電力が増加するが、周波数ダイバーシチの併用によって
それを上回るダイバーシチ利得が得られるため、総合的
には高い伝送品質が比較的低い所要受信電力で達成され
る。また周波数利用効率の低下も防止される。なお、周
波数ダイバーシチを行う系統数の最大値Ｌは、（Ｍ−
Ｋ）とＫの何れか小さい方の系統数に制限される。
【００１７】請求項２は、請求項１記載の直交周波数多
重通信装置において、前記多値変調手段の多値数Ｊ及び
系統数Ｋを可変に構成し、送信装置と受信装置との間の
無線伝搬路の遅延分散の大きさを検出する遅延分散検出
手段と、該遅延分散検出手段の検出結果に応じて前記多
値変調手段の多値数Ｊ及び系統数Ｋを制御する制御手段
とを設け、検出された遅延分散が比較的大きい場合には
少なくとも１系統については多値数Ｊを大きくして系統
数Ｋを小さくし、検出された遅延分散が比較的小さい場
合には少なくとも１系統については多値数Ｊを小さくし
て系統数Ｋを大きくすることを特徴とする。
重通信装置において、前記多値変調手段の多値数Ｊ及び
系統数Ｋを可変に構成し、送信装置と受信装置との間の
無線伝搬路の遅延分散の大きさを検出する遅延分散検出
手段と、該遅延分散検出手段の検出結果に応じて前記多
値変調手段の多値数Ｊ及び系統数Ｋを制御する制御手段
とを設け、検出された遅延分散が比較的大きい場合には
少なくとも１系統については多値数Ｊを大きくして系統
数Ｋを小さくし、検出された遅延分散が比較的小さい場
合には少なくとも１系統については多値数Ｊを小さくし
て系統数Ｋを大きくすることを特徴とする。
【００１８】一方、伝送路の遅延分散が小さい場合には
各狭帯域信号間の周波数相関が大きくなり、十分なダイ
バーシチ利得が得られなくなる。そこで本発明の請求項
２では、検出した遅延分散の大小に応じて、変調信号の
多値数Ｊ及び同一信号を送出する搬送波数（ダイバーシ
チブランチ数：系統数Ｋと同じ）を減少させる。この制
御により、遅延分散が小さい場合の伝送品質の劣化が自
動的に回避され、一層安定した通信が可能になる。
各狭帯域信号間の周波数相関が大きくなり、十分なダイ
バーシチ利得が得られなくなる。そこで本発明の請求項
２では、検出した遅延分散の大小に応じて、変調信号の
多値数Ｊ及び同一信号を送出する搬送波数（ダイバーシ
チブランチ数：系統数Ｋと同じ）を減少させる。この制
御により、遅延分散が小さい場合の伝送品質の劣化が自
動的に回避され、一層安定した通信が可能になる。
【００１９】遅延分散検出手段としては、例えば特開平
５−２７６０５９号公報に示されるような遅延分散判別
回路を利用できる。検出された遅延分散を所定の閾値と
比較することにより、遅延分散の大小を識別できる。遅
延分散の検出を周期的に実施すれば、伝送路の状態変化
に自動的に適応するように多値変調手段の多値数Ｊ及び
系統数Ｋを切り替えることができる。
５−２７６０５９号公報に示されるような遅延分散判別
回路を利用できる。検出された遅延分散を所定の閾値と
比較することにより、遅延分散の大小を識別できる。遅
延分散の検出を周期的に実施すれば、伝送路の状態変化
に自動的に適応するように多値変調手段の多値数Ｊ及び
系統数Ｋを切り替えることができる。
【００２０】請求項３は、請求項２記載の直交周波数多
重通信装置において、前記遅延分散検出手段に、受信装
置の受信した信号に含まれるＭ系統の搬送波周波数のそ
れぞれの成分の受信信号レベルを検出する複数のレベル
検出手段と、該レベル検出手段が検出した複数の受信信
号レベルに基づいてそれらの不均一性を示す値を求める
演算手段とを設けたことを特徴とする。
重通信装置において、前記遅延分散検出手段に、受信装
置の受信した信号に含まれるＭ系統の搬送波周波数のそ
れぞれの成分の受信信号レベルを検出する複数のレベル
検出手段と、該レベル検出手段が検出した複数の受信信
号レベルに基づいてそれらの不均一性を示す値を求める
演算手段とを設けたことを特徴とする。
【００２１】特開平５−２７６０５９号公報に示される
ような従来の遅延分散判別回路を用いる場合には、遅延
分散の検出のために同期語などの特別な信号を送信装置
から受信装置に送出する必要があるため、通信制御が複
雑になり、伝送効率が低下する。本発明の請求項３で
は、同期語などの特別な信号を送信装置から受信装置に
送出する必要がない。従って伝送効率の低下を回避でき
る。
ような従来の遅延分散判別回路を用いる場合には、遅延
分散の検出のために同期語などの特別な信号を送信装置
から受信装置に送出する必要があるため、通信制御が複
雑になり、伝送効率が低下する。本発明の請求項３で
は、同期語などの特別な信号を送信装置から受信装置に
送出する必要がない。従って伝送効率の低下を回避でき
る。
【００２２】周波数選択性フェージングが生じる回線を
利用する場合には、伝送する信号に含まれる複数の狭帯
域信号は、それぞれほぼ独立なフェージング変動を受け
る。従って、複数の狭帯域信号の受信レベルは不均一に
なる。つまり、レベル検出手段が検出した複数の狭帯域
信号の受信レベルの不均一性（ばらつき）を識別するこ
とにより、遅延分散の大小を検出できる。
利用する場合には、伝送する信号に含まれる複数の狭帯
域信号は、それぞれほぼ独立なフェージング変動を受け
る。従って、複数の狭帯域信号の受信レベルは不均一に
なる。つまり、レベル検出手段が検出した複数の狭帯域
信号の受信レベルの不均一性（ばらつき）を識別するこ
とにより、遅延分散の大小を検出できる。
【００２３】請求項４は、請求項２記載の直交周波数多
重通信装置において、前記制御手段は前記遅延分散検出
手段の検出結果に応じて、多値数Ｊ及び系統数Ｋの切替
を指示する無線信号を送信装置を介して通信相手局の受
信装置に送信し、多値数Ｊ及び系統数Ｋの切替を指示す
る無線信号を受信した受信装置は、受信した無線信号に
従って前記多値変調手段の多値数Ｊ及び系統数Ｋを切り
替えることを特徴とする。
重通信装置において、前記制御手段は前記遅延分散検出
手段の検出結果に応じて、多値数Ｊ及び系統数Ｋの切替
を指示する無線信号を送信装置を介して通信相手局の受
信装置に送信し、多値数Ｊ及び系統数Ｋの切替を指示す
る無線信号を受信した受信装置は、受信した無線信号に
従って前記多値変調手段の多値数Ｊ及び系統数Ｋを切り
替えることを特徴とする。
【００２４】通信装置同士の間でデータを伝送するため
には、双方の通信装置の多値数Ｊ及び系統数Ｋが一致し
ている必要がある。多値数Ｊ及び系統数Ｋが一致してい
るかどうかを調べるのは難しい。本発明の請求項４で
は、遅延分散検出手段の検出結果に応じて多値数Ｊ及び
系統数Ｋを切り替えるときに、一方の通信装置から通信
相手の通信装置に特別な制御信号を送出するので、双方
の多値数Ｊ及び系統数Ｋを一致させるのが容易である。
には、双方の通信装置の多値数Ｊ及び系統数Ｋが一致し
ている必要がある。多値数Ｊ及び系統数Ｋが一致してい
るかどうかを調べるのは難しい。本発明の請求項４で
は、遅延分散検出手段の検出結果に応じて多値数Ｊ及び
系統数Ｋを切り替えるときに、一方の通信装置から通信
相手の通信装置に特別な制御信号を送出するので、双方
の多値数Ｊ及び系統数Ｋを一致させるのが容易である。
【００２５】請求項５は、請求項４記載の直交周波数多
重通信装置において、多値数Ｊ及び系統数Ｋの切替を指
示する前記制御手段からの制御信号を少なくとも所定時
間遅らせて自局の送信装置及び受信装置に印加する遅延
手段を設けたことを特徴とする。多値数Ｊ及び系統数Ｋ
を切り替えるときに一方の通信装置から制御信号を送出
してから通信相手の通信装置が実際に多値数Ｊ及び系統
数Ｋを切り替えるまでにはある程度の時間遅れが発生す
る。
重通信装置において、多値数Ｊ及び系統数Ｋの切替を指
示する前記制御手段からの制御信号を少なくとも所定時
間遅らせて自局の送信装置及び受信装置に印加する遅延
手段を設けたことを特徴とする。多値数Ｊ及び系統数Ｋ
を切り替えるときに一方の通信装置から制御信号を送出
してから通信相手の通信装置が実際に多値数Ｊ及び系統
数Ｋを切り替えるまでにはある程度の時間遅れが発生す
る。
【００２６】本発明の請求項５においては、遅延手段を
用いて、自局の送信装置及び受信装置に印加する制御信
号を遅らせるので、互いに通信する通信装置の多値数Ｊ
及び系統数Ｋの切替タイミングを同期させることができ
る。
用いて、自局の送信装置及び受信装置に印加する制御信
号を遅らせるので、互いに通信する通信装置の多値数Ｊ
及び系統数Ｋの切替タイミングを同期させることができ
る。
【００２７】
【発明の実施の形態】（第１の実施の形態）この形態の
直交周波数多重通信装置の構成を図１及び図２に示す。
この形態は請求項１に対応する。
直交周波数多重通信装置の構成を図１及び図２に示す。
この形態は請求項１に対応する。
【００２８】図１は直交周波数多重通信装置の送信装置
の構成例を示すブロック図である。図２は直交周波数多
重通信装置の受信装置の構成例を示すブロック図であ
る。本発明の直交周波数多重通信装置は、最低１つの送
信装置と１つの受信装置とで構成される。この形態で
は、請求項１の多値変調手段，周波数変換手段，多値復
調手段及びダイバーシチ合成手段は、それぞれ１６ＱＡ
Ｍ変調回路１０１〜１０４，逆ＦＦＴ回路１０５，１６
ＱＡＭ復調回路１１７〜１２４及びダイバーシチ合成回
路１２５〜１２８に対応する。
の構成例を示すブロック図である。図２は直交周波数多
重通信装置の受信装置の構成例を示すブロック図であ
る。本発明の直交周波数多重通信装置は、最低１つの送
信装置と１つの受信装置とで構成される。この形態で
は、請求項１の多値変調手段，周波数変換手段，多値復
調手段及びダイバーシチ合成手段は、それぞれ１６ＱＡ
Ｍ変調回路１０１〜１０４，逆ＦＦＴ回路１０５，１６
ＱＡＭ復調回路１１７〜１２４及びダイバーシチ合成回
路１２５〜１２８に対応する。
【００２９】図１及び図２に示す直交周波数多重通信装
置は、使用する搬送波の系統数Ｍ，係数Ｎ，多値変調手
段の多値数Ｊ及び多値変調手段の系統数Ｋが、それぞれ
８，２，４及び４の場合の構成例を示している。また、
この例では周波数変換手段が１つの出力信号を２以上の
搬送波周波数に周波数変換する系統数（Ｌ）は４になっ
ている。
置は、使用する搬送波の系統数Ｍ，係数Ｎ，多値変調手
段の多値数Ｊ及び多値変調手段の系統数Ｋが、それぞれ
８，２，４及び４の場合の構成例を示している。また、
この例では周波数変換手段が１つの出力信号を２以上の
搬送波周波数に周波数変換する系統数（Ｌ）は４になっ
ている。
【００３０】図１に示すように、この送信装置はディジ
タル送信信号処理ユニット５１，アナログ送信信号処理
ユニット５２及びアンテナ１１０で構成されている。デ
ィジタル送信信号処理ユニット５１には、直並列変換回
路１００，１６ＱＡＭ変調回路１０１，１０２，１０
３，１０４，逆ＦＦＴ回路１０５及び並直列変換回路１
０６が備わっている。アナログ送信信号処理ユニット５
２にはＤ／Ａ変換器１０７，１０８及び直交変調器１０
９が備わっている。
タル送信信号処理ユニット５１，アナログ送信信号処理
ユニット５２及びアンテナ１１０で構成されている。デ
ィジタル送信信号処理ユニット５１には、直並列変換回
路１００，１６ＱＡＭ変調回路１０１，１０２，１０
３，１０４，逆ＦＦＴ回路１０５及び並直列変換回路１
０６が備わっている。アナログ送信信号処理ユニット５
２にはＤ／Ａ変換器１０７，１０８及び直交変調器１０
９が備わっている。
【００３１】ディジタル送信信号処理ユニット５１に入
力される時系列の入力データは、直並列変換回路１００
によって４系列の４ビット並列データＳ１，Ｓ２，Ｓ３
及びＳ４に変換される。直並列変換回路１００が出力す
る４系列の４ビット並列データＳ１，Ｓ２，Ｓ３及びＳ
４は、それぞれ１６ＱＡＭ変調回路１０１，１０２，１
０３及び１０４に印加される。
力される時系列の入力データは、直並列変換回路１００
によって４系列の４ビット並列データＳ１，Ｓ２，Ｓ３
及びＳ４に変換される。直並列変換回路１００が出力す
る４系列の４ビット並列データＳ１，Ｓ２，Ｓ３及びＳ
４は、それぞれ１６ＱＡＭ変調回路１０１，１０２，１
０３及び１０４に印加される。
【００３２】１６ＱＡＭ変調回路１０１，１０２，１０
３及び１０４は、各々、搬送波を１６値直交振幅変調
（16 Quadrature Amplitude Modulation）した変調波を
出力する。これらの変調波は、振幅及び位相の違いによ
って１６値の符号を表すので、実数成分と虚数成分とで
構成される複素変調信号の形で１６ＱＡＭ変調回路１０
１，１０２，１０３及び１０４から出力される。
３及び１０４は、各々、搬送波を１６値直交振幅変調
（16 Quadrature Amplitude Modulation）した変調波を
出力する。これらの変調波は、振幅及び位相の違いによ
って１６値の符号を表すので、実数成分と虚数成分とで
構成される複素変調信号の形で１６ＱＡＭ変調回路１０
１，１０２，１０３及び１０４から出力される。
【００３３】１６ＱＡＭ変調回路１０１，１０２，１０
３及び１０４が出力する４系統の複素変調信号は、逆Ｆ
ＦＴ回路１０５に入力される。ここで、各複素変調信号
はそれぞれ２系統に分岐され、分岐された２系統の複素
変調信号は逆ＦＦＴ回路１０５の互いに異なる入力端子
に入力される。すなわち、１６ＱＡＭ変調回路１０１が
出力する複素変調信号は、２つの信号Ｓ１１，Ｓ１２に
分岐され、１６ＱＡＭ変調回路１０２が出力する複素変
調信号は、２つの信号Ｓ２１，Ｓ２２に分岐され、１６
ＱＡＭ変調回路１０３が出力する複素変調信号は、２つ
の信号Ｓ３１，Ｓ３２に分岐され、１６ＱＡＭ変調回路
１０４が出力する複素変調信号は、２つの信号Ｓ４１，
Ｓ４２に分岐され、それぞれの信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ
２１，Ｓ２２，Ｓ３１，Ｓ３２，Ｓ４１及びＳ４２が逆
ＦＦＴ回路１０５に入力される。
３及び１０４が出力する４系統の複素変調信号は、逆Ｆ
ＦＴ回路１０５に入力される。ここで、各複素変調信号
はそれぞれ２系統に分岐され、分岐された２系統の複素
変調信号は逆ＦＦＴ回路１０５の互いに異なる入力端子
に入力される。すなわち、１６ＱＡＭ変調回路１０１が
出力する複素変調信号は、２つの信号Ｓ１１，Ｓ１２に
分岐され、１６ＱＡＭ変調回路１０２が出力する複素変
調信号は、２つの信号Ｓ２１，Ｓ２２に分岐され、１６
ＱＡＭ変調回路１０３が出力する複素変調信号は、２つ
の信号Ｓ３１，Ｓ３２に分岐され、１６ＱＡＭ変調回路
１０４が出力する複素変調信号は、２つの信号Ｓ４１，
Ｓ４２に分岐され、それぞれの信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ
２１，Ｓ２２，Ｓ３１，Ｓ３２，Ｓ４１及びＳ４２が逆
ＦＦＴ回路１０５に入力される。
【００３４】逆ＦＦＴ回路１０５は逆フーリエ変換を実
施するので、逆ＦＦＴ回路１０５に入力された信号は、
所定の搬送波周波数に変換される。また、逆ＦＦＴ回路
１０５はそれぞれの入力端子の信号を互いに異なる搬送
波周波数に変換する。従って、１６ＱＡＭ変調回路１０
１，１０２，１０３及び１０４が出力する４系統の複素
変調信号から８系統の搬送波周波数の信号が生成され
る。すなわち、４系統のそれぞれについて、同一の複素
変調信号から搬送波周波数の異なる２つの信号が同時に
生成される。
施するので、逆ＦＦＴ回路１０５に入力された信号は、
所定の搬送波周波数に変換される。また、逆ＦＦＴ回路
１０５はそれぞれの入力端子の信号を互いに異なる搬送
波周波数に変換する。従って、１６ＱＡＭ変調回路１０
１，１０２，１０３及び１０４が出力する４系統の複素
変調信号から８系統の搬送波周波数の信号が生成され
る。すなわち、４系統のそれぞれについて、同一の複素
変調信号から搬送波周波数の異なる２つの信号が同時に
生成される。
【００３５】逆ＦＦＴ回路１０５は、逆フーリエ変換に
より８種類の搬送波周波数の信号を生成する。これらの
搬送波周波数は、複数の搬送波が直交するための条件を
満たすように予め定められている。すなわち、互いの搬
送波周波数の間隔が１／Ｔ［Ｈｚ］（Ｔは実数）の整数
倍になるように変換後の信号の搬送波周波数が定めてあ
る。
より８種類の搬送波周波数の信号を生成する。これらの
搬送波周波数は、複数の搬送波が直交するための条件を
満たすように予め定められている。すなわち、互いの搬
送波周波数の間隔が１／Ｔ［Ｈｚ］（Ｔは実数）の整数
倍になるように変換後の信号の搬送波周波数が定めてあ
る。
【００３６】搬送波周波数の間隔は、逆ＦＦＴ回路１０
５におけるサンプリング周波数ｆｓとＦＦＴポイント数
Ｎｓとで決定される。逆ＦＦＴ回路１０５の出力には、
互いに直交関係にある８系統の搬送波を１６ＱＡＭ変調
した信号の時間波形が並列に現れる。その出力を並直列
変換回路１０６を用いて時系列の複素直列データに変換
する。
５におけるサンプリング周波数ｆｓとＦＦＴポイント数
Ｎｓとで決定される。逆ＦＦＴ回路１０５の出力には、
互いに直交関係にある８系統の搬送波を１６ＱＡＭ変調
した信号の時間波形が並列に現れる。その出力を並直列
変換回路１０６を用いて時系列の複素直列データに変換
する。
【００３７】また、並直列変換回路１０６は出力する信
号にガードインターバルを挿入する機能を備えている。
ガードインターバルにおいては、時間波形を一定区間繰
り返す。並直列変換回路１０６の出力は、Ｄ／Ａ変換器
１０７，１０８によってアナログ信号に変換された後、
直交変調器１０９により所望の無線周波数に周波数変換
されてアンテナ１１０から送信される。
号にガードインターバルを挿入する機能を備えている。
ガードインターバルにおいては、時間波形を一定区間繰
り返す。並直列変換回路１０６の出力は、Ｄ／Ａ変換器
１０７，１０８によってアナログ信号に変換された後、
直交変調器１０９により所望の無線周波数に周波数変換
されてアンテナ１１０から送信される。
【００３８】次に、図２に示す受信装置について説明す
る。この受信装置は、アンテナ１１１，アナログ受信信
号処理ユニット６１及びディジタル受信信号処理ユニッ
ト６２を備えている。アナログ受信信号処理ユニット６
１には直交検波器１１２，Ａ／Ｄ変換器１１３及び１１
４が備わっている。ディジタル受信信号処理ユニット６
２には、直並列変換回路１１５，ＦＦＴ回路１１６，１
６ＱＡＭ復調回路１１７〜１２４，ダイバーシチ合成回
路１２５〜１２８，識別回路１２９〜１３２及び並直列
変換回路１３３が備わっている。
る。この受信装置は、アンテナ１１１，アナログ受信信
号処理ユニット６１及びディジタル受信信号処理ユニッ
ト６２を備えている。アナログ受信信号処理ユニット６
１には直交検波器１１２，Ａ／Ｄ変換器１１３及び１１
４が備わっている。ディジタル受信信号処理ユニット６
２には、直並列変換回路１１５，ＦＦＴ回路１１６，１
６ＱＡＭ復調回路１１７〜１２４，ダイバーシチ合成回
路１２５〜１２８，識別回路１２９〜１３２及び並直列
変換回路１３３が備わっている。
【００３９】アンテナ１１１で受信された信号は、直交
検波器１１２によってベースバンドに周波数変換され、
さらにＡ／Ｄ変換器１１３及び１１４によって量子化さ
れる。量子化された信号は、直並列変換回路１１５によ
って８系統の並列データに変換される。直並列変換回路
１１５が出力する８系統の並列データは、ＦＦＴ回路１
１６に入力される。ＦＦＴ回路１１６は入力された８系
統の並列データをフーリエ変換（ＦＦＴ）する。
検波器１１２によってベースバンドに周波数変換され、
さらにＡ／Ｄ変換器１１３及び１１４によって量子化さ
れる。量子化された信号は、直並列変換回路１１５によ
って８系統の並列データに変換される。直並列変換回路
１１５が出力する８系統の並列データは、ＦＦＴ回路１
１６に入力される。ＦＦＴ回路１１６は入力された８系
統の並列データをフーリエ変換（ＦＦＴ）する。
【００４０】ＦＦＴ回路１１６におけるサンプリング周
波数及びＦＦＴのポイント数は、図１の送信装置の逆Ｆ
ＦＴ回路１０５におけるサンプリング周波数ｆｓ及びＦ
ＦＴのポイント数Ｎｓと同一に定めてある。
波数及びＦＦＴのポイント数は、図１の送信装置の逆Ｆ
ＦＴ回路１０５におけるサンプリング周波数ｆｓ及びＦ
ＦＴのポイント数Ｎｓと同一に定めてある。
【００４１】従って、ＦＦＴ回路１１６の出力には、周
波数間隔が（ｆｓ／Ｎｓ）の各搬送波の複素振幅、すな
わち、送信装置で生成された各搬送波成分の複素振幅の
信号が得られる。ＦＦＴ回路１１６が出力する８つの各
搬送波成分の複素振幅信号は１６ＱＡＭ復調回路１１７
〜１２４によってそれぞれ復調される。
波数間隔が（ｆｓ／Ｎｓ）の各搬送波の複素振幅、すな
わち、送信装置で生成された各搬送波成分の複素振幅の
信号が得られる。ＦＦＴ回路１１６が出力する８つの各
搬送波成分の複素振幅信号は１６ＱＡＭ復調回路１１７
〜１２４によってそれぞれ復調される。
【００４２】８個の１６ＱＡＭ復調回路１１７〜１２４
は、処理する信号の搬送波周波数に応じて予め４組に区
分されている。すなわち、１６ＱＡＭ復調回路１１７及
び１１８は第１組に区分され、１６ＱＡＭ復調回路１１
９及び１２０は第２組に区分され、１６ＱＡＭ復調回路
１２１及び１２２は第３組に区分され、１６ＱＡＭ復調
回路１２３及び１２４は第４組に区分されている。
は、処理する信号の搬送波周波数に応じて予め４組に区
分されている。すなわち、１６ＱＡＭ復調回路１１７及
び１１８は第１組に区分され、１６ＱＡＭ復調回路１１
９及び１２０は第２組に区分され、１６ＱＡＭ復調回路
１２１及び１２２は第３組に区分され、１６ＱＡＭ復調
回路１２３及び１２４は第４組に区分されている。
【００４３】第１組に区分された１６ＱＡＭ復調回路１
１７及び１１８は、送信装置の逆ＦＦＴ回路１０５にお
ける信号Ｓ１１及びＳ１２の各搬送波周波数に対応づけ
られている。同様に、第２組に区分された１６ＱＡＭ復
調回路１１９及び１２０は信号Ｓ２１及びＳ２２の各搬
送波周波数に対応づけられ、第３組に区分された１６Ｑ
ＡＭ復調回路１２１及び１２２は、信号Ｓ３１及びＳ３
２の各搬送波周波数に対応づけられ、第４組に区分され
た１６ＱＡＭ復調回路１２３及び１２４は信号Ｓ４１及
びＳ４２の各搬送波周波数に対応づけられている。
１７及び１１８は、送信装置の逆ＦＦＴ回路１０５にお
ける信号Ｓ１１及びＳ１２の各搬送波周波数に対応づけ
られている。同様に、第２組に区分された１６ＱＡＭ復
調回路１１９及び１２０は信号Ｓ２１及びＳ２２の各搬
送波周波数に対応づけられ、第３組に区分された１６Ｑ
ＡＭ復調回路１２１及び１２２は、信号Ｓ３１及びＳ３
２の各搬送波周波数に対応づけられ、第４組に区分され
た１６ＱＡＭ復調回路１２３及び１２４は信号Ｓ４１及
びＳ４２の各搬送波周波数に対応づけられている。
【００４４】つまり、１６ＱＡＭ復調回路１１７，１１
８，１１９，１２０，１２１，１２２，１２３及び１２
４は、それぞれ信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ２１，Ｓ２２，
Ｓ３１，Ｓ３２，Ｓ４１及びＳ４２を復調する。第１組
に区分された１６ＱＡＭ復調回路１１７及び１１８が出
力する２系統の信号はダイバーシチ合成回路１２５に入
力され、第２組に区分された１６ＱＡＭ復調回路１１９
及び１２０が出力する２系統の信号はダイバーシチ合成
回路１２６に入力され、第３組に区分された１６ＱＡＭ
復調回路１２１及び１２２が出力する２系統の信号はダ
イバーシチ合成回路１２７に入力され、第４組に区分さ
れた１６ＱＡＭ復調回路１２３及び１２４が出力する２
系統の信号はダイバーシチ合成回路１２８に入力され
る。
８，１１９，１２０，１２１，１２２，１２３及び１２
４は、それぞれ信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ２１，Ｓ２２，
Ｓ３１，Ｓ３２，Ｓ４１及びＳ４２を復調する。第１組
に区分された１６ＱＡＭ復調回路１１７及び１１８が出
力する２系統の信号はダイバーシチ合成回路１２５に入
力され、第２組に区分された１６ＱＡＭ復調回路１１９
及び１２０が出力する２系統の信号はダイバーシチ合成
回路１２６に入力され、第３組に区分された１６ＱＡＭ
復調回路１２１及び１２２が出力する２系統の信号はダ
イバーシチ合成回路１２７に入力され、第４組に区分さ
れた１６ＱＡＭ復調回路１２３及び１２４が出力する２
系統の信号はダイバーシチ合成回路１２８に入力され
る。
【００４５】ダイバーシチ合成回路１２５は、第１組の
１６ＱＡＭ復調回路１１７，１１８から入力される２系
統の信号を最大比合成する。すなわち、互いに異なる搬
送波周波数で伝送された２系統の信号をダイバーシチ合
成して元の１つの信号（Ｓ１）を生成する。同様に、ダ
イバーシチ合成回路１２６，１２７及び１２８は、それ
ぞれに入力される２系統の信号を最大比合成し、合成さ
れた信号を出力する。
１６ＱＡＭ復調回路１１７，１１８から入力される２系
統の信号を最大比合成する。すなわち、互いに異なる搬
送波周波数で伝送された２系統の信号をダイバーシチ合
成して元の１つの信号（Ｓ１）を生成する。同様に、ダ
イバーシチ合成回路１２６，１２７及び１２８は、それ
ぞれに入力される２系統の信号を最大比合成し、合成さ
れた信号を出力する。
【００４６】ダイバーシチ合成回路１２５，１２６，１
２７及び１２８が出力する４系統の信号は、識別回路１
２９，１３０，１３１及び１３２によってそれぞれ４ビ
ットのデータに識別される。識別回路１２９，１３０，
１３１及び１３２が出力する４系統の４ビットデータ
は、並直列変換回路１３３によって直列データに変換さ
れ出力される。
２７及び１２８が出力する４系統の信号は、識別回路１
２９，１３０，１３１及び１３２によってそれぞれ４ビ
ットのデータに識別される。識別回路１２９，１３０，
１３１及び１３２が出力する４系統の４ビットデータ
は、並直列変換回路１３３によって直列データに変換さ
れ出力される。
【００４７】なお、ここでは使用する搬送波の系統数
Ｍ，係数Ｎ，多値変調手段の多値数Ｊ及び多値変調手段
の系統数Ｋが、それぞれ８，２，４及び４の場合を説明
したが、これらは必要に応じて変更することができる。
例えば、多値数Ｊが８の６４ＱＡＭ変調回路及び６４Ｑ
ＡＭ復調回路を１６ＱＡＭ変調回路１０１〜１０４及び
１６ＱＡＭ復調回路１１７〜１２４の代わりに用いても
よい。また、１６ＱＡＭ変調回路１０１の出力を３以上
の系統に分岐して、３以上の搬送波周波数を同時に利用
して１つの信号を伝送してもよい。
Ｍ，係数Ｎ，多値変調手段の多値数Ｊ及び多値変調手段
の系統数Ｋが、それぞれ８，２，４及び４の場合を説明
したが、これらは必要に応じて変更することができる。
例えば、多値数Ｊが８の６４ＱＡＭ変調回路及び６４Ｑ
ＡＭ復調回路を１６ＱＡＭ変調回路１０１〜１０４及び
１６ＱＡＭ復調回路１１７〜１２４の代わりに用いても
よい。また、１６ＱＡＭ変調回路１０１の出力を３以上
の系統に分岐して、３以上の搬送波周波数を同時に利用
して１つの信号を伝送してもよい。
【００４８】（第２の実施の形態）この形態の直交周波
数多重通信装置の構成を図３〜図６に示す。この形態は
請求項１，請求項２，請求項４及び請求項５に対応す
る。図３はこの形態の通信装置を用いるシステムの構成
例を示すブロック図である。図４はこの形態の送信装置
の構成例を示すブロック図である。図５はこの形態のデ
ィジタル受信信号処理ユニット６２Ｂの構成例を示すブ
ロック図である。図６は多値数可変変調回路２０１及び
多値数可変復調回路２１７の構成例を示すブロック図で
ある。
数多重通信装置の構成を図３〜図６に示す。この形態は
請求項１，請求項２，請求項４及び請求項５に対応す
る。図３はこの形態の通信装置を用いるシステムの構成
例を示すブロック図である。図４はこの形態の送信装置
の構成例を示すブロック図である。図５はこの形態のデ
ィジタル受信信号処理ユニット６２Ｂの構成例を示すブ
ロック図である。図６は多値数可変変調回路２０１及び
多値数可変復調回路２１７の構成例を示すブロック図で
ある。
【００４９】なお、図３〜図６において、第１の実施の
形態と同一の構成要素には同一の符号を付けて示してあ
る。この形態では、請求項１の多値変調手段，周波数変
換手段，多値復調手段及びダイバーシチ合成手段は、そ
れぞれ多値数可変変調回路２０１〜２０４，逆ＦＦＴ回
路１０５，多値数可変復調回路２１７〜２２４及びダイ
バーシチ合成回路２２５〜２２８に対応する。
形態と同一の構成要素には同一の符号を付けて示してあ
る。この形態では、請求項１の多値変調手段，周波数変
換手段，多値復調手段及びダイバーシチ合成手段は、そ
れぞれ多値数可変変調回路２０１〜２０４，逆ＦＦＴ回
路１０５，多値数可変復調回路２１７〜２２４及びダイ
バーシチ合成回路２２５〜２２８に対応する。
【００５０】また、請求項２の遅延分散検出手段及び制
御手段は、それぞれ遅延分散検出回路２４９及び制御回
路２５０に対応する。請求項５の遅延手段は遅延回路２
５１に対応する。この形態では、使用する搬送波の系統
数Ｍ及び係数Ｎがそれぞれ８及び２の場合について説明
する。この形態では、多値変調手段の多値数Ｊ及び系統
数Ｋは可変である。具体的には、多値数Ｊ及び系統数Ｋ
がそれぞれ４及び４の状態と、多値数Ｊ及び系統数Ｋが
それぞれ２及び８の状態との２種類の何れかの状態に自
動的に切り替わる。
御手段は、それぞれ遅延分散検出回路２４９及び制御回
路２５０に対応する。請求項５の遅延手段は遅延回路２
５１に対応する。この形態では、使用する搬送波の系統
数Ｍ及び係数Ｎがそれぞれ８及び２の場合について説明
する。この形態では、多値変調手段の多値数Ｊ及び系統
数Ｋは可変である。具体的には、多値数Ｊ及び系統数Ｋ
がそれぞれ４及び４の状態と、多値数Ｊ及び系統数Ｋが
それぞれ２及び８の状態との２種類の何れかの状態に自
動的に切り替わる。
【００５１】互いに通信する通信局の間で多値数Ｊ及び
系統数Ｋを一致させる必要があるので、この例では多値
数Ｊ及び系統数Ｋの切替を指示する制御信号を第１の通
信局から第２の通信局に送信する。従って、図３に示す
ように互いに通信を行う第１の通信局と第２の通信局
は、それぞれが送信装置５０Ａ（５０Ｂ）と受信装置６
０Ａ（６０Ｂ）とを備えている。
系統数Ｋを一致させる必要があるので、この例では多値
数Ｊ及び系統数Ｋの切替を指示する制御信号を第１の通
信局から第２の通信局に送信する。従って、図３に示す
ように互いに通信を行う第１の通信局と第２の通信局
は、それぞれが送信装置５０Ａ（５０Ｂ）と受信装置６
０Ａ（６０Ｂ）とを備えている。
【００５２】受信装置６０Ａには、アナログ受信信号処
理ユニット６１，ディジタル受信信号処理ユニット６２
Ｂ，遅延分散検出回路２４９，制御回路２５０及び遅延
回路２５１が備わっている。遅延分散検出回路２４９
は、例えば特開平５−２７６０５９号に示されているよ
うに、同期語と受信信号との相関係数の時間波形に基づ
いて遅延分散を検出する。検出された遅延分散は予め定
めた閾値と比較される。この比較の結果、遅延分散の大
小を示す２値の制御信号が得られる。
理ユニット６１，ディジタル受信信号処理ユニット６２
Ｂ，遅延分散検出回路２４９，制御回路２５０及び遅延
回路２５１が備わっている。遅延分散検出回路２４９
は、例えば特開平５−２７６０５９号に示されているよ
うに、同期語と受信信号との相関係数の時間波形に基づ
いて遅延分散を検出する。検出された遅延分散は予め定
めた閾値と比較される。この比較の結果、遅延分散の大
小を示す２値の制御信号が得られる。
【００５３】通信の間、遅延分散の検出は周期的に繰り
返される。従って遅延分散に応じた制御信号は逐次更新
される。検出された遅延分散の大小が変化すると、制御
回路２５０は多値数Ｊ及び系統数Ｋの切替を指示する制
御信号を出力する。この制御信号は、送信装置５０Ａを
介して第２の通信局に送信される。また、制御回路２５
０が出力する制御信号は、遅延回路２５１を介して自局
のディジタル受信信号処理ユニット６２Ｂにも印加され
る。
返される。従って遅延分散に応じた制御信号は逐次更新
される。検出された遅延分散の大小が変化すると、制御
回路２５０は多値数Ｊ及び系統数Ｋの切替を指示する制
御信号を出力する。この制御信号は、送信装置５０Ａを
介して第２の通信局に送信される。また、制御回路２５
０が出力する制御信号は、遅延回路２５１を介して自局
のディジタル受信信号処理ユニット６２Ｂにも印加され
る。
【００５４】第２の通信局においては、第１の通信局か
らの制御信号を受信すると、それを制御信号識別回路６
５が識別する。そして、制御信号識別回路６５は制御信
号をディジタル送信信号処理ユニット５１Ｂに印加し
て、その多値数Ｊ及び系統数Ｋが、第１の通信局と一致
するように制御する。第１の通信局で制御回路２５０が
制御信号を生成してから第２の通信局の多値数Ｊ及び系
統数Ｋが切り替わるまでにはある程度の時間遅れが発生
する。第１の通信局と第２の通信局の多値数Ｊ及び系統
数Ｋの切り替わりのタイミングがずれるのを防止するた
めに、遅延回路２５１はディジタル受信信号処理ユニッ
ト６２Ｂに印加する制御信号の出力を少なくとも所定時
間遅らせる。
らの制御信号を受信すると、それを制御信号識別回路６
５が識別する。そして、制御信号識別回路６５は制御信
号をディジタル送信信号処理ユニット５１Ｂに印加し
て、その多値数Ｊ及び系統数Ｋが、第１の通信局と一致
するように制御する。第１の通信局で制御回路２５０が
制御信号を生成してから第２の通信局の多値数Ｊ及び系
統数Ｋが切り替わるまでにはある程度の時間遅れが発生
する。第１の通信局と第２の通信局の多値数Ｊ及び系統
数Ｋの切り替わりのタイミングがずれるのを防止するた
めに、遅延回路２５１はディジタル受信信号処理ユニッ
ト６２Ｂに印加する制御信号の出力を少なくとも所定時
間遅らせる。
【００５５】ここでは、遅延分散が閾値より大きい場合
に制御信号は１になり、遅延分散が閾値以下の場合には
制御信号は０になるものとする。送信装置５０Ｂの動作
について、図４を参照して説明する。ディジタル送信信
号処理ユニット５１Ｂに入力される入力データは、直並
列変換回路１００により（２＋２）ビット×４系列の並
列データに変換され、多値数可変変調回路２０１〜２０
４に入力される。
に制御信号は１になり、遅延分散が閾値以下の場合には
制御信号は０になるものとする。送信装置５０Ｂの動作
について、図４を参照して説明する。ディジタル送信信
号処理ユニット５１Ｂに入力される入力データは、直並
列変換回路１００により（２＋２）ビット×４系列の並
列データに変換され、多値数可変変調回路２０１〜２０
４に入力される。
【００５６】多値数可変変調回路２０１〜２０４は、制
御信号が１の場合には１６ＱＡＭ変調を行う。すなわ
ち、入力データを４ビット並列データとして扱い、この
４ビット並列データで１６ＱＡＭ変調された複素変調信
号を出力する。この場合、得られた複素変調信号は多値
数可変変調回路２０１〜２０４内でそれぞれ２系統に分
岐されて出力される。
御信号が１の場合には１６ＱＡＭ変調を行う。すなわ
ち、入力データを４ビット並列データとして扱い、この
４ビット並列データで１６ＱＡＭ変調された複素変調信
号を出力する。この場合、得られた複素変調信号は多値
数可変変調回路２０１〜２０４内でそれぞれ２系統に分
岐されて出力される。
【００５７】一方、制御信号が０の場合には、多値数可
変変調回路２０１〜２０４はＱＰＳＫ変調を行う。すな
わち、入力データを２系統の２ビット並列データとして
扱い、２ビット並列データでＱＰＳＫ変調された２系統
の複素変調信号を出力する。多値数可変変調回路２０１
〜２０４が出力する複素変調信号は、逆ＦＦＴ回路１０
５に入力される。
変変調回路２０１〜２０４はＱＰＳＫ変調を行う。すな
わち、入力データを２系統の２ビット並列データとして
扱い、２ビット並列データでＱＰＳＫ変調された２系統
の複素変調信号を出力する。多値数可変変調回路２０１
〜２０４が出力する複素変調信号は、逆ＦＦＴ回路１０
５に入力される。
【００５８】逆ＦＦＴ回路１０５のそれぞれの出力端子
には、互いに直交関係にある８種類の搬送波を１６ＱＡ
Ｍ変調又はＱＰＳＫ変調した信号の時間波形が得られ
る。これらの信号は、並直列変換回路１０６によって時
系列の複素直列データに変換される。並直列変換回路１
０６はガードインターバルの挿入機能を備えている。ガ
ードインターバルでは、時間波形を一定区間繰り返す。
には、互いに直交関係にある８種類の搬送波を１６ＱＡ
Ｍ変調又はＱＰＳＫ変調した信号の時間波形が得られ
る。これらの信号は、並直列変換回路１０６によって時
系列の複素直列データに変換される。並直列変換回路１
０６はガードインターバルの挿入機能を備えている。ガ
ードインターバルでは、時間波形を一定区間繰り返す。
【００５９】並直列変換回路１０６が出力する信号は、
Ｄ／Ａ変換器１０７，１０８によってアナログ信号に変
換された後、直交変調器１０９により所望の無線周波数
に周波数変換され、アンテナ１１０から送信される。次
に受信装置６０Ａについて説明する。アンテナ１１１で
受信された信号は、第１の実施の形態と同様に、直交検
波器１１２によりベースバンドに周波数変換され、さら
にＡ／Ｄ変換器１１３，１１４によって量子化される
（図２参照）。
Ｄ／Ａ変換器１０７，１０８によってアナログ信号に変
換された後、直交変調器１０９により所望の無線周波数
に周波数変換され、アンテナ１１０から送信される。次
に受信装置６０Ａについて説明する。アンテナ１１１で
受信された信号は、第１の実施の形態と同様に、直交検
波器１１２によりベースバンドに周波数変換され、さら
にＡ／Ｄ変換器１１３，１１４によって量子化される
（図２参照）。
【００６０】量子化された信号は、図５に示す直並列変
換回路１１５に入力され、８系統の並列データに変換さ
れる。直並列変換回路１１５から出力される８系統の並
列データは、ＦＦＴ回路１１６に入力されてフーリエ変
換される。ＦＦＴ回路１１６におけるサンプリング周波
数及びＦＦＴのポイント数は、図４の送信装置の逆ＦＦ
Ｔ回路１０５におけるサンプリング周波数ｆｓ及びＦＦ
Ｔのポイント数Ｎｓと同一に定めてある。
換回路１１５に入力され、８系統の並列データに変換さ
れる。直並列変換回路１１５から出力される８系統の並
列データは、ＦＦＴ回路１１６に入力されてフーリエ変
換される。ＦＦＴ回路１１６におけるサンプリング周波
数及びＦＦＴのポイント数は、図４の送信装置の逆ＦＦ
Ｔ回路１０５におけるサンプリング周波数ｆｓ及びＦＦ
Ｔのポイント数Ｎｓと同一に定めてある。
【００６１】従って、ＦＦＴ回路１１６の出力には、周
波数間隔が（ｆｓ／Ｎｓ）の各搬送波の複素振幅、すな
わち、送信装置で生成された各搬送波成分の複素振幅の
信号が得られる。ＦＦＴ回路１１６が出力する８系統の
信号は、多値数可変復調回路２１７〜２２４によってそ
れぞれ復調される。
波数間隔が（ｆｓ／Ｎｓ）の各搬送波の複素振幅、すな
わち、送信装置で生成された各搬送波成分の複素振幅の
信号が得られる。ＦＦＴ回路１１６が出力する８系統の
信号は、多値数可変復調回路２１７〜２２４によってそ
れぞれ復調される。
【００６２】制御信号が１の場合には、多値数可変復調
回路２１７〜２２４は１６ＱＡＭ復調を実施する。多値
数可変復調回路２１７〜２２４が出力する８系統の信号
は、送信された変調信号の区分に応じて２系統ずつ４組
に区分されて、ダイバーシチ合成回路２２５〜２２８に
入力される。８個の多値数可変復調回路２１７〜２２４
は、処理する信号の搬送波周波数に応じて予め４組に区
分されている。すなわち、多値数可変復調回路２１７及
び２１８は第１組に区分され、多値数可変復調回路２１
９及び２２０は第２組に区分され、多値数可変復調回路
２２１及び２２２は第３組に区分され、多値数可変復調
回路２２３及び２２４は第４組に区分されている。
回路２１７〜２２４は１６ＱＡＭ復調を実施する。多値
数可変復調回路２１７〜２２４が出力する８系統の信号
は、送信された変調信号の区分に応じて２系統ずつ４組
に区分されて、ダイバーシチ合成回路２２５〜２２８に
入力される。８個の多値数可変復調回路２１７〜２２４
は、処理する信号の搬送波周波数に応じて予め４組に区
分されている。すなわち、多値数可変復調回路２１７及
び２１８は第１組に区分され、多値数可変復調回路２１
９及び２２０は第２組に区分され、多値数可変復調回路
２２１及び２２２は第３組に区分され、多値数可変復調
回路２２３及び２２４は第４組に区分されている。
【００６３】第１組に区分された多値数可変復調回路２
１７及び２１８は、送信装置の逆ＦＦＴ回路１０５にお
ける信号Ｓ１１及びＳ１２の各搬送波周波数に対応づけ
られている。同様に、第２組に区分された多値数可変復
調回路２１９及び２２０は信号Ｓ２１及びＳ２２の各搬
送波周波数に対応づけられ、第３組に区分された多値数
可変復調回路２２１及び２２２は、信号Ｓ３１及びＳ３
２の各搬送波周波数に対応づけられ、第４組に区分され
た多値数可変復調回路２２３及び２２４は信号Ｓ４１及
びＳ４２の各搬送波周波数に対応づけられている。
１７及び２１８は、送信装置の逆ＦＦＴ回路１０５にお
ける信号Ｓ１１及びＳ１２の各搬送波周波数に対応づけ
られている。同様に、第２組に区分された多値数可変復
調回路２１９及び２２０は信号Ｓ２１及びＳ２２の各搬
送波周波数に対応づけられ、第３組に区分された多値数
可変復調回路２２１及び２２２は、信号Ｓ３１及びＳ３
２の各搬送波周波数に対応づけられ、第４組に区分され
た多値数可変復調回路２２３及び２２４は信号Ｓ４１及
びＳ４２の各搬送波周波数に対応づけられている。
【００６４】つまり、多値数可変復調回路２１７，２１
８，２１９，２２０，２２１，２２２，２２３及び２２
４は、それぞれ信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ２１，Ｓ２２，
Ｓ３１，Ｓ３２，Ｓ４１及びＳ４２を復調する。第１組
に区分された多値数可変復調回路２１７及び２１８が出
力する２系統の信号はダイバーシチ合成回路２２５に入
力され、第２組に区分された多値数可変復調回路２１９
及び２２０が出力する２系統の信号はダイバーシチ合成
回路２２６に入力され、第３組に区分された多値数可変
復調回路２２１及び２２２が出力する２系統の信号はダ
イバーシチ合成回路２２７に入力され、第４組に区分さ
れた多値数可変復調回路２２３及び２２４が出力する２
系統の信号はダイバーシチ合成回路２２８に入力され
る。
８，２１９，２２０，２２１，２２２，２２３及び２２
４は、それぞれ信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ２１，Ｓ２２，
Ｓ３１，Ｓ３２，Ｓ４１及びＳ４２を復調する。第１組
に区分された多値数可変復調回路２１７及び２１８が出
力する２系統の信号はダイバーシチ合成回路２２５に入
力され、第２組に区分された多値数可変復調回路２１９
及び２２０が出力する２系統の信号はダイバーシチ合成
回路２２６に入力され、第３組に区分された多値数可変
復調回路２２１及び２２２が出力する２系統の信号はダ
イバーシチ合成回路２２７に入力され、第４組に区分さ
れた多値数可変復調回路２２３及び２２４が出力する２
系統の信号はダイバーシチ合成回路２２８に入力され
る。
【００６５】ダイバーシチ合成回路２２５〜２２８はそ
れぞれ入力された２系統の信号を最大比合成した信号を
出力する。ダイバーシチ合成回路２２５〜２２８が出力
する信号は、それぞれ識別回路２３７〜２４０によって
４ビットのデータに識別される。つまり、４系列の４ビ
ットデータが識別回路２３７〜２４０の出力に得られ
る。
れぞれ入力された２系統の信号を最大比合成した信号を
出力する。ダイバーシチ合成回路２２５〜２２８が出力
する信号は、それぞれ識別回路２３７〜２４０によって
４ビットのデータに識別される。つまり、４系列の４ビ
ットデータが識別回路２３７〜２４０の出力に得られ
る。
【００６６】一方、制御信号が０の場合には、多値数可
変復調回路２１７〜２２４は入力信号に対してＱＰＳＫ
復調を行う。この場合には、多値数可変復調回路２１７
〜２２４が出力する信号は、それぞれ識別回路２２９〜
２３７によって２ビットのデータに識別される。つま
り、識別回路２２９〜２３７の出力には８系列の２ビッ
トデータが得られる。
変復調回路２１７〜２２４は入力信号に対してＱＰＳＫ
復調を行う。この場合には、多値数可変復調回路２１７
〜２２４が出力する信号は、それぞれ識別回路２２９〜
２３７によって２ビットのデータに識別される。つま
り、識別回路２２９〜２３７の出力には８系列の２ビッ
トデータが得られる。
【００６７】このようにして生成される４系列の４ビッ
トデータ及び８系列の２ビットデータが切替回路２４１
〜２４８に入力される。切替回路２４１〜２４８は、入
力される制御信号の値が１の場合には４系列の４ビット
データを並直列変換回路１３３に出力し、制御信号の値
が０の場合には８系列の２ビットデータを並直列変換回
路１３３に出力する。
トデータ及び８系列の２ビットデータが切替回路２４１
〜２４８に入力される。切替回路２４１〜２４８は、入
力される制御信号の値が１の場合には４系列の４ビット
データを並直列変換回路１３３に出力し、制御信号の値
が０の場合には８系列の２ビットデータを並直列変換回
路１３３に出力する。
【００６８】並直列変換回路１３３は、入力される４系
列の４ビットデータ又は８系列の２ビットデータを直列
データに変換して出力する。多値数可変変調回路２０１
及び多値数可変復調回路２１７は、図６に示すように構
成されている。多値数可変変調回路２０２〜２０４の構
成は多値数可変変調回路２０１と同一であり、多値数可
変復調回路２１８〜２２４の構成は多値数可変復調回路
２１７と同一である。
列の４ビットデータ又は８系列の２ビットデータを直列
データに変換して出力する。多値数可変変調回路２０１
及び多値数可変復調回路２１７は、図６に示すように構
成されている。多値数可変変調回路２０２〜２０４の構
成は多値数可変変調回路２０１と同一であり、多値数可
変復調回路２１８〜２２４の構成は多値数可変復調回路
２１７と同一である。
【００６９】図６を参照すると、多値数可変変調回路２
０１は１６ＱＡＭ変調回路８１，ＱＰＳＫ変調回路８
２，８３，選択回路８４及び８５で構成されている。多
値数可変変調回路２０１に入力される４ビットデータ
は、１６ＱＡＭ変調回路８１に入力される。また、多値
数可変変調回路２０１に入力される４ビットデータは、
上位２ビットと下位２ビットとに区分され、上位２ビッ
トの信号はＱＰＳＫ変調回路８２に入力され、下位２ビ
ットの信号はＱＰＳＫ変調回路８３に入力される。
０１は１６ＱＡＭ変調回路８１，ＱＰＳＫ変調回路８
２，８３，選択回路８４及び８５で構成されている。多
値数可変変調回路２０１に入力される４ビットデータ
は、１６ＱＡＭ変調回路８１に入力される。また、多値
数可変変調回路２０１に入力される４ビットデータは、
上位２ビットと下位２ビットとに区分され、上位２ビッ
トの信号はＱＰＳＫ変調回路８２に入力され、下位２ビ
ットの信号はＱＰＳＫ変調回路８３に入力される。
【００７０】選択回路８４及び８５は、制御信号に応じ
て、１６ＱＡＭ変調回路８１で変調された信号とＱＰＳ
Ｋ変調回路８２，８３で変調された信号との何れか一方
を選択して出力する。多値数可変復調回路２１７は、１
６ＱＡＭ復調回路９１，ＱＰＳＫ復調回路９２及び選択
回路９３で構成されている。多値数可変復調回路２１７
に入力される信号は１６ＱＡＭ復調回路９１及びＱＰＳ
Ｋ復調回路９２にそれぞれ入力される。選択回路９３
は、制御信号に応じて、１６ＱＡＭ復調回路９１からの
信号とＱＰＳＫ復調回路９２からの信号との何れか一方
を選択して出力する。
て、１６ＱＡＭ変調回路８１で変調された信号とＱＰＳ
Ｋ変調回路８２，８３で変調された信号との何れか一方
を選択して出力する。多値数可変復調回路２１７は、１
６ＱＡＭ復調回路９１，ＱＰＳＫ復調回路９２及び選択
回路９３で構成されている。多値数可変復調回路２１７
に入力される信号は１６ＱＡＭ復調回路９１及びＱＰＳ
Ｋ復調回路９２にそれぞれ入力される。選択回路９３
は、制御信号に応じて、１６ＱＡＭ復調回路９１からの
信号とＱＰＳＫ復調回路９２からの信号との何れか一方
を選択して出力する。
【００７１】なお、多値数可変変調回路２０１〜２０４
及び多値数可変復調回路２１７〜２２４の構成について
は、必要に応じて変更してもよい。特に、この形態では
１６ＱＡＭ変調とＱＰＳＫ変調とを切り替える場合を説
明したが、例えば６４ＱＡＭ変調と１６ＱＡＭ変調とを
切り替えるように変更することも可能である。
及び多値数可変復調回路２１７〜２２４の構成について
は、必要に応じて変更してもよい。特に、この形態では
１６ＱＡＭ変調とＱＰＳＫ変調とを切り替える場合を説
明したが、例えば６４ＱＡＭ変調と１６ＱＡＭ変調とを
切り替えるように変更することも可能である。
【００７２】（第３の実施の形態）この形態の直交周波
数多重通信装置の主要部の構成を図７に示す。図７に示
した部分以外の構成については、第１の実施の形態と同
一である。この形態は請求項３に対応する。この形態で
は、請求項３の前記遅延分散検出手段，レベル検出手段
及び演算手段は、それぞれ遅延分散検出回路２４９Ｂ，
レベル検出回路３１１〜３１８及び演算回路３２１に対
応する。
数多重通信装置の主要部の構成を図７に示す。図７に示
した部分以外の構成については、第１の実施の形態と同
一である。この形態は請求項３に対応する。この形態で
は、請求項３の前記遅延分散検出手段，レベル検出手段
及び演算手段は、それぞれ遅延分散検出回路２４９Ｂ，
レベル検出回路３１１〜３１８及び演算回路３２１に対
応する。
【００７３】図７に示すように遅延分散検出回路２４９
Ｂには８個のレベル検出回路３１１〜３１８と演算回路
３２１が備わっている。図７に示す遅延分散検出回路２
４９Ｂは、第２の実施の形態における遅延分散検出回路
２４９と同一の機能を果たすものである。但し、遅延分
散検出回路２４９Ｂは受信装置のディジタル受信信号処
理ユニット６２ＢにおけるＦＦＴ回路１１６の出力信号
を監視して受信信号の遅延分散を検出する。
Ｂには８個のレベル検出回路３１１〜３１８と演算回路
３２１が備わっている。図７に示す遅延分散検出回路２
４９Ｂは、第２の実施の形態における遅延分散検出回路
２４９と同一の機能を果たすものである。但し、遅延分
散検出回路２４９Ｂは受信装置のディジタル受信信号処
理ユニット６２ＢにおけるＦＦＴ回路１１６の出力信号
を監視して受信信号の遅延分散を検出する。
【００７４】レベル検出回路３１１〜３１８は、ＦＦＴ
回路１１６が出力する８系統の信号の搬送波のレベルを
それぞれ監視する。レベル検出回路３１１〜３１８が検
出した８系統の信号の各々の搬送波レベルを示す信号
が、演算回路３２１に入力される。演算回路３２１は、
入力される信号から、８系統の信号の搬送波レベルの分
散を算出する。受信した信号の遅延分散が小さい場合に
は８系統の信号の搬送波レベルが均一になるが、遅延分
散が大きいと８系統の信号の搬送波レベルは不均一にな
る。従って、演算回路３２１が算出する８系統の信号の
搬送波レベルの分散は受信信号の遅延分散の大きさに応
じた値を示す。
回路１１６が出力する８系統の信号の搬送波のレベルを
それぞれ監視する。レベル検出回路３１１〜３１８が検
出した８系統の信号の各々の搬送波レベルを示す信号
が、演算回路３２１に入力される。演算回路３２１は、
入力される信号から、８系統の信号の搬送波レベルの分
散を算出する。受信した信号の遅延分散が小さい場合に
は８系統の信号の搬送波レベルが均一になるが、遅延分
散が大きいと８系統の信号の搬送波レベルは不均一にな
る。従って、演算回路３２１が算出する８系統の信号の
搬送波レベルの分散は受信信号の遅延分散の大きさに応
じた値を示す。
【００７５】演算回路３２１は、検出した遅延分散の値
を予め定めた閾値と比較して、遅延分散の大小を２値的
に識別する。この識別の結果が制御信号として出力され
る。この制御信号は、図３に示す制御回路２５０に印加
される。演算回路３２１は、遅延分散の検出を周期的に
実施するので、通信回線の状態の変化に対応して、制御
信号は逐次更新される。
を予め定めた閾値と比較して、遅延分散の大小を２値的
に識別する。この識別の結果が制御信号として出力され
る。この制御信号は、図３に示す制御回路２５０に印加
される。演算回路３２１は、遅延分散の検出を周期的に
実施するので、通信回線の状態の変化に対応して、制御
信号は逐次更新される。
【００７６】この形態においては、８系統の信号の搬送
波レベルの分散から受信信号の遅延分散を求めている
が、別の方法を用いても遅延分散を検出できる。例え
ば、複数の信号の搬送波レベルの最大値と最小値との差
分の大きさから遅延分散を求めてもよい。
波レベルの分散から受信信号の遅延分散を求めている
が、別の方法を用いても遅延分散を検出できる。例え
ば、複数の信号の搬送波レベルの最大値と最小値との差
分の大きさから遅延分散を求めてもよい。
【００７７】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１の発明に
よれば、周波数選択性フェージングが生じる通信回線を
利用する場合においても、高い伝送品質を低い受信信号
電力で実現でき、しかも周波数利用効率が低下しない直
交周波数多重通信装置が実現される。
よれば、周波数選択性フェージングが生じる通信回線を
利用する場合においても、高い伝送品質を低い受信信号
電力で実現でき、しかも周波数利用効率が低下しない直
交周波数多重通信装置が実現される。
【００７８】また、請求項２の発明によれば、遅延分散
の大小とは無関係に良好な通信品質が維持される。更
に、請求項３の発明によれば、遅延分散の検出のために
特別な信号を送出する必要がないので、伝送効率の低下
を回避できる。請求項４の発明によれば、遅延分散検出
手段の検出結果に応じて多値数Ｊ及び系統数Ｋを切り替
えるときに、一方の通信装置から通信相手の通信装置に
特別な制御信号を送出するので、双方の多値数Ｊ及び系
統数Ｋを一致させるのが容易である。
の大小とは無関係に良好な通信品質が維持される。更
に、請求項３の発明によれば、遅延分散の検出のために
特別な信号を送出する必要がないので、伝送効率の低下
を回避できる。請求項４の発明によれば、遅延分散検出
手段の検出結果に応じて多値数Ｊ及び系統数Ｋを切り替
えるときに、一方の通信装置から通信相手の通信装置に
特別な制御信号を送出するので、双方の多値数Ｊ及び系
統数Ｋを一致させるのが容易である。
【００７９】請求項５の発明によれば、遅延手段を用い
て、自局の送信装置及び受信装置に印加する制御信号を
遅らせるので、互いに通信する通信装置の多値数Ｊ及び
系統数Ｋの切替タイミングを同期させることができる。
て、自局の送信装置及び受信装置に印加する制御信号を
遅らせるので、互いに通信する通信装置の多値数Ｊ及び
系統数Ｋの切替タイミングを同期させることができる。
【図１】第１の実施の形態の送信装置の構成例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】第１の実施の形態の受信装置の構成例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図３】第２の実施の形態の通信装置を用いるシステム
の構成例を示すブロック図である。
の構成例を示すブロック図である。
【図４】第２の実施の形態の送信装置の構成例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図５】第２の実施の形態のディジタル受信信号処理ユ
ニット６２Ｂの構成例を示すブロック図である。
ニット６２Ｂの構成例を示すブロック図である。
【図６】多値数可変変調回路２０１及び多値数可変復調
回路２１７の構成例を示すブロック図である。
回路２１７の構成例を示すブロック図である。
【図７】第３の実施の形態の主要部の構成を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図８】直交周波数多重通信装置の従来例を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
５０Ａ，５０Ｂ 送信装置 ５１，５１Ｂ ディジタル送信信号処理ユニット ５２ アナログ送信信号処理ユニット ６０Ａ，６０Ｂ 受信装置 ６１ アナログ受信信号処理ユニット ６２，６２Ｂ ディジタル受信信号処理ユニット ６５ 制御信号識別回路 ８１ １６ＱＡＭ変調回路 ８２，８３ ＱＰＳＫ変調回路 ８４，８５ 選択回路 ９１ １６ＱＡＭ復調回路 ９２ ＱＰＳＫ復調回路 ９３ 選択回路 １００ 直並列変換回路 １０１，１０２，１０３，１０４ １６ＱＡＭ変調回路 １０５ 逆ＦＦＴ回路 １０６ 並直列変換回路 １０７，１０８ Ｄ／Ａ変換器 １０９ 直交変調器 １１０，１１１ アンテナ １１２ 直交検波器 １１３，１１４ Ａ／Ｄ変換器 １１５ 直並列変換回路 １１６ ＦＦＴ回路 １１７，１１８，１１９，１２０ １６ＱＡＭ復調回路 １２１，１２２，１２３，１２４ １６ＱＡＭ復調回路 １２５，１２６，１２７，１２８ ダイバーシチ合成回
路 １２９，１３０，１３１，１３２ 識別回路 １３３ 並直列変換回路 ２０１，２０２，２０３，２０４ 多値数可変変調回路 ２１７，２１８，２１９，２２０ 多値数可変復調回路 ２２１，２２２，２２３，２２４ 多値数可変復調回路 ２２５，２２６，２２７，２２８ ダイバーシチ合成回
路 ２２９，２３０，２３１，２３２ 識別回路 ２３３，２３４，２３５，２３６ 識別回路 ２３７，２３８，２３９，２４０ 識別回路 ２４１，２４２，２４３，２４４ 切替回路 ２４５，２４６，２４７，２４８ 切替回路 ２４９ 遅延分散検出回路 ２５０ 制御回路 ２５１ 遅延回路 ３１１，３１２，３１３，３１４ レベル検出回路 ３１５，３１６，３１７，３１８ レベル検出回路 ３２１ 演算回路
路 １２９，１３０，１３１，１３２ 識別回路 １３３ 並直列変換回路 ２０１，２０２，２０３，２０４ 多値数可変変調回路 ２１７，２１８，２１９，２２０ 多値数可変復調回路 ２２１，２２２，２２３，２２４ 多値数可変復調回路 ２２５，２２６，２２７，２２８ ダイバーシチ合成回
路 ２２９，２３０，２３１，２３２ 識別回路 ２３３，２３４，２３５，２３６ 識別回路 ２３７，２３８，２３９，２４０ 識別回路 ２４１，２４２，２４３，２４４ 切替回路 ２４５，２４６，２４７，２４８ 切替回路 ２４９ 遅延分散検出回路 ２５０ 制御回路 ２５１ 遅延回路 ３１１，３１２，３１３，３１４ レベル検出回路 ３１５，３１６，３１７，３１８ レベル検出回路 ３２１ 演算回路
Claims (5)
- 【請求項１】 互いの周波数の間隔が１／Ｔ（Ｔは実
数）の整数倍に定められた複数のＭ系統の搬送波を並列
に用いる直交周波数多重通信装置において、 変調シンボル周期がＴ［ｓ］に定められ、１変調シンボ
ルあたりの伝送ビット数を示す多値数がＪの変調信号を
出力するＭ以下のＫ系統の多値変調手段と、 該多値変調手段の出力信号を前記Ｍ系統の搬送波の周波
数のいずれかに周波数変換するとともに、前記Ｋ系統の
多値変調手段からの出力信号のうち少なくとも１系統に
ついては、１つの出力信号を２以上の搬送波周波数に周
波数変換する周波数変換手段とを送信装置に設け、 受信される信号に含まれるＭ系統の搬送波周波数のそれ
ぞれの信号について復調を行うＭ系統の多値復調手段
と、 該多値復調手段が出力する信号のうち、送信装置の同一
の多値変調手段に割り当てられた複数の信号を合成する
ダイバーシチ合成手段とを受信装置に設けたことを特徴
とする直交周波数多重通信装置。 - 【請求項２】 請求項１記載の直交周波数多重通信装置
において、前記多値変調手段の多値数Ｊ及び系統数Ｋを
可変に構成し、送信装置と受信装置との間の無線伝搬路
の遅延分散の大きさを検出する遅延分散検出手段と、該
遅延分散検出手段の検出結果に応じて前記多値変調手段
の多値数Ｊ及び系統数Ｋを制御する制御手段とを設け、
検出された遅延分散が比較的大きい場合には少なくとも
１系統については多値数Ｊを大きくして、系統数Ｋを小
さくし、検出された遅延分散が比較的小さい場合には少
なくとも１系統については多値数Ｊを小さくして、系統
数Ｋを大きくすることを特徴とする直交周波数多重通信
装置。 - 【請求項３】 請求項２記載の直交周波数多重通信装置
において、前記遅延分散検出手段に、受信装置の受信し
た信号に含まれるＭ系統の搬送波周波数のそれぞれの成
分の受信信号レベルを検出する複数のレベル検出手段
と、該レベル検出手段が検出した複数の受信信号レベル
に基づいてそれらの不均一性を示す値を求める演算手段
とを設けたことを特徴とする直交周波数多重通信装置。 - 【請求項４】 請求項２記載の直交周波数多重通信装置
において、前記制御手段は前記遅延分散検出手段の検出
結果に応じて、多値数Ｊ及び系統数Ｋの切替を指示する
無線信号を送信装置を介して通信相手局の受信装置に送
信し、多値数Ｊ及び系統数Ｋの切替を指示する無線信号
を受信した受信装置は、受信した無線信号に従って前記
多値変調手段の多値数Ｊ及び系統数Ｋを切り替えること
を特徴とする直交周波数多重通信装置。 - 【請求項５】 請求項４記載の直交周波数多重通信装置
において、多値数Ｊ及び系統数Ｋの切替を指示する前記
制御手段からの制御信号を少なくとも所定時間遅らせて
自局の送信装置及び受信装置に印加する遅延手段を設け
たことを特徴とする直交周波数多重通信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10068595A JPH11266224A (ja) | 1998-03-18 | 1998-03-18 | 直交周波数多重通信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10068595A JPH11266224A (ja) | 1998-03-18 | 1998-03-18 | 直交周波数多重通信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11266224A true JPH11266224A (ja) | 1999-09-28 |
Family
ID=13378314
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10068595A Pending JPH11266224A (ja) | 1998-03-18 | 1998-03-18 | 直交周波数多重通信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
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| JP (1) | JPH11266224A (ja) |
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