JPH1126846A

JPH1126846A - レーザ電源装置

Info

Publication number: JPH1126846A
Application number: JP9193322A
Authority: JP
Inventors: Mikio Watanabe; 幹男渡辺
Original assignee: Miyachi Technos Corp
Current assignee: Miyachi Technos Corp
Priority date: 1997-07-04
Filing date: 1997-07-04
Publication date: 1999-01-29

Abstract

(57)【要約】（修正有）【課題】レーザ電源装置において入力電源電圧の変動
等に対して安定化されたランプ点灯開始用のブースト電
圧を得る。【解決手段】インバータ８０には、直流電圧Ｅc が入
力される。駆動回路８５，８６は、インバータ８０の第
１組のトランジスタ８１，８４および第２組のトランジ
スタ８２，８３を交互にオンさせる。かかるスイッチン
グ動作によってインバータ８０の出力端子より、パルス
状（矩形波）の高周波交流電圧ＥM が出力される。この
高周波交流電圧ＥM がコッククロフト昇圧回路８７に入
力され、そこでダイオードＤ10〜Ｄ17で整流されながら
コンデンサＣ10〜Ｃ17に直列に積み重ねるように増圧さ
れることにより、約８倍の電圧値（約２８００Ｖ）まで
昇圧された直流ブースト電圧ＥF が得られる。

Description

【発明の詳細な説明】

【００１０】

【発明の属する技術分野】本発明は、レーザ発振用の励
起ランプに電力を供給するためのレーザ電源装置に関す
る。

【００２０】

【従来の技術】ＹＡＧレーザ等の固体レーザ装置では、
励起ランプを点灯させて、その光エネルギーをＹＡＧロ
ッド等のレーザ媒体に照射してレーザ発振を起こすよう
に構成されている。

【００３０】図７に、この種の固体レーザ装置に用いら
れている従来のレーザ電源装置の回路構成を示す。

【００４０】このレーザ電源装置において、出力端子
［OUTa，OUTb］はレーザ発振部の励起ランプ（図示せ
ず）の両電極端子にそれぞれ接続されている。

【００５０】入力側の三相整流回路２００は、三相交流
電源端子［Ｕ，Ｖ，Ｗ］からの商用周波数の三相交流電
圧を整流して直流電圧に変換する。この三相整流回路２
００より直流の充電電流Ｉc が電磁開閉器２０２および
平滑用コイル２０４を介してコンデンサ２０６に流れ、
コンデンサ２０６が所定電圧たとえば２８０Ｖに充電さ
れる。

【００６０】コンデンサ２０６と出力端子［OUTa，OUT
b］との間には放電用のスイッチング素子２０８が直列
に接続されている。このスイッチング素子２０８がオン
になると、コンデンサ２０６が放電し、その放電電流ｉ
L がスイッチング素子２０８、インダクタンスコイル２
１０、出力コンデンサ２１２および逆流防止用ダイオー
ド２１４を介して励起ランプに流れる。このランプ電流
ｉL によって励起ランプが点灯する。

【００７０】スイッチング素子２０８がオフになると、
コンデンサ２０６の放電は中断するが、インダクタンス
コイル２１０および出力コンデンサ２１２に蓄えられて
いた電磁エネルギーおよび電荷エネルギーが放出される
ことでランプ電流ｉL は流れ続ける。

【００８０】放電用スイッチング素子２０８は、制御部
２２０からのたとえば５０ｋＨｚの高周波スイッチング
信号ｃｓによってオン・オフする。これにより、ランプ
電流ｉL を途切れることなく持続的に流し、励起ランプ
を連続点灯させ、レーザ発振部より連続発振のレーザ光
を得ることができる。このような連続発振で励起ランプ
に印加される電圧は、定格値でたとえば１５０Ｖ程度で
ある。

【００９０】逆流防止ダイオード２１４と出力端子OUTa
との間にはランプ電流ｉL を検出するための電流センサ
２１６が取り付けられている。この電流センサ２１６か
らの出力信号に応じて電流検出回路２１８よりランプ電
流ｉL の大きさ（たとえば電流実効値）を表すランプ電
流検出信号ＳｉL が得られる。このランプ電流検出信号
ＳｉL は制御部２２０に与えられる。

【０１００】制御部２２０は、電流検出回路２１８から
のランプ電流検出信号ＳｉL に基づいて、ランプ電流ｉ
L を設定電流値に一致させるようにスイッチング素子２
０８のスイッチング動作を制御するとともに、スイッチ
ング素子２０８の破壊等によってランプ電流ｉL が異常
に過大になった時は電磁開閉器２０２を遮断するように
している。なお、電磁開閉器２０２と並列に接続されて
いる抵抗２０３は電流制限抵抗である。

【０１１０】この種のレーザ電源装置では、上記したよ
うに励起ランプにレーザ発振用の電力を供給する主電源
部の外に、励起ランプに点灯を開始させるためのトリガ
回路（図示せず）およびブースタ回路が設けられる。

【０１２０】図示の従来のレーザ電源装置では、三相交
流電源電圧の一相分の交流電圧ｅ（２２０Ｖ）が昇圧ト
ランス２２４の一次側コイルに供給され、昇圧トランス
２２４の二次側コイルに得られる昇圧電圧（たとえば１
０００Ｖ）がブースタ回路２２６に入力される。ブース
タ回路２２６は、トランス２２４からの交流電圧をダイ
オードｄ1 ，ｄ2 で整流してコンデンサｃ1 ，ｃ2 に積
み重ねるようにしてたとえば２５００Ｖまで昇圧し、そ
の昇圧した高電圧を抵抗２２８および逆流防止ダイオー
ド２３０を介してブースト電圧Ｅf として励起ランプに
印加するようになっている。

【０１３０】励起ランプを点灯させるとき、制御部２２
０は、先ず主電源部とブースタ回路２２６を起動させ
る。すなわち、主電源部に対しては、電磁開閉器２０２
を閉じてスイッチング素子２０８にスイッチング制御信
号ｃｓを供給する。また、ブースタ回路２２６に対して
は、昇圧トランス２２４の一次側回路に設けられている
開閉器２２２を閉じる。

【０１４０】このようにして主電源部およびブースタ回
路２２６を待機させておいて、制御部２２０はトリガ回
路（図示せず）を作動させる。そうすると、トリガ回路
の働きにより励起ランプ内のガスが絶縁破壊され、ラン
プのインピーダンスが急激に下がる。そこに、ブースタ
回路２２６より約２５００Ｖのブースト電圧Ｅf が励起
ランプに印加されることで、励起ランプのインピーダン
スがいっそう下がり、励起ランプに電流が流し込まれ
る。その後は、主電源部からの１５０Ｖ程度のランプ電
圧でもランプ点灯に十分な大きさのランプ電流ｉL を流
すことができる。

【０１５０】

【発明が解決しようとする課題】上記したように、従来
のレーザ電源装置では、交流電源電圧ｅを昇圧トランス
２２４で昇圧し、トランス２２４の二次側電圧をさらに
昇圧回路またはブースタ回路２２６で昇圧することによ
って、所要の電圧値のブースタ電圧Ｅf を発生するよう
にしている。

【０１６０】しかし、このようなブースト方式では、交
流電源電圧の変動を受けやすく、ブースト電圧Ｅf が不
安定になるという問題がある。つまり、交流電源電圧ｅ
が変動すると、その変動分が昇圧トランス２２４および
ブースタ回路２２６を通じて何倍（たとえば十倍）にも
増圧されてブースト電圧Ｅf に反映する。

【０１７０】このため、励起ランプの点灯開始時に、ブ
ースト電圧Ｅf が設定電圧値（２５００Ｖ）より相当低
くなっていたために励起ランプが点灯しなかったり、逆
にブースト電圧Ｅf が異常に高くなっていたために励起
ランプが故障するようなことがあった。

【０１８０】本発明は、かかる問題点に鑑みてなされた
もので、入力電源電圧の変動等に対して安定化された励
起ランプ点灯開始用のブースト電圧を得るようにしたレ
ーザ電源装置を提供することを目的とする。

【０１９０】また、本発明は、単相交流電源電圧からで
も安定なブースト電圧を得られるようにしたレーザ電源
装置を提供することを目的とする。

【０２００】さらに、本発明は、点灯開始時に励起ラン
プを安全確実に点灯させるようにしたレーザ電源装置を
提供することを目的とする。

【０２１０】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明の第１のレーザ電源装置は、レーザ発振部
の励起ランプに電力を供給するレーザ電源装置におい
て、商用周波数の交流電圧を入力して整流する整流回路
と、前記整流回路からの直流電力をいったん蓄えるコン
デンサと、前記コンデンサの充電電圧を予め設定した一
定の電圧値に制御するための充電電圧制御手段と、前記
コンデンサに蓄えられた電気エネルギーを放電させて前
記励起ランプにランプ電流を供給するランプ電流供給手
段と、前記コンデンサの充電電圧を入力して商用周波数
よりも高い所定周波数の交流電圧に変換するインバータ
と、前記インバータからの交流電圧を昇圧して予め設定
した電圧値の直流ブースト電圧を発生する昇圧回路と、
前記ブースト電圧を前記励起ランプの点灯開始時に前記
励起ランプに供給させる点灯開始制御手段とを具備する
構成とした。

【０２２０】本発明の第２のレーザ電源装置は、上記第
１のレーザ電源装置において、前記商用周波数の交流電
圧は単相交流電圧であり、前記整流回路は前記単相交流
電圧を全波整流する単相整流回路である構成とした。

【０２３０】本発明の第３のレーザ電源装置は、上記第
２のレーザ電源装置において、前記充電電圧制御手段
が、前記単相整流回路と前記コンデンサとの間に接続さ
れたスイッチング手段と、前記単相整流回路より前記コ
ンデンサに供給される充電電流の位相を前記単相整流回
路より出力される直流電圧の位相に合わせるように前記
スイッチング手段を前記商用周波数よりも高い所定の周
波数でスイッチング制御する力率制御手段とを含む構成
とした。

【０２４０】

【発明の実施の形態】以下、図１〜図６を参照して本発
明の実施例を説明する。

【０２５０】図１に、本発明の一実施例によるレーザ電
源装置の回路構成を示す。このレーザ電源装置は、固体
レーザ装置たとえばＹＡＧレーザ加工装置に組み込ま
れ、レーザ発振部１００の励起ランプ１０２に電力を供
給する。

【０２６０】レーザ発振部１００において、励起ランプ
１０２およびＹＡＧロッド１０４（レーザ媒体）は、た
とえばアクリル樹脂からなるチャンバ１０６内に設けら
れた反射鏡筒（図示せず）の中に相隣接して配置されて
いる。チャンバ１０６の外でＹＡＧロッド１０４の光軸
上には、一対の光共振器ミラー１０８，１１０がＹＡＧ
ロッド１０４を挟み平行に向き合って配置されている。

【０２７０】後述する本実施例のレーザ電源装置より供
給されるランプ電流ＩL によって励起ランプ１０２が発
光すると、その光エネルギーによってＹＡＧロッド１０
４が励起され、ＹＡＧロッド１０４の両端面より軸方向
に出た光が光共振器ミラー１０８，１１０の間で反射を
繰り返して増幅されたのちレーザ光ＬＢとして出力ミラ
ー１０８を抜ける。出力ミラー１０８を抜けたレーザ光
ＬＢは、ミラー（図示せず）を介して、あるいは入射ユ
ニット、光ファイバおよび出射ユニット（図示せず）を
介して被加工物（図示せず）の加工ポイントに向けて照
射されるようになっている。

【０２８０】本実施例のレーザ電源装置は、励起ランプ
１０２にレーザ発振用の電力を供給するための主電源部
１０と、励起ランプ１０２の点灯を開始させるためのブ
ースタ回路１２およびトリガ回路（図示せず）と、装置
全体を制御するための制御部１４および主電源部の力率
を制御するための力率制御回路３４とを有している。

【０２９０】主電源部１０は、商用周波数（５０Ｈｚま
たは６０Ｈｚ）の単相交流電源電圧ＥA を入力して直流
に変換（整流）する単相整流回路１６と、この単相整流
回路１６からの直流電力をいったん蓄えるコンデンサ１
８と、単相整流回路１６とコンデンサ１８との間に接続
された充電回路２０と、コンデンサ１８と励起ランプ１
０２との間に接続されたランプ電流供給回路２２とを含
んでいる。

【０３００】単相整流回路１６は、たとえば単相全波整
流回路からなり、入力した単相交流電圧ＥA を全波整流
して、正弦波形の半波を１８０゜ずつ繰り返すような全
波整流波形の直流電圧ＥB を出力する。

【０３１０】充電回路２０には、単相整流回路１６とコ
ンデンサ１８との間でコンデンサ１８と並列に接続され
た充電用スイッチング素子２４と、単相整流回路１６と
充電用スイッチング素子２４の間に直列に接続されたイ
ンダクタンスコイル２６と、充電用スイッチング素子２
４とコンデンサ１８との間に直列に接続されたダイオー
ド２８が含まれている。

【０３２０】単相整流回路１６とコンデンサ１８との間
には、インダクタンスコイル２６およびダイオード２８
からなる充電回路と並列に、電流制限抵抗３０および逆
流防止ダイオード３２からなる充電バイパス回路が接続
されている。また、充電回路の開閉器としてサイリスタ
３６が設けられている。このサイリスタ３６の導通（オ
ン）／遮断（オフ）状態は、サイリスタ制御回路３８に
よって制御される。

【０３３０】充電用スイッチング素子２４は、たとえば
ＦＥＴ（Field Effect Transistor)からなり、本実施例
の力率制御回路（ＰＦＣ）３４によってスイッチング制
御される。

【０３４０】後述するように、力率制御回路３４は、コ
ンデンサ１８に供給される充電電流Ｉc の位相を単相整
流回路１６より出力される直流電圧ＥB の位相に合わせ
るように、たとえば７０ｋＨｚの高周波数で充電用スイ
ッチング素子２４をスイッチング制御する。これによ
り、本装置に入力される交流電力に対して励起ランプ１
０２側へ実際（有効）に供給される有効電力の比率つま
り力率を可及的に１に近づけることができる。したがっ
て、単相式の電源装置において、高い電力効率およびレ
ーザ発振効率を実現できる。また、たとえば２２０Ｖの
入力交流電圧ＥAに対してコンデンサ１８の充電電圧Ｅc
をたとえば３６０Ｖまで昇圧するので、入力交流電源
に電圧変動に影響されない安定した電力を励起ランプ１
０２に供給できるようになっている。

【０３５０】ランプ電流供給回路２２は、放電用スイッ
チング回路４０、インダクタンスコイル４２、出力コン
デンサ４４、還流ダイオード４６および逆流防止ダイオ
ード４８から構成されている。

【０３６０】放電用スイッチング回路４０は、たとえば
ＦＥＴまたはＩＧＢＴ（InsulatedGate Bipolar transi
stor ）からなる一対のスイッチング素子４０ａ，４０
ｂで構成されている。これらのスイッチング素子４０
ａ，４０ｂは、制御部１４からのたとえば５０ｋＨｚの
スイッチング制御信号Ｇａ，Ｇｂによって交互にオンす
るようにスイッチング制御される。

【０３７０】放電用スイッチング素子４０ａ，４０ｂの
いずれか一方たとえば４０ａがオンになっている時は、
コンデンサ１８が放電し、その放電電流ＩL がオン状態
のスイッチング素子４０ａ、インダクタンスコイル４
２、出力コンデンサ４４および逆流防止ダイオード４８
を介して励起ランプ１０２に流れる。この放電電流つま
りランプ電流ＩL によって励起ランプ１０２が点灯す
る。

【０３８０】スイッチング素子４０ａがオフになると、
コンデンサ１８の放電は一時中断するが、インダクタン
スコイル４２および出力コンデンサ４４に蓄えられてい
た電磁エネルギーおよび電荷エネルギーが放出されるこ
とでランプ電流ＩL は流れ続ける。この直後に、他方の
スイッチング素子４０ｂがオンになり、コンデンサ１８
の放電が再開する。

【０３９０】上記のように両放電用スイッチング素子４
０ａ，４０ｂが５０ｋＨｚの高周波スイッチング制御信
号Ｇａ，Ｇｂによって交互にオンするのて、ランプ電流
ＩLは途切れることなく連続的に流れる。これにより、
励起ランプ１０２は連続点灯し、レーザ発振部１００よ
り連続発振のレーザ光ＬＢが得られる。

【０４００】逆流防止ダイオード４８と励起ランプ１０
２との間にはランプ電流ＩL を検出するための電流セン
サ５０が取り付けられている。この電流センサ５０の出
力信号に応じて電流検出回路５２よりランプ電流ＩL の
大きさ（たとえば電流実効値）を表すランプ電流検出信
号ＳＩL が得られる。このランプ電流検出信号ＳＩLは
制御部１４に与えられる。

【０４１０】出力コンデンサ４４の両端子は電圧検出回
路５４の入力端子に接続され、電圧検出回路５４の出力
端子には出力コンデンサ４４の電圧ＥD を表す電圧検出
信号ＳＥD が得られる。この電圧検出信号ＳＥD も制御
部１４に与えられる。

【０４２０】放電用スイッチング回路４０に近接してた
とえばサーミスタからなる温度センサ５６が設けられて
いる。この温度センサ５６の出力信号に応じて温度検出
回路５６より放電用スイッチング回路４０付近の温度を
表す温度検出信号ＳＴが出力される。この温度検出信号
ＳＴも制御部１４に与えられる。

【０４３０】制御部１４は、たとえばマイクロプロセッ
サからなり、適当なインタフェース回路（図示せず）を
介して入力装置や表示装置等（図示せず）に接続され、
所定のプログラムにしたがい各種設定値および各種測定
値に基づいて、装置内の所要の制御を行う。

【０４４０】すなわち、制御部１４は、電流検出回路５
４からのランプ電流検出信号ＳＩLに基づいて、ランプ
電流ＩL を設定電流値に一致させるようにたとえばパル
ス幅変調（ＰＷＭ）で変調したスイッチング制御信号Ｇ
ａ，Ｇｂを駆動回路（図示せず）を介して放電用スイッ
チング素子４０ａ，４０ｂに与える。

【０４５０】また、制御部１４は、ランプ電流ＩL が過
大になった時、あるいは放電用スイッチング回路４０が
過熱状態になった時に主電源部１０を止めるための制御
信号Ｋi ，Ｋt をアンドゲート６０を介してサイリスタ
制御回路３８に与える。

【０４６０】正常時は、制御信号Ｋi ，Ｋt がそれぞれ
Ｈレベルに保持され、したがってアンドゲート６０の出
力端子よりＨレベルの制御信号Ｋがサイリスタ制御回路
３８に与えられる。これによって、サイリスタ制御回路
３８はサイリスタ３６をオン（導通）状態に保持する。

【０４７０】しかし、たとえば放電用スイッチング回路
４０が破壊してランプ電流ＩL が所定の電流監視値を越
えた時は、制御信号Ｋi がＬレベルになり、これによっ
てアンドゲート６０の出力信号ＫもＬレベルとなり、サ
イリスタ制御回路３８はサイリスタ３６をオフ（遮断）
状態に切り替える。また、放電用スイッチング回路４０
が破壊するに至らなくとも所定の温度監視値を越えるほ
ど高い温度まで発熱した時は、制御信号Ｋt がＬレベル
となり、これに応答してサイリスタ制御回路３８がサイ
リスタ３６をオフ（遮断）状態に切り替えるようになっ
ている。

【０４８０】また、制御部１４は、インバータ・スイッ
チング制御信号ＨＶによってブースタ回路１２の制御を
行う。本実施例のブースタ回路１２は、コンデンサ１８
の充電電圧Ｅc を入力し、励起ランプ１０２の点灯開始
に必要な所定電圧たとえば２５００Ｖのブースト電圧Ｅ
F を発生する。

【０４９０】図２に、ブースタ回路１２の回路構成を示
す。このブースタ回路１２は、インバータ８０、インバ
ータ駆動回路８５，８６、コッククロフト昇圧回路８７
およびブースト電圧出力回路９０から構成されている。

【０５００】インバータ８０は、４個のトランジスタ８
１，８２，８３，８４をブリッジ接続してなり、コンデ
ンサ１８からの直流電圧Ｅc を入力端子８８，８９に受
け取る。駆動回路８５，８６は、制御部１４からの位相
が１８０゜異なる２相のインバータ・スイッチング制御
信号ＨＶa ，ＨＶb に応答し、インバータ８０の第１組
のトランジスタ（８１，８４）および第２組のトランジ
スタ（８２，８３）を交互にオンさせる。インバータ・
スイッチング制御信号ＨＶa ，ＨＶb は、たとえば５０
ｋＨｚの周波数を有するパルスとして与えられる。

【０５１０】インバータ８０は、上記のようなスイッチ
ング動作を行うことによって、入力直流電圧Ｅc の電圧
レベルにほぼ等しい電圧レベル（振幅）を有し、スイッ
チング周波数（５０ｋＨｚ）に等しい周波数を有するパ
ルス状（矩形波）の高周波交流電圧ＥM を出力する。こ
の高周波交流電圧ＥM はコッククロフト昇圧回路８７に
入力される。

【０５２０】コッククロフト昇圧回路８７は、８個のコ
ンデンサＣ10〜Ｃ17および８個のダイオードＤ10〜Ｄ17
をラダー形式で接続してなる４段昇圧回路であり、イン
バータ８０からの振幅３６０Ｖ、周波数５０ｋＨｚの高
周波交流電圧ＥM をダイオードＤ10〜Ｄ17で整流しなが
らコンデンサＣ10〜Ｃ17に直列に積み重ねるように増圧
して約８倍の電圧値（約２８００Ｖ）まで昇圧する。

【０５３０】コッククロフト昇圧回路８７からのブース
ト電圧は、たとえば１００μＦの電界コンデンサＣE を
８個直列接続してなる出力コンデンサ９２にいったん充
電された後、抵抗９３および逆流防止ダイオード９４を
介して出力端子９５，９６より出力される。なお、逆流
防止ダイオード９４には、たとえば６００Ｖ耐圧のダイ
オードが用いられる。

【０５４０】このように、本実施例によるブースタ回路
１２には、コンデンサ１８からの直流の電圧Ｅc が入力
される。このコンデンサ電圧Ｅc は、単相整流回路１
６、充電回路２０および力率制御回路３４により、２２
０Ｖの単相交流電源電圧ＥA を高力率で整流・昇圧して
得られる定電圧であり、交流電源電圧ＥA の変動の影響
を受けることなく設定電圧値（３６０Ｖ）に安定に維持
される。

【０５５０】プースタ回路１２内では、入力直流電圧Ｅ
c がインバータ８０によって高周波数（５０ｋＨｚ）の
パルス状交流電圧ＥM に変換される。交流電源電圧ＥA
の変動等に対して、入力直流電圧Ｅc の電圧レベルが設
定電圧値（３６０Ｖ）に安定しているので、このパルス
状交流電圧ＥM の電圧レベル（振幅）も設定電圧値（３
６０Ｖ）付近に安定している。

【０５６０】そして、インバータ８０からのそのような
電圧レベル（振幅）の安定した高周波パルス状交流電圧
ＥM がコッククロフト昇圧回路８７で整流されながら高
周波数で小刻みに積み重ねられるようにして昇圧される
ことにより、安定な高電圧の直流ブースト電圧ＥF が得
られる。

【０５７０】上記のようにブースタ回路１２に入力され
る直流電圧Ｅc の電圧レベルが安定しているうえ、イン
バータ８０より高周波つまり精細なパルス状交流電圧Ｅ
M がコッククロフト昇圧回路８７に与えられるので、こ
のブースト電圧ＥF の電圧レベルも安定しており、交流
電源電圧ＥA が変動してもその影響を受けることなく設
定値（たとえば２７００Ｖ）付近に維持される。

【０５８０】このブースタ回路１２は、励起ランプ１０
２に点灯を開始させるときに用いられる。励起ランプ１
０２はたとえばキセノンランプからなり、ガラス管の両
端に電極端子を取り付け、管内にガスを封入している。
励起ランプ１０２を点灯させるには、ランプ内でガスの
絶縁を突き破り、両電極間で放電させる必要がある。

【０５９０】励起ランプ１０２を点灯させるとき、制御
部１４は、先ず主電源部１０とブースタ回路１２を起動
させる。すなわち、主電源部１０に対しては、上記制御
信号Ｋi ，Ｋt をＨレベルにしてサイリスタ制御回路３
８にサイリスタ３６をオンさせるとともに、放電用スイ
ッチング回路４０にスイッチング制御信号Ｇａ，Ｇｂを
供給する。また、ブースタ回路１２に対しては、インバ
ータ駆動回路８５，８６にインバータ・スイッチング制
御信号ＨＶa ，ＨＶb をそれぞれ供給する。

【０６００】そして、制御部１４はトリガ回路（図示せ
ず）を作動させる。トリガ回路は、励起ランプ１０２の
カソード端子とランプ１０２のガラス管の周りに配置さ
れた金属板との間に約２０ｋＶの高電圧を印加すること
によってランプ１０８内のガスを絶縁破壊し、インピー
ダンスを下げる。そうすると、その後を追うようにブー
スタ回路１２より約２５００Ｖの高電圧で電流が励起ラ
ンプ１０２に流し込まれ、励起ランプ１０２のインピー
ダンスがいっそう下がる。その後は、主電源部１０から
の１５０Ｖ程度のランプ電圧ＥD でも十分な大きさの電
流（ランプ電流ＩL ）を流すことができる。

【０６１０】励起ランプ１０２が点灯を開始したなら、
制御部１４はインバータ・スイッチング制御信号ＨＶ
（ＨＶa ，ＨＶb ）の供給を止めてブースタ回路１２の
稼働を止める。なお、主電源部１０の逆流防止ダイオー
ド４８には、たとえば３２００Ｖ耐圧の高耐圧型ダイオ
ードが用いられる。

【０６２０】本実施例のレーザ電源装置では、励起ラン
プの点灯開始時に、たとえ入力交流電源電圧ＥA が変動
しても、ブースタ回路１２からは設定電圧値（２７００
Ｖ）に維持または定電圧化された安定なブースト電圧Ｅ
F が励起ランプ１０２に供給されるため、励起ランプ１
０２は安全確実に点灯を開始する。

【０６３０】なお、本実施例のレーザ電源装置におい
て、単相整流回路１６、充電回路２０およびコンデンサ
１８は、主電源部１０とブースタ回路１２に共用され
る。しかし、時間的には、ブースタ回路１２はランプ点
灯開始時にのみ作動し、点灯後は主電源部１０だけが機
能するので、競合の問題はない。

【０６４０】次に、図３〜図６につき、本実施例におけ
る力率制御回路３４の構成および作用を説明する。

【０６５０】図３に、力率制御回路３４の回路構成を示
す。この力率制御回路３４は、基準値発生回路６１、バ
イパス回路６２、切替タイミング検出回路６３、クロッ
ク回路６４および電流切替回路６５を有している。

【０６６０】基準値発生回路６１は、分圧回路６６、基
準電圧源６７、演算増幅器６８および乗算器６９から構
成されている。分圧回路６６は、コンデンサ１８の充電
電圧ＥC を抵抗ｒ1 ，ｒ2 により一定の比率ｋで分圧す
る。演算増幅器６８は、分圧回路６６からの分圧電圧ｋ
Ｅc と基準電圧源６７からの基準電圧Ｅ0 との差分（Ｅ
0 −ｋＥc ）をとる。乗算器６９は、単相整流回路１６
からの全波整流波形の直流電圧ＥB を一方の入力端子Ｘ
に入力するとともに、演算増幅器６８からの差分電圧
（Ｅ0 −ｋＥc ）を他方の入力端子Ｙに入力し、両入力
電圧値の積［ＥB（Ｅ0 −ｋＥc ）］を演算して、その
積の値（瞬時値）を表す電圧信号を基準値信号ＪＣとし
て出力端子Ｚより発生する。

【０６７０】基準値発生回路６１より得られる基準値信
号ＪＣは、単相整流回路１６からの直流電圧ＥB に比例
し、コンデンサ１８の充電電圧ＥC には反比例する。す
なわち、この基準値信号ＪＣは、単相整流回路１６から
の直流電圧ＥB の波形と相似な電圧波形を有し、コンデ
ンサ電圧ＥC が下がると電圧レベル（振幅）が大きくな
り、コンデンサ電圧ＥC が上がると電圧レベル（振幅）
が小さくなるという特性を有する。

【０６８０】基準値発生回路６１からの基準値信号ＪＣ
は、切替タイミング検出回路６３に与えられる。切替タ
イミング検出回路６３は、電流センサ７０および比較器
７２を有している。電流センサ７０は、電流トランスコ
イル７１、ダイオードｄ3 および抵抗ｒ3 からなり、バ
イパス回路６２を流れるパイパス電流Ｉswの電流値（瞬
時値）を表す電流検出信号（電圧）ＳＩswを発生する。
比較器７２は、電流センサ７１からの電流検出信号ＳＩ
swと基準値発生回路６１からの基準値信号ＪＣとを入力
し、ＳＩswの電圧レベルがＪＣの電圧レベルに達した時
に、Ｈレベルのパルスを切替タイミング信号ＡＨとして
出力する。この切替タイミング信号ＡＨは、電流切替回
路６５に与えられる。

【０６９０】電流切替回路６５は、ＲＳ型フリップフロ
ップからなり、そのセット端子Ｓにクロック回路６４か
らの高周波数たとえば７５ｋＨｚのクロックパルスＣＫ
を受け取り、そのリセット端子Ｒに上記切替タイミング
検出回路６３からの切替タイミング信号ＡＨを受け取
る。電流切替回路６５の出力Ｑはアンドゲート７３の一
方の入力端子に与えられる。アンドゲート７３の他方の
入力端子にはクロック回路６４からのクロックパルスＣ
Ｋが入力される。アンドゲート７３の出力は制御パルス
ＤＰとして充電用スイッチング素子２４のゲート端子に
与えられる。

【０７００】図４に、この力率制御回路３４の作用を示
す。クロック回路６４より各クロックパルスＣＫが出力
されると、その始端で電流切替回路６５の出力ＱがＨレ
ベルになり、アンドゲート７３よりＨレベルの制御パル
スＤＰが出力される。このＨレベルの制御パルスＤＰに
応動して充電用スイッチング素子２４がオンになり、バ
イパス回路６２がほぼ短絡状態で導通する。そうする
と、単相整流回路１６の出力側の電流パスは、それまで
コンデンサ１８側に流れていたパスからバイパス回路６
２を流れるパスに切り替わる。つまり、コンデンサ１８
へ流れていた充電電流Ｉc がいったん中断すると同時
に、それに代わってバイパス回路６２にバイパス電流Ｉ
swが流れ始める。この切替点において、充電電流Ｉc の
電流値（中断時の値）とバイパス電流Ｉswの電流値（初
期値）は連続している。

【０７１０】バイパス回路６２にバイパス電流Ｉswが流
れると、切替タイミング検出回路６３において電流セン
サ７０よりバイパス電流Ｉswに対応した電流検出信号Ｓ
Ｉswが発生する。バイパス電流Ｉswは切替時点の初期値
から急速に立ち上がり、それに対応して電流検出信号Ｓ
Ｉswも急速に立ち上がる。一方、基準値発生回路６１か
らの基準値信号ＪＣの電圧レベルは、単相整流回路１６
の出力電圧ＥB の波形（全波整流波形）と相似形を保っ
て正弦波状に変化する。

【０７２０】しかして、電流検出信号ＳＩswの電圧レベ
ルが基準値信号ＪＣの電圧レベルに達した時、比較器７
２の出力端子よりＨレベルの切替タイミング信号ＡＨが
瞬間的に出力される。

【０７３０】そうすると、この切替タイミング信号ＡＨ
に応答して電流切替回路６５の出力ＱがＬレベルとな
り、アンドゲート７３の出力の制御パルスＤＰもＬレベ
ルに立ち下がる。これにより、充電用スイッチング素子
２４がオフ状態になり、バイパス回路６２が遮断され
る。

【０７４０】バイパス回路６２が遮断されると、単相整
流回路１６の出力側の電流パスはコンデンサ１８側のパ
スに切り替わる。したがって、バイパス電流Ｉswが止ま
ると同時に、コンデンサ１８への充電電流Ｉc が流れ始
める。この時、インダクタンスコイル２６にはその直前
まで流れていたバイパス電流Ｉswに基づく起電力が発生
しており、この起電力が単相整流回路１６の出力電圧Ｅ
B に加算されてコンデンサ１８に印加される。これによ
り、バイパス電流Ｉswが中断した時の電流値に等しい初
期値で充電電流Ｉc が流れ始める。もっとも、充電回路
のインピーダンスは短絡状態のバイパス回路６２のイン
ピーダンスよりも大きいため、充電電流Ｉc は初期値か
ら次第に減少する。

【０７５０】そして、クロック回路６４より次のクロッ
クパルスＣＫが出力されると、次のサイクルＣＹが始ま
り、上記と同様にして電流切替回路６５により充電電流
Ｉcからバイパス電流Ｉswに切り替えられる。そして、
バイパス電流Ｉswが基準値信号ＪＣに達すると、上記と
同様にしてバイパス電流Ｉswから充電電流ＩC に切り替
えられる。

【０７６０】なお、各サイクルＣＹ内でクロックパルス
ＣＫがＨレベルからＬレベルに立ち下がった時点で、電
流切替回路６５の出力ＱがＨレベルのままであっても
（つまりバイパス電流Ｉswが基準値信号ＪＣに達してい
なくても）、アンドゲート７３の出力の制御パルスＤＰ
がＬレベルとなり、充電用スイッチング素子２４は強制
的にオフ状態に切り替えられる。

【０７７０】単相整流回路１６の出力電圧ＥB が比較的
低いレベルの時は（全波整流波形の裾の部分では）、基
準値信号ＪＣのレベルも低くなるが、パイパス電流Ｉsw
がそれ以上に小さくてクロックパルスＣＫのＨレベル期
間内で基準値信号ＪＣに達しないことがある。しかし、
上記のような強制的切替機能により、クロックパルスＣ
ＫがＬレベルになっている期間では必ず充電電流Ｉc に
切り替わっている。

【０７８０】逆に、単相整流回路１６の出力電圧ＥB が
比較的高いレベルになっている時は（全波整流波形のピ
ーク値付近の部分では）、基準値信号ＪＣのレベルは高
くなるが、バイパス電流Ｉswの増す度合いがそれ以上に
大きく、短い時間で基準値信号ＪＣに達する。このた
め、充電電流Ｉc が各サイクルＣＹの大部分の期間にわ
たって、しかも大きな電流値で流れることになる。

【０７９０】なお、各サイクルにおけるクロックパルス
ＣＫのデューティ比は任意に選択可能であり、たとえば
Ｈレベル期間を８０％、Ｌレベル期間を２０％と設定し
てもよい。

【０８００】このように、この力率制御回路３４におい
ては、単相整流回路１６の出力電圧ＥB の波形（全波整
流波形）に倣うような電流波形で、つまり位相を合わせ
るようにして充電電流Ｉc がコンデンサ１８に供給され
る。これにより、単相交流電源からの入力電力に対して
励起ランプ１０２側へ実際（有効）に供給される有効電
力の比率つまり力率を可及的に１に近づけることができ
る。

【０８１０】したがって、単相式のレーザ電源装置にお
いて、三相式の装置と同等もしくはそれ以上の高い電力
効率およびレーザ発振効率を実現し、高出力のレーザ光
ＬＢを得ることができる。

【０８２０】また、三相式の電源装置では三相整流回路
が大きなスペースを占め、装置全体のサイズ、重量、価
格も嵩む。その点、単相整流回路は小型でスペースをと
らない。しかも、このレーザ電源装置１０では、７５ｋ
Ｈｚ程度の高い周波数で充電電流Ｉc を流すため、充電
回路のインダクタンスコイル２６を小型化できる。これ
により、装置全体の軽量小型化、コストダウンを実現す
ることができる。

【０８３０】また、このレーザ電源装置では、バイパス
電流Ｉswでインダクタンスコイル２６に蓄えておいた電
磁エネルギーに基づく起電力を単相整流回路１６からの
直流電圧ＥB に加算してコンデンサ１８に供給し、昇圧
方式でコンデンサ１８を充電する。これにより、コンデ
ンサ１８の充電電圧Ｅc を入力交流電圧ＥA （２２０
Ｖ）よりも高い所望の電圧たとえば３６０Ｖまで昇圧す
ることができる。

【０８４０】このように、コンデンサ１８を高い力率で
入力交流電圧ＥA よりも高い電圧に充電するので、電源
電圧の変動等に対してコンデンサ１８の充電電圧ＥB を
一定に維持することができる。

【０８５０】図５に、本実施例のレーザ電源装置におけ
る単相整流回路１６の出力電圧ＥBおよび充電電流Ｉc
の波形を示す。また、図６に、比較例として、力率制御
回路３４を備えない場合の出力電圧ＥB および充電電流
Ｉc'の波形を示す。従来の単相式レーザ電源装置では、
力率制御回路３４を備えないため、力率は６０％位まで
しか上げられない。これに対し、本実施例のレーザ電源
装置１０では、力率制御回路３４を備えることで、力率
を９８％位まで改善することができる。

【０８６０】本実施例の力率制御回路３４によれば、コ
ンデンサ１８に供給される電流ＩLが単相整流回路１６
の出力電圧ＥB に対して位相を合わせるだけでなく、波
形も合わせているため、極めて高い力率を実現すること
ができる。しかし、位相を合わせるだけで、波形を全く
別個なものとしても、比較的高い力率を達成することが
可能である。

【０８７０】上記した実施例では、制御部１４からのイ
ンバータ・スイッチング制御信号ＨＶによってブースタ
回路１２におけるブースト電圧ＥF の発生開始／終了を
制御した。しかし、他の方式、たとえばコンデンサ１８
とブースタ回路１２との間に開閉スイッチ（図示せず）
を設け、このスイッチの開閉でブースト電圧ＥF の発生
開始／終了を制御する方式も可能である。

【０８８０】また、ブースト電圧ＥF を電圧検出回路
（図示せず）で検出し、その電圧検出信号を基に制御部
１４がフィードバック式たとえばパルス幅制御方式でイ
ンバータ・スイッチング制御信号ＨＶを生成するように
してもよい。

【０８９０】上記実施例のレーザ電源は入力交流電源に
単相交流電源を用いたが、本発明は三相交流電源を用い
る電源装置にも適用可能である。

【０９００】

【発明の効果】以上説明したように、本発明のレーザ電
源装置によれば、入力交流電源電圧を整流しかつ安定な
直流電圧にしてコンデンサに充電しておき、このコンデ
ンサを放電させて得られるランプ電流でレーザ発振用の
励起ランプを点灯駆動するとともに、ランプ点灯開始時
にはこのコンデンサの充電電圧をインバータで高周波の
交流電圧に変換し、次いでその高周波交流電圧を昇圧回
路で昇圧して得られる安定なブースト電圧を励起ランプ
に印加するようにしたので、励起ランプを安全確実に点
灯を開始させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例によるレーザ電源装置の回路
構成を示すブロック図である。

【図２】実施例におけるブースタ回路の回路構成を示す
回路図である。

【図３】実施例における力率制御回路の回路構成を示す
回路図である。

【図４】実施例における力率制御回路の各部の波形を示
す波形図である。

【図５】実施例の単相式レーザ電源装置における整流回
路の出力電圧およびコンデンサ充電電流の位相関係を示
す波形図である。

【図６】実施例の力率制御回路を備えない単相式レーザ
電源装置における整流回路の出力電圧およびコンデンサ
充電電流の位相関係を示す波形図である。

【図７】従来のレーザ電源装置の回路構成を示すブロッ
ク図である。

【符号の説明】

１０主電源部１２ブースタ回路１４制御部１６単相整流回路１８コンデンサ２０充電回路２２ランプ電流供給回路２４充電用スイッチング素子２６リアクタンスコイル２８ダイオード３４力率制御回路８０インバータ８５，８６インバータ駆動回路８７コッククロフト昇圧回路９０ブースト電圧出力回路１００レーザ発振部１０２励起ランプ１０４ＹＡＧロッド（レーザ媒体）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】レーザ発振部の励起ランプに電力を供給
するレーザ電源装置において、商用周波数の交流電圧を入力して整流する整流回路と、前記整流回路からの直流電力をいったん蓄えるコンデン
サと、前記コンデンサの充電電圧を予め設定した一定の電圧値
に制御するための充電電圧制御手段と、前記コンデンサに蓄えられた電気エネルギーを放電させ
て前記励起ランプにランプ電流を供給するランプ電流供
給手段と、前記コンデンサの充電電圧を入力して商用周波数よりも
高い所定周波数の交流電圧に変換するインバータと、前記インバータからの交流電圧を昇圧して予め設定した
電圧値の直流ブースト電圧を発生する昇圧回路と、前記ブースト電圧を前記励起ランプの点灯開始時に前記
励起ランプに供給せしめる点灯開始制御手段とを具備す
ることを特徴とするレーザ電源装置。
【請求項２】前記商用周波数の交流電圧は単相交流電
圧であり、前記整流回路は前記単相交流電圧を全波整流
する単相整流回路であることを特徴とする請求項１に記
載のレーザ電源装置。
【請求項３】前記充電電圧制御手段が、前記単相整流
回路と前記コンデンサとの間に接続されたスイッチング
手段と、前記単相整流回路より前記コンデンサに供給さ
れる充電電流の位相を前記単相整流回路より出力される
直流電圧の位相に合わせるように前記スイッチング手段
を前記商用周波数よりも高い所定の周波数でスイッチン
グ制御する力率制御手段とを含むことを特徴とする請求
項２に記載のレーザ電源装置。