JPH11271476A

JPH11271476A - 基準周波数発生装置

Info

Publication number: JPH11271476A
Application number: JP10075148A
Authority: JP
Inventors: Hitoshi Ujiie; 仁氏家; Kazuyuki Maruo; 和幸丸尾
Original assignee: Advantest Corp
Current assignee: Advantest Corp
Priority date: 1998-01-22
Filing date: 1998-03-24
Publication date: 1999-10-08

Abstract

(57)【要約】【課題】原子周波数標準器を内蔵する人工衛星からの電
波あるいはこれに類する超高精度の時刻信号が得られな
い期間においても、自走状態にある内部発振器の周波数
確度の劣化を防止可能な基準周波数発生装置を提供す
る。【解決手段】外部からの基準信号を受けて上記電圧制御
型水晶発振器の電圧制御入力端を制御して、外部の高精
度な基準信号に同期追従させて高精度な基準周波数を発
生する基準周波数発生装置において、正常受信状態にお
いて、外部の基準信号と、内部の電圧制御型水晶発振器
とを同期比較した位相差データを蓄積しておき、受信不
能状態において、蓄積した位相差データから電圧制御型
水晶発振器の発振周波数の経時変化に係る推移量を特定
し、この推移量から自走状態にある電圧制御型水晶発振
器の発振周波数の経時変化に係る変動を補正して、受信
不能状態においても高精度な基準周波数の発生を長時間
維持する基準周波数発生装置。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、原子周波数標準
器を内蔵する人工衛星からの電波あるいはこれに類する
高精度の時刻信号を受信して、高精度な基準周波数を発
生する基準周波数発生装置に関する。特に前記超高精度
な時刻信号が一定時間得られない場合における内部発振
器が発生する基準周波数の高精度維持に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来技術としては特開平０８−１４６１
６６号公報の「基準周波数発生装置」がある。この基準
周波数発生装置の構成例は、図５に示すように、衛星電
波受信機１１と、時間間隔測定部１２と、周波数制御用
演算手段１３と、加算器５０と、Ｄ／Ａ変換器１４と、
分周器１５と、電圧制御型水晶発振器（ＶＣＸＯ）１０
と、周波数変換器Ａ１７と、周波数変換器Ｂ１６と、温
度センサー２９とでなる。

【０００３】上述従来技術の構成によれば、基準となる
衛星電波を受信した状態においては、周波数制御用演算
手段１３内の推定演算部による長大な時定数のデジタル
フィルタによる周波数制御アルゴリズムによって、高確
度な周波数が常時出力される。しかしながら、何らかの
理由により衛星電波を受信できない状態においては、直
前に出力されていた制御データをそのまま加算器５０を
介してＤ／Ａ変換器１４へ与えるようにしていた。但
し、周囲温度の変動に対しては、温度センサー２９で検
出して適切に温度補正しているので、周囲温度に係る周
波数変動については相殺されている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】上述従来構成において
は、何らかの理由により衛星電波を受信できない状態が
短時間の場合においては出力周波数確度は維持され支障
とはならないが、もし衛星電波を受信できない状態が一
定以上長い時間続いた場合においては、出力周波数確度
は電圧制御型水晶発振器１０のエージングレート的な変
動要因に伴って出力周波数確度が時間の経過とともに徐
々に悪化してくる為、支障となってくる。これを図６の
例を示して説明する。

【０００５】ＶＣＸＯ１０は極わずかではあるが発振周
波数の経時変化を示す。図６は、周囲温度が一定状態と
仮定したときに、受信不能が長時間発生した場合の発振
周波数の変動推移を示す説明図である。図６Ｂの正常受
信期間では帰還制御状態にある為、ＶＣＸＯ１０の経時
変化も含んで図６Ａの一定した発振周波数ｆoscを維持
している。ところが何らかの原因で受信不能となるとＶ
ＣＸＯ１０自身による自走状態に移行する。このときＶ
ＣＸＯ１０には経時変化を有している為に、数時間に及
ぶ時間の経過につれて徐々に周波数ずれ１０５を生じて
くる。やがて受信回復すると、当初の発振周波数ｆosc
へ戻す為の同期移行期間があり、この期間も周波数ずれ
１０６を有している。この後正常な発振周波数ｆoscに
回復する。このように従来装置構成においては、長い受
信不能の期間があると周波数変動が大きくなり、周波数
確度の劣化をもたらす難点がある。

【０００６】ところで、現在運用されている移動体通信
基地局等では、衛星電波が受信できない状態における出
力タイミングのずれが、たとえば８時間で１０μ秒の発
振器や、２４時間で７μ秒の発振器がある。ここで、前
者と後者の発振器の違いは、使用している電圧制御型水
晶発振器のエージングレートの違いによるもので、後者
の装置で用いられている電圧制御水晶発振器の方が前者
のものよりエージングレートが１０倍ほど良いが、価格
は２〜３倍高価である。通信基地局等では基準となる装
置の出力タイミングのずれが一定許容量を越えると、通
信装置は機能を停止せざるを得なくなる場合がある。こ
のダウンタイムを少なくするためには電圧制御発振器を
高価なものを使用する必要があるが、装置のコストアッ
プにつながり好ましくない。低価格が要求される移動体
通信基地局では、高価な電圧制御型水晶発振器を使うこ
とができず、障害発生時のダウンタイムが長くなる場合
がある。この為に、予め衛星電波が受信できない状態に
おける発振器の安定度を基準周波数発生装置等で検査が
行われる。しかしながら基準周波数発生装置自体も衛星
電波が受信できなくなる為、長時間に渡る場合において
は所定の確度を維持できない場合が生じ、この点で従来
の基準周波数発生装置には実用上の難点がある。そこ
で、本発明が解決しようとする課題は、原子周波数標準
器を内蔵する人工衛星からの電波あるいはこれに類する
超高精度の時刻信号が得られない期間においても、自走
状態にある内部発振器の周波数確度の劣化を防止可能な
基準周波数発生装置を提供することである。

【０００７】

【課題を解決するための手段】第１に、上記課題を解決
するために、本発明の構成では、電圧制御型水晶発振器
１０を備え、外部からの超高精度な基準信号を受けて上
記電圧制御型水晶発振器１０の電圧制御入力端を制御し
て、外部の高精度な基準信号に緩やかに同期追従させて
高精度な基準周波数を発生する基準周波数発生装置にお
いて、正常受信状態において、外部の高精度な基準信号
と、内部の電圧制御型水晶発振器１０とを同期比較した
位相差データを蓄積しておき、受信不能状態において、
蓄積した位相差データから電圧制御型水晶発振器１０の
発振周波数ｆoscの経時変化に係る推移量を特定し、こ
の推移量から自走状態にある電圧制御型水晶発振器１０
の発振周波数ｆoscの経時変化に係る変動を補正して、
受信不能状態においても高精度な基準周波数の発生を長
時間維持することを特徴とする基準周波数発生装置であ
る。上記発明によれば、原子周波数標準器を内蔵する人
工衛星からの電波あるいはこれに類する超高精度の時刻
信号が比較的長い時間得られない期間においても、自走
状態にある内部発振器の出力周波数の経時に伴う周波数
確度の劣化を防止可能な基準周波数発生装置が実現でき
る。

【０００８】第１図と第７図は、本発明に係る解決手段
を示している。第２に、上記課題を解決するために、本
発明の構成では、電圧制御型水晶発振器１０を備え、外
部からの超高精度な基準信号を受けて１秒毎の基準タイ
ミング信号ＵＴＣ１ppsAを出力する受信手段を備え、上
記電圧制御型水晶発振器１０の出力周波数ｆoutを受け
て同期比較用の１秒信号ＶＣＸＯ１ppsを出力する分周
手段（分周器１５やシンセサイザ）を備え、１秒の基準
タイミング信号ＵＴＣ１ppsAと、比較用の１秒信号ＶＣ
ＸＯ１ppsとの時間間隔を測定する時間間隔測定部１２
を備え、この時間間隔測定部１２の位相差から電圧制御
型水晶発振器１０の発振周波数を同期させる定常周波数
制御用演算手段２３を備え、この定常周波数制御用演算
手段２３で上記電圧制御型水晶発振器１０の電圧制御入
力端を制御して、外部の高精度な基準信号に緩やかに同
期追従する高精度な基準周波数発生装置において、上記
受信手段に、外部からの基準信号の受信不能を検出した
受信不能信号１１stpを出力する手段を備える受信手段
を具備し、正常受信時において上記時間間隔測定部１２
からの１秒毎の測定データＤ１を受けて、測定データＤ
１を蓄積し、この測定データＤ１から、電圧制御型水晶
発振器１０の現在の周波数偏差Ｄ（ｎ）を算出して自走
周波数補正データ発生部４５へ供給する定常周波数偏差
算出用演算手段４０を具備し、第１に、受信不能信号１
１stpが無い正常状態においては、上記定常周波数偏差
算出用演算手段４０からの周波数偏差Ｄ（ｎ）データを
時刻情報と共にメモリへ格納し、第２に、受信不能信号
１１stpを受けた後は、前記メモリへ格納した周波数偏
差Ｄ（ｎ）の履歴データと時刻情報を基にして電圧制御
型水晶発振器１０が有する発振周波数ｆoscの経時変化
の推移量を所定の補正間隔時間Ｔh毎に推定演算し、こ
の推定演算により算出した自走補正データＣ（ｈ）を受
信不能時点の定常周波数制御用演算手段２３が出力する
周波数制御データＣ（ｎ）に加算付与して、自走状態に
ある電圧制御型水晶発振器１０の発振周波数ｆoscの経
時変化に係る変動を補正する自走周波数補正データ発生
部４５を具備していることを特徴とする基準周波数発生
装置がある。

【０００９】第３に、上記課題を解決するために、本発
明の構成では、電圧制御型水晶発振器１０を備え、外部
からの超高精度な基準信号を受けて上記電圧制御型水晶
発振器１０の電圧制御入力端を制御して、外部の高精度
な基準信号に緩やかに同期追従させて高精度な基準周波
数を発生する基準周波数発生装置において、正常受信状
態において、外部の高精度な基準信号と、内部の電圧制
御型水晶発振器１０とを同期比較した位相差データを蓄
積しておき、受信不能状態において、蓄積した位相差デ
ータから電圧制御型水晶発振器１０の発振周波数ｆosc
の経時変化に係る曲線の推移を特定し、この推移曲線か
らカーブフィットする推定補正曲線（若しくは推定補正
データ列）９２を求め、この推定補正曲線から自走状態
にある電圧制御型水晶発振器１０の発振周波数ｆoscの
経時変化に係る変動を補正して、受信不能状態において
も高精度な基準周波数の発生を長時間維持することを特
徴とする基準周波数発生装置がある。

【００１０】第８図は、本発明に係る解決手段を示して
いる。第４に、上記課題を解決するために、本発明の構
成では、電圧制御型水晶発振器１０を備え、外部からの
超高精度な基準信号を受けて１秒毎の基準タイミング信
号ＵＴＣ１ppsAを出力する受信手段を備え、上記電圧制
御型水晶発振器１０の出力周波数ｆoutを受けて同期比
較用の１秒信号ＶＣＸＯ１ppsを出力する分周手段（分
周器１５やシンセサイザ）を備え、１秒の基準タイミン
グ信号ＵＴＣ１ppsAと、比較用の１秒信号ＶＣＸＯ１pp
sとの時間間隔を測定する時間間隔測定部１２を備え、
この時間間隔測定部１２の位相差から電圧制御型水晶発
振器１０の発振周波数を同期させる定常周波数制御用演
算手段２３を備え、この定常周波数制御用演算手段２３
で上記電圧制御型水晶発振器１０の電圧制御入力端を制
御して、外部の高精度な基準信号に緩やかに同期追従す
る高精度な基準周波数発生装置において、上記受信手段
に、外部からの基準信号の受信不能を検出した受信不能
信号１１stpを出力する手段を備える受信手段を具備
し、正常受信時において上記時間間隔測定部１２からの
１秒毎の測定データＤ１を受けて、測定データＤ１を蓄
積し、この測定データＤ１から、電圧制御型水晶発振器
１０の現在の周波数偏差Ｄ（ｎ）を算出してカーブフィ
ット自走周波数補正データ発生部１２０へ供給する定常
周波数偏差算出用演算手段４０を具備し、第１に、受信
不能信号１１stpが無い正常状態においては、上記定常
周波数偏差算出用演算手段４０からの周波数偏差Ｄ
（ｎ）データを時刻情報と共にメモリへ格納し、第２
に、受信不能信号１１stpを受けた後は、前記メモリへ
格納した周波数偏差Ｄ（ｎ）の履歴データ列と時刻情報
を基にして、履歴データ列をローパスフィルタした推移
曲線、即ちデータ列若しくはカーブフィットする近似曲
線を求め、前記推移曲線に近似して延長する推定曲線若
しくはデータ列を求め、これにより受信不能以後の自走
状態にある電圧制御型水晶発振器１０の発振周波数ｆos
cの経時変化に係る変動を推定補正するカーブフィット
自走周波数補正データ発生部１２０を具備していること
を特徴とする基準周波数発生装置がある。

【００１１】また、カーブフィット自走周波数補正デー
タ発生部１２０としては、ウェーブレット変換手段によ
るローパスフィルタ処理により、電圧制御型水晶発振器
１０の発振周波数ｆoscの経時変化に係る変動推移デー
タ列若しくは推移曲線を抽出して推定補正データを発生
することを特徴とする上述基準周波数発生装置がある。
また、ウェーブレット変換手段によるローパスフィルタ
処理としては、所定αレベル番号までウェーブレット変
換して各レベル番号の細部データＨα（β）と平滑デー
タＬα（β）に分解し、分解した一方の細部データＨα
（β）をゼロ値としてウェーブレット逆変換してデータ
復元するローパスフィルタ処理であることを特徴とする
上述基準周波数発生装置がある。また、ウェーブレット
変換手段によるローパスフィルタ処理としては、所定α
レベル番号までウェーブレット変換して各レベル番号の
細部データＨα（β）と平滑データＬα（β）に分解
し、分解した一方の細部データＨα（β）を各レベル番
号毎に平均値を求め、その平均値を使用してウェーブレ
ット逆変換してデータ復元するローパスフィルタ処理で
あることを特徴とする上述基準周波数発生装置がある。
また、ウェーブレット変換としては、定常周波数偏差算
出用演算手段４０からの周波数偏差Ｄ（ｎ）データ群の
中で、最新の所定時間の周波数偏差Ｄ（ｎ）データを使
用して行うことを特徴とする上述基準周波数発生装置が
ある。

【００１２】尚、外部からの超高精度な基準信号を受け
て基準タイミング信号ＵＴＣ１ppsAを出力する受信手段
としては、原子周波数標準器を内蔵する人工衛星の電波
による基準周波数信号を受けて出力する衛星電波受信機
１１である上述基準周波数発生装置がある。また、外部
からの超高精度な基準信号を受けて基準タイミング信号
ＮＷ１ppsAを出力する受信手段としては、通信網あるい
は放送網で配信される信号を受けて出力する同期網クロ
ック抽出装置１１ｃである上述基準周波数発生装置があ
る。

【００１３】第５に、上記課題を解決するために、本発
明の構成では、電圧制御型水晶発振器１０を備え、外部
からの超高精度な基準信号を受けて上記電圧制御型水晶
発振器１０の電圧制御入力端を制御して、外部の高精度
な基準信号に緩やかに同期追従させて高精度な基準周波
数を発生する基準周波数発生装置において、上記電圧制
御型水晶発振器１０の経時変化を曲線的変動推移と見な
し、過去のデータ列をローパスフィルタし、前記ローパ
スフィルタしたデータ列から受信不能以後のカーブフィ
ットする曲線若しくはデータ列を求めて、受信不能以後
の上記電圧制御型水晶発振器１０の経時変化を推定補正
する手段（例えばカーブフィット自走周波数補正データ
発生部１２０）であることを特徴とする基準周波数発生
装置がある。

【００１４】

【発明の実施の形態】以下に本発明の実施の形態を実施
例と共に図面を参照して詳細に説明する。

【００１５】図１は、本発明の一実施例を示す第１のブ
ロック構成図である。この場合は受信不能状態におい
て、ＶＣＸＯ１０の過去の経時変化が直線的変動と見な
し、これに近似する直線で推定補正を行う手法である。
尚、一般的に数百〜数千時間以上のエージングあるいは
運転以降においては、ＶＣＸＯの経時変化はほぼ直線的
な変動推移を示す。

【００１６】この構成は、衛星電波受信機１１と、スイ
ッチ３１、３２と、時間間隔測定部１２と、定常周波数
制御用演算手段２３と、定常周波数偏差算出用演算手段
４０と、自走周波数補正データ発生部４５と、加算器５
０と、Ｄ／Ａ変換器１４と、電圧制御型水晶発振器（Ｖ
ＣＸＯ）１０と、温度センサー２９と、周囲温度変動制
御用演算手段２８と、周波数変換器Ａ１７と、周波数変
換器Ｂ１６と、分周器Ａ２５と、分周器Ｂ２６とで成
る。尚、この構成で、衛星電波受信機１１と、時間間隔
測定部１２と、Ｄ／Ａ変換器１４と、電圧制御型水晶発
振器１０と、温度センサー２９と、周波数変換器Ａ１７
と、周波数変換器Ｂ１６と、分周器Ａ２５は従来とほぼ
同様の構成要素である。

【００１７】衛星電波受信機１１は、外部からの超高精
度な基準信号を受けて基準タイミング信号ＵＴＣ１ppsA
を出力する受信手段であり、この場合は衛星電波を受信
し、衛星電波が有する超高精度な１秒毎の基準タイミン
グ信号ＵＴＣ１ppsAを発生する。但し軍事上の故意に付
与された短期的なゆらぎは伴っている。前記の従来技術
の機能に対して、受信不能信号１１stpの出力機能を追
加している。即ち、衛星電波が受信できない状態となっ
たことを検出して、受信不能信号１１stpを出力する。

【００１８】スイッチＡは、本発明の構成要素であり、
上記衛星電波受信機１１からの受信不能信号１１stpに
より、不定状態にある基準タイミング信号ＵＴＣ１ppsA
の出力を止める。尚、上記衛星電波受信機１１が前記機
能を内蔵する場合は削除可能である。

【００１９】時間間隔測定部１２は、従来技術と同様の
構成要素であって、上記衛星電波受信機１１からの超高
精度な１秒毎の基準タイミング信号ＵＴＣ１ppsAをスイ
ッチＡを介して受け、本装置が外部へ出力する出力周波
数ｆoutを分周器Ａ２５で分周した１秒信号ＶＣＸＯ１p
psを受けて、両者の時間間隔を測定し、この測定データ
Ｄ１を１秒毎に順次連続して出力する。

【００２０】定常周波数制御用演算手段２３は、本発明
の構成要素であるが、従来技術の図５に示す周波数制御
用演算手段１３とほぼ同様である。これは、上記時間間
隔測定部１２の測定データＤ１を用いて、電圧制御型水
晶発振器１０の発振周波数を、衛星電波受信機１１が発
生する基準タイミング信号ＵＴＣ１ppsAと１秒信号ＶＣ
ＸＯ１ppsとが同一位相関係となるように電圧制御型水
晶発振器１０を帰還制御する為の周波数制御データＣ
（ｎ）を算出して出力する。但し、衛星電波受信機１１
から入力される衛星内基準タイミング信号に重畳する電
波伝搬による位相雑音や米国の軍事的な理由により故意
に印加されている雑音を除去するために、長大な時定数
のデジタルフィルタを用いて緩やかに追従させる。尚、
本演算手段は従来同様、ＣＰＵやＤＳＰ等で実現する。
この詳細については特開平０８−１４６１６６号公報に
記述されているが、以下に簡単にその動作を記す。時間
間隔測定部１２からの測定データＤ１は内部のバッファ
メモリーに順次蓄えられていき、内部の推定演算部が必
要に応じて過去の測定結果を呼出し、推定演算を行な
う。パワーオン直後や長時間に渡って衛星内基準タイミ
ングが得られなかった後は、周波数引き込み動作を短時
間で行なうために、推定演算に用いるデータ数Ｎを少な
く設定してループ応答時間を早くする。周波数引き込み
動作をある程度行なうと、時間間隔測定データの単位時
間あたりの変化量すなわち周波数誤差が小さくなってく
るのが判るので、徐々に推定演算に用いるデータ数Ｎを
増やし、ループ応答時間を遅くしていく。次に、推定演
算の結果を電圧制御型水晶発振器１０の周波数制御デー
タＣ（ｎ）に変換するため、定数Ｐを掛ける比例演算を
行なう。パワーオン直後や長時間に渡って衛星内基準タ
イミングが得られなかった後は、周波数引き込み動作を
短時間で行なうために、定数Ｐを大きく設定する。周波
数引き込み動作をある程度行なうと、時間間隔測定デー
タの単位時間あたりの変化量すなわち周波数誤差が小さ
くなってくるのが判るので徐々に定数Ｐを減らしてい
く。推定演算の結果を電圧制御型水晶発振器１０の周波
数制御データＣ（ｎ）に変換するため、定数Ｉを掛けて
積分演算を行なう。パワーオン直後や長時間に渡って衛
星内基準タイミングが得られなかった後は、周波数引き
込み動作を短時間で行なうために、定数を大きく設定す
る。周波数引き込み動作をある程度行なうと、時間間隔
測定データの単位時間あたりの変化量すなわち周波数誤
差が小さくなってくるのが判るので、徐々に定数Ｉを減
らしていく。推定演算は、衛星電波受信機１１が発生す
る衛星内基準タイミングが１秒信号である場合、時間間
隔測定部１２が１秒間隔で測定を行うことから、１秒間
隔あるいはその整数倍の時間毎に結果を算出し、長大な
制御ループ時定数を持ちながらも、電圧制御型水晶発振
器１０が自走しないように、結合を強くする。いわゆる
ＰＬＬ制御的な帰還制御が行われる。尚、衛星電波を受
信できなくなり、受信不能信号１１stpのときは受信不
能直前の周波数制御データＣ（ｎ）を保持して出力す
る。

【００２１】加算器５０は、従来技術と同様の構成要素
であって、上記定常周波数制御用演算手段２３で算出さ
れた周波数制御データＣ（ｎ）と、後述する自走周波数
補正データ発生部４５からの自走補正データＣ（ｈ）
と、後述する周囲温度変動制御用演算手段２８からの温
度補正データＤ４とを加算した結果の設定データＤ５を
Ｄ／Ａ変換器１４へ供給する。但し、衛星電波が正常受
信状態、即ち受信不能信号１１stpがない場合、自走補
正データＣ（ｈ）はゼロである。逆に受信不能信号１１
stpがある場合、自走補正データＣ（ｈ）が加算され
る。

【００２２】Ｄ／Ａ変換器１４は、従来技術と同様の構
成要素であって、上記加算器５０からの設定データＤ５
を受けて、対応するアナログ直流電圧Ｖ６に変換してＶ
ＣＸＯ１０の電圧制御入力端へ供給する。

【００２３】電圧制御型水晶発振器（ＶＣＸＯ）１０
は、従来技術と同様の構成要素であって、上記アナログ
直流電圧Ｖ６を受けて、この電圧に対応する発振周波数
ｆoscを微小に可変して発振する高安定な電圧制御型の
水晶発振器である。

【００２４】温度センサー２９と周囲温度変動制御用演
算手段２８は、従来技術と同様である。但し、周囲温度
変動制御用演算手段２８は、図５の従来構成における周
波数制御用演算手段１３内に備えていた温度制御に係る
演算部分である。温度センサー２９は電圧制御型水晶発
振器１０の適切な部位に配置されて周囲温度を検出す
る。周囲温度変動制御用演算手段２８は、前記温度セン
サー２９からの信号を受けて、電圧制御型水晶発振器１
０の発振周波数ｆoscが周囲温度変化に伴って生じる周
波数ずれを高精度に補正する為の温度補正データＤ４を
求めて加算器５０へ供給する。

【００２５】周波数変換器Ａ１７は、従来技術と同様の
構成要素であって、上記電圧制御型水晶発振器１０から
の発振周波数ｆoscを受けて、デジタルデータの設定を
受けて所望の出力周波数ｆｏｕｔに変換して出力するも
のであり、例えば周波数シンセサイザや分周器がある。

【００２６】周波数変換器Ｂ１６は、従来技術と同様の
構成要素であって、上記周波数変換器Ａ１７からの出力
周波数ｆｏｕｔを受けて、時間間隔測定部１２で使用す
る計数クロックＣＬＯＣＫ、例えば数十ＭＨｚのクロッ
クを出力する。これは例えば周波数シンセサイザにより
実現できる。尚、所望により、この周波数変換器Ｂ１６
を削除して、上記周波数変換器Ａ１７からの出力周波数
ｆｏｕｔを直接時間間隔測定部１２へ供給する構成とし
ても良い。

【００２７】分周器Ａ２５は、従来技術と同様の構成要
素であって、出力周波数ｆｏｕｔを１秒単位のクロック
に分周したＶＣＸＯ１ｐｐｓとして、時間間隔測定部１
２に供給する。

【００２８】分周器Ｂ２６は、基準タイミング信号ＵＴ
Ｃ１ppsAに同期した１秒単位のクロックを出力するもの
であり、新規の構成要素であって、出力周波数ｆｏｕｔ
を１秒単位のクロックに分周するが、衛星電波受信機１
１が電波を受信しているときは分周器Ｂの出力ＵＴＣ１
ｐｐｓＢはＵＴＣ１ppsAと同位相で出力するために、そ
の分周過程で、衛星電波受信機１１から出力される１秒
の基準タイミング信号ＵＴＣ１ppsAによって同期リセッ
トする。また、衛生電波受信機が衛星電波を受信できな
くなったら、ＵＴＣ１ppsAがスイッチＡによって停止す
るために、電波が受信しているときの最終位相でＵＴＣ
１ｐｐｓＢを出力する。尚、この構成要素は、必須では
ないので所望により削除した構成としても良い。

【００２９】定常周波数偏差算出用演算手段４０は、本
発明の重要な構成要素である。これは、衛星電波受信機
１１が衛星電波を受信できない場合に備えて、時間間隔
測定部１２からの１秒毎の測定データＤ１を受け、この
データを蓄積し、蓄積した測定データＤ１の変動から、
電圧制御型水晶発振器１０の現在の周波数偏差Ｄ（ｎ）
を算出して自走周波数補正データ発生部４５へ供給す
る。この場合、電波伝搬による位相雑音や米国の軍事的
な理由により故意に印加されている重畳雑音を除去する
ために、多数の連続した過去の測定データＤ１を用いて
以下に説明する移動平均処理等の統計演算処理を行う。
尚、この周波数偏差Ｄ（ｎ）の算出は、測定データＤ１
を受けた都度算出するが、所望により、衛星電波受信機
１１が出力する受信不能信号１１stpを受けた時点で、
格納されている過去の測定データＤ１群を用いて、自走
周波数補正データ発生部４５が必要とする周波数偏差Ｄ
（ｎ）を算出して出力するようにしても良い。

【００３０】上記定常周波数偏差算出用演算手段４０が
出力する周波数偏差Ｄ（ｎ）の具体的な算出例を以下に
説明する。ここで図２（ａ）に示すように、時刻ｔ
（１）における時間間隔測定部１２が出力する測定デー
タＤ１をｐ（１）とし、以後順次１秒毎に、時刻ｔ
（２）における測定データＤ１をｐ（２）とし、時刻ｔ
（ｎ）における測定データＤ１をｐ（ｎ）と仮定する。
ここでｎはある測定時点を示す１秒単位の変数である。
第１に、連続する複数Ｍ個の測定データＤ１を用いて、
この平均値ｑ（ｎ）を順次求め、時刻情報と共にメモリ
へ格納していく。これは、時間間隔測定部１２の時間分
解能を上げ、及び測定精度を向上し、ばらつきを低減す
る処理である。即ち、平均値ｑ（ｎ）の算出は、図２
（ａ）に示すように、連続する複数サンプル数Ｍ、例え
ばＭ＝２０個の測定データＤ１の平均値を所定更新間隔
Ｓ、例えばＳ＝１０秒間隔毎に求める。具体的に説明す
ると、初回の平均値の算出は、上記ｐ（１）〜ｐ（２
０）までの連続する複数Ｍ＝２０個を加算した値を平均
値ｑ（１）として算出し、この測定データに対応する時
刻ｔ（１）情報と共にメモリへ格納する。次のＳ＝１０
秒後には、ｐ（１＋１０）〜ｐ（２０＋１０）から算出
した平均値ｑ（２）とこれに対応する時刻ｔ（２）を格
納する。次の２×Ｓ＝２０秒後には、ｐ（１＋（２×１
０））〜ｐ（２０＋（２×１０））から算出した平均値
ｑ（３）とこれに対応する時刻ｔ（３）を格納する。以
後同様にして順次格納していくと図２（ｂ）に示すよう
に平均値ｑ（ｎ）のプロットが得られる。更に上記平均
値ｑ（ｎ）の多数のデータ群をプロットした包絡線を図
２（ｃ）に示す。この図において、ゆらぎ量Ｗ３は、主
に、上述した電波伝搬による位相雑音や、故意に印加さ
れている重畳雑音に伴うゆらぎ成分である。一方、目的
とするＶＣＸＯ１０の経時変化に係る変動成分は小さい
為に、上記大きなゆらぎ量Ｗ３の変化影響を受けて的確
に見出すことができない。そこで次ステップの処理を行
う。尚、平均化する個数Ｍの個数を多くすることで図２
（ｃ）に示すゆらぎ量Ｗ３は低減される。

【００３１】第２に、上記多数の平均値ｑ（ｎ）の経時
データを受けて、ＶＣＸＯ１０に係る単位時間当たりの
変化、即ち周波数偏差Ｄ（ｎ）を算出する。ＶＣＸＯ１
０の経時変化に係る変動成分は長時間になるほどに変化
量の値が大きくなる点に着目して、例えば時間間隔Ｔと
して、Ｔ＝２４時間の長い時間間隔値を用いて周波数偏
差Ｄ（ｎ）を見出す。先ず、図３に示すように、時間間
隔Ｔの長時間離れた平均値ｑ（ｎ）データ間の変化量Δ
ｑ（ｎ）は、十分大きな変化量が得られる。その結果、
ゆらぎ量Ｗ１、Ｗ２成分は実用上無視できる。周波数偏
差Ｄ（ｎ）は単位時間あたりの変化量、即ち傾きである
から、Ｄ（ｎ）＝｛ｑ（ｉ）−ｑ（ｊ）｝／Ｔの式とな
り、これから算出される。これを所定更新間隔Ｓ＝１０
秒毎に算出してメモリへ順次格納していく。具体的に説
明すると、初回の周波数偏差Ｄ（１）では、Ｄ（１）＝
｛ｑ（ｉ）−ｑ（ｊ）｝／Ｔとして算出し、次の周波数
偏差Ｄ（２）＝｛ｑ（ｉ＋１）−ｑ（ｊ＋１）｝／Ｔと
して求める。ここで、ｑ（ｉ）は２４時間前にメモリに
格納されている平均値ｑ（ｎ）データであり、ｑ（ｊ）
は現時点の平均値ｑ（ｎ）データとする。上記で求めた
周波数偏差Ｄ（ｎ）は１０秒間隔毎に自走周波数補正デ
ータ発生部４５へ供給する。尚、Ｔ＝２４時間前の平均
値ｑ（ｎ）が未だ蓄積されていない場合には周波数偏差
Ｄ（ｎ）＝０の値を出力する。

【００３２】自走周波数補正データ発生部４５は、本発
明の重要な構成要素である。これは、第１に、衛星電波
が正常に受信できている状態においては、定常周波数偏
差算出用演算手段４０が算出した周波数偏差Ｄ（ｎ）を
その時刻情報と一緒にメモリへ格納している。第２に、
衛星電波受信機１１から受信不能信号１１stpを受けた
以後においては、格納されている周波数偏差Ｄ（ｎ）デ
ータの履歴、及び受信不能信号１１stp発生直前の周波
数偏差Ｄ（ｎ）を基にして、所定の補正間隔時間Ｔh、
例えばＴh＝６０秒毎に自走補正データＣ（ｈ）を算出
してスイッチ３２を介して加算器５０へ出力する。この
自走補正データＣ（ｈ）の具体的な算出手段を以下に説
明する。

【００３３】自走補正データＣ（ｈ）は、ＶＣＸＯ１０
の発振周波数ｆosc自身あるいは周辺回路を含んで生じ
るＶＣＸＯ１０の発振周波数ｆoscに係る直線的な経時
変化１０２を補正する補正データであり、この値をＤ／
Ａ変換器１４へ与えるデータに加算付与して補正させる
ものである。ここで、ＶＣＸＯ１０の発振周波数ｆosc
の周囲温度変化が一定とした場合の経時変動を一般的な
関数式で表すと、ｙ（ｘ）＝ｒ（ｘ）＋Ｇ・ｘ＋ｙ０と
表現できる。この経時変動の関数式で、ｘは自走開始時
点をゼロ値とした経時変数である。ｒ（ｘ）項は水晶発
振器自体及び周辺回路に起因するホワイトノイズ的なラ
ンダムな交流的ゆらぎ成分であり、これは補正不可であ
り、その値も僅かであると見なし、ｒ（ｘ）＝０とお
く。Ｇ項は本発明で補正実施する経時変化量の傾き係数
であり直線的に推移する一次関数の項とする。ｙ０項
は、一定のオフセット値であり、自走開始直前における
衛星電波受信機１１の基準タイミングに完全一致した理
想の発振周波数ｆoscからのずれ量（オフセット）に相
当し、自走開始直前における周波数偏差Ｄ（ｎ）の値に
ある係数を乗じた値であるが、通常の正常な追従制御状
態においては、ほぼゼロ値に近いのでｙ０≒０とおくこ
とができる。上記経時変動の関数式を用いると、自走補
正データＣ（ｈ）は、Ｃ（ｈ）＝Ｋ・Ｇ・ｘと表現でき
る。この式でＫは、自走補正データＣ（ｈ）を実際のＤ
／Ａ変換器１４の設定レジスタに与えるデータに対応さ
せる為の感度係数であり、ＶＣＸＯ１０の制御電圧に対
する発振周波数の変化量や、Ｄ／Ａ変換器１４が出力す
る電圧分解能等で変わる。この感度係数Ｋは装置毎に異
なる為、予め装置毎に求めておく。

【００３４】上記自走補正データＣ（ｈ）による改善効
果を図４を示して説明する。縦軸はＤ／Ａ設定値であ
り、横軸は経時軸である。傾きを有する直線的な経時変
化１０２はＶＣＸＯ１０の経時変化に伴う補正を必要と
するＤ／Ａ設定値の推移とする。第１に、図４の時間軸
の最初からＡ点までの区間は、正常受信期間であり、定
常周波数制御用演算手段２３により帰還制御された制御
データＣ（ｎ）値が与えられる結果、ＶＣＸＯ１０の経
時変化は補正されて経時変化１０２の推移線上に一致さ
れ、本来の高精度な発振周波数ｆoscの確度が維持確保
されている。第２に、図４Ａから図４Ｂまでの区間は、
受信不能期間であり、本発明の上述した自走補正データ
Ｃ（ｈ）が加算される結果、経時変化１０２の推移線上
にほぼ沿って補正が行われる。実際には図４Ｂ時点に示
すように、わずかな補正誤差１０３が生じる場合がある
が、実用的には十分安定した優れた発振周波数ｆoscの
確度を維持している。尚、このわずかな補正誤差１０３
は、受信不能期間の長さにもよるが、従来補正なし比較
で１／１０〜１／数十に大幅に低減される大きな利点が
得られる。この結果、実用的には数時間以上に渡って実
用精度で運用できる利点が得られる。第３に、図４Ｂ時
点以降の区間は、Ａ区間からＢ区間までにＶＣＸＯ１０
の経時変化分１０４が上記自走補正データＣ（ｈ）で補
正された結果、経時変化１０２の推移とはわずかな補正
誤差１０３のみの差分である。従って、このわずかな差
分状態からは短時間に帰還収束して本来の高確度状態の
発振周波数ｆoscに戻る。このわずかな補正誤差１０３
に伴う収束する時間は、受信不能期間にもよるが、従来
補正なし比較で１／１０〜１／数十に大幅に低減される
大きな利点も得られる。この点でも本発明の効果が得ら
れている。

【００３５】スイッチ３２は、本発明の構成要素であっ
て、衛星電波受信機１１で衛星電波を受信しているとき
はオフ状態となり、加算器５０へはゼロ値を出力する。
衛星電波受信機１１からの受信不能信号がある場合は、
スイッチ３２はオンし、自走補正データＣ（ｈ）を加算
器５０へ供給する。尚、自走周波数補正データ発生部４
５が前記機能を有する場合は削除可能である。

【００３６】上述発明の構成によれば、衛星電波を利用
して、優れた周波数安定度を実現していた基準周波数発
生装置が、衛星電波を受信できない状態以降において、
水晶発振器の自走発振周波数の経時変化に伴う発振周波
数の変動を補正可能とする手段を具備したことにより、
これまで以上に長い時間、安定な発振周波数を出力可能
となるので、優れた周波数安定度を長い時間に渡って維
持できるという効果が得られる。

【００３７】尚、本発明の実現手段は、上述実施の形態
に限るものではない。例えば、図１の場合は衛星電波受
信機１１により衛星電波を基準時刻信号として使用する
構成例であったが、これに限らず、短期的な位相変動を
多分に含みながらも長期的には安定している信号源を基
準時刻信号として使用しても良い。具体的には、図７に
示す構成例に示すように、図１に示す衛星電波受信機１
１を同期網クロック抽出装置１１ｃに置換えて、通信網
や放送網で採られている従属同期網で配信されている周
波数を基準信号として用いる構成例がある。この通信網
や放送網の場合は特に、配信元において原子周波数標準
器で短期、中期、長期ともに安定した周波数を発生して
いるにもかかわらず、長距離の伝送ケーブルやマイクロ
波中継回線を複数回中継して配信されてくると、その経
路（パス）によって短期的位相変動が重畳されたりする
結果、配信先では配信元の周波数を正確に再現できない
という難点があった。また、従属同期網における基準周
波数の配信は情報データと同じ回線を利用することか
ら、ＡＭＩ符号等の非連続的なＰＣＭ信号としてスクラ
ンブル配信され、そこから連続した周波数源を抽出して
得るために、ＰＬＬや共振回路などによる抽出回路を用
いる必要がある。しかしながら、この抽出回路によって
も短期的な位相変動が多分に重畳されやすいという難点
があり、また一時的に受信不能となる場合があった。そ
こで、図７に示すように、従属同期網で配信されたＰＣ
Ｍ信号の形態をとる基準信号からクロック抽出回路で連
続した基準信号を再生し、それを分周器で１秒の基準タ
イミング信号ＮＷ１ppsAに分周して時間間隔測定部１２
の基準信号として供給する受信手段を備える構成とする
ことで、上述同様に長い時間、安定な発振周波数を出力
可能となる。尚、入力されるＰＣＭ信号の断を検出する
と、上述同様の受信不能信号１１stpを出力する。上述
本発明の構成によれば、従属同期網で配信される信号を
受けて、優れた周波数精度の基準信号を発生でき、なお
かつ、何らかの事情で従属同期網の回線からの基準信号
が停止した場合でも、長時間十分安定な周波数あるいは
タイミングを発生供給し続けることができる利点が得ら
れる。

【００３８】また、上述説明した発明手段においては、
図３に示す時間間隔Ｔ＝２４時間における変化量Δｑ
（ｎ）は、十分大きな変化量であるから、ゆらぎ量Ｗ
１、Ｗ２成分を実用上無視するとした場合で説明してい
たが、所望により、ゆらぎ量Ｗ１、Ｗ２成分を一層除去
する処理を追加しても良い。即ち、第１に、２４時間前
の平均値ｑ（ｉ）のゆらぎＷ１変動を低減除去する為
に、ｑ（ｉ）時点Ａ以前の所定時間区間、例えば１時間
区間データである平均値ｑ（ｉ）〜ｑ（ｉ−３６０）の
３６０点のデータを更に加算平均処理をした値をｑ（ｉ
ｉ）として求め、第２に、受信不能時点のゆらぎ量Ｗ２
変動を低減除去する為に、ｑ（ｊ）時点Ｂ以前の所定の
１時間区間データである平均値ｑ（ｊ）〜ｑ（ｊ−３６
０）の３６０点のデータを更に加算平均処理をした値を
ｑ（ｊｊ）として求め、この値から受信不能時点の周波
数偏差をＤ（ｎ）＝｛ｑ（ｉｉ）−ｑ（ｊｊ）｝／Ｔと
して算出するようにしても良い。この場合は、ゆらぎ量
Ｗ１、Ｗ２が殆ど除去される結果、時間間隔Ｔ＝２４時
間を例えば５時間程度の比較的短い時間間隔としても周
波数偏差の補正が良好に補正可能となる利点が得られ
る。

【００３９】図８は、本発明の一実施例を示す第２のブ
ロック構成図である。この場合は受信不能状態におい
て、ＶＣＸＯ１０の過去の経時変化を曲線的変動と見な
し、これに近似する過去のカーブフィット曲線で、受信
不能以後の推定補正を行う手法である。これにより、上
述と同等以上の長時間、高精度な基準信号の発生を維持
可能にする。

【００４０】この構成は、上述図１の構成要素に対し
て、カーブフィット自走周波数補正データ発生部１２０
が異なり、他は同様である。

【００４１】カーブフィット自走周波数補正データ発生
部１２０は、上述した自走周波数補正データ発生部４５
による直線的な推定補正手法に対して、例えばウェーブ
レット変換を用いた多重解像度解析手法を用い、定常周
波数偏差算出用演算手段４０が算出した周波数偏差Ｄ
（ｎ）を受けて内部メモリへ格納しておいた過去の膨大
な周波数偏差Ｄ（ｎ）のデータ群を用い、このデータ群
の変動推移において、不要な高域雑音成分を取り除き、
比較的緩やかにカーブフィットする近似曲線を求め、受
信不能以後の推定補正する補正データを生成した自走補
正データＣ（ｈ）をスイッチ３２を介して加算器５０へ
順次供給するものである。

【００４２】先ず、ウェーブレット変換、特にＨａａｒ
ウェーブレット変換を用いて不要な高域雑音成分を取り
除く、いわゆるローパスフィルタ機能について簡単に説
明する。尚、Ｈａａｒウェーブレット変換手法自体は周
知の技術であり、また、ウェーブレット変換は分解方向
への演算、及び復元方向への可逆演算性を有しているこ
とが知られている。

【００４３】図９にＨａａｒの基底関数によるウェーブ
レット変換の分解方向の演算過程の例を示す。この図で
は説明を容易とする為に、入力データ列をａ1〜ａ8の８
サンプル数とした例であり、このとき３レベル（階層）
に分解できる。分解した一方のＬα（β）を平滑データ
（Smooth Data）とし、他方のＨα（β）を細部データ
（Detail Data）とする。ここでαは多重解像度解析レ
ベル（レベル番号）とし、βは入力データ列の時系列番
号とする。入力データ列ａ1，ａ2によるレベル１（α＝
１）の細部データＨ1（１）側の演算は、Ｈ1（１）＝
（ａ1−ａ2）／２による。これは連続する２データ間に
おける変化値であり高域周波数成分の意味合いをもつ。
レベル１（α＝１）の平滑データＬ1（１）側の演算
は、Ｌ1（１）＝（ａ1＋ａ2）／２による。これは連続
する２データ間における平均値であり低周波成分の意味
合いをもつ。同様にして入力データ列ａ3〜ａ8を受け
て、レベル１の分解演算が行われ、細部データＨ1
（β）と平滑データＬ1（β）が各々得られる。この第
１段階の平滑データＬ1（β）はローパスフィルタ（Ｌ
ＰＦ）効果を有した時系列データとして得られる。

【００４４】次に、レベル２（α＝２）では上記レベル
１で得られた平滑データＬ1（β）側を受けて、上述同
様にして、細部データＨ2（β）と平滑データＬ2（β）
の算出を行う。

【００４５】最後に、レベル３（α＝３）では上記レベ
ル２で得られた平滑データＬ2（β）側を受けて、上述
同様にして、細部データＨ3（β）と平滑データＬ3
（β）の演算を行う。尚、この最後の平滑データＬ3
（１）は、入力データ列データａ1〜ａ8全ての平均値で
もあるからして、所望により、この平均値データを、図
１における直線で推定補正を行う自走補正データＣ
（ｈ）として用いても良い。

【００４６】ところでウェーブレット変換では、分解方
向の逆、即ちウェーブレット逆変換ができるという、可
逆性を有している。次に、上記図９で分解した平滑デー
タと細部データから、図１０に示す逆順のレベル３、レ
ベル２、レベル１方向へ逆演算を施す様子を示す。この
演算により、元の入力データ列ａ1〜ａ8と同じ復元出力
データ列が得られる。このウェーブレット逆変換が可能
な特徴を利用して、所望のローパスフィルタを実現す
る。即ち、図１０での逆演算するときに、所望のレベル
番号までの細部データをゼロ、又は平均値として、ウェ
ーブレット逆変換の演算を施すことでローパスフィルタ
が実現できる。つまり、どのレベル番号までの細部デー
タをゼロ、又は平均値とするかによって、所望特性のロ
ーパスフィルタが実現できる。ここで平均値とは、当該
レベル番号の細部データを加算平均した値である。

【００４７】例えば、図１０に示すレベル２の細部デー
タＨ2（β）とレベル１の細部データＨ1（β）をゼロ値
として復元演算を行うことにより、高域周波数成分が除
去され、ローパスフィルタ処理された時系列データとし
て得られることになる。このレベル番号を深くするほど
に、より低域周波数成分迄のローパスフィルタ特性が強
くなる。

【００４８】上述では、入力データ列を８サンプル数の
例であったが、実際のＨａａｒウェーブレット変換に使
用するデータ数はメモリ容量の制限にも依存するが、例
えば２１６＝６５５３６ワードの入力データ列を使用す
る。この場合、べき数１６、即ちレベルα＝１６の多重
解像度解析レベルとなる。

【００４９】上述したウェーブレット変換を踏まえて、
カーブフィット自走周波数補正データ発生部１２０の動
作を以下に説明する。

【００５０】第１に、図１１の経時軸上において、Ａ点
〜Ｂ点までの区間は数十時間に及ぶ正常受信期間であ
る。この長期間において、定常周波数偏差算出用演算手
段４０から順次出力される周波数偏差Ｄ（ｎ）を内部メ
モリへ格納しておく。所望により、所定複数ワードを加
算平均した平均値データとして格納しても良い。図１１
Ｄは長期間に及ぶ過去の推移をプロットした様子であ
り、ＶＣＸＯ１０に係る経時変化が、短期的変動を含み
ながらも、徐々に曲線的に推移していく例である。この
図１１Ｄにおいて、短期的に上下に変動している要素
は、電波伝搬による位相雑音や米国の軍事的な理由によ
り故意に印加されている重畳雑音、その他であり、これ
を取り除く必要がある。

【００５１】第２に、図１１のＢ点〜Ｃ点までの区間
は、受信不能期間とし、この期間において、推定補正を
行うカーブフィットする過去のデータ列９１（図１１
Ｈ）を求め、この過去のデータ列９１を延長し、連続的
にカーブフィットする推定補正曲線９２（図１１Ｊ）を
求め、この推定補正曲線９２に基づく自走補正データＣ
（ｈ）を、所定時間単位に順次加算器５０へ供給する。
この結果、図１１Ｍの斜線部分が推定補正される。この
為には、正常受信期間に得た図１１Ｄの格納データを基
にして、所定レベル番号までのウェーブレット変換を行
う。ここで、１０秒毎のデータを受ける場合と仮定し、
Ａ点〜Ｂ点までの過去４８時間の１７２８０点が内部メ
モリに格納されているものとする。この場合、ウェーブ
レット変換に使用するデータ数は、べき数１４の１６３
８４ワードとなるから、受信不能直前から以前にある最
新の１６３８４ワード（例えば図１１Ｋ区間）のデータ
を使用する。

【００５２】先ず、図１１Ｆは、例えばレベル番号２迄
フィルタ処理した結果のデータ列のプロットであり、図
１１Ｇは、例えばレベル番号４迄フィルタ処理した結果
のデータ列のプロットであり、図１１Ｈは、例えばレベ
ル番号６迄フィルタ処理した結果のデータ列のプロット
である。この図では図１１Ｈのプロットが短期的変動が
除去された望ましい曲線であることが判り、このフィル
タしたデータ列９１を基準として用いる。又は、このデ
ータ列９１の代わりに近似するカーブフィット曲線を求
めて基準としても良い。

【００５３】次に、前記フィルタしたデータ列９１、あ
るいは近似するカーブフィット曲線９１から順次加算器
５０へ供給する自走補正データＣ（ｈ）の生成は、３つ
の補正形態がある。第１の補正形態は、上記フィルタし
たデータ列９１を、そのまま推定補正データ列を推定補
正データ列９２として適用する手法であり、このフィル
タしたデータ列９１をそのまま自走補正データＣ（ｈ）
として順次加算器５０へ供給する。尚、図１１Ｂ時点の
当初において出力する自走補正データＣ（ｈ）は、定常
周波数制御用演算手段２３が受信不能直前の周波数制御
データＣ（ｎ）を保持して出力するから、ゼロ値を初期
値となるようにオフセット処理することは言うまでもな
い。第２の補正形態は、上記フィルタしたデータ列９１
から、これにフィットする延長線上の推定補正データ列
９２を算出したものを適用する手法である。第３の補正
形態は、上記で得たカーブフィット曲線９１から、この
カーブフィット曲線９１を延長したものを推定補正デー
タ列９２として適用する手法である。

【００５４】尚、ＶＣＸＯ１０に係る経時変化の変動推
移は、図１１の変動推移とは限らず、装置個々に異なる
特性を示す。図１２に他の過去のデータ列の曲線の例を
示す。曲線２０１は収束傾向に推移する例であり、図１
１に相当し、曲線２０２はほぼ直線的に推移する例であ
り、曲線２０３は発散傾向に推移する例であり、曲線２
０４は周期的な変動傾向に推移する例である。これら何
れに対しても上述３つの補正形態で推定補正することが
可能である。図１２Ｍの各斜線部分は、各々推定補正さ
れる補正量を示している。

【００５５】尚、上述ウェーブレット変換ではＨａａｒ
のウェーブレット変換でローパスフィルタを実現する具
体例を示して説明していたが、所望により、入力データ
列を受けて所望のローパスフィルタ特性に変換したデー
タ列を出力可能な、他のウェーブレット変換やＦＦＴ処
理等を用いて実施しても良い。また、定常周波数偏差算
出用演算手段４０から受けた周波数偏差Ｄ（ｎ）データ
群の中で、最新の所定時間、例えば５〜１０時間程度の
最新の周波数偏差Ｄ（ｎ）データを使用してウェーブレ
ット変換するようにしても良い。

【００５６】上述発明の構成によれば、衛星電波を利用
して、優れた周波数安定度を実現していた基準周波数発
生装置が、衛星電波を受信できない状態以降において、
水晶発振器の自走発振周波数の経時変化に伴う発振周波
数の変動を、補正可能とする手段を具備したことによ
り、ＶＣＸＯ１０に係る経時変化が非直線的に推移する
場合においても、優れた周波数安定度を長い時間に渡っ
て維持できるという利点が得られる。尚、本発明の実現
手段は、上述曲線で推定補正する図８の構成に限るもの
ではなく、上述したように、通信網や放送網で採られて
いる従属同期網で配信されている周波数を基準信号とし
て用いる構成に対しても適用可能である。

【００５７】

【発明の効果】本発明は、上述の説明内容から、下記に
記載される効果を奏する。上述実施形態に説明したよう
に本発明は、衛星電波あるいは従属同期網等のように短
期的な位相変動を多分に含みながらも長期的には安定し
ている信号源を基準時刻信号として使用して、優れた周
波数安定度を実現していた基準周波数発生装置が、基準
時刻信号を受信できない状態以降において、水晶発振器
の自走発振周波数の経時変化に伴う発振周波数の変動を
補正可能とする手段を具備したことにより、これまで以
上に長い時間、安定な発振周波数を出力可能となるの
で、優れた周波数安定度を長い時間に渡って維持できる
という大きな利点が得られる。従って本発明の技術的効
果は大であり、産業上の経済効果も大である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の、基準周波数発生装置の構成例であ
る。

【図２】本発明の、平均値の算出を説明する図及び、平
均値のゆらぎを説明する図である。

【図３】本発明の、周波数偏差の算出を説明する図であ
る。

【図４】本発明の、自走補正データの算出を説明する図
である。

【図５】従来の、基準周波数発生装置の構成例である。

【図６】従来の、受信不能に伴う発振周波数の変動推移
を説明する図である。

【図７】本発明の、他の基準周波数発生装置の構成例で
ある。

【図８】本発明の、他の基準周波数発生装置の構成例で
ある。

【図９】本発明の、ウェーブレット変換による分解演算
過程の説明図である。

【図１０】本発明の、ウェーブレット逆変換による復元
演算過程の説明図である。

【図１１】図８の構成により、過去の変動推移のプロッ
トから、推定補正する近似曲線を求める説明図である。

【図１２】ＶＣＸＯに係る経時変化の変動推移例であ
る。

【符号の説明】

１０電圧制御型水晶発振器（ＶＣＸＯ）１１衛星電波受信機１１ｃ同期網クロック抽出装置１２時間間隔測定部１３周波数制御用演算手段１４Ｄ／Ａ変換器１５分周器１６周波数変換器Ｂ１７周波数変換器Ａ２３定常周波数制御用演算手段２５分周器Ａ２６分周器Ｂ２８周囲温度変動制御用演算手段２９温度センサー３１，３２スイッチ４０定常周波数偏差算出用演算手段４５自走周波数補正データ発生部５０加算器１２０カーブフィット自走周波数補正データ発生部

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【手続補正書】

【提出日】平成１１年２月１７日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００１８

【補正方法】変更

【補正内容】

【００１８】スイッチ３１は、本発明の構成要素であ
り、上記衛星電波受信機１１からの受信不能信号１１st
pにより、不定状態にある基準タイミング信号ＵＴＣ１p
psAの出力を止める。尚、上記衛星電波受信機１１が前
記機能を内蔵する場合は削除可能である。

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００１９

【補正方法】変更

【補正内容】

【００１９】時間間隔測定部１２は、従来技術と同様の
構成要素であって、上記衛星電波受信機１１からの超高
精度な１秒毎の基準タイミング信号ＵＴＣ１ppsAをスイ
ッチ３１を介して受け、本装置が外部へ出力する出力周
波数ｆoutを分周器Ａ２５で分周した１秒信号ＶＣＸＯ
１ppsを受けて、両者の時間間隔を測定し、この測定デ
ータＤ１を１秒毎に順次連続して出力する。

【手続補正３】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００２８

【補正方法】変更

【補正内容】

【００２８】分周器Ｂ２６は、基準タイミング信号ＵＴ
Ｃ１ppsAに同期した１秒単位のクロックを出力するもの
であり、新規の構成要素であって、出力周波数ｆｏｕｔ
を１秒単位のクロックに分周するが、衛星電波受信機１
１が電波を受信しているときは分周器Ｂの出力ＵＴＣ１
ｐｐｓＢはＵＴＣ１ppsAと同位相で出力するために、そ
の分周過程で、衛星電波受信機１１から出力される１秒
の基準タイミング信号ＵＴＣ１ppsAによって同期リセッ
トする。また、衛星電波受信機が衛星電波を受信できな
くなったら、ＵＴＣ１ppsAがスイッチ３１によって停止
するために、電波が受信しているときの最終位相でＵＴ
Ｃ１ｐｐｓＢを出力する。尚、この構成要素は、必須で
はないので所望により削除した構成としても良い。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電圧制御型水晶発振器を備え、外部から
の基準信号を受けて該電圧制御型水晶発振器の電圧制御
入力端を制御して、外部の高精度な基準信号に同期追従
させて高精度な基準周波数を発生する基準周波数発生装
置において、正常受信状態において、外部の基準信号と、内部の電圧
制御型水晶発振器とを同期比較した位相差データを蓄積
しておき、受信不能状態において、蓄積した該位相差デ
ータから電圧制御型水晶発振器の発振周波数の経時変化
に係る推移量を特定し、この推移量から自走状態にある
電圧制御型水晶発振器の発振周波数の経時変化に係る変
動を補正して、受信不能状態においても高精度な基準周
波数の発生を長時間維持することを特徴とする基準周波
数発生装置。
【請求項２】電圧制御型水晶発振器を備え、外部から
の基準信号を受けて１秒毎の基準タイミング信号を出力
する受信手段を備え、該電圧制御型水晶発振器の出力周
波数を受けて同期比較用の１秒信号を出力する分周手段
を備え、該１秒の基準タイミング信号と、該比較用の１
秒信号との時間間隔を測定する時間間隔測定部を備え、
該時間間隔測定部の位相差から該電圧制御型水晶発振器
の発振周波数を同期させる定常周波数制御用演算手段を
備え、該定常周波数制御用演算手段で該電圧制御型水晶
発振器の電圧制御入力端を制御して、外部の高精度な基
準信号に緩やかに同期追従する基準周波数発生装置にお
いて、該受信手段に、外部からの基準信号の受信不能を検出し
て出力する手段を備える受信手段と、該時間間隔測定部からの１秒毎の測定データを受けて、
該測定データを蓄積し、この測定データから、電圧制御
型水晶発振器の現在の周波数偏差を算出して自走周波数
補正データ発生部へ供給する定常周波数偏差算出用演算
手段と、第１に、受信不能信号が無い正常状態においては、上記
定常周波数偏差算出用演算手段からの周波数偏差データ
を時刻情報と共にメモリへ格納し、第２に、受信不能信
号を受けた後は、前記メモリへ格納した周波数偏差の履
歴データと時刻情報を基にして電圧制御型水晶発振器が
有する発振周波数の経時変化の推移量を所定の補正間隔
時間毎に推定演算し、この推定演算により算出した自走
補正データを受信不能時点の定常周波数制御用演算手段
が出力する周波数制御データに加算付与して、自走状態
にある電圧制御型水晶発振器の発振周波数の経時変化に
係る変動を補正する自走周波数補正データ発生部と、以上を具備していることを特徴とする基準周波数発生装
置。
【請求項３】電圧制御型水晶発振器を備え、外部から
の基準信号を受けて該電圧制御型水晶発振器の電圧制御
入力端を制御して、外部の高精度な基準信号に同期追従
させて基準周波数を発生する基準周波数発生装置におい
て、正常受信状態において、外部の高精度な基準信号と、内
部の電圧制御型水晶発振器とを同期比較した位相差デー
タを蓄積しておき、受信不能状態において、蓄積した該
位相差データから電圧制御型水晶発振器の発振周波数の
経時変化に係る曲線の推移を特定し、この推移曲線から
カーブフィットする推定補正曲線を求め、この推定補正
曲線から自走状態にある電圧制御型水晶発振器の発振周
波数の経時変化に係る変動を補正して、受信不能状態に
おいても高精度な基準周波数の発生を長時間維持するこ
とを特徴とする基準周波数発生装置。
【請求項４】電圧制御型水晶発振器を備え、外部から
の基準信号を受けて１秒毎の基準タイミング信号を出力
する受信手段を備え、該電圧制御型水晶発振器の出力周
波数を受けて同期比較用の１秒信号を出力する分周手段
を備え、該１秒の基準タイミング信号と、該比較用の１
秒信号との時間間隔を測定する時間間隔測定部を備え、
該時間間隔測定部の位相差から該電圧制御型水晶発振器
の発振周波数を同期させる定常周波数制御用演算手段を
備え、該定常周波数制御用演算手段で該電圧制御型水晶
発振器の電圧制御入力端を制御して、外部の高精度な基
準信号に緩やかに同期追従する基準周波数発生装置にお
いて、該受信手段に、外部からの基準信号の受信不能を検出し
て出力する手段を備える受信手段と、該時間間隔測定部からの１秒毎の測定データを受けて、
該測定データを蓄積し、この測定データから、電圧制御
型水晶発振器の現在の周波数偏差を算出してカーブフィ
ット自走周波数補正データ発生部へ供給する定常周波数
偏差算出用演算手段と、第１に、受信不能信号が無い正常状態においては、上記
定常周波数偏差算出用演算手段からの周波数偏差データ
を時刻情報と共にメモリへ格納し、第２に、受信不能信
号を受けた後は、前記メモリへ格納した周波数偏差の履
歴データ列と時刻情報を基にして、該履歴データ列をロ
ーパスフィルタした推移曲線、即ちデータ列若しくはカ
ーブフィットする近似曲線を求め、該推移曲線に近似し
て延長する推定曲線若しくはデータ列を求め、これによ
り受信不能以後の自走状態にある電圧制御型水晶発振器
の発振周波数の経時変化に係る変動を推定補正するカー
ブフィット自走周波数補正データ発生部と、以上を具備していることを特徴とする基準周波数発生装
置。
【請求項５】カーブフィット自走周波数補正データ発
生部は、ウェーブレット変換手段によるローパスフィル
タ処理により、電圧制御型水晶発振器の発振周波数の経
時変化に係る変動推移データ列若しくは推移曲線を抽出
して推定補正データを発生することを特徴とする請求項
４記載の基準周波数発生装置。
【請求項６】ウェーブレット変換手段によるローパス
フィルタ処理は、所定レベル番号までウェーブレット変
換して各レベル番号の細部データＨα（β）と平滑デー
タＬα（β）に分解し、分解した一方の細部データＨα
（β）をゼロ値としてウェーブレット逆変換してデータ
復元するローパスフィルタ処理であることを特徴とする
請求項５記載の基準周波数発生装置。
【請求項７】ウェーブレット変換手段によるローパス
フィルタ処理は、所定レベル番号までウェーブレット変
換して各レベル番号の細部データＨα（β）と平滑デー
タＬα（β）に分解し、分解した一方の細部データＨα
（β）を各レベル番号毎に平均値を求め、その平均値を
使用してウェーブレット逆変換してデータ復元するロー
パスフィルタ処理であることを特徴とする請求項５記載
の基準周波数発生装置。
【請求項８】ウェーブレット変換は、定常周波数偏差
算出用演算手段からの周波数偏差データ群の中で、最新
の所定時間の周波数偏差データを使用して行うことを特
徴とする請求項５記載の基準周波数発生装置。
【請求項９】外部からの基準信号を受けて基準タイミ
ング信号を出力する受信手段は、原子周波数標準器を内
蔵する人工衛星の電波による基準周波数信号を受けて出
力する衛星電波受信機である請求項２又は４記載の基準
周波数発生装置。
【請求項１０】外部からの基準信号を受けて基準タイ
ミング信号を出力する受信手段は、通信網あるいは放送
網で配信される信号を受けて出力する同期網クロック抽
出装置である請求項２又は４記載の基準周波数発生装
置。
【請求項１１】電圧制御型水晶発振器を備え、外部か
らの基準信号を受けて該電圧制御型水晶発振器の電圧制
御入力端を制御して、外部の高精度な基準信号に同期追
従させて基準周波数を発生する基準周波数発生装置にお
いて、該電圧制御型水晶発振器の経時変化を曲線的変動推移と
見なし、過去のデータ列をローパスフィルタし、該ロー
パスフィルタしたデータ列から受信不能以後のカーブフ
ィットする曲線若しくはデータ列を求めて、受信不能以
後の該電圧制御型水晶発振器の経時変化を推定補正する
ことを特徴とする基準周波数発生装置。