JPH11273391A

JPH11273391A - 低電圧サンプル・ホールド回路

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Publication number: JPH11273391A
Application number: JP10294337A
Authority: JP
Inventors: David Gerard Vallancourt; ジェラルドヴァランコートディヴィッド
Original assignee: Lucent Technologies Inc
Current assignee: Nokia of America Corp
Priority date: 1997-10-17
Filing date: 1998-10-16
Publication date: 1999-10-08
Anticipated expiration: 2018-10-16
Also published as: JP3585746B2; EP0910096B1; EP0910096A3; DE69834887D1; EP0910096A2; US6020769A; DE69834887T2

Abstract

(57)【要約】【課題】本発明は、例えば、約１ボルトの非常に低い
電圧で電流を供給する時に、フルレンジの出力が可能な
非常に低い電圧のサンプリング回路および方法を提供す
る。【解決手段】サンプリング回路内の低いしきい値のス
イッチングデバイスの必要性を回避するためにプリチャ
ージ回路にはサンプル及びホールド回路が接続されてい
る。これにより、低いしきい値のデバイスの漏れ増大に
よる出力垂下が防止される。サンプル及びホールド回路
の出力の電圧レベルを所定のしきい値電圧レベルより上
に昇圧するためにプリチャージ回路がサンプル及びホー
ルド回路とサンプリング回路の出力の間に置かれる。プ
リチャージ回路は、サンプリング回路のホールドサイク
ルの前に充電される、出力電圧昇圧コンデンサを含んで
いる。出力電圧昇圧コンデンサの陰極ノードは出力電圧
に対する訂正範囲に基づいて基準電圧に充電され、陽極
ノードは入力信号自体のレベルに略等しく充電される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は時間変化する入力信
号のサンプリング回路および方法に関するものである。
特に、サンプル及びホールド回路において使用されるＭ
ＯＳトランジスタのしきい値電圧より数１０分の１ボル
ト程度と低い全体の電源電圧で使用されるサンプル及び
ホールド回路に関する。

【０００２】

【発明が解決しようとする課題】現代の社会において
は、例えば携帯電話の一般化によって明らかなように、
電子機器の携帯性は重要な特長である。しかしながら、
周知の通り、携帯用の電子機器の電源部分は携帯用電子
機器のサイズと重さの大部分を占めてしまう。サイズを
小さくするため及び／または充電と充電の間の作動可能
な時間を延ばすために、携帯用電子機器の電力消費を最
小限にすることが求められている。この目的を果たす一
つの方法は、電源の電圧レベルを下げることである。い
くつかの例においては、電力消費を最小限に抑えるだけ
でなく、現在０．１μｍ以下の線幅に近づきつつある、
微細ラインの集積回路技術の、低いレベルでの電気限界
に対応するために、電源の電圧レベルを下げることが必
要とされる。このように高度に集積されたデバイスにお
ける回路と線幅は、必要な電源レベルに基づいて縮小さ
れる。よって、既存の携帯用電子機器は典型的に５ボル
トの電源を使用している一方で、近年、電源のレベルは
３ボルトに減少しており、最近では、多くの携帯用電子
機器の全体の電源は、１．０ボルトに近づきつつある。

【０００３】非常に低い電源電圧において、基準のしき
い値を示すＭＯＳトランジスタを使用してアナログ機能
を実施することは困難とされている。ｎ−チャンネルト
ランジスタのスイッチを入れためには、このチャンネル
を通過する信号にしきい値電圧Ｖ_T,n を加えた以上の電
圧が、そのゲートに存在しなければならない。ｐ−チャ
ンネルトランジスタのスイッチについては、電源電圧か
らそのしきい値電圧Ｖ_T,P を差し引いたものより小さい
電圧が、そのゲートに存在しなければならない。

【０００４】従来のＣＭＯＳの工程においては、０．７
ボルトのしきい値を示すｎ−チャンネルのデバイス、お
よび１．０ボルトのしきい値を示すｐ−チャンネルのデ
バイスを特徴としている。スイッチとして動作するｐ−
チャンネルトランジスタに対しては、そのゲートの電圧
が、そのチャネルを通過する信号より少なくともしきい
値電圧Ｖ_T,P より低くなければならない。１ボルトの全
体の電源で、ｐ−チャンネルトランジスタのデバイスの
スイッチを入れるためだけに全供給電圧が必要である。
ｐ−チャンネルトランジスタデバイス４０２は、このよ
うに低い電源を行うスイッチとして使用した場合、図６
Ａに示されるようにスイッチが入らないため、実質的に
は役に立たない。

【０００５】一方、１ボルトの電源は、ｎ−チャンネル
トランジスタデバイス４０４のスイッチを入れるのに十
分な範囲を有するが、図６Ｂでは、有効な信号範囲（０
から１ボルト）の約３０％（例えば０から０．３ボル
ト）だけが通過することを示している。

【０００６】標準的なＭＯＳトランジスタデバイスのし
きい値電圧は、より費用のかかる製造プロセスを使用す
ることで低下できるが、サンプル及びホールド回路に使
用される場合は、不都合な点が残る。例えば、従来の
０．３５μｍ，３ボルトの技術を使用した場合、ｎ−チ
ャンネルトランジスタデバイスは約０．５ボルトの低い
しきい値電圧を有する。スイッチとして動作する場合、
ｎ−チャンネルトランジスタスイッチは、１ボルトの電
源で約０ボルト乃至０．５ボルトの信号を送ることが出
来る。一方、この技術を使用したｐ−チャンネルトラン
ジスタデバイスは、約０．８ボルトの低いしきい値電圧
を有する。このように、低いしきい値電圧のｐ−チャン
ネルトランジスタスイッチは、同じ１ボルトの電源を使
用することによって、約０．８ボルト乃至１．０ボルト
の信号を送ることが出来る。

【０００７】仮に、これらの低いしきい値電圧のデバイ
スが１ボルトの電源を使用して並列に使用された場合で
も、約０．５ボルト乃至０．８ボルトの範囲内での電圧
入力は、低いしきい値電圧のｐ−チャンネルによって
も、あるいはｎ−チャンネルトランジスタデバイスによ
っても送ることはできず、従って適切にサンプリングさ
れない。

【０００８】本明細書において説明する１ボルトの電源
は、新しい状態では１．２ボルトの蓄電池であり、耐用
年数を過ぎると約１．０ボルトまで放電する。

【０００９】ＭＯＳトランジスタスイッチは、サンプル
及びホールド回路に通常使用される。サンプル及びホー
ルド（Ｓ／Ｈ）回路は、アナログ・デジタル式変換器
（ＡＤＣ）あるいは他の後続の回路がサンプルを安定さ
せるために十分足りる長さの、時間変動式信号の電流あ
るいは電圧の単独サンプルの確保と維持を繰り返す。サ
ンプル及びホールド回路なしでは、サンプルが後続の回
路により利用される時間長の間における入力信号におけ
る変動に対して脆弱であるため、ＡＤＣあるいはサンプ
ル及びホールドカイロに続く他の回路の精度が悪くな
る。

【００１０】図７は、演算増幅器（ｏｐａｍｐ）ＯＡ
１と、スイッチとして動作される基準しきい値のＭＯＳ
トランジスタデバイスＭ１、並びにホールドコンデンサ
Ｃ_Hとを含む、従来の電流のサンプル及びホールド回路
を示す。サンプル及びホールド回路は、ホールド信号の
動作部分の間に負荷スイッチＭＬと、負荷抵抗Ｒ_Lに給
電する。スイッチＭ１は、サンプリング信号ＳＡＭＰの
制御下で、スイッチＭ１のゲートに入力するように動作
される。サンプリング信号ＳＡＭＰが有効な場合、すな
わち論理１において、スイッチＭ１は演算増幅器ＯＡ１
の出力がホールドコンデンサＣ_Hを通り充電することを
許容する。負荷スイッチはホールド信号の制御下で動作
される。

【００１１】演算増幅器ＯＡ１自体は、１ボルトの電源
でも、０ボルト乃至電源の最大レベルまでの最大出力範
囲を持つ従来のデバイスである。しかしながら、スイッ
チＭ１のＯＮしきい値電圧のため、スイッチＭ１を通り
ホールドコンデンサＣ_Hで充電される充電圧Ｖ_CHの範囲
は、わずかに約０乃至０．３ボルトの間に限定される。
従って、スイッチＭ１は、１ボルトの電源によって提供
される０乃至１．０ボルトの有効な信号範囲の約３０％
が通過し、ホールドコンデンサＣ_H を充電することを許
容する。たとえスイッチＭ１が、ホールドコンデンサＣ
_H と反対側の充電圧Ｖ_CHの範囲を改善する、低いＯＮし
きい値電圧を有するデバイスであったとしても、ＯＦＦ
状態のスイッチＭ１を通して増加された電流の漏出は、
電流のサンプリング回路の精度を悪化させる。これは、
低いしきい値電圧のトランジスタデバイスが、完全にＯ
ＦＦにならないためである。

【００１２】図７の回路においてｎ−チャンネルスイッ
チＭ１が、基準しきい値の電圧デバイスである場合、す
なわち約０．７ボルトのＯＮしきい値電圧を有する場
合、充電圧Ｖ_CHの範囲は約０．３ボルト程度となる。こ
の場合、充電圧Ｖ_CHは、その範囲の上限である０．３ボ
ルトに達する。

【００１３】一方、図７の回路においてスイッチＭ１
が、例えば約０．３ボルトのＯＮしきい値電圧を示す低
いしきい値の電圧デバイスである場合、ホールドコンデ
ンサＣ_H の電圧範囲は、０乃至０．７ボルトと大幅に改
善され、演算増幅器ＯＡ１の出力電圧Ｖ_o 、すなわち０
ないし０．７ボルトの範囲内のどのレベルにも充電可能
となる。しかしながら、低いしきい値電圧のスイッチＭ
１の増加されたＯＮ漏出は、いずれにしても不都合であ
る。残念ながら、たとえ低いしきい値スイッチＭ１を使
用しても、演算増幅器ＯＡ１の出力電圧Ｖ_o の全範囲の
上限部分、すなわち０．７乃至１ボルトの部分は、サン
プリングできない。

【００１４】よって、スイッチとして使用する場合、低
いしきい値のＭＯＳトランジスタデバイスは、サンプル
及びホールド回路の範囲を大幅に増大させることが出来
る。しかしながら、低いしきい値のＭＯＳトランジスタ
デバイスは、普通のしきい値のＭＯＳトランジスタデバ
イスの製造プロセスのために、一般的にコストがかか
り、普通のしきい値ＭＯＳトランジスタデバイスに比べ
て、ＯＦＦ状態における好ましくない漏れ電流がでる。
実際、低いしきい値のＭＯＳトランジスタデバイスのス
イッチを完全に切ることが困難であり、不可能な場合も
あるため、低いしきい値のＭＯＳトランジスタスイッチ
は不十分なサンプル及びホールド構成要素である。更
に、低いしきい値であるにもかかわらず、低いしきい値
のＭＯＳトランジスタデバイスでは、有効な信号範囲が
低い電圧の電源によって提供されるものよりも小さく収
斂させてしまう。

【００１５】従来の１つの技術では、ＭＯＳトランジス
タスイッチのゲート駆動電圧を、供給電圧より大きい値
に「ブートストラップ」している。この技術は、これら
のより高い電圧、つまり電源電圧より高い信号において
ブレークダウンなしに機能することができる集積回路技
術に有効であるが、配線および構成部品の規模がより小
さくまた電気的機能が制限させることから０．１μｍの
技術のような非常に微細なラインの集積回路技術には利
用することができない。それゆえ、ゲート駆動電圧のブ
ートストラップは、特に０．１μｍや、それ以下の細線
技術に対応できず、好ましい技術ではない。

【００１６】従来の別のシステムは、周知のスイッチ演
算増幅器であり、全アンペアが能動的に切り換えられ
る、すなわちホールドコンデンサＣ_H を充電するために
ＯＮに入れたり、サンプル及びホールド作動のホールド
位相の間にスイッチをＯＦＦに入れたりすることが出来
る。図８は、従来の閉ループ、スイッチ演算増幅器ＯＡ
２、電圧サンプル、並びにホールド回路を示す。図８に
おいて、閉ループ、非反転増幅器は、トリステート信号
ＴＲ１の制御下でトリステートすることができる出力ス
テージを持つ特性がある。トリステートされない時は、
演算増幅器ＯＡ２が、ホールドコンデンサＣ_H を充電す
る。トリステート信号ＴＲ１の能動的、あるいは論理１
の状態によってトリステートされた時は、演算増幅器Ｏ
Ａ２がトリステートされる前に、ホールドコンデンサＣ
_H の反対側に展開される充電圧Ｖ_CHにより、入力電圧Ｖ
_INの安定した出力サンプルが提供される。

【００１７】図８に示した閉ループ、スイッチ演算増幅
器、電圧サンプル及びホールド回路は、ＭＯＳトランジ
スタスイッチに対して十分な論理的な駆動ができない時
にも、レール間サンプリング出力を提供する。残念なが
ら、演算増幅器ＯＡ２の出力ステージは、慎重に停止し
なければならない。例えば、アンペア出力ステージの、
ｎ−チャンネルの停止とｐ−チャンネルの停止の間のタ
イミングの不適合によってホールドコンデンサＣ_H に誤
った充電がなされ、従ってその充電圧Ｖ_CHと、サンプル
及びホールド回路の出力が妨害される。この妨害は、相
当に大きくなる可能性がある。従って、正確でフルレン
ジでの動作が可能な、非常に低い電源電圧を持つサンプ
リング回路が必要とされる。

【００１８】

【課題を解決するための手段】非常に低い電源電圧で使
用するのに特に適したサンプリング回路が開示されてい
る。このサンプリング回路はオペアンプを含んでおり、
オペアンプの第１の出力には出力電圧昇圧コンデンサに
連絡されている。プリチャージ回路は昇圧された出力電
圧を提供するために出力電圧昇圧コンデンサをプリチャ
ージする。

【００１９】入力信号をサンプリングする方法も開示さ
れており、出力電圧昇圧コンデンサは昇圧電圧レベルま
でプリチャージされる。オペアンプの第１の出力はホー
ルドコンデンサを充電するために第１の状態に切り換え
られる、次いでホールドコンデンサが電荷を放電するた
めに第２の状態に切り換えられる。昇圧された出力信号
を提供するためにオペアンプの出力は出力信号を出力電
圧昇圧コンデンサ上の電圧レベルまで昇圧する。

【００２０】

【発明の実施の形態】本発明は、非常に低い電源電圧に
よって動作可能で有効なサンプリング回路を提供するた
めに、サンプル及びホールド回路の機能に、電流複写機
つまり動的電流ミラー回路を結合させたものである。

【００２１】典型的な電流複写機つまり動的電流ミラー
回路においては、そのゲートがフィードバック回路によ
って、入力ドレイン電流を維持するのに必要な電圧レベ
ルまで駆動させられる間に、入力電流が金属酸化物半導
体（ＭＯＳ）トランジスタデバイスのドレインに印加さ
れる。ゲートの電圧の値は、印加されるドレイン電流が
ゲート電圧のレベルに実際に到達し維持されている間は
問題ではない。本発明によるサンプリング回路に電流複
写機を使用することで、例えば１ボルトの電圧源の非常
に低い電源のレベルにまで及ぶ、フルレンジ出力機能を
提供することができる。

【００２２】（第１の実施形態）図１は、本発明の第１
の実施形態における電流複写機を用いた、電流サンプリ
ング回路を示す。この実施形態は、演算増幅器ＯＡ３、
ＭＯＳトランジスタスイッチＭ１、並びに図８に示され
る従来の回路に類似した配列のホールドコンデンサＣ_H
を含む。しかしながら、図１におけるプレチャージ回路
１００は、蓄電流ＭＯＳトランジスタＭ３のゲートにお
いて、電圧レベルを昇圧するために、ホールドコンデン
サＣ_H の出力に加えられる。蓄電流ＭＯＳトランジスタ
Ｍ３は、動的電流ミラー回路として作動する。

【００２３】プレチャージ回路１００は、ｎ−チャンネ
ルＭＯＳトランジスタＭ２、出力電圧ブーストコンデン
サＣ_S 、並びにｐ−チャンネルＭＯＳトランジスタＭ４
を含んでいる。ｎ−チャンネル、並びにｐ−チャンネル
ＭＯＳトランジスタＭ２、Ｍ４は、基準しきい値の電圧
デバイスである。

【００２４】ｐ−チャンネルＭＯＳトランジスタＭ４
は、そのゲートに入力された反転プレチャージ信号／Ｐ
Ｒの制御下にあるスイッチとして作動され、ｎ−チャン
ネルＭＯＳトランジスタＭ２は、そのゲートに入力され
たプレチャージ信号／ＰＲの制御下にあるスイッチとし
て作動される。

【００２５】プレチャージ信号ＰＲとプレチャージ信号
／ＰＲの反転は、同時にアクティブとなり、同時にイン
アクティブとなる。従って、プレチャージ信号Ｍ２によ
って制御されるスイッチＭ２、反転プレチャージ信号／
ＰＲによって制御されるスイッチＭ４は、同時にアクテ
ィブとなるプレチャージ信号ＰＲと／ＰＲによって同時
に閉じられ、また、同時にインアクティブとなるプレチ
ャージ信号ＰＲと／ＰＲによって同時に開く。出力電圧
ブーストコンデンサＣ_S の陰極ノードは、更にホールド
コンデンサＣ_H の陽極ノードに接続されており、出力電
圧ブーストコンデンサＣ_S の陽極ノードは、更に蓄電流
ＭＯＳトランジスタＭ３のゲートに接続されている。蓄
電流ＭＯＳトランジスタＭ３は、そのドレインが演算増
幅器ＯＡ３の非反転入力へフィードバックされる間に、
接地される。

【００２６】スイッチＭ４の供給電圧は、そのドレイン
が出力電圧ブーストコンデンサＣ_Sの陽極ノードに接続
される間に、非常に低い電源電圧Ｖ_SUPPLYに接続され
る。スイッチＭ４は、出力電圧ブーストコンデンサＣ_S
の陽極ノードと非常に低い電源電圧Ｖ_SUPPLYとの間に、
切り換え可能な電気的通路を提供する。

【００２７】スイッチＭ２の供給電圧は、基準電圧Ｖ_X
に接続されている。スイッチＭ２は、基準電圧Ｖ_X と出
力電圧ブーストコンデンサＣＳの陰極ノードとの間に、
切り換え可能な電気的通路を提供する。

【００２８】演算増幅器ＯＡ３の反転入力は、平常モー
ド電圧Ｖ_COM に接続されており、それは有益な回路の通
常モードの電圧、すなわち０．７ボルトの電圧である。

【００２９】図１の回路の出力電流は、供給電圧Ｖ
_SUPPLY、アース、あるいは他の回路（図示されない）に
接続される、Ｌで示された負荷を駆動する。負荷Ｌへの
電流は、理想的なスイッチＳＷ１によって、既知の方法
で切り換えられる。

【００３０】動作中は、サンプリング信号ＳＡＭＰの正
レベルないし論理的なハイレベルによってスイッチＭ１
がＯＮになると、演算増幅器ＯＡ３がホールドコンデン
サＣ_H を充電する。しかしながら上述の通り、スイッチ
Ｍ１のＯＮしきい値電圧は、基準しきい値技術を用い
て、演算増幅器ＯＡ３から送られる信号の電圧範囲を０
乃至約０．７ボルトの間に限定する。スイッチＭ２及び
Ｍ４がＯＮになると、出力電圧ブーストコンデンサＣ_S
の陰極ノードは、基準電圧Ｖ_X と略同じのレベルまで充
電され、またその陽極は、非常に低い電源電圧Ｖ_SUPPLY
と略同じレベルまで充電される。従って、プレチャージ
回路１００は、スイッチＭ１から、蓄電流ＭＯＳトラン
ジスタデバイスＭ３のしきい値電圧より高い電圧レベル
に達する０乃至０．３ボルトの出力を昇圧し、これによ
り演算増幅器ＯＡ３の全出力範囲がサンプリング回路に
利用される。

【００３１】図２は、出力電圧ブーストコンデンサＣ_S
の陰極ノードがサンプリング開始後に充電される電圧で
ある基準電圧Ｖ_X 発生させるための回路の一例を示して
いる。ｎ−チャンネルＭＯＳトランジスタＭ６は、電源
電圧Ｖ_SUPPLYに接続されたドレインとゲートに接続さ
れ、更に負荷２０２を通して、電源を形成するソースに
接続される。ｎ−チャンネルＭＯＳトランジスタＭ６の
源の電圧レベルは、ｎ−チャンネルＭＯＳトランジスタ
Ｍ６のしきい値電圧を引いた供給電圧Ｖ_SUPPLYと略同じ
である。ｎ−チャンネルＭＯＳトランジスタＭ６のしき
い値電圧は蓄電流ＭＯＳトランジスタＭ３のしきい値電
圧と略同じであるべきである。従って、基準しきい値電
圧デバイスが、蓄電流ＭＯＳトランジスタＭ３として
（本発明の実施形態に見られるように）使用された場
合、ｎ−チャンネルＭＯＳトランジスタＭ６も基準しき
い値電圧デバイスであるべきである。よて、開示された
実施形態において、基準電圧Ｖ_X は約０．３ボルトであ
る。

【数１】

【００３２】プレチャージ信号ＰＲおよび／ＰＲがスイ
ッチＭ２，Ｍ４のゲートにおいてそれぞれにアクティブ
なときには（図１）、出力電圧ブーストコンデンサＣ_S
は、ブースト電圧Ｖ_CSに下式と略同じに充電される。

【数２】

【００３３】図２に示されるように、基準電圧ＶX を使
うことによって、Ｖ_CSは、ｎ−チャンネルＭＯＳトラン
ジスタＭ６のＯＮしきい値電圧と略同じつまり約０．７
ボルトになる。

【数３】

【００３４】プレチャージ信号ＰＲと／ＰＲがアクティ
ブの間、サンプリング信号ＳＡＭＰはインアクティブで
あり、したがって、スイッチＭ１はＯＦＦになる。その
後、プレチャージ信号ＰＲと／ＰＲがインアクティブ、
すなわちプレチャージ信号ＰＲが論理的にロー状態にな
り、反対側にあるプレチャージ信号／ＰＲが理論的にハ
イ状態になる。スイッチＭ２とＭ４がＯＦＦになる。よ
って、出力電圧ブーストコンデンサＣ_S は、約０．７ボ
ルトに充電される。

【００３５】出力電圧ブーストコンデンサＣ_S がプレチ
ャージされた後、演算増幅器ＯＡ３の非反転入力に入力
される入力信号Ｉ_INのサンプリングを開始するスイッチ
を入れるため、サンプリング信号ＳＡＭＰが出される。
ゲートに現れる蓄電流ＭＯＳトランジスタＭ３の全体の
電圧がどの程度の電圧であれ、そのドレイン電流を必然
的に維持するという方法で、演算増幅器ＯＡ３の出力
は、ホールドコンデンサＣ_H の充電を許容する。蓄電流
ＭＯＳトランジスタＭ３における全体電圧は、ホールド
コンデンサＣ_H の反対側にある充電圧Ｖ_CHと、出力電圧
ブーストコンデンサＣ_S の反対側にあるブースト電圧Ｖ
_CSの両方によって表わされる。

【数４】

【００３６】重要な結論を記述する。例えば、蓄電流Ｍ
ＯＳトランジスタＭ３が標準的なしきい値デバイスであ
る場合、大きな電流を維持するために、Ｖ_T,N （約０．
７ボルト）より大きなゲート電圧が必要となる。充電圧
Ｖ_CHの“ブースト”は０乃至０．３ボルトのレンジ出力
をホールドコンデンサＣ_H から蓄電流ＭＯＳトランジス
タＭ３のしきい値電圧より高い電圧レンジへと上昇さ
せ、従って、蓄電流ＭＯＳトランジスタＭ３の作動レン
ジは、その中にある。蓄電流ＭＯＳトランジスタＭ３の
ゲート電圧Ｖ_gate,M3 は、下記の通り、約０．７ボルト
に昇圧される。

【数５】

【００３７】従って、ホールドコンデンサＣ_H の反対側
にある充電圧Ｖ_CHが、０．７ボルトのブースト電圧Ｖ_CS
を補給されると、蓄電流ＭＯＳトランジスタＭ３はうま
く駆動される。従って、開示されたサンプリング回路の
出力駆動は、スイッチＭ１が通れる電圧の範囲の拡張に
よってではなく、むしろ蓄電流ＭＯＳトランジスタＭ３
の駆動に関してより有用なレベルまで範囲を移動させる
ことによってその能力がより高められる。

【００３８】この手法への一般的な代りの方法は、スイ
ッチＭ１のゲートにおける電圧レベルを供給電圧以上の
レベルにまで昇圧することを含んでいる。これによって
スイッチＭ１が通れる電圧の範囲を拡張することができ
るが、関連する集積回路技術がゲート電圧が電源のレベ
ルより高いレベルにある時に起こる停止を回避できた場
合においてのみ達成できる。０．１μｍ技術のようなよ
り高度なサブミクロンプロセスのためには、１ボルトの
非常に低い電源電圧がこのような選択を本質的に邪魔し
ている。

【００３９】蓄電流ＭＯＳトランジスタＭ３のゲートの
寄生的な静電容量は、出力電圧ブーストコンデンサＣ_S
との共有の充電によって充電圧Ｖ_CHを減らす。この場
合、基準電圧Ｖ_X は、出力電圧ブーストコンデンサＣ_S
の上に、より高いブースト電圧Ｖ_CSを提供する電位の接
地の値に近づく（あるいは同じにする）ために選ぶこと
ができる。出力電圧ブーストコンデンサＣ_S は、蓄電流
ＭＯＳトランジスタＭ３のゲートの寄生的な静電容量よ
りはるかに大きな値に選ばれる。

【００４０】入力電流Ｉ_INの範囲と、蓄電流ＭＯＳトラ
ンジスタＭ３の寸法は、蓄電流ＭＯＳトランジスタＭ３
のゲートに入力された、許容可能な電圧の範囲に対応し
て適切に選ばれなければならない、すなわち、Ｖ_CH＋Ｖ
_CSの範囲中になければならない。低い電圧の電流サンプ
リング回路の動的範囲は、本質的には、蓄電流ＭＯＳト
ランジスタＭ３のゲートの基準ノイズと、蓄電流ＭＯＳ
トランジスタＭ３のゲートにおける全体の有効信号の振
れとによって限定されるだけである。開示された実施形
態において、この全体の有効信号の振れは、

【数６】

【００４１】蓄電流ＭＯＳトランジスタＭ３は、基準し
きい値あるいは低いしきい値電圧ＭＯＳトランジスタデ
バイスのいずれにもなることができる。しかしながら、
たとえ、蓄電流ＭＯＳトランジスタＭ３が、基準しきい
値電圧デバイスと対立する低い電圧デバイスであって
も、これにより特に特長はない。例えば、仮に、蓄電流
ＭＯＳトランジスタＭ３がより低いないし約０．５また
は０．３ボルトの低いしきい値電圧を有する場合、スイ
ッチＭ４は、制御信号ＰＲによって駆動するｎ−チャン
ネルＭＯＳトランジスタに置換され、基準電圧Ｖ_X は、
約０ボルトに設定される。これは、結果的に、蓄電流Ｍ
ＯＳトランジスタＭ３のゲートにおける、０．３ボルト
と０．６ボルトの間の有効なゲート振動となり、動作は
できるが約０．６乃至１．０の電圧範囲を浪費する。

【００４２】（第２の実施形態）図３は、発明の第２の
実施形態を示し、図４は、第２の実施形態とは別の実施
形態を示す。図３において、演算増幅器ＯＡ４は、非反
転の入力ノードにおいてサンプリングするために、入力
電流Ｉ_INを受け取る。演算増幅器ＯＡ４の反転ノード
は、サンプル及びホールドの出力電圧Ｖ_OUTに接続され
る。演算増幅器ＯＡ４は、１ボルト、例えば０乃至１ボ
ルトの電力供給を持つ、レールツウレール入力が可能な
一般的なデバイスである。

【００４３】図３に示される電圧サンプル及びホールド
回路は、回路中に示され、また図１に関連して述べられ
るように、スイッチＭ１，Ｍ２、ホールドコンデンサＣ
_H 、並びに出力電圧ブーストコンデンサＣ_S をさらに含
んでいる。

【００４４】しかしながら、スイッチＭ４よりも、むし
ろ図３に示される回路は、ｎ−チャンネルＭＯＳトラン
ジスタデバイスＭ５とｐ−チャンネルＭＯＳトランジス
タデバイスＭ６との並列接続を含み、そのいずれもがス
イッチとして動作され、出力電圧ブーストコンデンサＣ
_S の陽極ノードと、演算増幅器ＯＡ４の非反転入力との
間に接続される。スイッチＭ５は、プレチャージ信号Ｐ
Ｒの制御下で切り換え、あるいは作動され、スイッチＭ
６は、プレチャージ信号／ＰＲの反転の制御下で切り換
えられる。図示したように、スイッチＭ２は、出力電圧
ブーストコンデンサＣＳの陰極ノードとアースとの間に
接続される。スイッチＭ５とＭ６は、共にｎ−チャンネ
ルデバイスのために０．５ボルトの、またｐ−チャンネ
ルデバイスのために０．８ボルトの電圧しきい値を示す
０．３５μｍの統合された回路技術を利用したしきい値
電圧デバイスである。

【００４５】サンプリングプレチャージ位相の間に、す
なわちプレチャージ信号がアクティブのときにスイッチ
Ｍ１はＯＦＦになる。電圧入力Ｖ_INは、スイッチＭ５と
Ｍ６を通り、スイッチＭ５とＭ６の許容可能な伝達の範
囲内で、出力電圧ブーストコンデンサＣ_S の陽極に伝え
られる。例えば、０ボルト乃至０．５ボルトの電圧入力
Ｖ_INの範囲のために、低いしきい値電圧のｎ−チャンネ
ルスイッチＭ５は導通し、Ｖ_OUT ＝Ｖ_INとなる。０．８
ボルト乃至１．０ボルトの入力のために、低いしきい値
電圧のｎ−チャンネルスイッチＭ６は導通し、同様にＶ
_OUT ＝Ｖ_INとなる。しかしながら、０．５ボルト乃至
０．８ボルトの入力電圧Ｖ_INの範囲では、スイッチＭ５
とＭ６がいずれも導通しないため、出力電圧Ｖ_OUT は電
圧入力Ｖ_INと同じではない。

【００４６】出力電圧ブーストコンデンサＣ_S が従来手
段（図示されない）を使用して最初に放電されると仮定
して、０．５ボルト乃至０．８ボルトの範囲で入力電圧
Ｖ_INが印加されると、スイッチＭ５は出力を０．５ボル
トまで充電し、次いで大きく減じる。すべての用途や目
的のため、Ｖ_OUT は０．５ボルトにとどめる。よって、
出力電圧ブーストコンデンサＣ_S は最大でＶ_CS＝０．５
ボルトまで充電される。

【００４７】サンプル位相の間、すなわちサンプリング
信号ＳＡＭＰがアクティブのときに、入力電圧ＶＩＮ
は、Ｍ５とＭ６の許容可能な導通電圧の範囲内にあり、
出力電圧Ｖ_OUT は入力電圧Ｖ_INと略同じとなり演算増幅
器ＯＡ４の出力電圧Ｖ_O は、Ｖ_OUT ＝Ｖ_INを現実に持続
させるためには、約０であることが必要である。サンプ
リング信号ＳＡＭＰが論理的にローとなる時、例えばホ
ールド位相の間などにおいて、サンプリング回路の出力
が、必要とされる電圧レベル、すなわち入力電圧Ｖ_INと
同じレベルでホールドされる。

【００４８】入力電圧Ｖ_INの電圧が、０．５乃至０．８
ボルトの範囲内である場合、アクティブなサンプリング
信号ＳＡＭＰの間に出力電圧Ｖ_OUT を入力電圧Ｖ_INと同
じにするためには、演算増幅器ＯＡ４出力はＶ_O ＝Ｖ_IN
−０．５ボルトと同じ大きさに上昇しなければならな
い。約０．８ボルトより大きな入力が、プレチャージ位
相ＰＲの間に、スイッチＭ６によって出力にうまく導電
されるためには、アンプＯＡ４の出力電圧Ｖ_Oの最大値
はこの例においては約３ボルトである。スイッチＭ１
は、所望の範囲でＶ_OAを処理できるため必要な入力電圧
Ｖ_INのサンプルが発生される。

【００４９】下記の表Ｉは、入力電圧Ｖ_INの多様なレベ
ルにおける、最終ホールド状態をまとめたものである。

【表１】

【００５０】表Ｉにおいて、入力電圧Ｖ_INが０．５１と
０．７９に等しいときにスイッチＭ５とＭ６が導電しな
い範囲にあることに注意。

【００５１】上記の分析と表Ｉは、プレチャージステー
ジＰＲの端部から、サンプリング信号ＳＡＭＰの端部ま
で、略一定に留まる入力電圧Ｖ_INのために、０乃至１ボ
ルトの間の全ての入力電圧Ｖ_INが、許容可能なサンプリ
ング範囲の中にあることを示している。しかしながら、
入力電圧Ｖ_INが充電されると回路の修正が必要となる。
例えば、入力電圧Ｖ_INが減少し、プレチャージステージ
ＰＲの間に、入力電圧Ｖ_INの全値が出力電圧ブーストコ
ンデンサＣ_S の反対側に蓄えられると、演算増幅器ＯＡ
４の出力電圧Ｖ_O はマイナスにならなければならない。
入力電圧Ｖ_INの変化する値を適応するためには、図４の
別の回路に示されるように、スイッチＭ２の供給電圧
が、非ゼロ電圧Ｖ_OFFSETに接続されなければならない。

【００５２】図４は、図３に示される回路とは別の回路
を示す。図４において、演算増幅器ＯＡ５、スイッチＭ
１、Ｍ５とＭ６、ホールドコンデンサＣ_H 、出力電圧ブ
ーストコンデンサＣ_S が図３に示したように配列され
る。しかしながら、図４に示されるスイッチＭ２の供給
電圧は、図３に示すアースではなくてオフセット電圧Ｖ
_OFFSETに接続される。オフセット電圧Ｖ_OFFSETは入力電
圧Ｖ_INにおける変化に適応しシステム要件に基づいて選
択される。

【００５３】説明においては、出力電圧ブーストコンデ
ンサＣ_S が、従来の分離したスイッチ（示されない）に
よって各々の出力電圧ブーストコンデンサＣ_S とアース
との間に常に最初に放電されるものとする。

【００５４】０．２ボルトと同じに選択されたオフセッ
ト電圧Ｖ_OFFSETのために、表ＩＩは図４に示される回路
の結果を示す。

【表２】

【００５５】ここで、演算増幅器ＯＡ５の出力電圧Ｖ_O
は、サンプリング信号ＳＡＭＰの端部において、Ｖ_OUT
＝Ｖ_INに、少なくとも０．２ボルトなければならない。
従って、入力電圧Ｖ_INは、０．２ボルトで、プレチャー
ジステージＰＲとサンプリング信号ＳＡＭＰの端部との
間に、演算増幅器ＯＡ５がＶ_O をマイナスに駆動させる
ことなく落とすことが出来る。しかしそれでは、その反
対の問題が存在する。入力電圧Ｖ_IN＝０．７９ボルトの
ための表ＩＩの項目の中で、０．７９ボルトの入力電圧
Ｖ_INをうまくサンプリングするために、可変電圧Ｖ
_CHは、本質的にその許容可能な最高の値、すなわち０．
４９ボルトでなければならない。仮に、サンプリング信
号ＳＡＭＰの端部において、入力電圧Ｖ_INが０．７９ボ
ルトから始まり、より高い電圧レベルまで上昇すると、
充電圧Ｖ_CHは、スイッチＭ１が適応できる電圧よりも高
くなくてはならないため、サンプリング回路はＶ_OUT ＝
Ｖ_INに達することができなくなる。

【００５６】図４の回路は、この例において０．１ボル
トに相当する、オフセット電圧Ｖ_OFFSETの選択によるサ
ンプリング間に、この入力電圧Ｖ_INにおける変化に適合
する。図４に示された回路の結果は、１ボルトに相当す
るオフセット電圧Ｖ_OFFSETとともに、表ＩＩＩに示され
る。

【００５７】オフセット電圧Ｖ_OFFSETの値は、下記の一
般的なルールに基づいて選択される。（１）入力電圧Ｖ_INが、プレチャージステージＰＲの端
部とサンプリング信号ＳＡＭＰの端部との間になること
が可能な最大量は、オフセット電圧Ｖ_OFFSETと同じであ
る。（２）入力電圧Ｖ_INが、プレチャージステージＰＲの端
部と、サンプリング信号ＳＡＭＰの端部との間に、上昇
することが可能な最大量は：

【数７】（３）対称的な動作のため、Ｖ_OFFSETが下記の通り選択
される。

【数８】

【００５８】ここで、本発明のサンプリング回路がＮｙ
ｑｕｉｓｔサンプリングを行うものと仮定する。この場
合、サンプリング時間はＴ_S 秒であり、最大出力周波数
は１／２Ｔ_S Ｈｅｒｔｚである。正弦波入力のための最
大スルーレートは、

【数９】サンプリングステージパルスの幅τの中の、この正弦波
入力信号の最大上昇、あるいは下降は：

【数１０】

【００５９】この量を、上記に計算されたオフセット電
圧Ｖ_OFFSETの選択された値と、同じに設定することが、
サンプリングパルスτの負荷サイクルに条件を与える。

【数１１】Ｖ_RAIL≦Ｖ_T,n ＋Ｖ_T,p について、これは、スイッチの
移動特性における、デッドゾーンのために必要な条件で
ある。

【００６０】この例において、これはτ／Ｔ_S ＝０．０
６４を与える、すなわちサンプリング信号τは、総サン
プリング時間Ｔ_S の６．４％以上にはなり得ない。この
結果は、従来のサンプリング回路のそれに一貫するもの
である。

【００６１】従って、本発明による電圧サンプル及びホ
ールド回路は、スイッチゲートの電圧ブーストトラップ
にも、低いしきい値デバイスにも頼ることなくサンプリ
ングされる、全ての供給電圧にわたる信号を許容し、そ
の代わりに、非常に低いホールド−モードの垂下に伴
う、非常に微細なライン（すなわち、０．１μｍ以下）
の技術の実施を行うことができる。

【００６２】

【第３の実施形態】図５Ａは、本発明の第３の実施形態
を示し、図８の回路に関する上記したスイッチングされ
た演算増幅器の構成を改善したものである。

【００６３】図５Ａは、１つの演算増幅器ＯＡ５と、２
つのトリステートバッファ５０２、５０４とから構成さ
れる、スイチングされたアンプ５００を示し、その２つ
のトリステートバッファ５０２、５０４は、トリステー
ト制御信号ＴＲ１、ＴＲ２の制御下において、演算増幅
器ＯＡ５の出力をトリステートする、分離した出力ステ
ージを形成する。トリステートバッファ５０２、５０４
は、トリステート制御信号ＴＲ１、ＴＲ２が、論理的に
ハイになると、高インピーダンス出力のトリステートモ
ードに入る。トリステートバッファ５０２、５０４は、
トリステート制御信号ＴＲ１、ＴＲ２が、論理的にロー
となる、すなわち高インピーダンスステージ内にその出
力を設置すると、その入力信号を送る。もちろん、他の
形態のトリステートバッファ、他の論理的構成要素、及
び／または、本実施形態に説明されるものとは論理的に
異なる、ステートを有するデバイスを実施することもで
きる。第１のトリステートバッファ５０２は、演算増幅
器ＯＡ５の反転入力に戻って、演算増幅器ＯＡ５の出力
のフィードバック通路を制御する。第２のトリステート
バッファ５０４は、スイッチＭ１への、演算増幅器ＯＡ
５の出力の伝達を制御する。

【００６４】出力電圧ブーストコンデンサＣ_S は、上記
の実施形態に類似したホールドコンデンサＣ_H の電圧の
レベルを昇圧する。しかしながら、ここでは、出力電圧
ブーストコンデンサＣ_S の陽極は、電圧Ｖ₀₁出力によっ
て、演算増幅器ＯＡ５から直接充電される。第１トリス
テートバッファ５０２が、トリステートされていない
時、その陽極は、演算増幅器ＯＡ５の出力のレベルまで
充電される。スイッチとして作動する、ｎ−チャンネル
ＭＯＳトランジスタデバイスＭ７は、出力電圧ブースト
コンデンサＣＳの陽極と基準振動電圧Ｖ_SWING との間に
接続される。スイッチＭ７は、プレチャージ信号ＰＲに
よって動作される。

【００６５】図５Ｂは、プレチャージ、サンプリング、
ホールド及び放電サイクルの間の、図５Ａの回路の中の
制御信号のタイミングを示すタイミング線図である。特
に、図５Ｂは、プレチャージ信号ＰＲ、サンプリング信
号ＳＡＭＰ，並びに第１及び第２トリステート信号ＴＲ
１、ＴＲ２を示し、図５Ａに示された回路のアスペクト
を制御する。

【００６６】プレチャージサイクルの間、図５Ｂの波形
（ａ）は、プレチャージ信号ＰＲが、論理的にハイレベ
ルにあり、それによってスイッチＭ７を入れることを示
す。この時、サンプリング信号ＳＡＭＰは、図５Ｂの波
形（ｂ）に示されるように低く、それによってスイッチ
Ｍ１をＯＦＦに入れることを示す。更に、第１トリステ
ート信号ＴＲ１は、図５Ｂの波形（ｃ）に示されるよう
に低く、第１トリステートバッファ５０２が、演算増幅
器ＯＡ５から、出力電圧ブーストコンデンサＣ_S の陽極
へと出力を送ることを許容する。これが、陽極を出力電
圧Ｖ₀₁のレベルまで充電する。図５Ｂの波形（ｄ）は、
プレチャージサイクルが、第２トリステートバッファ５
０４の出力をトリステートする間、第２トリステート信
号ＴＲ２が高いことを示す。

【００６７】プレチャージサイクルの間、第１トリステ
ートバッファ５０２は、入力信号を送ることを許容さ
れ、また、演算増幅器ＯＡ５は、非反転の固体がアンプ
を得るように構成される。出力電圧Ｖ_OUT は、フィード
バックループ５０６を介して、入力電圧Ｖ_INと同じとさ
れ、ホールドコンデンサＣ_H の反対側にある充電圧Ｖ_CH
は、振動電圧Ｖ_SWING と同じに設定される。これによ
り、出力電圧ブーストコンデンサＣＳの反対側に約Ｖ_CS
＝Ｖ_IN−Ｖ_SWING の電圧が生じる。

【００６８】サンプリングサイクルの間、プレチャージ
信号ＰＲは低く、スイッチＭ７をＯＦＦにして、出力電
圧ブーストコンデンサＣ_S の陰極の充電を停止する。サ
ンプリングサイクルがスイッチＭ１をＯＮにする間、サ
ンプリング信号ＳＡＭＰは高く、ホールドコンデンサＣ
_H へ、演算増幅器ＯＡ５の出力電圧Ｖ₀₂を許容するた
め、トリステート信号ＴＲ２によってトリステートバッ
ファ５０４がＯＮになる。第１トリステート信号ＴＲ１
は、サンプリングサイクルがその出力を高インピーダン
トの状態にある間、第１トリステートバッファ５０２を
トリステートする。

【００６９】サンプリングサイクルの間、第１トリステ
ートバッファ５０２は、その出力を高インピーダントの
状態にトリステートし、第２トリステートバッファ５０
４は、入力信号が通ることを許容する。充電圧Ｖ_CHが振
動電圧Ｖ_SWING と同じであり、出力電圧Ｖ_OUT はプレチ
ャージ位相の中で入力電圧Ｖ_INと同じとなり、演算増幅
器ＯＡ５は、出力が維持するＶ_OUT ＝Ｖ_INにおいて、再
度、同じ電圧を生じる。しかし、第１トリステートバッ
ファ５０２を停止させる何かしらの動きが出力電圧Ｖ
_OUT が入力電圧Ｖ_INと同じではなくなるように充電圧Ｖ
_CHに起こった場合、第２トリステートバッファ５０４を
通して、フィードバックループが、充電圧ＶＣ_H を必要
に応じて振動電圧Ｖ_SWING の上、あるいは下に移すこと
によって、充電圧Ｖ_CHがＶ_OUT ＝Ｖ_INを蓄える不都合が
正される。

【００７０】例えば、スイッチＭ１が０．５ボルトの低
いしきい値電圧を有すると、＋／−０．２５ボルトの修
正は充電圧Ｖ_CHに許容できるとして、振動電圧Ｖ_SWING
は、０．２５ボルトに設定される。１．０ボルトの供給
電圧に対しては、これは、非常に実質的なエラー修正機
能である全信号範囲の半分である。

【００７１】ホールドサイクルは、サンプル及びホール
ド回路によって、サンプリングされた入出力が、安定し
て後述の回路に利用される一期間を表わす。ホールドサ
イクルの間、プレチャージ信号ＰＲは低く、スイッチＭ
７をＯｆｆにして、サンプリング信号ＳＡＭＰも低く、
スイッチＭ１をＯＦＦにし、両トリステート制御信号Ｔ
Ｒ１、ＴＲ２が、第１及び第２トリステートバッファ５
０２及び５０４の出力をトリステートするために高い。

【００７２】プレチャージサイクルの間に、出力電圧ブ
ーストコンデンサＣ_S は、振動電圧Ｖ_SWING を差し引い
た演算増幅器ＯＡ５の出力電圧Ｖ₀₁と同じレベルまで充
電される。サンプリングサイクルの間に、ホールドコン
デンサＣＨは、入力電圧Ｖ_INと同じレベルまで充電され
る。出力電圧ブーストコンデンサＣ_S と、ホールドコン
デンサＣ_H は、ホールドサイクルの間に、充電を維持
し、放電サイクルの間に、切り換えられたアース（図示
されない）への接続によって放電される。

【００７３】従って、本発明の第３の実施形態は、入力
信号のサンプリングへの第２ステップを加える、すなわ
ち、演算増幅器ＯＡ５のためのトリステート出力ステー
ジが、従来の切り換えられた演算増幅器の出力ステージ
がトリステートされる時に生じる、潜在的に大きなエラ
ーが修正される。

【００７４】ホールドコンデンサＣ_H と出力電圧ブース
トコンデンサＣ_S は、例えば、ＭＯＳゲートコンデンサ
のような、非直線コンデンサになり得る。ホールドコン
デンサＣ_H の値は、熱雑音要求や、ビットレベルの必要
精度のような、他のシステム要求による。ここに述べら
れる実施形態は、出力において、１０あるいは１１ビッ
トの精度に関する。出力電圧ブーストコンデンサは、上
述の実施形態において１ピコファラド（ｐＦ）であり、
出力において精度約１０ビットで、適当に安定してい
る。

【００７５】より低い、あるいは低いしきい値のデバイ
スは、図５Ａの回路に使用されることが可能であり、低
い電圧のサンプル及びホールド回路の出力減衰は、基準
しきい値電圧デバイスの使用によって改善される。

【００７６】この低い電力供給で作動する、従来のデバ
イスに関連するＯＦＦ状態での漏れや、出力垂下を改善
するため、本発明は、非常に低い電力供給で作動する、
サンプリング回路の精度を改善する。本発明はまた、サ
ンプリング回路の出力の範囲も改善する。

【００７７】以上、例示的な好ましい実施形態を参照し
て発明を説明したが、発明の真の趣旨及び範囲から逸脱
することなく当業者が上述の実施形態に様々な修正を加
えることが出来る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態において、非常に低い
電圧の電源に使用される電流のサンプリング回路を示し
た説明図である。

【図２】図１に示された回路のための、基準電圧Ｖ_X を
発生させるための回路を示した説明図である。

【図３】本発明の第２の実施形態において、非常に低い
電圧の電源に使用される電圧のサンプリング回路を示し
た説明図である。

【図４】本発明の第２の実施形態の代わりの、非常に低
い電圧の電源に使用される電圧のサンプリング回路を示
した説明図である。

【図５Ａ】本発明の第３の実施形態において、非常に低
い電圧の電源に使用される電圧のサンプリング回路を示
した説明図である。

【図５Ｂ】図５Ａに示される回路のための、タイミング
図である。

【図６Ａ】非常に低い電圧の電源を利用する回路におけ
るスイッチとして、ｐ−チャンネルＭＯＳＦＥＴデバイ
スを使用する従来の回路を示した説明図である。

【図６Ｂ】非常に低い電圧の電源を利用する回路におけ
るスイッチとして、ｎ−チャンネルＭＯＳＦＴデバイス
を使用する従来の回路を示す図である。

【図７】従来の電流のサンプリング回路を示した説明図
である。

【図８】従来の閉ループスイッチングされる演算増幅器
のサンプリング及びホールド回路を示した説明図であ
る。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】オペアンプ、オペアンプの第１の出力に連絡された出力電圧昇圧コン
デンサ、および前記出力電圧昇圧コンデンサをプリチャ
ージするためのプリチャージ回路を含んでなるサンプリ
ング回路。
【請求項２】前記プリチャージ回路が前記オペアンプ
の第２の出力に連絡されている請求項１記載のサンプリ
ング回路。
【請求項３】前記オペアンプがさらに、第２の出力を含んでなり、前記オペアンプの前記第１の出力および前記第２の出力
が切り換えられる請求項１記載のサンプリング回路。
【請求項４】前記オペアンプの前記切り換られた第１
および第２の出力が互いに独立して動作されるように適
合され構成されている請求項３記載のサンプリング回
路。
【請求項５】前記プリチャージ回路が前記出力電圧昇
圧コンデンサのノードを前記オペアンプの前記第１の出
力からの電圧レベルにプリチャージする請求項１記載の
サンプリング回路。
【請求項６】前記オペアンプに連絡されたホールドコ
ンデンサをさらに含んでなる請求項１記載のサンプリン
グ回路。
【請求項７】前記ホールドコンデンサが前記オペアン
プの前記第２の出力に連絡されている請求項６記載のサ
ンプリング回路。
【請求項８】前記プリチャージ回路が前記出力電圧昇
圧コンデンサを前記ホールドコンデンサ上でプリチャー
ジされた電圧レベルまでプリチャージする請求項６記載
のサンプリング回路。
【請求項９】前記第１の切り換えられた出力および前
記第２の切り換えられた出力がそれぞれトリステート出
力である請求項３記載のサンプリング回路。
【請求項１０】前記サンプリング回路が、前記オペア
ンプの前記第１および第２の出力の少なくとも１つの切
換による前記サンプリング回路の出力中のエラーを自動
的に訂正する請求項１記載のサンプリング回路。
【請求項１１】前記出力電圧昇圧コンデンサが非線形
のコンデンサである請求項１記載のサンプリング回路。
【請求項１２】前記ホールドコンデンサが非線形のコ
ンデンサである請求項６記載のサンプリング回路。
【請求項１３】非常に低い電源で動作するためのサン
プリング回路において、前記サンプリング回路の出力を昇圧する出力昇圧手段、前記出力昇圧手段をプリチャージするプリチャージ手
段、および前記サンプリング回路の前記出力をサンプリ
ングおよびホールドするためのサンプル及びホールド手
段を含んでなるサンプリング回路。
【請求項１４】前記サンプルおよびホールド手段が、切り換えられたオペアンプを含んでなる請求項１３記載
のサンプリング回路。
【請求項１５】入力信号をサンプリングする方法にお
いて、出力電圧昇圧コンデンサを昇圧電圧レベルにプリチャー
ジするステップ、オペアンプの第１の出力をホールドコンデンサを充電す
る第１の状態に切り換えるステップ、前記ホールドコンデンサに電荷をホールドさせるために
前記オペアンプの前記第１の出力を切り換えるステッ
プ、および出力信号を提供するために前記オペアンプの
前記出力を前記昇圧電圧レベルまで昇圧するステップを
含んでなるサンプリング方法。
【請求項１６】前記オペアンプの前記第２の出力を前
記オペアンプの前記第２の出力と独立して操作するステ
ップをさらに含んでなる請求項１５記載のサンプリング
方法。
【請求項１７】前記オペアンプの前記第２の出力を前
記オペアンプの非反転入力にフィードバックするステッ
プをさらに含んでなる請求項１６記載のサンプリング方
法。
【請求項１８】前記プリチャージするステップが、前記出力電圧昇圧コンデンサのノードを前記オペアンプ
の前記第１の出力からの電圧レベル出力にプリチャージ
するステップを含んでなる請求項１５記載のサンプリン
グ方法。
【請求項１９】前記プリチャージするステップが、前記出力電圧昇圧コンデンサのノードを前記ホールドコ
ンデンサ上でプリチャージされた電圧レベルにプリチャ
ージするステップを含んでなる請求項１５記載のサンプ
リング方法。
【請求項２０】前記オペアンプの前記第１の出力の切
り換えによる前記出力信号中のエラーを自動的に訂正す
るステップをさらに含んでなる請求項１５記載のサンプ
リング方法。
【請求項２１】前記プリチャージするステップが、前記出力電圧昇圧コンデンサのノードを前記出力信号へ
の訂正の範囲を許容するために選択された電圧レベルに
プリチャージするステップを含んでなる請求項１５記載
のサンプリング方法。