JPH1127947A - 電源装置及び電源装置の電圧制御方法 - Google Patents
電源装置及び電源装置の電圧制御方法Info
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- JPH1127947A JPH1127947A JP9195264A JP19526497A JPH1127947A JP H1127947 A JPH1127947 A JP H1127947A JP 9195264 A JP9195264 A JP 9195264A JP 19526497 A JP19526497 A JP 19526497A JP H1127947 A JPH1127947 A JP H1127947A
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- Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 スイッチング電源搭載装置全体としての力率
の向上を実現し、入力電流歪みの低減を可能とした電源
装置及び電源装置の電圧制御方法を提供する。 【解決手段】 スイッチングトランジスタＱを有し商用
交流を直流に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０
と、アクティブフィルタ制御回路２０の制御増幅器２２
の電流検出端子に印加されるチョークコイル電流検出信
号と直列に同一の電源系を入力とするランプレギュレー
タ３０のランプ電流検出信号を重畳させるように配置さ
れた変流器ＣＴと、ランプレギュレータ３０の消費電流
とＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の消費電流の合成値を
正弦波化するようにスイッチングトランジスタＱを定電
圧制御するアクティブフィルタ制御回路２０とを備え
る。
の向上を実現し、入力電流歪みの低減を可能とした電源
装置及び電源装置の電圧制御方法を提供する。 【解決手段】 スイッチングトランジスタＱを有し商用
交流を直流に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０
と、アクティブフィルタ制御回路２０の制御増幅器２２
の電流検出端子に印加されるチョークコイル電流検出信
号と直列に同一の電源系を入力とするランプレギュレー
タ３０のランプ電流検出信号を重畳させるように配置さ
れた変流器ＣＴと、ランプレギュレータ３０の消費電流
とＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の消費電流の合成値を
正弦波化するようにスイッチングトランジスタＱを定電
圧制御するアクティブフィルタ制御回路２０とを備え
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、アクティブフィル
タ型スイッチング電源としての電源装置及び電源装置の
電圧制御方法に係り、更に詳しくは、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路をアクティブフィルタ制御回路で定電圧制御す
ることにより高調波の発生を抑制して高力率化する場合
に好適な電源装置及び電源装置の電圧制御方法に関す
る。
タ型スイッチング電源としての電源装置及び電源装置の
電圧制御方法に係り、更に詳しくは、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路をアクティブフィルタ制御回路で定電圧制御す
ることにより高調波の発生を抑制して高力率化する場合
に好適な電源装置及び電源装置の電圧制御方法に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、アクティブフィルタ型スイッチン
グ電源は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のスイッチングト
ランジスタのオンーオフ動作を適切に制御することによ
り、ライン消費電流を入力電圧と同相の正弦波とし、力
率を大幅に改善した電源装置である。この方式には、
（１）入力電流波形が正弦波形になるため入力電流のピ
ーク値が下がること、（２）広い入力電圧範囲に対応で
きること、（３）装置の入力ライン設備の負担が軽くな
ること、（４）波形歪みが改善され様々な高調波障害を
低減できること、（５）入力電圧が安定するためコンバ
ータ回路を小形化できること、などの利点がある。
グ電源は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のスイッチングト
ランジスタのオンーオフ動作を適切に制御することによ
り、ライン消費電流を入力電圧と同相の正弦波とし、力
率を大幅に改善した電源装置である。この方式には、
（１）入力電流波形が正弦波形になるため入力電流のピ
ーク値が下がること、（２）広い入力電圧範囲に対応で
きること、（３）装置の入力ライン設備の負担が軽くな
ること、（４）波形歪みが改善され様々な高調波障害を
低減できること、（５）入力電圧が安定するためコンバ
ータ回路を小形化できること、などの利点がある。
【０００３】図９は従来例に係る代表的なアクティブフ
ィルタ型スイッチング電源の一例を示す回路図である。
該スイッチング電源は、主として昇圧型ＤＣ−ＤＣコン
バータ回路１０と、アクティブフィルタ制御回路２０と
を有する。該スイッチング電源では、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路１０のスイッチングトランジスタＱをオンーオ
フ駆動してライン消費電流を商用電源入力電圧と同相の
正弦波とするように制御して、力率を改善すると共に出
力を定電圧制御する。
ィルタ型スイッチング電源の一例を示す回路図である。
該スイッチング電源は、主として昇圧型ＤＣ−ＤＣコン
バータ回路１０と、アクティブフィルタ制御回路２０と
を有する。該スイッチング電源では、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路１０のスイッチングトランジスタＱをオンーオ
フ駆動してライン消費電流を商用電源入力電圧と同相の
正弦波とするように制御して、力率を改善すると共に出
力を定電圧制御する。
【０００４】ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０は、負荷４
０に対して並列に配置されるスイッチングトランジスタ
Ｑ及び平滑コンデンサＣと、負荷４０に対して直列に配
置されるチョークコイルＬ及びフライホイールダイオー
ドＤ等から構成されている。スイッチングトランジスタ
Ｑがオンすると、チョークコイルＬに電流が流れてエネ
ルギが蓄積され、スイッチングトランジスタＱがオフし
たとき、チョークコイルＬに蓄積されていたエネルギが
放出され、フライホイールダイオードＤを通り平滑コン
デンサＣで平滑化されて負荷４０に供給される。スイッ
チングトランジスタＱのオンーオフの時比率により出力
電圧Ｖｏが決められることになる。
０に対して並列に配置されるスイッチングトランジスタ
Ｑ及び平滑コンデンサＣと、負荷４０に対して直列に配
置されるチョークコイルＬ及びフライホイールダイオー
ドＤ等から構成されている。スイッチングトランジスタ
Ｑがオンすると、チョークコイルＬに電流が流れてエネ
ルギが蓄積され、スイッチングトランジスタＱがオフし
たとき、チョークコイルＬに蓄積されていたエネルギが
放出され、フライホイールダイオードＤを通り平滑コン
デンサＣで平滑化されて負荷４０に供給される。スイッ
チングトランジスタＱのオンーオフの時比率により出力
電圧Ｖｏが決められることになる。
【０００５】アクティブフィルタ制御回路２０は、ＤＣ
−ＤＣコンバータ回路１０のチョークコイルＬに流れる
電流ｉＬに相当する電圧を、入力電圧Ｖｉｎに比例する
目標電圧と比較しながら、スイッチングトランジスタＱ
をオンーオフすることで、入力電流波形を入力電圧波形
と同相の正弦波に整形する。この時、比較する目標電圧
に、出力電圧Ｖｏの検出信号を加味することで、出力の
安定化を図っている。この種の回路は既にＩＣ化されて
市販されており（例えば「ＴＤＡ４８１４」シーメンス
社製）、僅かな外付け部品の付加により構成できる。
−ＤＣコンバータ回路１０のチョークコイルＬに流れる
電流ｉＬに相当する電圧を、入力電圧Ｖｉｎに比例する
目標電圧と比較しながら、スイッチングトランジスタＱ
をオンーオフすることで、入力電流波形を入力電圧波形
と同相の正弦波に整形する。この時、比較する目標電圧
に、出力電圧Ｖｏの検出信号を加味することで、出力の
安定化を図っている。この種の回路は既にＩＣ化されて
市販されており（例えば「ＴＤＡ４８１４」シーメンス
社製）、僅かな外付け部品の付加により構成できる。
【０００６】アクティブフィルタ制御回路２０は、制御
増幅器２２、乗算器２４、比較器２６、状態レジスタ２
８等から構成されている。尚、状態レジスタ２８は、Ｎ
ＡＮＤゲート２８ａ、ＲＳフリップフロップ２８ｂ、Ａ
ＮＤゲート２８ｃ、インバータ２８ｄからなる。出力電
圧Ｖｏの分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２による分圧Ｖｆと基準電圧
Ｖｒとの差を制御増幅器２２で増幅し、その制御電圧Ｖ
ｓと入力電圧瞬時値との積（目標電圧）を乗算器２４で
求める。スイッチングトランジスタＱの電流センス抵抗
Ｒｓの電圧降下（チョーク電流の瞬時値に相当する）
と、乗算器２４からの目標電圧とを比較器２６で比較
し、状態レジスタ２８を制御する。
増幅器２２、乗算器２４、比較器２６、状態レジスタ２
８等から構成されている。尚、状態レジスタ２８は、Ｎ
ＡＮＤゲート２８ａ、ＲＳフリップフロップ２８ｂ、Ａ
ＮＤゲート２８ｃ、インバータ２８ｄからなる。出力電
圧Ｖｏの分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２による分圧Ｖｆと基準電圧
Ｖｒとの差を制御増幅器２２で増幅し、その制御電圧Ｖ
ｓと入力電圧瞬時値との積（目標電圧）を乗算器２４で
求める。スイッチングトランジスタＱの電流センス抵抗
Ｒｓの電圧降下（チョーク電流の瞬時値に相当する）
と、乗算器２４からの目標電圧とを比較器２６で比較
し、状態レジスタ２８を制御する。
【０００７】比較器２６は、電流センス抵抗Ｒｓの電圧
降下が上記の目標電圧に達した時に状態レジスタ２８を
リセットし、チョークコイルＬが放電を終了した時に状
態レジスタ２８をセットする。この動作によってスイッ
チングトランジスタＱはオンーオフを繰り返し、図１０
に示すごとく、チョーク電流ｉＬは三角波となる。その
ピーク値は、乗算器２４による目標電圧に対応し、平均
入力電流ｉｉｎはチョーク電流ｉＬの半分になるので、
結果として入力電圧Ｖｉｎと同相の正弦波に整形され、
同時に出力電圧Ｖｏは安定化される。
降下が上記の目標電圧に達した時に状態レジスタ２８を
リセットし、チョークコイルＬが放電を終了した時に状
態レジスタ２８をセットする。この動作によってスイッ
チングトランジスタＱはオンーオフを繰り返し、図１０
に示すごとく、チョーク電流ｉＬは三角波となる。その
ピーク値は、乗算器２４による目標電圧に対応し、平均
入力電流ｉｉｎはチョーク電流ｉＬの半分になるので、
結果として入力電圧Ｖｉｎと同相の正弦波に整形され、
同時に出力電圧Ｖｏは安定化される。
【０００８】また、図１１は他の従来例に係る代表的な
アクティブフィルタ型スイッチング電源の一例を示す回
路図である。該スイッチング電源は、主として整流器Ｄ
Ｍと、昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０と、アクテ
ィブフィルタ制御回路２０とを有する。該スイッチング
電源では、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０のスイッチン
グトランジスタＱをオンーオフ駆動してライン消費電流
を商用電源入力電圧と同相の正弦波とするように制御し
て、力率を改善すると共に出力を定電圧制御する。
アクティブフィルタ型スイッチング電源の一例を示す回
路図である。該スイッチング電源は、主として整流器Ｄ
Ｍと、昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０と、アクテ
ィブフィルタ制御回路２０とを有する。該スイッチング
電源では、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０のスイッチン
グトランジスタＱをオンーオフ駆動してライン消費電流
を商用電源入力電圧と同相の正弦波とするように制御し
て、力率を改善すると共に出力を定電圧制御する。
【０００９】整流器ＤＭは、入力された商用交流Ｖａｃ
を全波整流して脈流Ｖｂｃを生成する。生成された脈流
Ｖｂｃは、チョークコイルＬｆ及びコンデンサＣｆから
なるフィルタ回路を介してＤＣ−ＤＣコンバータ回路１
０に供給される。
を全波整流して脈流Ｖｂｃを生成する。生成された脈流
Ｖｂｃは、チョークコイルＬｆ及びコンデンサＣｆから
なるフィルタ回路を介してＤＣ−ＤＣコンバータ回路１
０に供給される。
【００１０】ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０は、負荷１
９に対して並列に配置されるスイッチングトランジスタ
Ｑ及び平滑コンデンサＣと、負荷１９に対して直列に配
置されるチョークコイルＬ及びフライホイールダイオー
ドＤ等から構成されている。スイッチングトランジスタ
Ｑがオンすると、チョークコイルＬに電流が流れてエネ
ルギが蓄積され、スイッチングトランジスタＱがオフし
たとき、チョークコイルＬに蓄積されていたエネルギが
放出され、フライホイールダイオードＤを通り平滑コン
デンサＣで平滑化されて負荷１９に供給される。スイッ
チングトランジスタＱのオンーオフの時比率により出力
電圧Ｖｏが決められることになる。
９に対して並列に配置されるスイッチングトランジスタ
Ｑ及び平滑コンデンサＣと、負荷１９に対して直列に配
置されるチョークコイルＬ及びフライホイールダイオー
ドＤ等から構成されている。スイッチングトランジスタ
Ｑがオンすると、チョークコイルＬに電流が流れてエネ
ルギが蓄積され、スイッチングトランジスタＱがオフし
たとき、チョークコイルＬに蓄積されていたエネルギが
放出され、フライホイールダイオードＤを通り平滑コン
デンサＣで平滑化されて負荷１９に供給される。スイッ
チングトランジスタＱのオンーオフの時比率により出力
電圧Ｖｏが決められることになる。
【００１１】アクティブフィルタ制御回路２０は、ＤＣ
−ＤＣコンバータ回路１０のチョークコイルＬに流れる
電流ｉＬに相当する電圧を、脈流電圧Ｖｂｃに比例する
目標電圧と比較しながら、スイッチングトランジスタＱ
をオンーオフすることで、入力電流波形を入力電圧波形
と同相の正弦波形に整形する。この時、比較する目標電
圧に、出力電圧Ｖｏの検出信号を加味することで、出力
の安定化を図っている。この種の回路は既にＩＣ化され
て市販されており（例えば「ＴＤＡ４８１４」シーメン
ス社製）、僅かな外付け部品の付加により構成できる。
−ＤＣコンバータ回路１０のチョークコイルＬに流れる
電流ｉＬに相当する電圧を、脈流電圧Ｖｂｃに比例する
目標電圧と比較しながら、スイッチングトランジスタＱ
をオンーオフすることで、入力電流波形を入力電圧波形
と同相の正弦波形に整形する。この時、比較する目標電
圧に、出力電圧Ｖｏの検出信号を加味することで、出力
の安定化を図っている。この種の回路は既にＩＣ化され
て市販されており（例えば「ＴＤＡ４８１４」シーメン
ス社製）、僅かな外付け部品の付加により構成できる。
【００１２】アクティブフィルタ制御回路２０は、制御
増幅器２２、乗算器２４、比較器２６、状態レジスタ２
８等から構成されている。尚、状態レジスタ２８は、Ｎ
ＡＮＤゲート２８ａ、ＲＳフリップフロップ２８ｂ、イ
ンバータ２８ｃ、ＡＮＤゲート２８ｄからなる。出力電
圧Ｖｏの分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２による分圧Ｖｆと直流基準
電圧Ｖｒｄとの差を制御増幅器２２で増幅し、その制御
電圧Ｖｓと入力電圧瞬時値に相当する交流基準電圧Ｖｒ
ａとの積（目標電圧）を乗算器２４で求める。スイッチ
ングトランジスタＱの電流センス抵抗Ｒｓの電圧降下
（チョーク電流の瞬時値に相当する）と、乗算器２４か
らの目標電圧とを比較器２６で比較し、状態レジスタ２
８を制御する。
増幅器２２、乗算器２４、比較器２６、状態レジスタ２
８等から構成されている。尚、状態レジスタ２８は、Ｎ
ＡＮＤゲート２８ａ、ＲＳフリップフロップ２８ｂ、イ
ンバータ２８ｃ、ＡＮＤゲート２８ｄからなる。出力電
圧Ｖｏの分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２による分圧Ｖｆと直流基準
電圧Ｖｒｄとの差を制御増幅器２２で増幅し、その制御
電圧Ｖｓと入力電圧瞬時値に相当する交流基準電圧Ｖｒ
ａとの積（目標電圧）を乗算器２４で求める。スイッチ
ングトランジスタＱの電流センス抵抗Ｒｓの電圧降下
（チョーク電流の瞬時値に相当する）と、乗算器２４か
らの目標電圧とを比較器２６で比較し、状態レジスタ２
８を制御する。
【００１３】比較器２６は、電流センス抵抗Ｒｓの電圧
降下が上記の目標電圧に達した時に状態レジスタ２８を
リセットし、チョークコイルＬが放電を終了した時に状
態レジスタ２８をセットする。この動作によってスイッ
チングトランジスタＱはオンーオフを繰り返し、上記図
１０に示すごとく、チョーク電流ｉＬは三角波となる。
そのピーク値は、乗算器２４による目標電圧に対応し、
平均入力電流ｉｉｎはチョーク電流ｉＬの半分になるの
で、結果として脈流電圧Ｖｂｃと同相の正弦波に整形さ
れ、同時に出力電圧Ｖｏは安定化される。
降下が上記の目標電圧に達した時に状態レジスタ２８を
リセットし、チョークコイルＬが放電を終了した時に状
態レジスタ２８をセットする。この動作によってスイッ
チングトランジスタＱはオンーオフを繰り返し、上記図
１０に示すごとく、チョーク電流ｉＬは三角波となる。
そのピーク値は、乗算器２４による目標電圧に対応し、
平均入力電流ｉｉｎはチョーク電流ｉＬの半分になるの
で、結果として脈流電圧Ｖｂｃと同相の正弦波に整形さ
れ、同時に出力電圧Ｖｏは安定化される。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来技術にお
いては下記のような問題があった。即ち、上記図９及び
図１１に示したアクティブフィルタ型スイッチング電源
は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のスイッチングトランジ
スタのオンーオフ動作を適切に制御することにより、ラ
イン消費電流を入力電圧と同相の正弦波とし、力率を大
幅に改善した電源装置である。しかしながら、この種の
電源装置が組み込まれる例えば電子写真装置等では、位
相制御方式でランプに印加する電圧を変えてランプ光量
を制御するランプレギュレータなど、入力電流が非正弦
波の回路も多く含まれるため、力率の向上の利点を十分
に生かしきれないという問題があった。
いては下記のような問題があった。即ち、上記図９及び
図１１に示したアクティブフィルタ型スイッチング電源
は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のスイッチングトランジ
スタのオンーオフ動作を適切に制御することにより、ラ
イン消費電流を入力電圧と同相の正弦波とし、力率を大
幅に改善した電源装置である。しかしながら、この種の
電源装置が組み込まれる例えば電子写真装置等では、位
相制御方式でランプに印加する電圧を変えてランプ光量
を制御するランプレギュレータなど、入力電流が非正弦
波の回路も多く含まれるため、力率の向上の利点を十分
に生かしきれないという問題があった。
【００１５】本発明は、上述した点に鑑みなされたもの
であり、スイッチング電源搭載装置全体としての力率の
向上を実現し、入力電流歪みの低減を可能とした電源装
置及び電源装置の電圧制御方法を提供することを目的と
する。
であり、スイッチング電源搭載装置全体としての力率の
向上を実現し、入力電流歪みの低減を可能とした電源装
置及び電源装置の電圧制御方法を提供することを目的と
する。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１の発明は、商用交流を直流に変換する変換
手段と、該変換手段を定電圧制御する定電圧制御手段と
を有する電源装置であって、前記商用交流を入力とする
電源回路の入力電流を検出する検出手段を有し、前記定
電圧制御手段は、前記変換手段及び電源回路の入力電流
の合成値が正弦波となるように制御することを特徴とす
る。
め、請求項１の発明は、商用交流を直流に変換する変換
手段と、該変換手段を定電圧制御する定電圧制御手段と
を有する電源装置であって、前記商用交流を入力とする
電源回路の入力電流を検出する検出手段を有し、前記定
電圧制御手段は、前記変換手段及び電源回路の入力電流
の合成値が正弦波となるように制御することを特徴とす
る。
【００１７】上記目的を達成するため、請求項２の発明
は、商用交流を全波整流する整流手段と、該整流手段の
出力を直流に変換する変換手段と、該変換手段を目標電
圧で定電圧制御する定電圧制御手段とを有する電源装置
であって、前記商用交流を入力とする電源回路の入力電
流を検出する検出手段を有し、前記定電圧制御手段は、
前記変換手段の出力電圧に比例した電圧から得た電圧値
及び商用交流を全波整流して得た電圧値の積と前記電源
回路の入力電流に対応した電圧値との差から目標電圧を
算出し、該目標電圧と前記変換手段の入力電流に対応し
た電圧との比較に基づき、前記変換手段及び電源回路の
入力電流の合成値が正弦波となるように制御することを
特徴とする。
は、商用交流を全波整流する整流手段と、該整流手段の
出力を直流に変換する変換手段と、該変換手段を目標電
圧で定電圧制御する定電圧制御手段とを有する電源装置
であって、前記商用交流を入力とする電源回路の入力電
流を検出する検出手段を有し、前記定電圧制御手段は、
前記変換手段の出力電圧に比例した電圧から得た電圧値
及び商用交流を全波整流して得た電圧値の積と前記電源
回路の入力電流に対応した電圧値との差から目標電圧を
算出し、該目標電圧と前記変換手段の入力電流に対応し
た電圧との比較に基づき、前記変換手段及び電源回路の
入力電流の合成値が正弦波となるように制御することを
特徴とする。
【００１８】上記目的を達成するため、請求項３の発明
は、前記電源回路はランプレギュレータであることを特
徴とする。
は、前記電源回路はランプレギュレータであることを特
徴とする。
【００１９】上記目的を達成するため、請求項４の発明
は、前記電源回路は整流装置であることを特徴とする。
は、前記電源回路は整流装置であることを特徴とする。
【００２０】上記目的を達成するため、請求項５の発明
は、前記検出手段は変流器であることを特徴とする。
は、前記検出手段は変流器であることを特徴とする。
【００２１】上記目的を達成するため、請求項６の発明
は、前記検出手段は抵抗であり、前記整流手段で商用交
流を全波整流した後に絶縁手段を介して前記定電圧制御
手段に印加することを特徴とする。
は、前記検出手段は抵抗であり、前記整流手段で商用交
流を全波整流した後に絶縁手段を介して前記定電圧制御
手段に印加することを特徴とする。
【００２２】上記目的を達成するため、請求項７の発明
は、商用交流を直流に変換する変換手段と、該変換手段
を定電圧制御する定電圧制御手段とを有する電源装置の
電圧制御方法であって、前記商用交流を入力とする電源
回路の入力電流を検出する検出ステップと、前記変換手
段及び電源回路の入力電流の合成値が正弦波となるよう
に制御する制御ステップとを有することを特徴とする。
は、商用交流を直流に変換する変換手段と、該変換手段
を定電圧制御する定電圧制御手段とを有する電源装置の
電圧制御方法であって、前記商用交流を入力とする電源
回路の入力電流を検出する検出ステップと、前記変換手
段及び電源回路の入力電流の合成値が正弦波となるよう
に制御する制御ステップとを有することを特徴とする。
【００２３】上記目的を達成するため、請求項８の発明
は、商用交流を全波整流する整流手段と、該整流手段の
出力を直流に変換する変換手段と、該変換手段を目標電
圧で定電圧制御する定電圧制御手段とを有する電源装置
の電圧制御方法であって、前記商用交流を入力とする電
源回路の入力電流を検出する検出ステップと、前記変換
手段の出力電圧に比例した電圧から得た電圧値及び商用
交流を全波整流して得た電圧値の積と前記電源回路の入
力電流に対応した電圧値との差から目標電圧を算出し、
該目標電圧と前記変換手段の入力電流に対応した電圧と
の比較に基づき、前記変換手段及び電源回路の入力電流
の合成値が正弦波となるように制御する制御ステップと
を有することを特徴とする。
は、商用交流を全波整流する整流手段と、該整流手段の
出力を直流に変換する変換手段と、該変換手段を目標電
圧で定電圧制御する定電圧制御手段とを有する電源装置
の電圧制御方法であって、前記商用交流を入力とする電
源回路の入力電流を検出する検出ステップと、前記変換
手段の出力電圧に比例した電圧から得た電圧値及び商用
交流を全波整流して得た電圧値の積と前記電源回路の入
力電流に対応した電圧値との差から目標電圧を算出し、
該目標電圧と前記変換手段の入力電流に対応した電圧と
の比較に基づき、前記変換手段及び電源回路の入力電流
の合成値が正弦波となるように制御する制御ステップと
を有することを特徴とする。
【００２４】上記目的を達成するため、請求項９の発明
は、前記電源回路はランプレギュレータであることを特
徴とする。
は、前記電源回路はランプレギュレータであることを特
徴とする。
【００２５】上記目的を達成するため、請求項１０の発
明は、前記電源回路は整流装置であることを特徴とす
る。
明は、前記電源回路は整流装置であることを特徴とす
る。
【００２６】上記目的を達成するため、請求項１１の発
明は、前記検出ステップでは変流器を用いて検出するこ
とを特徴とする。
明は、前記検出ステップでは変流器を用いて検出するこ
とを特徴とする。
【００２７】上記目的を達成するため、請求項１２の発
明は、前記検出ステップでは抵抗を用いて検出し、前記
整流手段で商用交流を全波整流した後に絶縁手段を介し
て前記定電圧制御手段に印加することを特徴とする。
明は、前記検出ステップでは抵抗を用いて検出し、前記
整流手段で商用交流を全波整流した後に絶縁手段を介し
て前記定電圧制御手段に印加することを特徴とする。
【００２８】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。
を参照して説明する。
【００２９】［１］第１の実施の形態 図１は第１の実施の形態に係る電源装置（アクティブフ
ィルタ型スイッチング電源）の構成を示す回路図であ
る。電源装置は、昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０
と、アクティブフィルタ制御回路２０と、変流器ＣＴと
から大略構成されている。また、電源装置には、該電源
装置と組み合わせる電源回路としてランプレギュレータ
３０が接続されている。尚、昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路１０及びアクティブフィルタ制御回路２０の基本
的な回路構成は、上記図９に示したものと略同様である
ため、対応する部分には同一符号を付し、それらについ
ての説明は簡略化する。
ィルタ型スイッチング電源）の構成を示す回路図であ
る。電源装置は、昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０
と、アクティブフィルタ制御回路２０と、変流器ＣＴと
から大略構成されている。また、電源装置には、該電源
装置と組み合わせる電源回路としてランプレギュレータ
３０が接続されている。尚、昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路１０及びアクティブフィルタ制御回路２０の基本
的な回路構成は、上記図９に示したものと略同様である
ため、対応する部分には同一符号を付し、それらについ
ての説明は簡略化する。
【００３０】ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０は、チョー
クコイルＬ、スイッチングトランジスタＱ、フライホイ
ールダイオードＤ、平滑コンデンサＣ、抵抗Ｒｓを備え
る構成となっている。チョークコイルＬ及びフライホイ
ールダイオードＤは、負荷４０に対して直列に接続され
ており、また、スイッチングトランジスタＱ及び平滑コ
ンデンサＣは、負荷４０に対して並列に接続されてい
る。
クコイルＬ、スイッチングトランジスタＱ、フライホイ
ールダイオードＤ、平滑コンデンサＣ、抵抗Ｒｓを備え
る構成となっている。チョークコイルＬ及びフライホイ
ールダイオードＤは、負荷４０に対して直列に接続され
ており、また、スイッチングトランジスタＱ及び平滑コ
ンデンサＣは、負荷４０に対して並列に接続されてい
る。
【００３１】変流器ＣＴは、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
１０、アクティブフィルタ制御回路２０、ランプレギュ
レータ３０に各々接続されている。また、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路１０のスイッチングトランジスタＱと、ア
クティブフィルタ制御回路２０の比較器２６の―入力端
子とは、抵抗Ｒ５１を介して接続されている。抵抗Ｒ５
１には、可変抵抗ＶＲ５１、ダイオードＤ５１〜Ｄ５４
を介して変流器ＣＴが接続されている。尚、図中Ｖｉｎ
は入力電圧、Ｖｏは負荷４０への出力電圧、Ｖｏ2はラ
ンプ５０への出力電圧である。
１０、アクティブフィルタ制御回路２０、ランプレギュ
レータ３０に各々接続されている。また、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路１０のスイッチングトランジスタＱと、ア
クティブフィルタ制御回路２０の比較器２６の―入力端
子とは、抵抗Ｒ５１を介して接続されている。抵抗Ｒ５
１には、可変抵抗ＶＲ５１、ダイオードＤ５１〜Ｄ５４
を介して変流器ＣＴが接続されている。尚、図中Ｖｉｎ
は入力電圧、Ｖｏは負荷４０への出力電圧、Ｖｏ2はラ
ンプ５０への出力電圧である。
【００３２】アクティブフィルタ制御回路２０は、制御
増幅器２２、乗算器２４、比較器２６、状態レジスタ２
８、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ５、コンデンサＣ１を備える構
成となっている。更に、状態レジスタ２８は、ＮＡＮＤ
ゲート２８ａ、ＲＳフリップフロップ２８ｂ、ＡＮＤゲ
ート２８ｃ、インバータ２８ｄから構成されている。制
御増幅器２２の入力端子はＤＣ−ＤＣコンバータ回路１
０に接続され、出力端子は乗算器２４に接続されてい
る。比較器２６の入力端子は乗算器２４及びＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路１０に接続され、出力端子は状態レジス
タ２８のＮＡＮＤゲート２８ａに接続されている。
増幅器２２、乗算器２４、比較器２６、状態レジスタ２
８、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ５、コンデンサＣ１を備える構
成となっている。更に、状態レジスタ２８は、ＮＡＮＤ
ゲート２８ａ、ＲＳフリップフロップ２８ｂ、ＡＮＤゲ
ート２８ｃ、インバータ２８ｄから構成されている。制
御増幅器２２の入力端子はＤＣ−ＤＣコンバータ回路１
０に接続され、出力端子は乗算器２４に接続されてい
る。比較器２６の入力端子は乗算器２４及びＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路１０に接続され、出力端子は状態レジス
タ２８のＮＡＮＤゲート２８ａに接続されている。
【００３３】状態レジスタ２８のＮＡＮＤゲート２８ａ
の一方の入力端子及び出力端子は、ＲＳフリップフロッ
プ２８ｂのＲ入力端子及びＳ入力端子に各々接続されて
いる。ＲＳフリップフロップ２８ｂの出力端子は、ＡＮ
Ｄゲート２８ｃの一方の入力端子に接続され、ＡＮＤゲ
ート２８ｃの他方の入力端子とＮＡＮＤゲート２８ａの
他方の入力端子との間には、インバータ２８ｄが接続さ
れている。ＡＮＤゲート２８ｃの出力端子は、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ回路１０のスイッチングトランジスタＱに
接続されている。アクティブフィルタ制御回路２０につ
いては後述する。
の一方の入力端子及び出力端子は、ＲＳフリップフロッ
プ２８ｂのＲ入力端子及びＳ入力端子に各々接続されて
いる。ＲＳフリップフロップ２８ｂの出力端子は、ＡＮ
Ｄゲート２８ｃの一方の入力端子に接続され、ＡＮＤゲ
ート２８ｃの他方の入力端子とＮＡＮＤゲート２８ａの
他方の入力端子との間には、インバータ２８ｄが接続さ
れている。ＡＮＤゲート２８ｃの出力端子は、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ回路１０のスイッチングトランジスタＱに
接続されている。アクティブフィルタ制御回路２０につ
いては後述する。
【００３４】ランプレギュレータ３０は、スイッチ素子
により正弦波に対して導通する位相角を制御して、ラン
プに印加する電圧を変えてランプ光量を制御する交流定
電圧装置であり、トライアック３１、検出回路（比較回
路）３２、トリガ回路３３、波形整形回路３４を備える
構成となっている。ランプレギュレータ３０は一般的な
回路ではあるが、簡単に動作を説明する。トライアック
３１は、負荷のランプ５０と直列に挿入されており、ゲ
ート端子に接続されたトリガ回路３３により負荷のラン
プ５０をスイッチ制御する。検出回路（比較回路）３２
は、ランプ電圧を検出して所定の信号レベルに変換した
後、基準電圧と比較して誤差電圧信号を生成してトリガ
回路３３へ出力する。
により正弦波に対して導通する位相角を制御して、ラン
プに印加する電圧を変えてランプ光量を制御する交流定
電圧装置であり、トライアック３１、検出回路（比較回
路）３２、トリガ回路３３、波形整形回路３４を備える
構成となっている。ランプレギュレータ３０は一般的な
回路ではあるが、簡単に動作を説明する。トライアック
３１は、負荷のランプ５０と直列に挿入されており、ゲ
ート端子に接続されたトリガ回路３３により負荷のラン
プ５０をスイッチ制御する。検出回路（比較回路）３２
は、ランプ電圧を検出して所定の信号レベルに変換した
後、基準電圧と比較して誤差電圧信号を生成してトリガ
回路３３へ出力する。
【００３５】波形整形回路３４は、入力された商用正弦
波交流を波形整形して、商用周波数の鋸歯状波を生成し
てトリガ回路３３へ出力する。トリガ回路３３は、検出
回路（比較回路）３２から出力される誤差電圧信号と波
形整形回路３４から出力される鋸歯状波とを比較し、ト
リガ位相を決定してトリガ出力をトライアック３１へ出
力する。トライアック３１は、トリガ回路３３より印加
されるトリガ信号により、目的とする電圧に応じた位相
角でオンするスイッチング制御が行われる。以上のよう
に、ランプ電圧を検出してトリガ位相を制御することに
より、ランプ光量を安定化する。
波交流を波形整形して、商用周波数の鋸歯状波を生成し
てトリガ回路３３へ出力する。トリガ回路３３は、検出
回路（比較回路）３２から出力される誤差電圧信号と波
形整形回路３４から出力される鋸歯状波とを比較し、ト
リガ位相を決定してトリガ出力をトライアック３１へ出
力する。トライアック３１は、トリガ回路３３より印加
されるトリガ信号により、目的とする電圧に応じた位相
角でオンするスイッチング制御が行われる。以上のよう
に、ランプ電圧を検出してトリガ位相を制御することに
より、ランプ光量を安定化する。
【００３６】ランプレギュレータ３０の入力電流を検出
するために、変流器ＣＴが入力と直列に挿入されてい
る。変流器ＣＴの出力は、ダイオードＤ５１、Ｄ５２、
Ｄ５３、Ｄ５４により全波整流され、ＶＲ５１、Ｒ５１
によりレベル調整とスイッチングトランジスタＱの電流
センス抵抗Ｒｓの検出値との重畳が行われ、アクティブ
フィルタ制御回路２０の比較器２６に印加される。
するために、変流器ＣＴが入力と直列に挿入されてい
る。変流器ＣＴの出力は、ダイオードＤ５１、Ｄ５２、
Ｄ５３、Ｄ５４により全波整流され、ＶＲ５１、Ｒ５１
によりレベル調整とスイッチングトランジスタＱの電流
センス抵抗Ｒｓの検出値との重畳が行われ、アクティブ
フィルタ制御回路２０の比較器２６に印加される。
【００３７】本発明の第１の実施の形態では、電源装置
（アクティブフィルタ型スイッチング電源）において、
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０のスイッチングトランジ
スタＱの電流センス抵抗Ｒｓの検出値（チョークコイル
電流の瞬時値に相当する）と、変流器ＣＴの検出値（ラ
ンプレギュレータ３０の入力電流に相当する）とを直列
に重畳した信号を、アクティブフィルタ制御回路２０の
比較器２６に印加して乗算器２４からの目標電圧と比較
制御する。
（アクティブフィルタ型スイッチング電源）において、
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０のスイッチングトランジ
スタＱの電流センス抵抗Ｒｓの検出値（チョークコイル
電流の瞬時値に相当する）と、変流器ＣＴの検出値（ラ
ンプレギュレータ３０の入力電流に相当する）とを直列
に重畳した信号を、アクティブフィルタ制御回路２０の
比較器２６に印加して乗算器２４からの目標電圧と比較
制御する。
【００３８】次に、第１の実施の形態に係る電源装置
（アクティブフィルタ型スイッチング電源）の詳細動作
について説明する。電源装置のアクティブフィルタ制御
回路２０は、上述したごとく制御増幅器２２、乗算器２
４、比較器２６、状態レジスタ２８等を備えている。出
力電圧Ｖｏの分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２による分圧Ｖｆと基準
電圧Ｖｒとの差を制御増幅器２２で増幅し、その制御電
圧Ｖｓと入力電圧瞬時値との積（目標電圧）を乗算器２
４で求める。スイッチングトランジスタＱの電流センス
抵抗Ｒｓの電圧降下（チョーク電流の瞬時値に相当す
る）と、ランプレギュレータ３０に直列に挿入された変
流器ＣＴの出力を全波整流した出力（ランプ電流に相当
する）とを重畳させた信号と、乗算器２４からの目標電
圧とを比較器２６で比較し、状態レジスタ２８を制御す
る。
（アクティブフィルタ型スイッチング電源）の詳細動作
について説明する。電源装置のアクティブフィルタ制御
回路２０は、上述したごとく制御増幅器２２、乗算器２
４、比較器２６、状態レジスタ２８等を備えている。出
力電圧Ｖｏの分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２による分圧Ｖｆと基準
電圧Ｖｒとの差を制御増幅器２２で増幅し、その制御電
圧Ｖｓと入力電圧瞬時値との積（目標電圧）を乗算器２
４で求める。スイッチングトランジスタＱの電流センス
抵抗Ｒｓの電圧降下（チョーク電流の瞬時値に相当す
る）と、ランプレギュレータ３０に直列に挿入された変
流器ＣＴの出力を全波整流した出力（ランプ電流に相当
する）とを重畳させた信号と、乗算器２４からの目標電
圧とを比較器２６で比較し、状態レジスタ２８を制御す
る。
【００３９】比較器２６は、電流センス抵抗Ｒｓの電圧
降下と変流器出力を重畳した値が上記の目標電圧に達し
た時に状態レジスタ２８をリセットし、チョークコイル
Ｌが放電を終了した時に状態レジスタ２８をセットす
る。この動作によってスイッチングトランジスタＱはオ
ンーオフを繰り返す。図２に示すごとく、ランプレギュ
レータ３０の電流が零の区間では、チョーク電流ｉＬの
ピーク値は、乗算器２４による目標電圧に対応し、ＤＣ
−ＤＣコンバータ回路１０の平均入力電流ｉ１ｉｎはチ
ョーク電流ｉＬの半分になる。結果として、入力電圧Ｖ
ｉｎと同相の正弦波に整形され、同時に出力電圧Ｖｏは
安定化される。
降下と変流器出力を重畳した値が上記の目標電圧に達し
た時に状態レジスタ２８をリセットし、チョークコイル
Ｌが放電を終了した時に状態レジスタ２８をセットす
る。この動作によってスイッチングトランジスタＱはオ
ンーオフを繰り返す。図２に示すごとく、ランプレギュ
レータ３０の電流が零の区間では、チョーク電流ｉＬの
ピーク値は、乗算器２４による目標電圧に対応し、ＤＣ
−ＤＣコンバータ回路１０の平均入力電流ｉ１ｉｎはチ
ョーク電流ｉＬの半分になる。結果として、入力電圧Ｖ
ｉｎと同相の正弦波に整形され、同時に出力電圧Ｖｏは
安定化される。
【００４０】ランプ電流ｉ２ｉｎが流れている区間で
は、チョーク電流ｉＬの瞬時値に相当する信号と、図３
に示すランプ電流ｉ２ｉｎに相当する信号との和のピー
ク値は、乗算器２４による目標電圧に対応し、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ回路１０の平均入力電流ｉ１ｉｎはチョー
ク電流の半分になる。結果として、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路１０の平均入力電流ｉ１ｉｎとランプ電流ｉ２ｉ
ｎとの合成電流ｉｉｎは、入力電圧Ｖｉｎと同相の正弦
波に整形され、同時に出力電圧Ｖｏは安定化される。
は、チョーク電流ｉＬの瞬時値に相当する信号と、図３
に示すランプ電流ｉ２ｉｎに相当する信号との和のピー
ク値は、乗算器２４による目標電圧に対応し、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ回路１０の平均入力電流ｉ１ｉｎはチョー
ク電流の半分になる。結果として、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路１０の平均入力電流ｉ１ｉｎとランプ電流ｉ２ｉ
ｎとの合成電流ｉｉｎは、入力電圧Ｖｉｎと同相の正弦
波に整形され、同時に出力電圧Ｖｏは安定化される。
【００４１】上述したように、第１の実施の形態によれ
ば、電源装置は、スイッチングトランジスタＱを有し商
用交流を直流に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０
と、アクティブフィルタ制御回路２０の制御増幅器２２
の電流検出端子に印加されるチョークコイル電流検出信
号と直列に同一の電源系を入力とするランプレギュレー
タ３０のランプ電流検出信号を重畳させるように配置さ
れた変流器ＣＴと、ランプレギュレータ３０の消費電流
とＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の消費電流の合成値を
正弦波化するようにスイッチングトランジスタＱを定電
圧制御するアクティブフィルタ制御回路２０とを備えて
いるため、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の平均入力電
流ｉ１ｉｎとランプ電流ｉ２ｉｎとの合成電流ｉｉｎ
は、入力電圧Ｖｉｎと同相の正弦波に整形される。これ
により、装置内に混在する他の入力電流歪みを有するラ
ンプレギュレータ３０の入力電流歪みを補正することが
可能となり、ランプレギュレータ３０で入力電流歪みの
改善を行うことなく、装置全体の力率が向上し入力電流
歪みの低減が可能となる。
ば、電源装置は、スイッチングトランジスタＱを有し商
用交流を直流に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０
と、アクティブフィルタ制御回路２０の制御増幅器２２
の電流検出端子に印加されるチョークコイル電流検出信
号と直列に同一の電源系を入力とするランプレギュレー
タ３０のランプ電流検出信号を重畳させるように配置さ
れた変流器ＣＴと、ランプレギュレータ３０の消費電流
とＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の消費電流の合成値を
正弦波化するようにスイッチングトランジスタＱを定電
圧制御するアクティブフィルタ制御回路２０とを備えて
いるため、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の平均入力電
流ｉ１ｉｎとランプ電流ｉ２ｉｎとの合成電流ｉｉｎ
は、入力電圧Ｖｉｎと同相の正弦波に整形される。これ
により、装置内に混在する他の入力電流歪みを有するラ
ンプレギュレータ３０の入力電流歪みを補正することが
可能となり、ランプレギュレータ３０で入力電流歪みの
改善を行うことなく、装置全体の力率が向上し入力電流
歪みの低減が可能となる。
【００４２】尚、第１の実施の形態に係る電源装置（ア
クティブフィルタ型スイッチング電源）は、上記の構成
のみに限定されるものではない。即ち、第１の実施の形
態では、電源装置（アクティブフィルタ型スイッチング
電源）と組み合わせる電源回路として、ランプレギュレ
ータを例に取り上げたが、これに限定されず、入力電流
歪みの発生するサイリスタ整流装置等、他の電源回路に
も適用可能である。
クティブフィルタ型スイッチング電源）は、上記の構成
のみに限定されるものではない。即ち、第１の実施の形
態では、電源装置（アクティブフィルタ型スイッチング
電源）と組み合わせる電源回路として、ランプレギュレ
ータを例に取り上げたが、これに限定されず、入力電流
歪みの発生するサイリスタ整流装置等、他の電源回路に
も適用可能である。
【００４３】［２］第２の実施の形態 図４は第２の実施の形態に係る電源装置（アクティブフ
ィルタ型スイッチング電源）の構成を示す回路図であ
る。電源装置は、昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０
と、アクティブフィルタ制御回路２０と、変流器ＣＴと
から大略構成されている。第２の実施の形態では、上記
第１の実施の形態のランプレギュレータ３０に相当する
部分にコンデンサインプット型整流回路６０が配設され
ている。尚、昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０及び
アクティブフィルタ制御回路２０の基本的な回路構成
は、上記図１に示したものと略同様であるため、対応す
る部分には同一符号を付し、それらについての説明は簡
略化する。
ィルタ型スイッチング電源）の構成を示す回路図であ
る。電源装置は、昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０
と、アクティブフィルタ制御回路２０と、変流器ＣＴと
から大略構成されている。第２の実施の形態では、上記
第１の実施の形態のランプレギュレータ３０に相当する
部分にコンデンサインプット型整流回路６０が配設され
ている。尚、昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０及び
アクティブフィルタ制御回路２０の基本的な回路構成
は、上記図１に示したものと略同様であるため、対応す
る部分には同一符号を付し、それらについての説明は簡
略化する。
【００４４】ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０は、チョー
クコイルＬ、スイッチングトランジスタＱ、フライホイ
ールダイオードＤ、平滑コンデンサＣ、抵抗Ｒｓを備え
る構成となっている。また、アクティブフィルタ制御回
路２０は、制御増幅器２２、乗算器２４、比較器２６、
状態レジスタ２８、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ５、コンデンサ
Ｃ１を備える構成となっている。更に、状態レジスタ２
８は、ＮＡＮＤゲート２８ａ、ＲＳフリップフロップ２
８ｂ、ＡＮＤゲート２８ｃ、インバータ２８ｄから構成
されている。アクティブフィルタ制御回路２０について
は後述する。尚、図中Ｖｉｎは入力電圧、Ｖｏは負荷４
０への出力電圧、Ｖｏ3は負荷７０への出力電圧、Ｄ５
１〜Ｄ５４はダイオード、ＶＲ５１は可変抵抗、Ｒ５１
は抵抗である。
クコイルＬ、スイッチングトランジスタＱ、フライホイ
ールダイオードＤ、平滑コンデンサＣ、抵抗Ｒｓを備え
る構成となっている。また、アクティブフィルタ制御回
路２０は、制御増幅器２２、乗算器２４、比較器２６、
状態レジスタ２８、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ５、コンデンサ
Ｃ１を備える構成となっている。更に、状態レジスタ２
８は、ＮＡＮＤゲート２８ａ、ＲＳフリップフロップ２
８ｂ、ＡＮＤゲート２８ｃ、インバータ２８ｄから構成
されている。アクティブフィルタ制御回路２０について
は後述する。尚、図中Ｖｉｎは入力電圧、Ｖｏは負荷４
０への出力電圧、Ｖｏ3は負荷７０への出力電圧、Ｄ５
１〜Ｄ５４はダイオード、ＶＲ５１は可変抵抗、Ｒ５１
は抵抗である。
【００４５】コンデンサインプット型整流回路６０は、
ダイオード６１、電解コンデンサ６２を備える構成とな
っている。ダイオード６１は、負荷７０に対して直列に
接続されており、また、電解コンデンサ６２は、負荷７
０に対して並列に接続されている。コンデンサインプッ
ト型整流回路６０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０及
び変流器ＣＴと接続されており、変流器ＣＴは、ＤＣ−
ＤＣコンバータ回路１０及びアクティブフィルタ制御回
路２０と接続されている。
ダイオード６１、電解コンデンサ６２を備える構成とな
っている。ダイオード６１は、負荷７０に対して直列に
接続されており、また、電解コンデンサ６２は、負荷７
０に対して並列に接続されている。コンデンサインプッ
ト型整流回路６０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０及
び変流器ＣＴと接続されており、変流器ＣＴは、ＤＣ−
ＤＣコンバータ回路１０及びアクティブフィルタ制御回
路２０と接続されている。
【００４６】第２の実施の形態においても、上記第１の
実施の形態と同様に、コンデンサインプット型整流回路
６０の入力電流が零の区間では、チョーク電流ｉＬのピ
ーク値は乗算器２４による目標電圧に対応し、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ回路１０の平均入力電流ｉ１ｉｎはチョー
ク電流ｉＬの半分となる。結果として、入力電圧Ｖｉｎ
と同相の正弦波に整形され、同時に出力電圧Ｖｏは安定
化される。
実施の形態と同様に、コンデンサインプット型整流回路
６０の入力電流が零の区間では、チョーク電流ｉＬのピ
ーク値は乗算器２４による目標電圧に対応し、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ回路１０の平均入力電流ｉ１ｉｎはチョー
ク電流ｉＬの半分となる。結果として、入力電圧Ｖｉｎ
と同相の正弦波に整形され、同時に出力電圧Ｖｏは安定
化される。
【００４７】コンデンサインプット型整流回路６０の入
力電流が流れている区間では、チョーク電流ｉＬの瞬時
値に相当する信号と、コンデンサインプット型整流回路
６０の入力電流ｉ３ｉｎに相当する信号との和のピーク
値は、乗算器２４による目標電圧に対応し、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路１０の平均入力電流ｉ１ｉｎはチョーク
電流ｉＬの半分になる。結果として、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路１０の平均入力電流ｉ１ｉｎとコンデンサイン
プット型整流回路６０の入力電流ｉ３ｉｎとの合成電流
ｉｉｎは、入力電圧Ｖｉｎと同相の正弦波に整形され、
同時に出力電圧Ｖｏは安定化される。
力電流が流れている区間では、チョーク電流ｉＬの瞬時
値に相当する信号と、コンデンサインプット型整流回路
６０の入力電流ｉ３ｉｎに相当する信号との和のピーク
値は、乗算器２４による目標電圧に対応し、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路１０の平均入力電流ｉ１ｉｎはチョーク
電流ｉＬの半分になる。結果として、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路１０の平均入力電流ｉ１ｉｎとコンデンサイン
プット型整流回路６０の入力電流ｉ３ｉｎとの合成電流
ｉｉｎは、入力電圧Ｖｉｎと同相の正弦波に整形され、
同時に出力電圧Ｖｏは安定化される。
【００４８】上述したように、第２の実施の形態によれ
ば、電源装置は、スイッチングトランジスタＱを有し商
用交流を直流に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０
と、アクティブフィルタ制御回路２０の制御増幅器２２
の電流検出端子に印加されるチョークコイル電流検出信
号と直列に同一の電源系を入力とするコンデンサインプ
ット型整流回路６０の電流検出信号を重畳させるように
配置された変流器ＣＴと、ランプレギュレータ３０の消
費電流とＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の消費電流の合
成値を正弦波化するようにスイッチングトランジスタＱ
を定電圧制御するアクティブフィルタ制御回路２０とを
備えているため、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の平均
入力電流ｉ１ｉｎとコンデンサインプット型整流回路６
０の入力電流ｉ３ｉｎとの合成電流ｉｉｎは、入力電圧
Ｖｉｎと同相の正弦波に整形される。これにより、装置
内に混在する他の入力電流歪みを有するコンデンサイン
プット型整流回路６０の入力電流歪みを補正することが
可能となり、コンデンサインプット型整流回路６０で入
力電流歪みの改善を行うことなく、装置全体の力率が向
上し入力電流歪みの低減が可能となる。
ば、電源装置は、スイッチングトランジスタＱを有し商
用交流を直流に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０
と、アクティブフィルタ制御回路２０の制御増幅器２２
の電流検出端子に印加されるチョークコイル電流検出信
号と直列に同一の電源系を入力とするコンデンサインプ
ット型整流回路６０の電流検出信号を重畳させるように
配置された変流器ＣＴと、ランプレギュレータ３０の消
費電流とＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の消費電流の合
成値を正弦波化するようにスイッチングトランジスタＱ
を定電圧制御するアクティブフィルタ制御回路２０とを
備えているため、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の平均
入力電流ｉ１ｉｎとコンデンサインプット型整流回路６
０の入力電流ｉ３ｉｎとの合成電流ｉｉｎは、入力電圧
Ｖｉｎと同相の正弦波に整形される。これにより、装置
内に混在する他の入力電流歪みを有するコンデンサイン
プット型整流回路６０の入力電流歪みを補正することが
可能となり、コンデンサインプット型整流回路６０で入
力電流歪みの改善を行うことなく、装置全体の力率が向
上し入力電流歪みの低減が可能となる。
【００４９】尚、第２の実施の形態に係る電源装置（ア
クティブフィルタ型スイッチング電源）は、上記の構成
のみに限定されるものではない。即ち、第２の実施の形
態では、電源装置（アクティブフィルタ型スイッチング
電源）と組み合わせる電源回路として、コンデンサイン
プット型整流回路を例に取り上げたが、これに限定され
ず、入力電流歪みの発生するサイリスタ整流装置等、他
の電源回路にも適用可能である。
クティブフィルタ型スイッチング電源）は、上記の構成
のみに限定されるものではない。即ち、第２の実施の形
態では、電源装置（アクティブフィルタ型スイッチング
電源）と組み合わせる電源回路として、コンデンサイン
プット型整流回路を例に取り上げたが、これに限定され
ず、入力電流歪みの発生するサイリスタ整流装置等、他
の電源回路にも適用可能である。
【００５０】［３］第３の実施の形態 図５は第３の実施の形態に係る電源装置（アクティブフ
ィルタ型スイッチング電源）の構成を示す回路図であ
る。電源装置は、昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０
と、アクティブフィルタ制御回路２０と、整流器ＤＭ
と、電流検出回路８０とから大略構成されている。尚、
昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０及びアクティブフ
ィルタ制御回路２０の基本的な回路構成は、上記図１１
に示したものと略同様であるため、対応する部分には同
一符号を付し、それらについての説明は簡略化する。
ィルタ型スイッチング電源）の構成を示す回路図であ
る。電源装置は、昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０
と、アクティブフィルタ制御回路２０と、整流器ＤＭ
と、電流検出回路８０とから大略構成されている。尚、
昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０及びアクティブフ
ィルタ制御回路２０の基本的な回路構成は、上記図１１
に示したものと略同様であるため、対応する部分には同
一符号を付し、それらについての説明は簡略化する。
【００５１】ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０は、チョー
クコイルＬ、スイッチングトランジスタＱ、フライホイ
ールダイオードＤ、平滑コンデンサＣ、抵抗Ｒｓを備え
る構成となっている。また、アクティブフィルタ制御回
路２０は、制御増幅器２２、乗算器２４、減算器２５、
比較器２６、状態レジスタ２８、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ
５、コンデンサＣ１を備える構成となっている。更に、
状態レジスタ２８は、ＮＡＮＤゲート２８ａ、ＲＳフリ
ップフロップ２８ｂ、ＡＮＤゲート２８ｃ、インバータ
２８ｄから構成されている。アクティブフィルタ制御回
路２０については後述する。尚、図中Ｖｉｎは入力電
圧、Ｖｏは負荷１９への出力電圧、Ｒ３、Ｒ４は抵抗、
Ｌｆはチョークコイル、Ｃｆはコンデンサである。
クコイルＬ、スイッチングトランジスタＱ、フライホイ
ールダイオードＤ、平滑コンデンサＣ、抵抗Ｒｓを備え
る構成となっている。また、アクティブフィルタ制御回
路２０は、制御増幅器２２、乗算器２４、減算器２５、
比較器２６、状態レジスタ２８、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ
５、コンデンサＣ１を備える構成となっている。更に、
状態レジスタ２８は、ＮＡＮＤゲート２８ａ、ＲＳフリ
ップフロップ２８ｂ、ＡＮＤゲート２８ｃ、インバータ
２８ｄから構成されている。アクティブフィルタ制御回
路２０については後述する。尚、図中Ｖｉｎは入力電
圧、Ｖｏは負荷１９への出力電圧、Ｒ３、Ｒ４は抵抗、
Ｌｆはチョークコイル、Ｃｆはコンデンサである。
【００５２】また、電源装置には、該電源装置と組み合
わせる電源回路としてランプレギュレータ３０が接続さ
れている。ランプレギュレータ３０は、トライアック３
１、検出回路（比較回路）３２、トリガ回路３３、波形
整形回路３４を備える構成となっている。ランプレギュ
レータ３０については後述する。更に、ランプレギュレ
ータ３０のライン消費電流（以下、ランプ電流ｉｌｍｐ
と称する）を検出する手段として、電流検出回路８０が
入力と直列に接続されている。電流検出回路８０は、変
流器ＣＴ５１、整流器ＤＭ５１、抵抗Ｒ５１、Ｒ５２を
備える構成となっており、ランプ電流ｉｌｍｐを検出し
て相当する電圧値に変換して出力する。電流検出回路８
０については後述する。
わせる電源回路としてランプレギュレータ３０が接続さ
れている。ランプレギュレータ３０は、トライアック３
１、検出回路（比較回路）３２、トリガ回路３３、波形
整形回路３４を備える構成となっている。ランプレギュ
レータ３０については後述する。更に、ランプレギュレ
ータ３０のライン消費電流（以下、ランプ電流ｉｌｍｐ
と称する）を検出する手段として、電流検出回路８０が
入力と直列に接続されている。電流検出回路８０は、変
流器ＣＴ５１、整流器ＤＭ５１、抵抗Ｒ５１、Ｒ５２を
備える構成となっており、ランプ電流ｉｌｍｐを検出し
て相当する電圧値に変換して出力する。電流検出回路８
０については後述する。
【００５３】第３の実施の形態に係る電源装置（アクテ
ィブフィルタ型スイッチング電源）のアクティブフィル
タ制御回路２０の基本的な構成は、上記図１１に示す従
来例に対して、乗算器２４と比較器２６との間に減算器
２５を追加した構成となっている。減算器２５は、乗算
器２４の出力が印加され、上記の変流器ＣＴ５１で検出
したランプ電流ｉｌｍｐに相当する電圧値で減算し、比
較器２６に出力する。
ィブフィルタ型スイッチング電源）のアクティブフィル
タ制御回路２０の基本的な構成は、上記図１１に示す従
来例に対して、乗算器２４と比較器２６との間に減算器
２５を追加した構成となっている。減算器２５は、乗算
器２４の出力が印加され、上記の変流器ＣＴ５１で検出
したランプ電流ｉｌｍｐに相当する電圧値で減算し、比
較器２６に出力する。
【００５４】次に、第３の実施の形態に係る電源装置の
詳細動作について説明する。先ず、一般的な回路ではあ
るが、ランプレギュレータ３０について簡単に動作を説
明する。トライアック３１は、負荷のランプ３９と直列
に挿入されており、ゲート端子に接続されたトリガ回路
３３により負荷のランプ３９をスイッチ制御する。検出
回路（比較回路）３２は、ランプ電圧を検出して所定の
信号レベルに変換した後、基準電圧と比較して誤差電圧
信号を生成してトリガ回路３３へ出力する。波形整形回
路３４は、入力された商用正弦波交流を波形整形して、
商用周波数の鋸歯状波を生成してトリガ回路３３へ出力
する。
詳細動作について説明する。先ず、一般的な回路ではあ
るが、ランプレギュレータ３０について簡単に動作を説
明する。トライアック３１は、負荷のランプ３９と直列
に挿入されており、ゲート端子に接続されたトリガ回路
３３により負荷のランプ３９をスイッチ制御する。検出
回路（比較回路）３２は、ランプ電圧を検出して所定の
信号レベルに変換した後、基準電圧と比較して誤差電圧
信号を生成してトリガ回路３３へ出力する。波形整形回
路３４は、入力された商用正弦波交流を波形整形して、
商用周波数の鋸歯状波を生成してトリガ回路３３へ出力
する。
【００５５】トリガ回路３３は、検出回路（比較回路）
３２から出力される誤差電圧信号と波形整形回路３４か
ら出力される鋸歯状波とを比較し、トリガ位相を決定し
てトリガ出力をトライアック３１へ出力する。トライア
ック３１は、トリガ回路３３より印加されるトリガ信号
により、目的とする電圧に応じた位相角でオンするスイ
ッチング制御が行われる。以上のように、ランプ電圧を
検出してトリガ位相を制御することにより、ランプ光量
を安定化する。
３２から出力される誤差電圧信号と波形整形回路３４か
ら出力される鋸歯状波とを比較し、トリガ位相を決定し
てトリガ出力をトライアック３１へ出力する。トライア
ック３１は、トリガ回路３３より印加されるトリガ信号
により、目的とする電圧に応じた位相角でオンするスイ
ッチング制御が行われる。以上のように、ランプ電圧を
検出してトリガ位相を制御することにより、ランプ光量
を安定化する。
【００５６】次に、ランプ電流ｉｌｍｐの電流検出回路
８０について説明する。ランプ電流ｉｌｍｐを検出する
ために、上述したごとく電流検出回路８０が入力と直列
に挿入されている。電流検出回路８０は、変流器ＣＴ５
１の一次巻線がランプレギュレータ３０の入力と直列に
挿入され、二次巻線からその巻数比に対応した電流が出
力される。二次巻線出力は、整流器ＤＭ５１により全波
整流され、抵抗Ｒ５１、Ｒ５２により電流・電圧変換と
レベル調整が行われ、アクティブフィルタ制御回路２０
の減算器２５の減算端子に印加される。
８０について説明する。ランプ電流ｉｌｍｐを検出する
ために、上述したごとく電流検出回路８０が入力と直列
に挿入されている。電流検出回路８０は、変流器ＣＴ５
１の一次巻線がランプレギュレータ３０の入力と直列に
挿入され、二次巻線からその巻数比に対応した電流が出
力される。二次巻線出力は、整流器ＤＭ５１により全波
整流され、抵抗Ｒ５１、Ｒ５２により電流・電圧変換と
レベル調整が行われ、アクティブフィルタ制御回路２０
の減算器２５の減算端子に印加される。
【００５７】次に、アクティブフィルタ制御回路２０及
びＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０について説明する。該
アクティブフィルタ制御回路２０は、上述したごとく制
御増幅器２２、乗算器２４、減算器２５、比較器２６、
状態レジスタ２８等を備えている。出力電圧Ｖｏの分圧
抵抗Ｒ１、Ｒ２による分圧Ｖｆと直流基準電圧Ｖｒとの
差を制御増幅器２２で増幅し、その制御電圧Ｖｓと入力
電圧瞬時値に相当する電圧値との積を乗算器２４で求め
る。乗算器２４で求めた値に対して、ランプ電流ｉｌｍ
ｐに相当する電圧値の減算処理を減算器２５で行い、こ
れを目標電圧とする。スイッチングトランジスタＱの電
流センス抵抗Ｒｓの電圧降下（チョーク電流の瞬時値に
相当する）と、減算器２５からの目標電圧とを比較器２
６で比較し、状態レジスタ２８を制御する。
びＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０について説明する。該
アクティブフィルタ制御回路２０は、上述したごとく制
御増幅器２２、乗算器２４、減算器２５、比較器２６、
状態レジスタ２８等を備えている。出力電圧Ｖｏの分圧
抵抗Ｒ１、Ｒ２による分圧Ｖｆと直流基準電圧Ｖｒとの
差を制御増幅器２２で増幅し、その制御電圧Ｖｓと入力
電圧瞬時値に相当する電圧値との積を乗算器２４で求め
る。乗算器２４で求めた値に対して、ランプ電流ｉｌｍ
ｐに相当する電圧値の減算処理を減算器２５で行い、こ
れを目標電圧とする。スイッチングトランジスタＱの電
流センス抵抗Ｒｓの電圧降下（チョーク電流の瞬時値に
相当する）と、減算器２５からの目標電圧とを比較器２
６で比較し、状態レジスタ２８を制御する。
【００５８】比較器２６は、電流センス抵抗Ｒｓの電圧
降下が上記の目標電圧に達した時に状態レジスタ２８を
リセットし、チョークコイルＬが放電を終了した時に状
態レジスタ２８をセットする。この動作によってスイッ
チングトランジスタＱはオンーオフを繰り返す。図６及
び図７に示すごとく、ランプ電流ｉｌｍｐが零の区間Ｔ
１では、出力電圧Ｖｏに相当する制御電圧Ｖｓと入力電
圧瞬時値に相当する交流基準電圧Ｖｒａとの積を乗算器
２４で求め、減算器２５に印加するが、減算端子に印加
される電圧値が零であるため、減算器２５の入出力の値
は等しくなり、乗算器出力が目標電圧となる。即ち、目
標電圧は、出力電圧Ｖｏと脈流電圧Ｖｂｃに対応した脈
流波形が目標電圧となる。
降下が上記の目標電圧に達した時に状態レジスタ２８を
リセットし、チョークコイルＬが放電を終了した時に状
態レジスタ２８をセットする。この動作によってスイッ
チングトランジスタＱはオンーオフを繰り返す。図６及
び図７に示すごとく、ランプ電流ｉｌｍｐが零の区間Ｔ
１では、出力電圧Ｖｏに相当する制御電圧Ｖｓと入力電
圧瞬時値に相当する交流基準電圧Ｖｒａとの積を乗算器
２４で求め、減算器２５に印加するが、減算端子に印加
される電圧値が零であるため、減算器２５の入出力の値
は等しくなり、乗算器出力が目標電圧となる。即ち、目
標電圧は、出力電圧Ｖｏと脈流電圧Ｖｂｃに対応した脈
流波形が目標電圧となる。
【００５９】チョーク電流ｉＬのピーク値は、乗算器２
４による目標電圧に対応し、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
１０の平均入力電流ｉｉｎはチョーク電流ｉＬの半分に
なる。結果として、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の平
均入力電流ｉｉｎに相当する入力電流ｉａｃは入力電圧
Ｖａｃと同相の正弦波に整形され、同時に出力電圧Ｖｏ
は安定化される。ランプ電流ｉｌｍｐが流れている区間
Ｔ２では、出力電圧Ｖｏに相当する制御電圧Ｖｓと入力
電圧瞬時値に相当する交流基準電圧Ｖｒａとの積を乗算
器２４で求め、減算器２５に印加される。減算器２５の
減算端子には、ランプレギュレータ３０のライン消費電
流に相当する電圧値が印加され、減算されることにより
目標電圧となる。
４による目標電圧に対応し、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
１０の平均入力電流ｉｉｎはチョーク電流ｉＬの半分に
なる。結果として、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の平
均入力電流ｉｉｎに相当する入力電流ｉａｃは入力電圧
Ｖａｃと同相の正弦波に整形され、同時に出力電圧Ｖｏ
は安定化される。ランプ電流ｉｌｍｐが流れている区間
Ｔ２では、出力電圧Ｖｏに相当する制御電圧Ｖｓと入力
電圧瞬時値に相当する交流基準電圧Ｖｒａとの積を乗算
器２４で求め、減算器２５に印加される。減算器２５の
減算端子には、ランプレギュレータ３０のライン消費電
流に相当する電圧値が印加され、減算されることにより
目標電圧となる。
【００６０】目標電圧は、出力電圧Ｖｏと脈流電圧Ｖｂ
ｃに対応した、脈流波形にランプ電流ｉｌｍｐに相当す
る電圧を引き算した波形が目標電圧となる。チョーク電
流ｉＬのピーク値は、目標電圧に対応し、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路１０の平均入力電流ｉｉｎはチョーク電流
ｉＬの半分になる。結果として、ＤＣ−ＤＣコンバータ
回路１０の平均入力電流ｉｉｎとランプ電流ｉｌｍｐと
の合成電流である入力電流ｉａｃは、入力電圧Ｖａｃと
同相の正弦波に整形され、同時に出力電圧Ｖｏは安定化
される。
ｃに対応した、脈流波形にランプ電流ｉｌｍｐに相当す
る電圧を引き算した波形が目標電圧となる。チョーク電
流ｉＬのピーク値は、目標電圧に対応し、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路１０の平均入力電流ｉｉｎはチョーク電流
ｉＬの半分になる。結果として、ＤＣ−ＤＣコンバータ
回路１０の平均入力電流ｉｉｎとランプ電流ｉｌｍｐと
の合成電流である入力電流ｉａｃは、入力電圧Ｖａｃと
同相の正弦波に整形され、同時に出力電圧Ｖｏは安定化
される。
【００６１】上述したように、第３の実施の形態によれ
ば、電源装置は、スイッチングトランジスタＱを有し商
用交流を直流に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０
と、ランプ電流ｉｌｍｐを検出する電流検出回路８０
と、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧に比例し
た電圧と一定の基準電圧との差を制御増幅器２２で増幅
した制御電圧と商用交流を全波整流した脈流を抵抗分割
して得た電圧との積を乗算器２４で求め、更に同一の電
源系を入力とするランプレギュレータ３０のライン消費
電流を電圧値に変換して、乗算器出力との差を減算器２
５で求めて目標電圧とし、比較器２６でＤＣ−ＤＣコン
バータ回路１０の入力電流またはスイッチングトランジ
スタＱのスイッチ電流と比較制御して、ＤＣ−ＤＣコン
バータ回路１０及びランプレギュレータ３０の入力電流
の合成値を正弦波化するようにスイッチングトランジス
タＱを定電圧制御するアクティブフィルタ制御回路２０
とを備えているため、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の
平均入力電流ｉｉｎとランプ電流ｉｌｍｐとの合成電流
である入力電流ｉａｃは、入力電圧Ｖａｃと同相の正弦
波に整形される。これにより、装置内に混在する他の入
力電流歪みを有するランプレギュレータ３０の入力電流
歪みを補正することが可能となり、ランプレギュレータ
３０で入力電流歪みの改善を行うことなく、装置全体の
力率が向上し入力電流歪みの低減が可能となる。
ば、電源装置は、スイッチングトランジスタＱを有し商
用交流を直流に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０
と、ランプ電流ｉｌｍｐを検出する電流検出回路８０
と、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧に比例し
た電圧と一定の基準電圧との差を制御増幅器２２で増幅
した制御電圧と商用交流を全波整流した脈流を抵抗分割
して得た電圧との積を乗算器２４で求め、更に同一の電
源系を入力とするランプレギュレータ３０のライン消費
電流を電圧値に変換して、乗算器出力との差を減算器２
５で求めて目標電圧とし、比較器２６でＤＣ−ＤＣコン
バータ回路１０の入力電流またはスイッチングトランジ
スタＱのスイッチ電流と比較制御して、ＤＣ−ＤＣコン
バータ回路１０及びランプレギュレータ３０の入力電流
の合成値を正弦波化するようにスイッチングトランジス
タＱを定電圧制御するアクティブフィルタ制御回路２０
とを備えているため、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の
平均入力電流ｉｉｎとランプ電流ｉｌｍｐとの合成電流
である入力電流ｉａｃは、入力電圧Ｖａｃと同相の正弦
波に整形される。これにより、装置内に混在する他の入
力電流歪みを有するランプレギュレータ３０の入力電流
歪みを補正することが可能となり、ランプレギュレータ
３０で入力電流歪みの改善を行うことなく、装置全体の
力率が向上し入力電流歪みの低減が可能となる。
【００６２】尚、第３の実施の形態に係る電源装置（ア
クティブフィルタ型スイッチング電源）は、上記の構成
のみに限定されるものではない。即ち、第３の実施の形
態では、電源装置（アクティブフィルタ型スイッチング
電源）と組み合わせる電源回路として、ランプレギュレ
ータを例に取り上げたが、これに限定されず、入力電流
歪みの発生するサイリスタ整流回路、コンデンサインプ
ット整流回路等、他の電源回路にも適用可能である。
クティブフィルタ型スイッチング電源）は、上記の構成
のみに限定されるものではない。即ち、第３の実施の形
態では、電源装置（アクティブフィルタ型スイッチング
電源）と組み合わせる電源回路として、ランプレギュレ
ータを例に取り上げたが、これに限定されず、入力電流
歪みの発生するサイリスタ整流回路、コンデンサインプ
ット整流回路等、他の電源回路にも適用可能である。
【００６３】［４］第４の実施の形態 図８は第４の実施の形態に係る電源装置（アクティブフ
ィルタ型スイッチング電源）の構成を示す回路図であ
る。電源装置は、昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０
と、アクティブフィルタ制御回路２０と、整流器ＤＭ
と、電流検出回路９０とから大略構成されている。尚、
昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０及びアクティブフ
ィルタ制御回路２０の基本的な回路構成は、上記図５に
示したものと同様であるため、対応する部分には同一符
号を付し、それらについての説明は簡略化する。
ィルタ型スイッチング電源）の構成を示す回路図であ
る。電源装置は、昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０
と、アクティブフィルタ制御回路２０と、整流器ＤＭ
と、電流検出回路９０とから大略構成されている。尚、
昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０及びアクティブフ
ィルタ制御回路２０の基本的な回路構成は、上記図５に
示したものと同様であるため、対応する部分には同一符
号を付し、それらについての説明は簡略化する。
【００６４】ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０は、チョー
クコイルＬ、スイッチングトランジスタＱ、フライホイ
ールダイオードＤ、平滑コンデンサＣ、抵抗Ｒｓを備え
る構成となっている。また、アクティブフィルタ制御回
路２０は、制御増幅器２２、乗算器２４、減算器２５、
比較器２６、状態レジスタ２８、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ
５、コンデンサＣ１を備える構成となっている。更に、
状態レジスタ２８は、ＮＡＮＤゲート２８ａ、ＲＳフリ
ップフロップ２８ｂ、ＡＮＤゲート２８ｃ、インバータ
２８ｄから構成されている。尚、図中Ｖｉｎは入力電
圧、Ｖｏは負荷１９への出力電圧、Ｒ３、Ｒ４は抵抗、
Ｌｆはチョークコイル、Ｃｆはコンデンサである。
クコイルＬ、スイッチングトランジスタＱ、フライホイ
ールダイオードＤ、平滑コンデンサＣ、抵抗Ｒｓを備え
る構成となっている。また、アクティブフィルタ制御回
路２０は、制御増幅器２２、乗算器２４、減算器２５、
比較器２６、状態レジスタ２８、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ
５、コンデンサＣ１を備える構成となっている。更に、
状態レジスタ２８は、ＮＡＮＤゲート２８ａ、ＲＳフリ
ップフロップ２８ｂ、ＡＮＤゲート２８ｃ、インバータ
２８ｄから構成されている。尚、図中Ｖｉｎは入力電
圧、Ｖｏは負荷１９への出力電圧、Ｒ３、Ｒ４は抵抗、
Ｌｆはチョークコイル、Ｃｆはコンデンサである。
【００６５】また、電源装置には、該電源装置と組み合
わせる電源回路としてランプレギュレータ３０が接続さ
れている。ランプレギュレータ３０は、トライアック３
１、検出回路（比較回路）３２、トリガ回路３３、波形
整形回路３４を備える構成となっている。更に、ランプ
電流ｉｌｍｐを検出する手段として、上記第３の実施の
形態とは異なる検出抵抗を用いた電流検出回路９０が入
力に接続されている。電流検出回路９０は、検出抵抗Ｒ
９１、反転増幅器９１、緩衝増幅器９２、反転増幅器９
３、ＰＷＭ（Ｐulse Ｗidth Ｍodulation）変調器９
４、ホトカプラ９５、積分器９６、ダイオード９７、９
８を備える構成となっている。
わせる電源回路としてランプレギュレータ３０が接続さ
れている。ランプレギュレータ３０は、トライアック３
１、検出回路（比較回路）３２、トリガ回路３３、波形
整形回路３４を備える構成となっている。更に、ランプ
電流ｉｌｍｐを検出する手段として、上記第３の実施の
形態とは異なる検出抵抗を用いた電流検出回路９０が入
力に接続されている。電流検出回路９０は、検出抵抗Ｒ
９１、反転増幅器９１、緩衝増幅器９２、反転増幅器９
３、ＰＷＭ（Ｐulse Ｗidth Ｍodulation）変調器９
４、ホトカプラ９５、積分器９６、ダイオード９７、９
８を備える構成となっている。
【００６６】第４の実施の形態においても、上記第３の
実施の形態と同様に、ランプ電流ｉｌｍｐを加味してア
クティブフィルタ制御を行うことにより、結果として入
力電流ｉａｃは入力電圧Ｖａｃと同相の正弦波に整形さ
れ、同時に出力電圧Ｖｏは安定化される。
実施の形態と同様に、ランプ電流ｉｌｍｐを加味してア
クティブフィルタ制御を行うことにより、結果として入
力電流ｉａｃは入力電圧Ｖａｃと同相の正弦波に整形さ
れ、同時に出力電圧Ｖｏは安定化される。
【００６７】電流検出回路９０は、ランプレギュレータ
３０の入力ラインと直列に電流検出抵抗Ｒ６１が挿入さ
れ、電流検出抵抗Ｒ６１で検出された信号は、反転増幅
器９１で所定のレベルに増幅された後、利得１の緩衝増
幅器９２及び利得１の反転増幅器９３により位相の反転
した２の信号となり、それぞれダイオード９７、９８で
半波整流された後、合成されることにより全波整流され
る。全波整流された脈流信号は、ＰＷＭ変調器９４に印
加される。ＰＷＭ変調器９４は、印加された脈流と鋸歯
状波とを比較して、ＰＷＭ変調を行う。ＰＷＭ変調され
た信号は、ホトカプラ９５で絶縁され積分器９６に印加
される。積分器９６は、印加されてＰＷＭ変調された信
号を脈流信号に復調する。復調された脈流信号は、ラン
プ電流ｉｌｍｐに相当する電圧値として減算器２５の減
算端子に印加される。
３０の入力ラインと直列に電流検出抵抗Ｒ６１が挿入さ
れ、電流検出抵抗Ｒ６１で検出された信号は、反転増幅
器９１で所定のレベルに増幅された後、利得１の緩衝増
幅器９２及び利得１の反転増幅器９３により位相の反転
した２の信号となり、それぞれダイオード９７、９８で
半波整流された後、合成されることにより全波整流され
る。全波整流された脈流信号は、ＰＷＭ変調器９４に印
加される。ＰＷＭ変調器９４は、印加された脈流と鋸歯
状波とを比較して、ＰＷＭ変調を行う。ＰＷＭ変調され
た信号は、ホトカプラ９５で絶縁され積分器９６に印加
される。積分器９６は、印加されてＰＷＭ変調された信
号を脈流信号に復調する。復調された脈流信号は、ラン
プ電流ｉｌｍｐに相当する電圧値として減算器２５の減
算端子に印加される。
【００６８】その他の動作については上記第３の実施の
形態と同様である。第４の実施の形態においても、上記
図６及び図７に示すごとく、ランプ電流ｉｌｍｐが零の
区間Ｔ１では、出力電圧Ｖｏに相当する制御電圧Ｖｓと
入力電圧瞬時値に相当する交流基準電圧Ｖｒａとの積を
乗算器２４で求め、減算器２５に印加するが、減算端子
に印加される電圧値が零であるため、減算器２５の入出
力の値は等しくなり、乗算器出力が目標電圧となる。即
ち、目標電圧は、出力電圧Ｖｏと脈流電圧Ｖｂｃに対応
した脈流波形が目標電圧となる。
形態と同様である。第４の実施の形態においても、上記
図６及び図７に示すごとく、ランプ電流ｉｌｍｐが零の
区間Ｔ１では、出力電圧Ｖｏに相当する制御電圧Ｖｓと
入力電圧瞬時値に相当する交流基準電圧Ｖｒａとの積を
乗算器２４で求め、減算器２５に印加するが、減算端子
に印加される電圧値が零であるため、減算器２５の入出
力の値は等しくなり、乗算器出力が目標電圧となる。即
ち、目標電圧は、出力電圧Ｖｏと脈流電圧Ｖｂｃに対応
した脈流波形が目標電圧となる。
【００６９】チョーク電流ｉＬのピーク値は、乗算器２
４による目標電圧に対応し、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
１０の平均入力電流ｉｉｎはチョーク電流ｉＬの半分に
なる。結果として、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の平
均入力電流ｉｉｎに相当する入力電流ｉａｃは入力電圧
Ｖａｃと同相の正弦波に整形され、同時に出力電圧Ｖｏ
は安定化される。ランプ電流ｉｌｍｐが流れている区間
Ｔ２では、出力電圧Ｖｏに相当する制御電圧Ｖｓと入力
電圧瞬時値に相当する交流基準電圧Ｖｒａとの積を乗算
器２４で求め、減算器２５に印加される。減算器２５の
減算端子には、ランプレギュレータ３０のライン消費電
流に相当する電圧値が印加され、減算されることにより
目標電圧となる。
４による目標電圧に対応し、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
１０の平均入力電流ｉｉｎはチョーク電流ｉＬの半分に
なる。結果として、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の平
均入力電流ｉｉｎに相当する入力電流ｉａｃは入力電圧
Ｖａｃと同相の正弦波に整形され、同時に出力電圧Ｖｏ
は安定化される。ランプ電流ｉｌｍｐが流れている区間
Ｔ２では、出力電圧Ｖｏに相当する制御電圧Ｖｓと入力
電圧瞬時値に相当する交流基準電圧Ｖｒａとの積を乗算
器２４で求め、減算器２５に印加される。減算器２５の
減算端子には、ランプレギュレータ３０のライン消費電
流に相当する電圧値が印加され、減算されることにより
目標電圧となる。
【００７０】目標電圧は、出力電圧Ｖｏと脈流電圧Ｖｂ
ｃに対応した、脈流波形にランプ電流ｉｌｍｐに相当す
る電圧を引き算した波形が目標電圧となる。チョーク電
流ｉＬのピーク値は目標電圧に対応し、ＤＣ−ＤＣコン
バータ回路１０の平均入力電流ｉｉｎはチョーク電流ｉ
Ｌの半分になる。結果として、ＤＣ−ＤＣコンバータ回
路１０の平均入力電流ｉｉｎとランプ電流ｉｌｍｐとの
合成電流である入力電流ｉａｃは、入力電圧Ｖａｃと同
相の正弦波に整形され、同時に出力電圧Ｖｏは安定化さ
れる。
ｃに対応した、脈流波形にランプ電流ｉｌｍｐに相当す
る電圧を引き算した波形が目標電圧となる。チョーク電
流ｉＬのピーク値は目標電圧に対応し、ＤＣ−ＤＣコン
バータ回路１０の平均入力電流ｉｉｎはチョーク電流ｉ
Ｌの半分になる。結果として、ＤＣ−ＤＣコンバータ回
路１０の平均入力電流ｉｉｎとランプ電流ｉｌｍｐとの
合成電流である入力電流ｉａｃは、入力電圧Ｖａｃと同
相の正弦波に整形され、同時に出力電圧Ｖｏは安定化さ
れる。
【００７１】上述したように、第４の実施の形態によれ
ば、電源装置は、スイッチングトランジスタＱを有し商
用交流を直流に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０
と、ランプ電流ｉｌｍｐを検出する電流検出回路９０
と、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧に比例し
た電圧と一定の基準電圧との差を制御増幅器２２で増幅
した制御電圧と商用交流を全波整流した脈流を抵抗分割
して得た電圧との積を乗算器２４で求め、更に同一の電
源系を入力とするランプレギュレータ３０のライン消費
電流を電圧値に変換して、乗算器出力との差を減算器２
５で求めて目標電圧とし、比較器２６でＤＣ−ＤＣコン
バータ回路１０の入力電流またはスイッチングトランジ
スタＱのスイッチ電流と比較制御して、ＤＣ−ＤＣコン
バータ回路１０及びランプレギュレータ３０の入力電流
の合成値を正弦波化するようにスイッチングトランジス
タＱを定電圧制御するアクティブフィルタ制御回路２０
とを備えているため、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の
平均入力電流ｉｉｎとランプ電流ｉｌｍｐとの合成電流
である入力電流ｉａｃは、入力電圧Ｖａｃと同相の正弦
波に整形される。これにより、装置内に混在する他の入
力電流歪みを有するランプレギュレータ３０の入力電流
歪みを補正することが可能となり、ランプレギュレータ
３０で入力電流歪みの改善を行うことなく、装置全体の
力率が向上し入力電流歪みの低減が可能となる。
ば、電源装置は、スイッチングトランジスタＱを有し商
用交流を直流に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０
と、ランプ電流ｉｌｍｐを検出する電流検出回路９０
と、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧に比例し
た電圧と一定の基準電圧との差を制御増幅器２２で増幅
した制御電圧と商用交流を全波整流した脈流を抵抗分割
して得た電圧との積を乗算器２４で求め、更に同一の電
源系を入力とするランプレギュレータ３０のライン消費
電流を電圧値に変換して、乗算器出力との差を減算器２
５で求めて目標電圧とし、比較器２６でＤＣ−ＤＣコン
バータ回路１０の入力電流またはスイッチングトランジ
スタＱのスイッチ電流と比較制御して、ＤＣ−ＤＣコン
バータ回路１０及びランプレギュレータ３０の入力電流
の合成値を正弦波化するようにスイッチングトランジス
タＱを定電圧制御するアクティブフィルタ制御回路２０
とを備えているため、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の
平均入力電流ｉｉｎとランプ電流ｉｌｍｐとの合成電流
である入力電流ｉａｃは、入力電圧Ｖａｃと同相の正弦
波に整形される。これにより、装置内に混在する他の入
力電流歪みを有するランプレギュレータ３０の入力電流
歪みを補正することが可能となり、ランプレギュレータ
３０で入力電流歪みの改善を行うことなく、装置全体の
力率が向上し入力電流歪みの低減が可能となる。
【００７２】尚、第４の実施の形態に係る電源装置（ア
クティブフィルタ型スイッチング電源）は、上記の構成
のみに限定されるものではない。即ち、第４の実施の形
態では、電源装置（アクティブフィルタ型スイッチング
電源）と組み合わせる電源回路として、ランプレギュレ
ータを例に取り上げたが、これに限定されず、入力電流
歪みの発生するサイリスタ整流回路、コンデンサインプ
ット整流回路等、他の電源回路にも適用可能である。
クティブフィルタ型スイッチング電源）は、上記の構成
のみに限定されるものではない。即ち、第４の実施の形
態では、電源装置（アクティブフィルタ型スイッチング
電源）と組み合わせる電源回路として、ランプレギュレ
ータを例に取り上げたが、これに限定されず、入力電流
歪みの発生するサイリスタ整流回路、コンデンサインプ
ット整流回路等、他の電源回路にも適用可能である。
【００７３】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１の発明に
よれば、商用交流を直流に変換する変換手段と、該変換
手段を定電圧制御する定電圧制御手段とを有する電源装
置であって、前記商用交流を入力とする電源回路の入力
電流を検出する検出手段を有し、前記定電圧制御手段
は、前記変換手段及び電源回路の入力電流の合成値が正
弦波となるように制御するため、変換手段及び電源回路
の入力電流の合成値は、入力電圧と同相の正弦波とな
る。これにより、装置内に混在する他の入力電流歪みを
有する電源回路の入力電流歪みを補正することが可能と
なり、各々の電源回路で入力電流歪みの改善を行うこと
なく、装置全体の力率が向上し入力電流歪みの低減が可
能となる。
よれば、商用交流を直流に変換する変換手段と、該変換
手段を定電圧制御する定電圧制御手段とを有する電源装
置であって、前記商用交流を入力とする電源回路の入力
電流を検出する検出手段を有し、前記定電圧制御手段
は、前記変換手段及び電源回路の入力電流の合成値が正
弦波となるように制御するため、変換手段及び電源回路
の入力電流の合成値は、入力電圧と同相の正弦波とな
る。これにより、装置内に混在する他の入力電流歪みを
有する電源回路の入力電流歪みを補正することが可能と
なり、各々の電源回路で入力電流歪みの改善を行うこと
なく、装置全体の力率が向上し入力電流歪みの低減が可
能となる。
【００７４】請求項２の発明によれば、商用交流を全波
整流する整流手段と、該整流手段の出力を直流に変換す
る変換手段と、該変換手段を目標電圧で定電圧制御する
定電圧制御手段とを有する電源装置であって、前記商用
交流を入力とする電源回路の入力電流を検出する検出手
段を有し、前記定電圧制御手段は、前記変換手段の出力
電圧に比例した電圧から得た電圧値及び商用交流を全波
整流して得た電圧値の積と前記電源回路の入力電流に対
応した電圧値との差から目標電圧を算出し、該目標電圧
と前記変換手段の入力電流に対応した電圧との比較に基
づき、前記変換手段及び電源回路の入力電流の合成値が
正弦波となるように制御するため、変換手段及び電源回
路の入力電流の合成値は、入力電圧と同相の正弦波とな
る。これにより、装置内に混在する他の入力電流歪みを
有する電源回路の入力電流歪みを補正することが可能と
なり、各々の電源回路で入力電流歪みの改善を行うこと
なく、装置全体の力率が向上し入力電流歪みの低減が可
能となる。
整流する整流手段と、該整流手段の出力を直流に変換す
る変換手段と、該変換手段を目標電圧で定電圧制御する
定電圧制御手段とを有する電源装置であって、前記商用
交流を入力とする電源回路の入力電流を検出する検出手
段を有し、前記定電圧制御手段は、前記変換手段の出力
電圧に比例した電圧から得た電圧値及び商用交流を全波
整流して得た電圧値の積と前記電源回路の入力電流に対
応した電圧値との差から目標電圧を算出し、該目標電圧
と前記変換手段の入力電流に対応した電圧との比較に基
づき、前記変換手段及び電源回路の入力電流の合成値が
正弦波となるように制御するため、変換手段及び電源回
路の入力電流の合成値は、入力電圧と同相の正弦波とな
る。これにより、装置内に混在する他の入力電流歪みを
有する電源回路の入力電流歪みを補正することが可能と
なり、各々の電源回路で入力電流歪みの改善を行うこと
なく、装置全体の力率が向上し入力電流歪みの低減が可
能となる。
【００７５】請求項３の発明によれば、前記電源回路は
ランプレギュレータであるため、ランプレギュレータで
入力電流歪みの改善を行うことなく、装置全体の入力電
流歪みの低減が可能となる。
ランプレギュレータであるため、ランプレギュレータで
入力電流歪みの改善を行うことなく、装置全体の入力電
流歪みの低減が可能となる。
【００７６】請求項４の発明によれば、前記電源回路は
整流装置であるため、整流装置で入力電流歪みの改善を
行うことなく、装置全体の入力電流歪みの低減が可能と
なる。
整流装置であるため、整流装置で入力電流歪みの改善を
行うことなく、装置全体の入力電流歪みの低減が可能と
なる。
【００７７】請求項５の発明によれば、前記検出手段は
変流器であるため、商用交流を入力とする電源回路の入
力電流を変流器を用いて的確に検出することができる。
変流器であるため、商用交流を入力とする電源回路の入
力電流を変流器を用いて的確に検出することができる。
【００７８】請求項６の発明によれば、前記検出手段は
抵抗であり、前記整流手段で商用交流を全波整流した後
に絶縁手段を介して前記定電圧制御手段に印加するた
め、商用交流を入力とする電源回路の入力電流を抵抗を
用いて的確に検出することができる。
抵抗であり、前記整流手段で商用交流を全波整流した後
に絶縁手段を介して前記定電圧制御手段に印加するた
め、商用交流を入力とする電源回路の入力電流を抵抗を
用いて的確に検出することができる。
【００７９】請求項７の発明によれば、商用交流を直流
に変換する変換手段と、該変換手段を定電圧制御する定
電圧制御手段とを有する電源装置の電圧制御方法であっ
て、前記商用交流を入力とする電源回路の入力電流を検
出する検出ステップと、前記変換手段及び電源回路の入
力電流の合成値が正弦波となるように制御する制御ステ
ップとを有するため、上記請求項１の発明と同様に、装
置内に混在する他の入力電流歪みを有する電源回路の入
力電流歪みを補正することが可能となり、各々の電源回
路で入力電流歪みの改善を行うことなく、装置全体の入
力電流歪みの低減が可能となる。
に変換する変換手段と、該変換手段を定電圧制御する定
電圧制御手段とを有する電源装置の電圧制御方法であっ
て、前記商用交流を入力とする電源回路の入力電流を検
出する検出ステップと、前記変換手段及び電源回路の入
力電流の合成値が正弦波となるように制御する制御ステ
ップとを有するため、上記請求項１の発明と同様に、装
置内に混在する他の入力電流歪みを有する電源回路の入
力電流歪みを補正することが可能となり、各々の電源回
路で入力電流歪みの改善を行うことなく、装置全体の入
力電流歪みの低減が可能となる。
【００８０】請求項８の発明によれば、商用交流を全波
整流する整流手段と、該整流手段の出力を直流に変換す
る変換手段と、該変換手段を目標電圧で定電圧制御する
定電圧制御手段とを有する電源装置の電圧制御方法であ
って、前記商用交流を入力とする電源回路の入力電流を
検出する検出ステップと、前記変換手段の出力電圧に比
例した電圧から得た電圧値及び商用交流を全波整流して
得た電圧値の積と前記電源回路の入力電流に対応した電
圧値との差から目標電圧を算出し、該目標電圧と前記変
換手段の入力電流に対応した電圧との比較に基づき、前
記変換手段及び電源回路の入力電流の合成値が正弦波と
なるように制御する制御ステップとを有するため、上記
請求項２の発明と同様に、装置内に混在する他の入力電
流歪みを有する電源回路の入力電流歪みを補正すること
が可能となり、各々の電源回路で入力電流歪みの改善を
行うことなく、装置全体の入力電流歪みの低減が可能と
なる。
整流する整流手段と、該整流手段の出力を直流に変換す
る変換手段と、該変換手段を目標電圧で定電圧制御する
定電圧制御手段とを有する電源装置の電圧制御方法であ
って、前記商用交流を入力とする電源回路の入力電流を
検出する検出ステップと、前記変換手段の出力電圧に比
例した電圧から得た電圧値及び商用交流を全波整流して
得た電圧値の積と前記電源回路の入力電流に対応した電
圧値との差から目標電圧を算出し、該目標電圧と前記変
換手段の入力電流に対応した電圧との比較に基づき、前
記変換手段及び電源回路の入力電流の合成値が正弦波と
なるように制御する制御ステップとを有するため、上記
請求項２の発明と同様に、装置内に混在する他の入力電
流歪みを有する電源回路の入力電流歪みを補正すること
が可能となり、各々の電源回路で入力電流歪みの改善を
行うことなく、装置全体の入力電流歪みの低減が可能と
なる。
【００８１】請求項９の発明によれば、前記電源回路は
ランプレギュレータであるため、上記請求項３の発明と
同様の効果を奏する。
ランプレギュレータであるため、上記請求項３の発明と
同様の効果を奏する。
【００８２】請求項１０の発明によれば、前記電源回路
は整流装置であるため、上記請求項４の発明と同様の効
果を奏する。
は整流装置であるため、上記請求項４の発明と同様の効
果を奏する。
【００８３】請求項１１の発明によれば、前記検出ステ
ップでは変流器を用いて検出するため、上記請求項５の
発明と同様の効果を奏する。
ップでは変流器を用いて検出するため、上記請求項５の
発明と同様の効果を奏する。
【００８４】請求項１２の発明によれば、前記検出ステ
ップでは抵抗を用いて検出し、前記整流手段で商用交流
を全波整流した後に絶縁手段を介して前記定電圧制御手
段に印加するため、上記請求項６の発明と同様の効果を
奏する。
ップでは抵抗を用いて検出し、前記整流手段で商用交流
を全波整流した後に絶縁手段を介して前記定電圧制御手
段に印加するため、上記請求項６の発明と同様の効果を
奏する。
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電源装置の構
成を示す回路図である。
成を示す回路図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係る電源装置の動
作波形図である。
作波形図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態に係るランプレギュ
レータの動作波形図である。
レータの動作波形図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態に係る電源装置の構
成を示す回路図である。
成を示す回路図である。
【図５】本発明の第３の実施の形態に係る電源装置の構
成を示す回路図である。
成を示す回路図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態に係る電源装置の動
作波形図である。
作波形図である。
【図７】本発明の第３の実施の形態に係るランプレギュ
レータの動作波形図である。
レータの動作波形図である。
【図８】本発明の第４の実施の形態に係る電源装置の構
成を示す回路図である。
成を示す回路図である。
【図９】従来例に係る電源装置の構成を示す回路図であ
る。
る。
【図１０】従来例に係る電源装置の動作波形図である。
【図１１】従来例に係る電源装置の構成を示す回路図で
ある。
ある。
１０ ＤＣ−ＤＣコンバータ回路 ２０ アクティブフィルタ制御回路 ２２ 制御増幅器 ２４ 乗算器 ２５ 減算器 ２６ 比較器 ３０ ランプレギュレータ ６０ コンデンサインプット型整流回路 ８０、９０ 電流検出回路 ９１、９３ 反転増幅器 ９２ 緩衝増幅器 ９４ ＰＷＭ変調器 ９５ ホトカプラ ９６ 積分器 ＣＴ、ＣＴ５１ 変流器 ＤＭ、ＤＭ５１ 整流器
Claims (12)
- 【請求項１】 商用交流を直流に変換する変換手段と、
該変換手段を定電圧制御する定電圧制御手段とを有する
電源装置であって、 前記商用交流を入力とする電源回路の入力電流を検出す
る検出手段を有し、前記定電圧制御手段は、前記変換手
段及び電源回路の入力電流の合成値が正弦波となるよう
に制御することを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】 商用交流を全波整流する整流手段と、該
整流手段の出力を直流に変換する変換手段と、該変換手
段を目標電圧で定電圧制御する定電圧制御手段とを有す
る電源装置であって、 前記商用交流を入力とする電源回路の入力電流を検出す
る検出手段を有し、前記定電圧制御手段は、前記変換手
段の出力電圧に比例した電圧から得た電圧値及び商用交
流を全波整流して得た電圧値の積と前記電源回路の入力
電流に対応した電圧値との差から目標電圧を算出し、該
目標電圧と前記変換手段の入力電流に対応した電圧との
比較に基づき、前記変換手段及び電源回路の入力電流の
合成値が正弦波となるように制御することを特徴とする
電源装置。 - 【請求項３】 前記電源回路はランプレギュレータであ
ることを特徴とする請求項１又は２記載の電源装置。 - 【請求項４】 前記電源回路は整流装置であることを特
徴とする請求項１又は２記載の電源装置。 - 【請求項５】 前記検出手段は変流器であることを特徴
とする請求項１又は２記載の電源装置。 - 【請求項６】 前記検出手段は抵抗であり、前記整流手
段で商用交流を全波整流した後に絶縁手段を介して前記
定電圧制御手段に印加することを特徴とする請求項２記
載の電源装置。 - 【請求項７】 商用交流を直流に変換する変換手段と、
該変換手段を定電圧制御する定電圧制御手段とを有する
電源装置の電圧制御方法であって、 前記商用交流を入力とする電源回路の入力電流を検出す
る検出ステップと、前記変換手段及び電源回路の入力電
流の合成値が正弦波となるように制御する制御ステップ
とを有することを特徴とする電源装置の電圧制御方法。 - 【請求項８】 商用交流を全波整流する整流手段と、該
整流手段の出力を直流に変換する変換手段と、該変換手
段を目標電圧で定電圧制御する定電圧制御手段とを有す
る電源装置の電圧制御方法であって、 前記商用交流を入力とする電源回路の入力電流を検出す
る検出ステップと、前記変換手段の出力電圧に比例した
電圧から得た電圧値及び商用交流を全波整流して得た電
圧値の積と前記電源回路の入力電流に対応した電圧値と
の差から目標電圧を算出し、該目標電圧と前記変換手段
の入力電流に対応した電圧との比較に基づき、前記変換
手段及び電源回路の入力電流の合成値が正弦波となるよ
うに制御する制御ステップとを有することを特徴とする
電源装置の電圧制御方法。 - 【請求項９】 前記電源回路はランプレギュレータであ
ることを特徴とする請求項７又は８記載の電源装置の電
圧制御方法。 - 【請求項１０】 前記電源回路は整流装置であることを
特徴とする請求項７又は８記載の電源装置の電圧制御方
法。 - 【請求項１１】 前記検出ステップでは変流器を用いて
検出することを特徴とする請求項７又は８記載の電源装
置の電圧制御方法。 - 【請求項１２】 前記検出ステップでは抵抗を用いて検
出し、前記整流手段で商用交流を全波整流した後に絶縁
手段を介して前記定電圧制御手段に印加することを特徴
とする請求項８記載の電源装置の電圧制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9195264A JPH1127947A (ja) | 1997-07-07 | 1997-07-07 | 電源装置及び電源装置の電圧制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9195264A JPH1127947A (ja) | 1997-07-07 | 1997-07-07 | 電源装置及び電源装置の電圧制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1127947A true JPH1127947A (ja) | 1999-01-29 |
Family
ID=16338264
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9195264A Pending JPH1127947A (ja) | 1997-07-07 | 1997-07-07 | 電源装置及び電源装置の電圧制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1127947A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011167040A (ja) * | 2010-02-15 | 2011-08-25 | Denso Corp | Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御装置 |
| KR20130132169A (ko) * | 2012-05-25 | 2013-12-04 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 스위치 제어 장치, 이를 포함하는 전력 공급 장치, 및 그 구동 방법 |
-
1997
- 1997-07-07 JP JP9195264A patent/JPH1127947A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011167040A (ja) * | 2010-02-15 | 2011-08-25 | Denso Corp | Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御装置 |
| KR20130132169A (ko) * | 2012-05-25 | 2013-12-04 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 스위치 제어 장치, 이를 포함하는 전력 공급 장치, 및 그 구동 방법 |
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