JPH1127951A - Ｐｗｍインバータ制御装置 - Google Patents
Ｐｗｍインバータ制御装置Info
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- JPH1127951A JPH1127951A JP9176778A JP17677897A JPH1127951A JP H1127951 A JPH1127951 A JP H1127951A JP 9176778 A JP9176778 A JP 9176778A JP 17677897 A JP17677897 A JP 17677897A JP H1127951 A JPH1127951 A JP H1127951A
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- pwm inverter
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Abstract
(57)【要約】
【課題】本発明は、交流モータの交流電源として任意の
周波数と電圧を出力することが要求される電圧形ＰＷＭ
インバータ制御装置に関し、特にＰＷＭパルスに設けら
れるデッドタイムによって生じる歪み電圧成分を抑制し
性能を向上することができるＰＷＭインバータ制御装置
を提供することにある。 【解決手段】パワーデバイス４ａ〜４ｃの温度を検出す
る温度検出器１８ａ〜１８ｃとデッドタイム補償電圧補
正器１９を設け、検出した温度に応じてデッドタイム補
償電圧の値を補正し、電流制御器１２ａ〜１２ｃが出力
する電圧指令に注入することで達成される。
周波数と電圧を出力することが要求される電圧形ＰＷＭ
インバータ制御装置に関し、特にＰＷＭパルスに設けら
れるデッドタイムによって生じる歪み電圧成分を抑制し
性能を向上することができるＰＷＭインバータ制御装置
を提供することにある。 【解決手段】パワーデバイス４ａ〜４ｃの温度を検出す
る温度検出器１８ａ〜１８ｃとデッドタイム補償電圧補
正器１９を設け、検出した温度に応じてデッドタイム補
償電圧の値を補正し、電流制御器１２ａ〜１２ｃが出力
する電圧指令に注入することで達成される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、モータの交流電源
として任意の周波数と電圧を出力することが要求される
電圧形ＰＷＭインバータ制御装置の改良に関し、特にそ
の出力電圧に含まれる歪み成分を抑制し性能を向上させ
る制御方式に関するものである。
として任意の周波数と電圧を出力することが要求される
電圧形ＰＷＭインバータ制御装置の改良に関し、特にそ
の出力電圧に含まれる歪み成分を抑制し性能を向上させ
る制御方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ＰＷＭインバータでは、インバータ主回
路を構成する正側及び負側のスイッチング素子を交互に
導通する制御を行い、出力電圧を制御する。スイッチン
グ素子には、素子のターンオフ時間によるスイッチング
遅れがあるため、正側と負側のスイッチング素子が同時
に導通しないように短絡を防止する期間（以下、デッド
タイムと称する）を設ける必要がある。ＰＷＭインバー
タでは、このデッドタイムの影響により、インバータの
出力電圧に歪みが生じ、モータにトルクリプルが発生す
る問題があった。
路を構成する正側及び負側のスイッチング素子を交互に
導通する制御を行い、出力電圧を制御する。スイッチン
グ素子には、素子のターンオフ時間によるスイッチング
遅れがあるため、正側と負側のスイッチング素子が同時
に導通しないように短絡を防止する期間（以下、デッド
タイムと称する）を設ける必要がある。ＰＷＭインバー
タでは、このデッドタイムの影響により、インバータの
出力電圧に歪みが生じ、モータにトルクリプルが発生す
る問題があった。
【０００３】この対策方法として、インバータの交流電
流指令の極性に基づいて、デッドタイムの影響による歪
み電圧成分の補償電圧を電圧指令に注入し、電圧波形の
歪みを補償する方法が特開平5−316737 号公報に記載さ
れている。
流指令の極性に基づいて、デッドタイムの影響による歪
み電圧成分の補償電圧を電圧指令に注入し、電圧波形の
歪みを補償する方法が特開平5−316737 号公報に記載さ
れている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記従来技術
では、デッドタイムによる歪み電圧成分がスイッチング
素子の温度により変化することについて検討がなされて
いない。つまり、スイッチング素子の温度は、ＰＷＭイ
ンバータの設置環境や運転負荷状況等によって大きく変
化するにもかかわらず、デッドタイムによる歪み電圧成
分を一定として扱っている。このため、スイッチング素
子の温度が変化した場合において、デッドタイム補償電
圧が歪み電圧に一致せず正しい波形歪み補償がでないこ
とから、出力電圧波形が正弦波にならずモータにトルク
リプルが生じる問題があった。
では、デッドタイムによる歪み電圧成分がスイッチング
素子の温度により変化することについて検討がなされて
いない。つまり、スイッチング素子の温度は、ＰＷＭイ
ンバータの設置環境や運転負荷状況等によって大きく変
化するにもかかわらず、デッドタイムによる歪み電圧成
分を一定として扱っている。このため、スイッチング素
子の温度が変化した場合において、デッドタイム補償電
圧が歪み電圧に一致せず正しい波形歪み補償がでないこ
とから、出力電圧波形が正弦波にならずモータにトルク
リプルが生じる問題があった。
【０００５】本発明の目的は、ＰＷＭインバータの出力
電圧波形歪みの補償電圧を実際の歪み電圧に近づけるこ
とにより、出力電圧波形を正弦波にし、モータで発生す
るトルクリプルを低減することにある。
電圧波形歪みの補償電圧を実際の歪み電圧に近づけるこ
とにより、出力電圧波形を正弦波にし、モータで発生す
るトルクリプルを低減することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的は、ＰＷＭイン
バータのデッドタイム補償電圧の値をスイッチング素子
の温度に応じて変化させることにより達成できる。
バータのデッドタイム補償電圧の値をスイッチング素子
の温度に応じて変化させることにより達成できる。
【０００７】具体的には、直流電源から任意の交流電圧
を出力するＰＷＭインバータと、ＰＷＭインバータによ
り駆動される交流モータと、ＰＷＭインバータを駆動す
るパルス信号に正側及び負側のスイッチング素子が同時
に導通することを防ぐためにデッドタイムをパルス信号
に設けてＰＷＭインバータを制御するＰＷＭパルス作成
手段と、ＰＷＭインバータの出力電流指令を出力する目
標指令発生手段と、前記目標指令手段が出力する電流指
令にインバータの出力電流が追従するようにＰＷＭイン
バータが発生すべき電圧を電圧指令として出力する電流
制御手段と、前記パルス信号に設けられたデッドタイム
によって生じる出力電圧の歪みを抑制する補償電圧を出
力するデッドタイム補償手段と、前記電流制御手段が出
力する電圧指令に前記デッドタイム補償手段が出力する
補償電圧を注入した電圧指令を前記ＰＷＭパルス作成手
段に出力する手段とを備えたＰＷＭインバータ制御装置
において、前記デッドタイム補償手段は、ＰＷＭインバ
ータのスイッチング素子の温度を検出する手段と、検出
した温度に応じて補償電圧の絶対値を決定する手段と、
ＰＷＭインバータの電流の極性に応じて前記補償電圧の
極性を決定する手段とによって構成されることを特徴と
するＰＷＭインバータ制御装置により供給される。
を出力するＰＷＭインバータと、ＰＷＭインバータによ
り駆動される交流モータと、ＰＷＭインバータを駆動す
るパルス信号に正側及び負側のスイッチング素子が同時
に導通することを防ぐためにデッドタイムをパルス信号
に設けてＰＷＭインバータを制御するＰＷＭパルス作成
手段と、ＰＷＭインバータの出力電流指令を出力する目
標指令発生手段と、前記目標指令手段が出力する電流指
令にインバータの出力電流が追従するようにＰＷＭイン
バータが発生すべき電圧を電圧指令として出力する電流
制御手段と、前記パルス信号に設けられたデッドタイム
によって生じる出力電圧の歪みを抑制する補償電圧を出
力するデッドタイム補償手段と、前記電流制御手段が出
力する電圧指令に前記デッドタイム補償手段が出力する
補償電圧を注入した電圧指令を前記ＰＷＭパルス作成手
段に出力する手段とを備えたＰＷＭインバータ制御装置
において、前記デッドタイム補償手段は、ＰＷＭインバ
ータのスイッチング素子の温度を検出する手段と、検出
した温度に応じて補償電圧の絶対値を決定する手段と、
ＰＷＭインバータの電流の極性に応じて前記補償電圧の
極性を決定する手段とによって構成されることを特徴と
するＰＷＭインバータ制御装置により供給される。
【０００８】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。
て図面を参照して説明する。
【０００９】図１に本発明の一実施例を示す。図１にお
いて、１は三相交流電源、２はダイオードで構成され交
流を直流に変換するコンバータ、３はコンバータ２の出
力電圧を平滑する平滑コンデンサ、４ａは正側と負側の
スイッチング素子(ＩＧＢＴ)４１，４２とダイオード４
３，４４が１つのパッケージに実装されたパワーデバイ
ス、４ｂ及び４ｃは４ａと同様のパワーデバイス、４は
パワーデバイス４ａ〜４ｃから構成され直流電圧を任意
の交流電圧に変換するＰＷＭインバータ、５ａ〜５ｃは
電流検出器、６は交流モータである。
いて、１は三相交流電源、２はダイオードで構成され交
流を直流に変換するコンバータ、３はコンバータ２の出
力電圧を平滑する平滑コンデンサ、４ａは正側と負側の
スイッチング素子(ＩＧＢＴ)４１，４２とダイオード４
３，４４が１つのパッケージに実装されたパワーデバイ
ス、４ｂ及び４ｃは４ａと同様のパワーデバイス、４は
パワーデバイス４ａ〜４ｃから構成され直流電圧を任意
の交流電圧に変換するＰＷＭインバータ、５ａ〜５ｃは
電流検出器、６は交流モータである。
【００１０】７はトルク電流指令と励磁電流指令と一次
角周波数指令を出力する目標指令発生器、８は一次角周
波数指令を積分し磁束軸位相を出力する積分器、１０は
トルク電流指令と励磁電流指令から磁束軸位相に従って
三相交流電流指令を出力する座標変換器、１１ａ〜１１
ｃは座標変換器１０の出力と電流検出器５ａ〜５ｃ出力
との偏差を出力する減算器、１２ａ〜１２ｃは減算器１
１ａ〜１１ｃが出力する偏差に応じてモータに印加すべ
き電圧を出力する電流制御器、１３ａ〜１３ｃは電流制
御器１２ａ〜１２ｃの出力と後述する乗算器１７ａ〜１
７ｃの出力とを加算する加算器である。
角周波数指令を出力する目標指令発生器、８は一次角周
波数指令を積分し磁束軸位相を出力する積分器、１０は
トルク電流指令と励磁電流指令から磁束軸位相に従って
三相交流電流指令を出力する座標変換器、１１ａ〜１１
ｃは座標変換器１０の出力と電流検出器５ａ〜５ｃ出力
との偏差を出力する減算器、１２ａ〜１２ｃは減算器１
１ａ〜１１ｃが出力する偏差に応じてモータに印加すべ
き電圧を出力する電流制御器、１３ａ〜１３ｃは電流制
御器１２ａ〜１２ｃの出力と後述する乗算器１７ａ〜１
７ｃの出力とを加算する加算器である。
【００１１】１４は加算器１３ａ〜１３ｃの出力に基づ
いてデッドタイムを付加したＰＷＭパルスを作成するデ
ッドタイム付きＰＷＭパルス作成回路、１５はデッドタ
イム付きＰＷＭパルス作成回路１４が出力したＰＷＭパ
ルスからパワーデバイス４ａ〜４ｃを駆動するゲート信
号を出力するゲート駆動回路、１８ａ〜１８ｃはPWMイ
ンバータ４を構成する各パワーデバイス４ａ〜４ｃの温
度を検出する温度検出器、１９は温度検出器１８ａ〜１
８ｃから各相に対応したデッドタイム補償電圧を出力す
るデッドタイム補償電圧補正器、１６ａ〜１６ｃは座標
変換器１０の出力信号の各極性を判定し極性信号を出力
する極性判定器、１７ａ〜１７ｃは補償電圧温度補正器
１９の出力と極性判定器１６ａ〜１６ｃの出力を乗算す
る乗算器である。
いてデッドタイムを付加したＰＷＭパルスを作成するデ
ッドタイム付きＰＷＭパルス作成回路、１５はデッドタ
イム付きＰＷＭパルス作成回路１４が出力したＰＷＭパ
ルスからパワーデバイス４ａ〜４ｃを駆動するゲート信
号を出力するゲート駆動回路、１８ａ〜１８ｃはPWMイ
ンバータ４を構成する各パワーデバイス４ａ〜４ｃの温
度を検出する温度検出器、１９は温度検出器１８ａ〜１
８ｃから各相に対応したデッドタイム補償電圧を出力す
るデッドタイム補償電圧補正器、１６ａ〜１６ｃは座標
変換器１０の出力信号の各極性を判定し極性信号を出力
する極性判定器、１７ａ〜１７ｃは補償電圧温度補正器
１９の出力と極性判定器１６ａ〜１６ｃの出力を乗算す
る乗算器である。
【００１２】次にその動作について説明する。
【００１３】周知のように、この制御方式は、ＰＷＭイ
ンバータによるベクトル制御方式と呼ばれている交流モ
ータの制御方式である。目標指令発生器７において、ト
ルク電流指令Ｉq *と励磁電流指令Ｉd *と一次角周波数指
令ω1 *とが生成され、出力される。積分器８は一次角周
波数指令ω1 *を積分し、磁束軸位相θｄを出力する。座
標変換器１０は各電流成分の指令値Ｉq *，Ｉd *から磁束
軸位相θｄを用いて三相の交流電流指令ｉU *，ｉV *，ｉ
W *を作成し、出力する。
ンバータによるベクトル制御方式と呼ばれている交流モ
ータの制御方式である。目標指令発生器７において、ト
ルク電流指令Ｉq *と励磁電流指令Ｉd *と一次角周波数指
令ω1 *とが生成され、出力される。積分器８は一次角周
波数指令ω1 *を積分し、磁束軸位相θｄを出力する。座
標変換器１０は各電流成分の指令値Ｉq *，Ｉd *から磁束
軸位相θｄを用いて三相の交流電流指令ｉU *，ｉV *，ｉ
W *を作成し、出力する。
【００１４】電流制御器１２ａ〜１２ｃは各相の交流電
流指令ｉU *，ｉV *，ｉW *とインバータの出力電流ｉU，
ｉV，ｉW との偏差からＰＩ（比例＋積分）演算を行い
モータに印加すべき交流電圧の指令信号ＶUR，ＶVR，Ｖ
WRを出力する。ＰＷＭパルスを作成するための交流電圧
指令ＶU *，ＶV *，ＶW *は、電流制御器１２ａ〜１２ｃが
出力する信号ＶUR，ＶVR，ＶWRにデッドタイムによる電
圧歪みを補償するデッドタイム補償電圧ＶUTd，ＶVTd，
ＶWTdを加えて作成する。この交流電圧指令ＶU *,ＶV *，
ＶW *に基づいて作成したゲート駆動信号ＧＵ+，ＧＵ-，
ＧＶ+，ＧＶ-，ＧＷ+，ＧＷ-により、ＰＷＭインバータ
４の制御を行いモータを駆動する。
流指令ｉU *，ｉV *，ｉW *とインバータの出力電流ｉU，
ｉV，ｉW との偏差からＰＩ（比例＋積分）演算を行い
モータに印加すべき交流電圧の指令信号ＶUR，ＶVR，Ｖ
WRを出力する。ＰＷＭパルスを作成するための交流電圧
指令ＶU *，ＶV *，ＶW *は、電流制御器１２ａ〜１２ｃが
出力する信号ＶUR，ＶVR，ＶWRにデッドタイムによる電
圧歪みを補償するデッドタイム補償電圧ＶUTd，ＶVTd，
ＶWTdを加えて作成する。この交流電圧指令ＶU *,ＶV *，
ＶW *に基づいて作成したゲート駆動信号ＧＵ+，ＧＵ-，
ＧＶ+，ＧＶ-，ＧＷ+，ＧＷ-により、ＰＷＭインバータ
４の制御を行いモータを駆動する。
【００１５】次に本発明に係るデッドタイム補償の方法
について図２及び図３を用いて詳細に説明する。図２は
ゲート信号とインバータから実際に出力される電圧との
関係を説明する図である。図２中の（ａ）は図１のＰＷ
Ｍインバータ４のうち一相のみを示したものである。図
２（ａ）において、平滑コンデンサ３ａ，３ｂは説明を
分かり易く行うために追加した部品であり、機能は図１
の平滑コンデンサ３と同じである。また、図１と同じ部
品番号のものは図１と同様な部品である。
について図２及び図３を用いて詳細に説明する。図２は
ゲート信号とインバータから実際に出力される電圧との
関係を説明する図である。図２中の（ａ）は図１のＰＷ
Ｍインバータ４のうち一相のみを示したものである。図
２（ａ）において、平滑コンデンサ３ａ，３ｂは説明を
分かり易く行うために追加した部品であり、機能は図１
の平滑コンデンサ３と同じである。また、図１と同じ部
品番号のものは図１と同様な部品である。
【００１６】図２（ｂ）は図２（ａ）のゲート信号と実
際の出力電圧波形との関係を表している。図２におい
て、電流ｉの方向がインバータからモータであると仮定
し、パワーデバイス４ａのゲート端子Ｇ+，Ｇ-に図２
（ｂ）のような信号を与える。すると、平滑コンデンサ
３ａと３ｂ間の中性点Ｎから見たインバータ出力電圧波
形ＶN は図２（ｂ）のようになり、ゲート信号Ｇ+，Ｇ-
と異なった波形が出力される。この時の希望の出力電圧
ＶN *と実際の出力電圧ＶN は図２（ｂ）からそれぞれ次
式で表すことができる。但し、Ｔp：Ｇ+信号のパルス
幅，Ｔn：Ｇ-信号のパルス幅，Ｔc：キャリア周期，Ｖ
dc：直流電圧値，Ｔd：デッドタイム，Ｔon：オン遅延
時間、Ｔoff：オフ遅延時間である。
際の出力電圧波形との関係を表している。図２におい
て、電流ｉの方向がインバータからモータであると仮定
し、パワーデバイス４ａのゲート端子Ｇ+，Ｇ-に図２
（ｂ）のような信号を与える。すると、平滑コンデンサ
３ａと３ｂ間の中性点Ｎから見たインバータ出力電圧波
形ＶN は図２（ｂ）のようになり、ゲート信号Ｇ+，Ｇ-
と異なった波形が出力される。この時の希望の出力電圧
ＶN *と実際の出力電圧ＶN は図２（ｂ）からそれぞれ次
式で表すことができる。但し、Ｔp：Ｇ+信号のパルス
幅，Ｔn：Ｇ-信号のパルス幅，Ｔc：キャリア周期，Ｖ
dc：直流電圧値，Ｔd：デッドタイム，Ｔon：オン遅延
時間、Ｔoff：オフ遅延時間である。
【００１７】
【数１】 ＶN *＝（Ｖdc／２）・（Ｔp−Ｔn）／Ｔc …（１）
【００１８】
【数２】 ＶN＝（Ｖdc／２）・（Ｔp′−Ｔn′）／Ｔc ＝（Ｖdc／２）・（Ｔp−Ｔn−２・Ｔd−Ｔon＋Ｔoff）／Ｔc …（２） （２）式から（１）式を引くことにより、デッドタイム
の影響による誤差電圧ΔＶの式が得られる。
の影響による誤差電圧ΔＶの式が得られる。
【００１９】
【数３】 ΔＶ＝（Ｖdc／２）・（−２・Ｔd−Ｔon＋Ｔoff）／Ｔc …（３） 従って、デッドタイム補償電圧ＶTdは、誤差電圧ΔＶを
打ち消すために極性を反対にした次式となる。
打ち消すために極性を反対にした次式となる。
【００２０】
【数４】 ＶTd＝（Ｖdc／２）・（２・Ｔd＋Ｔon−Ｔoff）／Ｔc …（４） ここで、オン遅延時間Ｔonとオフ遅延時間Ｔoff は図３
（ａ），図３（ｂ）に示すようにスイッチング素子の温
度により変動する。これに伴い、誤差電圧ΔＶも図３
（ｃ）に示すように温度によって変動する。従って、正
確なデッドタイム補償を行うには、デッドタイム補償電
圧ＶTdをスイッチング素子の温度に応じて補正すること
が必要となる。
（ａ），図３（ｂ）に示すようにスイッチング素子の温
度により変動する。これに伴い、誤差電圧ΔＶも図３
（ｃ）に示すように温度によって変動する。従って、正
確なデッドタイム補償を行うには、デッドタイム補償電
圧ＶTdをスイッチング素子の温度に応じて補正すること
が必要となる。
【００２１】以上の説明は、図２における電流ｉの方向
が、インバータからモータへ流れる場合であり、モータ
からインバータへ流れる場合の補償電圧ＶTdは、式
（４）の極性を逆にしたものとなる。
が、インバータからモータへ流れる場合であり、モータ
からインバータへ流れる場合の補償電圧ＶTdは、式
（４）の極性を逆にしたものとなる。
【００２２】次に、参照する図面を図１に戻し、前述し
たデッドタイム補償を実現する回路の動作を説明する。
スイッチング素子の温度は、温度検出器１８ａ〜１８ｃ
を用いて各パワーデバイス４ａ〜４ｃの温度を検出する
ことにより行う。デッドタイム補償電圧補正器１９は、
この検出した各パワーデバイス４ａ〜４ｃの温度θU,θ
V，θWから、図３（ｃ）と同様な予め設定したテーブル
を用いて各相毎のデッドタイム補償電圧の絶対値｜Ｖ
UTd｜，｜ＶVTd｜，｜ＶWTd｜(誤差電圧の絶対値＝補償
電圧の絶対値）を決定する。ここで、デッドタイム補償
電圧補正器１９の内部の構成としては、図４（ａ）に示
すように１個の補正テーブル２０で構成してもよいし、
図４(ｂ)のように検出した温度の信号の数だけ補正テー
ブル２０ａ〜２０ｃを持つ構成としてもよい。
たデッドタイム補償を実現する回路の動作を説明する。
スイッチング素子の温度は、温度検出器１８ａ〜１８ｃ
を用いて各パワーデバイス４ａ〜４ｃの温度を検出する
ことにより行う。デッドタイム補償電圧補正器１９は、
この検出した各パワーデバイス４ａ〜４ｃの温度θU,θ
V，θWから、図３（ｃ）と同様な予め設定したテーブル
を用いて各相毎のデッドタイム補償電圧の絶対値｜Ｖ
UTd｜，｜ＶVTd｜，｜ＶWTd｜(誤差電圧の絶対値＝補償
電圧の絶対値）を決定する。ここで、デッドタイム補償
電圧補正器１９の内部の構成としては、図４（ａ）に示
すように１個の補正テーブル２０で構成してもよいし、
図４(ｂ)のように検出した温度の信号の数だけ補正テー
ブル２０ａ〜２０ｃを持つ構成としてもよい。
【００２３】前者は補正テーブルを共有化するのでテー
ブルが少なくて済む利点があり、後者は信号の数だけテ
ーブルを持つのでパワーデバイス毎にテーブルを持つこ
とができパワーデバイスのバラツキまで考慮できる利点
がある。一方、極性判定器１６ａ〜１６ｃは、各相の交
流電流指令ｉU *，ｉV *，ｉW *の極性を判定し、その結果
が正極性（インバータからモータへ流れる方向）ならば
＋１の極性信号を出力し、負極性(モータからインバー
タへの方向)ならば−１の極性信号を出力する。電圧指
令ＶUR，ＶVR，ＶWRに注入するデッドタイム補償電圧Ｖ
UTd，ＶVTd，ＶWTdは、デッドタイム補償電圧補正器１
９が出力する補償電圧の絶対値|ＶUTd|，｜ＶVTd｜，｜
ＶWTd｜と極性信号とを乗算器１７ａ〜１７ｃで乗算し
作成する。
ブルが少なくて済む利点があり、後者は信号の数だけテ
ーブルを持つのでパワーデバイス毎にテーブルを持つこ
とができパワーデバイスのバラツキまで考慮できる利点
がある。一方、極性判定器１６ａ〜１６ｃは、各相の交
流電流指令ｉU *，ｉV *，ｉW *の極性を判定し、その結果
が正極性（インバータからモータへ流れる方向）ならば
＋１の極性信号を出力し、負極性(モータからインバー
タへの方向)ならば−１の極性信号を出力する。電圧指
令ＶUR，ＶVR，ＶWRに注入するデッドタイム補償電圧Ｖ
UTd，ＶVTd，ＶWTdは、デッドタイム補償電圧補正器１
９が出力する補償電圧の絶対値|ＶUTd|，｜ＶVTd｜，｜
ＶWTd｜と極性信号とを乗算器１７ａ〜１７ｃで乗算し
作成する。
【００２４】以上、説明したように本実施例によれば、
ＰＷＭインバータの設置環境や運転負荷状況等によって
変動するスイッチング素子の温度を検出し、検出した温
度に応じてデッドタイム補償電圧の値を補正するため、
精度の良いデッドタイム補償を行うことができる。
ＰＷＭインバータの設置環境や運転負荷状況等によって
変動するスイッチング素子の温度を検出し、検出した温
度に応じてデッドタイム補償電圧の値を補正するため、
精度の良いデッドタイム補償を行うことができる。
【００２５】次に、本発明のその他の実施例１を図５に
示す。図１の実施例に対する特徴点について簡単に述べ
ると、電流制御を図１のように交流量で行わずに直流量
で行っている点である。また、図５において、図１に示
す実施例と同一要素には同じ部品番号を付けてあり、同
一動作を行うので説明を省略し、図５特有の回路構成及
びその動作について説明する。
示す。図１の実施例に対する特徴点について簡単に述べ
ると、電流制御を図１のように交流量で行わずに直流量
で行っている点である。また、図５において、図１に示
す実施例と同一要素には同じ部品番号を付けてあり、同
一動作を行うので説明を省略し、図５特有の回路構成及
びその動作について説明する。
【００２６】図５において、１０ａはトルク電流指令と
励磁電流指令から磁束軸位相θd を用いて三相交流電流
指令ｉU *，ｉV *，ｉW *を作成し出力する座標変換器であ
り、図１の部品番号１０の座標変換器と同一の部品であ
るが、この三相交流電流指令はデッドタイム補償の電流
位相検出にしか用いない点が異なる。１０ｃは検出した
三相交流電流ｉU，ｉV，ｉW から磁束軸位相θd を用い
てトルク電流と励磁電流に変換し出力する座標変換器で
ある。つまり、座標変換器１０ｃは座標変換器１０ａの
逆変換を行う。直流電流制御器１２ｄはトルク電流指令
Ｉq *と検出したトルク電流Ｉqとの偏差からＰＩ演算を
行い直流量の電圧指令Ｖq *を出力する。また、直流電流
制御器１２ｅは励磁電流指令Ｉd *と検出した励磁電流Ｉ
d との偏差からＰＩ演算を行い直流量の電圧指令Ｖd *を
出力する。座標変換器１０ｂは直流量の各電圧指令
Ｖq *，Ｖd *から磁束軸位相θｄを用いて三相の交流電圧
指令ＶUR，ＶVR，ＶWRを作成し出力する。この交流電圧
指令ＶUR，ＶVR，ＶWRに図１と同様なデッドタイム補償
を行うことにより、図１の場合と同様にデッドタイム補
償による効果が得られる。
励磁電流指令から磁束軸位相θd を用いて三相交流電流
指令ｉU *，ｉV *，ｉW *を作成し出力する座標変換器であ
り、図１の部品番号１０の座標変換器と同一の部品であ
るが、この三相交流電流指令はデッドタイム補償の電流
位相検出にしか用いない点が異なる。１０ｃは検出した
三相交流電流ｉU，ｉV，ｉW から磁束軸位相θd を用い
てトルク電流と励磁電流に変換し出力する座標変換器で
ある。つまり、座標変換器１０ｃは座標変換器１０ａの
逆変換を行う。直流電流制御器１２ｄはトルク電流指令
Ｉq *と検出したトルク電流Ｉqとの偏差からＰＩ演算を
行い直流量の電圧指令Ｖq *を出力する。また、直流電流
制御器１２ｅは励磁電流指令Ｉd *と検出した励磁電流Ｉ
d との偏差からＰＩ演算を行い直流量の電圧指令Ｖd *を
出力する。座標変換器１０ｂは直流量の各電圧指令
Ｖq *，Ｖd *から磁束軸位相θｄを用いて三相の交流電圧
指令ＶUR，ＶVR，ＶWRを作成し出力する。この交流電圧
指令ＶUR，ＶVR，ＶWRに図１と同様なデッドタイム補償
を行うことにより、図１の場合と同様にデッドタイム補
償による効果が得られる。
【００２７】以上、説明したように直流量で電流制御を
行うベクトル制御方式においても本発明は適用可能であ
り、次のような利点がある。図１の電流制御は交流量で
の制御であるため、電流制御系のゲインが高くとれない
場合に、一次角周波数が高い領域で三相交流電流指令と
実際の電流との間に電流制御系の周波数応答に応じた偏
差が生じる。これに対し、図５の電流制御は直流量での
制御であることから、一次角周波数が高い領域まで極性
判定に用いる三相交流電流指令の位相が実際の電流に一
致し、精度の良い極性判定ができる。
行うベクトル制御方式においても本発明は適用可能であ
り、次のような利点がある。図１の電流制御は交流量で
の制御であるため、電流制御系のゲインが高くとれない
場合に、一次角周波数が高い領域で三相交流電流指令と
実際の電流との間に電流制御系の周波数応答に応じた偏
差が生じる。これに対し、図５の電流制御は直流量での
制御であることから、一次角周波数が高い領域まで極性
判定に用いる三相交流電流指令の位相が実際の電流に一
致し、精度の良い極性判定ができる。
【００２８】次に、本発明のその他の実施例２を図６に
示す。図１の実施例に対する特徴点について簡単に述べ
ると、スイッチング素子の温度を検出する各温度検出器
18ａ〜１８ｃが各パワーデバイス４ａ〜４ｃに内蔵され
ている点である。また、図６において、図１に示す実施
例と同一要素には同じ部品番号を付けてあり、同一動作
を行うので説明を省略し、図６特有の回路構成及び動作
について説明する。各パワーデバイス４ａ〜４ｃに内蔵
された温度検出器１８ａ〜１８ｃの出力端子Ｔｍｐか
ら、各パワーデバイス４ａ〜４ｃに対応した温度信号θ
U，θV，θW をデッドタイム補償電圧補正器１９に入力
する。図６のように構成することにより、より正確なス
イッチング素子の温度検出ができ、精度の良いデッドタ
イム補償電圧の温度補正が行える。また、このような構
成は図５における電流制御系の構成にも容易に適用可能
である。
示す。図１の実施例に対する特徴点について簡単に述べ
ると、スイッチング素子の温度を検出する各温度検出器
18ａ〜１８ｃが各パワーデバイス４ａ〜４ｃに内蔵され
ている点である。また、図６において、図１に示す実施
例と同一要素には同じ部品番号を付けてあり、同一動作
を行うので説明を省略し、図６特有の回路構成及び動作
について説明する。各パワーデバイス４ａ〜４ｃに内蔵
された温度検出器１８ａ〜１８ｃの出力端子Ｔｍｐか
ら、各パワーデバイス４ａ〜４ｃに対応した温度信号θ
U，θV，θW をデッドタイム補償電圧補正器１９に入力
する。図６のように構成することにより、より正確なス
イッチング素子の温度検出ができ、精度の良いデッドタ
イム補償電圧の温度補正が行える。また、このような構
成は図５における電流制御系の構成にも容易に適用可能
である。
【００２９】
【発明の効果】本発明によれば、ＰＷＭインバータの設
置環境や運転負荷状況等によって変動するスイッチング
素子の温度を検出し、検出した温度に応じてデッドタイ
ム補償電圧の値を補正するため、精度の良いデッドタイ
ム補償を行うことができる。この結果、インバータの出
力電圧の波形歪みが低減でき、正弦波でモータを駆動で
きるため、モータのトルクリプルを低減することができ
る。
置環境や運転負荷状況等によって変動するスイッチング
素子の温度を検出し、検出した温度に応じてデッドタイ
ム補償電圧の値を補正するため、精度の良いデッドタイ
ム補償を行うことができる。この結果、インバータの出
力電圧の波形歪みが低減でき、正弦波でモータを駆動で
きるため、モータのトルクリプルを低減することができ
る。
【図１】本発明の一実施例のブロック図。
【図２】ゲート信号と実際の出力電圧波形との関係を説
明する図。
明する図。
【図３】スイッチング素子の遅延時間と誤差電圧の温度
特性。
特性。
【図４】デッドタイム補償電圧補正器の内部構成。
【図５】本発明のその他の実施例１のブロック図。
【図６】本発明のその他の実施例２のブロック図。
１…三相交流電源、２…コンバータ、３…平滑コンデン
サ、４…ＰＷＭインバータ、４ａ，４ｂ，４ｃ…パワー
デバイス、５ａ，５ｂ，５ｃ…電流検出器、６…交流モ
ータ、７…目標指令発生器、８…積分器、１０…座標変
換器、１１ａ，１１ｂ，１１ｃ…減算器、１２ａ，１２
ｃ,１２ｃ…電流制御器、１３ａ,１３ｂ，１３ｃ…加算
器、１４…デッドタイム付きＰＷＭパルス発生回路、１
５…ゲート駆動回路、１６ａ，１６ｂ，１６ｃ…極性判
定器、１７ａ，１７ｂ，１７ｃ…乗算器、１８ａ，１８
ｂ，１８ｃ…温度検出器、１９…デッドタイム補償電圧
補正器、４１，４２…スイッチング素子、４３，４４…
ダイオード。
サ、４…ＰＷＭインバータ、４ａ，４ｂ，４ｃ…パワー
デバイス、５ａ，５ｂ，５ｃ…電流検出器、６…交流モ
ータ、７…目標指令発生器、８…積分器、１０…座標変
換器、１１ａ，１１ｂ，１１ｃ…減算器、１２ａ，１２
ｃ,１２ｃ…電流制御器、１３ａ,１３ｂ，１３ｃ…加算
器、１４…デッドタイム付きＰＷＭパルス発生回路、１
５…ゲート駆動回路、１６ａ，１６ｂ，１６ｃ…極性判
定器、１７ａ，１７ｂ，１７ｃ…乗算器、１８ａ，１８
ｂ，１８ｃ…温度検出器、１９…デッドタイム補償電圧
補正器、４１，４２…スイッチング素子、４３，４４…
ダイオード。
Claims (3)
- 【請求項１】直流電源から任意の交流電圧を出力するＰ
ＷＭインバータと、ＰＷＭインバータにより駆動される
交流モータと、ＰＷＭインバータを駆動するパルス信号
に正側及び負側のスイッチング素子が同時に導通するこ
とを防ぐためにデッドタイムをパルス信号に設けてＰＷ
Ｍインバータを制御するＰＷＭパルス作成手段と、ＰＷ
Ｍインバータの出力電流指令を出力する目標指令発生手
段と、前記目標指令手段が出力する電流指令にインバー
タの出力電流が追従するようにＰＷＭインバータが発生
すべき電圧を電圧指令として出力する電流制御手段と、
前記パルス信号に設けられたデッドタイムによって生じ
る出力電圧の歪みを抑制する補償電圧を出力するデッド
タイム補償手段と、前記電流制御手段が出力する電圧指
令に前記デッドタイム補償手段が出力する補償電圧を注
入した電圧指令を前記ＰＷＭパルス作成手段に出力する
手段とを備えたＰＷＭインバータ制御装置において、 前記デッドタイム補償手段は、前記ＰＷＭインバータの
スイッチング素子の温度に応じて補償電圧を補正する機
能を有することを特徴とするＰＷＭインバータ制御装
置。 - 【請求項２】請求項１において、デッドタイム補償手段
は、ＰＷＭインバータのスイッチング素子の温度を検出
する手段と、検出した温度に応じて補償電圧の絶対値を
決定する手段と、ＰＷＭインバータの電流の極性に応じ
て前記補償電圧の極性を決定する手段とによって構成さ
れることを特徴とするＰＷＭインバータ制御装置。 - 【請求項３】請求項１において、デッドタイム補償手段
は、ＰＷＭインバータのスイッチング素子に内蔵された
温度検出機能の出力する温度に応じて補償電圧の絶対値
を決定する手段と、ＰＷＭインバータの電流の極性に応
じて前記補償電圧の極性を決定する手段とによって構成
されることを特徴とするＰＷＭインバータ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9176778A JPH1127951A (ja) | 1997-07-02 | 1997-07-02 | Ｐｗｍインバータ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9176778A JPH1127951A (ja) | 1997-07-02 | 1997-07-02 | Ｐｗｍインバータ制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1127951A true JPH1127951A (ja) | 1999-01-29 |
Family
ID=16019682
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9176778A Pending JPH1127951A (ja) | 1997-07-02 | 1997-07-02 | Ｐｗｍインバータ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1127951A (ja) |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002010685A (ja) * | 2000-06-21 | 2002-01-11 | Toshiba Corp | 電動機制御装置 |
| US6362593B1 (en) | 2001-01-05 | 2002-03-26 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method for compensating dead time of motor |
| JP2007238086A (ja) * | 2006-03-07 | 2007-09-20 | Zf Lenksysteme Gmbh | 電動アシスト付きステアリング装置 |
| JP2008029060A (ja) * | 2006-07-18 | 2008-02-07 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体装置 |
| WO2012169311A1 (ja) | 2011-06-08 | 2012-12-13 | 日本精工株式会社 | 電動パワーステアリング装置の制御装置 |
| CN107005152A (zh) * | 2017-03-15 | 2017-08-01 | 香港应用科技研究院有限公司 | 用于逆变器中调谐死区时间的方法和装置 |
| US10230311B2 (en) | 2017-03-15 | 2019-03-12 | Hong Kong Applied Science And Technology Research Institute Co. Ltd. | Method and apparatus of dead time tuning in an inverter |
| WO2019150945A1 (ja) * | 2018-01-30 | 2019-08-08 | 日本精工株式会社 | 電動パワーステアリング装置 |
| WO2022234832A1 (ja) * | 2021-05-07 | 2022-11-10 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置および電力変換方法 |
| WO2022264916A1 (ja) * | 2021-06-18 | 2022-12-22 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 |
| JP2023128632A (ja) * | 2022-03-04 | 2023-09-14 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
-
1997
- 1997-07-02 JP JP9176778A patent/JPH1127951A/ja active Pending
Cited By (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002010685A (ja) * | 2000-06-21 | 2002-01-11 | Toshiba Corp | 電動機制御装置 |
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| WO2012169311A1 (ja) | 2011-06-08 | 2012-12-13 | 日本精工株式会社 | 電動パワーステアリング装置の制御装置 |
| US9050996B2 (en) | 2011-06-08 | 2015-06-09 | Nsk Ltd. | Control device for electric power steering apparatus |
| CN107005152A (zh) * | 2017-03-15 | 2017-08-01 | 香港应用科技研究院有限公司 | 用于逆变器中调谐死区时间的方法和装置 |
| US10230311B2 (en) | 2017-03-15 | 2019-03-12 | Hong Kong Applied Science And Technology Research Institute Co. Ltd. | Method and apparatus of dead time tuning in an inverter |
| CN107005152B (zh) * | 2017-03-15 | 2019-08-23 | 香港应用科技研究院有限公司 | 用于逆变器中调谐死区时间的方法和装置 |
| WO2019150945A1 (ja) * | 2018-01-30 | 2019-08-08 | 日本精工株式会社 | 電動パワーステアリング装置 |
| JPWO2019150945A1 (ja) * | 2018-01-30 | 2020-05-28 | 日本精工株式会社 | 電動パワーステアリング装置 |
| WO2022234832A1 (ja) * | 2021-05-07 | 2022-11-10 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置および電力変換方法 |
| WO2022264916A1 (ja) * | 2021-06-18 | 2022-12-22 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 |
| JP2023128632A (ja) * | 2022-03-04 | 2023-09-14 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| US12184203B2 (en) | 2022-03-04 | 2024-12-31 | Mitsubishi Electric Corporation | Electric-power conversion apparatus |
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