JPH1128000A - モータの制御装置及び制御方法 - Google Patents
モータの制御装置及び制御方法Info
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- JPH1128000A JPH1128000A JP9181484A JP18148497A JPH1128000A JP H1128000 A JPH1128000 A JP H1128000A JP 9181484 A JP9181484 A JP 9181484A JP 18148497 A JP18148497 A JP 18148497A JP H1128000 A JPH1128000 A JP H1128000A
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 12
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 10
- 230000010349 pulsation Effects 0.000 abstract description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/64—Electric machine technologies in electromobility
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- Brushless Motors (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】トルク脈動が生じることがなく、振動が発生す
るのを防止する。 【解決手段】電流センサと、磁極位置検出手段と、各相
の電流ＩU 、ＩV をｄ軸電流ｉd 及びｑ軸電流ｉq に変
換する第１の変換手段と、ｄ軸電圧指令値Ｖ d * 及びｑ
軸電圧指令値Ｖq * を算出する電圧指令値算出手段と、
前記ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * を
各相の電圧指令値ＶU * 、ＶV * 、Ｖ W * に変換する第
２の変換手段と、各相の電圧指令値ＶU * 、ＶV * 、Ｖ
W * に基づいて各相のパルス幅変調信号ＳU 、ＳV 、Ｓ
W を発生させるパルス幅変調信号発生手段とを有する。
前記ｄ軸電流ｉd を０とし、前記ｑ軸電流偏差Δｉ
q は、原ｑ軸電流指令値ｉqsに補正電流指令値Ｉt * を
加算して得られたｑ軸電流指令値ｉQSに基づいて算出さ
れる。
るのを防止する。 【解決手段】電流センサと、磁極位置検出手段と、各相
の電流ＩU 、ＩV をｄ軸電流ｉd 及びｑ軸電流ｉq に変
換する第１の変換手段と、ｄ軸電圧指令値Ｖ d * 及びｑ
軸電圧指令値Ｖq * を算出する電圧指令値算出手段と、
前記ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * を
各相の電圧指令値ＶU * 、ＶV * 、Ｖ W * に変換する第
２の変換手段と、各相の電圧指令値ＶU * 、ＶV * 、Ｖ
W * に基づいて各相のパルス幅変調信号ＳU 、ＳV 、Ｓ
W を発生させるパルス幅変調信号発生手段とを有する。
前記ｄ軸電流ｉd を０とし、前記ｑ軸電流偏差Δｉ
q は、原ｑ軸電流指令値ｉqsに補正電流指令値Ｉt * を
加算して得られたｑ軸電流指令値ｉQSに基づいて算出さ
れる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、モータの制御装置
及び制御方法に関するものである。
及び制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、電動車両においては、Ｕ相、Ｖ相
及びＷ相のステータコイルを備えたステータ、及び該ス
テータの内側において回転自在に配設され、磁極対を備
えたロータから成るＤＣブラシレスモータが使用され、
前記ステータコイルにＵ相、Ｖ相及びＷ相の電流を供給
することによって前記ＤＣブラシレスモータが駆動され
るようになっている。
及びＷ相のステータコイルを備えたステータ、及び該ス
テータの内側において回転自在に配設され、磁極対を備
えたロータから成るＤＣブラシレスモータが使用され、
前記ステータコイルにＵ相、Ｖ相及びＷ相の電流を供給
することによって前記ＤＣブラシレスモータが駆動され
るようになっている。
【０００３】そして、モータ制御回路が配設され、該モ
ータ制御回路は、電動車両の全体の制御を行う車両制御
回路からの電流指令値を受けて、該電流指令値に対応し
たパルス幅を有する各相のパルス幅変調信号を発生さ
せ、該パルス幅変調信号をドライブ回路に送る。該ドラ
イブ回路は、前記パルス幅変調信号に対応させてトラン
ジスタ駆動信号を発生させ、該トランジスタ駆動信号を
インバータブリッジに対して出力する。該インバータブ
リッジは、６個のトランジスタを有し、前記トランジス
タ駆動信号がオンの間だけトランジスタをオンにして各
相の電流を発生させ、該各相の電流を前記ステータコイ
ルに供給する。このようにして、モータ駆動装置を作動
させることによってモータを駆動し、電動車両を走行さ
せることができる。
ータ制御回路は、電動車両の全体の制御を行う車両制御
回路からの電流指令値を受けて、該電流指令値に対応し
たパルス幅を有する各相のパルス幅変調信号を発生さ
せ、該パルス幅変調信号をドライブ回路に送る。該ドラ
イブ回路は、前記パルス幅変調信号に対応させてトラン
ジスタ駆動信号を発生させ、該トランジスタ駆動信号を
インバータブリッジに対して出力する。該インバータブ
リッジは、６個のトランジスタを有し、前記トランジス
タ駆動信号がオンの間だけトランジスタをオンにして各
相の電流を発生させ、該各相の電流を前記ステータコイ
ルに供給する。このようにして、モータ駆動装置を作動
させることによってモータを駆動し、電動車両を走行さ
せることができる。
【０００４】ところで、各相のうち二つの相の電流の値
が決まると、他の一つの相の電流も決まる。したがっ
て、各相の電流を制御するために、例えば、Ｕ相及びＶ
相の電流が電流センサによって検出されるようになって
いる。そして、ロータの磁極対の方向にｄ軸を、該ｄ軸
と直角の方向にｑ軸をそれぞれ採ったｄ−ｑ軸モデル上
でフィードバック制御が行われるようになっている。
が決まると、他の一つの相の電流も決まる。したがっ
て、各相の電流を制御するために、例えば、Ｕ相及びＶ
相の電流が電流センサによって検出されるようになって
いる。そして、ロータの磁極対の方向にｄ軸を、該ｄ軸
と直角の方向にｑ軸をそれぞれ採ったｄ−ｑ軸モデル上
でフィードバック制御が行われるようになっている。
【０００５】そのために、前記モータ制御回路におい
て、Ｕ相及びＶ相の電流は、三相／二相変換が行われて
ｄ軸電流及びｑ軸電流になる。この場合、ｄ軸電流とｑ
軸電流とが干渉することがないように、ｄ軸電流を０に
するようにしている。そして、ｑ軸電流をｉq とし、ｑ
軸電流指令値をｉq * とすると、ｑ軸電流偏差Δｉq Δｉq ＝ｉq * −ｉq が算出され、該ｑ軸電流偏差Δｉq が０になるようにｑ
軸電圧指令値が発生させられる。続いて、ｑ軸電圧指令
値は、二相／三相変換が行われて各相の電圧指令値にな
り、該各相の電圧指令値に基づいて各相のパルス幅変調
信号が発生させられる。
て、Ｕ相及びＶ相の電流は、三相／二相変換が行われて
ｄ軸電流及びｑ軸電流になる。この場合、ｄ軸電流とｑ
軸電流とが干渉することがないように、ｄ軸電流を０に
するようにしている。そして、ｑ軸電流をｉq とし、ｑ
軸電流指令値をｉq * とすると、ｑ軸電流偏差Δｉq Δｉq ＝ｉq * −ｉq が算出され、該ｑ軸電流偏差Δｉq が０になるようにｑ
軸電圧指令値が発生させられる。続いて、ｑ軸電圧指令
値は、二相／三相変換が行われて各相の電圧指令値にな
り、該各相の電圧指令値に基づいて各相のパルス幅変調
信号が発生させられる。
【０００６】このように、ｄ軸電流を０にすることによ
って、ｑ軸電流ｉq をトルク電流と等価にすることがで
きるので、理論的に、ＤＣブラシレスモータを直流モー
タと同等に取り扱うことができる。
って、ｑ軸電流ｉq をトルク電流と等価にすることがで
きるので、理論的に、ＤＣブラシレスモータを直流モー
タと同等に取り扱うことができる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記従
来のＤＣブラシレスモータにおいては、ロータを回転さ
せるときに、ステータコイルによって発生させられた磁
束を磁極が横切る構造になっているので、トルク脈動が
生じ、ＤＣブラシレスモータにおいて振動が発生してし
まう。
来のＤＣブラシレスモータにおいては、ロータを回転さ
せるときに、ステータコイルによって発生させられた磁
束を磁極が横切る構造になっているので、トルク脈動が
生じ、ＤＣブラシレスモータにおいて振動が発生してし
まう。
【０００８】本発明は、前記従来のＤＣブラシレスモー
タの問題点を解決して、ほかにセンサ等を付加すること
なく、トルク脈動が生じることがなく、振動が発生する
のを防止することができるモータの制御装置及び制御方
法を提供することを目的とする。
タの問題点を解決して、ほかにセンサ等を付加すること
なく、トルク脈動が生じることがなく、振動が発生する
のを防止することができるモータの制御装置及び制御方
法を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】そのために、本発明のモ
ータの制御装置においては、各相の電流を検出する電流
センサと、磁極の位置を検出する磁極位置検出手段と、
前記磁極の位置に基づいて前記各相の電流をｄ軸電流及
びｑ軸電流に変換する第１の変換手段と、前記ｄ軸電流
及びｑ軸電流のそれぞれのｄ軸電流偏差及びｑ軸電流偏
差に基づいてそれぞれｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令
値を算出する電圧指令値算出手段と、前記磁極の位置に
基づいて前記ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を各相
の電圧指令値に変換する第２の変換手段と、前記各相の
電圧指令値に基づいて各相のパルス幅変調信号を発生さ
せるパルス幅変調信号発生手段とを有する。
ータの制御装置においては、各相の電流を検出する電流
センサと、磁極の位置を検出する磁極位置検出手段と、
前記磁極の位置に基づいて前記各相の電流をｄ軸電流及
びｑ軸電流に変換する第１の変換手段と、前記ｄ軸電流
及びｑ軸電流のそれぞれのｄ軸電流偏差及びｑ軸電流偏
差に基づいてそれぞれｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令
値を算出する電圧指令値算出手段と、前記磁極の位置に
基づいて前記ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を各相
の電圧指令値に変換する第２の変換手段と、前記各相の
電圧指令値に基づいて各相のパルス幅変調信号を発生さ
せるパルス幅変調信号発生手段とを有する。
【００１０】そして、前記ｄ軸電流を０とし、前記ｑ軸
電流偏差は、原ｑ軸電流指令値に補正電流指令値を加算
して得られたｑ軸電流指令値に基づいて算出される。本
発明の他のモータの制御装置においては、さらに、前記
補正電流指令値は磁極の位置に基づいて算出される。本
発明のモータの制御方法においては、各相の電流及び磁
極の位置を検出し、該磁極の位置に基づいて前記各相の
電流をｄ軸電流及びｑ軸電流に変換し、前記ｄ軸電流及
びｑ軸電流のそれぞれのｄ軸電流偏差及びｑ軸電流偏差
に基づいてそれぞれｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値
を算出し、前記磁極の位置に基づいて前記ｄ軸電圧指令
値及びｑ軸電圧指令値を各相の電圧指令値に変換し、前
記各相の電圧指令値に基づいて各相のパルス幅変調信号
を発生させる。
電流偏差は、原ｑ軸電流指令値に補正電流指令値を加算
して得られたｑ軸電流指令値に基づいて算出される。本
発明の他のモータの制御装置においては、さらに、前記
補正電流指令値は磁極の位置に基づいて算出される。本
発明のモータの制御方法においては、各相の電流及び磁
極の位置を検出し、該磁極の位置に基づいて前記各相の
電流をｄ軸電流及びｑ軸電流に変換し、前記ｄ軸電流及
びｑ軸電流のそれぞれのｄ軸電流偏差及びｑ軸電流偏差
に基づいてそれぞれｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値
を算出し、前記磁極の位置に基づいて前記ｄ軸電圧指令
値及びｑ軸電圧指令値を各相の電圧指令値に変換し、前
記各相の電圧指令値に基づいて各相のパルス幅変調信号
を発生させる。
【００１１】そして、前記ｄ軸電流を０とし、かつ、前
記ｑ軸電流偏差を、原ｑ軸電流指令値に補正電流指令値
を加算して得られたｑ軸電流指令値に基づいて算出す
る。本発明の他のモータの制御方法においては、さら
に、前記補正電流指令値は磁極の位置に基づいて算出さ
れる。
記ｑ軸電流偏差を、原ｑ軸電流指令値に補正電流指令値
を加算して得られたｑ軸電流指令値に基づいて算出す
る。本発明の他のモータの制御方法においては、さら
に、前記補正電流指令値は磁極の位置に基づいて算出さ
れる。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照しながら詳細に説明する。図１は本発明の
実施の形態におけるモータ制御回路の概略図、図２は本
発明の実施の形態におけるモータ駆動装置の概略図であ
る。図において、１０はモータ駆動装置、３１はＤＣブ
ラシレスモータ（Ｍ）であり、該ＤＣブラシレスモータ
３１は、図示しないＵ相、Ｖ相及びＷ相のステータコイ
ルを備えた図示しないステータ、及び該ステータの内側
において回転自在に配設され、磁極対を備えた図示しな
いロータを有する。そして、前記ＤＣブラシレスモータ
３１を駆動して電動車両を走行させるために、図示しな
いバッテリからの直流電流がインバータブリッジ４０に
よってＵ相、Ｖ相及びＷ相の電流ＩU、ＩV 、ＩW に変
換され、各相の電流ＩU 、ＩV 、ＩW はそれぞれ各ステ
ータコイルに供給される。
て図面を参照しながら詳細に説明する。図１は本発明の
実施の形態におけるモータ制御回路の概略図、図２は本
発明の実施の形態におけるモータ駆動装置の概略図であ
る。図において、１０はモータ駆動装置、３１はＤＣブ
ラシレスモータ（Ｍ）であり、該ＤＣブラシレスモータ
３１は、図示しないＵ相、Ｖ相及びＷ相のステータコイ
ルを備えた図示しないステータ、及び該ステータの内側
において回転自在に配設され、磁極対を備えた図示しな
いロータを有する。そして、前記ＤＣブラシレスモータ
３１を駆動して電動車両を走行させるために、図示しな
いバッテリからの直流電流がインバータブリッジ４０に
よってＵ相、Ｖ相及びＷ相の電流ＩU、ＩV 、ＩW に変
換され、各相の電流ＩU 、ＩV 、ＩW はそれぞれ各ステ
ータコイルに供給される。
【００１３】そのために、前記インバータブリッジ４０
は、６個のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を備え、各トラ
ンジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を選択的にオン・オフさせるこ
とによって、前記各相の電流ＩU 、ＩV 、ＩW を発生さ
せることができるようになっている。また、前記ロータ
に連結されたロータシャフト４２に、レゾルバ４３の図
示しない回転子が同軸的に連結される。そして、前記レ
ゾルバ４３には磁極位置検出手段としてのロータ位置検
出回路４４が接続され、該ロータ位置検出回路４４は、
前記レゾルバ４３に交流電圧を印加するとともに、レゾ
ルバ４３からレゾルバ信号を受けて前記ロータの位置、
すなわち、磁極の位置を検出し、磁極位置信号をモータ
制御回路４５に対して出力する。
は、６個のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を備え、各トラ
ンジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を選択的にオン・オフさせるこ
とによって、前記各相の電流ＩU 、ＩV 、ＩW を発生さ
せることができるようになっている。また、前記ロータ
に連結されたロータシャフト４２に、レゾルバ４３の図
示しない回転子が同軸的に連結される。そして、前記レ
ゾルバ４３には磁極位置検出手段としてのロータ位置検
出回路４４が接続され、該ロータ位置検出回路４４は、
前記レゾルバ４３に交流電圧を印加するとともに、レゾ
ルバ４３からレゾルバ信号を受けて前記ロータの位置、
すなわち、磁極の位置を検出し、磁極位置信号をモータ
制御回路４５に対して出力する。
【００１４】したがって、電動車両の全体の制御を行う
図示しない車両制御回路が電流指令値を発生させ、該電
流指令値をモータ制御回路４５に送ると、該モータ制御
回路４５は、前記電流指令値に対応するパルス幅を計算
し、該パルス幅を有する３相のパルス幅変調信号ＳU 、
ＳV 、ＳW を発生させ、該パルス幅変調信号ＳU 、
Ｓ V 、ＳW をドライブ回路５１に対して出力する。該ド
ライブ回路５１は、前記パルス幅変調信号ＳU 、ＳV 、
ＳW を受けて、６個のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を駆
動するためのトランジスタ駆動信号をそれぞれ発生さ
せ、該トランジスタ駆動信号をインバータブリッジ４０
に対して出力する。
図示しない車両制御回路が電流指令値を発生させ、該電
流指令値をモータ制御回路４５に送ると、該モータ制御
回路４５は、前記電流指令値に対応するパルス幅を計算
し、該パルス幅を有する３相のパルス幅変調信号ＳU 、
ＳV 、ＳW を発生させ、該パルス幅変調信号ＳU 、
Ｓ V 、ＳW をドライブ回路５１に対して出力する。該ド
ライブ回路５１は、前記パルス幅変調信号ＳU 、ＳV 、
ＳW を受けて、６個のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を駆
動するためのトランジスタ駆動信号をそれぞれ発生さ
せ、該トランジスタ駆動信号をインバータブリッジ４０
に対して出力する。
【００１５】その結果、前記ステータコイルに各相の電
流ＩU 、ＩV 、ＩW が供給され、ロータにトルクが発生
させられる。このようにして、前記モータ駆動装置１０
を作動させ、ＤＣブラシレスモータ３１を駆動すること
によって、電動車両を走行させることができる。ところ
で、各相のうち二つの相の電流の値が決まると、他の一
つの相の電流の値も決まる。したがって、各相の電流Ｉ
U 、ＩV 、ＩW を制御するために、例えば、Ｕ相及びＶ
相の電流ＩU 、ＩV が電流センサ３３、３４によって検
出されるようになっている。そして、ロータの磁極対の
方向にｄ軸を、該ｄ軸と直角の方向にｑ軸を採ったｄ−
ｑ軸モデル上でフィードバック制御が行われるようにな
っている。
流ＩU 、ＩV 、ＩW が供給され、ロータにトルクが発生
させられる。このようにして、前記モータ駆動装置１０
を作動させ、ＤＣブラシレスモータ３１を駆動すること
によって、電動車両を走行させることができる。ところ
で、各相のうち二つの相の電流の値が決まると、他の一
つの相の電流の値も決まる。したがって、各相の電流Ｉ
U 、ＩV 、ＩW を制御するために、例えば、Ｕ相及びＶ
相の電流ＩU 、ＩV が電流センサ３３、３４によって検
出されるようになっている。そして、ロータの磁極対の
方向にｄ軸を、該ｄ軸と直角の方向にｑ軸を採ったｄ−
ｑ軸モデル上でフィードバック制御が行われるようにな
っている。
【００１６】そのために、前記モータ制御回路４５は、
前記電流センサ３３、３４によって検出されたＵ相及び
Ｖ相の電流ＩU 、ＩV 及びロータ位置検出回路４４によ
って検出された磁極の位置を読み込み、第１の変換手段
としてのＵＶ−ｄｑ変換器６１に送る。該ＵＶ−ｄｑ変
換器６１は、前記電流センサ３３、３４によって検出さ
れたＵ相及びＶ相の電流ＩU 、ＩV を、式（１）に示す
ように、前記磁極位置信号に基づいて三相／二相変換が
行われてｄ軸電流ｉd 及びｑ軸電流ｉq に変換する。
前記電流センサ３３、３４によって検出されたＵ相及び
Ｖ相の電流ＩU 、ＩV 及びロータ位置検出回路４４によ
って検出された磁極の位置を読み込み、第１の変換手段
としてのＵＶ−ｄｑ変換器６１に送る。該ＵＶ−ｄｑ変
換器６１は、前記電流センサ３３、３４によって検出さ
れたＵ相及びＶ相の電流ＩU 、ＩV を、式（１）に示す
ように、前記磁極位置信号に基づいて三相／二相変換が
行われてｄ軸電流ｉd 及びｑ軸電流ｉq に変換する。
【００１７】
【数１】
【００１８】なお、θは前記磁極位置信号によって表さ
れる磁極の位置である。そして、ｄ軸電流ｉd は減算器
６２に送られ、該減算器６２において前記ｄ軸電流ｉd
と前記電流指令値のうちのｄ軸電流指令値ｉdsとのｄ軸
電流偏差Δｉdが算出され、該ｄ軸電流偏差Δｉd が電
圧指令値算出手段としてのｄ軸電圧指令値算出部６４に
対して出力される。本実施の形態においては、ｄ軸電流
ｉd とｑ軸電流ｉq とが干渉することがないように、ｄ
軸電流ｉd を０にするようにしている。したがって、ｑ
軸電流ｉq をトルク電流と等価にすることができるの
で、理論的に、ＤＣブラシレスモータ３１を直流モータ
と同等に取り扱うことができる。
れる磁極の位置である。そして、ｄ軸電流ｉd は減算器
６２に送られ、該減算器６２において前記ｄ軸電流ｉd
と前記電流指令値のうちのｄ軸電流指令値ｉdsとのｄ軸
電流偏差Δｉdが算出され、該ｄ軸電流偏差Δｉd が電
圧指令値算出手段としてのｄ軸電圧指令値算出部６４に
対して出力される。本実施の形態においては、ｄ軸電流
ｉd とｑ軸電流ｉq とが干渉することがないように、ｄ
軸電流ｉd を０にするようにしている。したがって、ｑ
軸電流ｉq をトルク電流と等価にすることができるの
で、理論的に、ＤＣブラシレスモータ３１を直流モータ
と同等に取り扱うことができる。
【００１９】一方、ｑ軸電流ｉq は減算器６３に送ら
れ、該減算器６３において前記ｑ軸電流ｉq とｑ軸電流
指令値ｉQSとのｑ軸電流偏差Δｉq が算出され、該ｑ軸
電流偏差Δｉq が電圧指令値算出手段としてのｑ軸電圧
指令値算出部６５に対して出力される。そして、前記ｄ
軸電圧指令値算出部６４及びｑ軸電圧指令値算出部６５
は、ＤＣブラシレスモータ３１の回転数ωを算出し、式
（２）、（３）に示すように、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及
びｑ軸電圧指令値Ｖq * を発生させ、該ｄ軸電圧指令値
Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * を第２の変換手段とし
てのｄｑ−ＵＶ変換器６７に対して出力する。
れ、該減算器６３において前記ｑ軸電流ｉq とｑ軸電流
指令値ｉQSとのｑ軸電流偏差Δｉq が算出され、該ｑ軸
電流偏差Δｉq が電圧指令値算出手段としてのｑ軸電圧
指令値算出部６５に対して出力される。そして、前記ｄ
軸電圧指令値算出部６４及びｑ軸電圧指令値算出部６５
は、ＤＣブラシレスモータ３１の回転数ωを算出し、式
（２）、（３）に示すように、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及
びｑ軸電圧指令値Ｖq * を発生させ、該ｄ軸電圧指令値
Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * を第２の変換手段とし
てのｄｑ−ＵＶ変換器６７に対して出力する。
【００２０】 Ｖd * ＝−ω・Ｌq ・ｉq …（２） Ｖq * ＝ＫP ・Δｉq ＋ＫI ・ΣΔｉq ＋ω・ＭＩｆ …（３） なお、ＫP 、ＫI は同定ゲイン、Ｌq はＤＣブラシレス
モータ３１のｑ軸インダクタンス、ＭＩｆはロータ側鎖
交磁束数である。続いて、前記ｄｑ−ＵＶ変換器６７
は、前記磁極位置信号に基づいて二相／三相変換を行
い、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖ
q * を、式（４）に示すように各相の電圧指令値
ＶU * 、ＶV * 、ＶW * に変換し、該電圧指令値
Ｖ U * 、ＶV * 、ＶW * をパルス幅変調信号発生手段と
してのＰＷＭ発生器６８に対して出力する。該ＰＷＭ発
生器６８は、前記各相の電圧指令値ＶU * 、ＶV *、Ｖ
W * に基づいて各相のパルス幅変調信号ＳU 、ＳV 、Ｓ
W を発生させる。
モータ３１のｑ軸インダクタンス、ＭＩｆはロータ側鎖
交磁束数である。続いて、前記ｄｑ−ＵＶ変換器６７
は、前記磁極位置信号に基づいて二相／三相変換を行
い、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖ
q * を、式（４）に示すように各相の電圧指令値
ＶU * 、ＶV * 、ＶW * に変換し、該電圧指令値
Ｖ U * 、ＶV * 、ＶW * をパルス幅変調信号発生手段と
してのＰＷＭ発生器６８に対して出力する。該ＰＷＭ発
生器６８は、前記各相の電圧指令値ＶU * 、ＶV *、Ｖ
W * に基づいて各相のパルス幅変調信号ＳU 、ＳV 、Ｓ
W を発生させる。
【００２１】
【数２】
【００２２】なお、前記電圧指令値ＶW * は電圧指令値
ＶU * 、ＶV * が決まると、自動的に決まる。ところ
で、ｄ軸電流ｉd を０にしてＤＣブラシレスモータ３１
の制御を行う場合、ロータを回転させるときに、ステー
タコイルによって発生させられた磁束を磁極が横切る構
造になっているので、トルク脈動が生じ、ＤＣブラシレ
スモータ３１において振動が発生してしまう。
ＶU * 、ＶV * が決まると、自動的に決まる。ところ
で、ｄ軸電流ｉd を０にしてＤＣブラシレスモータ３１
の制御を行う場合、ロータを回転させるときに、ステー
タコイルによって発生させられた磁束を磁極が横切る構
造になっているので、トルク脈動が生じ、ＤＣブラシレ
スモータ３１において振動が発生してしまう。
【００２３】そこで、前記車両制御回路から送られた電
流指令値のうちの原ｑ軸電流指令値ｉqsを補正すること
によって前記ｑ軸電流指令値ｉQSを算出するようにして
いる。そのために、補正電流算出部７１及び加算器７２
が配設され、前記補正電流算出部７１に磁極位置信号が
送られる。そして、式（５）に示すように、前記補正電
流算出部７１によって振動の抑制を目的とした補正電流
指令値Ｉt * を発生させ、該補正電流指令値Ｉt * を前
記加算器７２に送り、式（６）に示すように、前記加算
器７２によって前記原ｑ軸電流指令値ｉqsに補正電流指
令値Ｉt * 加算するようにしている。
流指令値のうちの原ｑ軸電流指令値ｉqsを補正すること
によって前記ｑ軸電流指令値ｉQSを算出するようにして
いる。そのために、補正電流算出部７１及び加算器７２
が配設され、前記補正電流算出部７１に磁極位置信号が
送られる。そして、式（５）に示すように、前記補正電
流算出部７１によって振動の抑制を目的とした補正電流
指令値Ｉt * を発生させ、該補正電流指令値Ｉt * を前
記加算器７２に送り、式（６）に示すように、前記加算
器７２によって前記原ｑ軸電流指令値ｉqsに補正電流指
令値Ｉt * 加算するようにしている。
【００２４】
【数３】
【００２５】ただし、Ｎは次数、ＫAMN は補正係数（Ｋ
AMN ＜１）、αN は位相ずらし量である。なお、式
（５）では、ｃｏｓ（Ｎ・θ＋αN ）がパラメータにさ
れているが、ｓｉｎ（Ｎ・θ＋αN ）をパラメータにす
ることもできる。このように、前記式（５）によって算
出された補正電流指令値Ｉt * を原ｑ軸電流指令値ｉqs
に加算すると、Ｎ次の振動を低減することができる。
AMN ＜１）、αN は位相ずらし量である。なお、式
（５）では、ｃｏｓ（Ｎ・θ＋αN ）がパラメータにさ
れているが、ｓｉｎ（Ｎ・θ＋αN ）をパラメータにす
ることもできる。このように、前記式（５）によって算
出された補正電流指令値Ｉt * を原ｑ軸電流指令値ｉqs
に加算すると、Ｎ次の振動を低減することができる。
【００２６】図３は本発明の実施の形態における原ｑ軸
電流指令値の波形図、図４は本発明の実施の形態におけ
る補正電流指令値の波形図、図５は本発明の実施の形態
におけるｑ軸電流指令値の波形図、図６は本発明の実施
の形態におけるＤＣブラシレスモータの基本波形図、図
７は本発明の実施の形態におけるＤＣブラシレスモータ
の二次の振動を低減させた波形図である。
電流指令値の波形図、図４は本発明の実施の形態におけ
る補正電流指令値の波形図、図５は本発明の実施の形態
におけるｑ軸電流指令値の波形図、図６は本発明の実施
の形態におけるＤＣブラシレスモータの基本波形図、図
７は本発明の実施の形態におけるＤＣブラシレスモータ
の二次の振動を低減させた波形図である。
【００２７】図３に示す原ｑ軸電流指令値ｉqsに、図４
に示す補正電流指令値Ｉt * を加算することによって、
図５に示すｑ軸電流指令値ｉQSを算出することができ
る。なお、前記補正電流指令値Ｉt * は、二次の振動を
低減させるために発生させられ、 Ｉt * ＝ＫAM2・ｃｏｓ（２θ＋α2） で表すことができる。
に示す補正電流指令値Ｉt * を加算することによって、
図５に示すｑ軸電流指令値ｉQSを算出することができ
る。なお、前記補正電流指令値Ｉt * は、二次の振動を
低減させるために発生させられ、 Ｉt * ＝ＫAM2・ｃｏｓ（２θ＋α2） で表すことができる。
【００２８】したがって、通常は、Ｕ相の電流ＩU を発
生させたときに、ＤＣブラシレスモータ３１（図２）に
よって発生させられるトルクＴに、図６に示すようなト
ルク脈動が発生するが、図５に示すｑ軸電流指令値ｉQS
に基づいてＵ相の電流ＩU を発生させると、図７に示す
ように、前記トルク脈動を小さくすることができる。こ
の場合、ほかにセンサ等を付加する必要はない。
生させたときに、ＤＣブラシレスモータ３１（図２）に
よって発生させられるトルクＴに、図６に示すようなト
ルク脈動が発生するが、図５に示すｑ軸電流指令値ｉQS
に基づいてＵ相の電流ＩU を発生させると、図７に示す
ように、前記トルク脈動を小さくすることができる。こ
の場合、ほかにセンサ等を付加する必要はない。
【００２９】なお、本発明は前記実施の形態に限定され
るものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形させ
ることが可能であり、それらを本発明の範囲から排除す
るものではない。
るものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形させ
ることが可能であり、それらを本発明の範囲から排除す
るものではない。
【００３０】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、モータの制御装置においては、各相の電流を検出
する電流センサと、磁極の位置を検出する磁極位置検出
手段と、前記磁極の位置に基づいて前記各相の電流をｄ
軸電流及びｑ軸電流に変換する第１の変換手段と、前記
ｄ軸電流及びｑ軸電流のそれぞれのｄ軸電流偏差及びｑ
軸電流偏差に基づいてそれぞれｄ軸電圧指令値及びｑ軸
電圧指令値を算出する電圧指令値算出手段と、前記磁極
の位置に基づいて前記ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令
値を各相の電圧指令値に変換する第２の変換手段と、前
記各相の電圧指令値に基づいて各相のパルス幅変調信号
を発生させるパルス幅変調信号発生手段とを有する。
れば、モータの制御装置においては、各相の電流を検出
する電流センサと、磁極の位置を検出する磁極位置検出
手段と、前記磁極の位置に基づいて前記各相の電流をｄ
軸電流及びｑ軸電流に変換する第１の変換手段と、前記
ｄ軸電流及びｑ軸電流のそれぞれのｄ軸電流偏差及びｑ
軸電流偏差に基づいてそれぞれｄ軸電圧指令値及びｑ軸
電圧指令値を算出する電圧指令値算出手段と、前記磁極
の位置に基づいて前記ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令
値を各相の電圧指令値に変換する第２の変換手段と、前
記各相の電圧指令値に基づいて各相のパルス幅変調信号
を発生させるパルス幅変調信号発生手段とを有する。
【００３１】そして、前記ｄ軸電流を０とし、前記ｑ軸
電流偏差は、原ｑ軸電流指令値に補正電流指令値を加算
して得られたｑ軸電流指令値に基づいて算出される。こ
の場合、ｄ軸電流が０にされるので、ｑ軸電流をトルク
電流と等価にすることができる。したがって、理論的
に、ＤＣブラシレスモータを直流モータと同等に取り扱
うことができる。
電流偏差は、原ｑ軸電流指令値に補正電流指令値を加算
して得られたｑ軸電流指令値に基づいて算出される。こ
の場合、ｄ軸電流が０にされるので、ｑ軸電流をトルク
電流と等価にすることができる。したがって、理論的
に、ＤＣブラシレスモータを直流モータと同等に取り扱
うことができる。
【００３２】また、補正電流指令値を原ｑ軸電流指令値
に加算するようになっているので、ほかにセンサ等を付
加することなくトルク振動が生じるのを抑制することが
でき、ＤＣブラシレスモータに発生する振動を低減する
ことができる。本発明の他のモータの制御装置において
は、さらに、前記補正電流指令値は磁極の位置に基づい
て算出される。
に加算するようになっているので、ほかにセンサ等を付
加することなくトルク振動が生じるのを抑制することが
でき、ＤＣブラシレスモータに発生する振動を低減する
ことができる。本発明の他のモータの制御装置において
は、さらに、前記補正電流指令値は磁極の位置に基づい
て算出される。
【００３３】この場合、前記補正電流指令値は磁極の位
置に基づいて算出されるので、ＤＣブラシレスモータに
発生するＮ次の振動を低減することができる。
置に基づいて算出されるので、ＤＣブラシレスモータに
発生するＮ次の振動を低減することができる。
【図１】本発明の実施の形態におけるモータ制御回路の
概略図である。
概略図である。
【図２】本発明の実施の形態におけるモータ駆動装置の
概略図である。
概略図である。
【図３】本発明の実施の形態における原ｑ軸電流指令値
の波形図である。
の波形図である。
【図４】本発明の実施の形態における補正電流指令値の
波形図である。
波形図である。
【図５】本発明の実施の形態におけるｑ軸電流指令値の
波形図である。
波形図である。
【図６】本発明の実施の形態におけるＤＣブラシレスモ
ータの基本波形図である。
ータの基本波形図である。
【図７】本発明の実施の形態におけるＤＣブラシレスモ
ータの二次の振動を低減させた波形図である。
ータの二次の振動を低減させた波形図である。
３３、３４ 電流センサ ４４ ロータ位置検出部 ６１ ＵＶ−ｄｑ変換器 ６４ ｄ軸電圧指令値算出部 ６５ ｑ軸電圧指令値算出部 ６７ ｄｑ−ＵＶ変換器 ６８ ＰＷＭ発生器 Ｉt * 補正電流指令値 ＩU 、ＩV 、ＩW 電流 ｉd ｄ軸電流 ｉq ｑ軸電流 ｉqs 原ｑ軸電流指令値 ｉQS ｑ軸電流指令値 Δｉd ｄ軸電流偏差 Δｉq ｑ軸電流偏差 ＳU 、ＳV 、ＳW パルス幅変調信号 Ｖd * ｄ軸電圧指令値 Ｖq * ｑ軸電圧指令値 ＶU * 、ＶV * 、ＶW * 電圧指令値
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成９年７月１０日
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図６
【補正方法】変更
【補正内容】
【図６】
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図７
【補正方法】変更
【補正内容】
【図７】
Claims (4)
- 【請求項１】 各相の電流を検出する電流センサと、磁
極の位置を検出する磁極位置検出手段と、前記磁極の位
置に基づいて前記各相の電流をｄ軸電流及びｑ軸電流に
変換する第１の変換手段と、前記ｄ軸電流及びｑ軸電流
のそれぞれのｄ軸電流偏差及びｑ軸電流偏差に基づいて
それぞれｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を算出する
電圧指令値算出手段と、前記磁極の位置に基づいて前記
ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を各相の電圧指令値
に変換する第２の変換手段と、前記各相の電圧指令値に
基づいて各相のパルス幅変調信号を発生させるパルス幅
変調信号発生手段とを有するとともに、前記ｄ軸電流を
０とし、前記ｑ軸電流偏差は、原ｑ軸電流指令値に補正
電流指令値を加算して得られたｑ軸電流指令値に基づい
て算出されることを特徴とするモータの制御装置。 - 【請求項２】 前記補正電流指令値は磁極の位置に基づ
いて算出される請求項１に記載のモータの制御装置。 - 【請求項３】 各相の電流及び磁極の位置を検出し、該
磁極の位置に基づいて前記各相の電流をｄ軸電流及びｑ
軸電流に変換し、前記ｄ軸電流及びｑ軸電流のそれぞれ
のｄ軸電流偏差及びｑ軸電流偏差に基づいてそれぞれｄ
軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を算出し、前記磁極の
位置に基づいて前記ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値
を各相の電圧指令値に変換し、前記各相の電圧指令値に
基づいて各相のパルス幅変調信号を発生させるととも
に、前記ｄ軸電流を０とし、かつ、前記ｑ軸電流偏差
を、原ｑ軸電流指令値に補正電流指令値を加算して得ら
れたｑ軸電流指令値に基づいて算出することを特徴とす
るモータの制御方法。 - 【請求項４】 前記補正電流指令値は磁極の位置に基づ
いて算出される請求項３に記載のモータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18148497A JP3687282B2 (ja) | 1997-07-07 | 1997-07-07 | モータの制御装置及び制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18148497A JP3687282B2 (ja) | 1997-07-07 | 1997-07-07 | モータの制御装置及び制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1128000A true JPH1128000A (ja) | 1999-01-29 |
| JP3687282B2 JP3687282B2 (ja) | 2005-08-24 |
Family
ID=16101575
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18148497A Expired - Fee Related JP3687282B2 (ja) | 1997-07-07 | 1997-07-07 | モータの制御装置及び制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3687282B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001352798A (ja) * | 2000-06-02 | 2001-12-21 | Mitsubishi Electric Corp | 永久磁石形同期電動機の制御装置及び制御方法 |
-
1997
- 1997-07-07 JP JP18148497A patent/JP3687282B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001352798A (ja) * | 2000-06-02 | 2001-12-21 | Mitsubishi Electric Corp | 永久磁石形同期電動機の制御装置及び制御方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3687282B2 (ja) | 2005-08-24 |
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| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040329 |
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| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20041207 |
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