JPH11285251A - スイッチング電源のトランスのリーケージインダクタンスの補償方法とこれを実施した電源回路 - Google Patents
スイッチング電源のトランスのリーケージインダクタンスの補償方法とこれを実施した電源回路Info
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- JPH11285251A JPH11285251A JP8060098A JP8060098A JPH11285251A JP H11285251 A JPH11285251 A JP H11285251A JP 8060098 A JP8060098 A JP 8060098A JP 8060098 A JP8060098 A JP 8060098A JP H11285251 A JPH11285251 A JP H11285251A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 １次側巻線電圧制御方式を使用したスイッチ
ング電源はトランスの結合の度合いによる影響を受け
て、出力電圧のバラツキが大きかったために、１次側巻
線電圧制御方式を使用したスイッチング電源の精度を上
げようとすると、トランスの特性の選定等のコストが増
大するため、高い精度の電源を実現することは、その特
徴が失われるために実用上得策ではなかった。 【解決手段】 本発明は、１次巻き線電圧制御方式のス
イッチング電源において、１次側出力電圧検出用の巻線
に接続する整流ダイオードの接合容量の値をスイッチン
グ電源のトランスのリーケージインダクタンスとにより
共振成分が発生する値に選定して２次側出力電圧のバラ
ツキょ補償するようにしたスイッチング電源のトランス
のリーケージインダクタンスの補償するようにしたスイ
ッチング電源のトランスのリーケージインダクタンスの
補償回路を実現することにより、部品の追加が無しで２
次側出力電圧のバラツキを改善したものである。
ング電源はトランスの結合の度合いによる影響を受け
て、出力電圧のバラツキが大きかったために、１次側巻
線電圧制御方式を使用したスイッチング電源の精度を上
げようとすると、トランスの特性の選定等のコストが増
大するため、高い精度の電源を実現することは、その特
徴が失われるために実用上得策ではなかった。 【解決手段】 本発明は、１次巻き線電圧制御方式のス
イッチング電源において、１次側出力電圧検出用の巻線
に接続する整流ダイオードの接合容量の値をスイッチン
グ電源のトランスのリーケージインダクタンスとにより
共振成分が発生する値に選定して２次側出力電圧のバラ
ツキょ補償するようにしたスイッチング電源のトランス
のリーケージインダクタンスの補償するようにしたスイ
ッチング電源のトランスのリーケージインダクタンスの
補償回路を実現することにより、部品の追加が無しで２
次側出力電圧のバラツキを改善したものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
のトランスリ一ケージインダクタンスの補償方法とこれ
を実施した電源回路に関する。本発明のスイッチング電
源のトランスリ一ケージインダクタンスの補償方法とこ
れを実施した電源回路は、スイッチング電源の１次巻線
電圧制御方式におけるトランスのリーケージインダクタ
ンスよる２次側出力電圧のバラツキを改善するようにし
たものである。
のトランスリ一ケージインダクタンスの補償方法とこれ
を実施した電源回路に関する。本発明のスイッチング電
源のトランスリ一ケージインダクタンスの補償方法とこ
れを実施した電源回路は、スイッチング電源の１次巻線
電圧制御方式におけるトランスのリーケージインダクタ
ンスよる２次側出力電圧のバラツキを改善するようにし
たものである。
【０００２】
【従来の技術】図６に、従来から使用されている一般的
な１次巻き線電圧制御方式のスイッチング電源回路の構
成を示す。図６に置いて、Ｅは直流電源、Ｔはトランス
である。トランスＴは１次巻線Ｌ１、２次巻線Ｌ２、１
次側出力電圧検出用の巻線Ｌ３を持っている。１１はド
ライブ回路、１２は出力電圧検出制御回路である。１３
はスイッチングトランジスタである。Ｄｚは基準電圧を
発生するツェナーダイオードである。Ｄ１、Ｄ２はそれ
ぞれダイオード、Ｃはコンデンサーである。ＦＬはフィ
ルターで、コンデンサーＣ２１によりにより構成されて
いる。ＯＵＴは電源の出力端子である。
な１次巻き線電圧制御方式のスイッチング電源回路の構
成を示す。図６に置いて、Ｅは直流電源、Ｔはトランス
である。トランスＴは１次巻線Ｌ１、２次巻線Ｌ２、１
次側出力電圧検出用の巻線Ｌ３を持っている。１１はド
ライブ回路、１２は出力電圧検出制御回路である。１３
はスイッチングトランジスタである。Ｄｚは基準電圧を
発生するツェナーダイオードである。Ｄ１、Ｄ２はそれ
ぞれダイオード、Ｃはコンデンサーである。ＦＬはフィ
ルターで、コンデンサーＣ２１によりにより構成されて
いる。ＯＵＴは電源の出力端子である。
【０００３】直流電源ＥはトランスＴの１次巻線Ｌ１と
スイッチングトランジスタ１３の直列回路にに接続され
ている。トランスＴの１次側出力電圧検出用の巻線Ｌ３
はドライブ回路１１に接続され、又ダイオードＤ１とコ
ンデンサーＣを介して出力電圧検出制御回路１２に接続
されている。スイッチングトランジスタ１３はドライブ
回路１１により駆動され、又ドライブ回路１１は出力電
圧検出制御回路１２により制御される。トランスＴの２
次巻き線Ｌ２は、ダイオードＤ２およびフィルターＦＬ
を介して出力端子にＯＵＴ接続されている。このような
構成の１次電圧制御方式のスイッチング電源回路では、
直流電源Ｅの出力がスイッチングトランジスタ１３によ
り断続されこの断続電流がトランスＴの１次巻線Ｌ１を
ながれると、２次巻き線Ｌ２に１次巻線Ｌ１の断続電流
に対応した出力が発生される。２次巻き線Ｌ２の出力は
ダイオードＤ２により整流されフィルターＦＬにより平
滑されて直流電圧に変換され、出力端子ＯＵＴに送り出
される。
スイッチングトランジスタ１３の直列回路にに接続され
ている。トランスＴの１次側出力電圧検出用の巻線Ｌ３
はドライブ回路１１に接続され、又ダイオードＤ１とコ
ンデンサーＣを介して出力電圧検出制御回路１２に接続
されている。スイッチングトランジスタ１３はドライブ
回路１１により駆動され、又ドライブ回路１１は出力電
圧検出制御回路１２により制御される。トランスＴの２
次巻き線Ｌ２は、ダイオードＤ２およびフィルターＦＬ
を介して出力端子にＯＵＴ接続されている。このような
構成の１次電圧制御方式のスイッチング電源回路では、
直流電源Ｅの出力がスイッチングトランジスタ１３によ
り断続されこの断続電流がトランスＴの１次巻線Ｌ１を
ながれると、２次巻き線Ｌ２に１次巻線Ｌ１の断続電流
に対応した出力が発生される。２次巻き線Ｌ２の出力は
ダイオードＤ２により整流されフィルターＦＬにより平
滑されて直流電圧に変換され、出力端子ＯＵＴに送り出
される。
【０００４】直流電源Ｅの出力を断続するスイッチング
トランジスタ１３の駆動はドライブ回路１１により行わ
れる。ドライブ回路１１は、出力電圧検出制御回路１２
により制御される。出力電圧検出制御回路１２はトラン
スＴの１次側出力電圧検出用の巻き線Ｌ３の出力電圧
を、ダイオードＤ１で整流し、これをコンデンサーＣに
より平滑した直流電圧と基準のツェナーダイオードＤｚ
の電圧とを比較し、コンデンサーＣの端子電圧が一定に
なるようにスイッチングトランジスタ１３を駆動するよ
うにドライブ回路１１を制御する。このようにして、１
次側出力電圧検出用の巻き線Ｌ３の出力を整流した電流
が加えられるコンデンサーＣの電圧が一定の値になるよ
うに制御することにより、出力端子ＯＵＴの電圧を、出
力電圧検出制御回路１２の基準電圧に対応した、一定に
値に制御される。
トランジスタ１３の駆動はドライブ回路１１により行わ
れる。ドライブ回路１１は、出力電圧検出制御回路１２
により制御される。出力電圧検出制御回路１２はトラン
スＴの１次側出力電圧検出用の巻き線Ｌ３の出力電圧
を、ダイオードＤ１で整流し、これをコンデンサーＣに
より平滑した直流電圧と基準のツェナーダイオードＤｚ
の電圧とを比較し、コンデンサーＣの端子電圧が一定に
なるようにスイッチングトランジスタ１３を駆動するよ
うにドライブ回路１１を制御する。このようにして、１
次側出力電圧検出用の巻き線Ｌ３の出力を整流した電流
が加えられるコンデンサーＣの電圧が一定の値になるよ
うに制御することにより、出力端子ＯＵＴの電圧を、出
力電圧検出制御回路１２の基準電圧に対応した、一定に
値に制御される。
【０００５】このような、１次側巻線電圧制御方式を使
用したスイッチング電源は、出力端子ＯＵＴの出力の値
を直接制御する２次側制御方式に比べ、１次側と２次側
とを接続するフォトカプラー等によるフィードハック回
路が必要ないために、回路の構成がシンプルになり少な
いコストで製作出来るという特徴を持っている。しかし
ながら、従来のスイッチング電源の出力電圧整流用に使
用されるダイオードは、一般的には、ダイオードのスイ
ッチング損失等を少なくするために、結果として、スイ
ッチングスピードの早い、接合容量のの小さいものを選
んでいる。その為、非制御出力のバラツキについては、
制御出力に比べてトランスの結合の度合いによる影響を
受けて、バラツキが大きかったために、トランス巻線間
の結合のバラッキをキャンセルするのが難しかった。
用したスイッチング電源は、出力端子ＯＵＴの出力の値
を直接制御する２次側制御方式に比べ、１次側と２次側
とを接続するフォトカプラー等によるフィードハック回
路が必要ないために、回路の構成がシンプルになり少な
いコストで製作出来るという特徴を持っている。しかし
ながら、従来のスイッチング電源の出力電圧整流用に使
用されるダイオードは、一般的には、ダイオードのスイ
ッチング損失等を少なくするために、結果として、スイ
ッチングスピードの早い、接合容量のの小さいものを選
んでいる。その為、非制御出力のバラツキについては、
制御出力に比べてトランスの結合の度合いによる影響を
受けて、バラツキが大きかったために、トランス巻線間
の結合のバラッキをキャンセルするのが難しかった。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】このために、１次側巻
線電圧制御方式を使用したスイッチング電源において、
出力端子ＯＵＴの２次側出力電圧のバラツキ精度を改善
しようとすると、スイッチング電源のトランスの特性の
バラツキが影響するために、トランスの結合度またはリ
一ゲージインダクタンスの仕様上の規格値をきびしく選
定することが必要であった。上記のような事情のため
に、従来の１次側巻線電圧制御方式を使用したスイッチ
ング電源の精度を上げようとすると、トランスの特性の
選定等のコストが増大するため、高い精度の電源を実現
することは、その特徴が失われるために実用上得策では
なかった。本発明は、１次側巻線電圧制御方式を使用し
たスイッチング電源の特徴を生かして、その製作コスト
を増大すること無く高い精度の電源を実現することを目
的としたものである。
線電圧制御方式を使用したスイッチング電源において、
出力端子ＯＵＴの２次側出力電圧のバラツキ精度を改善
しようとすると、スイッチング電源のトランスの特性の
バラツキが影響するために、トランスの結合度またはリ
一ゲージインダクタンスの仕様上の規格値をきびしく選
定することが必要であった。上記のような事情のため
に、従来の１次側巻線電圧制御方式を使用したスイッチ
ング電源の精度を上げようとすると、トランスの特性の
選定等のコストが増大するため、高い精度の電源を実現
することは、その特徴が失われるために実用上得策では
なかった。本発明は、１次側巻線電圧制御方式を使用し
たスイッチング電源の特徴を生かして、その製作コスト
を増大すること無く高い精度の電源を実現することを目
的としたものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、１次巻き線電
圧制御方式のスイッチング電源において、１次側出力電
圧検出用の巻線に接続する整流ダイオードの接合容量の
値をスイッチング電源のトランスのリーケージインダク
タンスとにより共振成分が発生する値に選定して２次側
出力電圧のバラツキょ補償するようにしたスイッチング
電源のトランスのリーケージインダクタンスの補償する
ようにしたスイッチング電源のトランスのリーケージイ
ンダクタンスの補償方法とこれを実施した電源回路を実
現することにより、部品の追加が無しで２次側出力電圧
のバラツキを改善したものである。
圧制御方式のスイッチング電源において、１次側出力電
圧検出用の巻線に接続する整流ダイオードの接合容量の
値をスイッチング電源のトランスのリーケージインダク
タンスとにより共振成分が発生する値に選定して２次側
出力電圧のバラツキょ補償するようにしたスイッチング
電源のトランスのリーケージインダクタンスの補償する
ようにしたスイッチング電源のトランスのリーケージイ
ンダクタンスの補償方法とこれを実施した電源回路を実
現することにより、部品の追加が無しで２次側出力電圧
のバラツキを改善したものである。
【０００８】
【実施例】図１は、本発明のスイッチング電源のトラン
スのリーケージインダクタンス補償方法を説明するため
の図である。図１は、図２に示した１次巻き線電圧制御
方式のスイッチング電源回路の出力電圧検出制御回路の
関係する部分を示してある。図１において、図２と同一
の部分には、同一の符合を付けてその説明を省略する。
図１のＬｏはリーケージインダクタンスである。リーケ
ージインダクタンスＬｏはトランスＴの１次巻線Ｌ１と
１次側出力電圧検出用の巻線Ｌ３との間のリーケージイ
ンダクタンスを示している。トランスＴの１次巻線Ｌ１
と２次巻線Ｌ２との間にもリーケージインダクタンスが
存在するがトランスの覚巻き線間の結合の傾向は類似し
ている。
スのリーケージインダクタンス補償方法を説明するため
の図である。図１は、図２に示した１次巻き線電圧制御
方式のスイッチング電源回路の出力電圧検出制御回路の
関係する部分を示してある。図１において、図２と同一
の部分には、同一の符合を付けてその説明を省略する。
図１のＬｏはリーケージインダクタンスである。リーケ
ージインダクタンスＬｏはトランスＴの１次巻線Ｌ１と
１次側出力電圧検出用の巻線Ｌ３との間のリーケージイ
ンダクタンスを示している。トランスＴの１次巻線Ｌ１
と２次巻線Ｌ２との間にもリーケージインダクタンスが
存在するがトランスの覚巻き線間の結合の傾向は類似し
ている。
【０００９】リ一ケージインダクタンスＬｏは、等価回
路的には直列接続成分として考えられる。トランスの巻
線の結合のバラツキによりこのリーケージインダクタン
スＬｏの値が変化する。１次側出力電圧検出用の巻線Ｌ
３の出力はダイオードＤｌにより整流され、コンデンサ
ーＣｌに充電されて平滑され、直流電圧に変換される。
このコンデンサーＣｌの電圧が、一定の値になるよう
に、出力電圧検出制御回路によりスイッチングトランジ
スタ１３の断続の周波数を制御することにより、２次側
出力電圧を一定の値に保つように動作されている。
路的には直列接続成分として考えられる。トランスの巻
線の結合のバラツキによりこのリーケージインダクタン
スＬｏの値が変化する。１次側出力電圧検出用の巻線Ｌ
３の出力はダイオードＤｌにより整流され、コンデンサ
ーＣｌに充電されて平滑され、直流電圧に変換される。
このコンデンサーＣｌの電圧が、一定の値になるよう
に、出力電圧検出制御回路によりスイッチングトランジ
スタ１３の断続の周波数を制御することにより、２次側
出力電圧を一定の値に保つように動作されている。
【００１０】この場合、トランスＴの巻線の結合のバラ
ツキにより１次側出力電圧検出用の巻線のリ一ケージイ
ンダクタンスＬｏは、使用されるトランスにより一定の
範囲で変化する。このリーケージインダクタンスＬｏの
変化の値に対して、ダイオードＤｌの接合容量の値を一
定の範囲の物を選ぶと、トランスＴの結合が悪くリーケ
ージインダクタンスが大きいために、２次側出力電圧が
低くなるような場合でも、１次側出力電圧検出用の巻線
のリーケージインダクタンスＬｏが大きいので、ダイオ
ードＤｌの接合容量との共振インピーダンスが大きくな
り、コンデンサーＣ１の充電電圧の値はリーケージイン
ダクタンスＬｏの値に応じて小さくなる。
ツキにより１次側出力電圧検出用の巻線のリ一ケージイ
ンダクタンスＬｏは、使用されるトランスにより一定の
範囲で変化する。このリーケージインダクタンスＬｏの
変化の値に対して、ダイオードＤｌの接合容量の値を一
定の範囲の物を選ぶと、トランスＴの結合が悪くリーケ
ージインダクタンスが大きいために、２次側出力電圧が
低くなるような場合でも、１次側出力電圧検出用の巻線
のリーケージインダクタンスＬｏが大きいので、ダイオ
ードＤｌの接合容量との共振インピーダンスが大きくな
り、コンデンサーＣ１の充電電圧の値はリーケージイン
ダクタンスＬｏの値に応じて小さくなる。
【００１１】ところが、電圧検出用のコンデンサーＣ１
の電圧は出力電圧検出制御回路により一定になるように
トランスＴの１次巻線Ｌ１に加える電力を増加させるよ
うに、スイッチングトランジスタ１３の断続の周波数が
制御されるので、トランスＴの２次側出力である２次巻
線Ｌ２の２次側出力電圧は、結果として上昇する方向に
なる。この結果、結合が悪いトランスの場合は、２次側
出力電圧が下がるのをキャンセルする特性となり、ま
た、この反対にトランスの結合が良くリーケージインダ
クタンスＬｏが小さい場合は、こ逆の特性になる。この
為、２次側出力電圧のバラツキ範囲が縮小され、トラン
スＴの２次側出力電圧精度が改善される。
の電圧は出力電圧検出制御回路により一定になるように
トランスＴの１次巻線Ｌ１に加える電力を増加させるよ
うに、スイッチングトランジスタ１３の断続の周波数が
制御されるので、トランスＴの２次側出力である２次巻
線Ｌ２の２次側出力電圧は、結果として上昇する方向に
なる。この結果、結合が悪いトランスの場合は、２次側
出力電圧が下がるのをキャンセルする特性となり、ま
た、この反対にトランスの結合が良くリーケージインダ
クタンスＬｏが小さい場合は、こ逆の特性になる。この
為、２次側出力電圧のバラツキ範囲が縮小され、トラン
スＴの２次側出力電圧精度が改善される。
【００１２】トランスＴの巻線のリーケージインダクタ
ンスと電圧検出巻き線Ｌ３の出力の関係を測定したデー
タを図２と図３に示す。図２は、接合容量の小さな、ス
ピードの早いダイオード（ＤＩＮＬ２０Ｕ ｔｒｒ＝３
５〜５０ｎＳ）を使用した場合のデータを示し、図３
は、接合容量の大きな、スピードの遅いダイオード（Ｄ
ＩＮ２０Ｒ ｔｒｒ＝１０〜１６μＳ）を使用した場合
のデータを示している。図２と図３において、左の欄の
４６３，４６７，４５９，〜８３，９０はそれぞれ使用
したダイオードを示している。Ｃｐ−ｓはその各ダイオ
ードの接合容量の値を示し、それぞれ８０ｍＡと１８０
ｍＡの電力の時の、入力電流、出力電圧、効率、１次電
力の測定値を示している。又、右の欄は、使用したダイ
オード４６３，４６７，４５９，〜８３，９０と組み合
わされて使用されたトランスＴの各コイルのリーケージ
インダクタンスのデータを示している。又、上欄と下欄
はそれぞれ測定したダイオードのグループを示してい
る。
ンスと電圧検出巻き線Ｌ３の出力の関係を測定したデー
タを図２と図３に示す。図２は、接合容量の小さな、ス
ピードの早いダイオード（ＤＩＮＬ２０Ｕ ｔｒｒ＝３
５〜５０ｎＳ）を使用した場合のデータを示し、図３
は、接合容量の大きな、スピードの遅いダイオード（Ｄ
ＩＮ２０Ｒ ｔｒｒ＝１０〜１６μＳ）を使用した場合
のデータを示している。図２と図３において、左の欄の
４６３，４６７，４５９，〜８３，９０はそれぞれ使用
したダイオードを示している。Ｃｐ−ｓはその各ダイオ
ードの接合容量の値を示し、それぞれ８０ｍＡと１８０
ｍＡの電力の時の、入力電流、出力電圧、効率、１次電
力の測定値を示している。又、右の欄は、使用したダイ
オード４６３，４６７，４５９，〜８３，９０と組み合
わされて使用されたトランスＴの各コイルのリーケージ
インダクタンスのデータを示している。又、上欄と下欄
はそれぞれ測定したダイオードのグループを示してい
る。
【００１３】図２の、接合容量の小さな、スピードの早
いダイオードの場合には、例えば下欄のデータは、トラ
ンスＴの測定ピン１−３のショートピン５−６のコイル
（トランスＴの１次巻線Ｌ１と１次側出力電圧検出用の
巻線Ｌ３との間のリーケージインダクタンス）のリーケ
ージインダクタンスが、１２４９μＨ〜１４０７μＨの
範囲でバラツキがある場合に、その出力電圧は８０ｍＡ
時で６．６６０Ｖ〜６．７５Ｖの範囲で、又その出力電
圧が１８０ｍＡ時で５．６４０Ｖ〜５．８９０Ｖの範囲
で変動することを示している。これに対して、図３の
の、接合容量の大きな、スピードの遅いダイオードの場
合には、例えば下欄のデータは、トランスＴの測定ピン
１−３のショートピン５−６のコイル（トランスＴの１
次巻線Ｌ１と１次側出力電圧検出用の巻線Ｌ３との間の
リーケージインダクタンス）のリーケージインダクタン
スが、１２４９μＨ〜１４０７μＨの範囲でバラツキが
ある場合に、その出力電圧は８０ｍＡ時で全て７．４Ｖ
台の範囲に収まり、又その出力電圧が１８０ｍＡ時には
６．８Ｖ台〜６．９Ｖ台の範囲に収まることを示してい
る。
いダイオードの場合には、例えば下欄のデータは、トラ
ンスＴの測定ピン１−３のショートピン５−６のコイル
（トランスＴの１次巻線Ｌ１と１次側出力電圧検出用の
巻線Ｌ３との間のリーケージインダクタンス）のリーケ
ージインダクタンスが、１２４９μＨ〜１４０７μＨの
範囲でバラツキがある場合に、その出力電圧は８０ｍＡ
時で６．６６０Ｖ〜６．７５Ｖの範囲で、又その出力電
圧が１８０ｍＡ時で５．６４０Ｖ〜５．８９０Ｖの範囲
で変動することを示している。これに対して、図３の
の、接合容量の大きな、スピードの遅いダイオードの場
合には、例えば下欄のデータは、トランスＴの測定ピン
１−３のショートピン５−６のコイル（トランスＴの１
次巻線Ｌ１と１次側出力電圧検出用の巻線Ｌ３との間の
リーケージインダクタンス）のリーケージインダクタン
スが、１２４９μＨ〜１４０７μＨの範囲でバラツキが
ある場合に、その出力電圧は８０ｍＡ時で全て７．４Ｖ
台の範囲に収まり、又その出力電圧が１８０ｍＡ時には
６．８Ｖ台〜６．９Ｖ台の範囲に収まることを示してい
る。
【００１４】図２と図３のデータより明らかなように、
トランスの結合が悪くＬｏが大きい場合には、電圧検出
巻き線Ｌ３の出力の値も大きくなるとこを示している。
この理由は、リーケージインダクタンスＬｏと電圧検出
巻き線Ｌ３の出力を整流するダイオードＤｌの接合容量
とにより共振成分が発生する。トランスの結合が悪くＬ
ｏが大きい場合、共振インピーダンスが大きくなり、Ｃ
１の充電電圧は、小さくなることが原因であると考えら
れる。図４と図５は１次巻き線電圧制御方式のスイッチ
ング電源回路のスイッチングトランジスタのスイッチの
開閉時の波形と、ダイオードＤｌの電流の関係を示した
図である。図４と図５において、Ｖｄｓはスイッチング
トランジスタのドレイン−ソース間の電圧、Ｉｋはダイ
オードを流れる電流、Ｉｄスイッチングトランジスタの
ドレイン−ソース間を流れる電流を示している。
トランスの結合が悪くＬｏが大きい場合には、電圧検出
巻き線Ｌ３の出力の値も大きくなるとこを示している。
この理由は、リーケージインダクタンスＬｏと電圧検出
巻き線Ｌ３の出力を整流するダイオードＤｌの接合容量
とにより共振成分が発生する。トランスの結合が悪くＬ
ｏが大きい場合、共振インピーダンスが大きくなり、Ｃ
１の充電電圧は、小さくなることが原因であると考えら
れる。図４と図５は１次巻き線電圧制御方式のスイッチ
ング電源回路のスイッチングトランジスタのスイッチの
開閉時の波形と、ダイオードＤｌの電流の関係を示した
図である。図４と図５において、Ｖｄｓはスイッチング
トランジスタのドレイン−ソース間の電圧、Ｉｋはダイ
オードを流れる電流、Ｉｄスイッチングトランジスタの
ドレイン−ソース間を流れる電流を示している。
【００１５】図４は、接合容量の小さな、スピードの早
いダイオード（ＤＩＮＬ２０Ｕ ｔｒｒ＝３５〜５０ｎ
Ｓ）を使用した場合の波形を示し、図５は、接合容量の
大きな、スピードの遅いダイオード（ＤＩＮ２０Ｒ ｔ
ｒｒ＝１０〜１６μＳ）を使用した場合の波形である。
図４の、接合容量の小さな、スピードの早いダイオード
の場合には、ダイオードＤ１を流れる共振電流Ｉｋは、
スイッチングトランジスタのスイッチの開閉を行なうた
めの順方向の充電電流だけが瞬間的に流れるだけであ
る。これに対して、図５は、接合容量の大きな、スピー
ドの遅いダイオードを使用した場合には、ダイオードＤ
１を流れる共振電流Ｉｋは、スイッチングトランジスタ
のスイッチの開閉を行なうための順方向だけでなく、逆
方向の電流も流れその値も図４に比べて大きく、大きな
共振電流が発生していることを示している。
いダイオード（ＤＩＮＬ２０Ｕ ｔｒｒ＝３５〜５０ｎ
Ｓ）を使用した場合の波形を示し、図５は、接合容量の
大きな、スピードの遅いダイオード（ＤＩＮ２０Ｒ ｔ
ｒｒ＝１０〜１６μＳ）を使用した場合の波形である。
図４の、接合容量の小さな、スピードの早いダイオード
の場合には、ダイオードＤ１を流れる共振電流Ｉｋは、
スイッチングトランジスタのスイッチの開閉を行なうた
めの順方向の充電電流だけが瞬間的に流れるだけであ
る。これに対して、図５は、接合容量の大きな、スピー
ドの遅いダイオードを使用した場合には、ダイオードＤ
１を流れる共振電流Ｉｋは、スイッチングトランジスタ
のスイッチの開閉を行なうための順方向だけでなく、逆
方向の電流も流れその値も図４に比べて大きく、大きな
共振電流が発生していることを示している。
【００１６】このように、トランスの巻線の結合のバラ
ツキによりリーケージインダクタンスＬｏが変化する，
このＬｏに対して、ダイオードＤｌの接合容量について
一定の範囲の物を選ぶと、トランスの結合が悪くて２次
側出力電圧が低くなるような場合でも、リ一ケージイン
ダクタンスＬｏが大きいので、共振インピーダンスが大
きくなり、コンデンサーＣ１の充電電圧は小さくなる。
このため、１次側出力電圧検出用の巻線に接続する整流
ダイオードの接合容量の値を適切に選ぶと、トランスの
リーケージインダクタンスの大きさに応じて共振成分が
発生し、整流後の平滑コンデンサーの充電電圧の値を変
化させることが出来る。この作用を利用することで、結
果として、部品の追加が無して２次側出力電圧のバラツ
キが改善出来る。尚、上記の説明では１次側出力電圧制
御方式のスイッチング電源について説明を行なったが、
２次側出力電圧制御方式で、１次側出力電圧のバラツキ
改善も同様に可能である。
ツキによりリーケージインダクタンスＬｏが変化する，
このＬｏに対して、ダイオードＤｌの接合容量について
一定の範囲の物を選ぶと、トランスの結合が悪くて２次
側出力電圧が低くなるような場合でも、リ一ケージイン
ダクタンスＬｏが大きいので、共振インピーダンスが大
きくなり、コンデンサーＣ１の充電電圧は小さくなる。
このため、１次側出力電圧検出用の巻線に接続する整流
ダイオードの接合容量の値を適切に選ぶと、トランスの
リーケージインダクタンスの大きさに応じて共振成分が
発生し、整流後の平滑コンデンサーの充電電圧の値を変
化させることが出来る。この作用を利用することで、結
果として、部品の追加が無して２次側出力電圧のバラツ
キが改善出来る。尚、上記の説明では１次側出力電圧制
御方式のスイッチング電源について説明を行なったが、
２次側出力電圧制御方式で、１次側出力電圧のバラツキ
改善も同様に可能である。
【００１７】
【発明の効果】以上の説明より明らかなように、本発明
のスイッチング電源のトランスのリーケージインダクタ
ンスの補償方法とこれを実施した電源回路は、１次巻き
線電圧制御方式のスイッチング電源において、１次側出
力電圧検出用の巻線に接続する整流ダイオードの接合容
量の値をスイッチング電源のトランスのリーケージイン
ダクタンスとにより共振成分が発生する値に選定して２
次側出力電圧のバラツキを補償するようにして、２次側
出力電圧のバラツキ範囲を狭くして精度度を改善たスイ
ッチング電源のトランスのリーケージインダクタンスの
補償を行なった電源回路を実現することが出来る。この
ために本発明によれば、新たな部品の追加を行なわずに
部品点数やコストの増加もほとんど無く２次側出力電圧
のバラツキを特性の改善を行なうことができる。従来か
らＴＶ用ＳＴＢＹ電源では、入力電力の制限（ｌＷ以
下）で口一コストで有るとが要求されているために、１
次制御方式を採用しているが、消費電力を一定に保つに
は、出力電圧が一定である方が有利である。このため、
本発明をＴＶ用ＳＴＢＹ電源に適用するとＳＴＢＹ電源
の電圧精度とＳＴＢＹ時の省エネ効果に特に有効であ
る。
のスイッチング電源のトランスのリーケージインダクタ
ンスの補償方法とこれを実施した電源回路は、１次巻き
線電圧制御方式のスイッチング電源において、１次側出
力電圧検出用の巻線に接続する整流ダイオードの接合容
量の値をスイッチング電源のトランスのリーケージイン
ダクタンスとにより共振成分が発生する値に選定して２
次側出力電圧のバラツキを補償するようにして、２次側
出力電圧のバラツキ範囲を狭くして精度度を改善たスイ
ッチング電源のトランスのリーケージインダクタンスの
補償を行なった電源回路を実現することが出来る。この
ために本発明によれば、新たな部品の追加を行なわずに
部品点数やコストの増加もほとんど無く２次側出力電圧
のバラツキを特性の改善を行なうことができる。従来か
らＴＶ用ＳＴＢＹ電源では、入力電力の制限（ｌＷ以
下）で口一コストで有るとが要求されているために、１
次制御方式を採用しているが、消費電力を一定に保つに
は、出力電圧が一定である方が有利である。このため、
本発明をＴＶ用ＳＴＢＹ電源に適用するとＳＴＢＹ電源
の電圧精度とＳＴＢＹ時の省エネ効果に特に有効であ
る。
【図１】本発明のスイッチング電源のトランスのリーケ
ージインダクタンス補償方法を説明するための図であ
る。
ージインダクタンス補償方法を説明するための図であ
る。
【図２】接合容量の小さな、スピードの早いダイオード
（ＤＩＮＬ２０Ｕｔｒｒ＝３５−５０ｎＳ）を使用した
場合のトランスＴの巻線のリーケージインダクタンスと
電圧検出巻き線Ｌ３の出力の関係を測定したデータを示
す。
（ＤＩＮＬ２０Ｕｔｒｒ＝３５−５０ｎＳ）を使用した
場合のトランスＴの巻線のリーケージインダクタンスと
電圧検出巻き線Ｌ３の出力の関係を測定したデータを示
す。
【図３】接合容量の大きな、スピードの遅いダイオード
（ＤＩＮ２０Ｒ ｔｒｒ＝１０−１６μＳ）を使用した
場合のトランスＴの巻線のリーケージインダクタンスと
電圧検出巻き線Ｌ３の出力の関係を測定したデータを図
２と図３に示す。
（ＤＩＮ２０Ｒ ｔｒｒ＝１０−１６μＳ）を使用した
場合のトランスＴの巻線のリーケージインダクタンスと
電圧検出巻き線Ｌ３の出力の関係を測定したデータを図
２と図３に示す。
【図４】接合容量の小さな、スピードの早いダイオード
（ＤＩＮＬ２０Ｕｔｒｒ＝３５−５０ｎＳ）を使用した
場合のスイッチングトランジスタのスイッチの開閉時の
波形と、ダイオードＤｌの電流の関係を示した図であ
る。
（ＤＩＮＬ２０Ｕｔｒｒ＝３５−５０ｎＳ）を使用した
場合のスイッチングトランジスタのスイッチの開閉時の
波形と、ダイオードＤｌの電流の関係を示した図であ
る。
【図５】接合容量の大きな、スピードの遅いダイオード
（ＤＩＮ２０Ｒ ｔｒｒ＝１０−１６μＳ）を使用した
場合のスイッチングトランジスタのスイッチの開閉時の
波形と、ダイオードＤｌの電流の関係を示した図であ
る。
（ＤＩＮ２０Ｒ ｔｒｒ＝１０−１６μＳ）を使用した
場合のスイッチングトランジスタのスイッチの開閉時の
波形と、ダイオードＤｌの電流の関係を示した図であ
る。
【図６】従来から使用されている一般的な１次巻き線電
圧制御方式のスイッチング電源回路の構成を示す。
圧制御方式のスイッチング電源回路の構成を示す。
Ｅ・・・直流電源， Ｔ・・・トランス， ト
ランスＴの１次巻線Ｌ１・・・トランスＴの１次巻線，
Ｌ２・・・トランスＴの２次巻線，Ｌ３・・・ト
ランスＴの１次側出力電圧検出用の巻線， １１・
・・ドライブ回路， １２・・・出力電圧検出制御
回路， １３・・・スイッチングトランジスタ，
Ｄｚ・・・基準電圧を発生するツェナーダイオー
ド，Ｌｏ・・・リーケージインダクタンス， Ｄ
１、Ｄ２・・・ダイオード， Ｃ１・・・コンデン
サー， ＦＬ・・・フィルター回路， ＯＵＴ
・・・電源の出力端子， Ｖｄｓ・・・スイッチン
グトランジスタのドレイン−ソース間の電圧， Ｉ
ｋ・・・ダイオードを流れる電流，Ｉｄ・・・スイッチ
ングトランジスタのドレイン−ソース間を流れる電流
ランスＴの１次巻線Ｌ１・・・トランスＴの１次巻線，
Ｌ２・・・トランスＴの２次巻線，Ｌ３・・・ト
ランスＴの１次側出力電圧検出用の巻線， １１・
・・ドライブ回路， １２・・・出力電圧検出制御
回路， １３・・・スイッチングトランジスタ，
Ｄｚ・・・基準電圧を発生するツェナーダイオー
ド，Ｌｏ・・・リーケージインダクタンス， Ｄ
１、Ｄ２・・・ダイオード， Ｃ１・・・コンデン
サー， ＦＬ・・・フィルター回路， ＯＵＴ
・・・電源の出力端子， Ｖｄｓ・・・スイッチン
グトランジスタのドレイン−ソース間の電圧， Ｉ
ｋ・・・ダイオードを流れる電流，Ｉｄ・・・スイッチ
ングトランジスタのドレイン−ソース間を流れる電流
Claims (3)
- 【請求項１】 １次巻き線電圧制御方式のスイッチング
電源において、 １次側出力電圧検出用の巻線に接続する整流ダイオード
の接合容量の値をスイッチング電源のトランスのリーケ
ージインダクタンスとにより共振成分が発生する値に選
定して、 ２次側出力電圧のバラツキを補償するようにしたスイッ
チング電源のトランスのリーケージインダクタンスの補
償方法。 - 【請求項２】 １次巻き線電圧制御方式のスイッチング
電源において、 １次側出力電圧検出用の巻線の出力を整流するダイオー
ドの接合容量の値を、トランスの巻線の結合のリ一ケー
ジインダクタンスに対して、一定の範囲の値に選定する
ことにより、 リーケージインダクタンスとダイオードの接合容量とに
より共振インピーダンスを生じさせるようにしたことを
特徴とする１次巻き線電圧制御方式のスイッチング電
源。 - 【請求項３】 １次巻き線電圧制御方式のスイッチング
電源において、 １次側出力電圧検出用の巻線の出力を整流するダイオー
ドの接合容量の値を、トランスの巻線の結合のリ一ケー
ジインダクタンスに対して、逆回復時間（ｔｒｒ）がマ
イクロセコンド（μＳ）のレベルの範囲の値に選定する
ことにより、 リーケージインダクタンスとダイオードの接合容量とに
より共振インピーダンスを生じさせるようにしたことを
特徴とする１次巻き線電圧制御方式のスイッチング電
源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8060098A JPH11285251A (ja) | 1998-03-27 | 1998-03-27 | スイッチング電源のトランスのリーケージインダクタンスの補償方法とこれを実施した電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8060098A JPH11285251A (ja) | 1998-03-27 | 1998-03-27 | スイッチング電源のトランスのリーケージインダクタンスの補償方法とこれを実施した電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11285251A true JPH11285251A (ja) | 1999-10-15 |
| JPH11285251A5 JPH11285251A5 (ja) | 2005-07-28 |
Family
ID=13722833
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8060098A Pending JPH11285251A (ja) | 1998-03-27 | 1998-03-27 | スイッチング電源のトランスのリーケージインダクタンスの補償方法とこれを実施した電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11285251A (ja) |
-
1998
- 1998-03-27 JP JP8060098A patent/JPH11285251A/ja active Pending
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