JPH11285269A

JPH11285269A - 電源装置

Info

Publication number: JPH11285269A
Application number: JP10079918A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Niihori; 博市新堀; Takeshi Kamoi; 武志鴨井
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1998-03-26
Filing date: 1998-03-26
Publication date: 1999-10-15

Abstract

(57)【要約】【課題】昇圧チョッパ回路と降圧チョッパ回路とでスイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２を兼用し、商用交流電源ＡＣを
用いて低周波矩形波出力を得る電源装置において、負荷
が高圧放電灯である場合に、ある一定期間、負荷電圧を
高くして、この期間内に始動用の高圧パルス電圧を印加
することにより、始動性を向上させる。【解決手段】チョッパ回路により交流電源からの入力歪
みを改善するとともに、負荷回路には交流電源に同期し
た低周波出力を供給するインバータ回路を備え、複数の
電力変換を行うスイッチング回路がスイッチング素子を
共用する電源装置において、負荷にＨＩＤランプを使用
する場合における無負荷時の電圧調整のために、スイッ
チング素子の動作期間のうち、負荷電圧低下の原因とな
る期間を無くす、あるいは短縮するようにした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、複数の電力変換を
行うスイッチング回路がスイッチング素子を共用する電
源装置に関するものであり、さらに詳しくは、チョッパ
回路により交流電源からの入力歪みを改善するととも
に、負荷回路には交流電源に同期した低周波出力を供給
するインバータ回路を備える電源装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】図２２は従来の電源装置の一例を示すも
のである。この電源装置では、スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２の直列回路と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の直列
回路と、ダイオ―ドＤ５，Ｄ６の直列回路とが、電解コ
ンデンサＣ１の両端間に並列に接続されている。また、
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とスイッチング素
子Ｑ３，Ｑ４の接続点との間にはインダクタＬ２と負荷
回路Ｚの直列回路が接続されており、ダイオ―ドＤ５，
Ｄ６の接続点とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と
の間には、交流電源ＡＣとインダクタＬ１の直列回路が
接続されている。なお、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４
は逆並列のダイオ―ドＤ１〜Ｄ４をそれぞれ備えてい
る。

【０００３】まず、この回路の動作の―例を、以下に示
す。入力の交流電源ＡＣのダイオ―ドＤ５，Ｄ６の接続
点側が正極性の場合、図２３（ａ）に示すように、スイ
ッチング素子Ｑ２及びＱ３がＯＮ、スイッチング素子Ｑ
１及びＱ４がＯＦＦの期間（図２４（ａ）参照）と、ス
イッチング素子Ｑ１及びＱ３がＯＮ、スイッチング素子
Ｑ２及びＱ４がＯＦＦの期間（図２４（ｂ）参照）と、
すべてのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がＯＦＦの期間
（図２４（ｃ）参照）が順にあり、それらを周期的に繰
り返すように動作する。

【０００４】また、入力の交流電源ＡＣのダイオ一ドＤ
５，Ｄ６の接続点側が負極性の場合、図２３（ｂ）に示
すように、スイッチング素子Ｑ１及びＱ４がＯＮ、スイ
ッチング素子Ｑ２及びＱ３がＯＦＦの期間（図２５
（ａ）参照）と、スイッチング素子Ｑ２及びＱ４がＯ
Ｎ、スイッチンク素子Ｑ１及びＱ３がＯＦＦの期間（図
２５（ｂ）参照）と、すべてのスイッチング素子Ｑ１〜
Ｑ４がＯＦＦの期間（図２５（ｃ）参照）が順にあり、
それらを周期的に繰り返すように動作する。以上のごと
く回路が動作することにより、負荷Ｚには入力の商用周
波電源ＡＣと同期した矩形波状の電圧を印加するもので
ある。図２６に入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖ０２及び各
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作を示す。

【０００５】そして、兼用されたスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２には２つのル―プの電流が同時に逆向きに流れ
ることで、スイッチング素子に実質的に流れる電流を少
なくして、スイッチング素子の損失を低減し、発熱等を
抑えて、小形且つ低コストの電源装置を提供するもので
ある。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】上述の電源装置をＨＩ
Ｄランプ（高輝度放電灯）の点灯装置に用いる場合につ
いて検討する。一般にＨＩＤランプは、放電を開始する
までの間は極めてインピーダンスの高い状態（以下、
「無負荷状態」と呼ぶ）である。放電を開始するには、
その無負荷状態において、ランプ印加電圧に高圧パルス
電圧を重畳して放電を開始させる。放電開始直後は管内
の温度が低いため、管内の圧力が低く、低いインピーダ
ンスの状態（すなわち低ランプ電圧状態）となり、その
放電状態を持続することで、管内の温度の上昇と共に管
内の圧力も高くなり、電気的なインピーダンスも上昇
し、安定な点灯状態に移行する。このように、ＨＩＤラ
ンプを安定に始動し点灯させるためには、高圧パルス電
圧を印加する際に２００Ｖ乃至４００Ｖ程度の電圧を印
加した状態を作る必要がある。また、ＨＩＤランプは放
電の安定化のためにコンデンサを等価的に並列接続し、
電流の高周波成分をバイパスさせて放電灯に高周波電流
が流れないようにする必要がある。これは音響的共鳴現
象を発生させないためである。以上のようなＨＩＤラン
プを負荷として使用する場合の始動時の動作等について
従来例では考慮されていない。

【０００７】また、電源電圧と、無負荷状態でランプに
印加する電圧と、平滑コンデンサに蓄積される電圧とを
最適な関係に制御することも必要である。例えば、ＨＩ
Ｄランプの始動性の観点から見ると、無負荷時にランプ
に印加される電圧は高い方が良い。しかし、図２３に示
す定常時の駆動方法は、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２
に流れる電流を少なくする方法の１つであり、コンデン
サＣ２の電圧、すなわち、ランプに印加される電圧は平
滑コンデンサＣ１の電圧に比べて低くなってしまう。す
なわち、図２３に示すｄ１の期間において、負荷回路Ｚ
とインダクタＬ２の直列回路に平滑コンデンサＣ１のエ
ネルギーを供給するが、無負荷状態であると、直ちに充
電は終了し、平滑コンデンサＣ１の電圧とほぼ同じ電圧
が負荷回路ＺのコンデンサＣ２に充電される。その後、
図２３に示すｄ２の期間に負荷回路Ｚ（この場合、ラン
プＬＰとコンデンサＣ２の並列回路）とインダクタＬ２
の直列回路をスイッチング素子Ｑ１とＱ３又はＱ２とＱ
４によって短絡する状態が生ずる（図２４（ｂ）又は図
２５（ｂ））。このように、ｄ２の期間では負荷回路Ｚ
を短絡することになるので、コンデンサＣ２のエネルギ
ーをインダクタＬ２に供給し、それを図２３に示すｄ３
の期間以降で平滑コンデンサＣ１に還流して戻してしま
うことになる。このため、コンデンサＣ２の電圧Ｖ０２
は平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１に比べて低くなって
しまう。コンデンサＣ２の電圧、すなわち、ランプに印
加される電圧を高くするために、平滑コンデンサＣ１の
電圧を高くすれば、平滑コンデンサＣ１やスイッチング
素子Ｑ１〜Ｑ４の耐電圧を高くしなければならず、コス
トアップや大型化を招くといった弊害が生じる。

【０００８】このような課題を克服しつつ、これらの電
圧関係を最適に調整する手段については、従来例では考
慮されていない。本発明は、以上のような点に鑑みてな
されたものであり、その目的とするところは、チョッパ
回路により交流電源からの入力歪みを改善するととも
に、負荷回路には交流電源に同期した低周波出力を供給
するインバータ回路を備え、複数の電力変換を行うスイ
ッチング回路がスイッチング素子を共用する電源装置に
おいて、負荷にＨＩＤランプを使用する場合における無
負荷時の電圧調整のための動作手段を提案しようとする
ものである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明の電源装置の主回
路構成（図１）は、従来例と同等である（図２２）。ま
た、無負荷状態での各スイッチング素子の動作方法は、
従来例と基本的に同じである（図２３、図２４、図２
５）。無負荷状態のとき、コンデンサＣ１の両端電圧を
Ｖｃ１、負荷回路Ｚの両端電圧をＶ０２として、商用交
流電源ＡＣの正負何れかの極性において、Ｖ０２は一定
であると考えることが出来る。なお、負荷回路Ｚのラン
プＬＰの両端には別のコンデンサＣ２が並列接続されて
いる。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作により、平
滑コンデンサＣ１から負荷回路ＺにはインダクタＬ２を
介して電流が流れるが、負荷電圧Ｖ０２が一定であると
の仮定の下では１スイッチングサイクル中で負荷回路Ｚ
に流れる電流の平均値は０でなけれぱならない（もし、
０でなければ負荷電圧Ｖ０２は増加あるいは減少するこ
とになる）。

【００１０】図２７はインダクタＬ２を介して負荷回路
Ｚに流れる電流ＩＬ２の１スイッチングサイクル中での
変化を示している。図２７の期間ｔ１，ｔ２，ｔ３は、
それぞれ図２４又は図２５の（ａ），（ｂ），（ｃ）の
期間にそれぞれ相当している。図２７の期間ｔ１でイン
ダクタＬ２に流れる電流は、（Ｖｃｅ−Ｖ０２）／Ｌ２
の傾斜で上昇し、期間ｔ１の終わりでピーク値に達す
る。次に、期間ｔ２では該ピーク値から−Ｖ０２／Ｌ２
の傾きで減少し、やがて期間ｔ２の終わりには前記ピー
ク値と逆極性で絶対値が同じピーク値になる。期間ｔ３
では（Ｖｃｅ−Ｖ０２）／Ｌ２の傾きで上昇し、やがて
電流は０に達する。したがって、インダクタＬ２に流れ
る電流ＩＬ２は正負対称となり、平均値は略０になる。
期間ｔ１，ｔ２を１スイッチングサイクルＴに対する時
比率（デューティ）で表すと、それぞれｄ１（＝ｔ１／
Ｔ）、ｄ２（＝ｔ２／Ｔ）となる。

【００１１】無負荷時には負荷での電力消費が無く、も
し理想回路を考えれば、回路損失は０であるから、平滑
コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１は回路動作の如何に関わら
ず変化しないので、ｄ２＝０（交流電源ＡＣから電力供
給を受けない）でよいが、現実的には回路中に電流が流
れるので、平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１は減少しよ
うとするため、ｄ２＞０であり、回路損失を補う電力を
交流電源ＡＣから供給するように働く。

【００１２】図２７に示した無負荷時のインダクタＬ２
の電流ＩＬ２の波形図から明らかなように、期間ｔ２の
丁度半分（ｔ２／２）のところでインダクタＬ２の電流
ＩＬ２は一度０に達する。これを式で表すと、（Ｖｃ１−Ｖ０２）×ｄ１＝Ｖ０２×ｄ２／２あるいは、Ｖ０２＝Ｖｃ１／｛１＋ｄ２／（２×ｄ１）｝である。

【００１３】本発明は、無負荷時の負荷電圧Ｖ０２と、
平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１と、デューティｄ１，
ｄ２との上式のような関係に着目したものであり、平滑
コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１の上昇を伴わずに、無負荷
時の負荷電圧Ｖ０２を高くすることを可能とするもので
ある。以下、実施例で説明する。

【００１４】

【発明の実施の形態】（実施例１）図１に本発明の実施
例１の主回路の構成を、図２に本実施例の制御回路の構
成を示す。各図のＡ〜Ｆ及びＧ１〜Ｇ４はそれぞれ接続
されている。主回路の構成については、図１の従来例と
同等である。図中、１は商用交流電源ＡＣの極性を検出
する極性検出器、２は主回路のコンデンサＣ２の両端電
圧Ｖ０２を検出する負荷電圧検出器である。主回路のコ
ンデンサＣ２はＨＩＤランプＬＰの両端に並列接続さ
れ、電流の高周波成分をバイパスし、ＨＩＤランプＬＰ
に高周波電流が流れないようにするバイパスコンデンサ
である。３は信号分配器であり、ｄ１，ｄ２，ｄ１２の
タイミング信号を商用交流電源ＡＣの極性に応じて図２
３（ａ）または（ｂ）のように分配する。４はタイマー
回路であり、極性検出器１及び負荷電圧検出器２の検出
信号を受けて、一定期間のタイマー信号を出力する。５
はｄ１，ｄ２，ｄ１２のタイミング信号を発生する信号
発生器、６はコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１を検出する電
圧検出回路である。７はＰＷＭ信号発生器であり、コン
デンサＣ１の電圧Ｖｃ１が略一定となるように、ｄ２の
期間を調節する信号をタイミング信号発生器５に送る。

【００１５】本実施例の動作を説明すると、基本的な動
作は先の従来例と同一であり、商用交流電源ＡＣの極性
に応じ、図２３〜図２５のように動作する。ｄ２の期間
は、電圧検出回路６、ＰＷＭ信号発生器７によりコンデ
ンサＣ１の電圧Ｖｃ１が略一定となるように変化する。
これにより、コンデンサＣ２の両端には、図２６のよう
な負荷電圧Ｖ０２が発生する。

【００１６】ここで、極性検出器１は、商用交流電源Ａ
Ｃの極性に応じて、図３に示すような出力を発生する。
また、負荷電圧検出器２の出力は、図３に示すように、
無負荷状態ではＨｉｇｈレベルの出力、点灯状態ではＬ
ｏｗレベルの出力となる。タイマー回路４は、上記２つ
の信号を受け、負荷電圧検出器２の出力がＨｉｇｈレベ
ル、すなわち、無負荷状態において、極性検出器１の出
力信号の立ち上がり、立ち下がりに応じて、図３に示す
ように、一定期間Ｈｉｇｈレベルのタイマー信号を出力
する。このタイマー信号は、信号発生器５に伝達され、
信号発生器５はＨｉｇｈレベルのタイマー信号が入力さ
れている間、図４に示すように、ｄ２の期間を無くすよ
うに動作する。

【００１７】このように動作すると、商用交流電源ＡＣ
のダイオードＤ５，Ｄ６の接続点側が正極（スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２の接続点側が負極）の場合を例にとっ
て説明すると、まず、ｄ１の期間で平滑コンデンサＣ１
より、スイッチング素子Ｑ３、インダクタＬ２、コンデ
ンサＣ２、スイッチング素子Ｑ２、平滑コンデンサＣ１
のループで、図５に示すような漸増電流が流れ、エネル
ギーが供給される。ｄ１の期間（ａ）が終了し、次にｄ
３の期間（ｃ）に入ると、インダクタＬ２は電流を流し
続けようとするため、インダクタＬ２、コンデンサＣ
２、スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード、平滑コン
デンサＣ１、スイッチング素子Ｑ４の寄生ダイオード、
インダクタＬ２のループで図５に示すような漸減電流が
流れ、電流が０となると、回路上、電流が流れる経路が
無くなり、完全にオフの状態となる。したがって、コン
デンサＣ２の電荷の放電が無いため、この動作を数回繰
り返すと、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ０２は平滑コン
デンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１と略同一となる。

【００１８】本実施例の動作波形を図６に示す。図中、
Ｖｉｎは商用交流電源ＡＣからの入力電圧であり、Ｖ０
２は負荷回路Ｚの両端に接続されたコンデンサＣ２の電
圧である。商用交流電源ＡＣが正極性のときには、極性
反転後の一定期間は、スイッチング素子Ｑ１がｄ２の期
間で動作しないため、コンデンサＣ２の電圧は急速に上
昇する。また、商用交流電源ＡＣが負極性のときには、
極性反転後の一定期間は、スイッチング素子Ｑ２がｄ２
の期間で動作しないため、コンデンサＣ２の電圧は急速
に降下し、逆極性に充電される。

【００１９】このｄ２の期間の動作停止を無負荷状態に
おいて交流半サイクルの全期間にわたり行えば、理想状
態においては、負荷電圧Ｖ０２をコンデンサＣ１の電圧
Ｖｃ１とほぼ同一になし得るが、実際には、回路上の損
失が生じるため、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１は減少し
てしまう。したがって、ｄ２の期間の動作停止は、極性
反転後のある一定期間のみ行われ、その期間は、コンデ
ンサＣ１の電圧Ｖｃ１が大幅に減少せずに略一定を保つ
期間に設定される。

【００２０】このように動作させることにより、コンデ
ンサＣ１の電圧Ｖｃ１の増加を伴わず、ある一定期間、
負荷電圧Ｖ０２を高くすることができるので、この期間
内に始動用の高圧パルス電圧を印加することにより、Ｈ
ＩＤランプＬＰの始動性を向上させることができる。

【００２１】また、この負荷電圧Ｖ０２を高くする作用
は極性反転後の一定期間に実施するだけでなく、図７に
示すように、商用交流電源ＡＣの半サイクル中のどの部
分において一定期間行っても同様の効果を得ることがで
きる。この図７に示す場合の極性検出器１、負荷電圧検
出器２、タイマー回路４の出力信号を図８に示す。な
お、本実施例では、ｄ２の期間の動作を一定期間にわた
り完全に０としているが、通常よりもパルス幅を短くす
ることでも、略同様の効果を得ることが可能である。

【００２２】（実施例２）図９に本発明の実施例２の動
作のタイミング図を示す。主回路や制御回路の構成は先
の実施例１と同一である。本実施例の動作を説明する
と、商用交流電源ＡＣの電圧極性が反転し、それに伴っ
て駆動信号が切り替わり、コンデンサＣ２の両端に印加
される電圧Ｖ０２の極性が反転するが、その際、本実施
例では、コンデンサＣ２の電圧Ｖ０２が略０Ｖになるま
での期間では、ｄ２の期間を設け、略０Ｖに達した後、
実施例１と同様に一定期間にわたりｄ２の期間を無く
す。本実施例における極性検出器１及び負荷電圧検出器
２の出力、並びにタイマー回路４の出力信号を図１０に
示す。

【００２３】このように動作させると、商用交流電源Ａ
ＣのダイオードＤ５，Ｄ６の接続点側が正極（スイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点側が負極）に反転するとき
を例にとれば、極性反転の直前に、コンデンサＣ２は、
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点側が正となるよう
に充電されている。商用交流電源ＡＣの極性反転に伴
い、駆動信号が切り替わり、まず、スイッチング素子Ｑ
３，Ｑ２がオンすると、図１１（ａ）に示すような経路
で電流が流れる。次に、図１２（ａ）に示すように、ｄ
２の期間、つまり、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ１がオン
する期間が無ければ、電流ＩＬ２は、図１１（ｃ）に示
すようにコンデンサＣ１を含むループで流れようとす
る。しかし、実際には、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ０
２は、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１より低いため、すぐ
に０となり、その後、電流は流れず、コンデンサＣ２の
両端電圧Ｖ０２はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点
側が正の状態から負の状態に反転するのに時間を要して
しまう。

【００２４】それに対し、商用交流電源ＡＣの極性の反
転直後に、図１２（ｂ）に示すように、ｄ２の期間を設
けると、図１１（ｂ）に示すように、インダクタＬ２の
電流ＩＬ２は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、コンデン
サＣ２、インダクタＬ２の閉ループ内で流れるため、コ
ンデンサＣ２は逆向きに充電されることになるので、コ
ンデンサＣ２の両端電圧Ｖ０２を素早く反転させること
ができる。

【００２５】そして、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ０２
が略０Ｖとなった後、図１２（ｂ）に示すように、ｄ２
の期間を一定期間無くせば、先の実施例１で示したよう
に、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１の増加を伴わず、ある
一定期間にわたりコンデンサＣ２の両端電圧Ｖ０２を高
くすることができる。

【００２６】（実施例３）図１３に本発明の実施例３の
動作のタイミング図を示す。主回路や制御回路の構成は
先の実施例１と同一である。本実施例の動作を説明する
と、商用交流電源ＡＣの極性反転前後において、ある一
定期間、ｄ２の期間を無くしている。このように動作さ
せると、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ０２は、図１３に
示すように、極性反転前後のある一定期間、コンデンサ
Ｃ１の電圧Ｖｃ１の増加を伴わず、高くすることができ
る。

【００２７】このことにより、例えば、図１４に示すよ
うなイグナイタ回路を用いた場合、パルストランスＰＴ
の小型化が可能となる。このイグナイタ回路構成を説明
すると、コンデンサＣ２と並列に、コンデンサＣ４とパ
ルストランスＰＴの１次巻線の並列回路、電圧応答型の
スイッチング素子Ｑ５と抵抗Ｒｉの並列回路、コンデン
サＣ５とインダクタＬ３の直列回路が直列に接続される
と共に、さらに並列にパルストランスＰＴの２次巻線と
ランプＬＰの直列回路が接続されている。

【００２８】動作を説明すると、コンデンサＣ２の両端
には、上述のように、略矩形波の電圧Ｖ０２が発生する
が、それと共に、インダクタＬ３、コンデンサＣ３、抵
抗Ｒｉ、パルストランスＰＴの１次巻線の経路で電流が
流れ、図１５に示すように、コンデンサＣ３を充電す
る。次に、コンデンサＣ２の電圧Ｖ０２の極性が反転す
ると、コンデンサＣ２の電圧Ｖ０２とコンデンサＣ３の
充電電圧Ｖｃ３が加算された形で、電圧応答型のスイッ
チング素子Ｑ５の両端に印加される。このときに電圧応
答型のスイッチング素子Ｑ５がオンするような電圧にブ
レークオーバー電圧を設定しておけば、極性反転のタイ
ミングでスイッチング素子Ｑ５はオンし、コンデンサＣ
２、パルストランスＰＴの１次巻線、スイッチング素子
Ｑ５、コンデンサＣ３、インダクタＬ３のループで急峻
な電流が流れ、パルストランスＰＴの２次巻線に高圧の
パルス電圧が発生し、ランプＬＰに印加され、ランプＬ
Ｐが始動する。

【００２９】ここで、本実施例で示すように、商用交流
電源ＡＣの極性反転の前後で、ある一定期間にわたりｄ
２の期間を無くし、コンデンサＣ２の電圧Ｖ０２の波形
を図１３に示すように、極性反転の前後で高くすれば、
コンデンサＣ３の充電電圧を高くでき、また、極性反転
後のコンデンサＣ２の電圧Ｖ０２も高くできるので、コ
ンデンサＣ２の電圧Ｖ０２とコンデンサＣ３の充電電圧
Ｖｃ３の和も高くでき、スイッチング素子Ｑ５のオン電
圧を高く設定することができる。したがって、パルスト
ランスＰＴの昇圧比を抑えることができ、パルストラン
スＰＴの小型化を図ることができる。

【００３０】（実施例４）図１６に本発明の実施例４の
主回路の構成を、図１７に本実施例の制御回路の構成を
示す。各図のＡ〜Ｆ及びＧ１〜Ｇ４はそれぞれ接続され
ている。回路構成は先の実施例１と略同一であり、異な
る点は、インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２を検出する
電流検出回路８を設けた点である。基本的な動作につい
ては、先の実施例１と同一であり、異なる点は、電流検
出回路８によりインダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２を検
出し、商用交流電源ＡＣの極性に応じて流れる電流の方
向と逆方向に電流が流れたときに、電流検出回路８から
Ｈｉｇｈレベルの信号を出力し、その出力信号がタイマ
ー回路４の出力とアンド回路Ａｎで論理積演算され、タ
イマー回路４の出力がＨｉｇｈレベルで、且つ電流検出
回路８の出力がＨｉｇｈレベルのとき、タイミング信号
発生器５に信号を伝達し、ｄ２の期間を無くす。

【００３１】このように動作することで、例えば、商用
交流電源ＡＣのダイオードＤ５，Ｄ６の接続点側が正極
（スイッチング素子Ｑ１とＱ２の接続点側が負極）の場
合、まず、ｄ１の期間で平滑コンデンサＣ１より、スイ
ッチング素子Ｑ３、インダクタＬ２、コンデンサＣ２、
スイッチング素子Ｑ２、平滑コンデンサＣ１のループで
図１８に示すような電流が流れ、エネルギーが供給され
る。ｄ１の期間（ａ）が終了し、次にｄ２の期間（ｂ）
に入ると、インダクタＬ２は電流を流し続けようとする
ので、インダクタＬ２、コンデンサＣ２、スイッチング
素子Ｑ１、Ｑ３、インダクタＬ２のループで図１８に示
す（−Ｖ０２／Ｌ２）の傾きの電流が流れる。そして、
インダクタＬ２の電流ＩＬ２が０となり、更に図２７の
ように逆方向に電流が流れようとすると、電流検出回路
８よりＨｉｇｈレベルの信号が出力され、その時点でｄ
２の期間（ｂ）は終了し、ｄ３の期間（ｃ）に入る（図
１８）。ｄ３の期間に入ると、回路上、電流が流れる経
路が無くなるので、完全にオフの状態になる。したがっ
て、コンデンサＣ２の電荷の放電が無いため、この動作
を数回繰り返すと、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ０２は
コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１と略同一となる。

【００３２】本実施例の動作波形を図１９に示す。図
中、Ｖｉｎは商用交流電源ＡＣからの入力電圧であり、
Ｖ０２は負荷回路Ｚの両端に接続されたコンデンサＣ２
の電圧である。商用交流電源ＡＣが正極性のときには、
極性反転後の一定期間は、スイッチング素子Ｑ１がｄ２
の期間で動作する長さを短縮する。また、商用交流電源
ＡＣが負極性のときには、極性反転後の一定期間は、ス
イッチング素子Ｑ２がｄ２の期間で動作する長さを短縮
する。

【００３３】このように構成した場合にも、先の実施例
１と同様の効果を得ることができる。また、先の実施例
１と同様に、本実施例による一定期間の動作は、図２０
に示すように、商用交流電源ＡＣの各半サイクル中のど
の部分で行ってもよく、さらに、図２１に示すように、
交流電源ＡＣの極性反転の前後にそれぞれ一定期間行う
ようにしても良い。

【００３４】

【発明の効果】本発明によれば、チョッパ回路により交
流電源からの入力歪みを改善するとともに、負荷回路に
は交流電源に同期した低周波出力を供給するインバータ
回路を備え、複数の電力変換を行うスイッチング回路が
スイッチング素子を共用する電源装置において、負荷に
ＨＩＤランプを使用する場合における無負荷時の電圧調
整のために、スイッチング素子の動作期間のうち、負荷
電圧低下の原因となる期間を無くす、あるいは短縮する
ようにしたので、チョッパ回路の出力電圧の増加を伴わ
ず、ある一定期間、負荷電圧を高くすることができ、こ
の期間内に始動用の高圧パルス電圧を印加することによ
り、負荷となるＨＩＤランプの始動性を向上させること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１の回路図である。

【図２】本発明の実施例１の制御回路の構成を示す回路
図である。

【図３】本発明の実施例１の制御回路の商用交流電源周
期での動作を示す波形図である。

【図４】本発明の実施例１の駆動信号の高周波的な変化
を示す波形図である。

【図５】本発明の実施例１の負荷側インダクタに流れる
電流の波形図である。

【図６】本発明の実施例１の主回路の商用交流電源周期
での動作を示す波形図である。

【図７】本発明の実施例１の一変形例の商用交流電源周
期での動作を示す波形図である。

【図８】本発明の実施例１の一変形例の制御回路の商用
交流電源周期での動作を示す波形図である。

【図９】本発明の実施例２の主回路の商用交流電源周期
での動作を示す波形図である。

【図１０】本発明の実施例２の制御回路の商用交流電源
周期での動作を示す波形図である。

【図１１】本発明の実施例２の電源正極性時のスイッチ
ング動作を示す回路図である。

【図１２】本発明の実施例２の駆動信号の高周波的な変
化を示す波形図である。

【図１３】本発明の実施例３の主回路の商用交流電源周
期での動作を示す波形図である。

【図１４】本発明の実施例３のイグナイタ回路の構成を
示す回路図である。

【図１５】本発明の実施例３のイグナイタ回路の動作を
示す波形図である。

【図１６】本発明の実施例４の回路図である。

【図１７】本発明の実施例４の制御回路の構成を示す回
路図である。

【図１８】本発明の実施例４の駆動信号の高周波的な変
化を示す波形図である。

【図１９】本発明の実施例４の主回路の商用交流電源周
期での動作を示す波形図である。

【図２０】本発明の実施例４の一変形例の主回路の商用
交流電源周期での動作を示す波形図である。

【図２１】本発明の実施例４の他の変形例の主回路の商
用交流電源周期での動作を示す波形図である。

【図２２】従来例の回路図である。

【図２３】従来例のスイッチング素子の駆動信号の波形
図である。

【図２４】従来例の電源正極性時のスイッチング動作を
示す回路図である。

【図２５】従来例の電源負極性時のスイッチング動作を
示す回路図である。

【図２６】従来例の商用交流電源周期での動作を示す波
形図である。

【図２７】従来例の負荷側インダクタに流れる電流の波
形図である。

【符号の説明】

Ｑ１〜Ｑ４スイッチング素子Ｄ５，Ｄ６ダイオードＡＣ交流電源Ｌ１第１のインダクタＬ２第２のインダクタＬＰ放電灯Ｃ１平滑コンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】逆方向通電要素をそれぞれ並列に備え
る第１及び第２のスイッチング素子を順方向が一致する
ように直列に接続した回路と、逆方向通電要素をそれぞ
れ並列に備える第３及び第４のスイッチング素子を順方
向が一致するように直列に接続した回路と、逆方向通電
要素をそれぞれ並列に備える第５及び第６のスイッチン
グ素子を順方向が一致するように直列に接続した回路と
を同じ極性でコンデンサと並列に接続し、前記第１及び
第２のスイッチング素子の接続点と第５及び第６のスイ
ッチング素子の接続点との間に、交流電源と第１のイン
ダクタの直列回路を接続し、前記第１及び第２のスイッ
チング素子の接続点と第３及び第４のスイッチング素子
の接続点との間に、負荷回路と第２のインダクタの直列
回路を接続した回路構成を備え、前記第１のスイッチン
グ素子と第２のスイッチング素子が昇圧チョッパ回路と
降圧チョッパ回路で兼用されており、定常負荷時におい
ては、昇圧動作時の電流と降圧動作時の電流が兼用され
ている第１及び第２のスイッチング素子に互いに打ち消
す方向に流れる期間を少なくとも生ずるように動作させ
る制御回路を備え、負荷には入力交流電圧と同期した交
流電圧を印加する電源装置にあって、前記制御回路の作
用により、入力交流電源の第５及び第６のスイッチング
素子の接続点側の極性が正のときは、第２及び第３のス
イッチング素子をＯＮし、第１及び第４のスイッチング
素子をＯＦＦさせる期間の後、第１及び第３のスイッチ
ング素子をＯＮし、第２及び第４のスイッチング素子を
ＯＦＦさせる期間を設け、その後、すべてのスイッチン
グ素子をＯＦＦさせる期間を少なくとも含むスイッチン
グ周期の動作を行い、入力交流電源の第５及び第６のス
イッチング素子の接続点側の極性が負のときは、第１及
び第４のスイッチング素子をＯＮし、第２及び第３のス
イッチング素子をＯＦＦさせる期間の後、第２及び第４
のスイッチング素子をＯＮし、第１及び第３のスイッチ
ング素子をＯＦＦさせる期間を設け、その後、すべての
スイッチング素子をＯＦＦさせる期間を少なくとも含む
スイッチング周期の動作を行う電源装置において、入力
交流電源の第５及び第６のスイッチング素子の接続点側
の極性が正のときに第１及び第３のスイッチング素子を
ＯＮし、第２及び第４のスイッチング素子をＯＦＦさせ
る期間及び入力交流電源の第５及び第６のスイッチング
素子の接続点側の極性が負のときに第２及び第４のスイ
ッチング素子をＯＮし、第１及び第３のスイッチング素
子をＯＦＦさせる期間を無負荷時に所定の期間、通常時
よりも短くすることを特徴とする電源装置。
【請求項２】請求項１において、所定の期間は、入
力交流電源の極性の反転直後に設定したことを特徴とす
る電源装置。
【請求項３】請求項１において、所定の期間は、入
力交流電源の極性の反転前後に設定したことを特徴とす
る電源装置。
【請求項４】請求項１において、所定の期間は、入
力交流電源の極性の反転後、出力電圧の極性が反転した
直後に設定したことを特徴とする電源装置。
【請求項５】逆方向通電要素をそれぞれ並列に備え
る第１及び第２のスイッチング素子を順方向が一致する
ように直列に接続した回路と、逆方向通電要素をそれぞ
れ並列に備える第３及び第４のスイッチング素子を順方
向が一致するように直列に接続した回路と、逆方向通電
要素をそれぞれ並列に備える第５及び第６のスイッチン
グ素子を順方向が一致するように直列に接続した回路と
を同じ極性でコンデンサと並列に接続し、前記第１及び
第２のスイッチング素子の接続点と第５及び第６のスイ
ッチング素子の接続点との間に、交流電源と第１のイン
ダクタの直列回路を接続し、前記第１及び第２のスイッ
チング素子の接続点と第３及び第４のスイッチング素子
の接続点との間に、負荷回路と第２のインダクタの直列
回路を接続した回路構成を備え、前記第１のスイッチン
ク素子と第２のスイッチング素子が昇圧チョッパ回路と
降圧チョッパ回路で兼用されており、定常負荷時におい
ては、昇圧動作時の電流と降圧動作時の電流が兼用され
ている第１及び第２のスイッチング素子に互いに打ち消
す方向に流れる期間を少なくとも生ずるように動作させ
る制御回路を備え、負荷には入力交流電圧と同期した交
流電圧を印加する電源装置にあって、前記制御回路の作
用により、入力交流電源の第５及び第６のスイッチング
素子の接続点側の極性が正のときは、第２及び第３のス
イッチング素子をＯＮし、第１及び第４のスイッチング
素子をＯＦＦさせる期間の後、第１及び第３のスイッチ
ング素子をＯＮし、第２及び第４のスイッチング素子を
ＯＦＦさせる期間を設け、その後、すべてのスイッチン
グ素子をＯＦＦさせる期間を少なくとも含むスイッチン
グ周期の動作を行い、入力交流電源の第５及び第６のス
イッチング素子の接続点側の極性が負のときは、第１及
び第４のスイッチング素子をＯＮし、第２及び第３のス
イッチング素子をＯＦＦさせる期間の後、第２及び第４
のスイッチング素子をＯＮし、第１及び第３のスイッチ
ング素子をＯＦＦさせる期間を設け、その後、すべての
スイッチング素子をＯＦＦさせる期間を少なくとも含む
スイッチング周期の動作を行う電源装置において、入力
交流電源の第５及び第６のスイッチング素子の接続点側
の極性が正のときに、第１及び第３のスイッチング素子
をＯＮし、第２及び第４のスイッチング素子をＯＦＦさ
せる期間、及び、入力交流電源の第５及び第６のスイッ
チング素子の接続点側の極性が負のときに第２及び第４
のスイッチング素子をＯＮし、第１及び第３のスイッチ
ング素子をＯＦＦさせる期間は、第２のインダクタに流
れる電流がゼロになった時点でそれぞれ終了し、全ての
スイッチング素子がＯＦＦする期間に移行する動作を無
負荷時に所定の期間行うことを特徴とする電源装置。
【請求項６】請求項５において、所定の期間は、入
力交流電源の極性の反転直後に設定したことを特徴とす
る電源装置。
【請求項７】請求項１において、所定の期間は、入
力交流電源の極性の反転前後に設定したことを特徴とす
る電源装置。
【請求項８】入力交流電源の第５及び第６のスイッ
チング素子の接続点側の極性が正のときに第２及び第３
のスイッチング素子がＯＮし、第１及び第４のスイッチ
ング素子がＯＦＦする期間、及び入力交流電源の第５及
び第６のスイッチング素子の接続点側の極性が負のとき
に第１及び第４のスイッチング素子がＯＮし、第２及び
第３のスイッチング素子がＯＦＦする期間は、前記コン
デンサの両端電圧が略一定となるよう、制御回路により
調整されることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか
に記載の電源装置。
【請求項９】請求項８において、所定の期間は、前
記コンデンサの両端電圧が略一定を保つ長さに設定した
ことを特徴とする電源装置。
【請求項１０】第５及び第６のスイッチング素子の
直列回路は、第１及び第２のスイッチング素子の逆方向
通電要素と同じ方向に接続されたダイオードの直列回路
であることを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記
載の電源装置。