JPH11299236A - トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ

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JPH11299236A
JPH11299236A JP9609998A JP9609998A JPH11299236A JP H11299236 A JPH11299236 A JP H11299236A JP 9609998 A JP9609998 A JP 9609998A JP 9609998 A JP9609998 A JP 9609998A JP H11299236 A JPH11299236 A JP H11299236A
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萬太郎 中村
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雅章 嶋田
Hiroshi Usui
浩 臼井
Seiya Fukumoto
征也 福本
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイ
ッチング損失やノイズを低減しかつ効率を向上する。 【解決手段】 本発明によるトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣ
コンバータは、トランス２の１次巻線２a及びトランジ
スタ３の接続点に一端が接続されたダイオード１１と、
ダイオード１１の他端と直流電源１の陰極端子との間に
接続された共振用コンデンサ１２と、共振用コンデンサ
１２とトランス２の１次巻線２aとの間に直列に接続さ
れた補助トランス１３の１次巻線１３a及びダイオード
１４と、直流電源１の両端に直列に接続された補助トラ
ンス１３の２次巻線１３b及びダイオード１５とを備
え、トランジスタ３のターンオン時において共振用コン
デンサ１２−補助トランス１３の１次巻線１３a−ダイ
オード１４−トランジスタ３の閉回路中に流れる共振電
流により補助トランス１３の２次巻線１３bに発生する
電圧がダイオード１５を介して直流電源１に回生され
る。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング損失
やノイズを低減できかつ高効率化を図ることが可能なト
ランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】直流電源とトランスの１次巻線とスイッ
チング素子とが直列に接続され、スイッチング素子をオ
ン・オフ動作させることにより、トランスの２次巻線か
ら整流平滑回路を介して直流電源の電圧とは異なる定電
圧の直流出力を負荷に供給する構成のトランス絶縁型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータは従来から電子機器等の電源回路等
に広く使用されている。例えば、図７に示す従来のトラ
ンス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、バッテリ又はコン
デンサ入力型整流回路等の直流電源１と、１次巻線２a
及び２次巻線２bを有するトランス２と、直流電源１の
両端に直列接続されたトランス２の１次巻線２a及びス
イッチング素子としてのトランジスタ３と、トランス２
の２次巻線２bに接続された整流ダイオード４及び平滑
コンデンサ５から成る整流平滑回路と、平滑コンデンサ
５と並列に接続された負荷６と、トランジスタ３のベー
ス端子に制御パルス信号ＶBを付与してトランジスタ３
をオン・オフ動作させる制御回路７とを備えている。特
に図示はしないが、制御回路７内には、一定の周期の三
角波電圧を発生する発振回路部と、基準電圧に対する負
荷６の端子電圧の誤差電圧を演算増幅する誤差増幅回路
部と、誤差増幅回路部の誤差出力電圧及び発振回路部の
三角波電圧を比較する比較回路部と、比較回路部の出力
電圧に比例した時間幅の制御パルス信号ＶBを発生して
トランジスタ３のベース端子に付与する制御パルス発生
回路部とが設けられている。このトランス絶縁型ＤＣ−
ＤＣコンバータでは、制御回路７によりトランジスタ３
のベース端子に付与する制御パルス信号ＶBのパルス幅
を負荷６の端子電圧に応じて変化させ、トランジスタ３
のオン・オフ期間を制御することにより、直流電源１の
電圧Ｅとは異なる定電圧の直流出力ＶOを負荷６に供給
する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図７に示す
トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランジス
タ３のターンオン及びターンオフ時において図８に示す
ようにトランジスタ３のコレクタ−エミッタ間電圧波形
ＶCEとトランジスタ３のコレクタ電流波形ＩCとの重複
部分Ｗに基づく大きなスイッチング損失が発生する欠点
があった。また、トランジスタ３のコレクタ−エミッタ
間電圧波形ＶCE及びコレクタ電流波形ＩCの立上りが急
峻であるため、スパイク状のサージ電圧Ｖsr、サージ電
流Ｉsrが発生し、これらに基づくノイズが発生する欠点
があった。したがって、スイッチング損失やノイズ等の
発生によりコンバータ内部での電力損失が増大し、コン
バータの効率が低下する欠点があった。
【０００４】そこで、本発明はスイッチング損失やノイ
ズを低減できかつ効率を向上できるトランス絶縁型ＤＣ
−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】「請求項１」に係る発明
のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源と
トランスの１次巻線とスイッチング素子とが直列に接続
され、前記スイッチング素子をオン・オフ動作させるこ
とにより前記トランスの２次巻線から整流平滑回路を介
して前記直流電源の電圧とは異なる定電圧の直流出力を
負荷に供給する。このトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータでは、前記トランスの１次巻線及び前記スイッチン
グ素子の接続点に一端が接続された第１の整流素子と、
該第１の整流素子の他端と前記直流電源の他端との間に
接続された共振用コンデンサと、該共振用コンデンサ及
び前記第１の整流素子の接続点と前記トランスの１次巻
線及び前記第１の整流素子の接続点との間に直列に接続
された補助トランスの１次巻線及び第２の整流素子と、
前記直流電源の一端と他端との間に直列に接続された前
記補助トランスの２次巻線及び第３の整流素子とを備
え、前記スイッチング素子がオフ状態からオン状態にな
るとき、前記共振用コンデンサ及び前記補助トランスの
１次巻線及び前記第２の整流素子及び前記スイッチング
素子で形成される閉回路中に共振電流が流れ、これによ
り前記補助トランスの２次巻線に発生する電圧が前記第
３の整流素子を介して前記直流電源に回生される。
【０００６】スイッチング素子をオンした状態でスイッ
チング素子をオフ状態に切り替えると、トランスの１次
巻線からスイッチング素子に流れていた電流が第１の整
流素子を介して共振用コンデンサに流れる電流に切り替
わり、共振用コンデンサが正弦波状に充電されて行く。
これにより、スイッチング素子の両端の電圧が０Ｖから
正弦波状に上昇するので、スイッチング素子のターンオ
フ時においてゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）となり、
スイッチング損失が低減される。また、スイッチング素
子をオフ状態からオン状態にすると、オフ期間中に直流
電源の電圧まで充電された共振用コンデンサが放電を開
始し、共振用コンデンサ及び補助トランスの１次巻線及
び第２の整流素子及びスイッチング素子で形成される閉
回路中に共振電流が流れる。これにより、スイッチング
素子の電流が０から正弦波状に増加するので、スイッチ
ング素子のターンオン時においてゼロ電流スイッチング
（ＺＣＳ）となり、スイッチング損失が低減される。以
上により、スイッチング素子のオン・オフ動作時のスイ
ッチング損失を低減することができる。これと共に、ス
イッチング素子のターンオフ及びターンオン時に発生す
るスパイク状のサージ電圧及び電流は、共振用コンデン
サ及びトランスの漏洩インダクタンスの共振作用により
吸収され、スイッチング素子の電圧及び電流波形の立下
り及び立上りが緩やかになるので、サージ電圧及び電流
に基づくノイズを低減することができる。また、スイッ
チング素子のターンオン時において、前記の閉回路中に
流れる共振電流により補助トランスの２次巻線に発生す
る電圧が第３の整流素子を介して直流電源に回生される
ので、共振用コンデンサの放電エネルギの大部分が直流
電源に回生され、これによりコンバータ内部における電
力損失を低減して効率を向上することができる。
【０００７】更に、「請求項２」に係る発明のトランス
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランスの１次巻線
と前記スイッチング素子との間に限流用リアクトルを接
続している。このトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
では、スイッチング素子のターンオン時においてトラン
スの１次巻線からトランジスタに流れるサージ電流が限
流用リアクトルの自己誘導作用により吸収され、スイッ
チング素子に流れる電流が０から緩やかに増加するの
で、トランスが漏洩インダクタンスのない理想的なトラ
ンスである場合においても確実にゼロ電流スイッチング
となり、「請求項１」に係る発明に比較してスイッチン
グ素子のターンオン時におけるスイッチング損失やノイ
ズをより低減することができる。
【０００８】「請求項３」に係る発明のトランス絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記トランスの１次巻線及び
前記スイッチング素子の接続点に一端が接続された第１
の整流素子と、該第１の整流素子の他端と前記直流電源
の他端との間に接続された共振用コンデンサと、該共振
用コンデンサ及び前記第１の整流素子の接続点と前記ト
ランスの１次巻線及び前記第１の整流素子の接続点との
間に直列に接続された前記トランスの補助巻線及び第２
の整流素子とを備え、前記スイッチング素子がオフ状態
からオン状態になるとき、前記共振用コンデンサ及び前
記トランスの補助巻線及び前記第２の整流素子及び前記
スイッチング素子で形成される閉回路中に共振電流が流
れ、これにより前記トランスの補助巻線に発生する電圧
が前記トランスの２次巻線及び前記整流平滑回路を介し
て前記負荷に供給される。
【０００９】スイッチング素子をオンした状態でスイッ
チング素子をオフ状態に切り替えると、トランスの１次
巻線からスイッチング素子に流れていた電流が第１の整
流素子を介して共振用コンデンサに流れる電流に切り替
わり、共振用コンデンサが正弦波状に充電されて行く。
これにより、スイッチング素子の両端の電圧が０Ｖから
正弦波状に上昇するので、スイッチング素子のターンオ
フ時においてゼロ電圧スイッチングとなり、スイッチン
グ損失が低減される。また、スイッチング素子をオフ状
態からオン状態にすると、オフ期間中に直流電源の電圧
まで充電された共振用コンデンサが放電を開始し、共振
用コンデンサ及びトランスの補助巻線及び第２の整流素
子及びスイッチング素子で形成される閉回路中に共振電
流が流れる。これにより、スイッチング素子の電流が０
から正弦波状に増加するので、スイッチング素子のター
ンオン時においてゼロ電流スイッチングとなり、スイッ
チング損失が低減される。以上により、スイッチング素
子のオン・オフ動作時のスイッチング損失を低減するこ
とができる。これと共に、スイッチング素子のターンオ
フ及びターンオン時に発生するスパイク状のサージ電圧
及び電流が共振用コンデンサ及びトランスの漏洩インダ
クタンスの共振作用により吸収されるので、サージ電圧
及び電流に基づくノイズを低減することができる。ま
た、スイッチング素子のターンオン時において、前記の
閉回路中に流れる共振電流によりトランスの補助巻線に
発生する電圧がトランスの２次巻線及び整流平滑回路を
介して負荷に供給されるので、共振用コンデンサの放電
エネルギの大部分が負荷に供給され、これによりコンバ
ータ内部における電力損失を低減して効率を向上するこ
とができる。特に、「請求項３」に係る発明のトランス
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、「請求項１」に係る
発明に比較して回路構成がより簡素になる利点がある。
【００１０】更に、「請求項４」に係る発明のトランス
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランスの１次巻線
と前記スイッチング素子との間に限流用リアクトルを接
続している。このトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
では、スイッチング素子のターンオン時においてトラン
スの１次巻線からトランジスタに流れるサージ電流が限
流用リアクトルの自己誘導作用により吸収され、スイッ
チング素子に流れる電流が０から緩やかに増加するの
で、トランスが漏洩インダクタンスのない理想的なトラ
ンスである場合においても確実にゼロ電流スイッチング
となり、「請求項３」に係る発明に比較してスイッチン
グ素子のターンオン時におけるスイッチング損失やノイ
ズをより低減することができる。
【００１１】「請求項５」に係る発明のトランス絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記トランスの１次巻線と前
記スイッチング素子との間に接続された前記トランスの
補助巻線と、該トランスの補助巻線及び前記スイッチン
グ素子の接続点に一端が接続された第１の整流素子と、
該第１の整流素子の他端と前記直流電源の他端との間に
接続された共振用コンデンサと、該共振用コンデンサ及
び前記第１の整流素子の接続点と前記トランスの１次巻
線及び前記補助巻線の接続点との間に接続された第２の
整流素子とを備え、前記スイッチング素子がオフ状態か
らオン状態になるとき、前記共振用コンデンサ及び前記
第２の整流素子及び前記トランスの補助巻線及び前記ス
イッチング素子で形成される閉回路中に共振電流が流
れ、これにより前記トランスの補助巻線に発生する電圧
が前記トランスの２次巻線及び前記整流平滑回路を介し
て前記負荷に供給される。
【００１２】スイッチング素子をオンした状態でスイッ
チング素子をオフ状態に切り替えると、トランスの１次
巻線から補助巻線を介してスイッチング素子に流れてい
た電流が第１の整流素子を介して共振用コンデンサに流
れる電流に切り替わり、共振用コンデンサが正弦波状に
充電されて行く。これにより、スイッチング素子の両端
の電圧が０Ｖから正弦波状に上昇するので、スイッチン
グ素子のターンオフ時においてゼロ電圧スイッチングと
なり、スイッチング損失が低減される。また、スイッチ
ング素子をオフ状態からオン状態にすると、オフ期間中
に直流電源の電圧まで充電された共振用コンデンサが放
電を開始し、共振用コンデンサ及び第２の整流素子及び
トランスの補助巻線及びスイッチング素子で形成される
閉回路中に共振電流が流れる。これにより、スイッチン
グ素子の電流が０から正弦波状に増加するので、スイッ
チング素子のターンオン時においてゼロ電流スイッチン
グとなり、スイッチング損失が低減される。以上によ
り、スイッチング素子のオン・オフ動作時のスイッチン
グ損失を低減することができる。これと共に、スイッチ
ング素子のターンオフ及びターンオン時に発生するスパ
イク状のサージ電圧及び電流は、共振用コンデンサ及び
トランスの漏洩インダクタンスの共振作用により吸収さ
れ、スイッチング素子の電圧及び電流波形の立下り及び
立上りが緩やかになるので、サージ電圧及び電流に基づ
くノイズを低減することができる。また、スイッチング
素子のターンオン時において、前記の閉回路中に流れる
共振電流によりトランスの補助巻線に発生する電圧がト
ランスの２次巻線及び整流平滑回路を介して負荷に供給
されるので、共振用コンデンサの放電エネルギの大部分
が負荷に供給され、これによりコンバータ内部における
電力損失を低減して効率を向上することができる。更
に、スイッチング素子のターンオン時において、トラン
スの１次巻線から補助巻線を介してスイッチング素子に
流れるサージ電流がトランスの補助巻線の自己誘導作用
により吸収され、スイッチング素子に流れる電流が０か
ら緩やかに増加するので、トランスが漏洩インダクタン
スのない理想的なトランスである場合に必要とした限流
用リアクトルが不要となる。したがって、少ない部品点
数でスイッチング素子のターンオン時におけるゼロ電流
スイッチングをより確実にしてスイッチング損失やノイ
ズをより低減することができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、本発明によるトランス絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を図１及び図２に
基づいて説明する。但し、図１では図７に示す箇所と実
質的に同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省
略する。本実施形態のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータは、図１に示すように、トランス２の１次巻線２a
及びトランジスタ３の接続点にアノード端子（一端）が
接続された第１の整流素子としてのダイオード１１と、
ダイオード１１のカソード端子（他端）と直流電源１の
陰極端子（他端）との間に接続された共振用コンデンサ
１２と、共振用コンデンサ１２及びダイオード１１のカ
ソード端子の接続点とトランス２の１次巻線２a及びダ
イオード１１のアノード端子の接続点との間に直列に接
続された補助トランス１３の１次巻線１３a及び第２の
整流素子としてのダイオード１４と、直流電源１の陽極
端子（一端）と陰極端子との間に直列に接続された補助
トランス１３の２次巻線１３b及び第３の整流素子とし
てのダイオード１５とを備えている。なお、トランス２
及び補助トランス１３は共に漏洩インダクタンスを有す
るリーケージトランスが使用される。その他の構成は、
図７のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと略同一で
ある。
【００１４】次に、図１に示すトランス絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの動作について説明する。図２(Ａ)に示す
ようにｔ1以前においてトランジスタ３がオン状態のと
きは、トランス２の１次巻線２a及びトランジスタ３に
電流Ｉ0が流れている。このとき、トランス２の２次巻
線２bに１次巻線２aの電圧と同極性の電圧が誘起され、
整流ダイオード４が導通状態であるため、トランス２の
２次巻線２bから整流ダイオード４を介して平滑コンデ
ンサ５を充電すると共に、負荷６に直流電力を供給して
いる。一方、ｔ1以前において共振用コンデンサ１２は
充電されておらず、両端の電圧は０Ｖである。
【００１５】図２(Ａ)に示すように、ｔ1において制御
回路７からトランジスタ３のベース端子に付与される制
御パルス信号電圧ＶBが高レベルから低レベルになり、
トランジスタ３がオン状態からオフ状態になると、トラ
ンジスタ３に流れていたトランス２の１次巻線２aの電
流Ｉ0がダイオード１１を介して共振用コンデンサ１２
に流れる電流に切り替わる。したがって、トランジスタ
３に流れる電流ＩTRは図２(Ｃ)に示すように０となる。
このとき、共振用コンデンサ１２に流れる電流が正弦波
状に増加して共振用コンデンサ１２が図１に示す極性で
充電されて行き、共振用コンデンサ１２の電圧が０Ｖか
ら正弦波状に上昇する。これにより、図２(Ｂ)に示すよ
うにトランジスタ３の両端の電圧ＶTRが０Ｖから正弦波
状に上昇する。このため、トランジスタ３のターンオフ
時において電圧波形と電流波形の重なりが少ないゼロ電
圧スイッチングとなる。ｔ2において、共振用コンデン
サ１１が直流電源１の電圧Ｅまで充電され、トランジス
タ３の両端の電圧ＶTRが図２(Ｂ)に示すように直流電源
１の電圧Ｅに等しくなると、トランス２の２次巻線２b
の電圧が０Ｖとなるので整流ダイオード４が逆バイアス
されて非導通状態となり、トランジスタ３のオン期間中
に平滑コンデンサ５に充電された電荷が負荷６へ放出さ
れる。
【００１６】図２(Ａ)に示すように、ｔ3において制御
回路７からトランジスタ３のベース端子に付与される制
御パルス信号電圧ＶBが低レベルから高レベルになり、
トランジスタ３がオフ状態からオン状態になると、図２
(Ｂ)に示すようにトランジスタ３の両端の電圧ＶTRが速
やかに０Ｖまで降下する。これと同時に、共振用コンデ
ンサ１２が放電を開始し、共振用コンデンサ１２とトラ
ンス２及び補助トランス１３の漏洩インダクタンスとが
共振して共振用コンデンサ１２−補助トランス１３の１
次巻線１３a−ダイオード１４−トランジスタ３で形成
される閉回路中に共振電流が流れる。このとき、補助ト
ランス１３の２次巻線１３bに電圧が発生し、この２次
巻線１３bに発生した電圧はダイオード１５を介して直
流電源１に回生される。これにより、トランジスタ３の
ターンオン時における共振用コンデンサ１２の放電エネ
ルギの大部分が補助トランス１３及びダイオード１５を
介して直流電源１に回生される。また、トランジスタ３
のターンオン時においてトランス２の１次巻線２aから
トランジスタ３に流れる電流ＩTRは図２(Ｃ)に示すよう
に０から直線的に増加して行き、ｔ4においてトランジ
スタ３の電流ＩTRがトランス２の１次巻線２aの電流Ｉ0
に等しくなるとそれ以降は正弦波状に増加して行く。し
たがって、トランジスタ３のターンオン時において電圧
波形と電流波形の重なりが少ないゼロ電流スイッチング
となる。ｔ5において、トランジスタ３の電流ＩTRの共
振電流分が０となり、図２(Ｃ)に示すようにトランス２
の１次巻線２aの電流Ｉ0に等しくなると、それ以降は直
流電源１からトランス２の１次巻線２a及びトランジス
タ３に電流Ｉ0が流れる。これにより、トランス２の２
次巻線２bに１次巻線２aの電圧と同極性の電圧が誘起さ
れて整流ダイオード４が導通状態となり、トランス２の
２次巻線２bから整流ダイオード４を介して平滑コンデ
ンサ５が充電されると共に、負荷６に直流電力が供給さ
れる。
【００１７】上記のように、本実施形態ではトランジス
タ３のターンオフ及びターンオン時においてゼロ電圧ス
イッチング及びゼロ電流スイッチングとなるので、スイ
ッチング損失を低減することができる。また、トランジ
スタ３のターンオフ及びターンオン時に発生するスパイ
ク状のサージ電圧及びサージ電流は、共振用コンデンサ
１１とトランス２及び補助トランス２１の漏洩インダク
タンスとの共振作用により吸収され、トランジスタ３の
電圧及び電流波形の立上り及び立下りが緩やかになるの
で、トランジスタ３のオン・オフ動作時のサージ電圧、
サージ電流に基づくノイズを低減することができる。更
に、トランジスタ３のターンオン時において共振用コン
デンサ１２の放電エネルギの大部分が補助トランス１３
及びダイオード１５を介して直流電源１に回生されるの
で、コンバータ内部における電力損失を低減して効率を
向上することができる。
【００１８】図１に示す実施形態のトランス絶縁型ＤＣ
−ＤＣコンバータは変更が可能である。例えば、図３に
示す実施形態のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
は、図１に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、トランス２の１次巻線２aとトランジスタ３と
の間に限流用リアクトル１６を接続したものである。こ
の場合、トランス２は理想的に製作された漏洩インダク
タンスのないトランスを使用しても構わない。その他の
構成は、図１に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
タと略同様である。したがって、図３に示す実施形態の
トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいても図１の
場合と略同様の作用効果が得られる。また、図３に示す
トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランジス
タ３のターンオン時においてトランス２の１次巻線２a
からトランジスタ３に流れるサージ電流が限流用リアク
トル１６の自己誘導作用により吸収され、トランジスタ
３に流れる電流ＩTRが０から緩やかに増加する。このた
め、トランス２が漏洩インダクタンスのない理想的なト
ランスである場合においてもサージ電流が発生しない。
したがって、トランジスタ３のターンオン時におけるゼ
ロ電流スイッチングがより確実になり、トランジスタ３
のターンオン時のスイッチング損失やノイズをより低減
することができる。
【００１９】また、図４に示す実施形態のトランス絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランス２に補助巻線２c
を設けて図１に示す補助トランス１３の１次巻線１３a
の代わりに接続し、図１に示す補助トランス１３の２次
巻線１３b及びダイオード１５を省略したものである。
但し、補助巻線２cの巻数は１次巻線２aの巻数より極め
て小さく設定される。その他の構成は、図１に示すトラ
ンス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと略同様である。図４
に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トラ
ンジスタ３のターンオン時において、共振用コンデンサ
１２−トランス２の補助巻線２c−ダイオード１４−ト
ランジスタ３で形成される閉回路中に流れる共振電流に
よりトランス２の補助巻線２cに電圧が発生し、この電
圧がトランス２の２次巻線２b及び整流ダイオード４及
び平滑コンデンサ５を介して負荷６に供給される。これ
により、トランジスタ３のターンオン時における共振用
コンデンサ１２の放電エネルギの大部分がトランス２の
補助巻線２cから２次巻線２b及び整流ダイオード４及び
平滑コンデンサ５を介して負荷６に供給される。この他
のトランジスタ３のターンオフ時又はターンオン時にお
ける動作は、図１に示す実施形態の場合と略同様であ
る。したがって、図４に示す実施形態においても図１に
示す実施形態と略同様の効果が得られる。また、図４に
示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、図１の
場合における補助トランス１３の２次側回路、即ち補助
トランス１３の２次巻線１３b及びダイオード１５を省
略できるので、回路構成がより簡素になる利点がある。
更に、図４に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
についても、図５に示すように図３に示す場合と同様の
変更が可能である。したがって、図５に示す実施形態の
トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいても図３の
場合と略同様の作用効果が得られる。
【００２０】また、図６に示す実施形態のトランス絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図４に示すトランス２の補
助巻線２cの接続位置を１次巻線２aとトランジスタ３と
の間に変更したものである。その他の構成は、図４に示
すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと略同様であ
る。よって、図６に示す実施形態においても図４に示す
実施形態と略同様の作用効果が得られる。更に、図６に
示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トラン
ジスタ３のターンオン時においてトランス２の１次巻線
２aから補助巻線２cを介してトランジスタ３に流れるサ
ージ電流がトランス２の補助巻線２cの自己誘導作用に
より吸収され、トランジスタ３に流れる電流が０から緩
やかに増加する。このため、例えば図５に示すようにト
ランス２が漏洩インダクタンスのない理想的なトランス
である場合に必要とした限流用リアクトル１６が不要で
あり、その場合においてもサージ電流が発生しない。し
たがって、図６に示す実施形態のトランス絶縁型ＤＣ−
ＤＣコンバータでは、トランス２が漏洩インダクタンス
のない理想的なトランスである場合においても、少ない
部品点数でトランジスタ３のターンオン時におけるゼロ
電流スイッチングをより確実にしてトランジスタ３のタ
ーンオン時のスイッチング損失やノイズをより低減する
ことができる。
【００２１】本発明の実施態様は前記の各実施形態に限
定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、図３
及び図５に示す各実施形態ではトランス２の１次巻線２
a及びダイオード１４の接続点とトランジスタ３及びダ
イオード１１の接続点との間に限流用リアクトル１６を
接続した形態を示したが、図３及び図５の破線に示すよ
うにトランス２の１次巻線２aと直列に限流用リアクト
ル１６を接続しても同様の作用効果が得られる。また、
上記の各実施形態ではフォワード型のＤＣ−ＤＣコンバ
ータに本発明を適用した形態を示したが、図１及び図３
に示す各実施形態についてはフライバック型のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにも適用が可能である。また、上記の各実
施形態ではスイッチング素子としてバイポーラ型トラン
ジスタを使用した形態を示したが、ＭＯＳ-ＦＥＴ（Ｍ
ＯＳ型電界効果型トランジスタ）、Ｊ-ＦＥＴ（接合型
電界効果トランジスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型トラ
ンジスタ）又はサイリスタ等の他のスイッチング素子も
使用可能である。
【００２２】
【発明の効果】本発明によれば、スイッチング損失やノ
イズを低減できると共にコンバータ内部における電力損
失を低減できるので、トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの変換効率を大幅に向上することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の一実施形態を示すトランス絶縁型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの電気回路図
【図２】 図１の回路の各部の電圧及び電流を示す波形
図
【図３】 図１の回路の変更実施形態を示す電気回路図
【図４】 本発明の他の実施形態を示すトランス絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図
【図５】 図４の回路の変更実施形態を示す電気回路図
【図６】 図４の回路のもう一つの変更実施形態を示す
電気回路図
【図７】 従来のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
を示す電気回路図
【図８】 図７の回路のスイッチング電圧波形とスイッ
チング電流波形との重複部分を示す波形図
【符号の説明】
１．．．直流電源、２．．．トランス、２a．．．１次
巻線、２b．．．２次巻線、２c．．．補助巻線、
３．．．トランジスタ（スイッチング素子）、４．．．
整流ダイオード、５．．．平滑コンデンサ、６．．．負
荷、７．．．制御回路、１１．．．ダイオード（第１の
整流素子）、１２．．．共振用コンデンサ、１３．．．
補助トランス、１３a．．．１次巻線、１３b．．．２次
巻線、１４．．．ダイオード（第２の整流素子）、１
５．．．ダイオード（第３の整流素子）、１６．．．限
流用リアクトル
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 福本 征也 埼玉県新座市北野３丁目６番３号 サンケ ン電気株式会社内

Claims (5)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 直流電源とトランスの１次巻線とスイッ
    チング素子とが直列に接続され、前記スイッチング素子
    をオン・オフ動作させることにより前記トランスの２次
    巻線から整流平滑回路を介して前記直流電源の電圧とは
    異なる定電圧の直流出力を負荷に供給するトランス絶縁
    型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 前記トランスの１次巻線及び前記スイッチング素子の接
    続点に一端が接続された第１の整流素子と、該第１の整
    流素子の他端と前記直流電源の他端との間に接続された
    共振用コンデンサと、該共振用コンデンサ及び前記第１
    の整流素子の接続点と前記トランスの１次巻線及び前記
    第１の整流素子の接続点との間に直列に接続された補助
    トランスの１次巻線及び第２の整流素子と、前記直流電
    源の一端と他端との間に直列に接続された前記補助トラ
    ンスの２次巻線及び第３の整流素子とを備え、 前記スイッチング素子がオフ状態からオン状態になると
    き、前記共振用コンデンサ及び前記補助トランスの１次
    巻線及び前記第２の整流素子及び前記スイッチング素子
    で形成される閉回路中に共振電流が流れ、これにより前
    記補助トランスの２次巻線に発生する電圧が前記第３の
    整流素子を介して前記直流電源に回生されることを特徴
    とするトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
  2. 【請求項２】 前記トランスの１次巻線と前記スイッチ
    ング素子との間に限流用リアクトルが接続された「請求
    項１」に記載のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
  3. 【請求項３】 直流電源とトランスの１次巻線とスイッ
    チング素子とが直列に接続され、前記スイッチング素子
    をオン・オフ動作させることにより前記トランスの２次
    巻線から整流平滑回路を介して前記直流電源の電圧とは
    異なる定電圧の直流出力を負荷に供給するトランス絶縁
    型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 前記トランスの１次巻線及び前記スイッチング素子の接
    続点に一端が接続された第１の整流素子と、該第１の整
    流素子の他端と前記直流電源の他端との間に接続された
    共振用コンデンサと、該共振用コンデンサ及び前記第１
    の整流素子の接続点と前記トランスの１次巻線及び前記
    第１の整流素子の接続点との間に直列に接続された前記
    トランスの補助巻線及び第２の整流素子とを備え、 前記スイッチング素子がオフ状態からオン状態になると
    き、前記共振用コンデンサ及び前記トランスの補助巻線
    及び前記第２の整流素子及び前記スイッチング素子で形
    成される閉回路中に共振電流が流れ、これにより前記ト
    ランスの補助巻線に発生する電圧が前記トランスの２次
    巻線及び前記整流平滑回路を介して前記負荷に供給され
    ることを特徴とするトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
    タ。
  4. 【請求項４】 前記トランスの１次巻線と前記スイッチ
    ング素子との間に限流用リアクトルが接続された「請求
    項３」に記載のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
  5. 【請求項５】 直流電源とトランスの１次巻線とスイッ
    チング素子とが直列に接続され、前記スイッチング素子
    をオン・オフ動作させることにより前記トランスの２次
    巻線から整流平滑回路を介して前記直流電源の電圧とは
    異なる定電圧の直流出力を負荷に供給するトランス絶縁
    型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 前記トランスの１次巻線と前記スイッチング素子との間
    に接続された前記トランスの補助巻線と、該トランスの
    補助巻線及び前記スイッチング素子の接続点に一端が接
    続された第１の整流素子と、該第１の整流素子の他端と
    前記直流電源の他端との間に接続された共振用コンデン
    サと、該共振用コンデンサ及び前記第１の整流素子の接
    続点と前記トランスの１次巻線及び前記補助巻線の接続
    点との間に接続された第２の整流素子とを備え、 前記スイッチング素子がオフ状態からオン状態になると
    き、前記共振用コンデンサ及び前記第２の整流素子及び
    前記トランスの補助巻線及び前記スイッチング素子で形
    成される閉回路中に共振電流が流れ、これにより前記ト
    ランスの補助巻線に発生する電圧が前記トランスの２次
    巻線及び前記整流平滑回路を介して前記負荷に供給され
    ることを特徴とするトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
    タ。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012182932A (ja) * 2011-03-02 2012-09-20 Nichicon Corp スイッチング電源装置

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