JPH11313382A - 符号分割多元接続信号のサ―チ及び捕捉方法並びに装置 - Google Patents
符号分割多元接続信号のサ―チ及び捕捉方法並びに装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 符号分割多元接続方式及びスペクトラム拡散
通信方式において、適応的に同期捕捉を行うより優れた
同期捕捉装置を提供する。 【解決手段】 乗算器１１は、受信された符号分割多元
接続信号から拡散符号信号を抽出する。局部ＰＮ符号発
生器１３は、局部拡散符号信号を発生する。コントロー
ラ１２は、抽出された拡散符号信号と局部拡散符号信号
間の周波数オフセットを検出して、受信された符号分割
多元接続信号が適切な伝送信号かを判定して、局部ＰＮ
符号発生器１３を制御する。
通信方式において、適応的に同期捕捉を行うより優れた
同期捕捉装置を提供する。 【解決手段】 乗算器１１は、受信された符号分割多元
接続信号から拡散符号信号を抽出する。局部ＰＮ符号発
生器１３は、局部拡散符号信号を発生する。コントロー
ラ１２は、抽出された拡散符号信号と局部拡散符号信号
間の周波数オフセットを検出して、受信された符号分割
多元接続信号が適切な伝送信号かを判定して、局部ＰＮ
符号発生器１３を制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、符号分割多元接続
信号のサーチ及び捕捉方法並びに装置に関し、例えばセ
ルラ通信システム等で用いられている符号分割多元接続
方式及び直接シーケンス・スペクトラム拡散方式におけ
る拡散符号の捕捉に関し、特に、白色ガウス雑音及び周
波数にオフセットがある状態においてもサーチ動作を向
上させ、またサーチ処理の終了時期を決定するととも
に、サーチ率を調整するための信号対雑音比を決定する
捕捉方法に関する。
信号のサーチ及び捕捉方法並びに装置に関し、例えばセ
ルラ通信システム等で用いられている符号分割多元接続
方式及び直接シーケンス・スペクトラム拡散方式におけ
る拡散符号の捕捉に関し、特に、白色ガウス雑音及び周
波数にオフセットがある状態においてもサーチ動作を向
上させ、またサーチ処理の終了時期を決定するととも
に、サーチ率を調整するための信号対雑音比を決定する
捕捉方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の同期装置は、送信されて受信され
る拡散符号（pseudo noise code：以下、ＰＮ符号又は
ＰＮ信号という。）の偏相関（partial correlation）
の非干渉加法性（non-coherent addition ）を用いて、
同期捕捉の際に生じる周波数のオフセット（以下、単に
周波数オフセットという。）を低減している。スペクト
ラム拡散通信システムにおける同期の第１の機能は、受
信信号を復調するためにＰＮ符号を逆拡散（despread）
することである。これは、受信機において局部的にＰＮ
符号（以下、局部ＰＮ符号又は局部ＰＮ信号という。）
を発生させ、この局部ＰＮ信号を、受信信号に重畳され
ているＰＮ信号に同期させることによって達成される。
同期処理は、通常、２つのステップによってなされる。
第１のステップは、捕捉（acquisition）と呼ばれ、重
畳されているＰＮ信号に、局部ＰＮ信号を１コードチッ
プ期間（one code chip interval）の時間幅で一致させ
るステップである。第２のステップは、追跡（trackin
g）と呼ばれ、捕捉後、フィードバックループを用い
て、重畳されているＰＮ信号の波形と局部ＰＮ信号の波
形の同期を維持・監視するステップである。本発明は、
同期装置の捕捉を対象としている。
る拡散符号（pseudo noise code：以下、ＰＮ符号又は
ＰＮ信号という。）の偏相関（partial correlation）
の非干渉加法性（non-coherent addition ）を用いて、
同期捕捉の際に生じる周波数のオフセット（以下、単に
周波数オフセットという。）を低減している。スペクト
ラム拡散通信システムにおける同期の第１の機能は、受
信信号を復調するためにＰＮ符号を逆拡散（despread）
することである。これは、受信機において局部的にＰＮ
符号（以下、局部ＰＮ符号又は局部ＰＮ信号という。）
を発生させ、この局部ＰＮ信号を、受信信号に重畳され
ているＰＮ信号に同期させることによって達成される。
同期処理は、通常、２つのステップによってなされる。
第１のステップは、捕捉（acquisition）と呼ばれ、重
畳されているＰＮ信号に、局部ＰＮ信号を１コードチッ
プ期間（one code chip interval）の時間幅で一致させ
るステップである。第２のステップは、追跡（trackin
g）と呼ばれ、捕捉後、フィードバックループを用い
て、重畳されているＰＮ信号の波形と局部ＰＮ信号の波
形の同期を維持・監視するステップである。本発明は、
同期装置の捕捉を対象としている。
【０００３】同期（捕捉）は、非常に重要なことであ
り、様々な通信システムにおいて、色んな種類の検出器
や決定法を用いた同期方法が提案されてきている。ほと
んどの同期方法では、最初に、受信信号に重畳されてい
るＰＮ信号と局部ＰＮ信号を比較して、２つの信号の類
似値（similarity）を求め、次に、この類似値を閾値と
比較して２つの信号が同期しているかを決定する。同期
していることが検出されると、フィードバックループを
用いた同期追跡が開始される。一方、同期がとれていな
いときには、同期捕捉処理において、局部ＰＮ符号の位
相を変化させて、可能な全ての位相に対してサーチを行
い、相関性を調べる。
り、様々な通信システムにおいて、色んな種類の検出器
や決定法を用いた同期方法が提案されてきている。ほと
んどの同期方法では、最初に、受信信号に重畳されてい
るＰＮ信号と局部ＰＮ信号を比較して、２つの信号の類
似値（similarity）を求め、次に、この類似値を閾値と
比較して２つの信号が同期しているかを決定する。同期
していることが検出されると、フィードバックループを
用いた同期追跡が開始される。一方、同期がとれていな
いときには、同期捕捉処理において、局部ＰＮ符号の位
相を変化させて、可能な全ての位相に対してサーチを行
い、相関性を調べる。
【０００４】同期捕捉の速さ（speed）と精度は、符号
分割多元接続（Code Division Multiple Access：以
下、ＣＤＭＡという。）方式を採用した受信機の性能を
決定する主要な要素である。スペクトラム拡散通信シス
テムにおいて、ＰＮ符号の最初の捕捉は、通常、信号対
雑音比（signal to noise ratio：以下、ＳＮＲとい
う。）が低い、周波数発生器（水晶発振器）が完全に動
作していないための周波数オフセット、ドップラー効果
による周波数シフト、フェージング等のシステム性能を
低下させる要素によって、最も難しい動作である。
分割多元接続（Code Division Multiple Access：以
下、ＣＤＭＡという。）方式を採用した受信機の性能を
決定する主要な要素である。スペクトラム拡散通信シス
テムにおいて、ＰＮ符号の最初の捕捉は、通常、信号対
雑音比（signal to noise ratio：以下、ＳＮＲとい
う。）が低い、周波数発生器（水晶発振器）が完全に動
作していないための周波数オフセット、ドップラー効果
による周波数シフト、フェージング等のシステム性能を
低下させる要素によって、最も難しい動作である。
【０００５】本発明は、ＳＮＲが低く、周波数にオフセ
ットが生じている状態においても、捕捉速度と精度を向
上させるものである。
ットが生じている状態においても、捕捉速度と精度を向
上させるものである。
【０００６】従来の同期捕捉方法として、最尤法（maxi
mum likelihood method）があり、この最尤法は、白色
ガウス雑音が重畳された（additive white gaussian no
ise:以下、ＡＷＧＮという。）状態において最も有効な
捕捉方法である。しかしながら、スペクトラム拡散通信
システムにおいて用いられるような符号長が長く、処理
に時間がかかるＰＮ符号に対しては、パラレル処理（pa
rallel implementation）では複雑になり、シリアル処
理（serial implementation）では全てのＰＮ符号をサ
ーチするために時間がかかるという問題がある。
mum likelihood method）があり、この最尤法は、白色
ガウス雑音が重畳された（additive white gaussian no
ise:以下、ＡＷＧＮという。）状態において最も有効な
捕捉方法である。しかしながら、スペクトラム拡散通信
システムにおいて用いられるような符号長が長く、処理
に時間がかかるＰＮ符号に対しては、パラレル処理（pa
rallel implementation）では複雑になり、シリアル処
理（serial implementation）では全てのＰＮ符号をサ
ーチするために時間がかかるという問題がある。
【０００７】他の同期捕捉方法として、シリアルサーチ
（serial search）法があり、このシリアルサーチ法
は、局部ＰＮ符号の位相を線形的に変化させながら、同
期が入ったときを連続的に決定する方法である。この方
法は、文献によればシングルドエルスライド（single d
well sliding）捕捉法とも呼ばれる。ここで、シングル
ドエルスライド捕捉法を採用した同期装置の構成を、図
６に示す。この方法では、上述したスペクトラム全体の
サーチを要する最尤法とは異なり、同期の引き込みを、
比較器３３において閾値を基準にして行うため、より短
時間で同期検出を行うことができるが、同期検出の精度
は低い。
（serial search）法があり、このシリアルサーチ法
は、局部ＰＮ符号の位相を線形的に変化させながら、同
期が入ったときを連続的に決定する方法である。この方
法は、文献によればシングルドエルスライド（single d
well sliding）捕捉法とも呼ばれる。ここで、シングル
ドエルスライド捕捉法を採用した同期装置の構成を、図
６に示す。この方法では、上述したスペクトラム全体の
サーチを要する最尤法とは異なり、同期の引き込みを、
比較器３３において閾値を基準にして行うため、より短
時間で同期検出を行うことができるが、同期検出の精度
は低い。
【０００８】この従来のシリアルサーチ法（アルゴリズ
ム）では、同期検出のために所定の固定した閾値が用い
られている。しかしながら、シリアルサーチ法において
最良の捕捉を行うためには、閾値として最適な値を用い
る必要がある。実際の通信環境では、最適な閾値は、Ｓ
ＮＲの関数であるが、ＳＮＲは時と場合によって異な
る。
ム）では、同期検出のために所定の固定した閾値が用い
られている。しかしながら、シリアルサーチ法において
最良の捕捉を行うためには、閾値として最適な値を用い
る必要がある。実際の通信環境では、最適な閾値は、Ｓ
ＮＲの関数であるが、ＳＮＲは時と場合によって異な
る。
【０００９】このような実際の通信環境では、直接シー
ケンス・スペクトラム拡散（DirectSequence Spread Sp
ectrum:以下、ＤＳＳＳという。）方式を採用した受信
機が効率的に動作するためには、閾値の決定を自動的に
行う自動レベル制御（automatic level control）が必
要とされる。閾値を自動的に決定する自動制御方法が、
以下の文献で提案されている。
ケンス・スペクトラム拡散（DirectSequence Spread Sp
ectrum:以下、ＤＳＳＳという。）方式を採用した受信
機が効率的に動作するためには、閾値の決定を自動的に
行う自動レベル制御（automatic level control）が必
要とされる。閾値を自動的に決定する自動制御方法が、
以下の文献で提案されている。
【００１０】エス・チャン（S. Chung）及びエス・チャ
ジャ（S. Czaja）の米国特許第５４４０５９７号、１９
９５年７月開催のＩＥＥＥ国際大会におけるＶＴＣの５
３０〜５３６頁、エス・チャン（S. Chung）著「自動閾
値決定制御を用いた新しいシリアルサーチ捕捉法（A Ne
w Serial Search Acquisition Approach with Automati
c DecisionThreshold Control ）」、１９８８年４月開
催のＩＥＥＥ通信分科会における通信第３６号の５１９
〜５２８頁、エス・ジー・グリシック（S. G. Glisic）
著「直接スペクトラム拡散通信方式における整合フィル
タリングに基づいた自動閾値決定制御（Automatic Deci
sion Threshold Level Control (ADTLC) in Direct Seq
uence Spread Spectrum System Based on Marched Filt
ering）」、１９９１年２月開催のＩＥＥＥ通信分科会
における通信の１８７〜１９２頁、エス・ジー・グリシ
ック（S. G. Glisic）著「直接スペクトラム拡散通信方
式における自動閾値決定制御（Automatic Decision Thr
eshold Level Control (ADTLC) in Direct Sequence Sp
read Spectrum System)」。これらは本発明の参照文献
として用いられている。３番目と４番目の論文における
自動閾値決定制御アルゴリズムでは、２つの並列の信号
レベル検出器を用い、ＤＳＳＳ方式における雑音特性を
利用している。この雑音特性は、２つの異なる時間の局
部ＰＮ符号を２つの並列の信号レベル検出器に供給し、
これらの信号レベル検出器からの出力信号のうち小さい
方の信号を選択して受信信号を逆拡散することによっ
て、得られる。したがって、これらの自動閾値決定制御
アルゴリズムでは、閾値の決定を制御するために、フィ
ルタリングされた雑音の瞬時特性を用いている。また、
これらのアルゴリズムは、想定されるＳＮＲ又は通信環
境に基づいてパラメータを最適化して設計しなければな
らないので、完全には信号適応形（signal adaptive）
とはいえない。２番目の論文における自動閾値決定制御
アルゴリズムは、信号適応形のアルゴリズムであり、雑
音及び信号の推定値を実時間で算出することによって得
られる実時間のＳＮＲ推定値を用い、このＳＮＲ推定値
に基づいて閾値を決定している。しかしながら、この同
期捕捉法も、周波数にオフセットがある状態では、同期
捕捉をより正確に行うことはできず、捕捉の問題を解決
していない。
ジャ（S. Czaja）の米国特許第５４４０５９７号、１９
９５年７月開催のＩＥＥＥ国際大会におけるＶＴＣの５
３０〜５３６頁、エス・チャン（S. Chung）著「自動閾
値決定制御を用いた新しいシリアルサーチ捕捉法（A Ne
w Serial Search Acquisition Approach with Automati
c DecisionThreshold Control ）」、１９８８年４月開
催のＩＥＥＥ通信分科会における通信第３６号の５１９
〜５２８頁、エス・ジー・グリシック（S. G. Glisic）
著「直接スペクトラム拡散通信方式における整合フィル
タリングに基づいた自動閾値決定制御（Automatic Deci
sion Threshold Level Control (ADTLC) in Direct Seq
uence Spread Spectrum System Based on Marched Filt
ering）」、１９９１年２月開催のＩＥＥＥ通信分科会
における通信の１８７〜１９２頁、エス・ジー・グリシ
ック（S. G. Glisic）著「直接スペクトラム拡散通信方
式における自動閾値決定制御（Automatic Decision Thr
eshold Level Control (ADTLC) in Direct Sequence Sp
read Spectrum System)」。これらは本発明の参照文献
として用いられている。３番目と４番目の論文における
自動閾値決定制御アルゴリズムでは、２つの並列の信号
レベル検出器を用い、ＤＳＳＳ方式における雑音特性を
利用している。この雑音特性は、２つの異なる時間の局
部ＰＮ符号を２つの並列の信号レベル検出器に供給し、
これらの信号レベル検出器からの出力信号のうち小さい
方の信号を選択して受信信号を逆拡散することによっ
て、得られる。したがって、これらの自動閾値決定制御
アルゴリズムでは、閾値の決定を制御するために、フィ
ルタリングされた雑音の瞬時特性を用いている。また、
これらのアルゴリズムは、想定されるＳＮＲ又は通信環
境に基づいてパラメータを最適化して設計しなければな
らないので、完全には信号適応形（signal adaptive）
とはいえない。２番目の論文における自動閾値決定制御
アルゴリズムは、信号適応形のアルゴリズムであり、雑
音及び信号の推定値を実時間で算出することによって得
られる実時間のＳＮＲ推定値を用い、このＳＮＲ推定値
に基づいて閾値を決定している。しかしながら、この同
期捕捉法も、周波数にオフセットがある状態では、同期
捕捉をより正確に行うことはできず、捕捉の問題を解決
していない。
【００１１】上述したように、ＡＷＧＮの環境において
生じる問題に焦点に置いた同期捕捉方法は多く知られて
いるが、周波数オフセットが存在する環境において生じ
る問題に焦点を置いた同期捕捉方法は知られていない。
したがって、ＡＷＧＮ及び周波数オフセットが存在する
環境において、従来の同期捕捉方法よりも正確に同期捕
捉を行うことができ、ＡＷＧＮと周波数オフセットの両
方に起因した問題を解決する同期捕捉方法が提案される
必要がある。
生じる問題に焦点に置いた同期捕捉方法は多く知られて
いるが、周波数オフセットが存在する環境において生じ
る問題に焦点を置いた同期捕捉方法は知られていない。
したがって、ＡＷＧＮ及び周波数オフセットが存在する
環境において、従来の同期捕捉方法よりも正確に同期捕
捉を行うことができ、ＡＷＧＮと周波数オフセットの両
方に起因した問題を解決する同期捕捉方法が提案される
必要がある。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した実
情に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、符号
分割多元接続方式及びスペクトラム拡散通信方式におい
て、適応的に同期捕捉を行うより優れた同期捕捉装置を
提供することである。
情に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、符号
分割多元接続方式及びスペクトラム拡散通信方式におい
て、適応的に同期捕捉を行うより優れた同期捕捉装置を
提供することである。
【００１３】また、本発明の目的は、符号分割多元接続
方式及びスペクトラム拡散通信方式において、周波数に
オフセットがある環境においても、適応的に同期捕捉を
行うより優れた同期捕捉装置を提供することである。
方式及びスペクトラム拡散通信方式において、周波数に
オフセットがある環境においても、適応的に同期捕捉を
行うより優れた同期捕捉装置を提供することである。
【００１４】更に、本発明の目的は、符号分割多元接続
方式及びスペクトラム拡散通信方式において、特に周波
数にオフセットがある環境で、同期検出の確率を高める
とともに、誤検出確率（false alarm probability）を
低減して、適応的に同期捕捉を行う同期捕捉装置を提供
することである。
方式及びスペクトラム拡散通信方式において、特に周波
数にオフセットがある環境で、同期検出の確率を高める
とともに、誤検出確率（false alarm probability）を
低減して、適応的に同期捕捉を行う同期捕捉装置を提供
することである。
【００１５】更に、本発明の目的は、符号分割多元接続
方式及びスペクトラム拡散通信方式において、周波数オ
フセットを推定するためにフーリエ変換を用い、これに
より同期検出の確率を高めるとともに、誤検出確率を低
減して、適応的に同期捕捉を行うより優れた同期捕捉装
置を提供することである。
方式及びスペクトラム拡散通信方式において、周波数オ
フセットを推定するためにフーリエ変換を用い、これに
より同期検出の確率を高めるとともに、誤検出確率を低
減して、適応的に同期捕捉を行うより優れた同期捕捉装
置を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ために、本発明に係る符号分割多元接続信号のサーチ及
び捕捉方法並びに装置は、符号分割多元接続信号を受信
し、受信された符号分割多元接続信号から拡散符号信号
を抽出し、局部拡散符号信号を発生し、抽出された拡散
符号信号と局部拡散符号信号間の周波数オフセットを検
出し、受信された符号分割多元接続信号が適切な伝送信
号かを判定し、受信された符号分割多元接続信号をデコ
ードする。本発明に係る符号分割多元接続信号のサーチ
及び捕捉方法並びに装置は、信号及び雑音の統計を行う
ことによって適応的に最適な閾値を推定し、その閾値に
基づいて最適な決定をする。この閾値は、最尤法を用い
て推定される。この閾値は、シリアルサーチ法によって
同期捕捉が行われ、更新された閾値を現在の信号強度と
比較して、閾値を決定をする。
ために、本発明に係る符号分割多元接続信号のサーチ及
び捕捉方法並びに装置は、符号分割多元接続信号を受信
し、受信された符号分割多元接続信号から拡散符号信号
を抽出し、局部拡散符号信号を発生し、抽出された拡散
符号信号と局部拡散符号信号間の周波数オフセットを検
出し、受信された符号分割多元接続信号が適切な伝送信
号かを判定し、受信された符号分割多元接続信号をデコ
ードする。本発明に係る符号分割多元接続信号のサーチ
及び捕捉方法並びに装置は、信号及び雑音の統計を行う
ことによって適応的に最適な閾値を推定し、その閾値に
基づいて最適な決定をする。この閾値は、最尤法を用い
て推定される。この閾値は、シリアルサーチ法によって
同期捕捉が行われ、更新された閾値を現在の信号強度と
比較して、閾値を決定をする。
【００１７】また、本発明に係る符号分割多元接続信号
のサーチ及び捕捉方法並びに装置において、ＡＷＧＮの
状態及び周波数オフセットの状態においても、同期捕捉
処理の間に適応的に問題を指摘するために、高速フーリ
エ変換処理が行われる。本発明に係る符号分割多元接続
信号のサーチ及び捕捉方法並びに装置は、従来の特徴と
新しい特徴を有している。従来の特徴としては、信号検
出及び推定、及び信号対雑音比を推定するために用いら
れる雑音エネルギー推定器がある。信号対雑音比は、最
適な閾値及びそれに対応する誤検出率を算出するために
用いられ、誤検出率は、同期候補の検出の後、サーチ処
理を停止する前にテストされる雑音ビンの数を決定する
ために用いられる。
のサーチ及び捕捉方法並びに装置において、ＡＷＧＮの
状態及び周波数オフセットの状態においても、同期捕捉
処理の間に適応的に問題を指摘するために、高速フーリ
エ変換処理が行われる。本発明に係る符号分割多元接続
信号のサーチ及び捕捉方法並びに装置は、従来の特徴と
新しい特徴を有している。従来の特徴としては、信号検
出及び推定、及び信号対雑音比を推定するために用いら
れる雑音エネルギー推定器がある。信号対雑音比は、最
適な閾値及びそれに対応する誤検出率を算出するために
用いられ、誤検出率は、同期候補の検出の後、サーチ処
理を停止する前にテストされる雑音ビンの数を決定する
ために用いられる。
【００１８】本発明に係る符号分割多元接続信号のサー
チ及び捕捉方法並びに装置において、新しい特徴として
は、拡散符号信号と局部拡散符号信号間の偏相関を高速
フーリエ変換処理によって求めることによって周波数オ
フセットの推定値を決定する周波数オフセット推定器が
ある。この高速フーリエ変換処理は、高速処理を実現す
るために、乗算の代わりにビットシフトと加算を行うハ
ードウェアによって実行される。また、第１の信号対雑
音比を推定するために、第１の高速フーリエ変換処理に
おいて、短い相関距離が用いられ、第２の信号対雑音比
を推定するために、短い相関距離を用いた第１の高速フ
ーリエ変換処理の結果に基づいて長い相関距離を用いた
第２の高速フーリエ変換処理を行うかが決定される。第
２の信号対雑音比は、サーチ動作の停止を決定するため
の補助的なパラメータとして用いられる。この処理によ
って、より高速で信頼性の高い同期捕捉を行うことがで
きる。
チ及び捕捉方法並びに装置において、新しい特徴として
は、拡散符号信号と局部拡散符号信号間の偏相関を高速
フーリエ変換処理によって求めることによって周波数オ
フセットの推定値を決定する周波数オフセット推定器が
ある。この高速フーリエ変換処理は、高速処理を実現す
るために、乗算の代わりにビットシフトと加算を行うハ
ードウェアによって実行される。また、第１の信号対雑
音比を推定するために、第１の高速フーリエ変換処理に
おいて、短い相関距離が用いられ、第２の信号対雑音比
を推定するために、短い相関距離を用いた第１の高速フ
ーリエ変換処理の結果に基づいて長い相関距離を用いた
第２の高速フーリエ変換処理を行うかが決定される。第
２の信号対雑音比は、サーチ動作の停止を決定するため
の補助的なパラメータとして用いられる。この処理によ
って、より高速で信頼性の高い同期捕捉を行うことがで
きる。
【００１９】本発明に係る符号分割多元接続信号のサー
チ及び捕捉方法並びに装置によれば、ＰＮ領域全体をサ
ーチしなくても信頼性のある同期が検出される度に決定
をすることができる。また、適応的な閾値を用いて、信
号が受信されたことを確認すると、同期捕捉処理を停止
することができる。この処理には、同期捕捉処理によっ
て得られる推定されたＳＮＲ及び適切な同期捕捉を確認
するための検証論理が用いられる。周波数オフセットを
推定するために高速フーリエ変換を用いることによっ
て、周波数にオフセットがある環境においても、適応的
に同期捕捉を行うことができる。
チ及び捕捉方法並びに装置によれば、ＰＮ領域全体をサ
ーチしなくても信頼性のある同期が検出される度に決定
をすることができる。また、適応的な閾値を用いて、信
号が受信されたことを確認すると、同期捕捉処理を停止
することができる。この処理には、同期捕捉処理によっ
て得られる推定されたＳＮＲ及び適切な同期捕捉を確認
するための検証論理が用いられる。周波数オフセットを
推定するために高速フーリエ変換を用いることによっ
て、周波数にオフセットがある環境においても、適応的
に同期捕捉を行うことができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る符号分割多元
接続信号のサーチ及び捕捉方法並びに装置について、図
面を参照しながら説明する。
接続信号のサーチ及び捕捉方法並びに装置について、図
面を参照しながら説明する。
【００２１】図１は、本発明を適用した同期捕捉装置の
構成を示すブロック図である。この同期捕捉装置は、図
１に示すように、局部拡散符号（locally generated ps
eudonoise code signal：以下、局部ＰＮ符号信号とい
う。）を発生する局部ＰＮ符号信号を発生する局部ＰＮ
符号発生器１３と、受信された符号分割多元接続信号に
局部ＰＮ符号信号を乗算して、符号分割多元接続信号の
ＰＮ符号信号を抽出する乗算器１１と、乗算器１１で抽
出されたＰＮ符号信号と局部ＰＮ符号間の周波数オフセ
ットを検出するとともに、ＰＮ符号信号と局部ＰＮ符号
信号間の偏相関（partial correlation）を高速フーリ
エ変換（Fast Fourier Transform：以下、ＦＦＴとい
う。）処理によって求めて、局部ＰＮ符号発生器１３を
制御するコントローラ１２とを備える。
構成を示すブロック図である。この同期捕捉装置は、図
１に示すように、局部拡散符号（locally generated ps
eudonoise code signal：以下、局部ＰＮ符号信号とい
う。）を発生する局部ＰＮ符号信号を発生する局部ＰＮ
符号発生器１３と、受信された符号分割多元接続信号に
局部ＰＮ符号信号を乗算して、符号分割多元接続信号の
ＰＮ符号信号を抽出する乗算器１１と、乗算器１１で抽
出されたＰＮ符号信号と局部ＰＮ符号間の周波数オフセ
ットを検出するとともに、ＰＮ符号信号と局部ＰＮ符号
信号間の偏相関（partial correlation）を高速フーリ
エ変換（Fast Fourier Transform：以下、ＦＦＴとい
う。）処理によって求めて、局部ＰＮ符号発生器１３を
制御するコントローラ１２とを備える。
【００２２】図２は、本発明を適用した同期捕捉装置に
用いられるフーリエ変換補助連続相関検出（Fourier Tr
ansform Aided Continuous Monitoring Search Correla
tion、以下、ＦＴＡＣＭＳＣという。）同期捕捉のアル
ゴリズム、すなわちコントローラ１２の動作を示すフロ
ーチャートである。コントローラ１２は、図示しない
が、相関距離（correlation length）がＮ１である第１
の短相関器（short correlator）と、相関距離がＮ２で
ある第２の長相関器（long correlator）とを備える。
また、コントローラ１２は、これらの短相関器及び長相
関器からの出力信号との比較にそれぞれ用いられる４つ
の適応的閾値Ｔsc1，Ｔsd1，Ｔsc2，Ｔsd2を有してい
る。なお、図２のフローチャートにおけるいずれのステ
ップも、ハードウェア又はソフトウェアで実行すること
ができるが、この実施例では、ステップＳ１〜Ｓ７，Ｓ
１４，Ｓ１５，Ｓ１９，Ｓ２０〜Ｓ２８は、高速に処理
を行うためにハードウェアで構成している。
用いられるフーリエ変換補助連続相関検出（Fourier Tr
ansform Aided Continuous Monitoring Search Correla
tion、以下、ＦＴＡＣＭＳＣという。）同期捕捉のアル
ゴリズム、すなわちコントローラ１２の動作を示すフロ
ーチャートである。コントローラ１２は、図示しない
が、相関距離（correlation length）がＮ１である第１
の短相関器（short correlator）と、相関距離がＮ２で
ある第２の長相関器（long correlator）とを備える。
また、コントローラ１２は、これらの短相関器及び長相
関器からの出力信号との比較にそれぞれ用いられる４つ
の適応的閾値Ｔsc1，Ｔsd1，Ｔsc2，Ｔsd2を有してい
る。なお、図２のフローチャートにおけるいずれのステ
ップも、ハードウェア又はソフトウェアで実行すること
ができるが、この実施例では、ステップＳ１〜Ｓ７，Ｓ
１４，Ｓ１５，Ｓ１９，Ｓ２０〜Ｓ２８は、高速に処理
を行うためにハードウェアで構成している。
【００２３】図１に示すように、雑音ｎ（ｔ）を含むＰ
Ｎ符号信号Ｓ（ｔ）が受信され、受信機の乗算器１１に
おいて局部ＰＮ符号信号と乗算される。この乗算値が、
ステップＳ１において、偏相関範囲（partial correlat
ion size）Ｎｐで積分（累積）される。ステップＳ２及
びステップＳ３において、この偏相関処理をＮ１個のサ
ンプルを用いた試行（trial）、すなわち短い（short）
区間の積分によって行い、偏相関値（partial correlat
ion value）Ｊが得られる。この偏相関処理が終了した
後、ステップＳ４において、Ｌ−Ｊ（ｊ＝Ｊ＋１，・・
・，Ｌ）個の相関バッファＲ（ｊ）に０が記憶される。
そして、ステップＳ５において、Ｌ点のＦＦＴが行われ
る。すなわち、ステップＳ５を実行する特定用途向け集
積回路（application specific integrated circuit：
以下、ＡＳＩＣという。）において、それぞれＪ＝Ｎ１
／Ｎｐ及びＫ＝Ｎ２／Ｎｐ（Ｎｐは偏相関範囲）を計算
することにより、Ｊ及びＫの値が得られる。ここで、図
３を参照して、ＡＳＩＣにおけるＦＦＴの実行について
説明する。
Ｎ符号信号Ｓ（ｔ）が受信され、受信機の乗算器１１に
おいて局部ＰＮ符号信号と乗算される。この乗算値が、
ステップＳ１において、偏相関範囲（partial correlat
ion size）Ｎｐで積分（累積）される。ステップＳ２及
びステップＳ３において、この偏相関処理をＮ１個のサ
ンプルを用いた試行（trial）、すなわち短い（short）
区間の積分によって行い、偏相関値（partial correlat
ion value）Ｊが得られる。この偏相関処理が終了した
後、ステップＳ４において、Ｌ−Ｊ（ｊ＝Ｊ＋１，・・
・，Ｌ）個の相関バッファＲ（ｊ）に０が記憶される。
そして、ステップＳ５において、Ｌ点のＦＦＴが行われ
る。すなわち、ステップＳ５を実行する特定用途向け集
積回路（application specific integrated circuit：
以下、ＡＳＩＣという。）において、それぞれＪ＝Ｎ１
／Ｎｐ及びＫ＝Ｎ２／Ｎｐ（Ｎｐは偏相関範囲）を計算
することにより、Ｊ及びＫの値が得られる。ここで、図
３を参照して、ＡＳＩＣにおけるＦＦＴの実行について
説明する。
【００２４】図３に示すように、ＡＳＩＣにおけるＦＦ
Ｔは、以下に示すように、ビットシフトと加算動作のみ
によって実行される。図３は、一例として、８点のＦＦ
Ｔを示しているが、本発明の要旨を逸脱しない範囲内
で、他の数のＦＦＴを用いてもよい。最初に、図２のス
テップＳ２及びステップＳ４における同期捕捉処理によ
って、Ｌ＝８個の偏相関値Ｒ（１），Ｒ（２），・・
・，Ｒ（８）が得られる。次に、これらの偏相関値Ｒ
（１）〜Ｒ（８）が、Ｌ点ＦＦＴの入力バッファに入力
Ｘｏ（０），Ｘｏ（１），Ｘｏ（２），Ｘｏ（３），Ｘ
ｏ（４），Ｘｏ（５），Ｘｏ（６），Ｘｏ（７）として
記憶される。すなわちＸｏ（０）＝Ｒ（１）、Ｘｏ
（１）＝Ｒ（２）、Ｘｏ（２）＝Ｒ（３）、Ｘｏ（３）
＝Ｒ（４）、Ｘｏ（４）＝Ｒ（５）、Ｘｏ（５）＝Ｒ
（６）、Ｘｏ（６）＝Ｒ（７）、Ｘｏ（７）＝Ｒ（８）
となる。
Ｔは、以下に示すように、ビットシフトと加算動作のみ
によって実行される。図３は、一例として、８点のＦＦ
Ｔを示しているが、本発明の要旨を逸脱しない範囲内
で、他の数のＦＦＴを用いてもよい。最初に、図２のス
テップＳ２及びステップＳ４における同期捕捉処理によ
って、Ｌ＝８個の偏相関値Ｒ（１），Ｒ（２），・・
・，Ｒ（８）が得られる。次に、これらの偏相関値Ｒ
（１）〜Ｒ（８）が、Ｌ点ＦＦＴの入力バッファに入力
Ｘｏ（０），Ｘｏ（１），Ｘｏ（２），Ｘｏ（３），Ｘ
ｏ（４），Ｘｏ（５），Ｘｏ（６），Ｘｏ（７）として
記憶される。すなわちＸｏ（０）＝Ｒ（１）、Ｘｏ
（１）＝Ｒ（２）、Ｘｏ（２）＝Ｒ（３）、Ｘｏ（３）
＝Ｒ（４）、Ｘｏ（４）＝Ｒ（５）、Ｘｏ（５）＝Ｒ
（６）、Ｘｏ（６）＝Ｒ（７）、Ｘｏ（７）＝Ｒ（８）
となる。
【００２５】８点ＦＦＴを演算するので、図３に示すよ
うに、３段のＦＦＴバタフライ（butterfly）が必要と
される。ｗjは、図３に示すＦＦＴのための固有ベクト
ル（eigen vector）を表している。ｗj（ｉ＝１〜７）
の値は、式１によって求められる。
うに、３段のＦＦＴバタフライ（butterfly）が必要と
される。ｗjは、図３に示すＦＦＴのための固有ベクト
ル（eigen vector）を表している。ｗj（ｉ＝１〜７）
の値は、式１によって求められる。
【００２６】
【数１】
【００２７】固有ベクトルｗjの値は、式２に示すよう
に、ビットシフト及び加算動作によって得られる。
に、ビットシフト及び加算動作によって得られる。
【００２８】
【数２】
【００２９】例えば５番目の周波数ビン（frequency bi
n）中のエネルギー値Ｘ3（４）は、式を単純にするため
にＺ＝（１−ｊ）Ｘ2（５）とすると、式３によって求
められる。他の周波数ビン中のエネルギー値も、同様に
して得られる。
n）中のエネルギー値Ｘ3（４）は、式を単純にするため
にＺ＝（１−ｊ）Ｘ2（５）とすると、式３によって求
められる。他の周波数ビン中のエネルギー値も、同様に
して得られる。
【００３０】
【数３】
【００３１】式３における０．７０７０３Ｚの値は、式
４に示すように、図５に示す１０回の処理によって求め
られる。
４に示すように、図５に示す１０回の処理によって求め
られる。
【００３２】
【数４】
【００３３】具体的には、０．７０７０３Ｚの値は、本
発明では、ハードウェアによる加算、減算及びビットシ
フトのみにより、以下に示す（１）〜（１０）の処理を
行うことによって得られる。
発明では、ハードウェアによる加算、減算及びビットシ
フトのみにより、以下に示す（１）〜（１０）の処理を
行うことによって得られる。
【００３４】（１）式５に示すように、Ｚを右に１ビッ
トシフトしてＡを求める。
トシフトしてＡを求める。
【００３５】
【数５】
【００３６】（２）式６に示すように、ＺからＡを減算
してＢを求める。
してＢを求める。
【００３７】
【数６】
【００３８】（３）式７に示すように、Ｂを右に１ビッ
トシフトしてＣを求める。
トシフトしてＣを求める。
【００３９】
【数７】
【００４０】（４）式８に示すように、ＺにＣを加算し
てＤを求める。
てＤを求める。
【００４１】
【数８】
【００４２】（５）式９に示すように、Ｄを右に２ビッ
トシフトしてＥを求める。
トシフトしてＥを求める。
【００４３】
【数９】
【００４４】（６）式１０に示すように、ＺからＥを減
算してＦを求める。
算してＦを求める。
【００４５】
【数１０】
【００４６】（７）式１１に示すように、Ｆを右に２ビ
ットシフトしてＧを求める。
ットシフトしてＧを求める。
【００４７】
【数１１】
【００４８】（８）式１２に示すように、ＺにＧを加算
してＨを求める。
してＨを求める。
【００４９】
【数１２】
【００５０】（９）式１３に示すように、Ｈを右に２ビ
ットシフトしてＩを求める。
ットシフトしてＩを求める。
【００５１】
【数１３】
【００５２】（１０）式１４に示すように、ＺからＩを
減算してＪを求める。
減算してＪを求める。
【００５３】
【数１４】
【００５４】以上の演算処理によって、Ｊ＝０．７０７
０３Ｚが求められる。すなわち、ＦＦＴを、加算、減算
及びビットシフトのみを用いて実行することができ、そ
れらをハードウェアで構成することによって、演算時間
を短くすることができる。
０３Ｚが求められる。すなわち、ＦＦＴを、加算、減算
及びビットシフトのみを用いて実行することができ、そ
れらをハードウェアで構成することによって、演算時間
を短くすることができる。
【００５５】図２に示すステップＳ５において、Ｌは、
２のべき乗であり、ＦＦＴを実行するのに最低限必要な
処理回数であるが、少なくとも（Ｊ＋Ｋ）以上である。
ステップＳ６において、周波数領域におけるエネルギー
値Ｚ1を、Ｌ個の周波数ビンＳ（ｎ）の全てにおける最
大エネルギーに設定することによって、求める。ここ
で、ｎ＝１，２，・・・，Ｌである。ステップＳ７にお
いて、時刻ｔにおける周波数領域のエネルギー出力Ｚ1
を、（１−ｘ）Ｔsd1と比較する。ここで、Ｔsd1は信号
検出閾値であり、ｘは、１／１６〜１／８の間の値であ
り、時刻ｔ−１までにおいて既に得られた最大エネルギ
ー出力である。そして、エネルギー出力Ｚ1が（１−
ｘ）Ｔsd1未満のときは、ステップＳ８において、コン
トローラ１２は、この第１の周波数領域の最大エネルギ
ー出力Ｚ1を信号分類閾値（signal classification thr
eshold）Ｔsc1と比較する。ここで、信号分類閾値Ｔsc1
は、雑音の推定値と信号検出閾値Ｔsd1の間の最適の閾
値である。第１の周波数領域のエネルギー出力Ｚ1が信
号分類閾値Ｔsd1以上のときは、ステップＳ１７におい
て、雑音ビンカウンタ（noisy bin counter）、すなわ
ち不適切なセル（incorrect cell）カウンタｍを０にリ
セットする。
２のべき乗であり、ＦＦＴを実行するのに最低限必要な
処理回数であるが、少なくとも（Ｊ＋Ｋ）以上である。
ステップＳ６において、周波数領域におけるエネルギー
値Ｚ1を、Ｌ個の周波数ビンＳ（ｎ）の全てにおける最
大エネルギーに設定することによって、求める。ここ
で、ｎ＝１，２，・・・，Ｌである。ステップＳ７にお
いて、時刻ｔにおける周波数領域のエネルギー出力Ｚ1
を、（１−ｘ）Ｔsd1と比較する。ここで、Ｔsd1は信号
検出閾値であり、ｘは、１／１６〜１／８の間の値であ
り、時刻ｔ−１までにおいて既に得られた最大エネルギ
ー出力である。そして、エネルギー出力Ｚ1が（１−
ｘ）Ｔsd1未満のときは、ステップＳ８において、コン
トローラ１２は、この第１の周波数領域の最大エネルギ
ー出力Ｚ1を信号分類閾値（signal classification thr
eshold）Ｔsc1と比較する。ここで、信号分類閾値Ｔsc1
は、雑音の推定値と信号検出閾値Ｔsd1の間の最適の閾
値である。第１の周波数領域のエネルギー出力Ｚ1が信
号分類閾値Ｔsd1以上のときは、ステップＳ１７におい
て、雑音ビンカウンタ（noisy bin counter）、すなわ
ち不適切なセル（incorrect cell）カウンタｍを０にリ
セットする。
【００５６】ステップＳ１８において、コントローラ１
２は、全てのＰＮ位相がサーチされたかを確認するため
に、現在の位相ｉを、ＰＮ空間（PN spaces）全体にお
けるＰＮ位相の数ｑと比較する。ここで、ＰＮ位相の数
ｑは、チップ分解能（chip resolution）によって分割
されたＰＮ空間の総数である。この実施例では、チップ
の半分の分解能が用いられる。そして、現在のＰＮ位相
ｉが、総数ｑに達すると、コントローラ１２は、サーチ
処理を終了して、ステップＳ１３に進み、後述する検証
論理(verification logic）を実行し、処理を終了す
る。これは、コントローラ１２が可能な全てのＰＮ空間
をサーチしたことを示しており、その後、コントローラ
１２は信号、すなわち判定の質（decision quality）を
テストする。
２は、全てのＰＮ位相がサーチされたかを確認するため
に、現在の位相ｉを、ＰＮ空間（PN spaces）全体にお
けるＰＮ位相の数ｑと比較する。ここで、ＰＮ位相の数
ｑは、チップ分解能（chip resolution）によって分割
されたＰＮ空間の総数である。この実施例では、チップ
の半分の分解能が用いられる。そして、現在のＰＮ位相
ｉが、総数ｑに達すると、コントローラ１２は、サーチ
処理を終了して、ステップＳ１３に進み、後述する検証
論理(verification logic）を実行し、処理を終了す
る。これは、コントローラ１２が可能な全てのＰＮ空間
をサーチしたことを示しており、その後、コントローラ
１２は信号、すなわち判定の質（decision quality）を
テストする。
【００５７】一方、現在のＰＮ位相ｉが、総数ｑに達し
ていないときは、ステップＳ１３において現在の位相ｉ
は総数ｑに等しくなく、コントローラ１２はステップＳ
１９に進む。ステップＳ１９において、局部ＰＮ符号信
号の位相が、半チップ分変更（増加又は減少）され、局
部ＰＮ発生器１２において、新たな位相の局部ＰＮ符号
信号が発生され、再び相関が検証される。
ていないときは、ステップＳ１３において現在の位相ｉ
は総数ｑに等しくなく、コントローラ１２はステップＳ
１９に進む。ステップＳ１９において、局部ＰＮ符号信
号の位相が、半チップ分変更（増加又は減少）され、局
部ＰＮ発生器１２において、新たな位相の局部ＰＮ符号
信号が発生され、再び相関が検証される。
【００５８】ステップＳ８において、第１の周波数領域
のエネルギー出力Ｚ1が、信号分類閾値Ｔsc1未満のとき
は、ステップＳ９において、第１の周波数領域のエネル
ギー出力Ｚ1を雑音推定器（例えば１極の無限長インパ
ルス応答（ＩＩＲ）回路、又は平均化回路）に供給する
ことによって、第１のドエル（dwell）に対する雑音の
推定値が更新され、ステップＳ１０において、雑音ビン
カウンタｍが、１増加される。ステップＳ１１におい
て、この雑音ビンカウンタｍが、閾値Ｍと比較される。
この閾値Ｍは、同期候補の検出の後、サーチ処理が終了
する前に数えられる雑音ビン、すなわち、不適切なセル
の所定の数である。この閾値Ｍは、後述するように、誤
検出確率（false alarm probability）を用いて得られ
る。
のエネルギー出力Ｚ1が、信号分類閾値Ｔsc1未満のとき
は、ステップＳ９において、第１の周波数領域のエネル
ギー出力Ｚ1を雑音推定器（例えば１極の無限長インパ
ルス応答（ＩＩＲ）回路、又は平均化回路）に供給する
ことによって、第１のドエル（dwell）に対する雑音の
推定値が更新され、ステップＳ１０において、雑音ビン
カウンタｍが、１増加される。ステップＳ１１におい
て、この雑音ビンカウンタｍが、閾値Ｍと比較される。
この閾値Ｍは、同期候補の検出の後、サーチ処理が終了
する前に数えられる雑音ビン、すなわち、不適切なセル
の所定の数である。この閾値Ｍは、後述するように、誤
検出確率（false alarm probability）を用いて得られ
る。
【００５９】本発明を適用した新規な同期捕捉アルゴリ
ズムにおける決定すべき主要なシステムパラメータは、
信号分類閾値と、信号候補の検出の後、サーチ処理が終
了する前に検証される不適切なセルの数である。図４
は、離散系における複素信号検出器の構成を示すブロッ
ク図である。図４に示すように、乗算器１１は、受信機
の入力信号ｒkに局部ＰＮ符号信号ｐkを乗算する。乗算
器１１の出力信号ｙkは、Ｎ個のチップ上においてコヒ
ーレントに統合される。受信信号ｒk、局部ＰＮ符号信
号ｐkは、式１５で表される。
ズムにおける決定すべき主要なシステムパラメータは、
信号分類閾値と、信号候補の検出の後、サーチ処理が終
了する前に検証される不適切なセルの数である。図４
は、離散系における複素信号検出器の構成を示すブロッ
ク図である。図４に示すように、乗算器１１は、受信機
の入力信号ｒkに局部ＰＮ符号信号ｐkを乗算する。乗算
器１１の出力信号ｙkは、Ｎ個のチップ上においてコヒ
ーレントに統合される。受信信号ｒk、局部ＰＮ符号信
号ｐkは、式１５で表される。
【００６０】
【数１５】
【００６１】ここで、Ｓk+εは伝送されてくるＰＮ符号
信号であり、ｎkは雑音である。下付文字εは、伝送さ
れてくるＰＮ符号信号のオフセットである。乗算された
出力信号ｙkは、例えばε＝ε’（上付記号’は共役を
表す）であって、例えば同期がとれているときは（以
下、状態Ｈ1という。）式１６で表され、同期がとれて
いないときは（以下、状態Ｈ0という。）式１７で表さ
れる。
信号であり、ｎkは雑音である。下付文字εは、伝送さ
れてくるＰＮ符号信号のオフセットである。乗算された
出力信号ｙkは、例えばε＝ε’（上付記号’は共役を
表す）であって、例えば同期がとれているときは（以
下、状態Ｈ1という。）式１６で表され、同期がとれて
いないときは（以下、状態Ｈ0という。）式１７で表さ
れる。
【００６２】
【数１６】
【００６３】
【数１７】
【００６４】ここで、下付文字c，sは、信号の実数部
分、虚数部分を示しており、下付文字ｋは、コヒーレン
ト積分区間のｋ番目のサンプルを示している。ｎck、ｎ
skは、分散がσ2 n＝Ｎ0／２であり、エネルギーがＡ2＝
Ｅc（Ｅcはチップごとのエネルギー）であり、平均値が
０であるガウス分布の確率変数（distributed gaussian
random variables）である。ｙck、ｙskは、分散がσ2 n
であるガウス分布の確率変数であり、状態Ｈ1又は状態
Ｈ0に依存した２つの平均値を有している。図４に示す
積分器２１は、乗算器１１の出力であるｙkをＮ個のチ
ップまでの範囲で積分する。すなわち、積分値Ｙは、式
１８によって求められる。
分、虚数部分を示しており、下付文字ｋは、コヒーレン
ト積分区間のｋ番目のサンプルを示している。ｎck、ｎ
skは、分散がσ2 n＝Ｎ0／２であり、エネルギーがＡ2＝
Ｅc（Ｅcはチップごとのエネルギー）であり、平均値が
０であるガウス分布の確率変数（distributed gaussian
random variables）である。ｙck、ｙskは、分散がσ2 n
であるガウス分布の確率変数であり、状態Ｈ1又は状態
Ｈ0に依存した２つの平均値を有している。図４に示す
積分器２１は、乗算器１１の出力であるｙkをＮ個のチ
ップまでの範囲で積分する。すなわち、積分値Ｙは、式
１８によって求められる。
【００６５】
【数１８】
【００６６】ここで、Ｙc、Ｙsは、状態Ｈ1又は状態Ｈ0
に依存し、ＮＡ又は０の平均値を有する分散がσ2＝Ｎ
σ2 nであるガウス分布の確率変数である。自乗包絡線推
定器（square low envelope estimator）２２から出力
されるエネルギーｚは、式１９によって求められる。
に依存し、ＮＡ又は０の平均値を有する分散がσ2＝Ｎ
σ2 nであるガウス分布の確率変数である。自乗包絡線推
定器（square low envelope estimator）２２から出力
されるエネルギーｚは、式１９によって求められる。
【００６７】
【数１９】
【００６８】Ｙc、Ｙsは、統計的には独立し、同一のガ
ウス分布の確率変数であるので、エネルギーｚは、状態
Ｈ1では中心がなく、状態Ｈ0では中心を有する自由度が
２のカイ自乗分布（chi-square distribution）を有し
ている。状態Ｈ1のセルにおいて、エネルギーｚの確率
密度関数（probability density function：ＰＤＦ）Ｐ
（ｚ／Ｈ1）は、式２０及び式２１によって求められ
る。
ウス分布の確率変数であるので、エネルギーｚは、状態
Ｈ1では中心がなく、状態Ｈ0では中心を有する自由度が
２のカイ自乗分布（chi-square distribution）を有し
ている。状態Ｈ1のセルにおいて、エネルギーｚの確率
密度関数（probability density function：ＰＤＦ）Ｐ
（ｚ／Ｈ1）は、式２０及び式２１によって求められ
る。
【００６９】
【数２０】
【００７０】
【数２１】
【００７１】よって、Ｉ0（．）は、０次のモディファ
イド第一種ベッセル関数（zero order modified Bessel
function of the first kind）である。
イド第一種ベッセル関数（zero order modified Bessel
function of the first kind）である。
【００７２】エネルギーｚの平均値Ｅ（ｚ／Ｈ1）は、
式２２で表される。
式２２で表される。
【００７３】
【数２２】
【００７４】積分の後のパイロット信号の未検出確率
（probability of missing a pilot signal）Ｆm（ｚ）
は、式２３によって求められる。
（probability of missing a pilot signal）Ｆm（ｚ）
は、式２３によって求められる。
【００７５】
【数２３】
【００７６】ここで、Ｑn（．）は、一般化マーカムＱ
関数（generalized Marcum Q function）である。
関数（generalized Marcum Q function）である。
【００７７】状態Ｈ0のセルでは、エネルギーｚの確率
密度関数Ｐ（ｚ／Ｈ0）は、式２４によって求められ
る。
密度関数Ｐ（ｚ／Ｈ0）は、式２４によって求められ
る。
【００７８】
【数２４】
【００７９】状態Ｈ0のセルにおけるエネルギーｚの平
均値Ｅ（ｚ／Ｈ0）は、式２５によって求められる。
均値Ｅ（ｚ／Ｈ0）は、式２５によって求められる。
【００８０】
【数２５】
【００８１】積分の後の誤検出確率ＦF（ｚ）は、式２
６によって求められる。
６によって求められる。
【００８２】
【数２６】
【００８３】したがって、閾値決定回路２３において、
式２３の未検出確率Ｆm（ｚ）を式２６の誤検出確率ＦF
（ｚ）と等しくするようにエネルギーｚの値を決定する
ことによって、最適な閾値が得られる。しかしながら、
この複雑な処理は、本発明の実時間処理には適していな
い。したがって、閾値を実時間処理によって決定するた
めに、本発明では、発見的方法（heuristic approach）
を用いている。
式２３の未検出確率Ｆm（ｚ）を式２６の誤検出確率ＦF
（ｚ）と等しくするようにエネルギーｚの値を決定する
ことによって、最適な閾値が得られる。しかしながら、
この複雑な処理は、本発明の実時間処理には適していな
い。したがって、閾値を実時間処理によって決定するた
めに、本発明では、発見的方法（heuristic approach）
を用いている。
【００８４】すなわち、本発明では、信号エネルギー、
すなわち相関器の最大出力が、信号検出の閾値として得
られ、雑音エネルギーが、雑音平均化フィルタの出力と
して得られる。複素信号検出器によって検出される信号
エネルギーは、瞬時の信号エネルギーであり、式２２の
信号エネルギーの概算推定値として用いられる。雑音平
均化フィルタから出力される雑音信号のエネルギーは、
式２５の雑音信号エネルギーの推定値である。実時間適
応の信号分類閾値Ｔscは、式２７に示すように、この信
号エネルギーの推定値と雑音エネルギーの推定値とを平
均化することによって得られる。
すなわち相関器の最大出力が、信号検出の閾値として得
られ、雑音エネルギーが、雑音平均化フィルタの出力と
して得られる。複素信号検出器によって検出される信号
エネルギーは、瞬時の信号エネルギーであり、式２２の
信号エネルギーの概算推定値として用いられる。雑音平
均化フィルタから出力される雑音信号のエネルギーは、
式２５の雑音信号エネルギーの推定値である。実時間適
応の信号分類閾値Ｔscは、式２７に示すように、この信
号エネルギーの推定値と雑音エネルギーの推定値とを平
均化することによって得られる。
【００８５】
【数２７】
【００８６】対応する誤検出確率ＰF（Ｔsc）は、式２
８に示すように、式２６のｚに式２７の閾値Ｔscを代入
することによって求められる。
８に示すように、式２６のｚに式２７の閾値Ｔscを代入
することによって求められる。
【００８７】
【数２８】
【００８８】したがって、本発明では、信号対雑音比
（signal to noise ratio：以下、ＳＮＲという。）の
推定値は、式２９に示すように、ＴSD及び式２５の雑音
信号エネルギーの推定値Ｅ（ｚ／Ｈ0）を用いることに
よって求められる。
（signal to noise ratio：以下、ＳＮＲという。）の
推定値は、式２９に示すように、ＴSD及び式２５の雑音
信号エネルギーの推定値Ｅ（ｚ／Ｈ0）を用いることに
よって求められる。
【００８９】
【数２９】
【００９０】したがって、ＳＮＲの推定値及びそれに対
応する信号分類閾値によって、誤検出事象（false alar
m event）が誤検出率（false alarm rate）で起こる。
この誤検出率は、誤検出確率の逆数である。これに伴
い、前検証（pre-verification）のための信号検出の後
にテストされる不適当なセルの数ＣNは、式３０に示す
ように誤検出確率の関数であり、誤検出率の１又は２倍
と推定される。
応する信号分類閾値によって、誤検出事象（false alar
m event）が誤検出率（false alarm rate）で起こる。
この誤検出率は、誤検出確率の逆数である。これに伴
い、前検証（pre-verification）のための信号検出の後
にテストされる不適当なセルの数ＣNは、式３０に示す
ように誤検出確率の関数であり、誤検出率の１又は２倍
と推定される。
【００９１】
【数３０】
【００９２】式３０におけるこの不適当なセルの数ＣN
は、上述した閾値Ｍに相当する。
は、上述した閾値Ｍに相当する。
【００９３】図２に示すフローチャートのステップＳ１
１において、雑音ビンカウンタ、すなわち不適当なビン
カウンタｍが、上述した式３０によってＣNとして求め
られた閾値Ｍ以上のときは、ステップＳ１２において、
コントローラ１２は、第２のドエルのＳＮＲを一定の閾
値Ｔse2と比較する。ＳＮＲが閾値Ｔse2以上のときは、
コントローラ１２は、サーチ処理を終了し、ステップＳ
１３において、上述した検証論理を実行する。これは、
コントローラ１２が、信頼性のあるＰＮ符号信号（又は
セル）を検出し、その信号（又は判定）の質の信頼性を
テストした後の雑音ビンの適正な数を評価するときに起
こる。
１において、雑音ビンカウンタ、すなわち不適当なビン
カウンタｍが、上述した式３０によってＣNとして求め
られた閾値Ｍ以上のときは、ステップＳ１２において、
コントローラ１２は、第２のドエルのＳＮＲを一定の閾
値Ｔse2と比較する。ＳＮＲが閾値Ｔse2以上のときは、
コントローラ１２は、サーチ処理を終了し、ステップＳ
１３において、上述した検証論理を実行する。これは、
コントローラ１２が、信頼性のあるＰＮ符号信号（又は
セル）を検出し、その信号（又は判定）の質の信頼性を
テストした後の雑音ビンの適正な数を評価するときに起
こる。
【００９４】ステップＳ１２において、第２のドエルの
ＳＮＲが閾値Ｔse2未満のときは、コントローラ１２
は、ステップＳ１８に進み、サーチを続行する。ステッ
プＳ１１において、雑音ビンカウンタｍが閾値Ｍ未満の
ときは、コントローラ１２は、同様に、ステップＳ１８
に進み、サーチを続行する。
ＳＮＲが閾値Ｔse2未満のときは、コントローラ１２
は、ステップＳ１８に進み、サーチを続行する。ステッ
プＳ１１において、雑音ビンカウンタｍが閾値Ｍ未満の
ときは、コントローラ１２は、同様に、ステップＳ１８
に進み、サーチを続行する。
【００９５】ステップＳ１８において、コントローラ１
２は、全てのＰＮ位相がサーチされたかを確認するため
に、現在の位相ｉを、ＰＮ空間全体におけるＰＮ位相の
数ｑと比較する。ここで、上述したように、ＰＮ位相の
数ｑは、チップ分解能によって分割されたＰＮ領域の総
数である。この実施例では、チップの半分の分解能が用
いられる。そして、現在のＰＮ位相ｉが、総数ｑに達す
ると、コントローラ１２は、サーチ処理を終了してステ
ップＳ１３に進み、検証論理を実行した後、処理を終了
する。これは、コントローラ１２が可能な全てのＰＮ空
間をサーチしたことを示しており、この後、コントロー
ラ１２は、信号、すなわち判定の質をテストする。
２は、全てのＰＮ位相がサーチされたかを確認するため
に、現在の位相ｉを、ＰＮ空間全体におけるＰＮ位相の
数ｑと比較する。ここで、上述したように、ＰＮ位相の
数ｑは、チップ分解能によって分割されたＰＮ領域の総
数である。この実施例では、チップの半分の分解能が用
いられる。そして、現在のＰＮ位相ｉが、総数ｑに達す
ると、コントローラ１２は、サーチ処理を終了してステ
ップＳ１３に進み、検証論理を実行した後、処理を終了
する。これは、コントローラ１２が可能な全てのＰＮ空
間をサーチしたことを示しており、この後、コントロー
ラ１２は、信号、すなわち判定の質をテストする。
【００９６】一方、現在のＰＮ位相ｉが、総数ｑに達し
ていないときは、ステップＳ１３において、現在の位相
ｉは総数ｑに等しくなく、コントローラ１２は、ステッ
プＳ１９に進む。
ていないときは、ステップＳ１３において、現在の位相
ｉは総数ｑに等しくなく、コントローラ１２は、ステッ
プＳ１９に進む。
【００９７】ステップＳ１９において、局部ＰＮ符号信
号の位相が、半チップ分変更（増加又は減少）され、局
部ＰＮ発生器１２において、新たな位相の局部ＰＮ符号
信号が発生され、再び相関が検証される。上述した処理
は、ヒット（hit）するまで、すなわち信号検出閾値Ｔ
sd1に（１−ｘ）を乗算した値が短相関積分区間（short
correlation integration interval）を超えるまで、
繰り返される。
号の位相が、半チップ分変更（増加又は減少）され、局
部ＰＮ発生器１２において、新たな位相の局部ＰＮ符号
信号が発生され、再び相関が検証される。上述した処理
は、ヒット（hit）するまで、すなわち信号検出閾値Ｔ
sd1に（１−ｘ）を乗算した値が短相関積分区間（short
correlation integration interval）を超えるまで、
繰り返される。
【００９８】ステップＳ７において、時刻ｔにおける周
波数領域のエネルギー出力Ｚ1が、（１−ｘ）Ｔsd1以上
のときは、ステップＳ１４に進む。ここで、ｘは１／１
６〜１／８の間の値であり、時刻ｔ−１までにおいて既
に得られた最大エネルギー出力である。ステップＳ１４
において、エネルギー出力Ｚ1、すなわち積分値が第１
の信号検出の値Ｔsd1よりも大きいときは、ステップＳ
１５において、この積分値を第１の信号検出閾値Ｔsd1
とする。また、第１の信号分類閾値Ｔsc1が、更新され
た信号検出閾値Ｔsd1と、雑音推定器から出力される雑
音の推定値との平均値とされる。一方、積分値が、（１
−ｘ）Ｔsd1以上であって、Ｔsd1以下のときは、ステッ
プＳ１５はスキップされ、閾値は更新されない。
波数領域のエネルギー出力Ｚ1が、（１−ｘ）Ｔsd1以上
のときは、ステップＳ１４に進む。ここで、ｘは１／１
６〜１／８の間の値であり、時刻ｔ−１までにおいて既
に得られた最大エネルギー出力である。ステップＳ１４
において、エネルギー出力Ｚ1、すなわち積分値が第１
の信号検出の値Ｔsd1よりも大きいときは、ステップＳ
１５において、この積分値を第１の信号検出閾値Ｔsd1
とする。また、第１の信号分類閾値Ｔsc1が、更新され
た信号検出閾値Ｔsd1と、雑音推定器から出力される雑
音の推定値との平均値とされる。一方、積分値が、（１
−ｘ）Ｔsd1以上であって、Ｔsd1以下のときは、ステッ
プＳ１５はスキップされ、閾値は更新されない。
【００９９】次に、ステップＳ１６において、コントロ
ーラ１２は、第１のドエルから得られたＳＮＲを一定の
閾値Ｔse1と比較する。ＳＮＲが閾値Ｔse1未満のとき
は、ステップＳ１７において、コントローラ１２は、雑
音ビンカウンタ、すなわち不適切なセルカウンタｍを０
にリセットする。そして、上述したように、コントロー
ラ１２は、ステップＳ１８においてｉ＝ｑであるとき
は、サーチ処理を終了し、ステップＳ１３において検証
論理を実行する。これは、コントローラ１２が可能な全
てのＰＮ空間をサーチしたことを示しており、その後、
コントローラ１２は信号、すなわち判定の質をテストす
る。一方、現在のＰＮ位相ｉが、総数ｑに達していない
ときは、ステップＳ１８において現在の位相ｉは総数ｑ
に等しくなく、コントローラ１２はステップＳ１９に進
む。ステップＳ１９において、局部ＰＮ符号信号の位相
が、半チップ分変更され、局部ＰＮ発生器１２におい
て、新たな位相の局部ＰＮ符号信号が発生され、再び相
関が検証される。
ーラ１２は、第１のドエルから得られたＳＮＲを一定の
閾値Ｔse1と比較する。ＳＮＲが閾値Ｔse1未満のとき
は、ステップＳ１７において、コントローラ１２は、雑
音ビンカウンタ、すなわち不適切なセルカウンタｍを０
にリセットする。そして、上述したように、コントロー
ラ１２は、ステップＳ１８においてｉ＝ｑであるとき
は、サーチ処理を終了し、ステップＳ１３において検証
論理を実行する。これは、コントローラ１２が可能な全
てのＰＮ空間をサーチしたことを示しており、その後、
コントローラ１２は信号、すなわち判定の質をテストす
る。一方、現在のＰＮ位相ｉが、総数ｑに達していない
ときは、ステップＳ１８において現在の位相ｉは総数ｑ
に等しくなく、コントローラ１２はステップＳ１９に進
む。ステップＳ１９において、局部ＰＮ符号信号の位相
が、半チップ分変更され、局部ＰＮ発生器１２におい
て、新たな位相の局部ＰＮ符号信号が発生され、再び相
関が検証される。
【０１００】ステップＳ１６において、ＳＮＲが閾値Ｔ
se1よりも大きいときは、ステップＳ２０において、Ｐ
Ｎ符号の位相を変えずに積分（ドエル)区間がＮ２個の
サンプルによって増加される。次に、ステップＳ２１及
びステップＳ２２において、第２の、すなわちＮ２の長
い積分区間において偏相関処理を行うことにより、Ｋ個
の偏相関値が得られる。第１及び第２のドエルの両方か
らＪ＋Ｋ個の偏相関値が得られた後、ステップＳ２３に
おいて、（Ｌ−Ｊ−Ｋ）個の相関バッファＲ（ｊ）に０
を記憶し、ステップＳ２４において、上述したステップ
Ｓ５におけるＡＳＩＣによって、Ｌ個のＦＦＴを計算す
る。ステップＳ２５において、Ｌ個の周波数ビンＳ
（ｎ）における最大エネルギーを選択することによっ
て、ＦＦＴで用いられる周波数領域のエネルギーＺ2が
得られる。ここで、ｎ＝１，２，・・・，Ｌである。
se1よりも大きいときは、ステップＳ２０において、Ｐ
Ｎ符号の位相を変えずに積分（ドエル)区間がＮ２個の
サンプルによって増加される。次に、ステップＳ２１及
びステップＳ２２において、第２の、すなわちＮ２の長
い積分区間において偏相関処理を行うことにより、Ｋ個
の偏相関値が得られる。第１及び第２のドエルの両方か
らＪ＋Ｋ個の偏相関値が得られた後、ステップＳ２３に
おいて、（Ｌ−Ｊ−Ｋ）個の相関バッファＲ（ｊ）に０
を記憶し、ステップＳ２４において、上述したステップ
Ｓ５におけるＡＳＩＣによって、Ｌ個のＦＦＴを計算す
る。ステップＳ２５において、Ｌ個の周波数ビンＳ
（ｎ）における最大エネルギーを選択することによっ
て、ＦＦＴで用いられる周波数領域のエネルギーＺ2が
得られる。ここで、ｎ＝１，２，・・・，Ｌである。
【０１０１】ステップＳ２６において、第２のドエルの
周波数領域のエネルギーである現在の出力Ｚ2が第２の
信号検出閾値Ｔsd2以上のときは、ステップＳ２７にお
いて、現在のエネルギー出力Ｚ2を第２の信号検出閾値
Ｔsd2とする。ステップＳ２８において、上述したステ
ップＳ１５と同様に、第２の信号分類閾値Ｔsc2及び雑
音ビンカウンタの閾値Ｍが更新される。ステップＳ１７
において、雑音ビンカウンタ、すなわち不適切なセル）
カウンタｍを０にリセットする。そして、上述したよう
に、コントローラ１２は、ステップＳ１８においてｉ＝
ｑであるときは、サーチ処理を終了し、ステップＳ１３
において検証論理を実行する。これは、コントローラ１
２が可能な全てのＰＮ空間をサーチしたことを示してお
り、その後、コントローラ１２は信号、すなわち判定の
質をテストする。一方、現在のＰＮ位相ｉが、総数ｑに
達していないときは、ステップＳ１８においてｉ＝ｑと
はならず、コントローラ１２は、ステップＳ１９に進
む。ステップＳ１９において、局部ＰＮ符号の位相が、
半チップ分変更され、局部ＰＮ発生器１２において、新
たな位相の局部ＰＮ符号信号が発生され、再び相関が検
証される。したがって、適切なセル候補が検出され、信
頼性の確認のために、この適切なセル候補の後の不適切
なセルの数が数えられる。
周波数領域のエネルギーである現在の出力Ｚ2が第２の
信号検出閾値Ｔsd2以上のときは、ステップＳ２７にお
いて、現在のエネルギー出力Ｚ2を第２の信号検出閾値
Ｔsd2とする。ステップＳ２８において、上述したステ
ップＳ１５と同様に、第２の信号分類閾値Ｔsc2及び雑
音ビンカウンタの閾値Ｍが更新される。ステップＳ１７
において、雑音ビンカウンタ、すなわち不適切なセル）
カウンタｍを０にリセットする。そして、上述したよう
に、コントローラ１２は、ステップＳ１８においてｉ＝
ｑであるときは、サーチ処理を終了し、ステップＳ１３
において検証論理を実行する。これは、コントローラ１
２が可能な全てのＰＮ空間をサーチしたことを示してお
り、その後、コントローラ１２は信号、すなわち判定の
質をテストする。一方、現在のＰＮ位相ｉが、総数ｑに
達していないときは、ステップＳ１８においてｉ＝ｑと
はならず、コントローラ１２は、ステップＳ１９に進
む。ステップＳ１９において、局部ＰＮ符号の位相が、
半チップ分変更され、局部ＰＮ発生器１２において、新
たな位相の局部ＰＮ符号信号が発生され、再び相関が検
証される。したがって、適切なセル候補が検出され、信
頼性の確認のために、この適切なセル候補の後の不適切
なセルの数が数えられる。
【０１０２】ステップＳ２６において、第２のドエルの
周波数領域のエネルギーである現在の出力Ｚ2が第２の
信号検出の閾値Ｔsd2未満のときは、ステップＳ２９に
おいて、コントローラ１２は、現在のエネルギー出力Ｚ
2を信号分類閾値Ｔsc2と比較する。この信号分類閾値Ｔ
sc2は、雑音の推定値と信号検出閾値Ｔsd2の間の最適の
閾値である。現在のエネルギー出力Ｚ2が信号分類閾値
Ｔsc2以上のときは、ステップＳ１７において、雑音ビ
ンカウンタ、すなわち不適切なセルカウンタｍを０にリ
セットする。そして、上述したように、コントローラ１
２は、ステップＳ１８においてｉ＝ｑであるときは、サ
ーチ処理を終了し、ステップＳ１３において検証論理を
実行する。これは、コントローラ１２が可能な全てのＰ
Ｎ空間をサーチしたことを示しており、その後、コント
ローラ１２は信号、すなわち判定の質をテストする。一
方、現在のＰＮ位相ｉが、総数ｑに達していないとき
は、ステップＳ１８においてｉ＝ｑとはならず、コント
ローラ１２は、ステップＳ１９に進む。ステップＳ１９
において、局部ＰＮ符号の位相が、半チップ分変更さ
れ、局部ＰＮ発生器１２において、新たな位相の局部Ｐ
Ｎ符号信号が発生され、再び相関が検証される。
周波数領域のエネルギーである現在の出力Ｚ2が第２の
信号検出の閾値Ｔsd2未満のときは、ステップＳ２９に
おいて、コントローラ１２は、現在のエネルギー出力Ｚ
2を信号分類閾値Ｔsc2と比較する。この信号分類閾値Ｔ
sc2は、雑音の推定値と信号検出閾値Ｔsd2の間の最適の
閾値である。現在のエネルギー出力Ｚ2が信号分類閾値
Ｔsc2以上のときは、ステップＳ１７において、雑音ビ
ンカウンタ、すなわち不適切なセルカウンタｍを０にリ
セットする。そして、上述したように、コントローラ１
２は、ステップＳ１８においてｉ＝ｑであるときは、サ
ーチ処理を終了し、ステップＳ１３において検証論理を
実行する。これは、コントローラ１２が可能な全てのＰ
Ｎ空間をサーチしたことを示しており、その後、コント
ローラ１２は信号、すなわち判定の質をテストする。一
方、現在のＰＮ位相ｉが、総数ｑに達していないとき
は、ステップＳ１８においてｉ＝ｑとはならず、コント
ローラ１２は、ステップＳ１９に進む。ステップＳ１９
において、局部ＰＮ符号の位相が、半チップ分変更さ
れ、局部ＰＮ発生器１２において、新たな位相の局部Ｐ
Ｎ符号信号が発生され、再び相関が検証される。
【０１０３】一方、ステップＳ２９において、信号エネ
ルギー、すなわち最大周波数ビンの出力Ｚ2が信号分類
閾値Ｔsc2未満のときは、ステップＳ３０において、周
波数領域のエネルギー出力Ｚ2を雑音推定器（例えば１
極のＩＩＲ回路又は平均化回路）に供給することによっ
て、第２のドエルの雑音の推定値が更新される。そし
て、上述したように、ステップＳ１０において、雑音ビ
ンカウンタｍが、１増加される。ステップＳ１１におい
て、この雑音ビンカウンタｍが、閾値Ｍと比較される。
ステップＳ１１において、雑音ビンカウンタ、すなわち
不適切なビンカウンタｍが閾値Ｍ以上のときは、ステッ
プＳ１２において、コントローラ１２は、第２のドエル
のＳＮＲを一定の閾値Ｔse2と比較する。
ルギー、すなわち最大周波数ビンの出力Ｚ2が信号分類
閾値Ｔsc2未満のときは、ステップＳ３０において、周
波数領域のエネルギー出力Ｚ2を雑音推定器（例えば１
極のＩＩＲ回路又は平均化回路）に供給することによっ
て、第２のドエルの雑音の推定値が更新される。そし
て、上述したように、ステップＳ１０において、雑音ビ
ンカウンタｍが、１増加される。ステップＳ１１におい
て、この雑音ビンカウンタｍが、閾値Ｍと比較される。
ステップＳ１１において、雑音ビンカウンタ、すなわち
不適切なビンカウンタｍが閾値Ｍ以上のときは、ステッ
プＳ１２において、コントローラ１２は、第２のドエル
のＳＮＲを一定の閾値Ｔse2と比較する。
【０１０４】ＳＮＲが閾値Ｔse2以上のときは、コント
ローラ１２は、サーチ処理を終了し、ステップＳ１３に
おいて、上述した検証論理を実行する。これは、コント
ローラ１２が、信頼性のあるＰＮ符号信号（又はセル）
を検出し、その信号（又は判定）の質の信頼性をテスト
した後の雑音ビンの適正な数を評価するときに起こる。
ローラ１２は、サーチ処理を終了し、ステップＳ１３に
おいて、上述した検証論理を実行する。これは、コント
ローラ１２が、信頼性のあるＰＮ符号信号（又はセル）
を検出し、その信号（又は判定）の質の信頼性をテスト
した後の雑音ビンの適正な数を評価するときに起こる。
【０１０５】ステップＳ１２において、ＳＮＲが閾値Ｔ
se2未満のときは、コントローラ１２は、ステップＳ１
８に進む。ステップＳ１１において、雑音ビンカウンタ
ｍが閾値Ｍ未満のときは、コントローラ１２は、同様
に、ステップＳ１８に進み、サーチを続行する。
se2未満のときは、コントローラ１２は、ステップＳ１
８に進む。ステップＳ１１において、雑音ビンカウンタ
ｍが閾値Ｍ未満のときは、コントローラ１２は、同様
に、ステップＳ１８に進み、サーチを続行する。
【０１０６】ステップＳ１８において、コントローラ１
２は、全てのＰＮ位相がサーチされたかどうかを確認す
るために、現在の位相ｉを、ＰＮ空間全体におけるＰＮ
位相の数ｑと比較する。ＰＮ位相の数ｑは、チップ分解
能によって分割されたＰＮ領域の総数のことである。こ
の実施例では、チップの半分の分解能が用いられる。そ
して、現在のＰＮ位相ｉが、総数ｑに達すると、コント
ローラ１２は、サーチ処理を終了してステップＳ１３に
進み、検証論理を実行した後、処理を終了する。これ
は、コントローラ１２が可能な全てのＰＮ領域をサーチ
したことを示しており、この後、コントローラ１２は信
号、すなわち判定の質をテストする。
２は、全てのＰＮ位相がサーチされたかどうかを確認す
るために、現在の位相ｉを、ＰＮ空間全体におけるＰＮ
位相の数ｑと比較する。ＰＮ位相の数ｑは、チップ分解
能によって分割されたＰＮ領域の総数のことである。こ
の実施例では、チップの半分の分解能が用いられる。そ
して、現在のＰＮ位相ｉが、総数ｑに達すると、コント
ローラ１２は、サーチ処理を終了してステップＳ１３に
進み、検証論理を実行した後、処理を終了する。これ
は、コントローラ１２が可能な全てのＰＮ領域をサーチ
したことを示しており、この後、コントローラ１２は信
号、すなわち判定の質をテストする。
【０１０７】一方、現在のＰＮ位相ｉが、総数ｑに達し
ていないときは、ステップＳ１８において、ｉ＝ｑとな
らず、ステップＳ１９に進む。
ていないときは、ステップＳ１８において、ｉ＝ｑとな
らず、ステップＳ１９に進む。
【０１０８】以上の説明でも明らかなように、本発明で
は、受信した入力信号を、局部ＰＮ符号の全て可能な符
号位置において逐次比較して、検出出力信号が閾値を超
える度に、対応する閾値及び最大検出出力信号を更新す
る。この処理を、相関のあるエネルギー出力がサーチ処
理を終了するための条件を満たすか、又はＰＮ空間全体
をサーチするまで、繰り返す。この結果、条件が満たさ
れたとき、又はＰＮ空間全体をサーチしたときに、信号
エネルギーが最大となる位相を有する配列の局部ＰＮ符
号が、適切な局部ＰＮ符号の候補として選出される。
は、受信した入力信号を、局部ＰＮ符号の全て可能な符
号位置において逐次比較して、検出出力信号が閾値を超
える度に、対応する閾値及び最大検出出力信号を更新す
る。この処理を、相関のあるエネルギー出力がサーチ処
理を終了するための条件を満たすか、又はＰＮ空間全体
をサーチするまで、繰り返す。この結果、条件が満たさ
れたとき、又はＰＮ空間全体をサーチしたときに、信号
エネルギーが最大となる位相を有する配列の局部ＰＮ符
号が、適切な局部ＰＮ符号の候補として選出される。
【０１０９】次に、ステップＳ１３における検証論理に
ついて説明する。フーリエ変換補助連続相関検出（ＦＴ
ＡＣＭＳＣ）処理においてＰＮ符号信号の位相が選択さ
れた後、その選択の信頼性を高めるために、検証処理が
行われる。信頼性が許容レベルに達しない場合、即座に
サーチ処理が再開される。検証論理は、以下のようなス
テップを有する。
ついて説明する。フーリエ変換補助連続相関検出（ＦＴ
ＡＣＭＳＣ）処理においてＰＮ符号信号の位相が選択さ
れた後、その選択の信頼性を高めるために、検証処理が
行われる。信頼性が許容レベルに達しない場合、即座に
サーチ処理が再開される。検証論理は、以下のようなス
テップを有する。
【０１１０】１．受信機の局部ＰＮ符号の位相をＦＴＡ
ＣＭＳＣ処理で選択されたＰＮ符号の位相に一致、すな
わち時間差を調節する。
ＣＭＳＣ処理で選択されたＰＮ符号の位相に一致、すな
わち時間差を調節する。
【０１１１】２．Ｌ個の相関値を求める。
【０１１２】３．ハードウェアにおいて、適切な０挿入
を伴うＬ個のＦＦＴを計算する。
を伴うＬ個のＦＦＴを計算する。
【０１１３】４．最大値Ｙｍａｘｊを記憶する。
【０１１４】５．ｋ個の最大値Ｙｍａｘｊがメモリバッ
ファに記憶されるまで上記ステップを繰り返す。すなわ
ち、Ｙｍａｘ＝（Ｙｍａｘ１，Ｙｍａｘ２，・・・，Ｙ
ｍａｘｋ）とする。
ファに記憶されるまで上記ステップを繰り返す。すなわ
ち、Ｙｍａｘ＝（Ｙｍａｘ１，Ｙｍａｘ２，・・・，Ｙ
ｍａｘｋ）とする。
【０１１５】６．Ｙｍａｘの各要素を、第２のドエルで
得られた最大値ＴSD2と比較する。すなわちＹｍａｘ＞
Ｔｈｒｅｓｈ＊ＴSD2かを判定する。
得られた最大値ＴSD2と比較する。すなわちＹｍａｘ＞
Ｔｈｒｅｓｈ＊ＴSD2かを判定する。
【０１１６】７．この判定結果を得るために用いられる
ｋの値及び閾値は、例えばｋ＝５、閾値＝０．８であ
る。
ｋの値及び閾値は、例えばｋ＝５、閾値＝０．８であ
る。
【０１１７】次に、周波数オフセットがある状態におけ
る周波数の推定方法について説明する。ＦＴＡＣＭＳＣ
のアルゴリズムにおけるＦＦＴの計算によって、信号の
振幅（magnitude）とその振幅に関係した周波数オフセ
ットの両方が得られる。ＦＦＴの出力ベクトルの最大要
素が検出し、検出されたときが、周波数オフセットを推
定するためのインデックス（index）とされる。ＦＦＴ
は、それのみで離散周波数におけるエネルギーを累積す
る。したがって、単一のＦＦＴの周波数分解は、ＦＦＴ
の範囲とそのサンプリング周波数の関数である。検証論
理によって、受信信号の振幅及び周波数のｋ個の推定値
が得られ、これら推定値は、推定を向上させるために用
いることができる。より良い周波数分解を得るために、
適切な周波数ビンが平均化される。最大エネルギーが検
出された推定周波数ビンＫによって、周波数オフセット
ｆ’が（Ｋ＜（Ｌ／２））である場合、式３１又は式３
２に示すように推定される。
る周波数の推定方法について説明する。ＦＴＡＣＭＳＣ
のアルゴリズムにおけるＦＦＴの計算によって、信号の
振幅（magnitude）とその振幅に関係した周波数オフセ
ットの両方が得られる。ＦＦＴの出力ベクトルの最大要
素が検出し、検出されたときが、周波数オフセットを推
定するためのインデックス（index）とされる。ＦＦＴ
は、それのみで離散周波数におけるエネルギーを累積す
る。したがって、単一のＦＦＴの周波数分解は、ＦＦＴ
の範囲とそのサンプリング周波数の関数である。検証論
理によって、受信信号の振幅及び周波数のｋ個の推定値
が得られ、これら推定値は、推定を向上させるために用
いることができる。より良い周波数分解を得るために、
適切な周波数ビンが平均化される。最大エネルギーが検
出された推定周波数ビンＫによって、周波数オフセット
ｆ’が（Ｋ＜（Ｌ／２））である場合、式３１又は式３
２に示すように推定される。
【０１１８】
【数３１】
【０１１９】
【数３２】
【０１２０】ここで、Ｔｃは、ＰＮチップ期間であり、
Ｎｐは、相関値の推定に用いられる偏相関の長さであ
る。周波数オフセットを推定することによって、周波数
オフセットが考慮されるので、受信機による同期捕捉が
正確に行われる。
Ｎｐは、相関値の推定に用いられる偏相関の長さであ
る。周波数オフセットを推定することによって、周波数
オフセットが考慮されるので、受信機による同期捕捉が
正確に行われる。
【０１２１】ところで、予測される周波数オフセット
が、Ｌ／２である曖昧な（ambiguity）境界に近づく場
合には、更なる論理が必要とされることもあるが、この
実施例では、周波数オフセットが−１６ＫＨｚ〜＋１６
ＫＨｚの範囲内にあるので、更なる論理は必要とされな
い。
が、Ｌ／２である曖昧な（ambiguity）境界に近づく場
合には、更なる論理が必要とされることもあるが、この
実施例では、周波数オフセットが−１６ＫＨｚ〜＋１６
ＫＨｚの範囲内にあるので、更なる論理は必要とされな
い。
【０１２２】したがって、本発明は、特に周波数オフセ
ットがある状態においても、従来の同期捕捉装置よりも
優れた同期捕捉装置を提供することができる。
ットがある状態においても、従来の同期捕捉装置よりも
優れた同期捕捉装置を提供することができる。
【０１２３】
【発明の効果】以上の説明でも明らかなように、本発明
では、符号分割多元接続信号を受信し、受信された符号
分割多元接続信号から拡散符号信号を抽出する。また、
局部拡散符号信号を発生する。抽出された拡散符号信号
と局部拡散符号信号間の周波数オフセットを検出して、
受信された符号分割多元接続信号が適切な伝送信号かを
判定し、受信された符号分割多元接続信号をデコードす
る。これにより、本発明は、符号分割多元接続方式及び
スペクトラム拡散通信方式において、適応的に同期捕捉
を行うより優れた同期捕捉装置を提供することができ
る。また、周波数にオフセットがある環境においても、
適応的に同期捕捉を行うことができる。また、同期検出
の確率を高めるとともに、誤検出確率を低減して、適応
的に同期捕捉を行うことができる。また、本発明では、
周波数オフセットを推定するためにフーリエ変換を用
い、これにより、同期検出の確率を高めるとともに、誤
検出確率を低減することができる。
では、符号分割多元接続信号を受信し、受信された符号
分割多元接続信号から拡散符号信号を抽出する。また、
局部拡散符号信号を発生する。抽出された拡散符号信号
と局部拡散符号信号間の周波数オフセットを検出して、
受信された符号分割多元接続信号が適切な伝送信号かを
判定し、受信された符号分割多元接続信号をデコードす
る。これにより、本発明は、符号分割多元接続方式及び
スペクトラム拡散通信方式において、適応的に同期捕捉
を行うより優れた同期捕捉装置を提供することができ
る。また、周波数にオフセットがある環境においても、
適応的に同期捕捉を行うことができる。また、同期検出
の確率を高めるとともに、誤検出確率を低減して、適応
的に同期捕捉を行うことができる。また、本発明では、
周波数オフセットを推定するためにフーリエ変換を用
い、これにより、同期検出の確率を高めるとともに、誤
検出確率を低減することができる。
【図１】本発明を適用した同期捕捉装置の構成を示す図
である。
である。
【図２】本発明を適用した同期捕捉装置に用いられるフ
ーリエ変換補助連続相関検出同期捕捉のアルゴリズムを
示すフローチャートである。
ーリエ変換補助連続相関検出同期捕捉のアルゴリズムを
示すフローチャートである。
【図３】ハードウェアにおける高速フーリエ変換の実行
を示す図である。
を示す図である。
【図４】離散系における複素信号検出器の構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図５】高速フーリエ変換を実行する際に用いられる処
理を表す図である。
理を表す図である。
【図６】従来のシングルドエルスライド捕捉法を採用し
た同期装置の構成を示すブロック図である。
た同期装置の構成を示すブロック図である。
１１ 乗算器、１２ コントローラ、１３ 局部ＰＮ符
号発生器
号発生器
Claims (19)
- 【請求項１】 符号分割多元接続信号のサーチ及び捕捉
方法において、 上記符号分割多元接続信号を受信するステップと、 上記受信された符号分割多元接続信号から拡散符号信号
を抽出するステップと、 局部拡散符号信号を発生するステップと、 上記抽出された拡散符号信号と局部拡散符号信号間の周
波数オフセットを検出するステップと、 上記受信された符号分割多元接続信号が適切な伝送信号
かを判定するステップと、 上記受信された符号分割多元接続信号をデコードするス
テップとを有する符号分割多元接続信号のサーチ及び捕
捉方法。 - 【請求項２】 上記抽出された拡散符号信号と局部拡散
符号信号間の偏相関を第１の高速フーリエ変換処理によ
って求めるステップを有する請求項１記載の符号分割多
元接続信号のサーチ及び捕捉方法。 - 【請求項３】 上記第１の高速フーリエ変換処理は、ビ
ットシフトと加算を行うハードウェアによって実行され
ることを特徴とする請求項２記載の符号分割多元接続信
号のサーチ及び捕捉方法。 - 【請求項４】 第１の信号対雑音比を推定するために、
上記第１の高速フーリエ変換処理において、短い相関距
離を用いるステップと、 第２の信号対雑音比を推定するために、上記短い相関距
離を用いた第１の高速フーリエ変換処理の結果に基づい
て長い相関距離を用いた第２の高速フーリエ変換処理を
行うかを決定するステップとを有する請求項２記載の符
号分割多元接続信号のサーチ及び捕捉方法。 - 【請求項５】 上記推定された第２の信号対雑音比に基
づいて、サーチ動作の停止を決定するステップを有する
請求項４記載の符号分割多元接続信号のサーチ及び捕捉
方法。 - 【請求項６】 上記推定された第２の信号対雑音比に基
づいて、サーチ率を決定するステップを有する請求項４
記載の符号分割多元接続信号のサーチ及び捕捉方法。 - 【請求項７】 符号分割多元接続信号のサーチ及び捕捉
装置において、 上記符号分割多元接続信号を受信する受信手段と、 上記受信手段で受信された符号分割多元接続信号から拡
散符号信号を抽出する抽出手段と、 局部拡散符号信号を発生する信号発生手段と、 上記抽出手段で抽出された拡散符号信号と上記信号発生
手段で発生された局部拡散符号信号間の周波数オフセッ
トを検出する検出手段と、 上記受信された符号分割多元接続信号が適切な伝送信
号かを判定する判定手段と、 上記受信手段で受信された符号分割多元接続信号をデコ
ードするデコード手段とを備える符号分割多元接続信号
のサーチ及び捕捉装置。 - 【請求項８】 上記検出手段は、上記抽出手段で抽出さ
れた拡散符号信号と上記信号発生手段で発生された局部
拡散符号信号間の偏相関を第１の高速フーリエ変換処理
によって求めることを特徴とする請求項７記載の符号分
割多元接続信号のサーチ及び捕捉装置。 - 【請求項９】 上記第１の高速フーリエ変換処理を実行
するハードウェアで構成された高速フーリエ変換手段を
備えることを特徴とする請求項８記載の符号分割多元接
続信号のサーチ及び捕捉装置。 - 【請求項１０】 上記高速フーリエ変換手段は、シフト
手段と加算手段で構成されていることを特徴とする請求
項９記載の符号分割多元接続信号のサーチ及び捕捉装
置。 - 【請求項１１】 上記検出手段は、第１の信号対雑音比
を推定するために、上記第１の高速フーリエ変換処理に
おいて、短い相関距離を用い、 上記短い相関距離を用いた第１の高速フーリエ変換処理
の結果に基づいて、長い相関距離を用いた第２の高速フ
ーリエ変換処理を行うかを決定する決定手段を備える請
求項８記載の符号分割多元接続信号のサーチ及び捕捉装
置。 - 【請求項１２】 上記検出手段は、第２の信号対雑音比
を推定するために、上記長い相関距離を用いることを特
徴とする請求項１１記載の符号分割多元接続信号のサー
チ及び捕捉装置。 - 【請求項１３】 上記推定された第２の信号対雑音比に
基づいて、サーチ動作の停止を決定する手段を備える請
求項１２記載の符号分割多元接続信号のサーチ及び捕捉
装置。 - 【請求項１４】 上記推定された第２の信号対雑音比に
基づいて、サーチ率を決定する手段を備える請求項１２
記載の符号分割多元接続信号のサーチ及び捕捉装置。 - 【請求項１５】 周波数オフセットがある状態における
符号分割多元接続信号のサーチ及び捕捉方法において、 上記符号分割多元接続信号を受信するステップと、 上記受信された符号分割多元接続信号から拡散符号信号
を抽出するステップと、 局部拡散符号信号を発生するステップと、 ビットシフトと加算を行うハードウェアにおいて高速フ
ーリエ変換処理を実行するステップと、 上記高速フーリエ変換処理の結果を用いて、上記抽出さ
れた拡散符号信号と局部拡散符号信号間の周波数オフセ
ットを検出するステップと、 上記抽出された拡散符号信号が適切な拡散符号かを判定
するステップと、 上記受信された符号分割多元接続信号をデコードするス
テップとを有する符号分割多元接続信号のサーチ及び捕
捉方法。 - 【請求項１６】 第１の信号対雑音比を推定するため
に、上記第１の高速フーリエ変換処理において、短い相
関距離を用いるステップと、 第２の信号対雑音比を推定するために、上記短い相関距
離を用いた第１の高速フーリエ変換処理の結果に基づい
て長い相関距離を用いた第２の高速フーリエ変換処理を
行うかを決定するステップとを有する請求項１５記載の
符号分割多元接続信号のサーチ及び捕捉方法。 - 【請求項１７】 周波数オフセットがある状態における
符号分割多元接続信号のサーチ及び捕捉装置において、 上記符号分割多元接続信号を受信する受信手段と、 上記受信手段で受信された符号分割多元接続信号から拡
散符号信号を抽出する抽出手段と、 局部拡散符号信号を発生する信号発生手段と、 高速フーリエ変換処理を実行するためのビットシフタと
加算器で構成された高速フーリエ変換手段と、 上記高速フーリエ変換手段で求められた上記抽出手段で
抽出された拡散符号信号と上記信号発生手段で発生され
た局部拡散符号信号間の偏相関を用いて、上記抽出され
た拡散符号信号と上記局部拡散符号信号間の周波数オフ
セットを検出する検出手段と、 上記高速フーリエ変換手段の結果に基づいて、上記抽出
手段で抽出された拡散符号が適切な拡散符号かを判定す
る判定手段と、 上記受信手段で受信された符号分割多元接続信号をデコ
ードするデコード手段とを備える符号分割多元接続信号
のサーチ及び捕捉装置。 - 【請求項１８】 上記検出手段は、第１の信号対雑音比
を推定するために、上記第１の高速フーリエ変換処理に
おいて、短い相関距離を用い、 上記短い相関距離を用いた第１の高速フーリエ変換処理
の結果に基づいて、長い相関距離を用いた第２の高速フ
ーリエ変換処理を行うかを決定する決定手段を備える請
求項１７記載の符号分割多元接続信号のサーチ及び捕捉
装置。 - 【請求項１９】 白色ガウス雑音がある状態においても
動作することを特徴とする請求項１７記載の符号分割多
元接続信号のサーチ及び捕捉装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/047679 | 1998-03-25 | ||
| US09/047,679 US6363049B1 (en) | 1998-03-25 | 1998-03-25 | Adaptive acquisition system for CDMA and spread spectrum systems compensating for frequency offset and noise |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11313382A true JPH11313382A (ja) | 1999-11-09 |
| JP4253066B2 JP4253066B2 (ja) | 2009-04-08 |
Family
ID=21950339
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP08246899A Expired - Lifetime JP4253066B2 (ja) | 1998-03-25 | 1999-03-25 | 符号分割多元接続信号のサーチ及び捕捉方法並びに装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6363049B1 (ja) |
| EP (2) | EP0945994B1 (ja) |
| JP (1) | JP4253066B2 (ja) |
| KR (1) | KR100473679B1 (ja) |
| CN (1) | CN1134924C (ja) |
| DE (1) | DE69919924T2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7120192B2 (en) | 2000-02-16 | 2006-10-10 | Nec Corporation | Spectrum spread communication synchronization establishing apparatus using frequency offset and receiver with the same |
Families Citing this family (35)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6965630B1 (en) * | 2000-10-10 | 2005-11-15 | Freescale Semiconductor, Inc. | Mode Controller for signal acquisition and tracking in an ultra wideband communication system |
| JP3251261B2 (ja) * | 1999-04-21 | 2002-01-28 | エヌイーシーモバイリング株式会社 | Ｃｄｍａ受信装置 |
| JP2001061176A (ja) * | 1999-08-20 | 2001-03-06 | Pioneer Electronic Corp | 通信装置 |
| FI20002134A7 (fi) | 2000-02-09 | 2001-08-10 | Nokia Networks Oy | Koodisynkronointimenetelmä ja vastaanotin |
| FI20000273L (fi) * | 2000-02-09 | 2001-08-10 | Nokia Networks Oy | Menetelmä suorittaa koodisynkronointi ja vastaanotin |
| US6735243B1 (en) * | 2000-11-08 | 2004-05-11 | Nokia Corporation | Method, apparatus and system for fast acquisition of a spread spectrum signal |
| GB2369017B8 (en) * | 2000-11-10 | 2006-04-06 | Ubinetics Ltd | Time alignment |
| US6965632B2 (en) * | 2001-06-08 | 2005-11-15 | Sony Corporation | Method and apparatus for using adaptive threshold with initial acquisition |
| KR100869500B1 (ko) * | 2001-12-29 | 2008-11-19 | 엘지전자 주식회사 | 통신 시스템에서 주파수 에러 정정 장치 및 방법 |
| US20060129410A1 (en) * | 2002-07-05 | 2006-06-15 | Sam Reisenfeld | Frequency estimation |
| US7042961B2 (en) * | 2002-07-12 | 2006-05-09 | Applied Micro Circuits Corporation | Full rate error detection circuit for use with external circuitry |
| RU2234135C1 (ru) * | 2003-02-27 | 2004-08-10 | Закрытое акционерное общество "КАСИСС" | Устройство охранной сигнализации |
| US7221696B1 (en) * | 2003-03-03 | 2007-05-22 | Itt Manufacturing Enterprises, Inc. | Communication system and method for acquiring pseudonoise codes or carrier signals under conditions of relatively large chip rate uncertainty |
| US7292619B2 (en) * | 2003-03-03 | 2007-11-06 | Mitsubishi Electric Research Laboratories | Method and system for acquiring ultra-wide-bandwidth communications signals using sequential block searches |
| KR100523671B1 (ko) * | 2003-04-30 | 2005-10-24 | 매그나칩 반도체 유한회사 | 이중 게이트절연막을 구비하는 씨모스 이미지 센서 및그의 제조 방법 |
| KR100620889B1 (ko) | 2004-07-28 | 2006-09-19 | 한국과학기술원 | 어림 최대 비슷함 비율을 이용한 부호획득 기법 |
| FR2875658B1 (fr) * | 2004-09-21 | 2007-03-02 | Commissariat Energie Atomique | Estimation du rapport signal a interference plus bruit en sortie d'un recepteur ofdm-cdma. |
| US7720162B2 (en) * | 2005-03-10 | 2010-05-18 | Qualcomm Incorporated | Partial FFT processing and demodulation for a system with multiple subcarriers |
| US7561615B2 (en) | 2005-03-18 | 2009-07-14 | Interdigital Technology Corporation | Method and apparatus for compensating for phase noise of symbols spread with a long spreading code |
| US20060222056A1 (en) * | 2005-03-29 | 2006-10-05 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | Base station device |
| KR100821938B1 (ko) * | 2006-04-14 | 2008-04-15 | 삼성전자주식회사 | 무선통신시스템에서 상향링크 주파수 옵셋 추정 장치 및방법 |
| US7864898B2 (en) * | 2006-05-17 | 2011-01-04 | Sirf Technology Holdings, Inc. | Systems and methods for signal acquistion in navigational satellite signal receivers |
| CN101192881A (zh) * | 2006-11-30 | 2008-06-04 | 昂达博思公司 | 用于快速上行链路空中接口同步的系统和方法 |
| US20090041096A1 (en) * | 2007-08-02 | 2009-02-12 | Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. | Efficient synchronization of a spread spectrum signal in the presence of delay and frequency uncertainty |
| US7937741B2 (en) * | 2007-09-29 | 2011-05-03 | Intel Corporation | Platform noise estimation and mitigation |
| US8300675B2 (en) * | 2009-05-13 | 2012-10-30 | Her Majesty The Queen In Right Of Canada, As Represented By The Minister Of Industry, Through The Communications Research Centre Canada | Spreading code acquisition for direct sequence spread spectrum signals |
| KR101606598B1 (ko) | 2009-09-30 | 2016-03-25 | 한국전자통신연구원 | 특이값 분해를 이용한 백색가우시안 잡음대역 결정 시스템 및 그 방법 |
| CN101944930B (zh) * | 2010-07-16 | 2013-11-13 | 北京交通大学 | 一种能量检测的方法和装置 |
| US9143190B2 (en) * | 2013-03-11 | 2015-09-22 | Freescale Semiconductor,Inc | System and method for demodulating an incoming signal |
| FR3045167B1 (fr) * | 2015-12-11 | 2018-01-26 | Thales | Procedes et dispositifs de validation de synchronisation entre un recepteur de geolocalisation et un satellite emetteur |
| KR101811221B1 (ko) * | 2016-02-17 | 2017-12-21 | 주식회사 이노와이어리스 | 신호 분석기의 ｗｃｄｍａ 신호 타이밍 오프셋 처리 방법 |
| KR101779584B1 (ko) * | 2016-04-29 | 2017-09-18 | 경희대학교 산학협력단 | 복잡도 감소에 기반한 ds-cdma 시스템에서의 원신호 복원 방법 |
| CN106230468A (zh) * | 2016-09-13 | 2016-12-14 | 成都创慧科达科技有限公司 | 一种基于超宽带技术的无线传感器网络系统 |
| US10735046B1 (en) | 2019-10-10 | 2020-08-04 | United States Government As Represented By The Secretary Of The Navy | Method of spread code acquisition using phase multiplexed shuffled correlation and concurrent two parameter alignment screening |
| KR102614178B1 (ko) | 2020-11-04 | 2023-12-15 | 한국전자통신연구원 | 무선 통신 시스템에서의 무선 신호 수신 방법 및 장치 |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4701934A (en) * | 1985-09-03 | 1987-10-20 | Motorola, Inc. | Method of doppler searching in a digital GPS receiver |
| US5175743A (en) * | 1991-11-22 | 1992-12-29 | Bell Communications Research, Inc. | Spread-time code division multiple access technique with arbitrary spectral shaping |
| US5579338A (en) * | 1992-06-29 | 1996-11-26 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Spread spectrum receiver using partial correlations |
| DE4318368C1 (de) * | 1993-05-28 | 1994-07-14 | Siemens Ag | Verfahren zum Gewinnen eines einen Ausfall der Synchronisation zwischen einer Pseudozufallssignalfolge eines Senders und einer Referenz-Pseudozufallssignalfolge eines Empfängers anzeigenden Signals |
| US5440597A (en) * | 1993-11-23 | 1995-08-08 | Nokia Mobile Phones Ltd. | Double dwell maximum likelihood acquisition system with continuous decision making for CDMA and direct spread spectrum system |
| US5577022A (en) * | 1994-11-22 | 1996-11-19 | Qualcomm Incorporated | Pilot signal searching technique for a cellular communications system |
| US5732111A (en) * | 1995-12-06 | 1998-03-24 | Rockwell International Corporation | Frequency error compensation for direct sequence spread spectrum systems |
| US6097770A (en) * | 1996-10-31 | 2000-08-01 | Lucent Technologies Inc. | Frequency offset estimation for wireless systems based on channel impulse response |
| US6005889A (en) * | 1997-07-17 | 1999-12-21 | Nokia | Pseudo-random noise detector for signals having a carrier frequency offset |
| US6055264A (en) * | 1997-08-01 | 2000-04-25 | Nokia Mobile Phones Limited | Method and apparatus for fast acquisition and multipath search in a spread spectrum system |
| US6144691A (en) * | 1997-09-30 | 2000-11-07 | Nokia Mobile Phones Limited | Method and apparatus for synchronizing to a direct sequence spread spectrum signal |
| US6091703A (en) * | 1997-10-10 | 2000-07-18 | Trw Inc. | Bulk despreading of multiple independent CDMA sources |
| US6266361B1 (en) * | 1998-07-21 | 2001-07-24 | Chung-Shan Institute Of Science And Technology | Method and architecture for correcting carrier frequency offset and spreading code timing offset in a direct sequence spread spectrum communication system |
-
1998
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-
1999
- 1999-03-17 EP EP99302064A patent/EP0945994B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1999-03-17 EP EP04011029A patent/EP1447917A1/en not_active Ceased
- 1999-03-17 DE DE69919924T patent/DE69919924T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1999-03-23 KR KR10-1999-0009807A patent/KR100473679B1/ko not_active Expired - Lifetime
- 1999-03-25 JP JP08246899A patent/JP4253066B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1999-03-25 CN CNB99104519XA patent/CN1134924C/zh not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7120192B2 (en) | 2000-02-16 | 2006-10-10 | Nec Corporation | Spectrum spread communication synchronization establishing apparatus using frequency offset and receiver with the same |
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