JPH11317019A - Ｒｆ信号用ゲイン調整回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】極性が異なるＲＦ信号に対しての極性切換機能
を内蔵させ、従来必要とされていた極性切換回路の削減
を可能とし、これによってオペアンプの削減を可能とし
そのチップの小面積化を図る。 【解決手段】第１ないし第４のゲイン調整抵抗Ｒ１〜Ｒ
４とオペアンプ７とで差動オペアンプで構成し、前段に
連動切換スイッチ８を設けることにより、前記差動オペ
アンプを反転アンプもしくは非反転アンプに切り換えか
つ前記各抵抗Ｒ１〜Ｒ４それぞれの抵抗値を変化させて
ゲイン調整を可能とし、従来２つのオペアンプそれぞれ
でゲイン調整回路と極性切換回路とが１つのオペアンプ
で構成できその小面積化の実現を図れる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、光ディスク・ドラ
イブにおける光学ピックアップにより生成されるＲＦ信
号のゲイン調整を行うＲＦ信号用ゲイン調整回路に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】図９を参照して光学ピックアップおよび
これにより生成されるＲＦ信号のヘッドアンプについて
説明する。一般的にＣＤ方式の光学ピックアップ２０か
ら出力されるＲＦ信号には、信号長が３Ｔから１１Ｔ
（Ｔ＝１／ｆ、通常速ではｆ＝４．３２１８ＭＨｚ）ま
での成分が含まれている。その成分のうち、信号長が３
Ｔから５Ｔまでの成分の信号は、符号間干渉により、他
の信号成分に比べて振幅が小さい。

【０００３】このようなＲＦ信号は、加算回路２１、Ｒ
Ｆイコライザ回路２２、ＡＧＣ回路２３、極性切換回路
２５およびＲＦ検波回路２６からなるヘッドアンプで増
幅される。すなわち光学ピックアップ２０のＲＦ信号は
加算回路２１で加算された後、ＲＦイコライザ回路２２
にて各信号成分の振幅がほぼ等しくなるように増幅され
る。その後、ＡＧＣ回路２３を経てＣＤサーボ用ＬＳＩ
２４に送られて、基準信号との比較により、データスラ
イスされてディジタル信号処理される。また、ＲＦ信号
は極性切換回路２５を経てＲＦ検波回路２６に送られ
て、そのピークとボトムとが検出されるなどして所定の
信号例えばＢＤＯ（ブラックドロップアウト）信号、Ｏ
ＦＴＲ（オフトラック）信号、ＲＦＤＥＴ（ＲＦ検出）
信号、３ＴＥＮＶ（３Ｔエンベロープ）信号が生成され
ＣＤサーボ用ＬＳＩ２４に送られる。

【０００４】ところで、光学ピックアップ２０は各社か
ら様々な仕様のタイプが開発されており、光学ピックア
ップ２０のＲＦ信号の振幅はまちまちである。さらに光
学ピックアップ２０そのものにもばらつきがあり、ＲＦ
信号の振幅は一定ではない。ＲＦイコライザ回路２２に
て増幅されたＲＦ信号の振幅が一定でないと、ＣＤサー
ボ用ＬＳＩ２４にてデータスライスされる際に、問題が
発生する恐れがある。したがって、各社の光学ピックア
ップに対応するため、ヘッドアンプにはＲＦ信号の振幅
が常に一定になるように増幅するためのゲイン調整回路
としてＡＧＣ回路２３が設けられている。

【０００５】ＡＧＣ回路２３の構成としては、図９に示
すようにＲＦイコライザ回路２２で増幅されたＲＦ信号
のゲインのピークとボトムとをＲＦ検波回路２６で求
め、ＡＧＣ回路２３にフィードバックする方式が一般的
である。

【０００６】図１０（ａ），（ｂ）に、従来から用いら
れている光学ピックアップのＲＦ信号のゲインを調整す
るＡＧＣ回路の一例を示す。図１０（ａ）は、光学ピッ
クアップのＲＦ信号のゲイン調整を入力側抵抗で行なう
ものであり、図１０（ｂ）は負帰還側抵抗で行なうもの
である。

【０００７】入力側抵抗でゲイン調整する場合は、図１
０（ａ）に示すように、入力側にＮ個の抵抗値Ｒ／
２⁰，Ｒ／２¹，Ｒ／２²，．．．，Ｒ／２^N-1を並列接続
し、帰還側に抵抗値Ｒ／Ｍの抵抗を接続する。この際ア
ナログスイッチＡ₁〜Ａ_Nを表１に示すようにＯＮ，ＯＦ
Ｆさせると、オペアンプ２７のゲインはゲインステップ
１／Ｍ刻みで２^N通りに変化する。また、負帰還側抵抗
でゲイン調整する場合は、図１０（ｂ）に示すように、
入力側に抵抗値Ｒの抵抗を接続し、帰還側にＮ−１個の
抵抗ｒを直列接続する。この際アナログスイッチＡ₁〜
Ａ_Nを表２に示すようにＯＮ，ＯＦＦさせると、オペア
ンプ２８のゲインはゲインステップ１／Ｍ刻みでＮ通り
に変化する。

【０００８】

【表１】

【０００９】

【表２】

【００１０】また、上述したように光学ピックアップの
仕様は各社まちまちであり、ＲＦ信号の極性について
も、明側がＨＩＧＨ信号として出力されるタイプと、明
側がＬＯＷ信号として出力されるタイプがある。ＲＦ信
号の極性は、図９に示すように加算回路２１、ＲＦイコ
ライザ回路２２、ＡＧＣ回路２３で反転されるので、Ａ
ＧＣ回路２３から出力されるＲＦ信号の極性は、明側が
ＨＩＧＨ信号として出力される光学ピックアップの場合
では明側がＬＯＷ信号となり、明側がＬＯＷ信号として
出力される光学ピックアップの場合では明側がＨＩＧＨ
信号となる。

【００１１】ＣＤサーボ用ＬＳＩ２４に入力されるＲＦ
信号は、ＣＤサーボ用ＬＳＩ２４に極性切換機能が付い
ているので問題はないが、ＲＦ検波回路２６は、通常ど
ちらか一方の極性に固定されて設計されているので、反
対の極性のＲＦ信号が入力されると、正常動作せず問題
となる。したがって、どちらのタイプの光学ピックアッ
プでも対応できるように、図９に示すようにＡＧＣ回路
２３とＲＦ検波回路２６との間に極性切換回路２５を内
蔵している。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ＲＦ信
号は高周波信号（たとえば６倍速３Ｔ成分は４．３２１
８ＭＨｚ）を含んでおり、オペアンプとしては高速広帯
域のものが要求され、極性切換のために用いるのはチッ
プ面積やコスト面で問題がある。また、光学ピックアッ
プのＲＦ信号を加算回路２１内のオペアンプ、ＲＦイコ
ライザ回路２２内のオペアンプ、ＡＧＣ回路２３内のオ
ペアンプ、極性切換回路２５内のオペアンプと４回もそ
れぞれのオペアンプを通さなくてはならず、Ｓ／Ｎ比が
劣化する懸念がある。

【００１３】更に従来の方法では、図１０（ａ），
（ｂ）に示すように、アナログスイッチＡ₁〜Ａ_NのＯＮ
抵抗が入力側抵抗もしくは負帰還側抵抗に直列接続さ
れ、オペアンプのゲインに影響を及ぼしてしまう回路構
成であることがわかる。アナログスイッチＡ₁〜Ａ_NのＯ
Ｎ抵抗は、温度やプロセスや電源電圧あるいは入力信号
の大きさにかなり左右されるので、オペアンプのゲイン
がアナログスイッチＡ₁〜Ａ_NのＯＮ抵抗に影響されない
ようするためには、アナログスイッチＡ₁〜Ａ_Nを構成す
るトランジスタのサイズ（チャンネル幅Ｗ）をかなり大
きくして、ＯＮ抵抗を極めて小さくする必要がある。

【００１４】シミュレーションにより、アナログスイッ
チＡ₁〜Ａ_NのＯＮ抵抗のトランジスタサイズ依存性を調
べた結果例を図１１に示す。シミュレーション回路
（ａ）に示すように、アナログスイッチに１０μＡの電
流が流れる場合、ＯＮ抵抗は、（ｂ）に示すようにトラ
ンジスタサイズにほぼ反比例する。一般にオペアンプ２
７，２８の外づけ抵抗は数Ｋ〜数１０Ｋ［Ω］であるの
で、アナログスイッチＡ₁〜Ａ_NのＯＮ抵抗の影響を無く
すためには、ＯＮ抵抗は少なくとも１００［Ω］以下に
しなければならない。

【００１５】そのためには、図１１（ｂ）よりアナログ
スイッチＡ₁〜Ａ_Nのトランジスタサイズは、この例では
少なくとも１５００［μｍ］以上必要であることがわか
る。このような大きなアナログスイッチＡ₁〜Ａ_Nは、数
個でオペアンプ２７，２８それぞれの１個分の面積とな
り、問題となっている。例えば、ゲインの切替え数を３
２段階とすると、図１０（ａ）のように入力側抵抗でゲ
イン調整する場合では、５個（２⁵ ＝３２）のアナログ
スイッチＡ₁〜Ａ₅が必要となる。また、図１０（ｂ）の
ように負帰還側抵抗でゲイン調整する場合は、３２個の
アナログスイッチＡ₁〜Ａ₃₂が必要となり、アナログス
イッチだけで、かなり大きな面積がとられてしまう。

【００１６】本発明は上記問題点に鑑み、ゲイン調整回
路を差動オペアンプで構成して極性切換機能を内蔵する
ことによりオペアンプの個数を削減し具体的には２個か
ら１個にし、更にゲイン調整抵抗の構成を変えることに
よりアナログスイッチを小型化し、従来より小さいチッ
プ面積で光学ピックアップのＲＦ信号の振幅を調整する
ＲＦ信号用ゲイン調整回路を提供することを目的とす
る。

【００１７】

【課題を解決するための手段】本発明は、差動オペアン
プと、切り換え手段とを備え、前記差動オペアンプは、
第１の入力端子とオペアンプの反転入力端子との間に第
１のゲイン調整抵抗を、前記オペアンプの反転入力端子
と出力端子との間に第２のゲイン調整抵抗を、第２の入
力端子と前記オペアンプの非反転入力端子との間に第３
のゲイン調整抵抗を、前記オペアンプの非反転入力端子
と基準電源との間に第４のゲイン調整抵抗をそれぞれ接
続して構成され、前記切り換え手段は、前記第１の入力
端子に光学ピックアップにより生成されるＲＦ信号を入
力し、かつ前記第２の入力端子に基準電源を入力する第
１のモードと、前記第１の入力端子に基準電源を入力
し、かつ前記第２の入力端子に前記ＲＦ信号を入力する
第２のモードとに切り換え可能とするものであり、前記
モードの切り換えで前記差動オペアンプを反転アンプま
たは非反転アンプに切り換え、かつ、前記各ゲイン調整
抵抗の抵抗値変化で前記ＲＦ信号のゲインを調整可能と
したことを特徴とするＲＦ信号用ゲイン調整回路によっ
て上述の課題を解決している。

【００１８】

【実施の形態】請求項１に記載の発明は、差動オペアン
プと、切り換え手段とを備え、前記差動オペアンプは、
第１の入力端子とオペアンプの反転入力端子との間に第
１のゲイン調整抵抗を、前記オペアンプの反転入力端子
と出力端子との間に第２のゲイン調整抵抗を、第２の入
力端子と前記オペアンプの非反転入力端子との間に第３
のゲイン調整抵抗を、前記オペアンプの非反転入力端子
と基準電源との間に第４のゲイン調整抵抗をそれぞれ接
続して構成され、前記切り換え手段は、前記第１の入力
端子に光学ピックアップにより生成されるＲＦ信号を入
力し、かつ前記第２の入力端子に基準電源を入力する第
１のモードと、前記第１の入力端子に基準電源を入力
し、かつ前記第２の入力端子に前記ＲＦ信号を入力する
第２のモードとに切り換え可能とするものであり、前記
モードの切り換えで前記差動オペアンプを反転アンプま
たは非反転アンプに切り換え、かつ、前記各ゲイン調整
抵抗の抵抗値変化で前記ＲＦ信号のゲインを調整可能と
したことを特徴とするＲＦ信号用ゲイン調整回路であ
る。

【００１９】請求項２に記載の発明は、前記第１および
第２のゲイン調整抵抗として、直列に接続された第１の
固定抵抗、第１の可変抵抗、第２の固定抵抗を具備し、
前記第１の固定抵抗を前記第１の入力端子に接続し、前
記第１の可変抵抗の可変接点を前記オペアンプの反転入
力端子に接続し、前記第２の固定抵抗を前記オペアンプ
の出力端子に接続し、前記第３および第４のゲイン調整
抵抗として、直列に接続された第３の固定抵抗、第２の
可変抵抗、第４の固定抵抗を具備し、前記第３の固定抵
抗を前記第２の入力端子に接続し、前記第２の可変抵抗
の可変接点を前記オペアンプの非反転入力端子に接続
し、前記第４の固定抵抗を基準電源に接続したことを特
徴とする請求項１に記載のＲＦ信号用ゲイン調整回路で
ある。

【００２０】請求項３に記載の発明は、前記第１の固定
抵抗（抵抗値Ｒ１０）と第２の固定抵抗（抵抗値Ｒ２
０）との間の第１の可変抵抗として直列接続された２Ｎ
個の単位抵抗（抵抗値ｒ）で構成し、前記第１の可変抵
抗の可変接点として、前記単位抵抗すべての両端に２Ｎ
＋１個のスイッチ手段（スイッチ番号ｎが前記第１の固
定抵抗から第２の固定抵抗に向けて−Ｎ，−Ｎ＋１，
…，０，…，Ｎ−１，Ｎと命名される）それぞれの入力
端子を個別に接続し、かつ前記各スイッチ手段それぞれ
の出力端子のすべてを前記オペアンプの反転入力端子に
接続することにより構成し、前記第３の固定抵抗（抵抗
値Ｒ３０）と第４の固定抵抗（抵抗値Ｒ４０）との間の
第２の可変抵抗として直列接続された２Ｎ個の単位抵抗
（抵抗値ｒ）で構成し、前記第２の可変抵抗の可変接点
として、前記単位抵抗すべての両端に２Ｎ＋１個のスイ
ッチ手段（スイッチ番号ｎが前記第３の固定抵抗から第
４の固定抵抗に向けて−Ｎ，−Ｎ＋１，…，０，…，Ｎ
−１，Ｎと命名される）それぞれの入力端子を個別に接
続し、かつ前記各スイッチ手段それぞれの出力端子のす
べてを前記オペアンプの非反転入力端子に接続すること
により構成し、前記オペアンプの反転入力端子側のスイ
ッチ手段それぞれと、非反転入力端子側のスイッチ手段
それぞれとで、スイッチ番号がｎの１個のみをオンにさ
せることによって、前記各ゲイン調整抵抗の抵抗値が、
Ｒ１を前記第１のゲイン調整抵抗の抵抗値、Ｒ２を前記
第２のゲイン調整抵抗の抵抗値、Ｒ３を前記第３のゲイ
ン調整抵抗の抵抗値、Ｒ４を前記第４のゲイン調整抵抗
の抵抗値として、次の関係式を満たすように平行して変
化することを特徴とする請求項２に記載のＲＦ信号用ゲ
イン調整回路である。

【００２１】 Ｒ１＝Ｒ１０＋（Ｎ＋ｎ）＊ｒ Ｒ２＝Ｒ２０＋（Ｎ−ｎ）＊ｒ Ｒ３＝Ｒ３０＋（Ｎ＋ｎ）＊ｒ Ｒ４＝Ｒ４０＋（Ｎ−ｎ）＊ｒ 請求項４に記載の発明は、前記各スイッチ手段それぞれ
がアナログスイッチで構成されており、前記アナログス
イッチを構成するトランジスタのサイズがチャンネル幅
１０μｍ以下とされていることを特徴とする請求項３に
記載のＲＦ信号用ゲイン調整回路である。

【００２２】請求項５に記載の発明は、前記第１および
第３の固定抵抗それぞれの抵抗値が互いに同一（Ｒ１０
＝Ｒ３０）であり、かつ前記第２および第４の固定抵抗
それぞれの抵抗値が互いに同一（Ｒ２０＝Ｒ４０）とす
ることにより、オンにされるスイッチ手段のスイッチ番
号ｎが変化したときのゲイン調整特性が、前記いずれの
モードにおいても同一の特性を有することを特徴とする
請求項３記載のＲＦ信号用ゲイン調整回路である。

【００２３】請求項６に記載の発明は、前記第１および
第２の可変抵抗の可変接点が中点（ｎ＝０）のときの前
記差動オペアンプのセンターゲインをＡ［ｄＢ］とする
と、前記第１および第２の固定抵抗それぞれの抵抗値が
次の関係式を満たすことにより、ゲイン調整範囲として
±α［ｄＢ］を実現することを特徴とする請求項５記載
のＲＦ信号用ゲイン調整回路である。

【００２４】Ｒ１０＝［２＊１０^{( A - α ) / 2 0} −
１０^{A / 2 0}＋１］／［１０^{A / 2 0} −１０^{( A - α )
/ 2 0} ］＊Ｎ＊ｒ Ｒ２０＝［１０^{( A - α ) / 2 0} ＋１０^{- α / 2 0} ］
／［１−１０^{- α / 2 0} ］＊Ｎ＊ｒ 請求項７に記載の発明は、指定されたゲイン調整範囲±
α［ｄＢ］を実現するために、前記差動オペアンプのセ
ンターゲインＡ［ｄＢ］の設定値を次の関係式で示す範
囲に限定したことを特徴とする請求項６記載のＲＦ信号
用ゲイン調整回路である。

【００２５】 Ａ＜２０＊log₁₀［１／（１−２＊１０^{- α/ 20}）］ （ただし、α＞２０＊log₁₀２≒６．０２） 次に本発明の実施の形態について詳しく説明する。

【００２６】（実施の形態１）図１を参照して、本発明
の実施の形態１のＲＦ信号用ゲイン調整回路について説
明すると、第１の入力端子１とオペアンプ７の反転入力
端子５との間、オペアンプ７の反転入力端子５とオペア
ンプ７の出力端子３との間、第２の入力端子２とオペア
ンプ７の非反転入力端子６との間、オペアンプ７の非反
転入力端子６と基準電源４との間にそれぞれ抵抗値が可
変可能な第１ないし第４ゲイン調整抵抗Ｒ１ないしＲ４
を接続して差動オペアンプを構成する。

【００２７】第１の入力端子１と第２の入力端子２それ
ぞれに切り換え手段として連動切換スイッチ８を接続し
て、連動切換スイッチ８がＯＮの場合は図１（ａ）に示
すように、第１の入力端子１はＲＦ信号９の出力に、第
２の入力端子２は基準電源ＶＲＥＦに接続されるモード
となり、連動切換スイッチがＯＦＦの場合は図１（ｂ）
に示すように、第１の入力端子１は基準電源ＶＲＥＦ
に、第２の入力端子２はＲＦ信号９の出力に接続される
モードとなるものとする。

【００２８】以上のような構成において、入力されるＲ
Ｆ信号の極性は光学ピックアップにより明側がＨＩＧＨ
信号であったり、ＬＯＷ信号であったりするので、連動
切換スイッチをＯＮ，ＯＦＦして差動オペアンプを図１
（ａ）の反転アンプもしくは図１（ｂ）の非反転アンプ
に切り換えて、前記各ゲイン調整抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ
３，Ｒ４それぞれの抵抗値を変化させることにより、Ｒ
Ｆ信号のゲインを調整でき、かつ出力されるＲＦ信号の
極性を統一することができる。

【００２９】このゲイン調整によると、従来必要であっ
た極性切換用オペアンプが削減され、小面積化を実現で
きる。

【００３０】（実施の形態２）本実施の形態３のゲイン
調整回路においては、実施の形態１におけるゲイン調整
抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４それぞれの具体的構成を示
したものである。

【００３１】図２を参照して、第１および第２のゲイン
調整抵抗Ｒ１，Ｒ２としては、第１の固定抵抗Ｒ１０と
第１の可変抵抗ＶＲ１と第２の固定抵抗Ｒ２０とを直列
接続し、第１の固定抵抗Ｒ１０を第１の入力端子１に接
続し、第１の可変抵抗ＶＲ１の可変接点をオペアンプ７
の反転入力端子５に接続し、第２の固定抵抗Ｒ２０をオ
ペアンプ７の出力端子３に接続する。

【００３２】同様に、第３および第４のゲイン調整抵抗
Ｒ３，Ｒ４としては、第３の固定抵抗Ｒ３０と第２の可
変抵抗ＶＲ２と第４の固定抵抗Ｒ４０とを直列接続し、
第３の固定抵抗Ｒ３０を第２の入力端子２に接続し、第
２の可変抵抗ＶＲ２の可変接点をオペアンプ７の非反転
入力端子６に接続し、第４の固定抵抗Ｒ４０を基準電源
４に接続する。

【００３３】以上の構成において、前記両第１および第
２の可変抵抗ＶＲ１とＶＲ２それぞれの可変接点を動か
すことにより、差動オペアンプを構成する４個のゲイン
調整抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４の抵抗値を変化させる
ことができ、ゲイン調整を実現できる。

【００３４】（実施の形態３）本実施の形態３のゲイン
調整回路においては、差動オペアンプの可変抵抗ＶＲ
１，ＶＲ２の具体的構成方法を示したものである。図３
を参照して、第１の固定抵抗Ｒ１０と第２の固定抵抗Ｒ
２０との間の第１の可変抵抗ＶＲ１としては、単位抵抗
ｒを２Ｎ個直列に接続し、可変接点として単位抵抗ｒの
全ての両端に計２Ｎ＋１個のアナログスイッチ（スイッ
チ番号ｎとして、第１の固定抵抗Ｒ１０から第２の固定
抵抗Ｒ２０に向けて、順にｎ＝−Ｎ，−Ｎ＋
１，．．．，０，．．．，Ｎ−１，Ｎと付ける。）の入
力端子を接続し、アナログスイッチの出力端子は全てオ
ペアンプ７の反転入力端子に接続することにより構成す
る。同様に、第３の固定抵抗Ｒ３０と第４の固定抵抗Ｒ
４０との間の第２の可変抵抗ＶＲ２としては、単位抵抗
ｒを２Ｎ個直列に接続し、可変接点として単位抵抗ｒの
全ての両端に計２Ｎ＋１個のアナログスイッチ（スイッ
チ番号ｎとして、第３の固定抵抗Ｒ３０から第４の固定
抵抗Ｒ４０に向けて順にｎ＝−Ｎ，−Ｎ＋１，．．．，
０，．．．，Ｎ−１，Ｎと付ける。）の入力端子を接続
し、アナログスイッチの出力端子は全てオペアンプ７の
非反転入力端子に接続することにより構成する。

【００３５】このように構成されたゲイン調整回路にお
いて、抵抗の可変化としては、オペアンプ７の反転入力
端子側と非反転入力端子側でそれぞれ２Ｎ＋１個のアナ
ログスイッチのうち、スイッチ番号ｎの１個のみがＯＮ
するようなセレクタ回路１０を接続すると、差動オペア
ンプを構成する４個のゲイン調整抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ
３，Ｒ４の抵抗値が、ｎを変化させたとき、次の式
（１）を満たすように平行的に変化させる（Ｒ１が増加
しＲ２が減少すれば、Ｒ３が増加しＲ４が減少する）こ
とができ、ゲイン調整を実現できる。

【００３６】 Ｒ１＝Ｒ１０＋（Ｎ＋ｎ）＊ｒ Ｒ２＝Ｒ２０＋（Ｎ−ｎ）＊ｒ Ｒ３＝Ｒ３０＋（Ｎ＋ｎ）＊ｒ Ｒ４＝Ｒ４０＋（Ｎ−ｎ）＊ｒ ……（１） ただし、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４はそれぞれ第１ないし
第４のゲイン調整抵抗Ｒ１〜Ｒ４それぞれの抵抗値であ
り、Ｒ１０，Ｒ２０，Ｒ３０，Ｒ４０はそれぞれ第１な
いし第４の固定抵抗Ｒ１０，Ｒ２０，Ｒ３０，Ｒ４０そ
れぞれの抵抗値であり、ｒは単位抵抗ｒの単位抵抗値で
ある。またｎはそれぞれ−Ｎ，−Ｎ＋１，．．．，
０，．．．，Ｎ−１，Ｎのうちの任意の値である。

【００３７】（実施の形態４）本実施の形態４のゲイン
調整回路においては、アナログスイッチを構成するトラ
ンジスタサイズに関するものである。図４を参照して、
一般にアナログスイッチは、ｐ−チャンネルトランジス
タ１２とｎ−チャンネルトランジスタ１３とを抱き合わ
せた構成になっている。この回路において、ｎ−チャン
ネルトランジスタ１３のゲート入力端子Ｅに電源電圧Ｖ
ＤＤを印加し、ｐ−チャンネルトランジスタ１２のゲー
ト入力端子ＮＥにグランド電圧ＶＳＳを印加すると、ア
ナログスイッチの入力端子ＩＮにいかなる信号が入力さ
れても、必ずどちらかのトランジスタがＯＮ状態になり
（入力信号電圧Ｖｉｎが０〜約ＶＲＥＦ（ＶＤＤ／２）
間は、ｎ−チャンネルトランジスタ１３がＯＮ，ｐ−チ
ャンネルトランジスタ１２がＯＦＦとなり、入力信号Ｖ
ｉｎが約ＶＲＥＦ〜ＶＤＤ間は、ｐ−チャンネルトラン
ジスタ１２がＯＮ，ｎ−チャンネルトランジスタ１３が
ＯＦＦ）、信号がアナログスイッチの出力端子ＯＵＴに
出力される。いま、ｎ−チャンネルトランジスタ１３に
ついて考えると、しきい値電圧Ｖｔは、ソース（ｓ）−
基板（ｂ）間の電圧Ｖｓｂによるバックゲートバイアス
効果を考慮して次の関係式（２）で得られる。

【００３８】 Ｖｔ＝Ｖｔ０＋γ＊［（２＊Φ_f ＋Ｖｓｂ）＊＊０．５ −（２＊Φ_f ）＊＊０．５］ ……（２） ここでＶｔ０はバックゲートバイアス効果なし（Ｖｓｂ
＝０）でのしきい値電圧で、γはバルクしきい値パラメ
ータで、Φ_f は強反転表面ポテンシャルでそれぞれ与え
られるので、入力信号Ｖｉｎがｎ−チャンネルトランジ
スタ１３のソースに加えられると、ソース（ｓ）と基板
（ｂ）との間に電位差Ｖｓｂが生じ、しきい値電圧Ｖｔ
が上昇する。逆にゲート電圧Ｖｇは一定（ＶＤＤ）であ
るので、ゲート（ｇ）とソース（ｓ）との間の電圧Ｖｇ
ｓは小さくなる。その結果、入力信号Ｖｉｎの値が小さ
い場合は、Ｖｇｓ＞Ｖｔであるのでｎ−チャンネルトラ
ンジスタ１３はＯＮするが、入力信号Ｖｉｎの値が大き
くなると、およそＶＲＥＦより少し大きい値でＶｇｓ＝
Ｖｔとなり、ｎ−チャンネルトランジスタ１３はＯＦＦ
する。

【００３９】したがって、入力信号Ｖｉｎが０〜約ＶＲ
ＥＦ間では、ｎ−チャンネルトランジスタ１３はＯＮ状
態であり、入力信号Ｖｉｎと出力信号Ｖｏｕｔとはほぼ
等しく、ドレイン（ｄ）とソース（ｓ）との間の電圧は
Ｖｄｓ＝｜Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ｜〜０となり、トランジス
タは非飽和領域にあるので、ドレイン電流Ｉｄｓは次式
（３）で与えられる。

【００４０】 Ｉｄｓ＝（Ｋ’／２）＊（Ｗ／Ｌ）＊［（Ｖｇｓ−Ｖｔ）＊＊２ −（Ｖｇｄ−Ｖｔ）＊＊２］＊（１＋λ＊Ｖｄｓ） ＝ Ｋ’＊Ｗ／Ｌ＊（Ｖｇｓ−Ｖｔ−Ｖｄｓ／２）＊Ｖｄｓ＊ （１＋λ＊Ｖｄｓ） ……（３） Ｋ’：ＭＯＳトランジスタの利得因子（ゲイン・ファク
タ） λ：チャンネル長変調パラメータ で与えられる。Ｖｄｓは十分小さいので、ショートチャ
ネル効果λの項を無視すると、前記式（３）は次の式
（４）になる。

【００４１】 Ｉｄｓ＝Ｋ’＊Ｗ／Ｌ＊（Ｖｇｓ−Ｖｔ−Ｖｄｓ／２）＊Ｖｄｓ ……（４） これにより次式（５）が得られる。

【００４２】 ｄＩｄｓ／ｄＶｄｓ＝Ｋ’＊Ｗ／Ｌ＊（Ｖｇｓ−Ｖｔ−Ｖｄｓ） ……（５） ここで、Ｖｄｓは十分小さいので無視すると、ｎ−チャ
ンネルトランジスタ１３のＯＮ抵抗Ｒｏｎは、次の関係
式（６）で与えられる。

【００４３】 Ｒｏｎ＝ｄＶｄｓ／ｄＩｄｓ ＝１／（ｄＩｄｓ／ｄＶｄｓ） ＝１／［Ｋ’＊Ｗ／Ｌ＊（Ｖｇｓ−Ｖｔ）］ ……（６） したがって、図５に示すように、Ｎチャンネルトランジ
スタ１３については、入力信号Ｖｉｎが大きくなると、
Ｖｇｓが減少するのに対してＶｔは増加するので、Ｖｇ
ｓ−Ｖｔは小さくなりＯＮ抵抗は増加する。そして、入
力信号ＶｉｎがおよそＶＲＥＦより少し大きくなった時
にＶｇｓ＝ＶｔとなるのでＯＮ抵抗は無限大になり、Ｎ
チャンネルトランジスタ１３はＯＦＦする。しかし、入
力信号ＶｉｎがＶＲＥＦに近づくと、ＯＦＦ状態であっ
たＰチャンネルトランジスタ１２がＯＮ状態となり、Ｖ
ｉｎがＶＲＥＦからＶＤＤへと大きくなるにつれて、Ｎ
チャンネルトランジスタ１３の場合と反対に、Ｐチャン
ネルトランジスタ１２のＯＮ抵抗が下がる。

【００４４】その結果、アナログスイッチ全体のＯＮ抵
抗は、図５に示すように、入力信号ＶｉｎがＶＲＥＦの
ときにピーク値を持つ山型となる。そしてゲート長Ｌを
固定してトランジスタサイズ（チャネル幅Ｗ）を大きく
してＷ／Ｌの比を大きくすると、アナログスイッチのＯ
Ｎ抵抗は全体的に低下することになる。

【００４５】図１０で説明したように、従来のゲイン調
整では、アナログスイッチのＯＮ抵抗がＡＧＣ回路のゲ
インに影響を及ぼすため、温度やプロセスあるいは入力
信号の大きさによりＯＮ抵抗が変化し、ＡＧＣ回路のゲ
インが変わってしまい問題となっていた。それを防ぐた
めには、アナログスイッチのトランジスタサイズ（チャ
ネル幅Ｗ）を極端に大きく例えばＷ＞１５００［μｍ］
程度としてＯＮ抵抗を無視できるようにする必要があ
り、面積的に効率が悪い構成であった。

【００４６】それに対して、図３に示す本実施の形態４
の構成では、アナログスイッチのＯＮ抵抗は、信号ライ
ンに乗らず、ハイインピーダンスである差動オペアンプ
の反転入力端子と非反転入力端子とに直接接続されてい
るので、高抵抗でも全く問題ではない。したがって、ア
ナログスイッチを構成するトランジスタサイズには特に
制約はなく、チャネル幅Ｗは１０［μｍ］以下で十分で
あり、図３に示すＡＧＣ回路のゲインの切替え数が多く
アナログスイッチが多数必要な場合でも、面積的に大き
な問題とはならない。

【００４７】（実施の形態５）本実施の形態５のゲイン
調整回路においては、連動切換スイッチをＯＮ，ＯＦＦ
させて差動オペアンプを反転アンプもしくは非反転アン
プに切り換えても、同一のゲイン切換特性を持つための
条件に関して記載したものである。反転アンプと非反転
アンプとのゲイン切換特性が異なると、ゲイン調整用ソ
フトを別々に開発しなければならず、またゲイン調整範
囲の保証範囲も変わってしまい好ましくない。従って、
セレクタ回路でＯＮされるアナログスイッチ番号ｎが変
化して可変抵抗ＶＲ１，ＶＲ２の値が変化したときのゲ
イン切換特性が、反転アンプでも非反転アンプでも同じ
特性になるように設計する必要がある。図３に示す本発
明のゲイン調整回路では、入力端子１とオペアンプ７の
反転入力端子との間の第１のゲイン調整抵抗Ｒ１、オペ
アンプ７の反転入力端子とオペアンプ７の出力端子との
間の第２のゲイン調整抵抗Ｒ２、入力端子２とオペアン
プ７の非反転入力端子との間の第３のゲイン調整抵抗Ｒ
３、オペアンプ７の非反転入力端子と基準電源ＶＲＥＦ
との間の第４のゲイン調整抵抗Ｒ４は、前記両可変抵抗
ＶＲ１，ＶＲ２の切替えスイッチをｎとすると、次の関
係式（７）で与えられる。

【００４８】 ただしｎ＝−Ｎ，−Ｎ＋１，．．．，０，．．．，Ｎ−
１，Ｎ 差動オペアンプの反転入力側のゲインＧ_-と非反転入力
側のゲインＧ₊は、次の式（８）で与えられる。

【００４９】 Ｇ_- ＝Ｒ２／Ｒ１ Ｇ₊ ＝（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１＊Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４） ＝（１＋Ｇ_- ）＊Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４） ……（８） 反転アンプと非反転アンプとでゲイン切換特性が同一に
なるためには、任意のｎに対してＧ_- ＝Ｇ₊ とならなけ
ればならない。従って前記関係式（８）より、次の式
（９）が得られる。

【００５０】 Ｇ_- ＝（１＋Ｇ_- ）＊Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４） ∴ Ｒ４＝Ｒ３＊Ｇ_- ……（９） 上式（９）に式（８）を代入すると次の式（１０）が得
られる。

【００５１】 R40＋(N−n)＊r＝[R30＋(N＋n)＊r]＊[R20＋ (N−n)＊r]／[R10 ＋(N＋n)*r] ∴（R40−R10）＊ｎ＊ｒ＋（R10＋R40）＊Ｎ＊ｒ＋R10＊R40 ＝（R20−R30）＊ｎ＊ｒ＋（R20＋R30）＊Ｎ＊ｒ＋R20＊R30 ……（１０） 上式（１０）がｎの恒等式であるためには、 R40−R10＝R20−R30 （R10＋R40）＊Ｎ＊ｒ＋R10＊R40＝（R20＋R30）＊Ｎ＊ｒ＋R20＊R30 ……（１１） 前記式（１１）の第１式と第２式とにより、Ｒ４０を消
去して簡単化すると、以下の式（１２）が得られる。

【００５２】 Ｒ３０＝Ｒ１０ Ｒ４０＝Ｒ２０ ……（１２） 以上の結果をまとめると、第３および第４の固定抵抗Ｒ
３０，Ｒ４０それぞれの抵抗値が、式（１２）を満足す
るとき、差動オペアンプの反転ゲイン特性と非反転ゲイ
ン特性とは同一となり、極性を切り換えてもゲイン調整
は問題なく実施できる。なお、この場合、共通ゲインＧ
_n は、 Ｇ_n ＝［Ｒ２０＋（Ｎ−ｎ）＊ｒ］／［Ｒ１０＋（Ｎ＋ｎ）＊ｒ］ ……（１３） で与えられる。

【００５３】（実施の形態６）本実施の形態６の発明に
おいては、指定されたゲイン調整回路のゲイン調整範囲
αを実現するための条件に関して記載したものである。
ゲイン調整回路のセンターゲインＧ₀ （ｎ＝０でのゲイ
ン）をＡ［ｄＢ］とすると、 Ｇ₀ ＝（R20+N*r)/(R1
0＋Ｎ＊ｒ）＝１０^{A / 2 0} ∴R20＝１０^{A / 2 0} ＊R10＋（１０^{A / 2 0} −１）＊Ｎ
＊ｒ……（１４） ここで、Ｇ_N とＧ_{- N} との大小比較をすると、 G_N/G_-N＝［R20／（R10＋2＊N＊ｒ）］／［（R20＋2＊N＊ｒ）／R10］ ＝R10／（R10＋２＊N＊ｒ）＊R20／（R20＋２＊N＊ｒ）＜１ ……（１５） したがって、Ｇ_N ＜Ｇ_{- N} となるので、指定されたゲイ
ン調整範囲±α［ｄＢ］を満足するために小さい方のＧ
_N で設計すると、 Ｇ_N ＝Ｒ２０／（Ｒ１０＋２＊Ｎ＊ｒ）＝１０^{( A - α) / 2 0} ……（１６） 前記式（１４）（１６）より、 R10＝［2＊10^(A-α)/20−10^A/20＋1］/［10^A/20−10^(A-α)/20］＊N＊ｒ R20＝［10^(A-α)/20＋10^-α/20]/［1−10^-α/20］＊N＊ｒ ……（１７） 以上の結果より、Ｒ１０，Ｒ２０として前記式（１７）
を満足するように設定し、Ｒ３０，Ｒ４０として前記式
（１２）を満足するように設定すると、指定されたゲイ
ン調整範囲±α［ｄＢ］を実現できる。

【００５４】（実施の形態７）本実施の形態７の発明
は、指定されたゲイン調整範囲±α［ｄＢ］を実現する
ために、ゲイン調整用差動オペアンプのセンターゲイン
Ａとして設定できる範囲について記載したものである。
式（１７）よりＲ１０が正となるためには、次の式（１
８）を満たす必要がある。

【００５５】 ２＊１０^{( A - α) / 2 0} −１０^{A / 2 0} ＋１ ＞ ０ ∴Ａ＜２０＊log₁₀［１／（１−２＊１０^{- α/ 2 0} ）］ ……（１８） すなわち、図３に示す本発明のゲイン調整回路では、ゲ
イン調整範囲±α［ｄＢ］を実現するために、ゲイン調
整用差動オペアンプのセンターゲインＡとして式（１
８）で示す範囲まで設定可能ということになる。

【００５６】ただし、対数関数の引数は常に正でなくて
はならないので、ゲイン調整範囲±αは次の式（１９）
となる。

【００５７】 α＞２０＊log₁₀２≒６．０２ ……（１９） （実施の形態８）次に、本発明のゲイン調整回路を具体
的にさらに図３を参照しながら説明する。図３の内容に
ついては既に説明しているので省略する。

【００５８】今、光学ピックアップのＲＦ信号としてＡ
ＣゲインＩＮａｃが０．２［Ｖｐ−ｐ］、ＤＣ成分ＩＮ
ｄｃが０．１［Ｖ］とし、ゲイン調整範囲αが±１０
［ｄＢ］必要であるとする。そうすると、前記式（１
８）より差動オペアンプのセンターゲインＡ［ｄＢ］
は、次の式（２０）となる。

【００５９】 Ａ＜２０＊log₁₀［１／（１−２＊１０^{- 1 0 / 2 0} ）］＝８．６９ ……（２０） そして、この関係式より今回はＡ＝０と設定する。単位
抵抗ｒは任意に選べるので、ｒ＝０．２Ｋ［Ω］とし、
ゲイン調整切換ステップ数２Ｎ＋１としてＮ＝３１（６
３段階切換）とすると、第１の固定抵抗Ｒ１０と第２の
固定抵抗Ｒ２０の前記式（１７）より、第１の固定抵抗
Ｒ１０と第２の固定抵抗Ｒ２０それぞれの抵抗値は次の
値となる。

【００６０】 R10＝［2＊10^-10/20 -10^1/20 +１］/［10^1/20-10^-10/20］＊3１＊0.2 ＝５．７３５［ＫΩ］ R20 ＝ [10^-10/20+10^-10/20] / [1-10^-10/20] * 31*0.2 ＝５．７３５［ＫΩ］ ……（２１） 第３の固定抵抗Ｒ３０と第４の固定抵抗Ｒ４０それぞれ
の抵抗値は前記式（１２）より すなわち、図６に示すようなゲイン調整回路が構成され
る。

【００６１】ただし、セレクタ回路としては、６ビット
のデコーダを使用した。これにより、ｎ＝−３１〜ｎ＝
＋３１まで６３段階でバランス調整できる。

【００６２】光学ピックアップから出力されるＲＦ信号
の周波数を７２０［ＫＨｚ］と仮定し、（ＶＤＤ＝５
Ｖ，ＶＲＥＦ＝２．５Ｖとする） を入力した場合の結果を図７、８に示す。

【００６３】図７は連動切換スイッチをＯＮにして、反
転アンプとして動作させた結果で、図８は連動切換スイ
ッチをＯＦＦにして、非反転アンプとして動作させた結
果である。（ａ） は入力信号の波形で、（ｂ），
（ｃ）はそれぞれスイッチ番号ｎ＝−３１， ｎ＝＋３
１のアナログスイッチをＯＮした場合のゲイン調整回路
の出力波形である。ｎ＝−３１がＯＮの場合、出力信号
のＡＣ成分のピーク−ピークゲインは反転アンプでも非
反転アンプでもＯＵＴａｃ＝０．６３［Ｖｐ−ｐ］であ
るので、ゲイン特性範囲は、次の式（２４）で得られ
る。

【００６４】 α_{- 3 1} ＝２０＊log₁₀（ＯＵＴａｃ／ＩＮａｃ）＝１０ ［ｄＢ］ ……（２４） ｎ＝＋３１がＯＮの場合、反転アンプでも非反転アンプ
でも、ＯＵＴａｃ＝０．０６３［Ｖｐ−ｐ］であるの
で、ゲイン調整範囲は、次の式（２５）で得られる。

【００６５】 α_{+ 3 1} ＝２０＊log₁₀（ＯＵＴａｃ／ＩＮａｃ）＝−１０［ｄＢ］ ……（２５） となり、反転アンプでも非反転アンプでも、必要スペッ
ク±１０［ｄＢ］を満足している。

【００６６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明のゲイン調
整回路を用いると、従来必要であった極性切換用オペア
ンプが削減できるので、従来より小さい面積でゲイン調
整回路が可能となり、その実用的効果は大きい。また、
本発明のゲイン調整回路では、アナログスイッチのサイ
ズを十分小さくできるので、ゲイン切換が多くてアナロ
グスイッチがたくさん必要な場合でも、面積的に大きな
問題とならず、その実用的効果は大きい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１のゲイン調整回路の回路
図

【図２】本発明の実施の形態２のゲイン調整回路の回路
図

【図３】本発明の実施の形態３のゲイン調整回路の回路
図

【図４】本発明の実施の形態３におけるアナログスイッ
チの構成図

【図５】アナログスイッチのＯＮ抵抗の入力信号電圧依
存特性図

【図６】本発明の実施の形態８のゲイン調整回路の回路
図

【図７】本発明の実施の形態８による反転アンプの場合
のゲイン調整のＨＳＰＩＣＥシミュレーション結果を示
すもので、（ａ）は入力信号の波形、（ｂ）は出力信号
の波形図、（ｃ）は出力信号の波形図

【図８】本発明の実施の形態８による非反転アンプの場
合のゲイン調整のＨＳＰＩＣＥシミュレーション結果を
示すもので、（ａ）は入力信号の波形、（ｂ）は出力信
号の波形図、（ｃ）は出力信号の波形図

【図９】光ディスク用ヘッドアンプの構成図

【図１０】従来のゲイン調整回路の回路図で（ａ）は入
力側抵抗でゲイン調整を行う回路、（ｂ）は負帰還側抵
抗でゲイン調整を行う回路

【図１１】アナログスイッチのＯＮ抵抗のトランジスタ
サイズ依存特性を示す図で（ａ）はシミュレーション回
路、（ｂ）シミュレーション結果を示す図

【符号の説明】

１ 入力端子 ２ 入力端子 ３ 出力端子 ４ 基準電源端子 ５ 反転入力端子 ６ 非反転入力端子 ７ 差動オペアンプ ８ 連動切換スイッチ ９ ＲＦ信号 １０ セレクタ回路 １２ アナログスイッチ用ｐ−チャンネルトランジスタ １３ アナログスイッチ用ｎ−チャンネルトランジスタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 佐立 真樹 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】差動オペアンプと、切り換え手段とを備
   え、 前記差動オペアンプは、第１の入力端子とオペアンプの
   反転入力端子との間に第１のゲイン調整抵抗を、前記オ
   ペアンプの反転入力端子と出力端子との間に第２のゲイ
   ン調整抵抗を、第２の入力端子と前記オペアンプの非反
   転入力端子との間に第３のゲイン調整抵抗を、前記オペ
   アンプの非反転入力端子と基準電源との間に第４のゲイ
   ン調整抵抗をそれぞれ接続して構成され、 前記切り換え手段は、前記第１の入力端子に光学ピック
   アップにより生成されるＲＦ信号を入力し、かつ前記第
   ２の入力端子に基準電源を入力する第１のモードと、前
   記第１の入力端子に基準電源を入力し、かつ前記第２の
   入力端子に前記ＲＦ信号を入力する第２のモードとに切
   り換え可能とするものであり、 前記モードの切り換えで前記差動オペアンプを反転アン
   プまたは非反転アンプに切り換え、かつ、前記各ゲイン
   調整抵抗の抵抗値変化で前記ＲＦ信号のゲインを調整可
   能としたことを特徴とするＲＦ信号用ゲイン調整回路。
2. 【請求項２】前記第１および第２のゲイン調整抵抗とし
   て、直列に接続された第１の固定抵抗、第１の可変抵
   抗、第２の固定抵抗を具備し、前記第１の固定抵抗を前
   記第１の入力端子に接続し、前記第１の可変抵抗の可変
   接点を前記オペアンプの反転入力端子に接続し、前記第
   ２の固定抵抗を前記オペアンプの出力端子に接続し、 前記第３および第４のゲイン調整抵抗として、直列に接
   続された第３の固定抵抗、第２の可変抵抗、第４の固定
   抵抗を具備し、前記第３の固定抵抗を前記第２の入力端
   子に接続し、前記第２の可変抵抗の可変接点を前記オペ
   アンプの非反転入力端子に接続し、前記第４の固定抵抗
   を前記基準電源に接続したことを特徴とする請求項１に
   記載のＲＦ信号用ゲイン調整回路。
3. 【請求項３】前記第１の固定抵抗（抵抗値Ｒ１０）と第
   ２の固定抵抗（抵抗値Ｒ２０）との間の前記第１の可変
   抵抗として直列接続された２Ｎ個の単位抵抗（抵抗値
   ｒ）で構成し、 前記第１の可変抵抗の可変接点として、前記単位抵抗す
   べての両端に２Ｎ＋１個のスイッチ手段（スイッチ番号
   ｎが前記第１の固定抵抗から第２の固定抵抗に向けて−
   Ｎ，−Ｎ＋１，…，０，…，Ｎ−１，Ｎと命名される）
   それぞれの入力端子を個別に接続し、かつ前記各スイッ
   チ手段それぞれの出力端子のすべてを前記オペアンプの
   反転入力端子に接続することにより構成し、 前記第３の固定抵抗（抵抗値Ｒ３０）と第４の固定抵抗
   （抵抗値Ｒ４０）との間の前記第２の可変抵抗として直
   列接続された２Ｎ個の単位抵抗（抵抗値ｒ）で構成し、 前記第２の可変抵抗の可変接点として、前記単位抵抗す
   べての両端に２Ｎ＋１個のスイッチ手段（スイッチ番号
   ｎが前記第３の固定抵抗から第４の固定抵抗に向けて−
   Ｎ，−Ｎ＋１，…，０，…，Ｎ−１，Ｎと命名される）
   それぞれの入力端子を個別に接続し、かつ前記各スイッ
   チ手段それぞれの出力端子のすべてを前記オペアンプの
   非反転入力端子に接続することにより構成し、 前記オペアンプの反転入力端子側のスイッチ手段それぞ
   れと、非反転入力端子側のスイッチ手段それぞれとで、
   スイッチ番号がｎの１個のみをオンにさせることによっ
   て、前記各ゲイン調整抵抗の抵抗値が、Ｒ１を前記第１
   のゲイン調整抵抗の抵抗値、Ｒ２を前記第２のゲイン調
   整抵抗の抵抗値、Ｒ３を前記第３のゲイン調整抵抗の抵
   抗値、Ｒ４を前記第４のゲイン調整抵抗の抵抗値とし
   て、次の関係式を満たすように平行して変化することを
   特徴とする請求項２に記載のＲＦ信号用ゲイン調整回
   路。 Ｒ１＝Ｒ１０＋（Ｎ＋ｎ）＊ｒ Ｒ２＝Ｒ２０＋（Ｎ−ｎ）＊ｒ Ｒ３＝Ｒ３０＋（Ｎ＋ｎ）＊ｒ Ｒ４＝Ｒ４０＋（Ｎ−ｎ）＊ｒ
4. 【請求項４】前記各スイッチ手段それぞれがアナログス
   イッチで構成されており、前記アナログスイッチを構成
   するトランジスタのサイズがチャンネル幅１０μｍ以下
   とされていることを特徴とする請求項３に記載のＲＦ信
   号用ゲイン調整回路。
5. 【請求項５】前記第１および第３の固定抵抗それぞれの
   抵抗値が互いに同一（Ｒ１０＝Ｒ３０）であり、かつ前
   記第２および第４の固定抵抗それぞれの抵抗値が互いに
   同一（Ｒ２０＝Ｒ４０）とすることにより、オンにされ
   るスイッチ手段のスイッチ番号ｎが変化したときのゲイ
   ン調整特性が、前記いずれのモードにおいても同一の特
   性を有することを特徴とする請求項３記載のＲＦ信号用
   ゲイン調整回路。
6. 【請求項６】前記第１および第２の可変抵抗の可変接点
   が中点（ｎ＝０）のときの前記差動オペアンプのセンタ
   ーゲインをＡ［ｄＢ］とすると、前記第１および第２の
   固定抵抗それぞれの抵抗値が次の関係式を満たすことに
   より、ゲイン調整範囲として±α［ｄＢ］を実現するこ
   とを特徴とする請求項５記載のＲＦ信号用ゲイン調整回
   路。 Ｒ１０＝［２＊１０^{( A - α ) / 2 0} −１０^{A / 2 0}
   ＋１］／［１０^{A / 2 0} −１０^{( A - α ) / 2 0} ］＊
   Ｎ＊ｒ Ｒ２０＝［１０^{( A - α ) / 2 0} ＋１０^{- α / 2 0} ］
   ／［１−１０^{- α / 2 0} ］＊Ｎ＊ｒ
7. 【請求項７】指定されたゲイン調整範囲±α［ｄＢ］を
   実現するために、前記差動オペアンプのセンターゲイン
   Ａ［ｄＢ］の設定値を次の関係式で示す範囲に限定した
   ことを特徴とする請求項６記載のＲＦ信号用ゲイン調整
   回路。 Ａ＜２０＊log₁₀［１／（１−２＊１０^{- α/ 20}）］ （ただし、α＞２０＊log₁₀２≒６．０２）