JPH1132431A - パワーオンリセット回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 従来のパワーオンリセット回路は電源電圧の
立ち上がり速度や電源電圧の大きさがばらつきや変化に
大きく依存し、電源電圧の立ち上がり速度が遅くなった
り電源電圧が小さくなると動作を行なえなくなるという
課題があり、用いる回路システムの電源に依存するため
に汎用性に欠ける。 【解決手段】 パワーオンリセット回路は、コンデンサ
と電源電圧の増加とともに抵抗値が単調に変化する可変
抵抗とを有し、コンデンサは可変抵抗より極めて大きな
抵抗値を有するので出力信号が電源電圧の立ち上がり速
度のばらつきや大きな変化にまったく依存しない。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、携帯機器において
電源供給を周期的に停止する機能を有する携帯電話やＰ
ＨＳなどに代表される移動体通信機器の基準信号源とし
て用いる温度補償型水晶発振器において、電源投入時な
どに回路システムの初期状態を設定するパワーオンリセ
ット回路の構成に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】

［背景説明の説明］近年、携帯電話やＰＨＳなどの移動
体通信機器に搭載するデジタル温度補償型水晶発振器な
どのような電子機器部品の電源電圧を低くして動作時の
消費電力を下げることで、携帯機器の動作時間を長くす
る要望が大きい。

【０００３】さらに、一般の電子機器と同様に、移動体
通信機器においては、電源スイッチを“オン”や“オ
フ”することにより、動作時間と待機時間を分けること
ができる。このため、待機時間には完全に動作を停止す
ることで消費電力をほとんどゼロにすることができる。

【０００４】しかしながら、携帯電話の場合は、動作時
間においては通話時間と待ち受け時間があり、待機時間
のように待ち受け時間に電源スイッチを“オフ”し動作
を完全に停止することはできない。さらに、携帯電話は
通話時間よりも待ち受け時間の方が長い時間を占めるた
めに、待ち受け時間の消費電力により携帯電話を使用で
きる時間が決まる。

【０００５】ここで、待ち受け時間の消費電力を下げる
ために、待ち受け時間内においてもさらに動作時間と待
機時間があり、以下これらの時間を待ち受け動作時間と
待ち受け待機時間と記述する。待ち受け動作時間には移
動体通信機器に信号が送信されているかどうかの着信確
認をおこない、信号が送信されていることを確認すると
動作時間である通話時間になる。

【０００６】しかし、待ち受け動作時間で信号が送信さ
れていることの確認ができないと、再び待ち受け待機時
間になる。この待ち受け待機時間では、消費電力を可能
な限り少なくするために、経過時間の計測をおこなう回
路以外の回路に対する電源電圧供給を停止する。

【０００７】つまり、移動体通信機器は待ち受け時間内
において、待ち受け動作時間と待ち受け待機時間とを繰
り返しおこない待ち受け動作時間にのみ信号の送信を確
認して通話時間に切り替わり、信号の送信が確認されな
い場合は待ち受け待機時間に戻る。

【０００８】このように、待ち受け時間内においても動
作時間と待機時間を交互におこなうので、待ち受け待機
時間から待ち受け動作時間に移行するときに、待ち受け
待機時間に電源電圧供給を停止していた回路に対して電
源電圧供給を開始する。

【０００９】このとき、電源電圧供給を開始してから回
路システムの初期状態を設定するためにパワーオンリセ
ット回路を用いるが、このパワーオンリセット回路が電
源電圧供給の立ち上がりや電源電圧の大きさに依存する
と回路システムを安定な状態で起動できなくなる。

【００１０】そして、電源電圧供給を開始してから安定
した動作状態になり信号の着信確認をおこなえるように
なるまでに時間がかかりすぎると、結果的に、待ち受け
動作時間が長くなってしまい、待ち受け時間における消
費電力も大きくなる。

【００１１】このように、待ち受け時間における消費電
力を下げるためには、移動体通信機器に使用する電子機
器部品に対し動作補償している電源電圧内で、どのよう
な立ち上がりでも電源電圧供給を開始してから短時間で
安定した状態になる仕様が要求される。

【００１２】［従来技術の説明：図７］つぎに図７を用
いて従来技術におけるパワーオンリセット回路の構成を
説明する。図７は従来技術のパワーオンリセット回路Ｐ
を示す回路図である。

【００１３】図７に示す従来技術のパワーオンリセット
回路Ｐの構成は、コンデンサＣと抵抗Ｒが高電位側電源
ＶＤＤと低電位側電源ＶＳＳの間で直列に接続し、コン
デンサＣと抵抗Ｒの接続点がインバータＩＮＶの入力に
接続し、インバータＩＮＶの出力を信号出力部ＯＵＴと
する。また、図７においてはコンデンサＣが高電位側電
源ＶＤＤ側に接続し、抵抗Ｒが低電位側電源ＶＳＳ側に
接続する構成になっているが、コンデンサＣと抵抗Ｒを
入れ替えて抵抗Ｒが高電位側電源ＶＤＤ側に接続し、コ
ンデンサＣが低電位側電源ＶＳＳ側に接続する構成もあ
る。

【００１４】つぎに図７に示す従来技術のパワーオンリ
セット回路Ｐの動作について説明する。ただし、高電位
側電源ＶＤＤの電位を“ハイ”とし、低電位側電位ＶＳ
Ｓを“ロウ”と呼ぶ。

【００１５】電源電圧供給を開始すると、初期状態にお
いては、コンデンサＣに高電位側電源ＶＤＤの電位であ
る電荷が充電し、インバータＩＮＶには“ハイ”信号が
入力し、インバータＩＮＶの出力である信号信号出力部
ＯＵＴは“ロウ”信号を出力する。

【００１６】つぎに、コンデンサＣに充電している高電
位側電源ＶＤＤの電位である電荷は抵抗Ｒを介して低電
位側電源ＶＳＳに放電し、インバータＩＮＶに入力する
信号レベルは“ハイ”信号から“ロウ”信号に変化し、
インバータＩＮＶの出力である信号信号出力部ＯＵＴは
“ハイ”信号を出力する。このとき、信号信号出力部Ｏ
ＵＴにおける信号レベルが“ロウ”信号から“ハイ”信
号に反転するのは、入力信号がインバータＩＮＶのスレ
ショルド電位を通過するときである。

【００１７】ここで、従来技術のパワーオンリセット回
路Ｐの信号信号出力部ＯＵＴにおける信号レベルが“ロ
ウ”信号の間に回路システムの初期状態を設定するよう
に周辺回路のロジックを設計すると、電源供給を開始し
てから従来技術のパワーオンリセット回路Ｐの信号信号
出力部ＯＵＴにおける信号レベルが“ロウ”信号から
“ハイ”信号に反転する間に回路システムの初期状態を
設定できる。

【００１８】従来技術のパワーオンリセット回路Ｐが回
路システムの初期状態を設定するためには、パワーオン
リセット回路Ｐの信号信号出力部ＯＵＴにおける信号レ
ベルが必ず“ロウ”信号になり、電源電圧の立ち上がり
に従って“ハイ”信号に反転する必要があり、回路シス
テムの初期状態を確実に設定するためには電源電圧の立
ち上がりと従来技術のパワーオンリセット回路Ｐの信号
信号出力部ＯＵＴにおける信号レベルが“ロウ”信号か
ら“ハイ”信号に反転するタイミングが重要である。

【００１９】従来技術のパワーオンリセット回路Ｐの信
号信号出力部ＯＵＴにおける信号レベルが“ロウ”信号
から“ハイ”信号に反転するタイミングは、抵抗Ｒの抵
抗値やコンデンサＣの容量値やインバータＩＮＶのスレ
ッショルド電圧を変えることによりある程度任意に変え
られる。このとき、インバータＩＮＶのスレッショルド
電圧はこのインバータＩＮＶを構成するＰチャンネルＭ
ＯＳトランジスタとＮチャンネルＭＯＳトランジスタの
サイズやスレッショルド電圧を変えることで調節でき
る。

【００２０】たとえば、電源電圧の立ち上がり速度とイ
ンバータＩＮＶのスレッショルド電圧が一定である場合
を考えると、電源電圧供給を開始する初期状態において
はコンデンサＣに高電位側電源ＶＤＤの電位である電荷
が充電する。このとき、コンデンサＣの容量値が大きく
なればコンデンサＣに充電する電荷量は増え、コンデン
サＣの容量値が小さくなればコンデンサＣに充電する電
荷量は減り、コンデンサＣの容量値によりこのコンデン
サＣに充電する電荷量を増減できる。

【００２１】つぎにコンデンサＣに充電している高電位
側電源ＶＤＤの電位である電荷は、抵抗Ｒを介して低電
位側電源ＶＳＳに放電する。このとき、抵抗Ｒの抵抗値
が大きくなればコンデンサＣから抵抗Ｒを介して電荷を
放電しきるまでの時間が長くなり、抵抗Ｒの抵抗値が小
さくなればコンデンサＣから抵抗Ｒを介して電荷を放電
しきるまでの時間が短くなる。これは、コンデンサＣに
充電している高電位側電源ＶＤＤの電位である電荷は電
流として低電位側電源ＶＳＳに放電するのために、コン
デンサＣと低電位側電源ＶＳＳの間に設ける抵抗Ｒの大
きさにより電流量を制限するからである。

【００２２】つまり、抵抗ＲとコンデンサＣが高電位側
電源ＶＤＤと低電位側電源ＶＳＳの間で直列に接続し、
抵抗Ｒが高電位側電源ＶＤＤ側に接続しコンデンサＣが
低電位側電源ＶＳＳ側に接続する構成する場合、抵抗Ｒ
とコンデンサＣの接続点の電位は抵抗Ｒの抵抗値とコン
デンサＣの容量値との積で定義する時定数に従って変化
する。

【００２３】このため、電源電圧の立ち上がり速度とイ
ンバータＩＮＶのスレッショルド電圧が一定である場
合、抵抗ＲとコンデンサＣの接続点における電位、つま
りインバータＩＮＶに対する入力信号の電位が、高電位
側電源ＶＤＤの電位から低電位側電源ＶＳＳの電位に変
化する間にインバータＩＮＶのスレッショルド電圧を通
過するタイミングを変えられる。

【００２４】また、電源電圧の立ち上がり速度と抵抗Ｒ
の抵抗値とコンデンサＣの容量値が一定である場合を考
えると、インバータＩＮＶのスレッショルド電圧を変え
ることで抵抗ＲとコンデンサＣの接続点における電位で
あるインバータＩＮＶの入力電位に対する信号信号出力
部ＯＵＴの信号レベルが反転するタイミングを調整でき
る。

【００２５】すなわち、従来技術のパワーオンリセット
回路Ｐの信号信号出力部ＯＵＴにおける信号レベルが
“ロウ”信号から“ハイ”信号に反転するタイミング
は、従来技術のパワーオンリセット回路Ｐを構成する抵
抗ＲとコンデンサＣとインバータＩＮＶによりある程度
任意に変えることができ、従来技術のパワーオンリセッ
ト回路Ｐを用いる回路システムに適した抵抗値や容量値
やスレッショルド電圧を選択すれば、電源供給の開始時
における初期状態を設定できる。

【００２６】しかしながら、後述するような要因によっ
て電源電圧の立ち上がり速度がばらつくと、従来技術の
パワーオンリセット回路Ｐを構成する抵抗Ｒの抵抗値
と、コンデンサＣの容量値と、インバータＩＮＶのスレ
ッショルド電圧の回路定数を設定することによる電源電
圧の立ち上がり速度と、パワーオンリセット回路Ｐの信
号信号出力部ＯＵＴにおける信号レベルが“ロウ”信号
から“ハイ”信号に反転するタイミングを、調整するこ
とができない。

【００２７】ここで、電源電圧の立ち上がり速度とは、
電源供給を開始してから電源電圧の電位が安定した電位
にかかるまでの時間を意味しているが、移動体通信機器
の電源には通常電池を用い、この電池による電源供給を
直接用いたりレギュレータ回路を介して回路システムに
電源供給を行なっている。したがって、電池やレギュレ
ータ回路の立ち上がり特性が異なる場合に電源電圧が立
ち上がる時間もばらつく。

【００２８】従来技術のパワーオンリセット回路Ｐの信
号信号出力部ＯＵＴにおける信号レベルが“ロウ”信号
から“ハイ”信号に反転するタイミングは、抵抗Ｒとコ
ンデンサＣによる時定数で決まっている。このため、電
源電圧の立ち上がり時間がばらつくと、信号信号出力部
ＯＵＴにおける信号レベルが反転するタイミングもばら
つく。

【００２９】また、移動体通信機器の電源には、通常、
デカップリング回路と呼ばれる各回路ブロックにおける
雑音などが原因である相互干渉を防止する回路が設けら
れている。そして、このデカップリング回路は、抵抗と
コンデンサを用いる積分回路の構成をしている。このた
め、電源電圧の立ち上がりもこの積分回路の影響でさら
に遅くなり、電源電圧の立ち上がりが遅くなると抵抗Ｒ
とコンデンサＣの接続点における電位が低電位側電源Ｖ
ＳＳの電位と等しく変化してしまい信号信号出力部ＯＵ
Ｔにおける信号レベルは電源供給を開始してから“ハ
イ”信号を出力する。

【００３０】つまり、従来技術のパワーオンリセット回
路Ｐは電源電圧の立ち上がり速度に依存してしまう。こ
のために、異なる立ち上がり特性の電源に用いるために
はその電源に適した回路定数に調整する必要があり、回
路システムを多くの移動体通信機器に用いる場合に汎用
性に欠ける。

【００３１】［その他の従来技術の説明：図８］さらに
以上の説明と異なる従来技術のパワーオンリセット回路
を説明する。図８はその他の従来技術のパワーオンリセ
ット回路Ｐを示す回路図である。図８に示すその他の従
来技術のパワーオンリセット回路Ｐは電源電圧の立ち上
がり速度にあまり依存しない。

【００３２】図８に示す従来技術のパワーオンリセット
回路Ｐの構成は、抵抗ＲとＮチャンネルＭＯＳトランジ
スタＮＭＳが、高電位側電源ＶＤＤと低電位側電源ＶＳ
Ｓの間で直列に接続し、抵抗ＲとＮチャンネルＭＯＳト
ランジスタＮＭＳの接続点がＮチャンネルＭＯＳトラン
ジスタＮＭＳのゲートとインバータＩＮＶの入力に接続
し、インバータＩＮＶの出力を信号出力部ＯＵＴとす
る。ここで、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳの
ゲートとドレインが接続するＭＯＳトランジスタのダイ
オード接続になっている。

【００３３】また、図８では抵抗Ｒが高電位側電源ＶＤ
Ｄ側に接続し、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳ
が低電位側電源ＶＳＳ側に接続する構成になっている。
しかし、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＭＳが高電
位側電源ＶＤＤ側に接続し、抵抗Ｒが低電位側電源ＶＳ
Ｓ側に接続し、抵抗ＲとＰチャンネルＭＯＳトランジス
タＰＭＳの接続点がＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰ
ＭＳのゲートに接続する構成もある。ここで、Ｐチャン
ネルＭＯＳトランジスタＰＭＳのゲートとドレインが接
続するＭＯＳトランジスタのダイオード接続になってい
る。

【００３４】そして、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ
ＮＭＳのゲートとドレインとが接続するＭＯＳトランジ
スタのダイオード接続や、ＰチャンネルＭＯＳトランジ
スタＰＭＳのゲートとドレインが接続するＭＯＳトラン
ジスタのダイオード接続をダイオードと置き換える構成
もある。

【００３５】つぎに図８に示すその他の従来技術のパワ
ーオンリセット回路Ｐの動作について説明する。ただ
し、高電位側電源ＶＤＤの電位を“ハイ”とし、低電位
側電位ＶＳＳを“ロウ”と呼ぶ。

【００３６】電源電圧供給を開始すると、初期状態にお
いては抵抗ＲとＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳ
の接続点における電位は、高電位側電源ＶＤＤの電位に
なりインバータＩＮＶには“ハイ”信号が入力し、イン
バータＩＮＶの出力である信号出力部ＯＵＴは“ロウ”
信号を出力する。つぎに、この従来技術のパワーオンリ
セット回路Ｐに用いているＮチャンネルＭＯＳトランジ
スタＮＭＳはＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳの
ゲートとドレインが接続するＭＯＳトランジスタのダイ
オード接続になっているので、抵抗ＲとＮチャンネルＭ
ＯＳトランジスタＮＭＳの接続点における電位が高電位
側電源ＶＤＤの電位であると、ＮチャンネルＭＯＳトラ
ンジスタＮＭＳのダイオード接続に順方向電流が流れ
る。

【００３７】このため、抵抗ＲとＮチャンネルＭＯＳト
ランジスタＮＭＳの接続点における電位は高電位側電源
ＶＤＤの電位から低電位側電源ＶＳＳの電位に変化す
る。したがって、インバータＩＮＶに入力する信号レベ
ルも“ハイ”信号から“ロウ”信号に変化し、インバー
タＩＮＶの出力である信号出力部ＯＵＴは“ハイ”信号
を出力する。このとき、信号出力部ＯＵＴにおける信号
レベルが“ロウ”信号から“ハイ”信号に反転するの
は、入力信号がインバータＩＮＶのスレショルド電位を
通過するときである。

【００３８】ここで、この従来技術のパワーオンリセッ
ト回路Ｐの信号出力部ＯＵＴにおける信号レベルが“ロ
ウ”信号の間に回路システムの初期状態を設定するよう
に周辺回路のロジックを設計すると、電源供給を開始し
てからその他の従来技術のパワーオンリセット回路Ｐの
信号出力部ＯＵＴにおける信号レベルが“ロウ”信号か
ら“ハイ”信号に反転する間に回路システムの初期状態
を設定できる。

【００３９】この従来技術のパワーオンリセット回路Ｐ
が回路システムの初期状態を設定するためには、パワー
オンリセット回路Ｐの信号出力部ＯＵＴにおける信号レ
ベルが必ず“ロウ”信号になり、電源電圧の立ち上がり
に従って“ロウ”信号に反転する必要があり、回路シス
テムの初期状態を確実に設定するためには電源電圧の立
ち上がりとその他の従来技術のパワーオンリセット回路
Ｐの信号出力部ＯＵＴにおける信号レベルが“ロウ”信
号から“ハイ”信号に反転するタイミングが重要であ
る。

【００４０】この従来技術のパワーオンリセット回路Ｐ
の信号出力部ＯＵＴにおける信号レベルが“ロウ”信号
から“ハイ”信号に反転するタイミングは、抵抗Ｒの抵
抗値やＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳのサイズ
やスレッショルド電圧そしてインバータＩＮＶのスレッ
ショルド電圧を変えることによりある程度任意に変えら
れる。このとき、インバータＩＮＶのスレッショルド電
圧はこのインバータＩＮＶを構成するＰチャンネルＭＯ
ＳトランジスタとＮチャンネルＭＯＳトランジスタのサ
イズやスレッショルド電圧を変えることで調節できる。

【００４１】また、図８においてはＮチャンネルＭＯＳ
トランジスタＮＭＳのダイオード接続を１段しか用いて
いないが、この段数を増やすことでもその他の従来技術
のパワーオンリセット回路Ｐの信号出力部ＯＵＴにおけ
る信号レベルが反転するタイミングを変えられる。

【００４２】たとえば、電源電圧の立ち上がり速度とイ
ンバータＩＮＶのスレッショルド電圧が一定である場合
を考えると、電源電圧供給を開始する初期状態において
は抵抗ＲとＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳの接
続点における電位は高電位側電源ＶＤＤの電位である。
また、初期状態においては、ＮチャンネルＭＯＳトラン
ジスタＮＭＳのソースとドレイン間に印加している電圧
は小さいので、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳ
のダイオード接続は順方向に電流を流せない。

【００４３】時間の経過とともに電源電圧が大きくなる
と、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳのソースと
ドレインとの間に印加している電圧も大きくなり、Ｎチ
ャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳのダイオード接続は
順方向が“オン”するので順方向電流が流れ、抵抗Ｒと
ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳの接続点におけ
る電位が低電位側電源ＶＳＳの電位になる。

【００４４】このとき、抵抗ＲとＮチャンネルＭＯＳト
ランジスタＮＭＳの接続点における電位は、電源電圧を
抵抗ＲとＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳによる
分圧で決まる。このため、抵抗Ｒの抵抗値が大きいと、
抵抗ＲとＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳの接続
点における電位が低電位側電源ＶＳＳに近くなり、Ｎチ
ャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳのソースとドレイン
間に印加している電圧も小さくなるので、Ｎチャンネル
ＭＯＳトランジスタＮＭＳのダイオード接続に順方向電
流が流れるまでの時間が長くなる。

【００４５】これとは逆に、抵抗Ｒの抵抗値が小さい
と、抵抗ＲとＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳの
接続点における電位が低電位側電源ＶＳＳから遠くなり
ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳのソースとドレ
イン間に印加している電圧も大きくなる。このため、Ｎ
チャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳのダイオード接続
に順方向電流が流れるまでの時間が短くなる。

【００４６】また、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮ
ＭＳのチャネル長やチャネル幅を変えることによりサイ
ズを大きくすると、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮ
ＭＳのダイオード接続に順方向電流が流れるまでの時間
が長くなり、サイズを小さくするとＮチャンネルＭＯＳ
トランジスタＮＭＳのダイオード接続に順方向電流が流
れるまでの時間が短くなる。

【００４７】ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳの
スレッショルド電圧を大きくするとＮチャンネルＭＯＳ
トランジスタＮＭＳのダイオード接続に順方向電流が流
れるまでの時間が長くなり、スレッショルド電圧を小さ
くするとＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳのダイ
オード接続に順方向電流が流れるまでの時間が短くな
る。

【００４８】そして、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ
ＮＭＳを直列に接続し抵抗Ｒと低電位側電源ＶＳＳの間
に設け、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳのダイ
オード接続の直列に接続する段数を増やすことにより、
直列に接続しているＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮ
ＭＳのダイオード接続に流れる順方向電流を減らし時間
を長くできる。

【００４９】つまり、抵抗ＲとＮチャンネルＭＯＳトラ
ンジスタＮＭＳとを、高電位側電源ＶＤＤと低電位側電
源ＶＳＳの間で直列に接続し、抵抗Ｒが高電位側電源Ｖ
ＤＤ側に接続しＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳ
が低電位側電源ＶＳＳ側に接続する構成する場合、抵抗
ＲとＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳの接続点に
おける電位は電源電圧を抵抗ＲとＮチャンネルＭＯＳト
ランジスタＮＭＳによる分圧による。

【００５０】このため、電源電圧の立ち上がり速度とイ
ンバータＩＮＶのスレッショルド電圧が一定である場
合、抵抗ＲとＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳの
接続点における電位、つまりインバータＩＮＶに対する
入力信号の電位が高電位側電源ＶＤＤの電位から低電位
側電源ＶＳＳの電位に変化する間にインバータＩＮＶの
スレッショルド電圧を通過するタイミングを変えられ
る。

【００５１】また、電源電圧の立ち上がり速度と抵抗Ｒ
の抵抗値とＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳの特
性が一定である場合を考えると、インバータＩＮＶのス
レッショルド電圧を変えることで、抵抗ＲとＮチャンネ
ルＭＯＳトランジスタＮＭＳの接続点における電位であ
るインバータＩＮＶの入力電位にたいする信号出力部Ｏ
ＵＴの信号レベルが反転するタイミングを調整できる。

【００５２】つまり、その他の従来技術のパワーオンリ
セット回路Ｐの信号出力部ＯＵＴにおける信号レベルが
“ロウ”信号から“ハイ”信号に反転するタイミング
は、この従来技術のパワーオンリセット回路Ｐを構成す
る抵抗ＲとＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳとイ
ンバータＩＮＶによりある程度任意に変えられ、その他
の従来技術のパワーオンリセット回路Ｐを用いる回路シ
ステムに適した回路定数を選択すれば、電源供給の開始
時における初期状態を設定できる。

【００５３】図８に示す従来技術のパワーオンリセット
回路Ｐは、電源電圧に対する分圧を用いてインバータＩ
ＮＶの出力を反転しているので、電源電圧の立ち上がり
速度が変化したとしてもタイミングに多少のズレが生じ
るだけで、パワーオンリセット回路の動作には問題は起
らない。

【００５４】しかしながら、電源電圧の大きさがばらつ
くとその他の従来技術のパワーオンリセット回路Ｐを構
成する抵抗ＲとＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳ
とインバータＩＮＶの回路定数を設定することによる電
源電圧の立ち上がり速度とパワーオンリセット回路Ｐの
信号出力部ＯＵＴにおける信号レベルが“ロウ”信号か
ら“ハイ”信号に反転するタイミングを調整することが
できない。

【００５５】ここで、電源電圧のばらつきとは移動体通
信機器の電源には通常電池を用い、この電池による電源
供給を直接用いたりレギュレータ回路を介して回路シス
テムに電源供給を行なっており、電池やレギュレータ回
路の製造ばらつきや実装などにより回路システムに供給
する電源電圧はばらつく。

【００５６】その他の従来技術のパワーオンリセット回
路Ｐの信号出力部ＯＵＴにおける信号レベルが“ロウ”
信号から“ハイ”信号に反転するタイミングは抵抗Ｒと
ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳによる電源電圧
の分圧で決まっているので、電源電圧がばらつくと、信
号出力部ＯＵＴにおける信号レベルが反転するタイミン
グもばらつく。

【００５７】これは、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ
ＮＭＳのダイオード接続の電圧依存性が大きいことによ
る。パワーオンリセット回路が回路システムの初期状態
を設定する時間は、なるべく電源電圧が立ち上がりって
いる間で長い時間行いたい。たとえば、電源電圧が５．
０Ｖの場合に対して回路定数を設定するパワーオンリセ
ット回路をそのまま電源電圧が３．０Ｖの場合に用いる
とＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳのダイオード
接続に流れる順方向電流が少なく抵抗ＲとＮチャンネル
ＭＯＳトランジスタＮＭＳの接続点における電位がイン
バータＩＮＶのスレッショルド電圧を通過しなくなり信
号出力部ＯＵＴにおける信号レベルは電源電圧が立ち上
がっても“ロウ”信号を出力する。

【００５８】つまり、その他の従来技術のパワーオンリ
セット回路Ｐは電源電圧に依存してしまうために、電源
電圧が異なる場合や電源電圧がばらつく場合にはその電
源に適した回路定数に調整する必要があり、回路システ
ムを多くの移動体通信機器に用いる場合に汎用性に欠け
てしまう。さらに、今後において移動体通信機器の消費
電力を下げる目的で電源電圧を下げた場合Ｎチャンネル
ＭＯＳトランジスタＮＭＳのダイオード接続に順方向電
流が流れずにその他の従来技術のパワーオンリセット回
路Ｐは動作できない。

【００５９】

【発明が解決しようとする課題】携帯電話やＰＨＳなど
の移動体通信機器で消費電流を下げる場合、待ち受け時
間の消費電力を下げるために、待ち受け時間内において
待ち受け待機時間では電子機器部品への電源電圧供給を
停止することと待ち受け動作時間では電子機器部品への
電源電圧供給を開始することを繰り返しおこない、消費
電力を可能な限り少なくしている。

【００６０】このため、移動体通信機器に使用する電子
機器部品に対し電源投入後に短時間で安定した状態にな
る仕様に対して、電源電圧の立ち上がり速度がバラ付い
たり変化すると、図７に示す従来技術のパワーオンリセ
ット回路Ｐでは、出力信号が電源電圧の立ち上がり速度
のばらつきに大きく依存し、電源電圧の立ち上がり速度
が遅くなると、従来技術のパワーオンリセット回路Ｐは
動作を行なえなくなるという課題がある。

【００６１】また、電源電圧の大きさがバラ付いたり変
化すると図８に示すその他の従来技術のパワーオンリセ
ット回路Ｐでは出力信号が電源電圧の大きさのばらつき
に大きく依存し、さらに移動体通信機器の消費電力を少
なくするために電源電圧が小さくなると第２の従来技術
のパワーオンリセット回路Ｐは動作を行なえなくなると
いう課題がある。

【００６２】［発明の目的］本発明の目的は、移動体通
信機器に使用する電子機器部品に対する電源電圧供給を
開始した後に短時間で安定した状態になるという要求を
満足し、しかも電源電圧の立ち上がり速度や電源電圧の
大きさがバラ付いたり変化しても安定した動作を行なえ
るパワーオンリセット回路を提供することである。

【００６３】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明によるパワーオンリセット回路の構成は、下
記のとおりとする。

【００６４】本発明によるパワーオンリセット回路は、
コンデンサと電源電圧の増加とともに抵抗値が単調に変
化する可変抵抗を有することを特徴とする。

【００６５】本発明によるパワーオンリセット回路は、
コンデンサと電源電圧の増加とともに抵抗値が単調に変
化する可変抵抗を有し、可変抵抗はＭＯＳトランジスタ
で構成することを特徴とする。

【００６６】本発明によるパワーオンリセット回路は、
コンデンサと電源電圧の増加とともに抵抗値が単調に変
化する可変抵抗を有し、可変抵抗はＭＯＳトランジスタ
のダイオード接続で構成することを特徴とする。

【００６７】本発明によるパワーオンリセット回路は、
コンデンサと電源電圧の増加とともに抵抗値が単調に変
化する可変抵抗を有し、可変抵抗は電源電圧の増加とと
もに単調に変化する電位レベルとＭＯＳトランジスタで
構成することを特徴とする。

【００６８】本発明によるパワーオンリセット回路は、
コンデンサと電源電圧の増加とともに抵抗値が単調に変
化する可変抵抗を有し、可変抵抗は電源電圧の増加とと
もに単調に変化する電位レベルをＭＯＳトランジスタの
ゲート電圧とすることを特徴とする。

【００６９】［作用］本発明のパワーオンリセット回路
は、コンデンサと電源電圧の増加とともに抵抗値が単調
に変化する可変抵抗とを有し、可変抵抗はＭＯＳトラン
ジスタのダイオード接続で構成するか、可変抵抗は電源
電圧の増加とともに単調に変化する電位レベルをＭＯＳ
トランジスタのゲート電圧とする。

【００７０】この構成により、本発明のパワーオンリセ
ット回路は、電源電圧の立ち上がり速度と電源電圧の大
きさにばらつきや変動があっても回路システムの初期状
態を設定することが安定して行なえる

【００７１】

【発明の実施の形態】以下図面を用いて本発明の最適な
形態におけるパワーオンリセット回路の構成を説明す
る。

【００７２】［本発明の第１の実施形態の説明：図１、
図２］はじめに図１を用いて、本発明の第１の実施の形
態を詳述する。図１は、本発明の第１の実施形態におけ
るパワーオンリセット回路Ｐの構成を示す回路図であ
る。

【００７３】図１に示す本発明の第１の実施形態のパワ
ーオンリセット回路Ｐは、高電位側電源ＶＤＤをコンデ
ンサＣの一方の端子に接続し、コンデンサＣの他方の端
子をＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳのゲートと
ドレインとに接続し、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ
ＮＭＳのソースとバルクを低電位側電源ＶＳＳに接続
し、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳのドレイン
をインバータＩＮＶの入力に接続し、インバータＩＮＶ
の出力に信号出力部ＯＵＴを設ける。

【００７４】つぎに、図１に示す本発明の第１の実施形
態のパワーオンリセット回路Ｐの動作について説明す
る。

【００７５】電源電圧供給を開始すると、初期状態にお
いては、コンデンサＣに高電位側電源ＶＤＤの電位であ
る電荷が充電し、インバータＩＮＶには“ハイ”信号が
入力し、インバータＩＮＶの出力である信号信号出力部
ＯＵＴは“ロウ”信号を出力する。つぎにコンデンサＣ
に充電している高電位側電源ＶＤＤの電位である電荷
は、ダイオード接続のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ
ＮＭＳを介して低電位側電源ＶＳＳに放電し、インバー
タＩＮＶに入力する信号レベルは“ハイ”信号から“ロ
ウ”信号に変化し、インバータＩＮＶの出力である信号
信号出力部ＯＵＴは“ハイ”信号を出力する。このと
き、信号信号出力部ＯＵＴにおける信号レベルが“ロ
ウ”信号から“ハイ”信号に反転するのは、入力信号が
インバータＩＮＶのスレショルド電位を通過するときで
ある。

【００７６】本発明の第１の実施形態におけるパワーオ
ンリセット回路Ｐに用いている可変抵抗ＶＲは、Ｎチャ
ンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳはゲートとドレインが
接続するＭＯＳトランジスタのダイオード接続になって
いる。このため、コンデンサＣと可変抵抗ＶＲの接続点
における電位が高電位側電源ＶＤＤの電位であるとＮチ
ャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳのダイオード接続に
順方向電流が流れる。

【００７７】したがって、コンデンサＣと可変抵抗ＶＲ
の接続点における電位は高電位側電源ＶＤＤの電位から
低電位側電源ＶＳＳの電位に変化し、インバータＩＮＶ
に入力する信号レベルも“ハイ”信号から“ロウ”信号
に変化し、インバータＩＮＶの出力である信号出力部Ｏ
ＵＴは“ハイ”信号を出力する。このとき、信号出力部
ＯＵＴにおける信号レベルが“ロウ”信号から“ハイ”
信号に反転するのは、入力信号がインバータＩＮＶのス
レショルド電位を通過するときである。

【００７８】ここで、本発明の第１の実施形態における
パワーオンリセット回路Ｐの信号出力部ＯＵＴにおける
信号レベルが“ロウ”信号の間に回路システムの初期状
態を設定するように周辺回路のロジックを設計すると、
電源供給を開始してから本発明の第１の実施形態のパワ
ーオンリセット回路Ｐの信号出力部ＯＵＴにおける信号
レベルが“ロウ”信号から“ハイ”信号に反転する間に
回路システムの初期状態を設定できる。

【００７９】本発明の第１の実施形態のパワーオンリセ
ット回路Ｐが回路システムの初期状態を設定するために
は、本発明の第１の実施形態のパワーオンリセット回路
Ｐの信号出力部ＯＵＴにおける信号レベルが必ず“ロ
ウ”信号になり、電源電圧の立ち上がりに従って“ロ
ウ”信号に反転する必要があり、回路システムの初期状
態を確実に設定するためには、電源電圧の立ち上がり
と、本発明の第１の実施形態のパワーオンリセット回路
Ｐの信号出力部ＯＵＴにおける信号レベルが“ロウ”信
号から“ハイ”信号に反転するタイミングが重要であ
る。

【００８０】本発明の第１の実施形態のパワーオンリセ
ット回路Ｐの信号出力部ＯＵＴにおける信号レベルが
“ロウ”信号から“ハイ”信号に反転するタイミング
は、コンデンサＣの容量値やＮチャンネルＭＯＳトラン
ジスタＮＭＳのサイズやスレッショルド電圧そしてイン
バータＩＮＶのスレッショルド電圧を変えることにより
任意に変えられる。このとき、インバータＩＮＶのスレ
ッショルド電圧はこのインバータＩＮＶを構成するＰチ
ャンネルＭＯＳトランジスタとＮチャンネルＭＯＳトラ
ンジスタのサイズやスレッショルド電圧を変えることで
調節できる。

【００８１】また、図１ではＮチャンネルＭＯＳトラン
ジスタＮＭＳのダイオード接続を１段しか用いていない
が、この段数を増やすことでも本発明の第１の実施形態
のパワーオンリセット回路Ｐの信号出力部ＯＵＴにおけ
る信号レベルが反転するタイミングを変えられる。

【００８２】たとえば、電源電圧の立ち上がり速度とイ
ンバータＩＮＶのスレッショルド電圧が一定である場合
を考えると、電源電圧供給を開始する初期状態において
はコンデンサＣと可変抵抗ＶＲの接続点における電位は
高電位側電源ＶＤＤの電位である。また、初期状態にお
いてはＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳのソース
とドレイン間電圧は小さいのでＮチャンネルＭＯＳトラ
ンジスタＮＭＳのダイオード接続は順方向に電流を流せ
ない。

【００８３】時間の経過とともに電源電圧が大きくなる
と、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳのソースと
ドレイン間電圧も大きくなり、ＮチャンネルＭＯＳトラ
ンジスタＮＭＳのダイオード接続は順方向が“オン”す
るので順方向電流が流れ、コンデンサＣと可変抵抗ＶＲ
の接続点における電位が低電位側電源ＶＳＳの電位にな
る。

【００８４】このとき、コンデンサＣと可変抵抗ＶＲの
接続点における電位は、コンデンサＣに充電している高
電位側電源ＶＤＤの電位である電荷量とＮチャンネルＭ
ＯＳトランジスタＮＭＳのダイオード接続で構成する可
変抵抗ＶＲに流れる電流量で決まる。このため、コンデ
ンサＣの容量値が大きいと、ＮチャンネルＭＯＳトラン
ジスタＮＭＳのダイオード接続に順方向電流が流れコン
デンサＣと可変抵抗ＶＲの接続点における電位が低電位
側電源ＶＳＳになるまでの時間が長くなる。

【００８５】これとは逆に、コンデンサＣの容量値が小
さいと、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳのダイ
オード接続に順方向電流が流れコンデンサＣと可変抵抗
ＶＲの接続点における電位が低電位側電源ＶＳＳになる
までの時間が短くなる。

【００８６】また、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮ
ＭＳのチャネル長やチャネル幅を変えることによりサイ
ズを大きくすると、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮ
ＭＳのダイオード接続に順方向電流が流れ、コンデンサ
Ｃと可変抵抗ＶＲの接続点における電位が低電位側電源
ＶＳＳになるまでの時間が長くなり、サイズを小さくす
るとＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳのダイオー
ド接続に順方向電流が流れコンデンサＣと可変抵抗ＶＲ
の接続点における電位が低電位側電源ＶＳＳになるまで
の時間が短くなる。

【００８７】ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳの
スレッショルド電圧を大きくするとＮチャンネルＭＯＳ
トランジスタＮＭＳのダイオード接続に順方向電流が流
れコンデンサＣと可変抵抗ＶＲの接続点における電位が
低電位側電源ＶＳＳになるまでの時間が長くなり、スレ
ッショルド電圧を小さくするとＮチャンネルＭＯＳトラ
ンジスタＮＭＳのダイオード接続に順方向電流が流れコ
ンデンサＣと可変抵抗ＶＲの接続点における電位が低電
位側電源ＶＳＳになるまでの時間が短くなる。

【００８８】そして、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ
ＮＭＳを直列に接続しコンデンサＣと低電位側電源ＶＳ
Ｓの間に設け、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳ
のダイオード接続の直列に接続する段数を増やすことに
より、直列に接続しているＮチャンネルＭＯＳトランジ
スタＮＭＳのダイオード接続に流れる順方向電流を減ら
し時間を長くできる。

【００８９】ここで、コンデンサＣとＮチャンネルＭＯ
ＳトランジスタＮＭＳのダイオード接続が高電位側電源
ＶＤＤと低電位側電源ＶＳＳの間で直列に接続し、コン
デンサＣが高電位側電源ＶＤＤ側に接続しＮチャンネル
ＭＯＳトランジスタＮＭＳが低電位側電源ＶＳＳ側に接
続する構成する場合、コンデンサＣと可変抵抗ＶＲの接
続点における電位は可変容量ＶＲに流れる電流量によ
る。

【００９０】このため、電源電圧の立ち上がり速度とイ
ンバータＩＮＶのスレッショルド電圧が一定である場
合、コンデンサＣと可変抵抗ＶＲの接続点における電
位、つまりインバータＩＮＶに対する入力信号の電位が
高電位側電源ＶＤＤの電位から低電位側電源ＶＳＳの電
位に変化する間に、インバータＩＮＶのスレッショルド
電圧を通過するタイミングを変えられる。

【００９１】またさらに、電源電圧の立ち上がり速度と
コンデンサＣの容量値とＮチャンネルＭＯＳトランジス
タＮＭＳとの特性が一定である場合を考えると、インバ
ータＩＮＶのスレッショルド電圧を変えることでコンデ
ンサＣと可変抵抗ＶＲの接続点における電位であるイン
バータＩＮＶの入力電位に対する信号出力部ＯＵＴの信
号レベルが反転するタイミングを調整できる。

【００９２】本発明の第１の実施形態におけるパワーオ
ンリセット回路Ｐは、電源電圧をコンデンサＣと可変抵
抗ＶＲにより分圧してインバータＩＮＶの出力を反転し
ているので、インバータＩＮＶに入力する電位レベルは
確実に低電位側電源ＶＳＳになり電源電圧の立ち上がり
速度が変化したとしてもタイミングに多少のズレが生じ
るだけで、パワーオンリセット回路の動作には問題は起
らない。

【００９３】また、本発明の第１の実施形態のパワーオ
ンリセット回路Ｐを構成するコンデンサＣの抵抗値は無
限大になっているので可変抵抗ＶＲの抵抗値より常に大
きな抵抗として働き、コンデンサＣと可変容量ＶＲの接
続点の電位レベルは確実に低電位側電源ＶＳＳになり電
源電圧の大きさがバラ付いても、パワーオンリセット回
路の動作には問題は起らない。

【００９４】本発明の第１の実施形態のパワーオンリセ
ット回路Ｐを用いれば、移動体通信機器に使用する電子
機器部品に対する電源電圧供給を開始した後に短時間で
安定した状態になるという要求を満足し、しかも電源電
圧の立ち上がり速度や電源電圧の大きさがバラ付いたり
変化しても安定した動作を行なえる回路システムを提供
できる。

【００９５】また、図２に示すその他の本発明の第１の
実施形態のパワーオンリセット回路Ｐは、高電位側電源
ＶＤＤをＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＭＳのソー
スとバルクに接続し、コンデンサＣの一方の端子をＰチ
ャンネルＭＯＳトランジスタＰＭＳのゲートとドレイン
に接続し、コンデンサＣの他方の端子を低電位側電源Ｖ
ＳＳに接続し、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＭＳ
のドレインをインバータＩＮＶの入力に接続し、インバ
ータＩＮＶの出力に信号出力部ＯＵＴを設けている。

【００９６】図２に示すその他の本発明の第１の実施形
態のパワーオンリセット回路Ｐも構成であっても、図１
に示す本発明の第１の実施形態のパワーオンリセット回
路Ｐと同様の効果がある。

【００９７】［本発明の第２の実施形態の説明：図３、
図４］つぎに図面を使用して、本発明の第２の実施の形
態を詳述する。図３は、本発明の第２の実施形態におけ
るパワーオンリセット回路Ｐの構成を示す回路図であ
る。

【００９８】図３に示すように、本発明の第３の実施形
態のパワーオンリセット回路Ｐにおいては、高電位側電
源ＶＤＤをコンデンサＣの一方の端子に接続し、コンデ
ンサＣの他方の端子をＮチャンネルＭＯＳトランジスタ
ＮＭＳのドレインに接続し、ＮチャンネルＭＯＳトラン
ジスタＮＭＳのソースとバルクを低電位側電源ＶＳＳに
接続し、高電位側電源ＶＤＤと低電位側電源ＶＳＳのあ
いだに第１の抵抗Ｒ１と第２の抵抗Ｒ２を直列に接続
し、第１の抵抗Ｒ１と第２の抵抗Ｒ２の接続点をＮチャ
ンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳのゲートに接続し、Ｎ
チャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳのドレインをイン
バータＩＮＶの入力に接続し、インバータＩＮＶの出力
に信号出力部ＯＵＴを設ける。

【００９９】つぎに、図３に示す本発明の第２の実施形
態のパワーオンリセット回路Ｐの動作について説明す
る。

【０１００】電源電圧供給を開始すると、初期状態にお
いては、コンデンサＣに高電位側電源ＶＤＤの電位であ
る電荷が充電し、インバータＩＮＶには“ハイ”信号が
入力し、インバータＩＮＶの出力である信号信号出力部
ＯＵＴは“ロウ”信号を出力する。つぎに、コンデンサ
Ｃに充電している高電位側電源ＶＤＤの電位である電荷
はＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳを介して低電
位側電源ＶＳＳに放電し、インバータＩＮＶに入力する
信号レベルは“ハイ”信号から“ロウ”信号に変化し、
インバータＩＮＶの出力である信号信号出力部ＯＵＴは
“ハイ”信号を出力する。このとき、信号信号出力部Ｏ
ＵＴにおける信号レベルが“ロウ”信号から“ハイ”信
号に反転するのは、入力信号がインバータＩＮＶのスレ
ショルド電位を通過するときである。

【０１０１】本発明の第２の実施形態におけるパワーオ
ンリセット回路Ｐに用いる可変抵抗ＶＲは、Ｎチャンネ
ルＭＯＳトランジスタＮＭＳは電源電圧を第１の抵抗Ｒ
１と第２の抵抗Ｒ２で分圧しＮチャンネルＭＯＳトラン
ジスタＮＭＳのゲートに印加してＭＯＳトランジスタ抵
抗として用いる。このため、コンデンサＣと可変抵抗Ｖ
Ｒの接続点における電位が高電位側電源ＶＤＤの電位で
あるとＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳに電流が
流れる。

【０１０２】このため、コンデンサＣと可変抵抗ＶＲの
接続点における電位は高電位側電源ＶＤＤの電位から低
電位側電源ＶＳＳの電位に変化するため、インバータＩ
ＮＶに入力する信号レベルも“ハイ”信号から“ロウ”
信号に変化し、このインバータＩＮＶの出力である信号
出力部ＯＵＴは“ハイ”信号を出力する。このとき、信
号出力部ＯＵＴにおける信号レベルが“ロウ”信号から
“ハイ”信号に反転するのは、入力信号がインバータＩ
ＮＶのスレショルド電位を通過するときである。

【０１０３】ここで、本発明の第２の実施形態における
パワーオンリセット回路Ｐの信号出力部ＯＵＴにおける
信号レベルが“ロウ”信号の間に回路システムの初期状
態を設定するように周辺回路のロジックを設計すると、
電源供給を開始してから本発明の第２の実施形態のパワ
ーオンリセット回路Ｐの信号出力部ＯＵＴにおける信号
レベルが“ロウ”信号から“ハイ”信号に反転する間に
回路システムの初期状態を設定できる。

【０１０４】本発明の第２の実施形態のパワーオンリセ
ット回路Ｐが回路システムの初期状態を設定するために
は、本発明の第２の実施形態のパワーオンリセット回路
Ｐの信号出力部ＯＵＴにおける信号レベルが必ず“ロ
ウ”信号になり、電源電圧の立ち上がりに従って“ロ
ウ”信号に反転する必要があり、回路システムの初期状
態を確実に設定するためには電源電圧の立ち上がりと本
発明の第２の実施形態のパワーオンリセット回路Ｐの信
号出力部ＯＵＴにおける信号レベルが“ロウ”信号から
“ハイ”信号に反転するタイミングが重要である。

【０１０５】本発明の第２の実施形態のパワーオンリセ
ット回路Ｐの信号出力部ＯＵＴにおける信号レベルが
“ロウ”信号から“ハイ”信号に反転するタイミング
は、コンデンサＣの容量値やＮチャンネルＭＯＳトラン
ジスタＮＭＳのサイズやスレッショルド電圧そしてイン
バータＩＮＶのスレッショルド電圧を変えることにより
任意に変えられる。このとき、インバータＩＮＶのスレ
ッショルド電圧はこのインバータＩＮＶを構成するＰチ
ャンネルＭＯＳトランジスタとＮチャンネルＭＯＳトラ
ンジスタのサイズやスレッショルド電圧を変えることで
調節できる。

【０１０６】また、図１ではＮチャンネルＭＯＳトラン
ジスタＮＭＳを１段しか用いていないが、この段数を増
やすことでも本発明の第２の実施形態のパワーオンリセ
ット回路Ｐの信号出力部ＯＵＴにおける信号レベルが反
転するタイミングを変えられる。

【０１０７】たとえば、電源電圧の立ち上がり速度とイ
ンバータＩＮＶのスレッショルド電圧が一定である場合
を考えると、電源電圧供給を開始する初期状態において
は、コンデンサＣと可変抵抗ＶＲの接続点における電位
は高電位側電源ＶＤＤの電位である。また、初期状態に
おいてはＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳのゲー
ト電圧もソースとドレイン間電圧も小さいのでＮチャン
ネルＭＯＳトランジスタＮＭＳに電流を流せない。

【０１０８】時間の経過とともに電源電圧が大きくなる
と、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳのソースと
ドレイン間電圧も大きくなり、電源電圧を第１の抵抗Ｒ
１と第２の抵抗Ｒ２により分圧するＮチャンネルＭＯＳ
トランジスタＮＭＳのゲート電圧も同様に大きくなり、
ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳのが“オン”し
ＭＯＳトランジスタ抵抗としての抵抗値が下がり電流が
流れ、コンデンサＣと可変抵抗ＶＲの接続点における電
位が低電位側電源ＶＳＳの電位になる。

【０１０９】このとき、コンデンサＣと可変抵抗ＶＲと
の接続点における電位は、コンデンサＣに充電している
高電位側電源ＶＤＤの電位である電荷量と、第１の抵抗
Ｒ１と第２の抵抗Ｒ２とＮチャンネルＭＯＳトランジス
タＮＭＳで構成する可変抵抗ＶＲに流れる電流量で決ま
るため、コンデンサＣの容量値が大きいと、Ｎチャンネ
ルＭＯＳトランジスタＮＭＳに電流が流れコンデンサＣ
と可変抵抗ＶＲの接続点における電位が低電位側電源Ｖ
ＳＳになるまでの時間が長くなる。

【０１１０】これとは逆に、コンデンサＣの容量値が小
さいと、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳに電流
が流れコンデンサＣと可変抵抗ＶＲの接続点における電
位が低電位側電源ＶＳＳになるまでの時間が短くなる。

【０１１１】また、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮ
ＭＳのチャネル長やチャネル幅を変えることによりサイ
ズを大きくすると、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮ
ＭＳに電流が流れコンデンサＣと可変抵抗ＶＲの接続点
における電位が低電位側電源ＶＳＳになるまでの時間が
長くなり、サイズを小さくするとＮチャンネルＭＯＳト
ランジスタＮＭＳに電流が流れコンデンサＣと可変抵抗
ＶＲの接続点における電位が低電位側電源ＶＳＳになる
までの時間が短くなる。

【０１１２】ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳの
スレッショルド電圧を大きくするとＮチャンネルＭＯＳ
トランジスタＮＭＳに電流が流れて、コンデンサＣと可
変抵抗ＶＲとの接続点における電位が低電位側電源ＶＳ
Ｓになるまでの時間が長くなり、スレッショルド電圧を
小さくするとＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳに
電流が流れコンデンサＣと可変抵抗ＶＲの接続点におけ
る電位が低電位側電源ＶＳＳになるまでの時間が短くな
る。

【０１１３】そして、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ
ＮＭＳを直列に接続しコンデンサＣと低電位側電源ＶＳ
Ｓの間に設け、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳ
のダイオード接続の直列に接続する段数を増やすことに
より、直列に接続しているＮチャンネルＭＯＳトランジ
スタＮＭＳに流れる電流を減らし時間を長くできる。

【０１１４】また電源電圧を分圧してＮチャンネルＭＯ
ＳトランジスタＮＭＳのゲートに印加する第１の抵抗Ｒ
１と第２の抵抗Ｒ２との比を変えても、ＮチャンネルＭ
ＯＳトランジスタＮＭＳに流れる電流を調節し時間を変
えられる。

【０１１５】ここで、コンデンサＣとＮチャンネルＭＯ
ＳトランジスタＮＭＳのＭＯＳトランジスタ抵抗が高電
位側電源ＶＤＤと低電位側電源ＶＳＳの間で直列に接続
し、コンデンサＣが高電位側電源ＶＤＤ側に接続しＮチ
ャンネルＭＯＳトランジスタＮＭＳが低電位側電源ＶＳ
Ｓ側に接続する構成する場合、コンデンサＣと可変抵抗
ＶＲの接続点における電位は可変容量ＶＲに流れる電流
量による。

【０１１６】このため、電源電圧の立ち上がり速度とイ
ンバータＩＮＶのスレッショルド電圧が一定である場
合、コンデンサＣと可変抵抗ＶＲの接続点における電位
つまりインバータＩＮＶに対する入力信号の電位が高電
位側電源ＶＤＤの電位から低電位側電源ＶＳＳの電位に
変化する間にインバータＩＮＶのスレッショルド電圧を
通過するタイミングを変えられる。

【０１１７】また、電源電圧の立ち上がり速度とコンデ
ンサＣの容量値と可変抵抗ＶＲの特性が一定である場合
を考えると、インバータＩＮＶのスレッショルド電圧を
変えることにより、コンデンサＣと可変抵抗ＶＲの接続
点における電位であるインバータＩＮＶの入力電位に対
する信号出力部ＯＵＴの信号レベルが反転するタイミン
グを調整できる。

【０１１８】本発明の第２の実施形態のパワーオンリセ
ット回路Ｐは、電源電圧をコンデンサＣと可変抵抗ＶＲ
により分圧してインバータＩＮＶの出力を反転してい
る。このためインバータＩＮＶに入力する電位レベルは
確実に低電位側電源ＶＳＳになり、電源電圧の立ち上が
り速度が変化したとしてもタイミングに多少のズレが生
じるだけで、パワーオンリセット回路の動作には問題は
起らない。

【０１１９】また、本発明の第２の実施形態のパワーオ
ンリセット回路Ｐを構成するコンデンサＣの抵抗値は無
限大になっているので可変抵抗ＶＲの抵抗値より常に大
きな抵抗として働き、コンデンサＣと可変容量ＶＲの接
続点の電位レベルは確実に低電位側電源ＶＳＳになり電
源電圧の大きさがバラ付いても、パワーオンリセット回
路の動作には問題は起らない。

【０１２０】本発明の第２の実施形態のパワーオンリセ
ット回路Ｐを用いれば、移動体通信機器に使用する電子
機器部品に対する電源電圧供給を開始した後に短時間で
安定した状態になるという要求を満足し、しかも電源電
圧の立ち上がり速度や電源電圧の大きさがバラ付いたり
変化しても安定した動作を行なえる回路システムを提供
できる。

【０１２１】また、図４示すその他の本発明の第２の実
施形態のパワーオンリセット回路Ｐは、高電位側電源Ｖ
ＤＤをコンデンサＣの一方の端子に接続し、コンデンサ
Ｃの他方の端子をＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭ
Ｓのドレインに接続し、ＮチャンネルＭＯＳトランジス
タＮＭＳのソースとバルクを低電位側電源ＶＳＳに接続
し、高電位側電源ＶＤＤをＮチャンネルＭＯＳトランジ
スタＮＭＳのゲートに接続し、ＮチャンネルＭＯＳトラ
ンジスタＮＭＳのドレインをインバータＩＮＶの入力に
接続し、インバータＩＮＶの出力に信号出力部ＯＵＴを
設ける。

【０１２２】図３示す本発明の第２の実施形態のパワー
オンリセット回路Ｐの構成を用いる場合、第１の抵抗Ｒ
１と第２の抵抗Ｒ２の比を適当に選ぶことで初期状態の
設定を終了する電源電圧の大きさや電源電圧の供給を開
始してからの時間を任意に設定でき、図４に示すその他
の本発明の第２の実施形態のパワーオンリセット回路Ｐ
の構成を用いる場合、抵抗を用いる必要がないので回路
規模を小さくできる。

【０１２３】さらに、図３と図４に示す本発明の第２の
実施形態のパワーオンリセット回路Ｐとその他の本発明
の第２の実施形態のパワーオンリセット回路Ｐの構成
で、インバータＩＮＶの入力と高電位側電源ＶＤＤと低
電位側電源ＶＳＳの両方または一方の電源の間にコンデ
ンサを設けて、電源電圧の立ちあがりに対して電源電圧
検出手段の出力を時間的に遅らせることも可能である。

【０１２４】［本発明の第３の実施形態の説明：図５、
図６］つぎに本発明の第３の実施形態を説明する。図５
は、本発明の第３の実施形態におけるパワーオンリセッ
ト回路Ｐの構成を示す回路図である。

【０１２５】図５に示すように、本発明の第３の実施形
態におけるパワーオンリセット回路Ｐは、高電位側電源
ＶＤＤをＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＭＳのソー
スとバルクに接続し、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ
ＰＭＳのドレインをコンデンサＣの一方の端子に接続
し、コンデンサＣの他方の端子を低電位側電源ＶＳＳに
接続し、高電位側電源ＶＤＤと低電位側電源ＶＳＳの間
に第１の抵抗Ｒ１と第２の抵抗Ｒ２を直列に接続し、第
１の抵抗Ｒ１と第２の抵抗Ｒ２の接続点をＰチャンネル
ＭＯＳトランジスタＰＭＳのゲートに接続し、Ｐチャン
ネルＭＯＳトランジスタＰＭＳのドレインをインバータ
ＩＮＶの入力に接続し、インバータＩＮＶの出力に信号
出力部ＯＵＴを設ける。

【０１２６】図５に示す本発明の第３の実施形態のパワ
ーオンリセット回路Ｐも構成であっても、図３に示す本
発明の第２の実施形態のパワーオンリセット回路Ｐと同
様の効果がある。

【０１２７】図６は、その他の本発明の第３の実施形態
におけるパワーオンリセット回路Ｐの構成を示す回路図
である。

【０１２８】図６に示す本発明の第３の実施形態におけ
るパワーオンリセット回路Ｐは、高電位側電源ＶＤＤを
ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＭＳのソースとバル
クに接続し、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＭＳの
ドレインをコンデンサＣの一方の端子に接続し、このコ
ンデンサＣの他方の端子を低電位側電源ＶＳＳに接続
し、低電位側電源ＶＳＳをＰチャンネルＭＯＳトランジ
スタＰＭＳのゲートに接続し、ＰチャンネルＭＯＳトラ
ンジスタＰＭＳのドレインをインバータＩＮＶの入力に
接続し、インバータＩＮＶの出力に信号出力部ＯＵＴを
設ける。

【０１２９】図６に示すその他の本発明の第３の実施形
態のパワーオンリセット回路Ｐも構成であっても、図４
に示すその他の本発明の第３の実施形態のパワーオンリ
セット回路Ｐと同様の効果がある。

【０１３０】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
のパワーオンリセット回路は、移動体通信機器に使用す
る電子機器部品に対し電源投入後に短時間で安定した状
態になる仕様に対して、電源電圧の立ち上がり速度や電
源電圧の大きさがバラ付いたり変化しても、コンデンサ
と電源電圧の増加とともに抵抗値が単調に変化する可変
抵抗とを有する。

【０１３１】このため本発明のパワーオンリセット回路
においては、電源電圧供給を開始してから短い時間で安
定な動作を行い汎用性の高いパワーオンリセット回路を
提供することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態におけるパワーオンリ
セット回路の構成を示す回路図である。

【図２】その他の本発明の第１の実施形態におけるパワ
ーオンリセット回路の構成を示す回路図である。

【図３】本発明の第２の実施形態におけるパワーオンリ
セット回路の構成を示す回路図である。

【図４】その他の本発明の第２の実施形態におけるパワ
ーオンリセット回路の構成を示す回路図である。

【図５】本発明の第３の実施形態におけるパワーオンリ
セット回路の構成を示す回路図である。

【図６】その他の本発明の第３の実施形態におけるパワ
ーオンリセット回路の構成を示す回路図である。

【図７】従来技術におけるパワーオンリセット回路の構
成を示す回路図である。

【図８】従来技術におけるパワーオンリセット回路の構
成を示す回路図である。

【符号の説明】

Ｐ パワーオンリセット回路 Ｃ コンデンサ ＶＲ 可変抵抗 ＮＭＳ ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ ＩＮＶ インバータ ＯＵＴ 信号出力部

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 コンデンサと、電源電圧の増加とともに
   抵抗値が単調に変化する可変抵抗とを有することを特徴
   とするパワーオンリセット回路。
2. 【請求項２】 コンデンサと、電源電圧の増加とともに
   抵抗値が単調に変化する可変抵抗とを有し、 可変抵抗は、ＭＯＳトランジスタで構成することを特徴
   とするパワーオンリセット回路。
3. 【請求項３】 コンデンサと、電源電圧の増加とともに
   抵抗値が単調に変化する可変抵抗とを有し、 可変抵抗は、ＭＯＳトランジスタのダイオード接続で構
   成することを特徴とするパワーオンリセット回路。
4. 【請求項４】 コンデンサと、電源電圧の増加とともに
   抵抗値が単調に変化する可変抵抗とを有し、 可変抵抗は、電源電圧の増加とともに単調に変化する電
   位レベルとＭＯＳトランジスタで構成することを特徴と
   するパワーオンリセット回路。
5. 【請求項５】 コンデンサと、電源電圧の増加とともに
   抵抗値が単調に変化する可変抵抗とを有し、 可変抵抗は、電源電圧の増加とともに単調に変化する電
   位レベルをＭＯＳトランジスタのゲート電圧とすること
   を特徴とするパワーオンリセット回路。