JPH11340952A - Ｃｄｍａ通信システム用の適応信号受信機 - Google Patents

Ｃｄｍａ通信システム用の適応信号受信機

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JPH11340952A
JPH11340952A JP11035041A JP3504199A JPH11340952A JP H11340952 A JPH11340952 A JP H11340952A JP 11035041 A JP11035041 A JP 11035041A JP 3504199 A JP3504199 A JP 3504199A JP H11340952 A JPH11340952 A JP H11340952A
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adaptive
detector
signal
symbol
baid
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JP11035041A
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Gaudenzi Riccardo De
デ ガウデンジ リッカルド
Fillippo Giannetti
ジアンネッティ フィリッポ
Garcia Javier Romero
ロメロ ガルシア ヤビエル
Marco Luise
ルイセ マルコ
Luca Fanucci
ファヌッチ ルカ
Edoardo Letta
レッタ エドアルド
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Agence Spatiale Europeenne
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  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】ＣＤＭＡ干渉の緩和から有効信号位相推定を効
果的に分離する。 【解決手段】非同期の多元接続干渉（ＭＡＩ）に対して
ロバストになるように配置された、少なくとも１つのブ
ラインド検出ユニットを有する適応信号受信機。有用な
信号は、固定項と、定義された観察窓内で多数の標本に
わたって伸長する長さを持つ複合適応部とで構成された
ユーザシグネチャシーケンスを用いて検出される。該シ
グネチャシーケンスの複合適応部を自動的かつ定期的に
更新するために提供される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直接シーケンス／
スペクトル拡散（ＤＳ／ＳＳ）変調信号による符号分割
多元接続（ＣＤＭＡ）通信の分野に関する。これは特
に、ＣＤＭＡ通信システムのための新規の適応信号受信
機に係る。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】ＣＤ
ＭＡ通信システムは、シグネチャと呼ばれる様々な符号
シーケンスを用いて、多数のユーザからの情報を共通の
チャネルで伝送する。これらのシステムでは、送信機は
相互に独立して情報を送信する。したがって、様々なユ
ーザからの信号が非同期で受信機に到着する。様々なユ
ーザからの信号のシグネチャ間の相互相関はゼロではな
いので、ユーザからの受信信号は、他のユーザからの近
くの干渉信号に対し敏感である。
【０００３】他のユーザからの干渉に対するこの感受性
は、指定されたシステムビット誤り率（ＢＥＲ）で動作
するアクティブユーザの数を抑制し、したがってＣＤＭ
Ａシステムは、ユーザ／帯域幅の数の点で、総合処理能
力が控え目であると言われる。
【０００４】すでに多元接続干渉（ＭＡＩ）に相当な注
目が集まっており、この１０年間に、マルチユーザ干渉
除去およびマルチユーザ検出（ＭＵＤ）への関心は爆発
的に高まった。ＭＵＤの目的は、全ユーザのデータスト
リームの結合復調を達成することである。ＭＵＤの発見
に活気づけられた盛んな研究活動の主要な成果の一つ
は、ＣＤＭＡのＭＡＩに対する感受性が接続法自体に内
在するものではなく、むしろそれは基本的に、相加性白
色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）チャネルの単一ＤＣ／ＳＳ信
号を処理するための最適構成をその時点で代表する単一
ユーザ相関受信機の多元接続環境における間違った利用
に関連する、ということである（Ｓ．Ｖｅｒｄｕによる
「Ｏｐｔｉｍｕｍ Ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ Ａｓｙｍｐｔ
ｏｔｉｃＥｆｆｉｃｉｅｎｃｙ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎ
ｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ
ｓ、 Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ １９８６、 ８９０−８９
７頁を参照されたい）。
【０００５】マルチユーザ受信機の実現は、第一に最適
構成のための計算の高度な複雑さのため、第二に、より
低い複雑さの部分最適構成でも、全てのアクティブなネ
ットワークユーザのコードタイミング、搬送波位相、お
よび／または信号電力の正確な推定を必要とするため
に、簡単ではない。耐ＭＡＩ障害検出器の実用的実現に
向けての最新の進歩は、単一ユーザ適応受信機に属する
分類によって代表され、その一例が、例えば Ｕｐａｍ
ａｎｙｕ Ｍａｄｈｏｗ および Ｍｉｃｈａｅｌ
Ｌ． Ｈｏｎｉｇによる「ＭＭＳＥ Ｉｎｔｅｒｆｅｒ
ｅｎｃｅ Ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ ｆｏｒ Ｄｉｒｅ
ｃｔ−Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｓｐｒｅａｄ−Ｓｐｅｃｔｒ
ｕｍ ＣＤＭＡ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ
ｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、 Ｖｏｌ．
４２、 Ｎｏ．１２、 Ｄｅｃｅｍｂｅｒ １９９４、
３１７８−３１８８頁に開示されている。この種類の
受信機は、マルチユーザ干渉のかなりの部分を除去する
ことができるが、データ伝送を行うことができるように
なる前に、先験的に知らなければならない適切なトレー
ニングシーケンスによって調整する必要がある。
【０００６】トレーニングシーケンスを必要とせずに使
用できるこの種のロバスト（安定）で単純な受信機は、
Ｍｉｃｈａｅｌ Ｈｏｎｉｇ、Ｕｐａｍａｎｙｕ Ｍａ
ｄｈｏｗ、Ｓｅｒｇｉｏ Ｖｅｒｄｕ による「Ｂｌｉ
ｎｄ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ Ｄｅｔ
ｅｃｔｉｏｎ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ
ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ、 Ｖ
ｏｌ．４１、 Ｎｏ．４、 Ｊｕｌｙ １９９５、 ９
４４−９６０頁に開示されている。そこに提示されたシ
ミュレーション結果は、方形チップ、理想コヒーレント
検出、および低ＡＷＧＮレベルのＢＰＳＫ ＤＳ／ＳＳ
同期信号の場合に関連する。理想コヒーレント検出は事
実上、ブラインド適応干渉緩和検出（ＢＡＩＤ）構造の
実用的システムへの適用可能性を大きく低下する強力な
前提である。ＢＡＩＤ検出器を使用するには、一般的に
受信機には分からず、かつＤＳ／ＳＳ信号検出前に正確
に推定することのできない、有効チャネル搬送周波数お
よび位相の事前の知識が必要である。
【０００７】特に、前記論文の著者達はＢＡＩＤの適用
に関して新たな受信機の捕捉の段階のみを考えており、
それは検出後の信号対雑音比を０ｄＢ程度にする（受信
可能にする）ことまでを考えている。
【０００８】そのような状態で、特別なトレーニングシ
ーケンスを必要とせずに、判断補助検出器が直接引き継
ぐことができる。そのような判断補助検出器は、Ｐｒｅ
ｄａｇ Ｂ． Ｒａｐａｊｉｃ および Ｂｒａｎｋａ
Ｓ． Ｖｕｃｅｔｉｃ による「Ａｄａｐｔｉｖｅ
Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ ｆｏｒＡｓ
ｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ＣＤＭＡ Ｓｙｓｔｅｍｓ」、
ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｎ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ
Ａｒｅａｓ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、
Ｖｏｌ．１２、 Ｎｏ．４、 Ｍａｙ １９９４、 ６
８５−６９７頁に開示されている。データ補助検出器
は、性能的には最適であるが、送信されるシンボルの事
前の知識が必要である。シンボル持続時間に比べてゆっ
くりと変化するチャネルを前提として、データストリー
ムに定期的間隔で既知のデータのプリアンブルを挿入し
て、検出器の収束を補助することができる。
【０００９】しかし、この場合、データ転送速度の増加
や、アルゴリズムの複雑さを劇的に増加すると共に数値
的安定性の問題をもたらす再帰的最小二乗のような高速
収束アルゴリズムが必要になるという欠点がある。判断
補助法はトレーニングシーケンスの事前の知識を必要と
しないが、しかし、信号対雑音比の低い条件下での性能
が低く、よってシンボルの推定が信頼できなくなり、検
出器の性能が急激に低下するという欠点がある。この性
質は、多くの実用的（移動）システムの場合のように信
号振幅が著しく変動するとき、または経路ダイバーシテ
ィを利用するときに、特に有害である。
【００１０】この場合、低い入力信号対雑音比で各Ｒａ
ｋｅ受信機フィンガに等化を実行しなければならない。
さらに、この周知の検出器における適応検出法は、有効
信号の未知の位相および有効チャネル搬送周波数誤差に
対する感受性が低くない。
【００１１】データ補助ＭＭＳＥアルゴリズムは、干渉
緩和に加えて固有位相推定を提供することが知られてい
る。これは、干渉緩和のためのアルゴリズムの収束速度
が搬送波位相追跡に関連するので、明らかな利点であ
る。フェージングチャネルでは、有効信号位相が適応Ｍ
ＭＳＥ検出器に入る前に予め補正されない限り、このア
ルゴリズムは性能が低くなる（複雑な位相推定に基づい
て検出器入力における位相誤差を除去する解決法を提案
している Ａ．Ｎ．Ｂａｒｂｏｓａ、Ｓ．Ｌ．Ｍｉｌｌ
ｅｒの「Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｏｆ
ＤＳ／ＣＤＭＡＳｉｇｎａｌｓ ｉｎ Ｆａｄｉｎｇ
Ｃｈａｎｎｅｌｓ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． ｏｎ
Ｃｏｍｍ．、 Ｖｏｌ．４６、 Ｎｏ．１、 Ｊａｎ
ｕａｒｙ１９９８を参照されたい）。提案された位相透
過的な解決法はこの重要な問題による悪影響を受けず、
ＣＤＭＡ干渉の緩和から有効信号位相推定を効果的に分
離することができる。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は、適度な複雑さ
の増加によりＤＳ−ＣＤＭＡ受信機の性能を向上するた
めに、任意の干渉源のタイミングおよび周波数オフセッ
トを受ける非同期ＣＤＭＡ信号の一般事例へのブライン
ド適応干渉緩和検出（ＢＡＩＤ）構造の拡張を取り扱
う。
【００１３】本発明の目的は、ビット誤り率（ＢＥＲ）
性能に対する多元接続干渉（ＭＡＩ）の有害な効果を最
小化し、かつ周知のトレーニングシーケンスを使用する
必要の無いＣＤＭＡのブラインド適応受信機を提供する
ことである。
【００１４】本発明の別の目的は、非同期ＭＡＩに対し
ロバストなＣＤＭＡ信号のための低複雑性ブラインド適
応受信機を提供することである。
【００１５】本発明のさらに別の目的は、干渉源の周波
数誤差に対しロバストであり、かつ可能な搬送波位相オ
フセットの影響を受けないブラインド適応受信機構造を
提供することである。
【００１６】本発明のこれらおよびその他の目的は、第
一固定項と標本の数全体にわたって伸長する予め定めら
れた長さを有する第二複合適応部とから成るユーザのシ
グネチャシーケンスを使用して、着信データストリーム
におけるシンボル検出を実行するように構成された手段
を含む、ＣＤＭＡ信号の適応受信機によって達成され
る。単数または複数のシンボルの長さにわたる規則的な
間隔で自動的に更新する手段が備えられている。
【００１７】第二複合適応部は、検出後に得られる信号
で測定される搬送周波数の誤差信号から手始めに決定さ
れる。
【００１８】本発明のＣＤＭＡ受信機に組み込まれるブ
ラインド適応検出器は、ユーザ端末における小型ＡＳＩ
Ｃディジタル装置によく適したモジュール形式で実現す
ることができる。実施例は、ＤＳＰ／ＡＳＩＣによって
使用される信号を有限なビット数で表わすことによる影
響を避けるための、明白でない技術を含む。
【００１９】ここで提案する解決法は衛星通信システム
への適用に特に適しているが、これらは地上通信システ
ム用にも同様に適応させることができる。また、本発明
は、無線ＣＤＭＡ通信の第三世代標準に提案されている
ような、可変伝送速度を持つ通信システム用にも適応さ
せることができる。
【００２０】本発明の主要な利点は、次のように要約す
ることができる。 １． アルゴリズムの収束を助けるためのトレーニング
シーケンスも、干渉源パラメータの知識も必要無い。必
要な唯一のパラメータは、従来の検出器の場合と同様の
有効チャネルシグネチャシーケンスおよびチップタイミ
ング情報である。 ２． 干渉源のパワーの不平衡および搬送周波数オフセ
ットが大きい場合でも、非同期ＣＤＭＡ干渉に対しロバ
ストである。 ３． 検出器は有効信号の未知の位相に影響されず、従
来のＢＰＳＫシンボルレート位相推定器を使用すること
ができる。 ４． 従来のデータ補助最小平均二乗等化器（ＤＡ−Ｍ
ＭＳＥ）に比較して、残留ベースバンド有効チャネル搬
送周波数誤差に対するロバスト性が増大している。 ５． システム性能は、符号化システムにとって実利的
な関心があるＳＮ比領域における最適ＤＡ−ＭＭＳＥ線
形検出器に非常に近い。 ６． 適応検出器は、符号化システムに典型的な非常に
低いＳＮ比で動作することができ、よりスペクトル効率
の高い二重ＢＰＳＫスペクトル拡散信号形式（Ｄ−ＢＰ
ＳＫ／ＳＳ）をサポートする。 ７． これは、ユーザ端末における小型ＡＳＩＣディジ
タル装置としての実現によく適している。
【００２１】本発明は、以下の領域に実用的適用分野を
見つけることができる。 ・固定および移動衛星通信網 ・ＣＤＭＡ方式による位置決めシステム ・地上ＣＤＭＡ網
【００２２】
【発明の実施の形態】ＣＤＭＡ信号形式ここで導入する
信号形式は極めて一般的であり、二次元変調によるＤＳ
／スペクトル拡散（ＤＳ／ＳＳ）に対応する。最も一般
的な場合には、ｋ番目のユーザの速度Ｒbの着信バイナ
リデータストリームは、直並列変換器によって二つの直
角位相（Ｐ−Ｑ）レールに分割される。その結果得られ
るシンボルａk,p（ｕ）、ａk,q（ｕ）ε｛−１，１｝
は、Ｐ−Ｑシグネチャシーケンスｃk,p（１）、ｃ
k,q（１）によって独立して拡散され、Ｐ−Ｑ搬送波変
調の前に濾波される。その結果得られるｋ番目の複合信
号は、次式によって得られる。
【００２３】
【数１】
【００２４】式中、Ｄは信号変調次元数に関連する振幅
率であり（表１参照）、Ｐkはｋ番目の信号パワー、Ｌ
は両方の拡散シーケンスの周期、Ｔcはチップ時間、Ｔs
＝１／（２Ｒb）＝Ｌｔcはシンボル時間、Δｆkは公称
周波数ｆoに対するｋ番目の搬送周波数オフセット、φk
はｋ番目のユーザ搬送波位相、ｇT（ｔ）はチップ整形
フィルタのインパルス応答、τkはｋ番目のユーザ信号
遅延を表わす。また、一般性を失うことなく、０≦τk
＜Ｔsも前提とした。
【００２５】シグネチャシーケンスｃk,h（１）は、同
じ周期および開始時間を持つ拡張擬似雑音（ＰＮ）シー
ケンスによって重ね合わせられたＷａｌｓｈ Ｈａｄａ
ｍａｒｄ（ＷＨ）関数のような「複合」シーケンスでも
よい。複合シーケンスは、オーバレイＰＮがビーム／セ
クタ独特であり、同じビーム／セクタ内の各々の異なる
ユーザに異なるＷＨシグネチャシーケンスが割り当てら
れるマルチビーム、マルチ衛星システム、またはセルラ
地上システムで必要である。ＥＣ−ＢＡＩＤが適用でき
るようにするために、短い符号、すなわちＴs＝Ｌｔcを
も前提としたことをに注意されたい。この場合、符号長
Ｌも拡散率Ｔs／Ｔcに一致する。
【００２６】方程式（１）は、表１に要約するような様
々な変調および拡散形式を表わす。シンボル長拡散シー
ケンスを使用する従来の検出器の場合、ｄ−ＢＰＳＫお
よびＱＰＳＫ−ＲＳは、帯域幅で不利益を被ることな
く、直交シーケンスに利用可能なコードブックの大きさ
が倍加する。搬送波位相誤差については、ｄ−ＢＰＳＫ
はＱＰＳＫ−ＲＳに比べて、ロバスト性が増強される
（表１参照）。
【００２７】受信信号ｒ（ｔ）（のベースバンド相当）
は、形式（１）のＫ個の様々な信号の多重化に、両側の
パワースペクトル密度ＮoのＡＷＧＮ複合プロセスｖ
（ｔ）（のベースバンド相当）を加えたものである。し
たがって、次式のようになる。
【００２８】
【数２】
【００２９】ここで、表記を簡素化するために、チャネ
ルｋ＝１が希望するチャネルであると仮定すると、方程
式（２）を次式のように書き替えることができる。
【００３０】
【数３】
【００３１】
【表１】
【００３２】ここで、Ｊ（ｔ）ΔΣk=2ｅk（ｔ）はＭＡ
Ｉ項を表わす。標本化チップ整合フィルタ（ＣＭＦ）の
出力は、次のように表わすことができる。
【００３３】
【数４】
【００３４】ここでｇR（ｔ）はＣＭＦインパルス応答
である。
【００３５】ここで図１を参照すると、本書で上述した
論文「Ｂｌｉｎｄ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｍｕｌｔｉｕｓ
ｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ」に開示されているような先
行技術ブラインド適応受信機が示されている。ベースバ
ンドに変換された後、信号ｙ（ｍ）は、有効信号に影響
を及ぼすことなく雑音帯域幅を制限する機能を持つベー
スバンドフィルタ１１、例えばナイキスト平方根かさ上
げ余弦チップ整合フィルタで受信される。信号は次に、
サンプラ１２で間隔Ｔcで標本化される。各標本化間隔
Ｔcは、シンボル持続時間Ｔsの約数である。複合標本は
その後、処理するための検出器１３に入力され、シンボ
ルレートで復号シンボルを出力する。この目的のため
に、検出器１３は、複製符号生成器１４によって生成さ
れるユーザ符号シーケンスを受け取る。複製符号クロッ
ク捕捉ユニット１５は、従来の各スペクトル分散復調器
の場合と同様に装備される。周波数および位相推定器１
６は、周波数オフセットおよび搬送波位相誤差を除去す
る働きをする。
【００３６】本書で上述した通り、本発明による受信機
は、データ伝送の前に既知のトレーニングシーケンス
も、干渉信号に関連するその他の情報も必要とせずに、
通信チャネルのマルチユーザ干渉を解消するような方法
で設計され構成される。この目的のために、受信機は検
出処理を実行し、また実際の検出器の出力と雑音および
ＭＡＩが無い状態で得られる正しい出力との間の平均二
乗誤差（ＭＳＥ）を最小にするように、有効チャネルビ
ットストリームを検出する手段を装備している。
【００３７】広い意味では、適応検出処理は、上述の論
文「Ｂｌｉｎｄ ＡｄａｐｔｉｖｅＭｕｌｔｉｕｓｅｒ
Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ」に開示されたものの延長であ
り、その内容を参照としてここに組み込む。本発明の検
出処理は、変形ユーザシグネチャシーケンスを使用して
標本Ｙの個数Ｌの相関を実行することによって検出が行
われ、よって性能を損ねることなく信号を狭めながら、
干渉信号の影響を最小にすると点で、Ｍｉｃｈａｅｌ
Ｈｏｎｉｇらの方法とは異なる。
【００３８】本発明では、ユーザシグネチャシーケンス
は二つの構成要素、すなわち固定項Ｃ1（アンカ）と、
再帰的アルゴリズムを用いて少なくともシンボルごとに
更新される複合適応部ｘ1（補助符号）とで構成され
る。
【００３９】最も単純なＣ−ＢＡＩＤ実施例の場合、こ
れは次のように表わすことができる。
【００４０】
【数５】
【００４１】式中、ｈ1（ｒ）はシグネチャシーケンス
である。
【００４２】補助符号は、少なくとも二つの干渉シンボ
ルの持続時間を包含する長さを有し、これは各シンボル
ごとに、または幾つかのシンボルの後に、次の関係式で
表わすことができる適応規則を用いて、自動的に計算さ
れる。
【００４３】
【数６】
【００４４】式中、ｂ1（ｒ）は検出器出力シンボルで
あり、γは、捕捉速度と定常状態性能との間の妥協とし
て設定される更新ステップである。
【００４５】先行技術とは異なり、応答ベクトルｈ
1（ｒ）の適応係数は、検出器出力シンボルｂ1（ｒ）と
同様に複素数値である。
【００４６】本発明にかかわるこの新規の方法は、多数
の利点をもたらす。第一に、検出器は回転位相変動しな
い。これにより、一般的に搬送波位相誤差が存在する中
で最適コヒーレント信号復調を実行するために必要な、
二次元の信号空間に対する受信信号の二つの射影（二重
ＢＰＳＫ形式の場合は四つ）を利用することが可能にな
る。
【００４７】第二に、検出器は非共周波数ＭＡＩに対す
る耐性が高く、これは、ディジタルシグナリングレート
に関連して異なる搬送波間に大きい周波数オフセットが
生じる実用システムに、大きい関連性がある。
【００４８】第三の利点は、本発明の複合ブラインド適
応受信機を、Ｄ−ＢＰＳＫ ＤＳ／ＳＳ信号に使用する
ことができ、これにより標準平均二乗誤差が最小になる
ことである。この特徴は、短い拡散シーケンスを使用す
るシステムが、符号のサイクロステーショナリ特性を利
用するために、非常に重要である。これは、１９９６年
４月２８日ないし５月１日のジョージア州アトランタの
ＩＥＥＥ Ｖｅｈｉｃｕｌｏｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ
ＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅにおけるＳ．Ｖｅｎｔｕおよび
Ａ．Ｊ．Ｖｉｔｅｒｂｉによる「Ｔｗｏ Ｄｉｆｆｅｒ
ｅｎｔ Ｐｈｉｌｏｓｏｐｈｉｅｓ ｉｎ ＣＤＭＡ−
Ａ Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ」に開示されている。
【００４９】本発明の受信機は、指定した条件に適合す
るどんな拡散シーケンスでも動作することができる。多
くの実用システム（衛星または地上）では、セクタまた
はビーム内の各チャネルごとに一意の内部シーケンス
（Ｗａｌｓｈ−ＨａｄａｍａｒｄまたはＧｏｌｄシーケ
ンス）で構成されるシーケンスと、内部シーケンス（擬
似ノイズ）と同じタイミングおよび同じ長さを持つ外部
シーケンスが利用される。シンボル持続時間に等しいパ
ルス持続時間を持つ第二の低速外部シーケンスを使用す
ることにより、例えば異なる衛星からの信号を結合する
場合に必要な非常に大きい遅延差を解消することができ
る。このシーケンスの長さは、シンボル持続時間の整数
倍である。
【００５０】複合応答ベクトルｈ1は、実際の検出器出
力と雑音および干渉（ＭＡＩ）が無いときの出力との間
の平均二乗誤差（ＭＳＥ）を最小にするように設計され
る。検出器は、簡単な確率係数アルゴリズムを通して適
応され、それによって上述の最小化の問題の解決法が見
出される。いわゆる再帰的最小二乗（ＲＬＳ）またはそ
の変形などのより洗練された適応アルゴリズムを使用す
ると、複雑さが高くなるという不利益はあるが、収束速
度を向上することができる。
【００５１】図２は、本発明の二重ＢＰＳＫ／ＳＳ信号
に係る適応受信機構造の可能な実現例を示す。ベースバ
ンド変換の後、受信信号ｙ（ｍ）はチップ整合フィルタ
（ＣＭＦ）２１に入り、次にサンプラ２２でＴc秒ごと
に標本化される。複合ベースバンド標本は次に、Ｐ−Ｑ
Ｃ−ＢＡＩＤ検出器２３に入る。これらは各々、二つ
のＤ−ＢＰＳＫ／ＳＳ信号成分の一つを処理し、シンボ
ルレートで線２０１、２０２にそれぞれ送り出す。検出
器２３における処理は、複製符号生成器２４によって生
成されるユーザー複製符号シーケンスを用いて行われ
る。位相および周波数誤差検出器２５、２６は、２／Ｔ
ｃのレートで作動し、位相および周波数を推定し、最終
Ｐ−Ｑソフト標本送出の前に、周波数オフおよび位相残
留誤差を除去する。
【００５２】本発明のＣ−ＢＡＩＤ検出器２３の回転的
位相不変性のおかげで、逆拡散および適応後に、したが
ってディジタル通信システムに一般的なＳＮＲで、周波
数および位相誤差を推定することができる。図２に示す
構成は、コヒーレント検出ができる。
【００５３】回転的位相不変性は、Ｃ−ＢＡＩＤ検出器
２３の出力に簡単な差分シンボル検出器を設けることに
よって、復調器を簡素化することを可能にする。
【００５４】Ｃ−ＢＡＩＤの回転的な位相不変性にもか
かわらず、搬送周波数の推定はきわめて正確でなければ
ならない。しかし、いずれにしても初期信号捕捉のため
に正確な周波数推定が必要なので、これは重大な欠点で
はない。Ｃ−ＢＡＩＤ入力の周波数誤差が許容範囲を超
えるのを防止するために、受信機は、２７で周波数誤差
信号Δωを受け取り、それを使用してダウンコンバータ
発振器３０を制御する長い（遅い）周波数制御ループ２
０３を含む。
【００５５】検出器２６の出力２８部の位相誤差信号Δ
φは、チャネルＰおよびＱの標本用の位相回転器２９に
入力される。同相復調シンボルｂP（１）および直角位
相復調シンボルｂQ（２）は、それぞれ出力２１０、２
２０から送り出される。
【００５６】本書で先述した通り、本発明による相関処
理は、固定項（複製符号）と、少なくともシンボルごと
に更新される適応部（補助符号）とで構成されるシグネ
チャシーケンスを使用する。この更新および補助符号の
逆拡散は、信号クロックに等しい標本化クロックを持つ
フィードバックループを含む簡単なディジタル回路で実
行することができる。図３は、Ｃ−ＢＡＩＤ検出器２３
の可能な構成の機能ブロック図を示す。相関は、乗算お
よび加算を実行する二つのブロック３１、３２で実行さ
れる。第一ブロック３１は複製符号Ｃ1を用いて相関を
実行し、第二ブロック３２は補助符号Ｘ1（ｒ）を使用
して相関を実行する。補助符号の更新には相関ループ３
０１が必要であり、これは、乗算器、加算器、減算器、
遅延回路、シフトレジスタなどの簡単なディジタル装置
によって実現可能である。特に興味深いのは、適応補助
符号が簡単な複合シフトレジスタ３９および加算器３７
によって生成される方法である。参照符号３４、３６、
３８で示されるブロックは、遅延回路（本質的に周知）
を表わす。
【００５７】それぞれブロック３１、３２からの出力３
１０、３２０は、加算器３３で結合され、その出力から
は検出されたシンボルｂ1が送出される。これに関し
て、相関処理は、Ｌ個の標本に対して行われるので、内
在的な遅延を含むことに注意されたい。その結果、検出
器２３がシンボルｂ1（ｒ）を検出している間に、その
出力からはその前のシンボルｂ1（ｒ−１）が送出され
る。
【００５８】本発明のさらに興味深い特徴は、検出器の
応答ベクトルｈ1（ｒ）を、幾つかの干渉シンボルの持
続時間にわたる拡大観測窓全体に伸長できるということ
である。このタイムスパンは、非同期ＣＤＭＡ干渉効果
によりよく対処するように、検出器の性能を増大する。
三つのシンボル窓は、複雑さの増加と性能上の利点の間
の適正な交換条件を表わす。より短い窓（二つのシンボ
ル）は、特定の状況下では類似の性能を発揮するが、以
下で説明する復調ハードウェアを実質的に簡素化しな
い。
【００５９】図４は、直接シーケンス（ＤＳ）ＣＤＭＡ
信号の適応受信機のブロック図を表わす。この受信機は
三つの同一検出器（ＥＣ−ＢＡＩＤ）ユニット４３を含
む。これらは各々、シンボル三個の長さ（３Ｌ）を持
ち、相互に対して遅延し、かつ相互に重なる観測窓で作
動する。図４の図は、各検出器ユニットが３Ｌの長さを
持つ補助符号を使用して三シンボル相関を実行するよう
に構成されること、および適応係数が三シンボル後に更
新されることを除いて、図２の図に非常に類似してい
る。ブロック４１、４２は、観測窓をシフトするディジ
タル遅延線を表わす。ブロック４４は、周波数１／Ｔs
で作動するタイムマルチプレクサを表わす。ブロック４
５は、シンボルレートで作動するＰＳＫ復調器を表わ
す。周波数誤差信号Δωは、復調器で生成され、周波数
制御ループ３０３に入力される。参照符号２１、２４、
２５、３０は、図２に示したようにベースバンドフィル
タ、複製符号生成器、複製符号捕捉装置、およびダウン
コンバータ発振器を示す。
【００６０】図５ａは、図３と同様の検出器ユニット
（ＥＣ−ＢＡＩＤ Ｉ）の構造を示す。図５ｂには、シ
ンボルクロック（周波数１／ＬＴcで作動）およびスー
パシンボルクロック（１／３ＬＴcで作動）の制御下で
複製符号Ｃ1を乗算するために、いわゆるゲート機能５
１を含むことを除いては、図３に示す構造に同じく類似
している検出器ユニット（ＥＣ−ＢＡＩＤ ＩＩ）の別
の構造を示す。
【００６１】図４の図では、検出器ユニット４３は相互
に独立しており、つまり、それらの各々がそれぞれの周
波数誤差信号を生成する。しかし、本発明は、異なる検
出器ユニットによって生成された誤差信号が相互に結合
され、それによって検出器の性能が高められる受信機を
実現することができる。この目的のために、本書で上述
した構成は、図６および図７に示すように変更すること
ができる。図７ａはＥＣ−ＢＡＩＤ Ｉ検出器ユニット
の構造を示し、図７ｂはＥＣ−ＢＡＩＤ ＩＩ検出器ユ
ニットの構造を示す。この場合、適応受信機は、毎シン
ボル区間後に完全に更新される独自の外部補助符号生成
器６４を含む。補助符号を生成するための線２０３にお
ける周波数誤差信号は、ディジタル遅延線６５、６６、
６７の出力に送出される三つの個々の誤差信号のコヒー
レントな結合によって生成される。参照符号４１、４
２、６１、６２もまたディジタル遅延線を表わす。
【００６２】ＥＣ−ＢＡＩＤ Ｉの実施例（図５ａ参
照）が、アンカｃ1に対し、補助符号ｘeの直交性条件を
課しているという事実は、この方法により復調器が、完
全に無作為でない復調データパターンに対してロバスト
になるためである。ＥＣ−ＢＡＩＤ ＩＩの性能は、デ
ータパターンが部分的に無作為でないときに低下するこ
とが分かる。ＥＣ−ＢＡＩＤ ＩＩは、未変調ＣＤＭＡ
の場合、全く成功しないが、ＥＣ−ＢＡＩＤ Ｉは、全
ての状態で完全に成功し、純粋に無作為なデータの場合
でも、ＥＣ−ＢＡＩＤ ＩＩに比べて性能の損失が小さ
い。
【００６３】選択および加算アーキテクチャ 別の可能なＥＣ−ＢＡＩＤオプションは、選択および加
算と呼ばれている。図８に示すように、相関ｙ（ｒ）．
ｃ1およびｘe 1・ｃe 1はそれぞれ、ブロック８１および
８２で評価され、シンボルレートでｂ1（ｒ）出力を生
じる。ベクトルｘe 1はメモリ８６に格納され、その３Ｌ
要素は各々、Ｔc／３毎に更新される。特に、ｒ番目の
シンボル期間内のｉ番目のチップ期間では、ｙ（ｒ−
１）、ｙ（ｒ）、およびｙ（ｒ＋１）のｉ番目チップに
関連するｘの係数が更新される。最も最近の３Ｌ入力チ
ップがメモリ８７に格納される。マルチプレクサ８５、
８８は内部データフローを適切に再整列し、マルチプレ
クサ８３はＩとＩＩの間で希望するＥＣ−ＢＡＩＤアル
ゴリズムバージョンを選択する。さらに正確には、ＥＣ
−ＢＡＩＤ ＩＩの場合、アンカの直交性条件は中央の
（有効）シンボルに対してだけ適応されるので、誤差信
号の外側の部分については、スイッチはゼロに設定され
る。フィードバックループのＡＧＣ８４は、様々なＳＮ
比動作条件で誤差信号生成のためにｂ1値を一定に維持
するために必要である。
【００６４】Ｓ＆Ａ（選択と加算）とＯ＆Ａ（オーバー
ラップと加算）の主要な相違は、誤差信号の評価および
適応ベクトルｘ1の関連更新にある。すなわち、Ｏ＆Ａ
では、三つの誤差寄与グループが３Ｔsごとに合計さ
れ、一方、Ｓ＆Ａでは、各誤差寄与がＴsごとに別個に
合計され、この方法で数値結果および収束速度はほぼ等
しくなる。
【００６５】Ｓ＆Ａアーキテクチャは、クロックレート
の増加を引き換えに、演算要素およびメモリセルの両方
の点でハードウェアの複雑さがかなり節約されることを
特徴とする。
【００６６】実際、Ｏ＆Ａの適切な動作のためには、三
つの区別される演算装置が必要であり、さらに、ｘ1の
メモリ容量に加えて、様々な回路分岐の信号間に適切な
タイミングを与えるために、多少余分な遅延（メモリ要
素）が必要である。
【００６７】一方、Ｓ＆Ａバージョンでは、ハードウェ
ア多重化のために、一つの演算装置が必要なだけであ
り、さらに、ベクトルｘ1および３Ｌの入力（ｙc）標本
だけを格納すればよいので、前述の余分な遅延ブロック
はもはや必要ない。
【００６８】これらの変化により、全体の性能に影響す
ることなく、３倍高いクロックレートを交換条件とし
て、ほぼ５０％のゲートの複雑さを節約することがで
き、かつ約７０％のＲＡＭ容量を節約することができ
る。高いクロックレートは、Ｓ＆Ａの適用可能性を、非
常に高いチップレートの適用分野に限定する。
【００６９】誤差信号の打切り効果 Ｓ＆Ａの固定小数点ＡＳＩＣ実現例は、浮動小数点算術
に基づく理論に対して、必然的に多少の打切り誤差を生
じる。フィードバックループに基づくこの特定の適応ア
ーキテクチャの場合、これらの量子化誤差は、演算の収
束全体に劇的な影響を及ぼすことがある。特に、この量
子化のために、適応ベクトルｘ1を生成するために使用
される誤差寄与は、符号シーケンスベクトルに対して完
全に直交しないことがある。アルゴリズムは、ｃe 1に対
して直交するｘ1成分に対してのみ安定した定常値を維
持することができるので、この状況は避けなければなら
ない（ここではＥＣ−ＢＡＩＤ ＩＩに言及している
が、同じ考察はアルゴリズムがｃe 1に直交するｘ1, ω成
分を制御するということを考慮すると、ＥＣ−ＢＡＩＤ
Ｉに対しても有効である）。一方、有限演算効果か
ら、ｃe 1に対して直交しないｘe 1成分が生成されると、
この成分は、演算によって制御されずに無限に大きくな
る可能性があり、したがってシステム全体の障害の原因
になり得る。
【００７０】この状況を避けるためには、（完全精度演
算により以下で示すように、量子化されたｙeおよびｂ1
に基づいて）誤差信号ｅ1を計算すれば充分である。
【００７１】
【数７】
【００７２】この方法で生成される誤差信号はｃ1に対
して完全に直交し、したがって上述の問題は防止され
る。これは、それ以上の打切りが導入されないように、
量子化されたｙeおよびｂ1の値から、ｅ1（およびした
がってｘe 1）に関する処理を、信号ダイナミックス全体
に適した内部語長で実行し、したがってそれ以上打切り
が導入されないことを意味する。図９は、それ以上の打
切りがｅe 1（および従ってｘe l）に導入されないとき、
および内部語長寸法にわずか１ビットの誤差があるとき
のＢＥＲシステム性能を示す（Ｌ＝１２８、Ｎ＝６４、
Ｅb／Ｎo＝６ｄＢ、およびＣ／１＝−６ｄｂ）。
【００７３】他の全てのＳ＆Ａ回路の内部信号に対する
有限演算効果は、アルゴリズムの定常状態ベクトルｘe
1,optへの収束に問題を生じることなく、追加雑音とみ
なすことができる。この解決法をＳ＆Ａについて例示し
たが、その適用可能性はより一般的にすることができ
る。
【００７４】線形コンバイナ・アーキテクチャ 線形コンバイナ（ＬＣ）アーキテクチャは、ベースライ
ンとＯＡ／ＳＡの間のハイブリッド解決法を代表する。
主な特徴は、各ＥＣ−ＢＡＩＤ検出器に三つの個別の補
助シーケンスがあることである。ベースラインＥＣ−Ｂ
ＡＩＤとは異なり、誤差信号は線形的に結合されるの
で、三つの検出器はもはやばらばらではない。そうする
ことによって、ベースラインに比較して、収束速度が向
上するが、Ｓ＆Ａによって示された複雑さの利点は達成
されない。結合法則に関する詳細は、本書の次節で提供
する。ＬＣ ＥＣ−ＢＡＩＤの最上位のアーキテクチャ
を図１０に示す。
【００７５】ＥＣ−ＢＡＩＤアーキテクチャの概要 ベースラインアーキテクチャ 前段落で示したように、前に提示したＥＣ−ＢＡＩＤ
ＩおよびＥＣ−ＢＡＩＤ ＩＩバージョンは、ｘ1のそ
の独自の局所コピーを各々に持つ三つの別個のユニット
を必要とする。第一ユニットは（ｒ−１）番目、ｒ番
目、および（ｒ＋１）番目のシンボル期間を処理して出
力ｂ1（τ）を生成し、第二ユニットは（ｒ）番目、
（ｒ＋１）番目、および（ｒ＋２）番目のシンボル期間
を処理して出力ｂ1（ｒ＋１）を生成し、第三ユニット
は同様に動作してｂ1（ｒ＋２）を生成する。このよう
にして、ｎ個の汎用ユニットはそれ独自のｘe,n 1局所
ベクトルを含み、その独自の出力の寄与（誤差信号）に
より３Ｔごとに更新する。このベースラインアーキテク
チャのための方程式を表２に要約する。
【００７６】
【表２】
【００７７】「オーバラップおよび加算」アーキテクチ
ャ 「オーバラップおよび加算」（Ｏ＆Ａ）と呼ばれるＥＣ
−ＢＡＩＤ−１およびＥＣ−ＢＡＩＤ−ＩＩバージョン
は、改善をもたらす。つまり、三つのユニットは依然と
して入力データシンボルを処理し、次に、今回は独自の
ベクトルｘ1を使用して、希望する出力ｂ1を生成する。
このベクトルは、ここでは、依然として３Ｔsごとに、
三つのユニット寄与の合計（三つの誤差信号の合計）に
より更新される。
【００７８】このアーキテクチャから得られる利点は二
つある。領域の節約の観点からは、ここでは、三つでは
なく、一つのベクトルｘ1を格納するだけでよい。速度
性能の観点からは、３Ｔごとに、一つだけではなく、三
つの寄与が一つに合計されるので、ｘ1の更新が三倍高
速になる。Ｏ＆Ａアーキテクチャのための方程式を表３
に要約する。
【００７９】
【表３】
【００８０】「選択および加算」アーキテクチャ ＥＣ−ＢＡＩＤ−ＩおよびＥＣ−ＢＡＩＤ−ＩＩを実現
するために提案された、「選択および追加」（Ｓ＆Ａ）
という最終アーキテクチャは、Ｏ＆Ａと同じビット誤り
率および収束速度が得られるが、回路の複雑さをかなり
減少することができる。
【００８１】図２に示すその最上位ブロック図におい
て、その中の検出器が、ここでは図８に示すものにな
る。
【００８２】Ｓ＆Ａアーキテクチャは、Ｔcごとに回路
の演算部を３回使用することができるように、周期Ｔc
／３のクロックを使用する可能性を利用する。これによ
り、周期Ｔsで出力ｂ1（τ）を計算し、積ｘe l（ｒ）T
・ｃe 1全体を得ることができ、かつ同じ周期Ｔsで３Ｌ
誤差信号係数によりベクトルｘe l全体を更新することが
できる。Ｓ＆Ａアーキテクチャのための方程式を表４に
示す。
【００８３】線形コンバイナ・アーキテクチャ 線形コンバイナ（ＬＣ）アーキテクチャは、ベースライ
ンとＯＡ／ＳＡの間のハイブリッド解決法を代表する。
主な特徴は、各ＥＣ−ＢＡＩＤ検出器に三つの個別の補
助シーケンスがあるが、これらは、上述の通り、それぞ
れの誤差信号の線形結合により相互作用することであ
る。
【００８４】ＬＣ ＥＣ−ＢＡＩＤの機能は、表５に示
す方程式の組によって調整される。
【００８５】
【表４】
【００８６】
【表５】
【００８７】分析およびコンピュータシミュレーション
の両方の数値結果は、適応アルゴリズムの優れた高速収
束を示し、かつさらに、干渉信号の位相オフセットに対
する平均二乗誤差の独立性を示す。適応アルゴリズムの
この収束性を図１１のグラフに示す。これは、指定され
た状態における適応係数の実部と虚部の収束性を示す。
【００８８】本発明のブラインド適応受信機が、検出器
ユニットの入力における有効信号の残留周波数誤差に対
して優れた頑強性を示すことも、示しておかなければな
らない。この結果は、本書で先述した通り、補助符号に
対する複合係数を使用することにより得られる。本発明
の受信機のこの性質は、様々な検出器タイプのバイナリ
（ビット）誤り率ＢＥＲ対適応率（更新ステップ）γの
変化を示す図１２のグラフによって示される。
【００８９】複素係数によって特徴付けられる（Ｅ）Ｃ
−ＢＡＩＤに有利な強い点の一つは、干渉源の周波数オ
フセットに対するその性能の独立性に関係する。そのよ
うな同周波数オフセットは、低高度および中高度地球軌
道衛星コンステレーション（ＬＥＯ−ＭＥＯ）のシンボ
ルレートに比べて極めて大きくなることがある。この重
要な（Ｅ）Ｃ−ＢＡＩＤ特性は、図１３によって実証さ
れる。
【００９０】図１３のグラフは、本発明に係る受信機
が、周知のＤＡ−ＭＭＳＥ検出器より、周波数誤差に対
してロバストであることを示す。さらに詳しくは、本発
明の受信機の周波数誤差に対する頑強性は、ＤＡ−ＭＭ
ＳＥ方式のそれより３桁分大きい。したがって、それは
周波数推定器２５の一般的標準偏差と同程度である。さ
らに、ＢＥＲで表されるＭＡＩのキャンセル効果は、デ
ータ補助適応処理の性能に匹敵する。
【００９１】干渉ユーザの数に関連して、本発明の検出
器のバイナリ誤り率（ＢＥＲ）は、検出器の拡張バージ
ョンにより、有効信号パワーが実質的に干渉信号パワー
より低い場合でも干渉ユーザの数をかなり増加させるこ
とができることを明らかにしている。これは、伝搬時間
のためにパワー制御が遅い衛星通信システムの場合に、
典型的に示される。この性能は、ビームのエッジにおけ
る四項コンステレーションシンボルの平均受領エネルギ
ーと片側ＡＷＧＮ（相加性白色ガウス雑音）のパワース
ペクトル密度Ｎoとの間の比率Ｅb／Ｎoの値が異なる様
々な適応検出器タイプのＢＥＲ対干渉信号の数を表わす
図１４に示すように、従来のデータ補助適応検出器（Ｅ
ＤＡ−ＭＳＥ）のそれに匹敵する。
【００９２】異なるタイプの検出器の影響は、検出器の
出力ρにおける総信号対雑音および干渉比の統計分布を
見ると、よく実証される。
【００９３】図１５は、無作為の干渉源の搬送波位相お
よび符号遅延によるＣＲ、Ｃ−ＢＡＩＤ、およびＥＣ−
ＢＡＩＤのρの確率密度関数（ＰＤＦ）を示す。ＣＲの
出力におけるρの値が、アクティブチャネルにおける様
々な遅延および搬送波位相の割当のために、比較的大き
い分散を示すことがかなり明瞭である。干渉緩和検出器
の効果は二つの面がある。第一に、これらは明らかにρ
の平均値を高めるので、リンクの平均品質が向上する。
第二に、これらはρの平均値付近の分散を減少し、これ
はリンクが動作不能状態に陥る確率を減少する効果を持
つ。長い符号によるＣＤＭＡ（場合によってはランダム
ＣＤＭＡと呼ばれる）は干渉緩和に容易に影響されない
が、長い符号の使用のために、ＭＡＩの一種のシンボル
ごとのランダム化が起こり、同じ動作不能状態の確率低
下の目標が達成される。ＥＣ−ＢＡＩＤのこの魅力的な
特徴は、ｄ−ＢＰＳＫまたはＱＰＳＫ−ＲＳ信号形成の
使用によってさらに高められる。図１５ｂは、ＢＰＳ
Ｋ、ｄ−ＢＰＳＫおよびＱＰＳＫの場合のρのｐｄｆの
シミュレーション結果を示す。占有帯域幅は同じである
が、ｄ−ＢＰＳＫ／ＱＰＳＫ−ＲＳは、ＢＰＳＫ−ＲＳ
またはＢＰＳＫ−ＣＳの場合の符号の２倍の反復周期を
持つシグネチャシーケンスの使用が可能であり、したが
ってコードブックのサイズ（つまり利用可能なシーケン
スの最大数）が二倍になり、二倍の処理能力が生じる。
また、図１５ｂを見ると、ＢＰＳＫおよびｄ−ＢＰＳＫ
は同様のρの平均値を持つが、後者の場合、分散量が低
下することを観察することができる。ｄ−ＢＰＳＫに比
べて、ＱＰＳＫ−ＲＳは、各信号がｄ−ＢＰＳＫのよう
に二つではなく、一つの分散シーケンスを利用するとい
う事実のため、平均値ρの増加およびσpの低下の点で
さらに有利になる。ＣＲにとっては重要ではないが、こ
の特徴は、ＣＤＭＡマルチプレクスによって占有される
空間次元数を減少するので、ＥＣ−ＢＡＩＤ干渉緩和能
力が向上する。一般的（固定）干渉源遅延分布の場合の
ＢＥＲの点におけるＱＰＳＫ−ＲＳのＢＰＳＫ−ＲＳお
よびｄ−ＢＰＳＫに対する利点を、図１６に示す。前述
のＥＣ−ＢＡＩＤの適応ＬＭＳ（最小二乗法）バージョ
ンを利用したモンテカルロＢＥＲシミュレーション結果
は、理論上の予測に非常によく従う。
【００９４】フェージング性能 上述の（Ｅ）Ｃ−ＢＡＩＤの回転位相不変性のために、
提案した検出器は、有効信号および干渉源が両方とも、
ライス係数Ｋの独立ライスフェージングによって影響さ
れ、かつユーザ速度が５から８０ｍｐｈの範囲である
（２ＧＨｚの搬送周波数を想定する）フラットフェージ
ングチャネルでも、目覚ましい性能を達成することがで
きる。図１７のシミュレーション結果が示すように、Ｅ
Ｃ−ＢＡＩＤは、他の高速フェージングチャネルでも、
従来のＣＤＭＡ相関受信機より著しい利点をもたらす。
全てのシミュレーションで、有効信号搬送波位相は、Ｅ
Ｃ−ＢＡＩＤにより（理想的に）推定された。図１７の
結果は理想的なチャネル推定を想定しているが、同様の
性能は、パイロット補助チャネル推定技術を用いた場合
も達成された。
【００９５】シミュレーション結果は、高速フェージン
グの場合でも、ＣＤＭＡ干渉源のフェージングを除去す
ることによって事実上変化しないことが、観察された。
この事実は、ＥＣ−ＢＡＩＤがＭＡＩフラットフェージ
ングの変動に対して（振幅および位相の両方とも）、本
質的にロバストであることを実証する。
【００９６】衛星経路ダイバーシティ 提案した（Ｅ）Ｃ−ＢＡＩＤ検出器はまた、衛星経路ダ
イバーシティが採用される移動衛星システムにもよく適
している。この場合一般的に、転送される情報ビットは
同じであるが、各順方向リンク衛星信号に対して異なる
分散シーケンスが使用される。この場合、図１８のブロ
ック図は、同じＥＣ−ＢＡＩＤの可能な構成を例示する
図１５に示されるように変更される。ＮDまでのダイバ
ーシティオーダをシステムに実現すると想定すると、復
調器はＮD個のＥＣ−ＢＡＩＤで構成され、その各々が
異なる衛星からの着信信号を処理する。異なる衛星の構
造のため、独立したファイン周波数および時間／位相調
整が各フィンガに必要である。差分遅延がシンボル期間
を超えると（しばしば発生するように）、遅延は、簡素
化のためにここには図示しない外部およびフレーム独自
のワードによって、解消しなければならない。
【００９７】いずれの場合も、異なる衛星によって伝送
される同じデータストリームのシンボルは、衛星および
ユーザ独自のシーケンスによって分散し、かつ同じシン
ボルが別のダイバーシティ経路と重なる可能性がないよ
うに時間をずらさ（スタガ）なければならない。
【００９８】このスタガ（時間をずらす）技術は次のよ
うに示される。
【００９９】
【表６】
【０１００】この変調器のシンボルのスタガは、その後
復調器側で、図１８に示す遅延調節ブロックによって復
元される。これは、各ＥＣ−ＢＡＩＤ復調器内で有効な
経路とダイバーシティ経路間の可能な破壊的相互作用を
避けるために、非常に重要である。
【０１０１】ＥＣ−ＢＡＩＤのマルチレートＣＤＭＡへ
の適用 無線ＣＤＭＡの第三世代標準は、地上または衛星に関係
なく、全て、最善のマルチメディアサービスを受け入れ
るためにマルチレートアクセス能力を包含する。全ての
レートは、端末（固定、屋内、完全移動など）およびネ
ットワーク（屋内、屋外、地上、衛星等）の種類によっ
て異なる最大レートＲM（例えば２０４８または３８４
ｋｂ／ｓ）の整数約数である。必ずしも必要ではない
が、通常、サポートされるビットレートは、早期の実現
および調整では、Ｒck＝ＲM／２kの形式を取り、いうま
でもなくチップレートＲcは全ての割当てチャネルで同
一である。
【０１０２】最近提案された、マルチレートＣＤＭＡを
処理する方法は、いわゆるＯＶＳＦ符号を利用するもの
である。ＯＶＳＦ符号ファミリは、Ｗａｌｓｈ−Ｈａｄ
ａｍａｒｄ符号分類の一般的な集合の単なる改訂版であ
り、改訂は付加価値特性である。特にＯＶＳＦはＷａｌ
ｓｈ符号を階層状に再編成したものである。各階層の符
号は、その上の階層の符号の２倍の長さをもつ。また、
符号は樹状に編成され、その中で「親」符号の下の階層
の二つの「子」符号が、それぞれ反復と符号を変化した
反復によって生成される。樹の特性は、一対の符号が各
階層内で直交しているだけでなく（各階層は対応する長
さのＷａｌｓｈ符号の完全な集合である）、短い方は長
い方の祖先ではないことを前提として、それらが階層間
でも直交しているということである。
【０１０３】図１９は、異なるビットレート、すなわち
上の方の信号はレートＲo、下の方はレート４Ｒoの二つ
のユーザ信号の例を示す。前者は長さ８の符号Ｃ
3（３）を使用し、後者は長さ２の符号Ｃ1（１）を使用
する。二つの符号は、長い方が階層１で祖先としてＣ1
（１）を持たないので、直交する。したがって、従来の
相関受信機は、信号１または信号２のいずれかを使用す
るときに、ＭＡＩが無いために問題を生じる。
【０１０４】最初に、「低速」信号＃１の場合につい
て、復調器を検討しよう。「長い」シンボル時間Ｔo＝
１／Ｒoで観測するときに、信号＃２によって発生する
干渉は、時間変化する拡散符号を生じることが分かる。
ａ2（１）を「基準」シンボルと想定し、信号＃２をａ2
（１）だけを送信するレートＲo のＤＳ−ＳＳ信号と仮
想的に見ることができ、拡散符号は次のようになる。
【０１０５】
【数８】
【０１０６】いうまでもなく、信号が同期の場合、それ
らはＯＶＳＦ符号の性質により直交状態のままで維持さ
れ、上述の時間不変性は重要ではない。マルチレートＭ
ＡＩが希望するユーザと非同期の場合、問題が発生する
ことがある（つまり、順方向リンクにおけるセル間また
はビーム間の干渉）。ここで、非同期干渉（アップリン
クのセル間／ビーム間ＭＡＩ、またはダウンリンクのセ
ル間／ビーム間ＭＡＩのいずれか）のあるＣＤＭＡネッ
トワークの汎用ユーザ信号＃ｍを復調しなければならな
いと想定し、かつそれがネットワークで許容される最高
レートを持つと想定する。信号＃ｍに対する全ての干渉
信号の関係は、信号＃２に対する信号＃１のそれと同様
であり、それらは全て、ユーザ＃ｍより長い符号にな
る。したがって、後者は干渉信号に対して一組の周期的
に変化する拡散符号を見ることになり、その繰返し周期
は一般的に、ネットワークで許容される最高ビットレー
トと最低ビットレートの間の比Ｍとなる。したがって、
ユーザ＃ｍのための干渉緩和検出器は、この周期的規則
性を利用するように設計することができる。それはＭ個
のシンボル期間ごとに周期的に動作するＭ個の従来のＥ
Ｃ−ＢＡＩＤの列で、それぞれが常に干渉信号上の同じ
（部分）符号を見るように構成される。そうした検出器
の出力は次に「デマルチプレクス」され、その後の処理
のためのシンボルレートのストリームを生じる。
【０１０７】ユーザ＃ｍがネットワークで最低レート
（基本レート）を持つ場合には、状況が異なる。そのよ
うな状態では、２節における説明に従って、無作為に変
化する符号の集合が得られる。この場合の解決策は、次
のように見つけることができる。ここでしなければなら
ないことは、シンボル期間をＭ個の副期間に分割し、各
々関連部分符号に一致しかつ各々異なるソフト値の出力
を生成するするＭ個の様々なＥＣ−ＢＡＩＤを再び使用
することである。この区分化により、各検出器はここ
で、シンボル期間からシンボル期間に同じ符号を見、従
来の設計に従う。そのような検出器のＭ個のソフト出力
は次に結合され、最終決定変数を生成する。この種の多
層線形検出器は、シンボルの全長の線形検出器と完全に
等価値である。したがって、低レート信号の場合には、
従来のＥＣ−ＢＡＩＤを変更なしで使用できるという結
論になる。
【０１０８】いうまでもなく、ユーザ＃ｍが中間ビット
レートの場合、問題となる唯一のパラメータは、その実
際の速度と、図３のようなマルチレートアーキテクチャ
を打ち立てるためのネット内の最大レートの比率であ
る。この図は、ビットレートＭ×基本システムビットレ
ート１／Ｔhで動作するユーザの機能ブロック図を表わ
す。上述の説明から明らかな通り、基本ＥＣ−ＢＡＩＤ
検出器は再使用することができるが、Ｍ個の並列検出器
は各々、ばらばらの短いシンボルに作動する。Ｍ個の検
出器はその後、Ｔh slowの周期およびＴh slow／Ｍのデ
ューティサイクルで起動する。これは、入力標本を異な
るＥＣ−ＢＡＩＤ検出器に分配するのと同様のセレクタ
によりクロックを分配し、容易に達成することができ
る。レート１／Ｔh fast Ｍ／Ｔh slowの出力ソフト標
本は、検出器１ないしＭから順次得られる。その後、各
期間Ｔh slowの最後に選択手続きが繰り返される。ＯＶ
ＳＦマルチレート技術を採用するＣＤＭＡ環境で動作す
る特定の復調器に必要なＥＣ−ＢＡＩＤ検出器の数が、
基本ネットワークレートに対しサポートされる最大レー
トの間の比率に比例することも明白である。したがっ
て、復調器の追加的複雑さは、基本レートより高いレー
トで送信するユーザに影響を及ぼすだけである。
【０１０９】ＥＣ−ＢＡＩＤの擬似ランダムＣＤＭＡへ
の適用可能性 シンボル長シーケンスの主要な不利益の一つは、静止シ
ステム構造の場合に、二つの信号間の相互相関がシンボ
ルごとに繰り返され、したがってユーザが最悪の場合の
相互相関を経験することである。多くの実用的システム
でこの問題を克服するために一般的に使用されている技
術は、ユーザ特定的なチャンネル化シーケンスに、シン
ボル期間の整数倍（ｍ）に等しい期間をもつＰＮスクラ
ンブルシーケンスを重ね合わせることから構成される。
そうすることにより、相互相関がシンボルごとに変化
し、ｍ個のシンボルの後に繰り返される。これは、米国
電気通信工業会化（ＴＩＡ）のセルラー標準ＩＳ−９
５、および幾つかの国によって国際電気通信連合（ＩＴ
Ｕ）に提案された第三世代（ＩＭＴ−２０００）広帯域
ＣＤＭＡに採用されている。
【０１１０】マルチレートの場合に、この擬似ランダム
ＣＤＭＡ（真のランダムＣＤＭＡシステムはＰＮシーケ
ンスが繰り返されない）を再実行することができ、それ
により、並列に作動するがデューティサイクルの時間を
ずらした一列の（Ｅ）Ｃ−ＢＡＩＤ検出器がシンボルご
とに変化する拡散シーケンスに対処できることは、容易
に理解される。ランダムＣＤＭＡの性能が、相対的に小
さいｍの値（例えば４、８）で、したがって適度な復調
器の複雑さで、ほぼ達成することができることは、容易
に示される。
【０１１１】ＥＣ−ＢＡＩＤの周波数選択チャネルへの
適用可能性 地上移動通信（とくに都市領域）の場合、建物による複
数の信号反射によって多数の伝搬経路が生成され、伝搬
チャネルは周波数選択的になるために、無線チャネルは
もはや周波数フラットと考えることはできない。その結
果、この場合、非周波数ひずみチャネルように設計され
たＢＡＩＤアルゴリズムは、もはや適切に機能すること
ができない。したがって、ＢＡＩＤアルゴリズムは、こ
の有害な伝搬シナリオでもＭＡＩに対抗する上でのその
有効性を維持するために、適切に変更しなければならな
い。説明を簡素化するために、以下では、２本だけの伝
搬チャネル（つまり直接経路と反射経路）について言及
するが、関連概念は、２本以上の線によるより複雑な構
造のマルチパス伝搬の事例に拡張できることは、明白で
ある。これらの前提に基づいて、受信信号標本ｗ（ｒ）
の複素配列を、次のように表わすことができる。
【０１１２】
【数９】
【０１１３】ここで、ｙ（ｒ）は、マルチパス伝搬が無
い状態で（直接経路）受信する信号標本の複素配列であ
る。ｙ′（ｒ）は、遅延信号標本（反射経路）の複素配
列である。αは、遅延経路の減衰を表わす複素係数であ
る。
【０１１４】検出器の観点からは、受信信号の有効（つ
まり情報を含む）部分は、次のように表わすことができ
る変更シグネチャ符号ｓ1によって拡散された状態にな
る。
【０１１５】
【数１０】
【０１１６】ここで、説明を簡素化するために、マルチ
パスが整数個のチップの長さだけ遅延すると仮定して、
次のように表わすことができる。
【０１１７】
【数１１】
【０１１８】これは拡散符号の遅延（打切り）複製を表
し、ｍは、チップ期間Ｔtに対して正規化された時間遅
延である。この事実から、実際の受信シグネチャｓ1と
予想された公称符号ｃ1との間に一種の「不一致」が生
じる。実際には、ＢＡＩＤアルゴリズムは、ｃ1に直交
する部分空間に属する各信号の相殺につながる「固定」
条件ｃ1・ｘ1（ｒ）＝０に基づいて、検出器係数ｘ
1（ｒ）の適応部を更新する。残念ながら、マルチパス
伝搬（また例えば間違った入力信号標本化によって生じ
るその他の不一致状態）の場合、先験アンカｃ1はそれ
以上入力信号と一致せず、したがって、有効な信号の部
分的桁おちの原因になる。これは有効な信号パワーの無
駄につながり、遅延経路の寄与が大きくなる（つまりα
が増加する）ので、アルゴリズムは確実に効率が低下す
る。
【０１１９】この不便さは、当初のＢＡＩＤアルゴリズ
ムの簡単な変更を行うことによって、回避することがで
きる。特に、検出器ｈ1（ｒ）の係数は今、次のように
表され、
【０１２０】
【数１２】
【０１２１】「固定」状態はそれにしたがって、ｓ1・
ｘ1（ｒ）＝０と変更される。したがって、アルゴリズ
ムの新しいバージョンは次のようになる。
【０１２２】
【数１３】
【０１２３】ここで
【０１２４】
【数１４】
【０１２５】となり、ｘ1, i（ｒ）、ｙi（ｒ）、ｓ1, i
はそれぞれ、ｘ1（ｒ）、ｙ（ｒ）、およびｓ1のｉ番目
の要素である。上記の変更アルゴリズムにより、ＥＣ−
ＢＡＩＤ検出器への破壊的なマルチパスの影響を回避で
きるだけでなく、周波数選択的フェージングチャネルで
作動する従来のＣＤＭＡ検出器で一般的に使用されるレ
ーキ復調器を使用せずに、マルチパスエネルギーをコヒ
ーレントに結合することもできる。
【０１２６】基本的に、変更されたアルゴリズムでは、
公称シグネチャ符号ｃ1が実際の受信シグネチャ符号
（またはアンカ）ｓ1に置換され、これがマルチパス伝
搬現象に考慮される。この変更アンカｓ1は、フラット
フェージングの場合のようにもはやバイナリコードでは
なく、複素値シーケンスになることに注意されたい。チ
ャネル遅延プロファイルに関する情報は、パイロットチ
ャネルから入手することができる。これは、順方向リン
クで、セルのカバレッジ範囲内で各ネットワークの基地
局（ＢＳ）から移動端末（Ｍｔｓ）の同期化の一助とし
て一般的にトラヒックチャネルより高いパワーレベル
で、非常に低速のデータ変調により（または無しで）同
報通信されるＤＳ／ＳＳ−ＣＳＭＡ信号である。チャネ
ル推定もまた、スマート指向性アンテナの存在時にチャ
ネルの推定を可能にするために、トラヒックチャネルに
定期的に挿入されるパイロットシンボルを使用して、簡
単に得ることができる。
【０１２７】逆方向リンクでは、符号分割または時間多
重化パイロットシンボルを使用することにより、順方向
リンクの場合と同様に、データ補助チャネル推定を行う
ことができる。
【０１２８】数値結果から、信頼できるチャネル遅延プ
ロファイルが利用できることを前提として、強力な反射
信号成分（例えば｜α｜＝１）があっても、マルチパス
チャネルの存在下で作動する変形ＢＡＩＤアルゴリズム
の干渉緩和能力が確認される。
【０１２９】図面に示す実施例は、本発明に係る適応相
関処理を実行する方法を説明するために挙げた幾つかの
例証的な実現例にすぎないことを理解されたい。
【図面の簡単な説明】
【図１】先行技術のブラインド適応受信機のブロック図
である。
【図２】本発明に係る適応受信機のブロック図である。
【図３】図２の受信機に示される検出装置の機能ブロッ
ク図である。
【図４】本発明に係る適応受信機の変形例を示す。
【図５ａ】図４の受信機に組み込まれた検出装置の二つ
の実現例の機能ブロック図である。
【図５ｂ】図４の受信機に組み込まれた検出装置の二つ
の実現例の機能ブロック図である。
【図６】図４の適応受信機の変形例の機能ブロック図で
ある。
【図７ａ】図６の受信機に組み込まれた検出装置の二つ
の実現例の機能ブロック図である。
【図７ｂ】図６の受信機に組み込まれた検出装置の二つ
の実現例の機能ブロック図である。
【図７ｃ】図６の受信機に組み込まれた検出装置の二つ
の実現例の機能ブロック図である。
【図８】本発明に係る検出装置の変形例の最適アーキテ
クチャを示す図である。
【図９】本発明を組み込んだシステムのＢＥＲ性能を示
すグラフである。
【図１０】本発明に係る適応受信機の別の変形例の機能
ブロック図である。
【図１１】本発明の適応受信機の適応収束を示すグラフ
である。
【図１２】様々な検出器タイプのＢＥＲ対適応率ガンマ
の変化を示すグラフである。
【図１３】様々な検出器タイプのＢＥＲ対Δｆk・Ｔsの
変化を示すグラフである。
【図１４】様々な検出器タイプのＶＥＲ対干渉源の数の
変化を示すグラフである。
【図１５】様々な検出器タイプのＰＤＦ対係数ρの変化
を示すグラフである。
【図１６】様々な検出器タイプのＢＥＲ対Ｅb／Ｎo比の
変化を示すグラフである。
【図１７】様々な検出器タイプのＢＥＲ対Ｅb／Ｎo比を
示すシミュレーション結果のグラフである。
【図１８】本発明の適応受信機の別の変形例の機能ブロ
ック図である。
【図１９】ネットワークにおける最高速度のための本発
明のマルチレート検出器のブロック図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ヤビエル ロメロ ガルシア オランダ王国、エヌエル−2312 エムカー レイデン、ハーベン 40セー (72)発明者 マルコ ルイセ イタリア共和国、イ−57125 リボルノ、 ヴィア デレ シーピ 52 (72)発明者 ルカ ファヌッチ イタリア共和国、イ−51016 モンテカチ ーニ テルメ（ピストイア）、ヴィア マ オナ 11 (72)発明者 エドアルド レッタ イタリア共和国、イ−56126 ピサ、ヴィ ア マランゴーニ 13

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ユーザシグネチャシーケンスを使用して
    着信データストリーム内のシンボルを検出するためのブ
    ラインド適応検出器を含むＣＤＭＡ信号の適応受信機に
    おいて、前記ユーザシグネチャシーケンスが固定項Ｃ1
    と、着信データストリームの多数の標本にわたって伸長
    する予め定められた長さを持つ複合適応部Ｘ1（ｒ）と
    で構成され、前記複合適応部が、一つのシンボルまたは
    複数のシンボルにわたる各区間後に自動的に定期的に更
    新されることを特徴とする適応受信機。
  2. 【請求項２】 前記シンボルの検出後に獲得した信号で
    測定した周波数誤差信号から前記複合適応部を決定する
    手段を含むことを特徴とする請求項１に記載の適応受信
    機。
  3. 【請求項３】 前記複合適応部を決定する前記手段が、
    前記検出器ユニットからの出力信号と予め定められた時
    間間隔内のデータとの間の平均二乗誤差ＭＳＥを最小に
    するように構成されることを特徴とする請求項２に記載
    の適応受信機。
  4. 【請求項４】 前記複合適応部を決定する前記手段が複
    合シフトレジスタと加算器とを含むことを特徴とする請
    求項２に記載の適応受信機。
  5. 【請求項５】 前記適応検出器が、予め定められた数の
    標本にわたって伸長する観測窓内の着信データストリー
    ムの標本を受け入れるように構成された少なくとも一つ
    の検出器ユニットを含むことを特徴とする請求項１に記
    載の適応受信機。
  6. 【請求項６】 前記適応検出器が複数の検出器ユニット
    を含み、各検出器ユニットが予め定められた数の標本に
    わたって伸長する観測窓内の着信データストリームの標
    本を受け入れるように構成され、前記複数の検出器ユニ
    ットの観測窓が相互に対して相対的に遅延することを特
    徴とする請求項１に記載の適応受信機。
  7. 【請求項７】 ユーザシグネチャシーケンスを使用して
    着信データストリーム内のシンボルを検出するためのブ
    ラインド適応検出器を含むＣＤＭＡ信号の適応受信機内
    でシンボルを検出するためのブラインド適応検出器にお
    いて、前記ユーザシグネチャシーケンスが固定項Ｃ
    1と、着信データストリームの多数の標本にわたって伸
    長する予め定められた長さを持つ複合適応部Ｘ1（ｒ）
    とで構成され、前記複合適応部が、一つのシンボルまた
    は複数のシンボルにわたる各区間後に自動的に定期的に
    更新されることを特徴とするブラインド適応検出器。
  8. 【請求項８】 前記シンボルの検出後に獲得した信号で
    測定した周波数誤差信号から前記複合適応部を決定する
    手段を含むことを特徴とする請求項７に記載のブライン
    ド適応検出器。
  9. 【請求項９】 前記複合適応部を決定する前記手段が、
    前記検出器ユニットからの出力信号と予め定められた時
    間間隔内のデータとの間の平均二乗誤差ＭＳＥを最小に
    するように構成されることを特徴とする請求項８に記載
    のブラインド適応検出器。
  10. 【請求項１０】 前記複合適応部を決定する前記手段が
    複合シフトレジスタと加算器とを含むことを特徴とする
    請求項８に記載のブラインド適応検出器。
JP11035041A 1998-02-11 1999-02-12 Ｃｄｍａ通信システム用の適応信号受信機 Pending JPH11340952A (ja)

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