JPH11345000A - 雑音消去方法及び雑音消去装置 - Google Patents
雑音消去方法及び雑音消去装置Info
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- JPH11345000A JPH11345000A JP10154144A JP15414498A JPH11345000A JP H11345000 A JPH11345000 A JP H11345000A JP 10154144 A JP10154144 A JP 10154144A JP 15414498 A JP15414498 A JP 15414498A JP H11345000 A JPH11345000 A JP H11345000A
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- noise
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- circuit
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H21/00—Adaptive networks
- H03H21/0012—Digital adaptive filters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H21/00—Adaptive networks
- H03H21/0012—Digital adaptive filters
- H03H2021/007—Computation saving measures; Accelerating measures
- H03H2021/0076—Measures relating to the convergence time
- H03H2021/0078—Measures relating to the convergence time varying the step size
Landscapes
- Noise Elimination (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来は、ＳＮＲ推定に用いられる適応フィル
タのステップサイズが固定であるため、ＳＮＲ推定精度
が不十分で、残留誤差が増加する場合がある。 【解決手段】 信号対雑音電力比推定回路２２では、適
応フィルタ１２の出力擬似雑音信号等から誤差信号電力
と擬似雑音信号電力を検出し、これらに基づいて信号対
雑音電力比の推定値ＳＮＲ1を出力する。ＳＮＲ平均回
路２０は、ＳＮＲ１の平均値ＳＮＲ４を算出する。ステ
ップサイズ出力回路２１は、このＳＮＲ４の値に応じて
適応フィルタ１２のステップサイズを制御する。
タのステップサイズが固定であるため、ＳＮＲ推定精度
が不十分で、残留誤差が増加する場合がある。 【解決手段】 信号対雑音電力比推定回路２２では、適
応フィルタ１２の出力擬似雑音信号等から誤差信号電力
と擬似雑音信号電力を検出し、これらに基づいて信号対
雑音電力比の推定値ＳＮＲ1を出力する。ＳＮＲ平均回
路２０は、ＳＮＲ１の平均値ＳＮＲ４を算出する。ステ
ップサイズ出力回路２１は、このＳＮＲ４の値に応じて
適応フィルタ１２のステップサイズを制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は雑音消去方法及び雑
音消去装置に係り、特にマイクロフォンやハンドセット
などから入力された音声号に混入した背景雑音信号を適
応フィルタを用いて消去する雑音消去方法及び雑音消去
装置に関する。
音消去装置に係り、特にマイクロフォンやハンドセット
などから入力された音声号に混入した背景雑音信号を適
応フィルタを用いて消去する雑音消去方法及び雑音消去
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】マイクロフォンやハンドセットなどから
入力された音声信号に混入した背景雑音信号は、情報圧
縮度の高い狭帯域音声符号化装置や音声認識装置等にお
いては大きな問題となる。このような音響的に重畳した
雑音成分の消去を目的とした雑音消去装置として、適応
フィルタを用いた２入力型雑音消去装置が、１９７５年
発行の刊行物「プロシーディングズ・オブ・アイ・イー
・イー・イー」の６３巻１２号の１６９２頁〜１７１６
頁に記載されている（B.Widrow et.al.,"Adaptive Noi
se Cancelling:Principles and Applications",PROCEED
IGS OF IEEE,VOL.63,NO.12,1975,pp.1692-1716；以下、
文献１という）。
入力された音声信号に混入した背景雑音信号は、情報圧
縮度の高い狭帯域音声符号化装置や音声認識装置等にお
いては大きな問題となる。このような音響的に重畳した
雑音成分の消去を目的とした雑音消去装置として、適応
フィルタを用いた２入力型雑音消去装置が、１９７５年
発行の刊行物「プロシーディングズ・オブ・アイ・イー
・イー・イー」の６３巻１２号の１６９２頁〜１７１６
頁に記載されている（B.Widrow et.al.,"Adaptive Noi
se Cancelling:Principles and Applications",PROCEED
IGS OF IEEE,VOL.63,NO.12,1975,pp.1692-1716；以下、
文献１という）。
【０００３】この２入力型雑音消去装置は、参照入力端
子に入力された雑音信号が音声入力端子に到達するまで
に通る経路（ノイズパス）のインパルス応答を近似する
適応フィルタを用いて、音声入力端子に混入する雑音信
号成分に対応した擬似雑音信号を生成し、音声入力端子
に入力された受信信号（音声信号と雑音信号の混在信
号）から擬似雑音信号信号を差し引くことによって、雑
音信号を抑圧するように動作する。
子に入力された雑音信号が音声入力端子に到達するまで
に通る経路（ノイズパス）のインパルス応答を近似する
適応フィルタを用いて、音声入力端子に混入する雑音信
号成分に対応した擬似雑音信号を生成し、音声入力端子
に入力された受信信号（音声信号と雑音信号の混在信
号）から擬似雑音信号信号を差し引くことによって、雑
音信号を抑圧するように動作する。
【０００４】このとき、適応フィルタのフィルタ係数
は、受信信号（音声信号と雑音信号の混在信号）から擬
似雑音信号を差し引いた誤差信号と参照入力端子にて得
られる参照信号との相関をとることにより修正される。
このような適応フィルタの係数修正、すなわち、収束ア
ルゴリズムの代表的なものとして文献１に記載されてい
る「エル・エム・エス・アルゴリズム（LMS ALGORITH
M）や「アイ・イー・イー・イー・トランザクションズ
・オン・オートマチック・コントロール、１２巻、３
号、１９６７年、２８２−２８７頁（IEEE TRANSACTION
S ON AUTOMATIC CONTROL,VOL.12,No.3,1967,pp.282-28
7）」（以下、文献２という）に記載されている「ラー
ニング・アイデンティフィケーション・メソッド（LEAR
NING IDENTIFICATION METHOD；ＬＩＭ）」が知られてい
る。
は、受信信号（音声信号と雑音信号の混在信号）から擬
似雑音信号を差し引いた誤差信号と参照入力端子にて得
られる参照信号との相関をとることにより修正される。
このような適応フィルタの係数修正、すなわち、収束ア
ルゴリズムの代表的なものとして文献１に記載されてい
る「エル・エム・エス・アルゴリズム（LMS ALGORITH
M）や「アイ・イー・イー・イー・トランザクションズ
・オン・オートマチック・コントロール、１２巻、３
号、１９６７年、２８２−２８７頁（IEEE TRANSACTION
S ON AUTOMATIC CONTROL,VOL.12,No.3,1967,pp.282-28
7）」（以下、文献２という）に記載されている「ラー
ニング・アイデンティフィケーション・メソッド（LEAR
NING IDENTIFICATION METHOD；ＬＩＭ）」が知られてい
る。
【０００５】図３は従来の雑音消去装置の一例のブロッ
ク図を示す。話者の口元に置かれた例えばマイクロフォ
ンにより音響−電気変換されて音声入力端子１に入力さ
れた音声信号には背景雑音が混入している。一方、上記
の話者よりも離れた位置に置かれたマイクロフォンによ
り音響−電気変換された信号は実質的に上記の音声入力
端子１に混入する背景雑音信号に相当し、この雑音信号
は参照入力端子２に入力される。
ク図を示す。話者の口元に置かれた例えばマイクロフォ
ンにより音響−電気変換されて音声入力端子１に入力さ
れた音声信号には背景雑音が混入している。一方、上記
の話者よりも離れた位置に置かれたマイクロフォンによ
り音響−電気変換された信号は実質的に上記の音声入力
端子１に混入する背景雑音信号に相当し、この雑音信号
は参照入力端子２に入力される。
【０００６】音声入力端子１に入力された音声信号と背
景雑音信号とが混在した信号（これを受信信号というも
のとする）は、遅延回路３に供給される。遅延回路３は
入力された受信信号に対してΔｔ１の遅延量（遅延時
間）を付与して減算器５に供給する。この遅延回路３
は、因果律を満足させるために挿入されるものであり、
その遅延量Δｔ１は、通常、適応フィルタ４のタップ数
の半分程度の遅延量に設定される。一方、参照入力端子
２に入力された雑音信号は適応フィルタ４に参照雑音信
号として供給され、ここでそのフィルタリング動作によ
り擬似雑音信号として生成された後、減算器５に供給さ
れる。
景雑音信号とが混在した信号（これを受信信号というも
のとする）は、遅延回路３に供給される。遅延回路３は
入力された受信信号に対してΔｔ１の遅延量（遅延時
間）を付与して減算器５に供給する。この遅延回路３
は、因果律を満足させるために挿入されるものであり、
その遅延量Δｔ１は、通常、適応フィルタ４のタップ数
の半分程度の遅延量に設定される。一方、参照入力端子
２に入力された雑音信号は適応フィルタ４に参照雑音信
号として供給され、ここでそのフィルタリング動作によ
り擬似雑音信号として生成された後、減算器５に供給さ
れる。
【０００７】減算器５は、遅延回路３により遅延された
受信信号から適応フィルタ４によって生成された擬似雑
音信号を差し引くことにより、受信信号中の背景雑音信
号成分を消去し、消去後の受信信号を出力端子６へ出力
すると共に、適応フィルタ４にはその消去後の受信信号
を誤差信号として供給する。
受信信号から適応フィルタ４によって生成された擬似雑
音信号を差し引くことにより、受信信号中の背景雑音信
号成分を消去し、消去後の受信信号を出力端子６へ出力
すると共に、適応フィルタ４にはその消去後の受信信号
を誤差信号として供給する。
【０００８】適応フィルタ４は、参照入力端子２より供
給された参照雑音信号と、減算器５より供給された誤差
信号と、係数更新のために設定されたステップサイズα
に基づいて、フィルタ係数の更新を逐次行う。フィルタ
係数の更新アルゴリズムとしては、文献１に記載された
「ＬＭＳアルゴリズム」や文献２に記載された「ＬＩ
Ｍ」が用いられる。
給された参照雑音信号と、減算器５より供給された誤差
信号と、係数更新のために設定されたステップサイズα
に基づいて、フィルタ係数の更新を逐次行う。フィルタ
係数の更新アルゴリズムとしては、文献１に記載された
「ＬＭＳアルゴリズム」や文献２に記載された「ＬＩ
Ｍ」が用いられる。
【０００９】いま、音声入力端子１より入力される受信
信号のうち、音声信号成分をｓ（ｋ）（ただし、ｋは時
刻を表す指標）、消去の対象となる雑音信号成分をｎ
（ｋ）とし、遅延回路３の遅延量Δｔを零であると仮定
すると、音声入力端子１より減算器５に供給される受信
信号ｙ（ｋ）は次式で表される。 ｙ（ｋ）＝ｓ（ｋ）＋ｎ（ｋ） （１） 適応フィルタ４は、参照入力端子２より入力される参照
雑音信号ｘ（ｋ）を入力として、（１）式における雑音
信号成分ｎ（ｋ）に対応する擬似雑音信号ｒ（ｋ）を生
成するように動作する。減算器５は、受信信号ｙ（ｋ）
から擬似雑音信号ｒ（ｋ）を減算して、誤差信号ｅ
（ｋ）を出力する。ここで、付加雑音成分は音声信号成
分ｓ（ｋ）に比べて十分小さいので無視すると、誤差信
号ｅ（ｋ）は次式で表すことができる。 ｅ（ｋ）＝ｓ（ｋ）＋ｎ（ｋ）−ｒ（ｋ） （２） ここで、適応フィルタ４のフィルタ係数の更新アルゴリ
ズムとして文献１に記載されている「ＬＭＳアルゴリズ
ム」を仮定し、係数の更新方法を説明する。時刻ｋにお
ける適応フィルタ４のｊ番目の係数をｗｊ（ｋ）とする
と、適応フィルタ４の出力する擬似雑音信号ｒ（ｋ）
は、（３）式で表現される。ここで、Ｎは適応フィルタ
４のタップ数を表す。
信号のうち、音声信号成分をｓ（ｋ）（ただし、ｋは時
刻を表す指標）、消去の対象となる雑音信号成分をｎ
（ｋ）とし、遅延回路３の遅延量Δｔを零であると仮定
すると、音声入力端子１より減算器５に供給される受信
信号ｙ（ｋ）は次式で表される。 ｙ（ｋ）＝ｓ（ｋ）＋ｎ（ｋ） （１） 適応フィルタ４は、参照入力端子２より入力される参照
雑音信号ｘ（ｋ）を入力として、（１）式における雑音
信号成分ｎ（ｋ）に対応する擬似雑音信号ｒ（ｋ）を生
成するように動作する。減算器５は、受信信号ｙ（ｋ）
から擬似雑音信号ｒ（ｋ）を減算して、誤差信号ｅ
（ｋ）を出力する。ここで、付加雑音成分は音声信号成
分ｓ（ｋ）に比べて十分小さいので無視すると、誤差信
号ｅ（ｋ）は次式で表すことができる。 ｅ（ｋ）＝ｓ（ｋ）＋ｎ（ｋ）−ｒ（ｋ） （２） ここで、適応フィルタ４のフィルタ係数の更新アルゴリ
ズムとして文献１に記載されている「ＬＭＳアルゴリズ
ム」を仮定し、係数の更新方法を説明する。時刻ｋにお
ける適応フィルタ４のｊ番目の係数をｗｊ（ｋ）とする
と、適応フィルタ４の出力する擬似雑音信号ｒ（ｋ）
は、（３）式で表現される。ここで、Ｎは適応フィルタ
４のタップ数を表す。
【００１０】
【数１】 （３）式で求められた擬似雑音信号ｒ（ｋ）を（２）式
に適用すると、誤差信号ｅ（ｋ）が求められる。求めら
れた誤差信号ｅ（ｋ）を用いて、時刻（ｋ＋１）におけ
るフィルタ係数ｗｊ（ｋ＋１）は次式で計算される。 ｗｊ（ｋ＋１）＝ｗｊ（ｋ）＋α・ｅ（ｋ）・ｘ（ｋ−ｊ） （４） （４）式において、αはステップサイズと呼ばれる定数
であり、係数の収束時間や収束後の残留誤差量を決定す
るパラメータである。
に適用すると、誤差信号ｅ（ｋ）が求められる。求めら
れた誤差信号ｅ（ｋ）を用いて、時刻（ｋ＋１）におけ
るフィルタ係数ｗｊ（ｋ＋１）は次式で計算される。 ｗｊ（ｋ＋１）＝ｗｊ（ｋ）＋α・ｅ（ｋ）・ｘ（ｋ−ｊ） （４） （４）式において、αはステップサイズと呼ばれる定数
であり、係数の収束時間や収束後の残留誤差量を決定す
るパラメータである。
【００１１】一方、文献２に記載されている「ＬＩＭ」
の場合のフィルタ係数更新は、（５）式で計算される。
の場合のフィルタ係数更新は、（５）式で計算される。
【００１２】
【数２】 （５）式において、μは「ＬＩＭ」に対するステップサ
イズである。「ＬＩＭ」では、ステップサイズμを適応
フィルタに入力される参照雑音信号ｘ（ｋ）の平均電力
に反比例させることによって「ＬＭＳアルゴリズム」よ
りも安定な収束を実現している。
イズである。「ＬＩＭ」では、ステップサイズμを適応
フィルタに入力される参照雑音信号ｘ（ｋ）の平均電力
に反比例させることによって「ＬＭＳアルゴリズム」よ
りも安定な収束を実現している。
【００１３】「ＬＭＳアルゴリズム」におけるステップ
サイズαも、「ＬＩＭ」におけるステップサイズμも、
その値が大きい場合には、係数の修正量が多くなるため
収束が速くなる一方、修正量が大きい分だけ係数更新の
妨害となる成分が存在する場合にはその影響を強く受け
て残留誤差量が多くなる。反対に、ステップサイズの値
が小さい場合には、収束時間が増加するが、妨害信号成
分の影響が少なく残留誤差量は小さくなる。従って、ス
テップサイズの設定には、「収束時間」と「残留誤差」
にトレードオフが存在することがわかる。
サイズαも、「ＬＩＭ」におけるステップサイズμも、
その値が大きい場合には、係数の修正量が多くなるため
収束が速くなる一方、修正量が大きい分だけ係数更新の
妨害となる成分が存在する場合にはその影響を強く受け
て残留誤差量が多くなる。反対に、ステップサイズの値
が小さい場合には、収束時間が増加するが、妨害信号成
分の影響が少なく残留誤差量は小さくなる。従って、ス
テップサイズの設定には、「収束時間」と「残留誤差」
にトレードオフが存在することがわかる。
【００１４】ところで、雑音消去装置における適応フィ
ルタ４の目的は、雑音信号成分ｎ（ｋ）の擬似信号成分
ｒ（ｋ）を作り出すことであるから、適応フィルタの係
数更新のための誤差信号としてはｎ（ｋ）とｒ（ｋ）の
差、すなわち、残留誤差（ｎ（ｋ）−ｒ（ｋ））が必要
となる。ところが、（２）式で示したように、誤差信号
ｅ（ｋ）は音声信号成分ｓ（ｋ）を含んでおり、この音
声信号成分ｓ（ｋ）が適応フィルタ４の係数更新動作に
とっては妨害信号成分として大きな影響を与える。
ルタ４の目的は、雑音信号成分ｎ（ｋ）の擬似信号成分
ｒ（ｋ）を作り出すことであるから、適応フィルタの係
数更新のための誤差信号としてはｎ（ｋ）とｒ（ｋ）の
差、すなわち、残留誤差（ｎ（ｋ）−ｒ（ｋ））が必要
となる。ところが、（２）式で示したように、誤差信号
ｅ（ｋ）は音声信号成分ｓ（ｋ）を含んでおり、この音
声信号成分ｓ（ｋ）が適応フィルタ４の係数更新動作に
とっては妨害信号成分として大きな影響を与える。
【００１５】適応フィルタ４にとって妨害信号となる音
声信号成分ｓ（ｋ）の影響を低減するため、雑音消去装
置に用いられる適応フィルタ４においては係数更新のた
めのステップサイズを極めて小さい値に設定する必要が
ある。しかしながら、上述したようにステップサイズを
小さくすると適応フィルタ４の収束が遅くなるという問
題が生じる。
声信号成分ｓ（ｋ）の影響を低減するため、雑音消去装
置に用いられる適応フィルタ４においては係数更新のた
めのステップサイズを極めて小さい値に設定する必要が
ある。しかしながら、上述したようにステップサイズを
小さくすると適応フィルタ４の収束が遅くなるという問
題が生じる。
【００１６】この問題を解決するため、第２の適応フィ
ルタを用いて受信信号の信号対雑音電力比を推定し、推
定値に基づいて第１の適応フィルタのステップサイズを
制御することにより、高速収束と残留誤差の低減を実現
する方法が「雑音消去方法及び雑音消去装置（特開平１
０−３２９８号公報）」に提案されている。
ルタを用いて受信信号の信号対雑音電力比を推定し、推
定値に基づいて第１の適応フィルタのステップサイズを
制御することにより、高速収束と残留誤差の低減を実現
する方法が「雑音消去方法及び雑音消去装置（特開平１
０−３２９８号公報）」に提案されている。
【００１７】図２は特開平１０−３２９８号公報に記載
されている従来方法のブロック図である。図２に示すよ
うに、従来方法は、適応フィルタ４のステップサイズを
制御するために、遅延回路８、遅延回路９、信号対雑音
電力比推定回路１０、遅延回路１７、比較回路１８及び
ステップサイズ出力回路１９を備えている。
されている従来方法のブロック図である。図２に示すよ
うに、従来方法は、適応フィルタ４のステップサイズを
制御するために、遅延回路８、遅延回路９、信号対雑音
電力比推定回路１０、遅延回路１７、比較回路１８及び
ステップサイズ出力回路１９を備えている。
【００１８】また、信号対雑音電力比推定回路１０は、
音声入力端子１より受信信号ｙ（ｋ）が入力される遅延
回路１１と、参照入力端子２より参照雑音信号ｘ（ｋ）
が入力される適応フィルタ１２と、遅延回路１１の出力
信号と適応フィルタ１２の出力擬似雑音信号ｒ１（ｋ）
との減算を行う減算器１３と、減算器１３及び適応フィ
ルタ１２の各出力信号のそれぞれの電力を平均化する電
力平均回路１４及び１５と、電力平均回路１４の出力信
号で電力平均回路１５の出力信号を除算する除算回路１
６とから構成されている。
音声入力端子１より受信信号ｙ（ｋ）が入力される遅延
回路１１と、参照入力端子２より参照雑音信号ｘ（ｋ）
が入力される適応フィルタ１２と、遅延回路１１の出力
信号と適応フィルタ１２の出力擬似雑音信号ｒ１（ｋ）
との減算を行う減算器１３と、減算器１３及び適応フィ
ルタ１２の各出力信号のそれぞれの電力を平均化する電
力平均回路１４及び１５と、電力平均回路１４の出力信
号で電力平均回路１５の出力信号を除算する除算回路１
６とから構成されている。
【００１９】まず、信号対雑音電力比推定回路１０の動
作について説明する。適応フィルタ１２は参照入力端子
２から入力される参照雑音信号ｘ（ｋ）を入力信号とし
て受けると共に、減算器１３の出力誤差信号を入力信号
として受け、擬似雑音信号を出力する。遅延回路１１
は、遅延量Δｔ１の遅延を受信信号ｙ（ｋ）に与える回
路で、遅延回路３と同様に因果律を補償するために挿入
されるものである。減算器１３は遅延回路１１が出力す
る遅延された受信信号から適応フィルタ１２の出力擬似
雑音信号を減算し、減算結果を誤差信号として適応フィ
ルタ１２へ供給する。
作について説明する。適応フィルタ１２は参照入力端子
２から入力される参照雑音信号ｘ（ｋ）を入力信号とし
て受けると共に、減算器１３の出力誤差信号を入力信号
として受け、擬似雑音信号を出力する。遅延回路１１
は、遅延量Δｔ１の遅延を受信信号ｙ（ｋ）に与える回
路で、遅延回路３と同様に因果律を補償するために挿入
されるものである。減算器１３は遅延回路１１が出力す
る遅延された受信信号から適応フィルタ１２の出力擬似
雑音信号を減算し、減算結果を誤差信号として適応フィ
ルタ１２へ供給する。
【００２０】このとき、適応フィルタ１２の係数更新の
ためのステップサイズは収束速度を速めるために大きめ
の値を設定するものとし、係数更新のアルゴリズムとし
て文献２の「ＬＩＭ」を適用する場合には、ステップサ
イズμとして例えば「０．２」から「０．５」程度の値
に設定するものとする。
ためのステップサイズは収束速度を速めるために大きめ
の値を設定するものとし、係数更新のアルゴリズムとし
て文献２の「ＬＩＭ」を適用する場合には、ステップサ
イズμとして例えば「０．２」から「０．５」程度の値
に設定するものとする。
【００２１】いま、受信信号をｙ（ｋ）、適応フィルタ
１２に入力される参照雑音信号をｘ（ｋ）、適応フィル
タ１２の出力擬似雑音信号をｒ1（ｋ）とし、従来例と
同様に遅延回路１１の遅延量Δｔ1を零と仮定すると、
減算器１３の出力である誤差信号ｅ1（ｋ）は次式で表
される。 ｅ1（ｋ）＝ｙ（ｋ）−ｒ1（ｋ） （６） ここで、（１）式で示したように、受信信号ｙ（ｋ）は
音声信号ｓ（ｋ）と雑音信号ｎ（ｋ）の和で表されるか
ら、（６）式は（７）式のように書き直される。 ｅ1（ｋ）＝ｓ（ｋ）＋ｎ（ｋ）−ｒ1（ｋ） （７） 減算器１３の出力誤差信号ｅ1（ｋ）は、係数更新のた
めの誤差信号として適応フィルタ１２に供給されると共
に電力平均回路１４に供給される。電力平均回路１４
は、誤差信号ｅ1（ｋ）を自乗して、その時間平均を出
力する。
１２に入力される参照雑音信号をｘ（ｋ）、適応フィル
タ１２の出力擬似雑音信号をｒ1（ｋ）とし、従来例と
同様に遅延回路１１の遅延量Δｔ1を零と仮定すると、
減算器１３の出力である誤差信号ｅ1（ｋ）は次式で表
される。 ｅ1（ｋ）＝ｙ（ｋ）−ｒ1（ｋ） （６） ここで、（１）式で示したように、受信信号ｙ（ｋ）は
音声信号ｓ（ｋ）と雑音信号ｎ（ｋ）の和で表されるか
ら、（６）式は（７）式のように書き直される。 ｅ1（ｋ）＝ｓ（ｋ）＋ｎ（ｋ）−ｒ1（ｋ） （７） 減算器１３の出力誤差信号ｅ1（ｋ）は、係数更新のた
めの誤差信号として適応フィルタ１２に供給されると共
に電力平均回路１４に供給される。電力平均回路１４
は、誤差信号ｅ1（ｋ）を自乗して、その時間平均を出
力する。
【００２２】誤差信号ｅ1（ｋ）の自乗値ｅ1 2（ｋ）は
（８）式で与えられる。 ｅ1 2（ｋ）＝｛ｓ（ｋ）＋ｎ（ｋ）−ｒ1（ｋ）｝2 （８） 電力平均回路１４は、この自乗値ｅ1 2（ｋ）の時間平均
を出力するが、これを期待値で近似するものとすると、
音声信号ｓ（ｋ）と参照雑音信号ｘ（ｋ）、従って音声
信号ｓ（ｋ）と雑音信号ｎ（ｋ）は互いに独立なので、
期待値Ｅ［ｅ1 2（ｋ）］は次式で表される。 Ｅ［ｅ1 2（ｋ）］＝Ｅ［ｓ2（ｋ）］＋Ｅ［｛ｎ（ｋ）−ｒ1（ｋ）｝2］ （９ ） （９）式の右辺第２項は残留誤差成分を示しており、こ
れを大きめのステップサイズの設定により高速に収束す
ることを考慮すると、残留誤差成分は急速に減衰するか
ら次式が得られる。
（８）式で与えられる。 ｅ1 2（ｋ）＝｛ｓ（ｋ）＋ｎ（ｋ）−ｒ1（ｋ）｝2 （８） 電力平均回路１４は、この自乗値ｅ1 2（ｋ）の時間平均
を出力するが、これを期待値で近似するものとすると、
音声信号ｓ（ｋ）と参照雑音信号ｘ（ｋ）、従って音声
信号ｓ（ｋ）と雑音信号ｎ（ｋ）は互いに独立なので、
期待値Ｅ［ｅ1 2（ｋ）］は次式で表される。 Ｅ［ｅ1 2（ｋ）］＝Ｅ［ｓ2（ｋ）］＋Ｅ［｛ｎ（ｋ）−ｒ1（ｋ）｝2］ （９ ） （９）式の右辺第２項は残留誤差成分を示しており、こ
れを大きめのステップサイズの設定により高速に収束す
ることを考慮すると、残留誤差成分は急速に減衰するか
ら次式が得られる。
【００２３】
【数３】 従って、（１０）式に示すように、電力平均回路１４の
出力信号は音声信号電力ｓ2（ｋ）を近似していること
になる。
出力信号は音声信号電力ｓ2（ｋ）を近似していること
になる。
【００２４】一方、電力平均回路１５は適応フィルタ１
２の出力擬似雑音信号ｒ1（ｋ）を自乗して、その時間
平均を出力する。適応フィルタ１２は大きめのステップ
サイズの設定によって高速に収束することから次式が成
立する。
２の出力擬似雑音信号ｒ1（ｋ）を自乗して、その時間
平均を出力する。適応フィルタ１２は大きめのステップ
サイズの設定によって高速に収束することから次式が成
立する。
【００２５】
【数４】 よって、擬似雑音信号ｒ1（ｋ）の自乗値ｒ1 2（ｋ）の
期待値Ｅ［ｒ1 2（ｋ）］は（１２）式で近似できる。
期待値Ｅ［ｒ1 2（ｋ）］は（１２）式で近似できる。
【００２６】
【数５】 従って、電力平均回路１５の出力信号は、雑音信号電力
ｎ2（ｋ）を近似していることになる。除算回路１６は
電力平均回路１４の出力音声信号電力を電力平均回路１
５の出力雑音信号電力で除算し、結果として信号対雑音
電力比の推定値ＳＮＲ1を出力する。
ｎ2（ｋ）を近似していることになる。除算回路１６は
電力平均回路１４の出力音声信号電力を電力平均回路１
５の出力雑音信号電力で除算し、結果として信号対雑音
電力比の推定値ＳＮＲ1を出力する。
【００２７】ところで、電力平均回路１４及び１５の動
作を移動平均等で行う場合を仮定すると、算出された電
力平均値は実際の電力変化に対して平均回数に依存する
遅延Δavを生じてしまう。そこで、この実施の形態で
は、この遅延Δavを補償するため、適応フィルタ４の入
力参照雑音信号に対してΔｔ２の遅延を与える遅遅延回
路９を適応フィルタ４の入力側に備えると共に、受信信
号に対してΔｔ２の遅延を与える遅延回路８を遅延回路
３の入力側に備えている。ここで、上記の遅延量Δｔ２
は通常、遅延量Δavと同じかそれ以上の値が設定され
る。もし、Δｔ２をΔavよりも大きく設定した場合に
は、ＳＮＲ1の変化を減算器５の実際の入力受信信号の
ＳＮＲ値より速く検出することになり、ＳＮＲ1を負の
時間方向へ拡張したことになる。なお、遅延回路８と遅
延回路３は（Δｔ２＋Δｔ１）の遅延を与える一つの遅
延回路で構成可能である。
作を移動平均等で行う場合を仮定すると、算出された電
力平均値は実際の電力変化に対して平均回数に依存する
遅延Δavを生じてしまう。そこで、この実施の形態で
は、この遅延Δavを補償するため、適応フィルタ４の入
力参照雑音信号に対してΔｔ２の遅延を与える遅遅延回
路９を適応フィルタ４の入力側に備えると共に、受信信
号に対してΔｔ２の遅延を与える遅延回路８を遅延回路
３の入力側に備えている。ここで、上記の遅延量Δｔ２
は通常、遅延量Δavと同じかそれ以上の値が設定され
る。もし、Δｔ２をΔavよりも大きく設定した場合に
は、ＳＮＲ1の変化を減算器５の実際の入力受信信号の
ＳＮＲ値より速く検出することになり、ＳＮＲ1を負の
時間方向へ拡張したことになる。なお、遅延回路８と遅
延回路３は（Δｔ２＋Δｔ１）の遅延を与える一つの遅
延回路で構成可能である。
【００２８】以上説明したように、信号対雑音電力比推
定回路１０は、音声入力端子１より入力される受信信号
と参照信号入力端子２より入力される参照雑音信号とを
入力信号として受けて、擬似雑音信号を出力する適応フ
ィルタ１２を動作させ、適応フィルタ１２の出力擬似雑
音信号等から誤差信号電力と擬似雑音信号電力を検出
し、これらに基づいて信号対雑音電力比の推定値ＳＮＲ
１を出力する。
定回路１０は、音声入力端子１より入力される受信信号
と参照信号入力端子２より入力される参照雑音信号とを
入力信号として受けて、擬似雑音信号を出力する適応フ
ィルタ１２を動作させ、適応フィルタ１２の出力擬似雑
音信号等から誤差信号電力と擬似雑音信号電力を検出
し、これらに基づいて信号対雑音電力比の推定値ＳＮＲ
１を出力する。
【００２９】次に、遅延回路８、９、１７、比較回路１
８の動作を説明する。遅延回路１７は信号対雑音電力比
推定回路１０が出力する信号対雑音電力比の推定値ＳＮ
Ｒ1に対してΔｔ３の遅延を与える。比較回路１８は、
遅延回路１７に入力される遅延前の信号対雑音電力比の
推定値ＳＮＲ１と、遅延回路１７から出力される遅延後
の信号対雑音電力比の推定値ＳＮＲ２とを比較し、値が
大きい方を推定値ＳＮＲ３として出力する。信号対雑音
電力比の推定値ＳＮＲ３は信号対雑音電力比の推定値Ｓ
ＮＲ１をΔｔ３だけ正の時間方向に拡張した形になって
いることが分かる。
８の動作を説明する。遅延回路１７は信号対雑音電力比
推定回路１０が出力する信号対雑音電力比の推定値ＳＮ
Ｒ1に対してΔｔ３の遅延を与える。比較回路１８は、
遅延回路１７に入力される遅延前の信号対雑音電力比の
推定値ＳＮＲ１と、遅延回路１７から出力される遅延後
の信号対雑音電力比の推定値ＳＮＲ２とを比較し、値が
大きい方を推定値ＳＮＲ３として出力する。信号対雑音
電力比の推定値ＳＮＲ３は信号対雑音電力比の推定値Ｓ
ＮＲ１をΔｔ３だけ正の時間方向に拡張した形になって
いることが分かる。
【００３０】次に、ステップサイズ出力回路１９の動作
について説明する。ステップサイズ出力回路１９は、比
較回路１８が出力する拡張信号対雑音電力比の推定値Ｓ
ＮＲ３を受けて、その入力ＳＮＲ３値に対応した値を適
応フィルタ４のステップサイズとして出力するように動
作する。このとき、ステップサイズ出力回路１９はＳＮ
Ｒ３値が大きい場合には小さいステップサイズを出力
し、逆にＳＮＲ３値が小さい場合には大きなステップサ
イズを出力する。具体的には、時刻ｋでのＳＮＲ３値を
ＳＮＲ３（ｋ）、時刻ｋでのステップサイズをμ（ｋ）
とすると、ＳＮＲ３（ｋ）とμ（ｋ）の関係は、例えば
次の（１３）式のように表される。 μ（ｋ）＝ｃｌｉｐ[Ａ・１／ＳＮＲ３（ｋ）,μmax ,μmin ] （１３） ただし、上式中、Ａは定数であり、例えば「０．１」か
ら「０．５」程度の値に設定される。また、ｃｌｉｐ
［ａ，ｂ，ｃ］は最小値、最大値を設定するための関係
で次のように定義される。
について説明する。ステップサイズ出力回路１９は、比
較回路１８が出力する拡張信号対雑音電力比の推定値Ｓ
ＮＲ３を受けて、その入力ＳＮＲ３値に対応した値を適
応フィルタ４のステップサイズとして出力するように動
作する。このとき、ステップサイズ出力回路１９はＳＮ
Ｒ３値が大きい場合には小さいステップサイズを出力
し、逆にＳＮＲ３値が小さい場合には大きなステップサ
イズを出力する。具体的には、時刻ｋでのＳＮＲ３値を
ＳＮＲ３（ｋ）、時刻ｋでのステップサイズをμ（ｋ）
とすると、ＳＮＲ３（ｋ）とμ（ｋ）の関係は、例えば
次の（１３）式のように表される。 μ（ｋ）＝ｃｌｉｐ[Ａ・１／ＳＮＲ３（ｋ）,μmax ,μmin ] （１３） ただし、上式中、Ａは定数であり、例えば「０．１」か
ら「０．５」程度の値に設定される。また、ｃｌｉｐ
［ａ，ｂ，ｃ］は最小値、最大値を設定するための関係
で次のように定義される。
【００３１】
【数６】 ここで、Ａ＝０．１、μｍａｘ＝０．５、μｍｉｎ＝
０．０１と仮定すると、（１３）式は（１５）式のよう
に表される。 μ（ｋ）＝ｃｌｉｐ［0.1／ＳＮＲ３（ｋ），0.5 ，0.01］ （１５） 従って、この場合はＳＮＲ３値が０ｄＢのとき、すなわ
ちＳＮＲ３（ｋ）＝１のときのステップサイズは（１４
ａ）式から”０．１”となる。また、ＳＮＲ３値が１０
ｄＢのとき、すなわちＳＮＲ３（ｋ）＝１０のときのス
テップサイズは（１４ａ）式から”０．０１”となる。
しかし、ＳＮＲ３値が−１０ｄＢ、すなわち、ＳＮＲ３
（ｋ）＝０．１のときは最大値の制限を受けてステップ
サイズは（１４ｂ）式から”０．５”に設定される。同
様に、ＳＮＲ３値が２０ｄＢ、すなわち、ＳＮＲ３
（ｋ）＝１００のときは最小値の制限を受けて（１４
ｃ）式からステップサイズは”０．０１”となる。この
ような、ステップサイズの制限範囲の設定は、適応フィ
ルタの安定した動作のために有効である。
０．０１と仮定すると、（１３）式は（１５）式のよう
に表される。 μ（ｋ）＝ｃｌｉｐ［0.1／ＳＮＲ３（ｋ），0.5 ，0.01］ （１５） 従って、この場合はＳＮＲ３値が０ｄＢのとき、すなわ
ちＳＮＲ３（ｋ）＝１のときのステップサイズは（１４
ａ）式から”０．１”となる。また、ＳＮＲ３値が１０
ｄＢのとき、すなわちＳＮＲ３（ｋ）＝１０のときのス
テップサイズは（１４ａ）式から”０．０１”となる。
しかし、ＳＮＲ３値が−１０ｄＢ、すなわち、ＳＮＲ３
（ｋ）＝０．１のときは最大値の制限を受けてステップ
サイズは（１４ｂ）式から”０．５”に設定される。同
様に、ＳＮＲ３値が２０ｄＢ、すなわち、ＳＮＲ３
（ｋ）＝１００のときは最小値の制限を受けて（１４
ｃ）式からステップサイズは”０．０１”となる。この
ような、ステップサイズの制限範囲の設定は、適応フィ
ルタの安定した動作のために有効である。
【００３２】このように、ステップサイズ出力回路１９
は、信号対雑音電力比推定回路１０で推定されたＳＮＲ
１値を遅延回路１７及び比較回路１８で拡張して得た拡
張信号対雑音電力比の推定値ＳＮＲ３に応じて適応フィ
ルタ４に供給するステップサイズを制御する。
は、信号対雑音電力比推定回路１０で推定されたＳＮＲ
１値を遅延回路１７及び比較回路１８で拡張して得た拡
張信号対雑音電力比の推定値ＳＮＲ３に応じて適応フィ
ルタ４に供給するステップサイズを制御する。
【００３３】以上説明したように、従来方法は、推定さ
れたＳＮＲ３値によって適応フィルタ４に供給するステ
ップサイズを制御するようにしたため、音声信号が存在
しない区間や、音声信号が存在しても雑音信号成分に比
べて非常に小さい区間におけるステップサイズを大きく
して、妨害信号の影響を受けずに収束を速めることがで
きる。一方、雑音信号成分に比べて音声信号成分が大き
い区間においては、ステップサイズを小さくして妨害信
号による残留誤差の増加を防ぐことができる。また、ス
テップサイズ制御に使用されるＳＮＲ３値は、遅延回路
８、遅延回路９による負の時間方向の拡張と、遅延回路
１７による正の時間方向の拡張によって、両方向へ拡張
されているために、音声信号が始まる前に十分ステップ
サイズを小さくし、音声信号が終了してからステップサ
イズを大きくする制御が行えるため、適応フィルタ４の
フィルタ係数を安定に収束させることができる。
れたＳＮＲ３値によって適応フィルタ４に供給するステ
ップサイズを制御するようにしたため、音声信号が存在
しない区間や、音声信号が存在しても雑音信号成分に比
べて非常に小さい区間におけるステップサイズを大きく
して、妨害信号の影響を受けずに収束を速めることがで
きる。一方、雑音信号成分に比べて音声信号成分が大き
い区間においては、ステップサイズを小さくして妨害信
号による残留誤差の増加を防ぐことができる。また、ス
テップサイズ制御に使用されるＳＮＲ３値は、遅延回路
８、遅延回路９による負の時間方向の拡張と、遅延回路
１７による正の時間方向の拡張によって、両方向へ拡張
されているために、音声信号が始まる前に十分ステップ
サイズを小さくし、音声信号が終了してからステップサ
イズを大きくする制御が行えるため、適応フィルタ４の
フィルタ係数を安定に収束させることができる。
【００３４】
【発明が解決しようとする課題】上述の雑音消去装置で
は、適応フィルタ１２のステップサイズは固定値が設定
され、係数更新のアルゴリズムとして文献２の「ＬＩ
Ｍ」を適用する場合には、ステップサイズμとして例え
ば「０．２」から「０．５」程度の固定の値に設定され
ている。このステップサイズμの設定値は、適応フィル
タ１２の収束を速くする為になるべく大きな値に設定さ
れるべきであるが、大きすぎると残留誤差が増大して推
定されるＳＮＲの精度を落ちてしまい、結果として消去
装置の歪みを増大させてしまうことになるため、むやみ
に大きな値には設定できない。想定されるＳＮＲの範囲
がある程度決まっている場合には、ＳＮＲ推定精度を落
とすことがない範囲でなるべく大きなステップサイズの
値を設定できる。しかしながら、想定されるＳＮＲの範
囲が大きい場合には、予め定めた固定値のステップサイ
ズでは正確なＳＮＲを推定できない場合がある。
は、適応フィルタ１２のステップサイズは固定値が設定
され、係数更新のアルゴリズムとして文献２の「ＬＩ
Ｍ」を適用する場合には、ステップサイズμとして例え
ば「０．２」から「０．５」程度の固定の値に設定され
ている。このステップサイズμの設定値は、適応フィル
タ１２の収束を速くする為になるべく大きな値に設定さ
れるべきであるが、大きすぎると残留誤差が増大して推
定されるＳＮＲの精度を落ちてしまい、結果として消去
装置の歪みを増大させてしまうことになるため、むやみ
に大きな値には設定できない。想定されるＳＮＲの範囲
がある程度決まっている場合には、ＳＮＲ推定精度を落
とすことがない範囲でなるべく大きなステップサイズの
値を設定できる。しかしながら、想定されるＳＮＲの範
囲が大きい場合には、予め定めた固定値のステップサイ
ズでは正確なＳＮＲを推定できない場合がある。
【００３５】本発明の目的は、想定されるＳＮＲの範囲
が大きい場合においても、ＳＮＲの推定を正確かつ高速
に行い、従来方法よりも収束時間の短縮と収束後の歪み
（残留誤差）の低減を実現できる雑音消去方法及び雑音
消去装置を提供することである。
が大きい場合においても、ＳＮＲの推定を正確かつ高速
に行い、従来方法よりも収束時間の短縮と収束後の歪み
（残留誤差）の低減を実現できる雑音消去方法及び雑音
消去装置を提供することである。
【００３６】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め請求項１記載の本発明方法は、参照入力端子から入力
される参照雑音信号を第１の適応フィルタに入力してフ
ィルタ係数に従ったフィルタリングにより擬似雑音信号
を生成させ、この擬似雑音信号と音声入力端子から入力
される音声信号と背景雑音信号とが混在した受信信号と
を減算器により減算して誤差信号を生成させ、該誤差信
号に基づいて前記第１の適応フィルタのフィルタ係数を
逐次修正することにより、前記減算器より雑音が消去さ
れた前記受信信号を出力する雑音消去方法において、前
記参照信号と前記受信信号とをそれぞれ受け、前記第１
の適応フィルタと同様の構成の第２の適応フィルタを用
いて生成した擬似雑音信号から誤差信号電力と擬似雑音
信号電力を検出し、これら誤差信号電力と擬似雑音信号
電力とから前記受信信号の信号対雑音電力比を推定し、
該信号対雑音電力比を平均した平均信号対雑音電力比の
値に対応した値を前記第２の適応フィルタのフィルタ係
数の修正量として該フィルタ係数を適応的に変化させる
と共に、前記信号対雑音電力比の推定値と前記信号対雑
音電力比の推定値を予め定められた時間だけ遅延させた
遅延推定値とを比較して、値の大きい方を拡張信号対雑
音電力比の推定値として出力し、該拡張信号対雑音電力
比の推定値に対応した値を前記第１の適応フィルタのフ
ィルタ係数の修正量として該フィルタ係数を適応的に変
化させることを特徴とする雑音消去方法である。
め請求項１記載の本発明方法は、参照入力端子から入力
される参照雑音信号を第１の適応フィルタに入力してフ
ィルタ係数に従ったフィルタリングにより擬似雑音信号
を生成させ、この擬似雑音信号と音声入力端子から入力
される音声信号と背景雑音信号とが混在した受信信号と
を減算器により減算して誤差信号を生成させ、該誤差信
号に基づいて前記第１の適応フィルタのフィルタ係数を
逐次修正することにより、前記減算器より雑音が消去さ
れた前記受信信号を出力する雑音消去方法において、前
記参照信号と前記受信信号とをそれぞれ受け、前記第１
の適応フィルタと同様の構成の第２の適応フィルタを用
いて生成した擬似雑音信号から誤差信号電力と擬似雑音
信号電力を検出し、これら誤差信号電力と擬似雑音信号
電力とから前記受信信号の信号対雑音電力比を推定し、
該信号対雑音電力比を平均した平均信号対雑音電力比の
値に対応した値を前記第２の適応フィルタのフィルタ係
数の修正量として該フィルタ係数を適応的に変化させる
と共に、前記信号対雑音電力比の推定値と前記信号対雑
音電力比の推定値を予め定められた時間だけ遅延させた
遅延推定値とを比較して、値の大きい方を拡張信号対雑
音電力比の推定値として出力し、該拡張信号対雑音電力
比の推定値に対応した値を前記第１の適応フィルタのフ
ィルタ係数の修正量として該フィルタ係数を適応的に変
化させることを特徴とする雑音消去方法である。
【００３７】また、本発明の雑音消去装置は上記の目的
を達成するため、音声入力端子から入力される音声信号
と背景雑音信号とが混在した受信信号を第１の時間遅延
する第１の遅延回路と、参照入力端子から入力される参
照雑音信号を第２の時間遅延する第２の遅延回路と、該
第２の遅延回路の出力遅延参照雑音信号と第１の誤差信
号が入力されてフィルタ係数に従ったフィルタリングに
より第１の擬似雑音信号を出力する第１の適応フィルタ
と、前記第１の遅延回路から出力された遅延受信信号か
ら前記第１の擬似雑音信号を差し引き、その減算の結果
得られる差信号を前記第１の誤差信号として前記第１の
適応フィルタに供給すると共に、出力端子へ雑音が消去
された受信信号を出力する第１の減算器と、前記参照入
力端子よりの参照雑音信号と前記音声入力端子よりの受
信信号とを入力信号として受け、前記受信信号の信号対
雑音電力比の推定値を得る信号対雑音電力比推定回路
と、該信号対雑音電力比推定回路の出力推定値を第３の
時間遅延する第３の遅延回路と、該第３の遅延回路の入
力推定値と出力遅延推定値を比較して大きな値の方を拡
張信号対雑音電力比の推定値として出力する比較回路
と、該比較回路から出力された拡張信号対雑音電力比の
推定値に基づいて、前記第１の適応フィルタのフィルタ
係数の修正量を決定する第１のステップサイズを出力す
る第１のステップサイズ出力回路とを有する構成とした
ものである。
を達成するため、音声入力端子から入力される音声信号
と背景雑音信号とが混在した受信信号を第１の時間遅延
する第１の遅延回路と、参照入力端子から入力される参
照雑音信号を第２の時間遅延する第２の遅延回路と、該
第２の遅延回路の出力遅延参照雑音信号と第１の誤差信
号が入力されてフィルタ係数に従ったフィルタリングに
より第１の擬似雑音信号を出力する第１の適応フィルタ
と、前記第１の遅延回路から出力された遅延受信信号か
ら前記第１の擬似雑音信号を差し引き、その減算の結果
得られる差信号を前記第１の誤差信号として前記第１の
適応フィルタに供給すると共に、出力端子へ雑音が消去
された受信信号を出力する第１の減算器と、前記参照入
力端子よりの参照雑音信号と前記音声入力端子よりの受
信信号とを入力信号として受け、前記受信信号の信号対
雑音電力比の推定値を得る信号対雑音電力比推定回路
と、該信号対雑音電力比推定回路の出力推定値を第３の
時間遅延する第３の遅延回路と、該第３の遅延回路の入
力推定値と出力遅延推定値を比較して大きな値の方を拡
張信号対雑音電力比の推定値として出力する比較回路
と、該比較回路から出力された拡張信号対雑音電力比の
推定値に基づいて、前記第１の適応フィルタのフィルタ
係数の修正量を決定する第１のステップサイズを出力す
る第１のステップサイズ出力回路とを有する構成とした
ものである。
【００３８】また、上記の信号対雑音電力比推定回路
は、前記音声入力端子よりの受信信号を第４の時間遅延
する第４の遅延回路と、前記参照入力端子よりの参照雑
音信号と第２の誤差信号が入力されてフィルタ係数に従
ったフィルタリングにより第２の擬似雑音信号を出力す
る第２の適応フィルタと、前記第４の遅延回路から出力
された遅延受信信号から前記第２の擬似雑音信号を差し
引き、その減算の結果得られる差信号を前記第２の誤差
信号として前記第２の適応フィルタに供給する第２の減
算器と、前記第２の減算器の出力差信号を受けて、その
自乗平均値を算出して受信信号電力として出力する第１
の電力平均回路と、前記第２の適応フィルタの出力する
第２の擬似雑音信号を受け、その自乗平均値を算出して
雑音信号電力として出力する第２の電力平均回路と、前
記受信信号電力を前記雑音信号電力で除算して、前記受
信信号の信号対雑音電力比の推定値を出力する除算回路
と、該除算回路の出力する前記信号対雑音電力比の平均
値を算出する信号対雑音電力比平均回路と、該信号対雑
音電力比平均回路の出力する平均値に基づいて前記第２
の適応フィルタのフィルタ係数の修正量を決定する第２
のステップサイズを出力する第２のステップサイズ出力
回路よりなることを特徴とする。
は、前記音声入力端子よりの受信信号を第４の時間遅延
する第４の遅延回路と、前記参照入力端子よりの参照雑
音信号と第２の誤差信号が入力されてフィルタ係数に従
ったフィルタリングにより第２の擬似雑音信号を出力す
る第２の適応フィルタと、前記第４の遅延回路から出力
された遅延受信信号から前記第２の擬似雑音信号を差し
引き、その減算の結果得られる差信号を前記第２の誤差
信号として前記第２の適応フィルタに供給する第２の減
算器と、前記第２の減算器の出力差信号を受けて、その
自乗平均値を算出して受信信号電力として出力する第１
の電力平均回路と、前記第２の適応フィルタの出力する
第２の擬似雑音信号を受け、その自乗平均値を算出して
雑音信号電力として出力する第２の電力平均回路と、前
記受信信号電力を前記雑音信号電力で除算して、前記受
信信号の信号対雑音電力比の推定値を出力する除算回路
と、該除算回路の出力する前記信号対雑音電力比の平均
値を算出する信号対雑音電力比平均回路と、該信号対雑
音電力比平均回路の出力する平均値に基づいて前記第２
の適応フィルタのフィルタ係数の修正量を決定する第２
のステップサイズを出力する第２のステップサイズ出力
回路よりなることを特徴とする。
【００３９】また、前記第１のステップサイズ出力回路
は、前記比較回路から出力された拡張信号対雑音電力比
の推定値の逆数に所定の係数を乗じた乗算値が、予め定
めた第１の最大値と第１の最小値の範囲内の値であると
きは該乗算値を前記第１の適応フィルタのフィルタ係数
の修正量を決定する第１のステップサイズとして出力
し、該乗算値が該第１の最大値より大なるときは該第１
の最大値を、該乗算値が該第１の最小値より小なるとき
は該第１の最小値を前記第１のステップサイズとして出
力することを特徴とする。
は、前記比較回路から出力された拡張信号対雑音電力比
の推定値の逆数に所定の係数を乗じた乗算値が、予め定
めた第１の最大値と第１の最小値の範囲内の値であると
きは該乗算値を前記第１の適応フィルタのフィルタ係数
の修正量を決定する第１のステップサイズとして出力
し、該乗算値が該第１の最大値より大なるときは該第１
の最大値を、該乗算値が該第１の最小値より小なるとき
は該第１の最小値を前記第１のステップサイズとして出
力することを特徴とする。
【００４０】また、前記第２のステップサイズ出力回路
は、前記信号対雑音電力比平均回路から出力された信号
対雑音電力比の平均値に所定の係数を乗じた乗算値が、
予め定めた第２の最大値と第２の最小値の範囲内の値で
あるときは該乗算値を前記第２の適応フィルタのフィル
タ係数の修正量を決定する第２のステップサイズとして
出力し、該乗算値が該第２の最大値より大なるときは該
第２の最大値を、該乗算値が該第２の最小値より小なる
ときは該第２の最小値を前記第２のステップサイズとし
て出力することを特徴とする。
は、前記信号対雑音電力比平均回路から出力された信号
対雑音電力比の平均値に所定の係数を乗じた乗算値が、
予め定めた第２の最大値と第２の最小値の範囲内の値で
あるときは該乗算値を前記第２の適応フィルタのフィル
タ係数の修正量を決定する第２のステップサイズとして
出力し、該乗算値が該第２の最大値より大なるときは該
第２の最大値を、該乗算値が該第２の最小値より小なる
ときは該第２の最小値を前記第２のステップサイズとし
て出力することを特徴とする。
【００４１】本発明においては、信号対雑音電力比を推
定するために用いられる適応フィルタ１２のステップサ
イズの値も適応フィルタ４と同様に適応的に制御する。
具体的には、除算回路１６が出力する信号対雑音電力比
の推定値を平均することにより平均ＳＮＲを算出し、平
均ＳＮＲの値に応じて適応フィルタ１２のステップサイ
ズを決定する。受信信号の平均ＳＮＲを求め、その結果
に基づいて適応フィルタ１２のステップサイズを制御す
る為、適応フィルタの残留誤差を低減でき、より精度の
高いＳＮＲ推定が可能となる。
定するために用いられる適応フィルタ１２のステップサ
イズの値も適応フィルタ４と同様に適応的に制御する。
具体的には、除算回路１６が出力する信号対雑音電力比
の推定値を平均することにより平均ＳＮＲを算出し、平
均ＳＮＲの値に応じて適応フィルタ１２のステップサイ
ズを決定する。受信信号の平均ＳＮＲを求め、その結果
に基づいて適応フィルタ１２のステップサイズを制御す
る為、適応フィルタの残留誤差を低減でき、より精度の
高いＳＮＲ推定が可能となる。
【００４２】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面と共に説明する。図１は本発明の一実施の形態を
示すブロック図を示す。同図中、図２と同一構成部分に
は同一符号を付してある。図１に示すように、本発明の
信号対雑音電力比推定回路２２は、適応フィルタ１２の
ステップサイズを制御するために、ＳＮＲ平均回路２
０、ステップサイズ出力回路２１を備えている。従来方
法と本発明方法の違いは、信号対雑音電力比推定回路１
０と信号対雑音電力比推定回路２２の違いだけであるの
で、ここでは、信号対雑音電力比推定回路２２の動作に
ついて説明する。
て図面と共に説明する。図１は本発明の一実施の形態を
示すブロック図を示す。同図中、図２と同一構成部分に
は同一符号を付してある。図１に示すように、本発明の
信号対雑音電力比推定回路２２は、適応フィルタ１２の
ステップサイズを制御するために、ＳＮＲ平均回路２
０、ステップサイズ出力回路２１を備えている。従来方
法と本発明方法の違いは、信号対雑音電力比推定回路１
０と信号対雑音電力比推定回路２２の違いだけであるの
で、ここでは、信号対雑音電力比推定回路２２の動作に
ついて説明する。
【００４３】従来方法と異なり、本発明における適応フ
ィルタ１２のステップサイズは、適応的に制御される。
除算回路１６は電力平均回路１４の出力音声信号電力を
電力平均回路１５の出力雑音信号電力で除算し、結果と
して信号対雑音電力比の推定値ＳＮＲ1を出力する。Ｓ
ＮＲ平均回路２０は、除算回路１６の出力する推定ＳＮ
Ｒ値ＳＮＲ１を受けて、その平均値ＳＮＲ４を算出す
る。平均方法としては、例えば、２５６回の移動平均を
仮定すると、時刻ｋにおけるＳＮＲ４は（１６）式で表
される。
ィルタ１２のステップサイズは、適応的に制御される。
除算回路１６は電力平均回路１４の出力音声信号電力を
電力平均回路１５の出力雑音信号電力で除算し、結果と
して信号対雑音電力比の推定値ＳＮＲ1を出力する。Ｓ
ＮＲ平均回路２０は、除算回路１６の出力する推定ＳＮ
Ｒ値ＳＮＲ１を受けて、その平均値ＳＮＲ４を算出す
る。平均方法としては、例えば、２５６回の移動平均を
仮定すると、時刻ｋにおけるＳＮＲ４は（１６）式で表
される。
【００４４】
【数７】 次に、ステップサイズ出力回路２１の動作について説明
する。ステップサイズ出力回路２１は、ＳＮＲ平均回路
２０が出力するＳＮＲ平均値ＳＮＲ４を受けて、そのＳ
ＮＲ４値に対応した値を適応フィルタ１２のステップサ
イズとして出力するように動作する。このとき、ステッ
プサイズ出力回路２１はＳＮＲ４値が大きい場合には小
さいステップサイズを出力し、逆にＳＮＲ3値が小さい
場合には大きなステップサイズを出力する。時刻ｋでの
ＳＮＲ４値をＳＮＲ４（ｋ）、時刻ｋでのステップサイ
ズをμ0（ｋ）とすると、ＳＮＲ４（ｋ）とμ0（ｋ）の
関係は、例えば次の（１７）式のように表される。 μ0（ｋ）＝ｃｌｉｐ[Ａ・１／ＳＮＲ４（ｋ）＋Ｂ,μ0max ,μ0min ] （１７） ただし、上式中、Ａ及びＢは定数である。また、ｃｌｉ
ｐ［ａ，ｂ，ｃ］は最小値、最大値を設定するための関
係で次のように定義される。
する。ステップサイズ出力回路２１は、ＳＮＲ平均回路
２０が出力するＳＮＲ平均値ＳＮＲ４を受けて、そのＳ
ＮＲ４値に対応した値を適応フィルタ１２のステップサ
イズとして出力するように動作する。このとき、ステッ
プサイズ出力回路２１はＳＮＲ４値が大きい場合には小
さいステップサイズを出力し、逆にＳＮＲ3値が小さい
場合には大きなステップサイズを出力する。時刻ｋでの
ＳＮＲ４値をＳＮＲ４（ｋ）、時刻ｋでのステップサイ
ズをμ0（ｋ）とすると、ＳＮＲ４（ｋ）とμ0（ｋ）の
関係は、例えば次の（１７）式のように表される。 μ0（ｋ）＝ｃｌｉｐ[Ａ・１／ＳＮＲ４（ｋ）＋Ｂ,μ0max ,μ0min ] （１７） ただし、上式中、Ａ及びＢは定数である。また、ｃｌｉ
ｐ［ａ，ｂ，ｃ］は最小値、最大値を設定するための関
係で次のように定義される。
【００４５】
【数８】 ここで、Ａ＝０．３、Ｂ＝０．０７、μ0ｍａｘ＝０．
５、μ0ｍｉｎ＝０．１と仮定すると、（１９）式は次
のように表される。 μ0（ｋ）＝ｃｌｉｐ［0.3／ＳＮＲ４（ｋ）+0.07，0.5 ，0.1］ （１９） 従って、この場合はＳＮＲ４値が０ｄＢのとき、すなわ
ちＳＮＲ４（ｋ）＝１のときのステップサイズは（１８
ａ）式から”０．３７”となる。また、ＳＮＲ４値が１
０ｄＢのとき、すなわちＳＮＲ４（ｋ）＝１０のときの
ステップサイズは（１８ａ）式から”０．１”となる。
しかし、ＳＮＲ４値が−１０ｄＢ、すなわち、ＳＮＲ４
（ｋ）＝０．１のときは最大値の制限を受けてステップ
サイズは（１８ｂ）式から”０．１”に設定される。同
様に、ＳＮＲ４値が２０ｄＢ、すなわち、ＳＮＲ４
（ｋ）＝１００のときは最小値の制限を受けて（１８
ｃ）式からステップサイズは”０．１”となる。このよ
うな、ステップサイズの制限範囲の設定は、適応フィル
タの安定した動作のために有効である。このように、ス
テップサイズ出力回路２１は、平均ＳＮＲ値ＳＮＲ４に
応じて適応フィルタ４に供給するステップサイズを制御
する。
５、μ0ｍｉｎ＝０．１と仮定すると、（１９）式は次
のように表される。 μ0（ｋ）＝ｃｌｉｐ［0.3／ＳＮＲ４（ｋ）+0.07，0.5 ，0.1］ （１９） 従って、この場合はＳＮＲ４値が０ｄＢのとき、すなわ
ちＳＮＲ４（ｋ）＝１のときのステップサイズは（１８
ａ）式から”０．３７”となる。また、ＳＮＲ４値が１
０ｄＢのとき、すなわちＳＮＲ４（ｋ）＝１０のときの
ステップサイズは（１８ａ）式から”０．１”となる。
しかし、ＳＮＲ４値が−１０ｄＢ、すなわち、ＳＮＲ４
（ｋ）＝０．１のときは最大値の制限を受けてステップ
サイズは（１８ｂ）式から”０．１”に設定される。同
様に、ＳＮＲ４値が２０ｄＢ、すなわち、ＳＮＲ４
（ｋ）＝１００のときは最小値の制限を受けて（１８
ｃ）式からステップサイズは”０．１”となる。このよ
うな、ステップサイズの制限範囲の設定は、適応フィル
タの安定した動作のために有効である。このように、ス
テップサイズ出力回路２１は、平均ＳＮＲ値ＳＮＲ４に
応じて適応フィルタ４に供給するステップサイズを制御
する。
【００４６】以上説明したように、本実施の形態の雑音
消去装置は平均ＳＮＲを算出し、算出されたＳＮＲに基
づいて適応フィルタ１２に供給するステップサイズを制
御する。したがって、ＳＮＲ推定が高速かつ正確に算出
できるため、想定されるＳＮＲの範囲が大きい場合にお
いても、ＳＮＲの推定を正確かつ高速に行い、従来方法
よりも収束時間の短縮と収束後の歪み（残留誤差）の低
減を実現できる。
消去装置は平均ＳＮＲを算出し、算出されたＳＮＲに基
づいて適応フィルタ１２に供給するステップサイズを制
御する。したがって、ＳＮＲ推定が高速かつ正確に算出
できるため、想定されるＳＮＲの範囲が大きい場合にお
いても、ＳＮＲの推定を正確かつ高速に行い、従来方法
よりも収束時間の短縮と収束後の歪み（残留誤差）の低
減を実現できる。
【００４７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
信号対雑音電力比の平均値に基づいてＳＮＲ推定用適応
フィルタのステップサイズを制御するようにしたため、
ＳＮＲを高速かつ正確に推定でき、想定されるＳＮＲの
範囲が大きい場合においても、従来方法より収束時間の
短縮と収束後の歪み（残留誤差）の低減を実現できる。
信号対雑音電力比の平均値に基づいてＳＮＲ推定用適応
フィルタのステップサイズを制御するようにしたため、
ＳＮＲを高速かつ正確に推定でき、想定されるＳＮＲの
範囲が大きい場合においても、従来方法より収束時間の
短縮と収束後の歪み（残留誤差）の低減を実現できる。
【図１】本発明の一実施の形態のブロック図である。
【図２】従来の一例のブロック図である。
【図３】従来の一例のブロック図である。
１ 音声入力端子 ２ 参照入力端子 ３、８、９、１１、１７ 遅延回路 ４ 第１の適応フィルタ ５ 第１の減算器 ６ 出力端子 １０、２２ 信号対雑音電力比推定回路 １２ 第２の適応フィルタ １３ 第２の減算器 １４ 第１の電力平均回路 １５ 第２の電力平均回路 １６ 除算回路 １８ 比較回路 １９、２１ ステップサイズ出力回路 ２０ ＳＮＲ平均回路
Claims (7)
- 【請求項１】 参照入力端子から入力される参照雑音信
号を第１の適応フィルタに入力してフィルタ係数に従っ
たフィルタリングにより擬似雑音信号を生成させ、この
擬似雑音信号と音声入力端子から入力される音声信号と
背景雑音信号とが混在した受信信号とを減算器により減
算して誤差信号を生成させ、該誤差信号に基づいて前記
第１の適応フィルタのフィルタ係数を逐次修正すること
により、前記減算器より雑音が消去された前記受信信号
を出力する雑音消去方法において、前記参照信号と前記
受信信号とをそれぞれ受け、前記第１の適応フィルタと
同様の構成の第２の適応フィルタを用いて生成した擬似
雑音信号から誤差信号電力と擬似雑音信号電力を検出
し、これら誤差信号電力と擬似雑音信号電力とから前記
受信信号の信号対雑音電力比を推定し、該信号対雑音電
力比を平均した平均信号対雑音電力比の値に対応した値
を前記第２の適応フィルタのフィルタ係数の修正量とし
て該フィルタ係数を適応的に変化させると共に、前記信
号対雑音電力比の推定値と前記信号対雑音電力比の推定
値を予め定められた時間だけ遅延させた遅延推定値とを
比較して、値の大きい方を拡張信号対雑音電力比の推定
値として出力し、該拡張信号対雑音電力比の推定値に対
応した値を前記第１の適応フィルタのフィルタ係数の修
正量として該フィルタ係数を適応的に変化させることを
特徴とする雑音消去方法。 - 【請求項２】 音声入力端子から入力される音声信号と
背景雑音信号とが混在した受信信号を第１の時間遅延す
る第１の遅延回路と、参照入力端子から入力される参照
雑音信号を第２の時間遅延する第２の遅延回路と、該第
２の遅延回路の出力遅延参照雑音信号と第１の誤差信号
が入力されてフィルタ係数に従ったフィルタリングによ
り第１の擬似雑音信号を出力する第１の適応フィルタ
と、前記第１の遅延回路から出力された遅延受信信号か
ら前記第１の擬似雑音信号を差し引き、その減算の結果
得られる差信号を前記第１の誤差信号として前記第１の
適応フィルタに供給すると共に、出力端子へ雑音が消去
された受信信号を出力する第１の減算器と、前記参照入
力端子よりの参照雑音信号と前記音声入力端子よりの受
信信号とを入力信号として受け、前記受信信号の信号対
雑音電力比の推定値を得る信号対雑音電力比推定回路
と、該信号対雑音電力比推定回路の出力推定値を第３の
時間遅延する第３の遅延回路と、該第３の遅延回路の入
力推定値と出力遅延推定値を比較して大きな値の方を拡
張信号対雑音電力比の推定値として出力する比較回路
と、該比較回路から出力された拡張信号対雑音電力比の
推定値に基づいて、前記第１の適応フィルタのフィルタ
係数の修正量を決定する第１のステップサイズを出力す
る第１のステップサイズ出力回路とを有することを特徴
とする雑音消去装置。 - 【請求項３】 前記信号対雑音電力比推定回路は、前記
音声入力端子よりの受信信号を第４の時間遅延する第４
の遅延回路と、前記参照入力端子よりの参照雑音信号と
第２の誤差信号が入力されてフィルタ係数に従ったフィ
ルタリングにより第２の擬似雑音信号を出力する第２の
適応フィルタと、前記第４の遅延回路から出力された遅
延受信信号から前記第２の擬似雑音信号を差し引き、そ
の減算の結果得られる差信号を前記第２の誤差信号とし
て前記第２の適応フィルタに供給する第２の減算器と、
前記第２の減算器の出力差信号を受けて、その自乗平均
値を算出して受信信号電力として出力する第１の電力平
均回路と、前記第２の適応フィルタの出力する第２の擬
似雑音信号を受け、その自乗平均値を算出して雑音信号
電力として出力する第２の電力平均回路と、前記受信信
号電力を前記雑音信号電力で除算して、前記受信信号の
信号対雑音電力比の推定値を出力する除算回路と、該除
算回路の出力する前記信号対雑音電力比の平均値を算出
する信号対雑音電力比平均回路と、該信号対雑音電力比
平均回路の出力する平均値に基づいて前記第２の適応フ
ィルタのフィルタ係数の修正量を決定する第２のステッ
プサイズを出力する第２のステップサイズ出力回路より
なることを特徴とする請求項２記載の雑音消去装置。 - 【請求項４】 前記第１のステップサイズ出力回路は、
前記比較回路から出力された拡張信号対雑音電力比の推
定値の逆数に所定の係数を乗じた乗算値が、予め定めた
第１の最大値と第１の最小値の範囲内の値であるときは
該乗算値を前記第１の適応フィルタのフィルタ係数の修
正量を決定する第１のステップサイズとして出力し、該
乗算値が該第１の最大値より大なるときは該第１の最大
値を、該乗算値が該第１の最小値より小なるときは該第
１の最小値を前記第１のステップサイズとして出力する
ことを特徴とする請求項２又は３記載の雑音消去装置。 - 【請求項５】 前記第２のステップサイズ出力回路は、
前記信号対雑音電力比平均回路から出力された信号対雑
音電力比の平均値に所定の係数を乗じた乗算値が、予め
定めた第２の最大値と第２の最小値の範囲内の値である
ときは該乗算値を前記第２の適応フィルタのフィルタ係
数の修正量を決定する第２のステップサイズとして出力
し、該乗算値が該第２の最大値より大なるときは該第２
の最大値を、該乗算値が該第２の最小値より小なるとき
は該第２の最小値を前記第２のステップサイズとして出
力することを特徴とする請求項２又は３記載の雑音消去
装置。 - 【請求項６】 前記第２の遅延時間は、前記信号対雑音
電力比推定回路において前記受信信号の信号対雑音電力
比の推定値を算出するのに要する時間に等しいかそれ以
上の値に設定されており、前記第１の遅延時間は前記第
２の遅延時間より大なる時間に設定されていることを特
徴とする請求項２又は３記載の雑音消去装置。 - 【請求項７】 前記第４の遅延時間は、前記第１の遅延
時間から前記第２の遅延時間を差し引いた時間に設定さ
れていることを特徴とする請求項３記載の雑音消去装
置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10154144A JPH11345000A (ja) | 1998-06-03 | 1998-06-03 | 雑音消去方法及び雑音消去装置 |
| EP99110588A EP0963041A3 (en) | 1998-06-03 | 1999-06-01 | Noise cancelling method and noise cancelling unit |
| US09/324,992 US6285768B1 (en) | 1998-06-03 | 1999-06-02 | Noise cancelling method and noise cancelling unit |
| AU32378/99A AU752841B2 (en) | 1998-06-03 | 1999-06-02 | Noise cancelling method and noise cancelling unit |
| CA002273552A CA2273552C (en) | 1998-06-03 | 1999-06-02 | Noise cancelling method and noise cancelling unit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10154144A JPH11345000A (ja) | 1998-06-03 | 1998-06-03 | 雑音消去方法及び雑音消去装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11345000A true JPH11345000A (ja) | 1999-12-14 |
Family
ID=15577844
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10154144A Pending JPH11345000A (ja) | 1998-06-03 | 1998-06-03 | 雑音消去方法及び雑音消去装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6285768B1 (ja) |
| EP (1) | EP0963041A3 (ja) |
| JP (1) | JPH11345000A (ja) |
| AU (1) | AU752841B2 (ja) |
| CA (1) | CA2273552C (ja) |
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-
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1999
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- 1999-06-02 CA CA002273552A patent/CA2273552C/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-06-02 AU AU32378/99A patent/AU752841B2/en not_active Ceased
- 1999-06-02 US US09/324,992 patent/US6285768B1/en not_active Expired - Lifetime
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