JPH11346204A - 受信方法及び受信装置 - Google Patents
受信方法及び受信装置Info
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- JPH11346204A JPH11346204A JP10150330A JP15033098A JPH11346204A JP H11346204 A JPH11346204 A JP H11346204A JP 10150330 A JP10150330 A JP 10150330A JP 15033098 A JP15033098 A JP 15033098A JP H11346204 A JPH11346204 A JP H11346204A
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- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/14—Relay systems
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- H04B7/204—Multiple access
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- H—ELECTRICITY
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2668—Details of algorithms
- H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
- H04L27/2676—Blind, i.e. without using known symbols
- H04L27/2678—Blind, i.e. without using known symbols using cyclostationarities, e.g. cyclic prefix or postfix
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＯＦＤＭ変調信号の受信時の周波数オフセッ
トの検出が、簡単な構成で行えるようにする。 【解決手段】 受信したＯＦＤＭ変調信号のサイクルプ
リフィックス成分を抽出し、この抽出したサイクルプリ
フィックス成分をフーリエ変換し、この成分の絶対値二
乗を算出し、この絶対値二乗値のエンベロープの周期性
を検出し、その位相からＯＦＤＭ変調信号の周波数誤差
を判断する。
トの検出が、簡単な構成で行えるようにする。 【解決手段】 受信したＯＦＤＭ変調信号のサイクルプ
リフィックス成分を抽出し、この抽出したサイクルプリ
フィックス成分をフーリエ変換し、この成分の絶対値二
乗を算出し、この絶対値二乗値のエンベロープの周期性
を検出し、その位相からＯＦＤＭ変調信号の周波数誤差
を判断する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以
下ＯＦＤＭと称する）変調された信号を受信する受信方
法及び受信装置に関し、特に受信信号の周波数誤差を検
出する技術に関する。
重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以
下ＯＦＤＭと称する）変調された信号を受信する受信方
法及び受信装置に関し、特に受信信号の周波数誤差を検
出する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、比較的大容量のデジタルデータを
無線などで伝送する場合の変調方式の一つとして、ＯＦ
ＤＭ変調が実用化されている。ＯＦＤＭ変調方式は、送
信データを複数のサブキャリアに分散されたマルチキャ
リアとして伝送する方式であり、大容量のデータを効率
良く無線伝送することができるものである。
無線などで伝送する場合の変調方式の一つとして、ＯＦ
ＤＭ変調が実用化されている。ＯＦＤＭ変調方式は、送
信データを複数のサブキャリアに分散されたマルチキャ
リアとして伝送する方式であり、大容量のデータを効率
良く無線伝送することができるものである。
【０００３】このＯＦＤＭ変調された信号の無線伝送状
態として、１単位のＯＦＤＭ変調信号が所定の周波数帯
域内に連続して伝送される場合がある。例えば図１２に
示すように、無線電話システムなどにおいて、複数の移
動局ＭＳ１，ＭＳ２，ＭＳ３，ＭＳ４から無線伝送され
るＯＦＤＭ変調信号を、基地局で受信処理する場合を想
定すると、各移動局ＭＳ１〜ＭＡ４からのＯＦＤＭ変調
信号は、それぞれ異なる帯域Ｆ１〜Ｆ４を使用したマル
チキャリア信号として伝送され、基地局では全ての帯域
Ｆ１〜Ｆ４を受信処理する。このようにしてＯＦＤＭ変
調波を使用して、基地局と周囲の複数の移動局との間で
多元接続を行うシステムが従来から提案されている。
態として、１単位のＯＦＤＭ変調信号が所定の周波数帯
域内に連続して伝送される場合がある。例えば図１２に
示すように、無線電話システムなどにおいて、複数の移
動局ＭＳ１，ＭＳ２，ＭＳ３，ＭＳ４から無線伝送され
るＯＦＤＭ変調信号を、基地局で受信処理する場合を想
定すると、各移動局ＭＳ１〜ＭＡ４からのＯＦＤＭ変調
信号は、それぞれ異なる帯域Ｆ１〜Ｆ４を使用したマル
チキャリア信号として伝送され、基地局では全ての帯域
Ｆ１〜Ｆ４を受信処理する。このようにしてＯＦＤＭ変
調波を使用して、基地局と周囲の複数の移動局との間で
多元接続を行うシステムが従来から提案されている。
【０００４】ところで、図１２に示すように複数の移動
局から伝送される信号を基地局で受信処理する場合、そ
れぞれの伝送信号毎に周波数オフセットを検出する必要
がある。図１３は、従来の基地局での周波数オフセット
を検出する回路構成の一例を示した図で、ここでは図１
２に示す４つの移動局ＭＳ１〜ＭＳ４からの信号の周波
数オフセットを検出する例としてある。アンテナ１に接
続された受信処理部２で、伝送帯域の信号を一括して受
信処理した後、その受信信号をそれぞれ通過帯域が異な
る４つのバンドパスフィルタ３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄに
供給する。ここで、各バンドパスフィルタ３ａ〜３ｄの
通過帯域は、例えば図１２に示す伝送帯域Ｆ１〜Ｆ４に
対応して設定してある。
局から伝送される信号を基地局で受信処理する場合、そ
れぞれの伝送信号毎に周波数オフセットを検出する必要
がある。図１３は、従来の基地局での周波数オフセット
を検出する回路構成の一例を示した図で、ここでは図１
２に示す４つの移動局ＭＳ１〜ＭＳ４からの信号の周波
数オフセットを検出する例としてある。アンテナ１に接
続された受信処理部２で、伝送帯域の信号を一括して受
信処理した後、その受信信号をそれぞれ通過帯域が異な
る４つのバンドパスフィルタ３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄに
供給する。ここで、各バンドパスフィルタ３ａ〜３ｄの
通過帯域は、例えば図１２に示す伝送帯域Ｆ１〜Ｆ４に
対応して設定してある。
【０００５】そして、各バンドパスフィルタ３ａ〜３ｄ
の出力を、それぞれ別の周波数オフセット検出回路４
ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄに供給し、それぞれの周波数オフ
セット検出回路４ａ〜４ｄで、４つの移動局ＭＳ１〜Ｍ
Ｓ４からの伝送信号の周波数オフセットを個別に検出処
理する。そして、それぞれの周波数オフセット検出回路
４ａ〜４ｄで検出した周波数オフセット量に基づいて、
各移動局から伝送される信号の受信周波数の補正をした
り、該当する移動局側に周波数オフセットを補正させる
データを伝送するなどの補正処理を行う。
の出力を、それぞれ別の周波数オフセット検出回路４
ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄに供給し、それぞれの周波数オフ
セット検出回路４ａ〜４ｄで、４つの移動局ＭＳ１〜Ｍ
Ｓ４からの伝送信号の周波数オフセットを個別に検出処
理する。そして、それぞれの周波数オフセット検出回路
４ａ〜４ｄで検出した周波数オフセット量に基づいて、
各移動局から伝送される信号の受信周波数の補正をした
り、該当する移動局側に周波数オフセットを補正させる
データを伝送するなどの補正処理を行う。
【０００６】各周波数オフセット検出回路４ａ〜４ｄで
の周波数オフセット検出処理としては、例えばＯＦＤＭ
変調信号に含まれるサイクルプリフィックス成分を使用
した検出処理がある。このサイクルプリフィックス成分
を利用した周波数オフセット検出構成の一例を図１４に
示すと、例えば各バンドパスフィルタ３ａ〜３ｄの出力
が得られる端子５の信号を、所定期間遅延させる遅延回
路６を介して乗算器７に供給すると共に、端子５に得ら
れる信号を直接端子５に供給し、両信号の乗算処理を行
う。ここで、遅延回路６の遅延量は、サイクルプリフィ
ックス成分に含まれる固有の遅延量に設定する。このサ
イクルプリフィックス成分と遅延量との関係については
後述する。また、遅延回路６で遅延された信号は、複素
信号であり、乗算器７では複素共役の乗算処理が行われ
る。
の周波数オフセット検出処理としては、例えばＯＦＤＭ
変調信号に含まれるサイクルプリフィックス成分を使用
した検出処理がある。このサイクルプリフィックス成分
を利用した周波数オフセット検出構成の一例を図１４に
示すと、例えば各バンドパスフィルタ３ａ〜３ｄの出力
が得られる端子５の信号を、所定期間遅延させる遅延回
路６を介して乗算器７に供給すると共に、端子５に得ら
れる信号を直接端子５に供給し、両信号の乗算処理を行
う。ここで、遅延回路６の遅延量は、サイクルプリフィ
ックス成分に含まれる固有の遅延量に設定する。このサ
イクルプリフィックス成分と遅延量との関係については
後述する。また、遅延回路６で遅延された信号は、複素
信号であり、乗算器７では複素共役の乗算処理が行われ
る。
【０００７】そして、乗算器７の出力を平均化回路８に
供給して、所定期間の平均をとり、その平均値を周波数
オフセット値に比例した値として出力端子９に供給す
る。平均化回路８で平均化する期間については、例えば
サイクルプリフィックス成分の１つの長さ（時間）に相
当する期間とする。このように処理することで、周波数
オフセット値に比例した値が出力端子９に得られる。
供給して、所定期間の平均をとり、その平均値を周波数
オフセット値に比例した値として出力端子９に供給す
る。平均化回路８で平均化する期間については、例えば
サイクルプリフィックス成分の１つの長さ（時間）に相
当する期間とする。このように処理することで、周波数
オフセット値に比例した値が出力端子９に得られる。
【０００８】ここで、ＯＦＤＭ変調信号に含まれるサイ
クルプリフィックス成分について説明すると、まず複素
正弦波を次の〔数１〕式に示される関数rot( )で定義す
る。
クルプリフィックス成分について説明すると、まず複素
正弦波を次の〔数１〕式に示される関数rot( )で定義す
る。
【０００９】
【数１】rot(s)＝ exp（ｊ２πｓ）
【００１０】このとき、送信用に窓がけされる前のＯＦ
ＤＭ変調信号は、次の〔数２〕式で示すように記述でき
る。
ＤＭ変調信号は、次の〔数２〕式で示すように記述でき
る。
【００１１】
【数２】
【００１２】ここで、ｘk は送信シンボル（ｋ番目のサ
ブキャリアにのせられる送信シンボル）、ｆc はサブキ
ャリア間隔である。この〔数２〕式に示される窓がけ前
のＯＦＤＭ変調信号は、次の〔数３〕式で示すように表
すこともできる。
ブキャリアにのせられる送信シンボル）、ｆc はサブキ
ャリア間隔である。この〔数２〕式に示される窓がけ前
のＯＦＤＭ変調信号は、次の〔数３〕式で示すように表
すこともできる。
【００１３】
【数３】
【００１４】ここで、Ｔc ＝１／ｆc であり、ＯＦＤＭ
変調信号は、サブキャリア間隔ｆcに依存した周期Ｔc
の周期関数で示される。即ち、例えばｆc ＝4.1666[kH
z] ＝100[kHz]／24であるとき、Ｔc ＝240[μｓ] とな
り、この場合の窓がけ前のＯＦＤＭ信号は、例えば図１
５に示すように、240[μｓ] の周期性を有する信号波形
になる。
変調信号は、サブキャリア間隔ｆcに依存した周期Ｔc
の周期関数で示される。即ち、例えばｆc ＝4.1666[kH
z] ＝100[kHz]／24であるとき、Ｔc ＝240[μｓ] とな
り、この場合の窓がけ前のＯＦＤＭ信号は、例えば図１
５に示すように、240[μｓ] の周期性を有する信号波形
になる。
【００１５】このＯＦＤＭ変調信号を送信する際には、
送信ウィンドウと称される窓がけデータ（時間波形）を
乗算する処理を行う。この窓がけデータを乗算した信号
は、次の数式で示される。この数式において、ｗ(t) が
窓がけデータ（ウィンドウ）である。
送信ウィンドウと称される窓がけデータ（時間波形）を
乗算する処理を行う。この窓がけデータを乗算した信号
は、次の数式で示される。この数式において、ｗ(t) が
窓がけデータ（ウィンドウ）である。
【００１６】
【数４】
【００１７】図１６は、窓がけデータの例を示す図で、
上述したようにＴc ＝240[μｓ] のとき、この時間を基
準とした窓がけデータを生成させる。ここでは説明を簡
単にするためにウィンドウを矩形波で示してあり、上述
した期間Ｔc （240[μｓ] ）に、期間Ｔg （ 40[μｓ]
）が付加された期間Ｌ（280[μｓ] ）のウィンドウと
してある。ここで、このウィンドウが乗算されたＯＦＤ
Ｍ変調波としては、１単位のウィンドウの始端部の期間
Ｔg のＯＦＤＭ波と、終端部の同じ時間幅の期間Ｔg の
ＯＦＤＭ波とが、全く同じ波形としてあり、これをサイ
クルプリフィックス（Cycle Prifix）と呼ぶ。図１６に
示すサイクルプリフィックスＣＰが、これに相当する。
上述したようにＴc ＝240[μｓ] のとき、この時間を基
準とした窓がけデータを生成させる。ここでは説明を簡
単にするためにウィンドウを矩形波で示してあり、上述
した期間Ｔc （240[μｓ] ）に、期間Ｔg （ 40[μｓ]
）が付加された期間Ｌ（280[μｓ] ）のウィンドウと
してある。ここで、このウィンドウが乗算されたＯＦＤ
Ｍ変調波としては、１単位のウィンドウの始端部の期間
Ｔg のＯＦＤＭ波と、終端部の同じ時間幅の期間Ｔg の
ＯＦＤＭ波とが、全く同じ波形としてあり、これをサイ
クルプリフィックス（Cycle Prifix）と呼ぶ。図１６に
示すサイクルプリフィックスＣＰが、これに相当する。
【００１８】この窓がけデータが乗算されたＯＦＤＭ波
は、ｖ[Hz]の周波数オフセットがのった場合、次式で示
される。
は、ｖ[Hz]の周波数オフセットがのった場合、次式で示
される。
【００１９】
【数５】
【００２０】この信号の内で、サイクルプリフィックス
部分だけに着目すると、次式で示される。
部分だけに着目すると、次式で示される。
【００２１】
【数６】
【００２２】ここで、d(t)＝c(t)rot(vt) 、ａ＝ｖＴc
とすれば、次式のように記述できる。
とすれば、次式のように記述できる。
【００２３】
【数７】
【００２４】つまり、同一波形の信号d(t)が240[μｓ]
離れて、位相ａ [回転] だけ回転して繰り返されている
ことになる。従来のＯＦＤＭ波の周波数オフセット検出
回路では、このサイクルプリフィックス成分を利用し
て、周波数誤差を検出していた。即ち、既に説明した図
１４の周波数オフセット検出回路で、図１６に示す窓が
けデータが乗算されたＯＦＤＭ波の周波数オフセットを
検出する場合には、遅延回路６の遅延量として240[μ
ｓ] を設定し、平均化回路８で平均化する期間として 4
0[μｓ] を設定することで、始端部のサイクルプリフィ
ックス成分と終端部のサイクルプリフィックス成分との
相関がこの回路で検出されて、周波数誤差が検出され
る。次の〔数８〕式は、この図１４の回路で周波数誤差
が検出される状態を示したもので、複素数ｑの値の位相
を求めることで周波数誤差が検出できる。
離れて、位相ａ [回転] だけ回転して繰り返されている
ことになる。従来のＯＦＤＭ波の周波数オフセット検出
回路では、このサイクルプリフィックス成分を利用し
て、周波数誤差を検出していた。即ち、既に説明した図
１４の周波数オフセット検出回路で、図１６に示す窓が
けデータが乗算されたＯＦＤＭ波の周波数オフセットを
検出する場合には、遅延回路６の遅延量として240[μ
ｓ] を設定し、平均化回路８で平均化する期間として 4
0[μｓ] を設定することで、始端部のサイクルプリフィ
ックス成分と終端部のサイクルプリフィックス成分との
相関がこの回路で検出されて、周波数誤差が検出され
る。次の〔数８〕式は、この図１４の回路で周波数誤差
が検出される状態を示したもので、複素数ｑの値の位相
を求めることで周波数誤差が検出できる。
【００２５】
【数８】
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図１２に示
すように、ＯＦＤＭ波で多元接続を行う場合、図１３に
示すように、各移動局からの信号の受信系ごとに周波数
オフセットの検出回路が必要であり、基地局が図１４に
示す周波数オフセットの検出回路を複数備える必要があ
り、基地局の構成が複雑になる問題があった。
すように、ＯＦＤＭ波で多元接続を行う場合、図１３に
示すように、各移動局からの信号の受信系ごとに周波数
オフセットの検出回路が必要であり、基地局が図１４に
示す周波数オフセットの検出回路を複数備える必要があ
り、基地局の構成が複雑になる問題があった。
【００２７】本発明の目的は、ＯＦＤＭ変調信号の受信
時の周波数オフセットの検出が、簡単な構成で行えるよ
うにすることにある。
時の周波数オフセットの検出が、簡単な構成で行えるよ
うにすることにある。
【００２８】
【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に本発明の受信方法は、受信したＯＦＤＭ変調信号のサ
イクルプリフィックス成分を抽出し、この抽出したサイ
クルプリフィックス成分をフーリエ変換で直交検波し、
この検波した成分の絶対値二乗を算出し、この絶対値二
乗値のエンベロープの周期性を検出し、その位相からＯ
ＦＤＭ変調信号の周波数誤差を判断するようにしたもの
である。
に本発明の受信方法は、受信したＯＦＤＭ変調信号のサ
イクルプリフィックス成分を抽出し、この抽出したサイ
クルプリフィックス成分をフーリエ変換で直交検波し、
この検波した成分の絶対値二乗を算出し、この絶対値二
乗値のエンベロープの周期性を検出し、その位相からＯ
ＦＤＭ変調信号の周波数誤差を判断するようにしたもの
である。
【００２９】本発明の受信方法によると、検出した絶対
値二乗値のエンベロープの周期性の値の位相値が、ＯＦ
ＤＭ変調信号の周波数誤差に比例した値になり、周波数
誤差を判断できる。
値二乗値のエンベロープの周期性の値の位相値が、ＯＦ
ＤＭ変調信号の周波数誤差に比例した値になり、周波数
誤差を判断できる。
【００３０】また本発明の受信装置は、受信したＯＦＤ
Ｍ変調信号のサイクルプリフィックス成分を抽出するサ
イクルプリフィックス成分抽出手段と、該抽出手段でこ
の抽出したサイクルプリフィックス成分を直交検波する
フーリエ変換手段と、該フーリエ変換変換手段で変換さ
れた成分の絶対値二乗を算出する絶対値二乗手段と、該
絶対値二乗手段の出力からエンベロープの周期性を検出
する周期性検出手段と、該周期性検出手段の出力の位相
を検出する位相検出手段とを備えたものである。
Ｍ変調信号のサイクルプリフィックス成分を抽出するサ
イクルプリフィックス成分抽出手段と、該抽出手段でこ
の抽出したサイクルプリフィックス成分を直交検波する
フーリエ変換手段と、該フーリエ変換変換手段で変換さ
れた成分の絶対値二乗を算出する絶対値二乗手段と、該
絶対値二乗手段の出力からエンベロープの周期性を検出
する周期性検出手段と、該周期性検出手段の出力の位相
を検出する位相検出手段とを備えたものである。
【００３１】本発明の受信装置によると、位相検出手段
で検出した位相値が、ＯＦＤＭ変調信号の周波数誤差に
比例した値になり、その位相値に基づいて周波数誤差を
判断できる。
で検出した位相値が、ＯＦＤＭ変調信号の周波数誤差に
比例した値になり、その位相値に基づいて周波数誤差を
判断できる。
【００３２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の第１の実施の形態
を、図１〜図８を参照して説明する。
を、図１〜図８を参照して説明する。
【００３３】本例においては、ＯＦＤＭ変調信号の受信
処理を行う無線通信装置に適用したものである。まず、
このＯＦＤＭ変調信号の送信側の構成を図４を参照して
説明する。ここでは、サブキャリア数が９６本で、サブ
キャリア間隔を4.1666[kHz]としたＯＦＤＭ信号に変調
する場合の例である。入力端子１１１に得られる送信シ
ンボル（ここでは１単位が９６シンボル）のデータを、
シリアル／パラレル変換回路１０２に供給し、９６ポイ
ントのパラレルデータに変換した後、ゼロ挿入回路１０
３に供給し、３２ポイントの０データを付加して、１２
８ポイントのパラレルデータとし、この１２８ポイント
のパラレルデータをポイント数１２８の逆フーリエ変換
回路（ＩＦＦＴ回路）１０４に供給し、逆高速フーリエ
変換による演算処理で、時間軸を周波数軸に変換する直
交変換処理を行う。ここで、ゼロ挿入回路１０３で３２
ポイントの０データを付加する処理は、ポイント数を２
の巾乗の値（ここでは１２８）として、逆フーリエ変換
処理回路の構成を簡単にするためである。
処理を行う無線通信装置に適用したものである。まず、
このＯＦＤＭ変調信号の送信側の構成を図４を参照して
説明する。ここでは、サブキャリア数が９６本で、サブ
キャリア間隔を4.1666[kHz]としたＯＦＤＭ信号に変調
する場合の例である。入力端子１１１に得られる送信シ
ンボル（ここでは１単位が９６シンボル）のデータを、
シリアル／パラレル変換回路１０２に供給し、９６ポイ
ントのパラレルデータに変換した後、ゼロ挿入回路１０
３に供給し、３２ポイントの０データを付加して、１２
８ポイントのパラレルデータとし、この１２８ポイント
のパラレルデータをポイント数１２８の逆フーリエ変換
回路（ＩＦＦＴ回路）１０４に供給し、逆高速フーリエ
変換による演算処理で、時間軸を周波数軸に変換する直
交変換処理を行う。ここで、ゼロ挿入回路１０３で３２
ポイントの０データを付加する処理は、ポイント数を２
の巾乗の値（ここでは１２８）として、逆フーリエ変換
処理回路の構成を簡単にするためである。
【００３４】そして、逆フーリエ変換回路１０４の変換
出力をパラレル／シリアル変換回路１０５に供給してシ
リアルデータに変換し、そのシリアルデータを送信用窓
がけデータ乗算回路１０６に供給し、送信用の窓がけデ
ータを乗算する。この送信用の窓がけデータは、例えば
図５に示すように、１２８ポイントのデータに対して、
所定期間Ｔc （ここでは240[μｓ] ）を設定すると共
に、サイクルプリフィックスＣＰを設定するための２１
ポイントの期間Ｔg （ここでは 40[μｓ] ）を付加す
る。この場合、始端部の２１ポイントの期間Ｔg と、終
端部の２１ポイントの期間Ｔg とのサイクルプリフィッ
クスＣＰは、全く同じ波形である。なお、ここでは説明
を簡単するために、窓がけデータを矩形波として示して
あるが、実際には矩形波でない場合が多い（後述する受
信用の窓がけデータの場合も同様）。
出力をパラレル／シリアル変換回路１０５に供給してシ
リアルデータに変換し、そのシリアルデータを送信用窓
がけデータ乗算回路１０６に供給し、送信用の窓がけデ
ータを乗算する。この送信用の窓がけデータは、例えば
図５に示すように、１２８ポイントのデータに対して、
所定期間Ｔc （ここでは240[μｓ] ）を設定すると共
に、サイクルプリフィックスＣＰを設定するための２１
ポイントの期間Ｔg （ここでは 40[μｓ] ）を付加す
る。この場合、始端部の２１ポイントの期間Ｔg と、終
端部の２１ポイントの期間Ｔg とのサイクルプリフィッ
クスＣＰは、全く同じ波形である。なお、ここでは説明
を簡単するために、窓がけデータを矩形波として示して
あるが、実際には矩形波でない場合が多い（後述する受
信用の窓がけデータの場合も同様）。
【００３５】そして、窓がけデータ乗算回路１０６で窓
がけデータが乗算された送信データを、デジタル／アナ
ログ変換器１０７に供給し、端子１０８に得られる所定
の周波数のクロック（ここではサブキャリア間隔4.1666
[kHz] にポイント数１２８を乗算した値である533.33[k
Hz] のクロック）に基づいたサンプリング周期でアナロ
グ信号に変換し、この変換された信号を変調回路１０９
に供給して送信用の変調処理を行い、その変調された信
号を端子１１０から送信処理回路（図示せず）に供給し
て所定の送信周波数に周波数変換して、無線送信させ
る。
がけデータが乗算された送信データを、デジタル／アナ
ログ変換器１０７に供給し、端子１０８に得られる所定
の周波数のクロック（ここではサブキャリア間隔4.1666
[kHz] にポイント数１２８を乗算した値である533.33[k
Hz] のクロック）に基づいたサンプリング周期でアナロ
グ信号に変換し、この変換された信号を変調回路１０９
に供給して送信用の変調処理を行い、その変調された信
号を端子１１０から送信処理回路（図示せず）に供給し
て所定の送信周波数に周波数変換して、無線送信させ
る。
【００３６】次に、このように無線送信されたＯＦＤＭ
変調信号を受信する構成を図６に示すと、所定の周波数
帯の信号を受信して中間周波信号などに周波数変換され
た信号が入力端子１１１に得られ、その入力端子１１１
に得られる信号を復調回路１１２に供給して受信用の復
調処理を行い、その復調された信号をアナログ／デジタ
ル変換器１１３に供給し、端子１１４に得られる所定の
周波数のクロック（ここでは533.33[kHz] ：このクロッ
クは送信処理時のクロックと同じ周波数）によりサンプ
リング周期でデジタルデータに変換する。
変調信号を受信する構成を図６に示すと、所定の周波数
帯の信号を受信して中間周波信号などに周波数変換され
た信号が入力端子１１１に得られ、その入力端子１１１
に得られる信号を復調回路１１２に供給して受信用の復
調処理を行い、その復調された信号をアナログ／デジタ
ル変換器１１３に供給し、端子１１４に得られる所定の
周波数のクロック（ここでは533.33[kHz] ：このクロッ
クは送信処理時のクロックと同じ周波数）によりサンプ
リング周期でデジタルデータに変換する。
【００３７】そして、変換されたデータを受信用窓がけ
データ乗算回路１１５に供給し、受信用の窓がけデータ
を乗算する。この受信用の窓がけデータは、例えば図５
に示すように、１２８ポイントのデータを選択する時間
Ｌ（ここでは240[μｓ] ）を設定する。受信用の窓がけ
データが乗算された受信データは、シリアル／パラレル
変換回路１１６に供給して、所定単位毎にパラレルデー
タに変換し、その変換出力をフーリエ変換回路（ＦＦＴ
回路）１１７に供給し、高速フーリエ変換による演算処
理で、周波数軸を時間軸に変換する直交変換処理を行
う。直交変換されたパラレルデータは、デマルチプレク
サ１１８に供給して、所定ポイントのデータを選択し、
その選択されたデータをパラレル／シリアル変換回路１
１９に供給してシリアルデータに変換し、そのシリアル
データを出力端子１２０に供給する。
データ乗算回路１１５に供給し、受信用の窓がけデータ
を乗算する。この受信用の窓がけデータは、例えば図５
に示すように、１２８ポイントのデータを選択する時間
Ｌ（ここでは240[μｓ] ）を設定する。受信用の窓がけ
データが乗算された受信データは、シリアル／パラレル
変換回路１１６に供給して、所定単位毎にパラレルデー
タに変換し、その変換出力をフーリエ変換回路（ＦＦＴ
回路）１１７に供給し、高速フーリエ変換による演算処
理で、周波数軸を時間軸に変換する直交変換処理を行
う。直交変換されたパラレルデータは、デマルチプレク
サ１１８に供給して、所定ポイントのデータを選択し、
その選択されたデータをパラレル／シリアル変換回路１
１９に供給してシリアルデータに変換し、そのシリアル
データを出力端子１２０に供給する。
【００３８】そして本例においては、アナログ／デジタ
ル変換器１１３で変換された受信データを、周波数オフ
セット検出回路１０に供給する。図１は、本例の周波数
オフセット検出回路１０の構成を示した図で、アナログ
／デジタル変換器１１３で変換された受信データが端子
１１を介してサイクルプリフィックス抽出回路１２に供
給される。サイクルプリフィックス抽出回路１２では、
受信したデータ中のサイクルプリフィックス成分だけを
抽出し、他の部分のデータは全てＯデータとする処理を
行う。即ち、本例の場合には送信時に図５に示す窓がけ
データが乗算されて、サイクルプリフィックスＣＰが生
成されたデータが送信されるが、サイクルプリフィック
ス抽出回路１２では、例えば図２に示すように、１つの
ウィンドウの始端部と終端部のサイクルプリフィックス
成分の期間Ｔg （ここでは 40[μｓ] ）に相当する２１
ポイントずつだけを抽出し、その間の１０７ポイントの
データは、全て０データとする。
ル変換器１１３で変換された受信データを、周波数オフ
セット検出回路１０に供給する。図１は、本例の周波数
オフセット検出回路１０の構成を示した図で、アナログ
／デジタル変換器１１３で変換された受信データが端子
１１を介してサイクルプリフィックス抽出回路１２に供
給される。サイクルプリフィックス抽出回路１２では、
受信したデータ中のサイクルプリフィックス成分だけを
抽出し、他の部分のデータは全てＯデータとする処理を
行う。即ち、本例の場合には送信時に図５に示す窓がけ
データが乗算されて、サイクルプリフィックスＣＰが生
成されたデータが送信されるが、サイクルプリフィック
ス抽出回路１２では、例えば図２に示すように、１つの
ウィンドウの始端部と終端部のサイクルプリフィックス
成分の期間Ｔg （ここでは 40[μｓ] ）に相当する２１
ポイントずつだけを抽出し、その間の１０７ポイントの
データは、全て０データとする。
【００３９】そして、このサイクルプリフィックス抽出
回路１２の出力を、シリアル／パラレル変換回路１３に
供給してパラレルデータに変換し、そのパラレルデータ
をフーリエ変換回路（ＦＦＴ回路）１４に供給し、高速
フーリエ変換による演算処理で、周波数軸を時間軸に変
換する直交変換処理を行う。シリアル／パラレル変換回
路１３で変換するポイント数及びＦＦＴ回路１４で変換
処理を行うポイント数は、サイクルプリフィックス成分
の繰り返し距離に相当するポイント数よりも十分大きな
範囲のポイント数に選定する。例えば、ＦＦＴ回路１４
で変換処理を行うポイント数をＮとし、サイクルプリフ
ィックス成分の繰り返し距離に相当するポイント数をＭ
としたとき、本例では繰り返し距離Ｍ＝１２８ポイント
であり、変換処理ポイント数Ｎを、その４倍の値、即ち
変換処理ポイント数Ｎ＝Ｍ×４＝１２８×４＝５１２と
する。
回路１２の出力を、シリアル／パラレル変換回路１３に
供給してパラレルデータに変換し、そのパラレルデータ
をフーリエ変換回路（ＦＦＴ回路）１４に供給し、高速
フーリエ変換による演算処理で、周波数軸を時間軸に変
換する直交変換処理を行う。シリアル／パラレル変換回
路１３で変換するポイント数及びＦＦＴ回路１４で変換
処理を行うポイント数は、サイクルプリフィックス成分
の繰り返し距離に相当するポイント数よりも十分大きな
範囲のポイント数に選定する。例えば、ＦＦＴ回路１４
で変換処理を行うポイント数をＮとし、サイクルプリフ
ィックス成分の繰り返し距離に相当するポイント数をＭ
としたとき、本例では繰り返し距離Ｍ＝１２８ポイント
であり、変換処理ポイント数Ｎを、その４倍の値、即ち
変換処理ポイント数Ｎ＝Ｍ×４＝１２８×４＝５１２と
する。
【００４０】ＦＦＴ回路１４で直交変換されたパラレル
データは、パラレル／シリアル変換回路１５に供給して
シリアルデータに変換し、そのシリアルデータを絶対値
二乗回路１６に供給し、シリアルデータの絶対値を二乗
した値とする。絶対値二乗回路１６で二乗した値は、乗
算器１７に供給し、乗算係数発生回路１８が出力する乗
算係数Rot(kM/N) を乗算する。この乗算器１７で係数が
乗算された値は、平均化回路１９に供給し、１つのサイ
クルプリフィックス成分の期間Ｔg （ここでは40[μｓ]
）の平均化を行い、その平均化された値（複素数）を
位相検出回路２０に供給する。位相検出回路２０では、
平均値の位相値を検出し、その検出データを端子２１か
ら出力する。この端子２１に得られる位相検出値は、受
信したＯＦＤＭ変調信号の周波数オフセット量に比例し
た値となり、位相検出値から周波数オフセット量を判断
できる。
データは、パラレル／シリアル変換回路１５に供給して
シリアルデータに変換し、そのシリアルデータを絶対値
二乗回路１６に供給し、シリアルデータの絶対値を二乗
した値とする。絶対値二乗回路１６で二乗した値は、乗
算器１７に供給し、乗算係数発生回路１８が出力する乗
算係数Rot(kM/N) を乗算する。この乗算器１７で係数が
乗算された値は、平均化回路１９に供給し、１つのサイ
クルプリフィックス成分の期間Ｔg （ここでは40[μｓ]
）の平均化を行い、その平均化された値（複素数）を
位相検出回路２０に供給する。位相検出回路２０では、
平均値の位相値を検出し、その検出データを端子２１か
ら出力する。この端子２１に得られる位相検出値は、受
信したＯＦＤＭ変調信号の周波数オフセット量に比例し
た値となり、位相検出値から周波数オフセット量を判断
できる。
【００４１】ここで、この図１に示す回路で周波数オフ
セットが検出できることを、数式を用いて説明する。ま
ず、ｖ[Hz]の周波数オフセットがのったＯＦＤＭ変調信
号ｙ(t) を次式で示す。
セットが検出できることを、数式を用いて説明する。ま
ず、ｖ[Hz]の周波数オフセットがのったＯＦＤＭ変調信
号ｙ(t) を次式で示す。
【００４２】
【数９】
【００４３】このＯＦＤＭ変調信号は、サイクルプリフ
ィックス抽出回路１２で、サイクルプリフィックスＣＰ
の成分が抽出されて、残りの部分が全て０データとされ
る。このサイクルプリフィックス抽出回路１２で抽出さ
れるデータを、次式で示す。ここでは、図２に示すよう
に、始端部のサイクルプリフィックスＣＰをｄ(t) と
し、終端部のサイクルプリフィックスＣＰをｄ(t−Ｔc)
rot(a)とする。
ィックス抽出回路１２で、サイクルプリフィックスＣＰ
の成分が抽出されて、残りの部分が全て０データとされ
る。このサイクルプリフィックス抽出回路１２で抽出さ
れるデータを、次式で示す。ここでは、図２に示すよう
に、始端部のサイクルプリフィックスＣＰをｄ(t) と
し、終端部のサイクルプリフィックスＣＰをｄ(t−Ｔc)
rot(a)とする。
【００４４】
【数１０】
【００４５】この〔数１０〕式の信号をフーリエ変換回
路１４でフーリエ変換することで、〔数１１〕式に示す
ようになる。
路１４でフーリエ変換することで、〔数１１〕式に示す
ようになる。
【００４６】
【数１１】
【００４７】さらに、このフーリエ変換された結果の絶
対値の二乗を絶対値二乗回路１６で求めることで、〔数
１２〕式に示すようになる。
対値の二乗を絶対値二乗回路１６で求めることで、〔数
１２〕式に示すようになる。
【００４８】
【数１２】
【００４９】この〔数１２〕式において、｜Ｄ(f) ｜2
は、ほぼ白色のスペクトラムを持つと考えられるので、
絶対値の二乗を求めた値は、周波数軸上で例えば図８に
示すような概形をもつ信号になる。この信号は、負の値
にならない信号であり、サブキャリア間隔である4.1666
[kHz] 間隔で周期性を持つ信号になっている。もしも、
ここで周波数オフセットがあった場合には、この波形も
周波数オフセット分だけずれる。よって、この信号の周
期成分を抽出し、その位相を求めるために、rot(fTc)を
乗算器１７で乗算すると、次式のように示される。
は、ほぼ白色のスペクトラムを持つと考えられるので、
絶対値の二乗を求めた値は、周波数軸上で例えば図８に
示すような概形をもつ信号になる。この信号は、負の値
にならない信号であり、サブキャリア間隔である4.1666
[kHz] 間隔で周期性を持つ信号になっている。もしも、
ここで周波数オフセットがあった場合には、この波形も
周波数オフセット分だけずれる。よって、この信号の周
期成分を抽出し、その位相を求めるために、rot(fTc)を
乗算器１７で乗算すると、次式のように示される。
【００５０】
【数１３】
【００５１】この〔数１３〕式で得られる信号を、平均
化回路１９で周波数軸上で平均化する。この平均化処理
をＥ[ ]とすると、ｑの平均値は次式で示される。
化回路１９で周波数軸上で平均化する。この平均化処理
をＥ[ ]とすると、ｑの平均値は次式で示される。
【００５２】
【数１４】
【００５３】この数式で求まる値rot(a)は一定値で、こ
の値ａは周波数オフセットに比例する量であるので、周
波数オフセットｖは〔数１５〕式で示される。
の値ａは周波数オフセットに比例する量であるので、周
波数オフセットｖは〔数１５〕式で示される。
【００５４】
【数１５】
【００５５】以上のように、図１に示す周波数オフセッ
ト検出回路によると、周波数オフセットを係数すること
ができる。従って、フーリエ変換された値の絶対値二乗
化と位相検出処理を行うだけの簡単な構成で、正確な周
波数オフセットの検出ができる。
ト検出回路によると、周波数オフセットを係数すること
ができる。従って、フーリエ変換された値の絶対値二乗
化と位相検出処理を行うだけの簡単な構成で、正確な周
波数オフセットの検出ができる。
【００５６】なお、本実施の形態では、ＦＦＴ回路１４
で変換処理を行うポイント数をＮとし、サイクルプリフ
ィックス成分の繰り返し距離に相当するポイント数をＭ
としたとき、フーリエ変換の変換ポイント数Ｎを、サイ
クルプリフィックス成分の繰り返し距離Ｍの４倍とした
ことで、図１に示した乗算器１７及び係数発生回路１８
を必要としない簡単な構成とすることも可能である。
で変換処理を行うポイント数をＮとし、サイクルプリフ
ィックス成分の繰り返し距離に相当するポイント数をＭ
としたとき、フーリエ変換の変換ポイント数Ｎを、サイ
クルプリフィックス成分の繰り返し距離Ｍの４倍とした
ことで、図１に示した乗算器１７及び係数発生回路１８
を必要としない簡単な構成とすることも可能である。
【００５７】即ち、フーリエ変換の変換ポイント数Ｎ
を、サイクルプリフィックス成分の繰り返し距離Ｍの４
倍としたときに、乗算係数発生回路１８が発生する乗算
係数Rot(kM/N) はRot(k/4)となり、乗算をしない構成と
することができる。この係数乗算器１７の代わりに適用
できる回路の例を図３に示すと、絶対値二乗された値が
端子３１に得られるとき、この端子３１に得られるデー
タをシリアル／パラレル変換回路３２に供給して４系統
のパラレルデータとし、それぞれの系統のデータを個別
に符号選択回路３３ａ，３３ｂ，３３ｃ，３３ｄに供給
する。各符号選択回路３３ａ，３３ｂ，３３ｃ，３３ｄ
では、異なる状態（実数値又は虚数値と正又は負）を選
択する処理が行われる。例えば、符号選択回路３３ａで
は実数値で符号を正とし、符号選択回路３３ｂでは虚数
値で符号を正とし、符号選択回路３３ｃでは実数値で符
号を負とし、符号選択回路３３ｄでは虚数値で符号を負
とする処理を行う。
を、サイクルプリフィックス成分の繰り返し距離Ｍの４
倍としたときに、乗算係数発生回路１８が発生する乗算
係数Rot(kM/N) はRot(k/4)となり、乗算をしない構成と
することができる。この係数乗算器１７の代わりに適用
できる回路の例を図３に示すと、絶対値二乗された値が
端子３１に得られるとき、この端子３１に得られるデー
タをシリアル／パラレル変換回路３２に供給して４系統
のパラレルデータとし、それぞれの系統のデータを個別
に符号選択回路３３ａ，３３ｂ，３３ｃ，３３ｄに供給
する。各符号選択回路３３ａ，３３ｂ，３３ｃ，３３ｄ
では、異なる状態（実数値又は虚数値と正又は負）を選
択する処理が行われる。例えば、符号選択回路３３ａで
は実数値で符号を正とし、符号選択回路３３ｂでは虚数
値で符号を正とし、符号選択回路３３ｃでは実数値で符
号を負とし、符号選択回路３３ｄでは虚数値で符号を負
とする処理を行う。
【００５８】そして、各符号選択回路３３ａ〜３３ｄの
出力を、パラレル／シリアル変換回路３４に供給してシ
リアルデータに戻し、そのシリアルデータを端子３５か
ら平均化回路１９（図１参照）側に供給する。
出力を、パラレル／シリアル変換回路３４に供給してシ
リアルデータに戻し、そのシリアルデータを端子３５か
ら平均化回路１９（図１参照）側に供給する。
【００５９】このように、フーリエ変換の変換ポイント
数Ｎを、サイクルプリフィックス成分の繰り返し距離Ｍ
の４倍としたとき、乗算処理の代わりに、信号の実部又
は虚部の選択と符号反転処理だけで実現できる。
数Ｎを、サイクルプリフィックス成分の繰り返し距離Ｍ
の４倍としたとき、乗算処理の代わりに、信号の実部又
は虚部の選択と符号反転処理だけで実現できる。
【００６０】次に、本発明の第２の実施の形態を、図９
及び図１０を参照して説明する。
及び図１０を参照して説明する。
【００６１】本例においても、上述した第１の実施の形
態と同様に、ＯＦＤＭ変調信号の受信処理を行う受信装
置に適用したものである。
態と同様に、ＯＦＤＭ変調信号の受信処理を行う受信装
置に適用したものである。
【００６２】本実施の形態による受信装置の全体構成に
ついては、上述した第１の実施の形態で説明した図６の
構成と同じであり、受信するＯＦＤＭ変調信号のサブキ
ャリア数（９６本）、サブキャリア間隔（4.1666[kHz]
）についても、上述した例と同じとしてある。
ついては、上述した第１の実施の形態で説明した図６の
構成と同じであり、受信するＯＦＤＭ変調信号のサブキ
ャリア数（９６本）、サブキャリア間隔（4.1666[kHz]
）についても、上述した例と同じとしてある。
【００６３】図９は、本実施の形態での周波数オフセッ
ト検出回路の構成を示したもので、以下その構成を説明
すると、図６に示すアナログ／デジタル変換器１１３で
変換された受信データが、端子４１を介してサイクルプ
リフィックス抽出回路４２に供給される。サイクルプリ
フィックス抽出回路４２では、受信したデータ中のサイ
クルプリフィックス成分だけを抽出し、他の部分のデー
タは全てＯデータとする処理を行う。この処理は、第１
の実施の形態において、サイクルプリフィックス抽出回
路１２で説明した処理と同じであり、例えば図１０のＡ
に示す始端部のサイクルプリフィックスＣＰと終端部の
サイクルプリフィックスＣＰだけのデータになる。この
ときのサイクルプリフィックスＣＰの繰り返し間隔は１
２８ポイント（時間で240[μｓ] ）である。
ト検出回路の構成を示したもので、以下その構成を説明
すると、図６に示すアナログ／デジタル変換器１１３で
変換された受信データが、端子４１を介してサイクルプ
リフィックス抽出回路４２に供給される。サイクルプリ
フィックス抽出回路４２では、受信したデータ中のサイ
クルプリフィックス成分だけを抽出し、他の部分のデー
タは全てＯデータとする処理を行う。この処理は、第１
の実施の形態において、サイクルプリフィックス抽出回
路１２で説明した処理と同じであり、例えば図１０のＡ
に示す始端部のサイクルプリフィックスＣＰと終端部の
サイクルプリフィックスＣＰだけのデータになる。この
ときのサイクルプリフィックスＣＰの繰り返し間隔は１
２８ポイント（時間で240[μｓ] ）である。
【００６４】ここで本実施の形態においては、サイクル
プリフィックス抽出回路４２で抽出された信号を、ウェ
ーブフォームスライド回路４３に供給し、始端部のサイ
クルプリフィックスＣＰの位置を、終端部のサイクルプ
リフィックスＣＰに近い位置にスライドさせる。例えば
図１０のＢに示すように、２つのサイクルプリフィック
スＣＰの繰り返し間隔を３２ポイント（時間で 60[μ
ｓ] ）とし、始端側のサイクルプリフィックスの先端部
から終端側のサイクルプリフィックスの終端部までのポ
イント数を５３ポイントとする。
プリフィックス抽出回路４２で抽出された信号を、ウェ
ーブフォームスライド回路４３に供給し、始端部のサイ
クルプリフィックスＣＰの位置を、終端部のサイクルプ
リフィックスＣＰに近い位置にスライドさせる。例えば
図１０のＢに示すように、２つのサイクルプリフィック
スＣＰの繰り返し間隔を３２ポイント（時間で 60[μ
ｓ] ）とし、始端側のサイクルプリフィックスの先端部
から終端側のサイクルプリフィックスの終端部までのポ
イント数を５３ポイントとする。
【００６５】そして、このウェーブフォームスライド回
路４３の出力を、シリアル／パラレル変換回路４４に供
給してパラレルデータに変換し、そのパラレルデータを
フーリエ変換回路（ＦＦＴ回路）４５に供給し、高速フ
ーリエ変換による演算処理で、周波数軸を時間軸に変換
する直交変換処理を行う。シリアル／パラレル変換回路
４４で変換するポイント数及びＦＦＴ回路４５で変換処
理を行うポイント数は、ウェーブフォームスライド回路
４３が出力するサイクルプリフィックス成分の繰り返し
距離に相当するポイント数よりも十分大きな範囲のポイ
ント数に選定する。例えば、ＦＦＴ回路４５で変換処理
を行うポイント数をＮとし、サイクルプリフィックス成
分の繰り返し距離に相当するポイント数をＭとしたと
き、本例では繰り返し距離Ｍを３２ポイントとしてあ
り、変換処理ポイント数Ｎを、その４倍の値、即ち変換
処理ポイント数Ｎ＝Ｍ×４＝３２×４＝１２８とする。
路４３の出力を、シリアル／パラレル変換回路４４に供
給してパラレルデータに変換し、そのパラレルデータを
フーリエ変換回路（ＦＦＴ回路）４５に供給し、高速フ
ーリエ変換による演算処理で、周波数軸を時間軸に変換
する直交変換処理を行う。シリアル／パラレル変換回路
４４で変換するポイント数及びＦＦＴ回路４５で変換処
理を行うポイント数は、ウェーブフォームスライド回路
４３が出力するサイクルプリフィックス成分の繰り返し
距離に相当するポイント数よりも十分大きな範囲のポイ
ント数に選定する。例えば、ＦＦＴ回路４５で変換処理
を行うポイント数をＮとし、サイクルプリフィックス成
分の繰り返し距離に相当するポイント数をＭとしたと
き、本例では繰り返し距離Ｍを３２ポイントとしてあ
り、変換処理ポイント数Ｎを、その４倍の値、即ち変換
処理ポイント数Ｎ＝Ｍ×４＝３２×４＝１２８とする。
【００６６】ＦＦＴ回路４５で直交変換されたパラレル
データは、パラレル／シリアル変換回路４６に供給して
シリアルデータに変換し、そのシリアルデータを絶対値
二乗回路４７に供給し、シリアルデータの絶対値を二乗
した値とする。絶対値二乗回路４７で二乗した値は、乗
算器４８に供給し、乗算係数発生回路４９が出力する乗
算係数Rot(kM/N) （上述したようにＮがＭの４倍である
ときRot(k/4)）を乗算する。この乗算器４８で係数が乗
算された値は、平均化回路５０に供給し、１つのサイク
ルプリフィックス成分の期間Ｔg （ここでは 40[μｓ]
）の平均化を行い、その平均化された値（複素数）を
位相検出回路５１に供給する。位相検出回路５１では、
平均値の位相値を検出し、その検出データを端子５２か
ら出力する。この端子５２に得られる位相検出値は、受
信したＯＦＤＭ変調信号の周波数オフセット量に比例し
た値となり、位相検出値から周波数オフセット量を判断
できる。
データは、パラレル／シリアル変換回路４６に供給して
シリアルデータに変換し、そのシリアルデータを絶対値
二乗回路４７に供給し、シリアルデータの絶対値を二乗
した値とする。絶対値二乗回路４７で二乗した値は、乗
算器４８に供給し、乗算係数発生回路４９が出力する乗
算係数Rot(kM/N) （上述したようにＮがＭの４倍である
ときRot(k/4)）を乗算する。この乗算器４８で係数が乗
算された値は、平均化回路５０に供給し、１つのサイク
ルプリフィックス成分の期間Ｔg （ここでは 40[μｓ]
）の平均化を行い、その平均化された値（複素数）を
位相検出回路５１に供給する。位相検出回路５１では、
平均値の位相値を検出し、その検出データを端子５２か
ら出力する。この端子５２に得られる位相検出値は、受
信したＯＦＤＭ変調信号の周波数オフセット量に比例し
た値となり、位相検出値から周波数オフセット量を判断
できる。
【００６７】本実施の形態の構成で周波数オフセットが
検出できる原理については、上述した第１の実施の形態
で〔数９〕式〜〔数１５〕式で説明した原理と同じであ
り、第１の実施の形態の場合と同様に正確な周波数オフ
セットを良好に検出することができる。ここで、本実施
の形態の場合には、サイクルプリフィックス成分の繰り
返し間隔を短くしたので、フーリエ変換回路４５での変
換ポイント数を大幅をに少なくすることができ、フーリ
エ変換回路及びその前後のシリアル／パラレル変換回
路，パラレル／シリアル変換回路の構成を大幅に簡単に
できるようになる。また、演算処理に必要な処理量も大
幅に削減される。
検出できる原理については、上述した第１の実施の形態
で〔数９〕式〜〔数１５〕式で説明した原理と同じであ
り、第１の実施の形態の場合と同様に正確な周波数オフ
セットを良好に検出することができる。ここで、本実施
の形態の場合には、サイクルプリフィックス成分の繰り
返し間隔を短くしたので、フーリエ変換回路４５での変
換ポイント数を大幅をに少なくすることができ、フーリ
エ変換回路及びその前後のシリアル／パラレル変換回
路，パラレル／シリアル変換回路の構成を大幅に簡単に
できるようになる。また、演算処理に必要な処理量も大
幅に削減される。
【００６８】なお、この第２の実施の形態の場合にも、
フーリエ変換処理を行うポイント数Ｎをサイクルプリフ
ィックス成分の繰り返し距離に相当するポイント数Ｍの
４倍としたとき、係数乗算器する構成の代わりに、第１
の実施の形態で説明した図３に示すように、実数又は虚
数の選択と符号反転を行う構成とすることもできる。こ
の図３に示す構成を適用することで、さらに周波数オフ
セット検出回路の構成を簡単にすることができる。
フーリエ変換処理を行うポイント数Ｎをサイクルプリフ
ィックス成分の繰り返し距離に相当するポイント数Ｍの
４倍としたとき、係数乗算器する構成の代わりに、第１
の実施の形態で説明した図３に示すように、実数又は虚
数の選択と符号反転を行う構成とすることもできる。こ
の図３に示す構成を適用することで、さらに周波数オフ
セット検出回路の構成を簡単にすることができる。
【００６９】次に、本発明の第３の実施の形態を、図１
１を参照して説明する。
１を参照して説明する。
【００７０】本例においても、上述した第１及び第２の
実施の形態と同様に、ＯＦＤＭ変調信号の受信処理を行
う受信装置に適用したものである。
実施の形態と同様に、ＯＦＤＭ変調信号の受信処理を行
う受信装置に適用したものである。
【００７１】本実施の形態による受信装置は、帯域分割
されて多元接続された複数の移動局からのＯＦＤＭ変調
信号の受信処理を一括して行う基地局での例（例えば従
来例として図１２に示す状態の基地局）としてあり、こ
こでは４つの移動局からの信号を同時に受信する構成と
してある。
されて多元接続された複数の移動局からのＯＦＤＭ変調
信号の受信処理を一括して行う基地局での例（例えば従
来例として図１２に示す状態の基地局）としてあり、こ
こでは４つの移動局からの信号を同時に受信する構成と
してある。
【００７２】図１１は、本実施の形態での周波数オフセ
ット検出回路の構成を示したもので、以下その構成を説
明すると、受信系の回路のアナログ／デジタル変換器
（図６のアナログ／デジタル変換器１１３に相当する回
路：但し複数の局からの信号を同時に処理する能力が必
要）でデジタルデータに変換された受信データが、端子
６１を介してサイクルプリフィックス抽出回路６２に供
給される。サイクルプリフィックス抽出回路６２では、
受信したデータ中のサイクルプリフィックス成分だけを
抽出し、他の部分のデータは全てＯデータとする処理を
行う。この処理は、第１の実施の形態において、サイク
ルプリフィックス抽出回路１２で説明した処理と同じで
ある。また、このとき第２の実施の形態で説明したよう
に、ウェーブフォームスライド回路を設けて、サイクル
プリフィックスＣＰの繰り返し間隔を短くしても良い。
ット検出回路の構成を示したもので、以下その構成を説
明すると、受信系の回路のアナログ／デジタル変換器
（図６のアナログ／デジタル変換器１１３に相当する回
路：但し複数の局からの信号を同時に処理する能力が必
要）でデジタルデータに変換された受信データが、端子
６１を介してサイクルプリフィックス抽出回路６２に供
給される。サイクルプリフィックス抽出回路６２では、
受信したデータ中のサイクルプリフィックス成分だけを
抽出し、他の部分のデータは全てＯデータとする処理を
行う。この処理は、第１の実施の形態において、サイク
ルプリフィックス抽出回路１２で説明した処理と同じで
ある。また、このとき第２の実施の形態で説明したよう
に、ウェーブフォームスライド回路を設けて、サイクル
プリフィックスＣＰの繰り返し間隔を短くしても良い。
【００７３】そして、このサイクルプリフィックス抽出
回路６２の出力を、シリアル／パラレル変換回路６３に
供給してパラレルデータに変換し、そのパラレルデータ
をフーリエ変換回路（ＦＦＴ回路）６４に供給し、高速
フーリエ変換による演算処理で、周波数軸を時間軸に変
換する直交変換処理を行う。シリアル／パラレル変換回
路６３で変換するポイント数及びＦＦＴ回路６４で変換
処理を行うポイント数は、サイクルプリフィックス抽出
回路６２が出力するサイクルプリフィックス成分の繰り
返し距離に相当するポイント数よりも十分大きな範囲の
ポイント数に選定する。
回路６２の出力を、シリアル／パラレル変換回路６３に
供給してパラレルデータに変換し、そのパラレルデータ
をフーリエ変換回路（ＦＦＴ回路）６４に供給し、高速
フーリエ変換による演算処理で、周波数軸を時間軸に変
換する直交変換処理を行う。シリアル／パラレル変換回
路６３で変換するポイント数及びＦＦＴ回路６４で変換
処理を行うポイント数は、サイクルプリフィックス抽出
回路６２が出力するサイクルプリフィックス成分の繰り
返し距離に相当するポイント数よりも十分大きな範囲の
ポイント数に選定する。
【００７４】ＦＦＴ回路６４で直交変換されたパラレル
データは、パラレル／シリアル変換回路６５に供給して
シリアルデータに変換し、そのシリアルデータを絶対値
二乗回路６６に供給し、シリアルデータの絶対値を二乗
した値とする。絶対値二乗回路６６で二乗した値は、乗
算器６７に供給し、乗算係数発生回路６８が出力する乗
算係数Rot(kM/N) を乗算する。
データは、パラレル／シリアル変換回路６５に供給して
シリアルデータに変換し、そのシリアルデータを絶対値
二乗回路６６に供給し、シリアルデータの絶対値を二乗
した値とする。絶対値二乗回路６６で二乗した値は、乗
算器６７に供給し、乗算係数発生回路６８が出力する乗
算係数Rot(kM/N) を乗算する。
【００７５】そして本実施の形態においては、この乗算
器６７で係数が乗算された信号を、デマルチプレクサ６
９に供給して、元の信号の周波数帯域毎（所定ポイント
数毎）に４つの信号に分割する。その分割されたそれぞ
れの信号を、それぞれ別の平均化回路７０ａ，７０ｂ，
７０ｃ，７０ｄに供給し、それぞれの回路で１つのサイ
クルプリフィックス成分の期間Ｔg （ここでは 40[μ
ｓ] ）の平均化を行い、その平均化された値（複素数）
をそれぞれ別の位相検出回路７１ａ，７１ｂ，７１ｃ，
７１ｄに供給する。各位相検出回路７１ａ〜７１ｄで
は、平均値の位相値を検出し、その検出データをそれぞ
れの出力端子７２ａ〜７２ｄから出力する。このそれぞ
れの出力端子７２ａ〜７２ｄに得られる位相検出値が、
受信した各局からのＯＦＤＭ変調信号の周波数オフセッ
ト量に比例した値となり、各移動局から伝送される信号
の周波数オフセット量を、個別に判断できる。
器６７で係数が乗算された信号を、デマルチプレクサ６
９に供給して、元の信号の周波数帯域毎（所定ポイント
数毎）に４つの信号に分割する。その分割されたそれぞ
れの信号を、それぞれ別の平均化回路７０ａ，７０ｂ，
７０ｃ，７０ｄに供給し、それぞれの回路で１つのサイ
クルプリフィックス成分の期間Ｔg （ここでは 40[μ
ｓ] ）の平均化を行い、その平均化された値（複素数）
をそれぞれ別の位相検出回路７１ａ，７１ｂ，７１ｃ，
７１ｄに供給する。各位相検出回路７１ａ〜７１ｄで
は、平均値の位相値を検出し、その検出データをそれぞ
れの出力端子７２ａ〜７２ｄから出力する。このそれぞ
れの出力端子７２ａ〜７２ｄに得られる位相検出値が、
受信した各局からのＯＦＤＭ変調信号の周波数オフセッ
ト量に比例した値となり、各移動局から伝送される信号
の周波数オフセット量を、個別に判断できる。
【００７６】本実施の形態の構成で周波数オフセットが
検出できる原理についても、上述した第１の実施の形態
で〔数９〕式〜〔数１５〕式で説明した原理と同じであ
り、第１の実施の形態の場合と同様に正確な周波数オフ
セットを良好に検出することができる。ここで、本実施
の形態の場合には、係数乗算するまでの構成について
は、複数の移動局からの信号を一括して処理するので、
各移動局からの信号毎に回路を設けて処理する必要がな
く、非常に簡単な構成で、複数の局から同時に伝送され
るＯＦＤＭ変調信号の周波数オフセットを検出できる。
検出できる原理についても、上述した第１の実施の形態
で〔数９〕式〜〔数１５〕式で説明した原理と同じであ
り、第１の実施の形態の場合と同様に正確な周波数オフ
セットを良好に検出することができる。ここで、本実施
の形態の場合には、係数乗算するまでの構成について
は、複数の移動局からの信号を一括して処理するので、
各移動局からの信号毎に回路を設けて処理する必要がな
く、非常に簡単な構成で、複数の局から同時に伝送され
るＯＦＤＭ変調信号の周波数オフセットを検出できる。
【００７７】なお、この第３の実施の形態の場合にも、
第２の実施の形態で説明したように、サイクルプリフィ
ックス成分の繰り返し間隔を短くするこで、それだけフ
ーリエ変換回路の構成にすることもできる。また、フー
リエ変換処理を行うポイント数Ｎをサイクルプリフィッ
クス成分の繰り返し距離に相当するポイント数Ｍの４倍
としたとき、係数乗算器する構成の代わりに、第１の実
施の形態で説明した図３に示すように、実数又は虚数の
選択と符号反転を行う構成とすることもできる。この図
３に示す構成を適用することで、さらに周波数オフセッ
ト検出回路の構成を簡単にすることができる。
第２の実施の形態で説明したように、サイクルプリフィ
ックス成分の繰り返し間隔を短くするこで、それだけフ
ーリエ変換回路の構成にすることもできる。また、フー
リエ変換処理を行うポイント数Ｎをサイクルプリフィッ
クス成分の繰り返し距離に相当するポイント数Ｍの４倍
としたとき、係数乗算器する構成の代わりに、第１の実
施の形態で説明した図３に示すように、実数又は虚数の
選択と符号反転を行う構成とすることもできる。この図
３に示す構成を適用することで、さらに周波数オフセッ
ト検出回路の構成を簡単にすることができる。
【００７８】また、この第３の実施の形態で説明した図
１１の構成では、各局からの信号を分割する処理は、係
数が乗算された後としたが、少なくともフーリエ変換さ
れた後の信号（パラレル／シリアル変換回路６５の出力
信号又は絶対値二乗回路６６の出力信号）に対して分割
する処理を行うことで、複数の局からの信号を一括して
処理することによる回路構成の簡略化が図れる効果が得
られる。
１１の構成では、各局からの信号を分割する処理は、係
数が乗算された後としたが、少なくともフーリエ変換さ
れた後の信号（パラレル／シリアル変換回路６５の出力
信号又は絶対値二乗回路６６の出力信号）に対して分割
する処理を行うことで、複数の局からの信号を一括して
処理することによる回路構成の簡略化が図れる効果が得
られる。
【００７９】
【発明の効果】請求項１に記載した受信方法によると、
検出した絶対値二乗値のエンベロープの周期性の値の位
相値が、ＯＦＤＭ変調信号の周波数誤差に比例した値に
なり、受信したＯＦＤＭ変調信号の周波数誤差を位相値
から簡単に判断できるようになる。
検出した絶対値二乗値のエンベロープの周期性の値の位
相値が、ＯＦＤＭ変調信号の周波数誤差に比例した値に
なり、受信したＯＦＤＭ変調信号の周波数誤差を位相値
から簡単に判断できるようになる。
【００８０】請求項２に記載した受信方法によると、請
求項１に記載した発明において、絶対値二乗値のエンベ
ロープの周期性を検出し、その位相の算出処理として、
その信号の（１／周期）の周波数で直交検波した後平均
化し、出力された複素数の位相を求める処理を行うこと
で、直交検波と平均化と位相検出処理とによる簡単な処
理で、周波数誤差に比例した位相値を検出できるように
なる。
求項１に記載した発明において、絶対値二乗値のエンベ
ロープの周期性を検出し、その位相の算出処理として、
その信号の（１／周期）の周波数で直交検波した後平均
化し、出力された複素数の位相を求める処理を行うこと
で、直交検波と平均化と位相検出処理とによる簡単な処
理で、周波数誤差に比例した位相値を検出できるように
なる。
【００８１】請求項３に記載した受信方法によると、請
求項１に記載した発明において、抽出したサイクルプリ
フィックス成分を構成する２つの信号成分の時間間隔を
狭くし、その狭くした時間範囲内のサイクルプリフィッ
クス成分をフーリエ変換することで、狭くした時間範囲
に対応してフーリエ変換時の変換ポイント数を少なくす
ることができ、フーリエ変換時の変換処理量を少なくす
ることができる。
求項１に記載した発明において、抽出したサイクルプリ
フィックス成分を構成する２つの信号成分の時間間隔を
狭くし、その狭くした時間範囲内のサイクルプリフィッ
クス成分をフーリエ変換することで、狭くした時間範囲
に対応してフーリエ変換時の変換ポイント数を少なくす
ることができ、フーリエ変換時の変換処理量を少なくす
ることができる。
【００８２】請求項４に記載した受信方法によると、請
求項３に記載した発明において、サイクルプリフィック
ス成分を構成する２つの信号成分の時間間隔を狭くした
場合に、短縮された繰り返し時間の４倍の時間範囲でフ
ーリエ変換を行い、そのフーリエ変換された信号の絶対
値二乗値のエンベロープの周期性を検出する際の周期を
４としたことで、実数又は虚数の選択と符号反転だけ
で、位相検出のための処理が行え、簡単な処理で位相検
出ができるようになる。
求項３に記載した発明において、サイクルプリフィック
ス成分を構成する２つの信号成分の時間間隔を狭くした
場合に、短縮された繰り返し時間の４倍の時間範囲でフ
ーリエ変換を行い、そのフーリエ変換された信号の絶対
値二乗値のエンベロープの周期性を検出する際の周期を
４としたことで、実数又は虚数の選択と符号反転だけ
で、位相検出のための処理が行え、簡単な処理で位相検
出ができるようになる。
【００８３】請求項５に記載した受信方法によると、請
求項１に記載した発明において、受信したＯＦＤＭ変調
信号として、帯域毎に多元接続された信号であるとき、
フーリエ変換の後に帯域毎の信号を分離し、その分離し
たそれぞれの信号の平均化した値から位相を検出するこ
とで、複数の帯域の受信データを、少なくともフーリエ
変換までは一括して処理でき、多元接続された信号の周
波数オフセット検出を、簡単な処理で行える。
求項１に記載した発明において、受信したＯＦＤＭ変調
信号として、帯域毎に多元接続された信号であるとき、
フーリエ変換の後に帯域毎の信号を分離し、その分離し
たそれぞれの信号の平均化した値から位相を検出するこ
とで、複数の帯域の受信データを、少なくともフーリエ
変換までは一括して処理でき、多元接続された信号の周
波数オフセット検出を、簡単な処理で行える。
【００８４】請求項６に記載した受信装置によると、位
相検出手段で検出した位相値が、ＯＦＤＭ変調信号の周
波数誤差に比例した値になり、その位相値に基づいて周
波数誤差を判断でき、受信したＯＦＤＭ変調信号の周波
数誤差を位相を検出する簡単な構成で判断できるように
なる。
相検出手段で検出した位相値が、ＯＦＤＭ変調信号の周
波数誤差に比例した値になり、その位相値に基づいて周
波数誤差を判断でき、受信したＯＦＤＭ変調信号の周波
数誤差を位相を検出する簡単な構成で判断できるように
なる。
【００８５】請求項７に記載した受信装置によると、請
求項６に記載した発明において、周期性検出手段でエン
ベロープの周期性を検出するために、フーリエ変換手段
で（１／周期）の周波数で直交検波し、その直交検波さ
れた信号の平均値を平均値算出手段で算出し、この平均
値算出手段の出力としての複素数の位相を位相検出手段
で検出する構成としたことで、フーリエ変換手段と平均
値算出手段と位相検出手段とによる簡単な構成で、周波
数誤差に比例した位相値を検出できるようになる。
求項６に記載した発明において、周期性検出手段でエン
ベロープの周期性を検出するために、フーリエ変換手段
で（１／周期）の周波数で直交検波し、その直交検波さ
れた信号の平均値を平均値算出手段で算出し、この平均
値算出手段の出力としての複素数の位相を位相検出手段
で検出する構成としたことで、フーリエ変換手段と平均
値算出手段と位相検出手段とによる簡単な構成で、周波
数誤差に比例した位相値を検出できるようになる。
【００８６】請求項８に記載した受信装置によると、請
求項６に記載した発明において、抽出したサイクルプリ
フィックス成分を構成する２つの信号成分の時間間隔を
狭くするサイクルプリフィックス成分シフト手段を設
け、このサイクルプリフィックス成分シフト手段の出力
をフーリエ変換手段に供給する構成としたことで、シフ
トした時間間隔に対応してフーリエ変換手段での変換ポ
イント数を少なくすることができ、フーリエ変換手段と
して変換ポイント数の少ない簡単な構成のものを使用で
きるようになる。
求項６に記載した発明において、抽出したサイクルプリ
フィックス成分を構成する２つの信号成分の時間間隔を
狭くするサイクルプリフィックス成分シフト手段を設
け、このサイクルプリフィックス成分シフト手段の出力
をフーリエ変換手段に供給する構成としたことで、シフ
トした時間間隔に対応してフーリエ変換手段での変換ポ
イント数を少なくすることができ、フーリエ変換手段と
して変換ポイント数の少ない簡単な構成のものを使用で
きるようになる。
【００８７】請求項９に記載した受信装置によると、請
求項８に記載した発明において、サイクルプリフィック
ス成分シフト手段が出力するサイクルプリフィックス成
分の繰り返し時間の４倍の時間範囲で、フーリエ変換手
段でフーリエ変換を行い、周期性検出手段で検出する際
の周期を４としたことで、実数又は虚数の選択と符号反
転だけで、位相検出のための処理構成が実現でき、簡単
な構成で位相検出ができるようになる。
求項８に記載した発明において、サイクルプリフィック
ス成分シフト手段が出力するサイクルプリフィックス成
分の繰り返し時間の４倍の時間範囲で、フーリエ変換手
段でフーリエ変換を行い、周期性検出手段で検出する際
の周期を４としたことで、実数又は虚数の選択と符号反
転だけで、位相検出のための処理構成が実現でき、簡単
な構成で位相検出ができるようになる。
【００８８】請求項１０に記載した受信装置によると、
請求項６に記載した発明において、フーリエ変換手段で
フーリエ変換された信号を所定の帯域毎に分離する分離
手段を設け、この分離手段で分離された信号に対して個
別に周期性検出手段及び位相検出手段で処理を行う構成
としたことで、複数の帯域の受信データを、少なくとも
フーリエ変換手段までは一括して処理する構成とするこ
とができ、多元接続されたそれぞれの伝送信号の周波数
オフセットを、簡単な構成で検出できる。
請求項６に記載した発明において、フーリエ変換手段で
フーリエ変換された信号を所定の帯域毎に分離する分離
手段を設け、この分離手段で分離された信号に対して個
別に周期性検出手段及び位相検出手段で処理を行う構成
としたことで、複数の帯域の受信データを、少なくとも
フーリエ変換手段までは一括して処理する構成とするこ
とができ、多元接続されたそれぞれの伝送信号の周波数
オフセットを、簡単な構成で検出できる。
【図１】本発明の第１の実施の形態による周波数オフセ
ット検出回路の例を示すブロック図である。
ット検出回路の例を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態によるサイクルプリ
フィックス成分の抽出状態の例を示す説明図である。
フィックス成分の抽出状態の例を示す説明図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態による位相検出乗算
部の構成例を示すブロック図である。
部の構成例を示すブロック図である。
【図４】本発明のＯＦＤＭ信号の送信構成例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図５】送信時の窓がけデータの例を示す波形図であ
る。
る。
【図６】本発明のＯＦＤＭ信号の受信構成例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図７】受信時の窓がけデータの例を示す波形図であ
る。
る。
【図８】受信したＯＦＤＭ変調信号の例を示す周波数特
性図である。
性図である。
【図９】本発明の第２の実施の形態による周波数オフセ
ット検出回路の例を示すブロック図である。
ット検出回路の例を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第２の実施の形態によるサイクルプ
リフィックス成分の抽出状態及びシフト状態の例を示す
説明図である。
リフィックス成分の抽出状態及びシフト状態の例を示す
説明図である。
【図１１】本発明の第３の実施の形態による周波数オフ
セット検出回路の例を示すブロック図である。
セット検出回路の例を示すブロック図である。
【図１２】基地局でのＯＦＤＭ信号の受信状態の例を示
す説明図である。
す説明図である。
【図１３】従来の基地局の構成の一例を示すブロック図
である。
である。
【図１４】従来の周波数オフセット検出回路の例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図１５】窓がけ前のＯＦＤＭ信号の例を示す波形図で
ある。
ある。
【図１６】送信時の窓がけデータの例を示す説明図であ
る。
る。
１０…周波数オフセット検出回路、１２…サイクルプリ
フィックス抽出回路、１４…高速フーリエ変換回路（Ｆ
ＦＴ回路）、１６…絶対値二乗回路、１７…乗算器、１
８…乗算係数発生回路、１９…平均化回路、２０…位相
検出回路、４２…サイクルプリフィックス抽出回路、４
３…ウェーブフォームスライド回路、４５…高速フーリ
エ変換回路、４７…絶対値二乗回路、４８…乗算器、４
９…乗算係数発生回路、５０…平均化回路、５１…位相
検出回路、６２…サイクルプリフィックス抽出回路、６
４…高速フーリエ変換回路、６６…絶対値二乗回路、６
７…乗算器、６８…乗算係数発生回路、６９…デマルチ
プレクサ、７０ａ〜７０ｄ…平均化回路、７１ａ〜７１
ｄ…位相検出回路
フィックス抽出回路、１４…高速フーリエ変換回路（Ｆ
ＦＴ回路）、１６…絶対値二乗回路、１７…乗算器、１
８…乗算係数発生回路、１９…平均化回路、２０…位相
検出回路、４２…サイクルプリフィックス抽出回路、４
３…ウェーブフォームスライド回路、４５…高速フーリ
エ変換回路、４７…絶対値二乗回路、４８…乗算器、４
９…乗算係数発生回路、５０…平均化回路、５１…位相
検出回路、６２…サイクルプリフィックス抽出回路、６
４…高速フーリエ変換回路、６６…絶対値二乗回路、６
７…乗算器、６８…乗算係数発生回路、６９…デマルチ
プレクサ、７０ａ〜７０ｄ…平均化回路、７１ａ〜７１
ｄ…位相検出回路
【手続補正書】
【提出日】平成１０年８月５日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２８
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２８】
【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に本発明の受信方法は、受信したＯＦＤＭ変調信号のサ
イクルプリフィックス成分を抽出し、この抽出したサイ
クルプリフィックス成分をフーリエ変換し、この成分の
絶対値二乗を算出し、この絶対値二乗値のエンベロープ
の周期性を検出し、その位相からＯＦＤＭ変調信号の周
波数誤差を判断するようにしたものである。
に本発明の受信方法は、受信したＯＦＤＭ変調信号のサ
イクルプリフィックス成分を抽出し、この抽出したサイ
クルプリフィックス成分をフーリエ変換し、この成分の
絶対値二乗を算出し、この絶対値二乗値のエンベロープ
の周期性を検出し、その位相からＯＦＤＭ変調信号の周
波数誤差を判断するようにしたものである。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３０】また本発明の受信装置は、受信したＯＦＤ
Ｍ変調信号のサイクルプリフィックス成分を抽出するサ
イクルプリフィックス成分抽出手段と、該抽出手段でこ
の抽出したサイクルプリフィックス成分をフーリエ変換
するフーリエ変換手段と、該フーリエ変換手段で変換さ
れた成分の絶対値二乗を算出する絶対値二乗手段と、該
絶対値二乗手段の出力からエンベロープの周期性を検出
する周期性検出手段と、該周期性検出手段の出力の位相
を検出する位相検出手段とを備えたものである。
Ｍ変調信号のサイクルプリフィックス成分を抽出するサ
イクルプリフィックス成分抽出手段と、該抽出手段でこ
の抽出したサイクルプリフィックス成分をフーリエ変換
するフーリエ変換手段と、該フーリエ変換手段で変換さ
れた成分の絶対値二乗を算出する絶対値二乗手段と、該
絶対値二乗手段の出力からエンベロープの周期性を検出
する周期性検出手段と、該周期性検出手段の出力の位相
を検出する位相検出手段とを備えたものである。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００８５
【補正方法】変更
【補正内容】
【００８５】請求項７に記載した受信装置によると、請
求項６に記載した発明において、周期性検出手段でエン
ベロープの周期性を検出するために、直交検波手段で
（１／周期）の周波数で直交検波し、その直交検波され
た信号の平均値を平均値算出手段で算出し、この平均値
算出手段の出力としての複素数の位相を位相検出手段で
検出する構成としたことで、フーリエ変換手段と平均値
算出手段と位相検出手段とによる簡単な構成で、周波数
誤差に比例した位相値を検出できるようになる。
求項６に記載した発明において、周期性検出手段でエン
ベロープの周期性を検出するために、直交検波手段で
（１／周期）の周波数で直交検波し、その直交検波され
た信号の平均値を平均値算出手段で算出し、この平均値
算出手段の出力としての複素数の位相を位相検出手段で
検出する構成としたことで、フーリエ変換手段と平均値
算出手段と位相検出手段とによる簡単な構成で、周波数
誤差に比例した位相値を検出できるようになる。
Claims (10)
- 【請求項１】 受信したＯＦＤＭ変調信号のサイクルプ
リフィックス成分を抽出し、 この抽出したサイクルプリフィックス成分をフーリエ変
換で直交検波し、 この検波した成分の絶対値二乗を算出し、 この絶対値二乗値のエンベロープの周期性を検出し、そ
の位相から上記ＯＦＤＭ変調信号の周波数誤差を判断す
る受信方法。 - 【請求項２】 請求項１記載の受信方法において、 上記絶対値二乗値のエンベロープの周期性を検出し、そ
の位相の算出処理として、 その信号の（１／周期）の周波数で直交検波した後平均
化し、出力された複素数の位相を求める処理を行う受信
方法。 - 【請求項３】 請求項１記載の受信方法において、 上記抽出したサイクルプリフィックス成分を構成する２
つの信号成分の時間間隔を狭くし、 その狭くした時間範囲内のサイクルプリフィックス成分
を上記フーリエ変換する受信方法。 - 【請求項４】 請求項３記載の受信方法において、 上記サイクルプリフィックス成分を構成する２つの信号
成分の時間間隔を狭くした場合、 短縮された繰り返し時間の４倍の時間範囲でフーリエ変
換を行い、 そのフーリエ変換された信号の絶対値二乗値のエンベロ
ープの周期性を検出する際の周期を４とした受信方法。 - 【請求項５】 請求項１記載の受信方法において、 上記受信したＯＦＤＭ変調信号として、帯域毎に多元接
続された信号であるとき、 フーリエ変換の後に帯域毎の信号を分離し、 その分離したそれぞれの信号の平均化した値から位相を
検出する受信方法。 - 【請求項６】 受信したＯＦＤＭ変調信号のサイクルプ
リフィックス成分を抽出するサイクルプリフィックス成
分抽出手段と、 該抽出手段でこの抽出したサイクルプリフィックス成分
を直交検波するフーリエ変換手段と、 該フーリエ変換変換手段で変換された成分の絶対値二乗
を算出する絶対値二乗手段と、 該絶対値二乗手段の出力からエンベロープの周期性を検
出する周期性検出手段と、 該周期性検出手段の出力の位相を検出する位相検出手段
とを備えた受信装置。 - 【請求項７】 請求項６記載の受信装置において、 上記周期性検出手段でエンベロープの周期性を検出する
ために、 上記フーリエ変換手段で（１／周期）の周波数で直交検
波し、 その直交検波された信号の平均値を平均値算出手段で算
出し、 該平均値算出手段の出力としての複素数の位相を上記位
相検出手段で検出する受信装置。 - 【請求項８】 請求項６記載の受信装置において、 上記抽出したサイクルプリフィックス成分を構成する２
つの信号成分の時間間隔を狭くするサイクルプリフィッ
クス成分シフト手段を設け、 該サイクルプリフィックス成分シフト手段の出力を上記
フーリエ変換手段に供給する受信装置。 - 【請求項９】 請求項８記載の受信装置において、 上記サイクルプリフィックス成分シフト手段が出力する
サイクルプリフィックス成分の繰り返し時間の４倍の時
間範囲で、上記フーリエ変換手段でフーリエ変換を行
い、 上記周期性検出手段で検出する際の周期を４とした受信
装置。 - 【請求項１０】 請求項６記載の受信装置において、 上記フーリエ変換手段でフーリエ変換された信号を所定
の帯域毎に分離する分離手段を設け、 該分離手段で分離された信号に対して個別に上記周期性
検出手段及び上記位相検出手段で処理を行う受信装置。
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