JPH11355375A - ディジタルシンクロダインされるｖｓｂ及びｑａｍ最終中間周波数信号に対する個別的な中間周波数増幅器を備えるテレビジョン受信機 - Google Patents
ディジタルシンクロダインされるｖｓｂ及びｑａｍ最終中間周波数信号に対する個別的な中間周波数増幅器を備えるテレビジョン受信機Info
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- JPH11355375A JPH11355375A JP11078637A JP7863799A JPH11355375A JP H11355375 A JPH11355375 A JP H11355375A JP 11078637 A JP11078637 A JP 11078637A JP 7863799 A JP7863799 A JP 7863799A JP H11355375 A JPH11355375 A JP H11355375A
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- H04L2001/0093—Point-to-multipoint
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＶＳＢ、ＱＡＭ最終中間周波数信号に対する
個別的な中間周波数増幅器を備えるテレビジョン受信機
を提供する。 【解決手段】 受信用に選択されたディジタルテレビジ
ョン（ＤＴＶ）信号に対する第１、２最終中間周波数応
答信号を供給する第１、２中間周波数増幅器チェーン
と、供給された信号をディジタル化する第１、２Ａ／Ｄ
変換器と、ＤＴＶ信号がＱＡＭ信号の場合、ディジタル
化第１最終中間周波数応答信号を基底帯にシンクロダイ
ンさせてインタリーブされたＱＡＭシンボルコードの実
数サンプルストリームと虚数サンプルストリームを発生
させるＱＡＭシンクロダイン回路と、ＤＴＶ信号がＶＳ
Ｂ信号の場合、ディジタル化第２最終中間周波数応答信
号を基底帯にシンクロダインさせてインタリーブされた
ＶＳＢシンボルコードの実数サンプルストリームを発生
させるＶＳＢシンクロダイン回路とを含む。
個別的な中間周波数増幅器を備えるテレビジョン受信機
を提供する。 【解決手段】 受信用に選択されたディジタルテレビジ
ョン（ＤＴＶ）信号に対する第１、２最終中間周波数応
答信号を供給する第１、２中間周波数増幅器チェーン
と、供給された信号をディジタル化する第１、２Ａ／Ｄ
変換器と、ＤＴＶ信号がＱＡＭ信号の場合、ディジタル
化第１最終中間周波数応答信号を基底帯にシンクロダイ
ンさせてインタリーブされたＱＡＭシンボルコードの実
数サンプルストリームと虚数サンプルストリームを発生
させるＱＡＭシンクロダイン回路と、ＤＴＶ信号がＶＳ
Ｂ信号の場合、ディジタル化第２最終中間周波数応答信
号を基底帯にシンクロダインさせてインタリーブされた
ＶＳＢシンボルコードの実数サンプルストリームを発生
させるＶＳＢシンクロダイン回路とを含む。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタルテレビ
ジョン（ＤＴＶ）信号が主搬送波の直角振幅変調（quad
rature amplitude modulation：ＱＡＭ）を用いて伝送
されるか、或いは、主搬送波の残留側波帯（vestigial
sideband：ＶＳＢ）振幅変調を用いて伝送されるかにか
かわらず、前記ＤＴＶ信号に対する受信機能を有する無
線受信機に関する。
ジョン（ＤＴＶ）信号が主搬送波の直角振幅変調（quad
rature amplitude modulation：ＱＡＭ）を用いて伝送
されるか、或いは、主搬送波の残留側波帯（vestigial
sideband：ＶＳＢ）振幅変調を用いて伝送されるかにか
かわらず、前記ＤＴＶ信号に対する受信機能を有する無
線受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】１９９５年９月１６日、ＡＴＳＣ（Adva
nced Television Systems Committee）が発表したディ
ジタルテレビジョン基準には、米国内のＮＴＳＣ（Nati
onal Television System Committee）方式のアナログテ
レビジョン信号の無線放送に現在使用される６ＭＨｚ帯
域幅のテレビジョンチャネルでディジタルテレビジョン
（ＤＴＶ）信号の伝送のために用いられる残留側波帯
（ＶＳＢ）信号が開示されている。ＶＳＢ ＤＴＶ信号
は、そのスペクトルが同一チャネル干渉のＮＴＳＣアナ
ログＴＶ信号のスペクトルとインタリービング（Interl
eaving）しやすく設計されているが、このような設計
は、パイロット搬送波及びＤＴＶ信号の主振幅変調側波
帯周波数をＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線速度
の１／４の偶数倍数の間に存在するＮＴＳＣアナログＴ
Ｖ信号の水平走査線速度の１／４の奇数倍数に位置させ
るようになっている。すなわち、同一チャネル干渉のＮ
ＴＳＣアナログＴＶ信号の輝度及び色度成分のエネルギ
ーの大部分は前記偶数倍数に存在する。ＮＴＳＣアナロ
グＴＶ信号の映像搬送波はテレビジョンチャネルの下限
周波数から１．２５ＭＨｚだけオフセットされている。
かつ、ＤＴＶ信号の搬送波は上述したようなＮＴＳＣア
ナログＴＶ信号の映像搬送波からそのＮＴＳＣアナログ
ＴＶ信号の水平走査線速度の５９．７５倍だけオフセッ
トされて、テレビジョンチャネルの下限周波数から約３
０９，８７７．６ＫＨｚだけ離隔される。したがって、
ＤＴＶ信号の搬送波はテレビジョンチャネルの中間周波
数から約２，６９０，１２２．４Ｈｚだけ離隔される。
nced Television Systems Committee）が発表したディ
ジタルテレビジョン基準には、米国内のＮＴＳＣ（Nati
onal Television System Committee）方式のアナログテ
レビジョン信号の無線放送に現在使用される６ＭＨｚ帯
域幅のテレビジョンチャネルでディジタルテレビジョン
（ＤＴＶ）信号の伝送のために用いられる残留側波帯
（ＶＳＢ）信号が開示されている。ＶＳＢ ＤＴＶ信号
は、そのスペクトルが同一チャネル干渉のＮＴＳＣアナ
ログＴＶ信号のスペクトルとインタリービング（Interl
eaving）しやすく設計されているが、このような設計
は、パイロット搬送波及びＤＴＶ信号の主振幅変調側波
帯周波数をＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線速度
の１／４の偶数倍数の間に存在するＮＴＳＣアナログＴ
Ｖ信号の水平走査線速度の１／４の奇数倍数に位置させ
るようになっている。すなわち、同一チャネル干渉のＮ
ＴＳＣアナログＴＶ信号の輝度及び色度成分のエネルギ
ーの大部分は前記偶数倍数に存在する。ＮＴＳＣアナロ
グＴＶ信号の映像搬送波はテレビジョンチャネルの下限
周波数から１．２５ＭＨｚだけオフセットされている。
かつ、ＤＴＶ信号の搬送波は上述したようなＮＴＳＣア
ナログＴＶ信号の映像搬送波からそのＮＴＳＣアナログ
ＴＶ信号の水平走査線速度の５９．７５倍だけオフセッ
トされて、テレビジョンチャネルの下限周波数から約３
０９，８７７．６ＫＨｚだけ離隔される。したがって、
ＤＴＶ信号の搬送波はテレビジョンチャネルの中間周波
数から約２，６９０，１２２．４Ｈｚだけ離隔される。
【０００３】ディジタルテレビジョン基準による正確な
シンボル速度は、ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の映像搬送
波から４．５ＭＨｚだけオフセットされている音声搬送
波の（６８４／２８６）倍に該当する。ここで、“６８
４”はＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線当たりの
シンボル数を示し、“２８６”はＮＴＳＣアナログＴＶ
信号の映像搬送波から４．５ＭＨｚだけオフセットされ
ている音声搬送波を得るようにＮＴＳＣアナログＴＶ信
号の水平走査線速度に乗算される因数を示す。前記シン
ボル速度は秒当たり１０．７６２２３８＊１０6個のシ
ンボルに該当するシンボル速度であって、このシンボル
速度はＤＴＶ信号搬送波から５．３８１１１９ＭＨｚだ
け延長するＶＳＢ信号に含まれることができる。すなわ
ち、ＶＳＢ信号はテレビジョンチャネルの下限周波数か
ら５．６９０９９７ＭＨｚだけ延長する帯域に制限され
うる。
シンボル速度は、ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の映像搬送
波から４．５ＭＨｚだけオフセットされている音声搬送
波の（６８４／２８６）倍に該当する。ここで、“６８
４”はＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線当たりの
シンボル数を示し、“２８６”はＮＴＳＣアナログＴＶ
信号の映像搬送波から４．５ＭＨｚだけオフセットされ
ている音声搬送波を得るようにＮＴＳＣアナログＴＶ信
号の水平走査線速度に乗算される因数を示す。前記シン
ボル速度は秒当たり１０．７６２２３８＊１０6個のシ
ンボルに該当するシンボル速度であって、このシンボル
速度はＤＴＶ信号搬送波から５．３８１１１９ＭＨｚだ
け延長するＶＳＢ信号に含まれることができる。すなわ
ち、ＶＳＢ信号はテレビジョンチャネルの下限周波数か
ら５．６９０９９７ＭＨｚだけ延長する帯域に制限され
うる。
【０００４】米国内のディジタルＨＤＴＶ信号の地上放
送のためのＡＴＳＣ規格によれば、１６：９の画面比を
有する二つの高解像度テレビジョン（ＨＤＴＶ）フォー
マットのうち、いずれか一つも送信が可能である。一つ
のＨＤＴＶフォーマットとしては２：１フィールド飛び
越し走査方式があり、これは走査線当たり１，９２０個
のサンプル及び３０Ｈｚフレーム当たり１，０８０個の
有効水平走査線を使用する。もう一つのＨＤＴＶフォー
マットとしては順次走査方式があり、これは走査線当た
り１，２８０個の輝度サンプル及び６０Ｈｚフレーム当
たりテレビジョン映像の７２０個の順次走査線を使用す
る。かつ、ＡＴＳＣ規格によれば、ＮＴＳＣアナログテ
レビジョン信号と比較して正常的な解像度を有する四つ
のテレビジョン信号の並列伝送のような、ＨＤＴＶフォ
ーマット以外のＤＴＶフォーマットの伝送も可能であ
る。
送のためのＡＴＳＣ規格によれば、１６：９の画面比を
有する二つの高解像度テレビジョン（ＨＤＴＶ）フォー
マットのうち、いずれか一つも送信が可能である。一つ
のＨＤＴＶフォーマットとしては２：１フィールド飛び
越し走査方式があり、これは走査線当たり１，９２０個
のサンプル及び３０Ｈｚフレーム当たり１，０８０個の
有効水平走査線を使用する。もう一つのＨＤＴＶフォー
マットとしては順次走査方式があり、これは走査線当た
り１，２８０個の輝度サンプル及び６０Ｈｚフレーム当
たりテレビジョン映像の７２０個の順次走査線を使用す
る。かつ、ＡＴＳＣ規格によれば、ＮＴＳＣアナログテ
レビジョン信号と比較して正常的な解像度を有する四つ
のテレビジョン信号の並列伝送のような、ＨＤＴＶフォ
ーマット以外のＤＴＶフォーマットの伝送も可能であ
る。
【０００５】米国内における地上放送のための残留側波
帯（ＶＳＢ）振幅変調（ＡＭ）により伝送されるＤＴＶ
信号は、それぞれ時間的に連続性を有する３１３個のデ
ータセグメントを含めて時間的に連続性を有する一連の
データフィールドを備える。各データセグメントには８
３２個のシンボルが存在する。したがって、シンボル速
度が１０．７６ＭＨｚであれば、各データセグメントは
７７．３ｍｓ（マイクロ秒）の持続期間を有する。各デ
ータセグメントは＋Ｓ，−Ｓ，−Ｓ，＋Ｓ値を連続的に
有する四つのシンボルからなるライン同期コードグルー
プから始まる。値＋Ｓは最大正（＋）データ回帰点（ex
cursion）より一レベルが低く、値−Ｓは最大負（−）
データ回帰点より一レベルが高い。各データフィールド
の初期ラインは、チャネル等化及び多重経路抑制過程に
使用するトレーニング信号をコード化するフィールド同
期コードグループを含む。前記トレーニング信号は、三
つの６３−サンプルＰＮシーケンスを随伴する一つの５
１１−サンプル擬似雑音シーケンス（“ＰＮ（Pseudo−
Noise）シーケンス”）からなる。６３−サンプルＰＮ
シーケンスのうち、その中間のものは各奇数番目データ
フィールドの第１ラインでは第１論理規定に応じて、か
つ各偶数番目データフィールドの第１ラインでは第１論
理規定に対して１の補数関係を有する第２論理規定に応
じて伝送される。
帯（ＶＳＢ）振幅変調（ＡＭ）により伝送されるＤＴＶ
信号は、それぞれ時間的に連続性を有する３１３個のデ
ータセグメントを含めて時間的に連続性を有する一連の
データフィールドを備える。各データセグメントには８
３２個のシンボルが存在する。したがって、シンボル速
度が１０．７６ＭＨｚであれば、各データセグメントは
７７．３ｍｓ（マイクロ秒）の持続期間を有する。各デ
ータセグメントは＋Ｓ，−Ｓ，−Ｓ，＋Ｓ値を連続的に
有する四つのシンボルからなるライン同期コードグルー
プから始まる。値＋Ｓは最大正（＋）データ回帰点（ex
cursion）より一レベルが低く、値−Ｓは最大負（−）
データ回帰点より一レベルが高い。各データフィールド
の初期ラインは、チャネル等化及び多重経路抑制過程に
使用するトレーニング信号をコード化するフィールド同
期コードグループを含む。前記トレーニング信号は、三
つの６３−サンプルＰＮシーケンスを随伴する一つの５
１１−サンプル擬似雑音シーケンス（“ＰＮ（Pseudo−
Noise）シーケンス”）からなる。６３−サンプルＰＮ
シーケンスのうち、その中間のものは各奇数番目データ
フィールドの第１ラインでは第１論理規定に応じて、か
つ各偶数番目データフィールドの第１ラインでは第１論
理規定に対して１の補数関係を有する第２論理規定に応
じて伝送される。
【０００６】各データフィールドの後続ラインはリード
−ソロモン順方向エラー訂正コード化データを含む。無
線放送の場合、エラー訂正コード化データはそれぞれ一
つの非コード化ビットを有する（２／３）速度のトレリ
スコードである１２個のインタリービングトレリスコー
ドを用いてトレリスコード化する。トレリスコード化の
結果は８−レベルの１次元構造のシンボルコードとして
無線伝送されるように３−ビットグループに分解（pars
e）され、この際の前記伝送はトレリスコーディング過
程とは別途にシンボルの事前コーディング無しに行われ
る。トレリスコード化は有線放送では使用しない。エラ
ー訂正コード化データは１６−レベルの１次元構造のシ
ンボルコードとして伝送されるように４−ビットグルー
プに分解され、この場合にも伝送は事前コーディング無
しに行われる。
−ソロモン順方向エラー訂正コード化データを含む。無
線放送の場合、エラー訂正コード化データはそれぞれ一
つの非コード化ビットを有する（２／３）速度のトレリ
スコードである１２個のインタリービングトレリスコー
ドを用いてトレリスコード化する。トレリスコード化の
結果は８−レベルの１次元構造のシンボルコードとして
無線伝送されるように３−ビットグループに分解（pars
e）され、この際の前記伝送はトレリスコーディング過
程とは別途にシンボルの事前コーディング無しに行われ
る。トレリスコード化は有線放送では使用しない。エラ
ー訂正コード化データは１６−レベルの１次元構造のシ
ンボルコードとして伝送されるように４−ビットグルー
プに分解され、この場合にも伝送は事前コーディング無
しに行われる。
【０００７】ＶＳＢ信号は抑制変調比率に応じて振幅の
変わる固有搬送波を有する。前記固有搬送波は所定の変
調比率に対応する一定振幅のパイロット搬送波に取り替
えられる。この一定振幅のパイロット搬送波は、振幅変
調側波帯信号を発生させる平衡変調機に印加される変調
電圧の直流成分をシフト、即ち、移動させることにより
発生する。前記振幅変調側波帯信号はＶＳＢ信号を応答
信号として供給するフィルターに提供される。４−ビッ
トシンボルコードの８個のレベルが搬送波変調信号で−
７，−５，−３，−１，＋１，＋３，＋５及び＋７の正
規化値を有すると、パイロット搬送波は１．２５の正規
化値を有する。この場合、＋Ｓの正規化値は＋５であ
り、−Ｓの正規化値は−５である。
変わる固有搬送波を有する。前記固有搬送波は所定の変
調比率に対応する一定振幅のパイロット搬送波に取り替
えられる。この一定振幅のパイロット搬送波は、振幅変
調側波帯信号を発生させる平衡変調機に印加される変調
電圧の直流成分をシフト、即ち、移動させることにより
発生する。前記振幅変調側波帯信号はＶＳＢ信号を応答
信号として供給するフィルターに提供される。４−ビッ
トシンボルコードの８個のレベルが搬送波変調信号で−
７，−５，−３，−１，＋１，＋３，＋５及び＋７の正
規化値を有すると、パイロット搬送波は１．２５の正規
化値を有する。この場合、＋Ｓの正規化値は＋５であ
り、−Ｓの正規化値は−５である。
【０００８】８−レベルシンボルコーディングを用いる
ＶＳＢ信号は米国内の無線放送システムに使用可能であ
り、１６−レベルシンボルコーディングを用いるＶＳＢ
信号は無線狭域放送システム又は有線放送システムにお
ける使用のためにＡＴＳＣ規格で提案されている。しか
しながら、このようなシステムの実際規格はＶＳＢ信号
を使用する代わりに、抑制搬送波ＱＡＭ信号を使用す
る。したがって、テレビジョン受信機の設計者は全ての
形態の伝送信号を受信可能であり、現在受信される伝送
形態に好適な受信装置を自動に選択する受信機を設計す
べき課題を有している。ＱＡＭ信号及びＶＳＢ信号の両
方に対して共通使用する中間周波数（ＩＦ）増幅器を備
えている受信装置の設計に対しては、本明細書に引用さ
れ、１９９６年４月９日付、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏と本
発明者による米国特許第５，６０６，６３６号（発明の
名称：“HDTV SIGNAL RECEIVER WITH IMAGINARY-SAMPLE
-PRESENCE DETECTOR FOR QAM/VSB MODE SELECTION”）
に開示されている。このような形態のＱＡＭ／ＶＳＢ
ＤＴＶ受信機は、１９９４年６月２８日付、Ｃ．Ｂ．Ｐ
ａｔｅｌ氏と本発明者による米国特許出願第０８／２６
６，７５３号（発明の名称：“RADIO RECEIVER FOR REC
EIVING BOTH VSB AND QAM DIGITAL HDTV SIGNALS）、１
９９８年２月３日付、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏と本発明者
による米国特許第５，７１５，０１２号（発明の名称：
“RADIO RECEIVERS FOR RECEIVING BOTHVSB AND QAM DI
GITAL HDTV SIGNALS”）及び１９９６年１２月２６日
付、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏と本発明者による米国特許出
願第０８／７７３，９４９号（発明の名称：“RADIO RE
CEIVERS FOR RECEIVING BOTH VSB AND QAM DIGITAL HDT
VSIGNALS”）に開示されている。前記米国特許第５，５
０６，６３６号、第５，７１５，０１２号及び米国特許
出願第０８／２６６，７５３号は、ＡＴＳＣの小委員会
で提案したようにＶＳＢ ＤＴＶ信号の搬送波周波数が
最低チャネル周波数より６２５ｋＨｚだけ高いという仮
定下で説明している。この明細書では１９９５年９月１
６日付発刊のディジタルテレビジョン基準の付録Ａに記
載のように、ＶＳＢ ＤＴＶ信号の搬送波周波数が最低
チャネル周波数より３１０ｋＨｚだけ高いと仮定してい
る。
ＶＳＢ信号は米国内の無線放送システムに使用可能であ
り、１６−レベルシンボルコーディングを用いるＶＳＢ
信号は無線狭域放送システム又は有線放送システムにお
ける使用のためにＡＴＳＣ規格で提案されている。しか
しながら、このようなシステムの実際規格はＶＳＢ信号
を使用する代わりに、抑制搬送波ＱＡＭ信号を使用す
る。したがって、テレビジョン受信機の設計者は全ての
形態の伝送信号を受信可能であり、現在受信される伝送
形態に好適な受信装置を自動に選択する受信機を設計す
べき課題を有している。ＱＡＭ信号及びＶＳＢ信号の両
方に対して共通使用する中間周波数（ＩＦ）増幅器を備
えている受信装置の設計に対しては、本明細書に引用さ
れ、１９９６年４月９日付、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏と本
発明者による米国特許第５，６０６，６３６号（発明の
名称：“HDTV SIGNAL RECEIVER WITH IMAGINARY-SAMPLE
-PRESENCE DETECTOR FOR QAM/VSB MODE SELECTION”）
に開示されている。このような形態のＱＡＭ／ＶＳＢ
ＤＴＶ受信機は、１９９４年６月２８日付、Ｃ．Ｂ．Ｐ
ａｔｅｌ氏と本発明者による米国特許出願第０８／２６
６，７５３号（発明の名称：“RADIO RECEIVER FOR REC
EIVING BOTH VSB AND QAM DIGITAL HDTV SIGNALS）、１
９９８年２月３日付、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏と本発明者
による米国特許第５，７１５，０１２号（発明の名称：
“RADIO RECEIVERS FOR RECEIVING BOTHVSB AND QAM DI
GITAL HDTV SIGNALS”）及び１９９６年１２月２６日
付、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏と本発明者による米国特許出
願第０８／７７３，９４９号（発明の名称：“RADIO RE
CEIVERS FOR RECEIVING BOTH VSB AND QAM DIGITAL HDT
VSIGNALS”）に開示されている。前記米国特許第５，５
０６，６３６号、第５，７１５，０１２号及び米国特許
出願第０８／２６６，７５３号は、ＡＴＳＣの小委員会
で提案したようにＶＳＢ ＤＴＶ信号の搬送波周波数が
最低チャネル周波数より６２５ｋＨｚだけ高いという仮
定下で説明している。この明細書では１９９５年９月１
６日付発刊のディジタルテレビジョン基準の付録Ａに記
載のように、ＶＳＢ ＤＴＶ信号の搬送波周波数が最低
チャネル周波数より３１０ｋＨｚだけ高いと仮定してい
る。
【０００９】１９９７年３月２４日付、米国特許出願第
０８／８２６，７９０号（発明の名称：“DTV RECEIVER
WITH FILTER IN I-F CIRCUITRY TO SUPPRESS FM SOUND
CARRIER OF NTSC CO-CHANNEL INTERFERING SIGNAL
S”）で本発明者はＮＴＳＣアナログＴＶ信号の同一チ
ャネル干渉の抑制を図るために、ＶＳＢ ＤＴＶ信号用
の中間周波数増幅器で使用するＮＴＳＣサウンドに対す
るトラップフィルタリングの適合性に対して記載してい
る。ＮＴＳＣサウンドに対するトラップフィルタリング
はＱＡＭ ＤＴＶ信号用の中間周波数増幅器でも使用は
可能であるが、常時必要ではない。トラップフィルター
により抑制される周波数に近接する通過帯域では所定の
位相歪み無しにはＮＴＳＣサウンドに対するトラップフ
ィルタリングが提供しにくく、したがって、ＱＡＭ信号
用の中間周波数増幅器ではトラップフィルタリングの使
用を排除することが望ましい。
０８／８２６，７９０号（発明の名称：“DTV RECEIVER
WITH FILTER IN I-F CIRCUITRY TO SUPPRESS FM SOUND
CARRIER OF NTSC CO-CHANNEL INTERFERING SIGNAL
S”）で本発明者はＮＴＳＣアナログＴＶ信号の同一チ
ャネル干渉の抑制を図るために、ＶＳＢ ＤＴＶ信号用
の中間周波数増幅器で使用するＮＴＳＣサウンドに対す
るトラップフィルタリングの適合性に対して記載してい
る。ＮＴＳＣサウンドに対するトラップフィルタリング
はＱＡＭ ＤＴＶ信号用の中間周波数増幅器でも使用は
可能であるが、常時必要ではない。トラップフィルター
により抑制される周波数に近接する通過帯域では所定の
位相歪み無しにはＮＴＳＣサウンドに対するトラップフ
ィルタリングが提供しにくく、したがって、ＱＡＭ信号
用の中間周波数増幅器ではトラップフィルタリングの使
用を排除することが望ましい。
【００１０】かつ、前記ＶＳＢシンボルコーディングに
許容できないエラーを導入させず、ＶＳＢ信号用の中間
周波数増幅器で前記周波数におけるトラップフィルタリ
ングを行ってＮＴＳＣビデオ搬送波及び色度副搬送波の
同一チャネル干渉を減少させることもできる。仮に、こ
のようなトラップフィルタリングが可能であれば、ＱＡ
Ｍ信号用の中間周波数増幅器に上述したトラップフィル
タリングを使用しないことが望ましい。
許容できないエラーを導入させず、ＶＳＢ信号用の中間
周波数増幅器で前記周波数におけるトラップフィルタリ
ングを行ってＮＴＳＣビデオ搬送波及び色度副搬送波の
同一チャネル干渉を減少させることもできる。仮に、こ
のようなトラップフィルタリングが可能であれば、ＱＡ
Ｍ信号用の中間周波数増幅器に上述したトラップフィル
タリングを使用しないことが望ましい。
【００１１】ＱＡＭ ＤＴＶ信号用の中間周波数増幅器
とＶＳＢ ＤＴＶ信号用の別途の中間周波数増幅器を備
えている受信装置の場合には、アナログ体系よりはディ
ジタル体系で基底帯へのシンクロダインを行うことが望
ましい。すなわち、１９９５年１２月２５日付、Ｃ．
Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏と本発明者による米国特許第５，４７
９，４４９号（発明の名称：“DIGITAL VSB DETECTOR W
ITH BANDPASS PHASE TRACKER，AS FOR INCLUSION IN AN
HDTV RECEIVER”）に記載のように、ＶＳＢ ＤＴＶ信
号用の最終中間周波数増幅器の応答信号はディジタル体
系で基底帯にシンクロダインさせることが望ましく、Ｑ
ＡＭ ＤＴＶ信号用の最終中間周波数増幅器の応答信号
も米国特許第５，７１５，０１２号に記載のようにディ
ジタル体系で基底帯にシンクロダインさせることが望ま
しい。
とＶＳＢ ＤＴＶ信号用の別途の中間周波数増幅器を備
えている受信装置の場合には、アナログ体系よりはディ
ジタル体系で基底帯へのシンクロダインを行うことが望
ましい。すなわち、１９９５年１２月２５日付、Ｃ．
Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏と本発明者による米国特許第５，４７
９，４４９号（発明の名称：“DIGITAL VSB DETECTOR W
ITH BANDPASS PHASE TRACKER，AS FOR INCLUSION IN AN
HDTV RECEIVER”）に記載のように、ＶＳＢ ＤＴＶ信
号用の最終中間周波数増幅器の応答信号はディジタル体
系で基底帯にシンクロダインさせることが望ましく、Ｑ
ＡＭ ＤＴＶ信号用の最終中間周波数増幅器の応答信号
も米国特許第５，７１５，０１２号に記載のようにディ
ジタル体系で基底帯にシンクロダインさせることが望ま
しい。
【００１２】このようなシンクロダイン過程はＱＡＭ信
号とＶＳＢ信号の搬送波を最終中間周波数のディジタル
化に使用される、望ましくはシンボル速度の高調波であ
るサンプリング速度の約数とする最終中間周波数を用い
て行うことが望ましい。このようにすれば、前記最終中
間周波数のディジタル表現信号をディジタルシンクロダ
イン過程で使用するためにディジタルメモリに貯蔵する
ことを便利に行うことができる。
号とＶＳＢ信号の搬送波を最終中間周波数のディジタル
化に使用される、望ましくはシンボル速度の高調波であ
るサンプリング速度の約数とする最終中間周波数を用い
て行うことが望ましい。このようにすれば、前記最終中
間周波数のディジタル表現信号をディジタルシンクロダ
イン過程で使用するためにディジタルメモリに貯蔵する
ことを便利に行うことができる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、選択
されたディジタルテレビジョン信号が直角振幅変調（Ｑ
ＡＭ）ディジタルテレビジョン信号であるか、或いは、
残留側波帯（ＶＳＢ）ディジタルテレビジョン信号であ
るかにかかわらず、前記選択されたディジタルテレビジ
ョン信号を受信するための無線受信機を提供することに
ある。
されたディジタルテレビジョン信号が直角振幅変調（Ｑ
ＡＭ）ディジタルテレビジョン信号であるか、或いは、
残留側波帯（ＶＳＢ）ディジタルテレビジョン信号であ
るかにかかわらず、前記選択されたディジタルテレビジ
ョン信号を受信するための無線受信機を提供することに
ある。
【００１４】
【課題が解決するための手段】前記目的を達成するため
の本発明では、選択されたディジタルテレビジョン信号
に対する第１最終中間周波数信号応答を供給するために
第１中間周波数増幅器チェーンが接続されている。か
つ、ディジタル化済みの第１最終中間周波数応答信号を
発生させるために前記第１最終中間周波数応答信号をデ
ィジタル化させる第１アナログ／ディジタル変換器が接
続されている。ここで、前記選択されたディジタルテレ
ビジョン信号がＱＡＭ信号の場合、その第１最終中間周
波数応答信号を基底帯にシンクロダインさせてインタリ
ーブされたＱＡＭシンボルコードの実数及び虚数サンプ
ルストリームを発生させるＱＡＭシンクロダイン回路が
接続されている。前記選択されたディジタルテレビジョ
ン信号に対する第２最終中間周波数応答信号を供給する
ために第２中間周波数増幅器チェーンも接続されてい
る。かつ、ディジタル化済みの第２最終中間周波数応答
信号を発生させるために前記第２最終中間周波数応答信
号をディジタル化させる第２アナログ／ディジタル変換
器が接続されている。ここで、前記選択されたディジタ
ルテレビジョン信号がＶＳＢ信号の場合、その第２最終
中間周波数応答信号を基底帯にシンクロダインさせてイ
ンタリーブされたＶＳＢシンボルコードの実数及び虚数
サンプルストリームを発生させるＶＳＢシンクロダイン
回路が接続されている。
の本発明では、選択されたディジタルテレビジョン信号
に対する第１最終中間周波数信号応答を供給するために
第１中間周波数増幅器チェーンが接続されている。か
つ、ディジタル化済みの第１最終中間周波数応答信号を
発生させるために前記第１最終中間周波数応答信号をデ
ィジタル化させる第１アナログ／ディジタル変換器が接
続されている。ここで、前記選択されたディジタルテレ
ビジョン信号がＱＡＭ信号の場合、その第１最終中間周
波数応答信号を基底帯にシンクロダインさせてインタリ
ーブされたＱＡＭシンボルコードの実数及び虚数サンプ
ルストリームを発生させるＱＡＭシンクロダイン回路が
接続されている。前記選択されたディジタルテレビジョ
ン信号に対する第２最終中間周波数応答信号を供給する
ために第２中間周波数増幅器チェーンも接続されてい
る。かつ、ディジタル化済みの第２最終中間周波数応答
信号を発生させるために前記第２最終中間周波数応答信
号をディジタル化させる第２アナログ／ディジタル変換
器が接続されている。ここで、前記選択されたディジタ
ルテレビジョン信号がＶＳＢ信号の場合、その第２最終
中間周波数応答信号を基底帯にシンクロダインさせてイ
ンタリーブされたＶＳＢシンボルコードの実数及び虚数
サンプルストリームを発生させるＶＳＢシンクロダイン
回路が接続されている。
【００１５】本発明の所定の実施例の場合には、同一チ
ャネルのアナログテレビジョン信号が随伴される場合、
その信号のオーディオ搬送波の大部部に対する実質的な
応答を排除させるように、前記第２中間周波数増幅器チ
ェーンは第２最終中間周波数応答信号の選択度を第１最
終中間周波数応答信号の選択度より高く設定するように
構成される。
ャネルのアナログテレビジョン信号が随伴される場合、
その信号のオーディオ搬送波の大部部に対する実質的な
応答を排除させるように、前記第２中間周波数増幅器チ
ェーンは第２最終中間周波数応答信号の選択度を第１最
終中間周波数応答信号の選択度より高く設定するように
構成される。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の望ましい実施例を
添付の図面に参照して詳しく説明する。図１には本発明
に応じて構成されてＱＡＭとＶＳＢディジタルテレビジ
ョン（以下、“ＴＶ信号”と称する）の両方を受信する
ＤＴＶ受信機の無線受信部が示されている。
添付の図面に参照して詳しく説明する。図１には本発明
に応じて構成されてＱＡＭとＶＳＢディジタルテレビジ
ョン（以下、“ＴＶ信号”と称する）の両方を受信する
ＤＴＶ受信機の無線受信部が示されている。
【００１７】同図において、アンテナ１は極超短波（ul
tra high frequency：ＵＨＦ）帯域又は超短波（very h
igh frequency：ＶＨＦ）帯域のＴＶ信号に対する代表
的なソースであって、アンテナ１からのＴＶ信号は高周
波（radio-frequency：ＲＦ）増幅器２に印加される。
前記ＲＦ増幅器２には受信のために選択された前記ＴＶ
信号に関連するテレビジョン放送周波数帯の一部を選択
するためのトラッキング（tracking）事前選択フィルタ
ーが備えられている。前記ＲＦ増幅器２は自動利得制御
（automatic-gain-control：ＡＧＣ）遅延回路３（以
下、“ＲＦ増幅器ＡＧＣ遅延回路３”と称する）を通し
て印加されるＡＧＣ信号に対して遅延応答する方式で逆
自動利得制御される。前記ＲＦ増幅器２は受信のために
選択されたＴＶ信号に対する増幅応答信号を並列接続の
第１及び第２中間周波数増幅器チェーンに供給する。
tra high frequency：ＵＨＦ）帯域又は超短波（very h
igh frequency：ＶＨＦ）帯域のＴＶ信号に対する代表
的なソースであって、アンテナ１からのＴＶ信号は高周
波（radio-frequency：ＲＦ）増幅器２に印加される。
前記ＲＦ増幅器２には受信のために選択された前記ＴＶ
信号に関連するテレビジョン放送周波数帯の一部を選択
するためのトラッキング（tracking）事前選択フィルタ
ーが備えられている。前記ＲＦ増幅器２は自動利得制御
（automatic-gain-control：ＡＧＣ）遅延回路３（以
下、“ＲＦ増幅器ＡＧＣ遅延回路３”と称する）を通し
て印加されるＡＧＣ信号に対して遅延応答する方式で逆
自動利得制御される。前記ＲＦ増幅器２は受信のために
選択されたＴＶ信号に対する増幅応答信号を並列接続の
第１及び第２中間周波数増幅器チェーンに供給する。
【００１８】第１中間周波数増幅器チェーンは、第１混
合器１１と、高中間周波数帯域（ＵＨＦ）バッファ増幅
器１２（以下、“高ＩＦ帯域バッファ増幅器１２”と称
する）と、ＱＡＭ ＤＴＶ信号の受信のために設計され
たＳＡＷ（surface-acoustic-wave）フィルター１３
（以下、“ＱＡＭ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター１３”と
称する）と、第２混合器１４と、低中間周波数帯域（Ｖ
ＨＦ）バッファ増幅器１５（以下、“低ＩＦ帯域バッフ
ァ増幅器１５”と称する）と、最小限６ＭＨｚの帯域幅
を有する一定の出力信号を発生させるように設計された
ＳＡＷフィルター１６（以下、“広帯域ＳＡＷフィルタ
ー１６”と称する）と、自動利得制御型の低中間周波数
（ＶＨＦ）帯域増幅器（以下、“逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯
域増幅器”と称する）１７と、最終ＩＦ信号を供給する
ための第３混合器１８との接続からなる。前記ＳＡＷフ
ィルター１３は大体に６ＭＨｚの帯域幅を備えており、
中心帯域周波数に対して対称をなす通過帯域を示すよう
に設計されている。前記第３混合器１８からの最終ＩＦ
信号はアナログ／ディジタル変換器１９（以下、“ＡＤ
Ｃ １９”と称する）に印加されて同位相（Ｉ）ＱＡＭ
搬送波変調の同期検出と直交位相（Ｑ）ＱＡＭ搬送波変
調の同期検出を行うディジタルシンクロダイン回路４
（以下、“ＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン回路４”と称
する）に印加されるようにディジタル化する。
合器１１と、高中間周波数帯域（ＵＨＦ）バッファ増幅
器１２（以下、“高ＩＦ帯域バッファ増幅器１２”と称
する）と、ＱＡＭ ＤＴＶ信号の受信のために設計され
たＳＡＷ（surface-acoustic-wave）フィルター１３
（以下、“ＱＡＭ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター１３”と
称する）と、第２混合器１４と、低中間周波数帯域（Ｖ
ＨＦ）バッファ増幅器１５（以下、“低ＩＦ帯域バッフ
ァ増幅器１５”と称する）と、最小限６ＭＨｚの帯域幅
を有する一定の出力信号を発生させるように設計された
ＳＡＷフィルター１６（以下、“広帯域ＳＡＷフィルタ
ー１６”と称する）と、自動利得制御型の低中間周波数
（ＶＨＦ）帯域増幅器（以下、“逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯
域増幅器”と称する）１７と、最終ＩＦ信号を供給する
ための第３混合器１８との接続からなる。前記ＳＡＷフ
ィルター１３は大体に６ＭＨｚの帯域幅を備えており、
中心帯域周波数に対して対称をなす通過帯域を示すよう
に設計されている。前記第３混合器１８からの最終ＩＦ
信号はアナログ／ディジタル変換器１９（以下、“ＡＤ
Ｃ １９”と称する）に印加されて同位相（Ｉ）ＱＡＭ
搬送波変調の同期検出と直交位相（Ｑ）ＱＡＭ搬送波変
調の同期検出を行うディジタルシンクロダイン回路４
（以下、“ＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン回路４”と称
する）に印加されるようにディジタル化する。
【００１９】第２中間周波数増幅器チェーンは、第１混
合器２１と、高中間周波数帯域（ＵＨＦ）バッファ増幅
器２２（以下、“高ＩＦ帯域バッファ増幅器２２”と称
する）と、ＶＳＢ ＤＴＶ信号の受信のために設計され
たＳＡＷフィルター２３（以下、“ＶＳＢ ＤＴＶ Ｓ
ＡＷフィルター２３”と称する）と、第２混合器２４
と、低中間周波数帯域（ＶＨＦ）バッファ増幅器２５
（以下、“低ＩＦ帯域バッファ増幅器２５”と称する）
と、最小限６ＭＨｚの帯域幅を有する一定の出力信号を
発生させるように設計されたＳＡＷフィルター２６（以
下、“広帯域ＳＡＷフィルター２６”と称する）と、自
動利得制御型の低中間周波数（ＶＨＦ）帯域増幅器（以
下、“逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器”と称する）２７
と、最終ＩＦ信号を供給するための第３混合器２８との
接続からなる。前記ＶＳＢ ＤＴＶＳＡＷフィルター２
３は全ての同一チャネル干渉のＮＴＳＣアナログＴＶ信
号の周波数変調されたオーディオ搬送波に関連するサブ
スペクトルの相当部分に対するトラップを有するよう
に、しかしながら、そうでない場合にはＶＳＢ ＤＴＶ
搬送波変調に対する応答信号を均一に示すように設計さ
れている。前記第３混合器２８からの最終ＩＦ信号はア
ナログ／ディジタル変換器２９（以下、“ＡＤＣ２９”
と称する）に印加されて同位相（Ｉ）ＶＳＢ搬送波変調
の同期検出と直交位相（Ｑ）ＶＳＢ搬送波変調の同期検
出を行うディジタルシンクロダイン回路５（以下、“Ｖ
ＳＢ ＤＴＶシンクロダイン回路５”と称する）に印加
されるようにディジタル化する。
合器２１と、高中間周波数帯域（ＵＨＦ）バッファ増幅
器２２（以下、“高ＩＦ帯域バッファ増幅器２２”と称
する）と、ＶＳＢ ＤＴＶ信号の受信のために設計され
たＳＡＷフィルター２３（以下、“ＶＳＢ ＤＴＶ Ｓ
ＡＷフィルター２３”と称する）と、第２混合器２４
と、低中間周波数帯域（ＶＨＦ）バッファ増幅器２５
（以下、“低ＩＦ帯域バッファ増幅器２５”と称する）
と、最小限６ＭＨｚの帯域幅を有する一定の出力信号を
発生させるように設計されたＳＡＷフィルター２６（以
下、“広帯域ＳＡＷフィルター２６”と称する）と、自
動利得制御型の低中間周波数（ＶＨＦ）帯域増幅器（以
下、“逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器”と称する）２７
と、最終ＩＦ信号を供給するための第３混合器２８との
接続からなる。前記ＶＳＢ ＤＴＶＳＡＷフィルター２
３は全ての同一チャネル干渉のＮＴＳＣアナログＴＶ信
号の周波数変調されたオーディオ搬送波に関連するサブ
スペクトルの相当部分に対するトラップを有するよう
に、しかしながら、そうでない場合にはＶＳＢ ＤＴＶ
搬送波変調に対する応答信号を均一に示すように設計さ
れている。前記第３混合器２８からの最終ＩＦ信号はア
ナログ／ディジタル変換器２９（以下、“ＡＤＣ２９”
と称する）に印加されて同位相（Ｉ）ＶＳＢ搬送波変調
の同期検出と直交位相（Ｑ）ＶＳＢ搬送波変調の同期検
出を行うディジタルシンクロダイン回路５（以下、“Ｖ
ＳＢ ＤＴＶシンクロダイン回路５”と称する）に印加
されるようにディジタル化する。
【００２０】前記第１混合器１１，２１は、望ましく
は、二重線形乗算型からなり、第１混合器１１，２１に
は自動微細同調（ＡＦＴ：automatic fine tuning）機
能を有する第１局部発振器１０によりスーパーヘテロダ
イン（super-heterodyning）信号が供給される。現在の
実際のＴＶ構成によれば、前記局部発振器１０は一般に
周波数がＡＦＴ信号により制御される素子制御型発振器
の周波数に対して選択された周波数比を有する周波数の
スーパーヘテロダイン信号を発生させる周波数合成器で
ある。このように選択された実際構成によれば、ＡＦＴ
信号に対する前記スーパーヘテロダイン信号の感度は受
信された全てのＴＶチャネルと関連して大体に同一にな
る。第１混合器１１，２１は高中間周波数帯域（ＵＨ
Ｆ）の中間周波数信号を発生させるように前記スーパー
ヘテロダイン信号を選択された無線周波数信号と乗算混
合する。各々の第１混合器１１，２１はその出力信号内
の前記ＩＦ信号の映像成分を抑制するためのフィルター
を備えている。ＲＦ増幅器２により供給される６ＭＨｚ
帯域幅の選択された高周波信号は第１混合器１１，２１
により高帯域の中間周波数（ＩＦ）信号にアップ変換さ
れてテレビジョン放送用に割り当てられたチャネルを含
むＵＨＦ帯域のうち、１ＧＨｚ以上の映像周波数と関連
する部分より高い極超短波周波数に中心周波数をおき、
これにより、前記映像周波数は第１混合器１１の出力端
で帯域通過結合ネットワークにより容易に取り除かれ
る。ＱＡＭ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター１３とＶＳＢ
ＤＴＶ ＳＡＷフィルター２３として砒素化ガリウムの
ＳＡＷフィルターを使用する場合、前記周波数範囲でＱ
ＡＭ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター１３とＶＳＢ ＤＴＶ
ＳＡＷフィルター２３は満足に動作する。
は、二重線形乗算型からなり、第１混合器１１，２１に
は自動微細同調（ＡＦＴ：automatic fine tuning）機
能を有する第１局部発振器１０によりスーパーヘテロダ
イン（super-heterodyning）信号が供給される。現在の
実際のＴＶ構成によれば、前記局部発振器１０は一般に
周波数がＡＦＴ信号により制御される素子制御型発振器
の周波数に対して選択された周波数比を有する周波数の
スーパーヘテロダイン信号を発生させる周波数合成器で
ある。このように選択された実際構成によれば、ＡＦＴ
信号に対する前記スーパーヘテロダイン信号の感度は受
信された全てのＴＶチャネルと関連して大体に同一にな
る。第１混合器１１，２１は高中間周波数帯域（ＵＨ
Ｆ）の中間周波数信号を発生させるように前記スーパー
ヘテロダイン信号を選択された無線周波数信号と乗算混
合する。各々の第１混合器１１，２１はその出力信号内
の前記ＩＦ信号の映像成分を抑制するためのフィルター
を備えている。ＲＦ増幅器２により供給される６ＭＨｚ
帯域幅の選択された高周波信号は第１混合器１１，２１
により高帯域の中間周波数（ＩＦ）信号にアップ変換さ
れてテレビジョン放送用に割り当てられたチャネルを含
むＵＨＦ帯域のうち、１ＧＨｚ以上の映像周波数と関連
する部分より高い極超短波周波数に中心周波数をおき、
これにより、前記映像周波数は第１混合器１１の出力端
で帯域通過結合ネットワークにより容易に取り除かれ
る。ＱＡＭ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター１３とＶＳＢ
ＤＴＶ ＳＡＷフィルター２３として砒素化ガリウムの
ＳＡＷフィルターを使用する場合、前記周波数範囲でＱ
ＡＭ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター１３とＶＳＢ ＤＴＶ
ＳＡＷフィルター２３は満足に動作する。
【００２１】前記第２混合器１４，２４は、望ましく
は、二重平衡線形乗算型からなり、この第２混合器１
４，２４には水晶制御型局部発振器２０により安定した
固定周波数のヘテロダイン信号が供給される。第２混合
器１４，２４は前記ＱＡＭ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター
１３とＶＳＢ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター２３の出力信
号をアナログＴＶ施行規定のように約４４ＭＨｚに中心
周波数をおく低帯域のＩＦ信号にダウン変換させる。広
帯域ＳＡＷフィルター１６，２６としてニオブ酸リチウ
ムのＳＡＷフィルターを使用する場合、前記周波数範囲
で広帯域ＳＡＷフィルター１６，２６は満足に動作する
ことができる。
は、二重平衡線形乗算型からなり、この第２混合器１
４，２４には水晶制御型局部発振器２０により安定した
固定周波数のヘテロダイン信号が供給される。第２混合
器１４，２４は前記ＱＡＭ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター
１３とＶＳＢ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター２３の出力信
号をアナログＴＶ施行規定のように約４４ＭＨｚに中心
周波数をおく低帯域のＩＦ信号にダウン変換させる。広
帯域ＳＡＷフィルター１６，２６としてニオブ酸リチウ
ムのＳＡＷフィルターを使用する場合、前記周波数範囲
で広帯域ＳＡＷフィルター１６，２６は満足に動作する
ことができる。
【００２２】第１混合器１１から供給される高帯域（Ｕ
ＨＦ）のＩＦ信号は高ＩＦ帯域バッファ増幅器１２を通
してＱＡＭ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター１３に印加され
る。これにより、ＱＡＭ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター１
３から大体に６ＭＨｚの−１ｄＢ〜１ｄＢの帯域幅及び
大体に線形の位相を備えており、振幅の一定した出力信
号が発生する。前記高ＩＦ帯域バッファ増幅器１２は前
記ＱＡＭ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター１３の挿入損失が
１０〜１２ｄＢとなるように固定利得を提供し、望まし
くない反射を防止するように選択された固定ソースイン
ピーダンスにより前記ＱＡＭ ＤＴＶ ＳＡＷフィルタ
ー１３を駆動させる。前記ＱＡＭ ＤＴＶ ＳＡＷフィ
ルター１３の前記出力信号と前記第２局部発振器２０の
ＵＨＦ局部発振信号は第１のＶＨＦ中間周波数信号を発
生させるように前記ＱＡＭ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター
１３の出力信号をダウン変換させる第２混合器１４に第
１及び第２入力信号としてそれぞれ印加される。広帯域
ＳＡＷフィルター１６は大体に線形の位相を備えてお
り、６ＭＨｚを超過する帯域幅を有する信号を出力す
る。これにより、以前のＱＡＭ ＤＴＶ ＳＡＷフィル
ター１３は第１中間周波数増幅器チェーンのチャネル特
性を決める。前記低ＩＦ帯域バッファ増幅器１５は前記
広帯域ＳＡＷフィルター１６の挿入損失が１０〜１２ｄ
Ｂとなるように固定利得を提供し、望ましくない反射を
防止するように選択された固定ソースインピーダンスに
より前記広帯域ＳＡＷフィルター１６を駆動させる。前
記広帯域ＳＡＷフィルター１６の出力信号は逆ＡＧＣ型
の低ＩＦ帯域（ＶＨＦ）増幅器１７に入力信号として印
加される。前記逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器１７の出
力信号と電圧制御型の第３局部発振器３０Ａから出力さ
れるＶＨＦ局部発振信号は第３混合器１８にそれぞれ第
１及び第２入力信号として印加される。前記第３混合器
１８は基底帯から数ＭＨｚだけオフセットされた第１の
最終ＩＦ信号を発生させるように逆ＡＧＣ型のＩＦ増幅
器１７からの増幅された第１のＶＨＦ ＩＦ信号をダウ
ン変換させるように動作する。
ＨＦ）のＩＦ信号は高ＩＦ帯域バッファ増幅器１２を通
してＱＡＭ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター１３に印加され
る。これにより、ＱＡＭ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター１
３から大体に６ＭＨｚの−１ｄＢ〜１ｄＢの帯域幅及び
大体に線形の位相を備えており、振幅の一定した出力信
号が発生する。前記高ＩＦ帯域バッファ増幅器１２は前
記ＱＡＭ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター１３の挿入損失が
１０〜１２ｄＢとなるように固定利得を提供し、望まし
くない反射を防止するように選択された固定ソースイン
ピーダンスにより前記ＱＡＭ ＤＴＶ ＳＡＷフィルタ
ー１３を駆動させる。前記ＱＡＭ ＤＴＶ ＳＡＷフィ
ルター１３の前記出力信号と前記第２局部発振器２０の
ＵＨＦ局部発振信号は第１のＶＨＦ中間周波数信号を発
生させるように前記ＱＡＭ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター
１３の出力信号をダウン変換させる第２混合器１４に第
１及び第２入力信号としてそれぞれ印加される。広帯域
ＳＡＷフィルター１６は大体に線形の位相を備えてお
り、６ＭＨｚを超過する帯域幅を有する信号を出力す
る。これにより、以前のＱＡＭ ＤＴＶ ＳＡＷフィル
ター１３は第１中間周波数増幅器チェーンのチャネル特
性を決める。前記低ＩＦ帯域バッファ増幅器１５は前記
広帯域ＳＡＷフィルター１６の挿入損失が１０〜１２ｄ
Ｂとなるように固定利得を提供し、望ましくない反射を
防止するように選択された固定ソースインピーダンスに
より前記広帯域ＳＡＷフィルター１６を駆動させる。前
記広帯域ＳＡＷフィルター１６の出力信号は逆ＡＧＣ型
の低ＩＦ帯域（ＶＨＦ）増幅器１７に入力信号として印
加される。前記逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器１７の出
力信号と電圧制御型の第３局部発振器３０Ａから出力さ
れるＶＨＦ局部発振信号は第３混合器１８にそれぞれ第
１及び第２入力信号として印加される。前記第３混合器
１８は基底帯から数ＭＨｚだけオフセットされた第１の
最終ＩＦ信号を発生させるように逆ＡＧＣ型のＩＦ増幅
器１７からの増幅された第１のＶＨＦ ＩＦ信号をダウ
ン変換させるように動作する。
【００２３】ＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン回路４は前
記第１の最終ＩＦ信号に含まれるＱＡＭ ＤＴＶ信号に
応答してＱＡＭシンボルを示す同位相（Ｉ）及び直交位
相（Ｑ）基底帯信号をそれぞれ復元させるように設計さ
れている。前記Ｉ及びＱ基底帯信号は迅速な動作を保障
するように望ましくはＲＯＭで具現されるディジタル乗
算機３１によりともに乗算される。低周波数ビート（be
at）項とシンボル速度項を示すサンプルを含む結果積は
ディジタル／アナログ変換器３２（以下、“ＤＡＣ ３
２”と称する）によりアナログ形態に変換される。ＤＡ
Ｃ３２の出力信号に含まれるシンボル速度項は自動周波
数及び位相制御（automatic-frequency-and-phase-cont
rol：ＡＦＰＣ）検出器３３（以下、“ＡＦＰＣ検出器
３３”と称する）に供給され、前記ＡＦＰＣ検出器３３
の出力信号はＶＣＯ型の第３局部発振器３０Ａに印加さ
れて前記ＤＡＣ３２の出力信号に含まれる低周波数ビー
ト項をゼロ周波数まで減少させるように前記ＶＣＯ型の
第３局部発振器３０Ａの周波数及び位相を調整する。前
記ＶＣＯ型の第３局部発振器３０Ａのこのようなフィー
ドバック制御機は一種のコスタスループ（Costas loo
p）である。前記ＤＡＣ３２の出力信号に含まれている
ゼロ周波数直流成分はＱＡＭ ＤＴＶ受信中にＲＦ増幅
器２の利得制御に使用可能に前記逆ＡＧＣ型のＩＦ増幅
器１７及びＲＦ増幅器ＡＧＣ遅延回路３に印加されるＡ
ＧＣ電圧を発生させるように低域通過フィルター３４
（以下、“ＬＰＦ ３４”と称する）により前記ＤＡＣ
３２の出力信号から分離される。
記第１の最終ＩＦ信号に含まれるＱＡＭ ＤＴＶ信号に
応答してＱＡＭシンボルを示す同位相（Ｉ）及び直交位
相（Ｑ）基底帯信号をそれぞれ復元させるように設計さ
れている。前記Ｉ及びＱ基底帯信号は迅速な動作を保障
するように望ましくはＲＯＭで具現されるディジタル乗
算機３１によりともに乗算される。低周波数ビート（be
at）項とシンボル速度項を示すサンプルを含む結果積は
ディジタル／アナログ変換器３２（以下、“ＤＡＣ ３
２”と称する）によりアナログ形態に変換される。ＤＡ
Ｃ３２の出力信号に含まれるシンボル速度項は自動周波
数及び位相制御（automatic-frequency-and-phase-cont
rol：ＡＦＰＣ）検出器３３（以下、“ＡＦＰＣ検出器
３３”と称する）に供給され、前記ＡＦＰＣ検出器３３
の出力信号はＶＣＯ型の第３局部発振器３０Ａに印加さ
れて前記ＤＡＣ３２の出力信号に含まれる低周波数ビー
ト項をゼロ周波数まで減少させるように前記ＶＣＯ型の
第３局部発振器３０Ａの周波数及び位相を調整する。前
記ＶＣＯ型の第３局部発振器３０Ａのこのようなフィー
ドバック制御機は一種のコスタスループ（Costas loo
p）である。前記ＤＡＣ３２の出力信号に含まれている
ゼロ周波数直流成分はＱＡＭ ＤＴＶ受信中にＲＦ増幅
器２の利得制御に使用可能に前記逆ＡＧＣ型のＩＦ増幅
器１７及びＲＦ増幅器ＡＧＣ遅延回路３に印加されるＡ
ＧＣ電圧を発生させるように低域通過フィルター３４
（以下、“ＬＰＦ ３４”と称する）により前記ＤＡＣ
３２の出力信号から分離される。
【００２４】第１混合器２１から供給されるＵＨＦ Ｉ
Ｆ信号は高ＩＦ帯域バッファ増幅器２２を通してＶＳＢ
ＤＴＶ ＳＡＷフィルター２３に印加される。これに
より、ＶＳＢ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター２３から大体
に５．７ＭＨｚの−１ｄＢ〜１ｄＢの帯域幅及び大体に
線形の位相を備えており、振幅の一定した出力信号が発
生する。前記ＶＳＢ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター２３に
は全ての同一チャネル干渉のＮＴＳＣアナログＴＶ信号
のＦＭオーディオ搬送波のエネルギーの大部分が存在す
るスペクトルに対する深いトラップが存在する。前記高
ＩＦ帯域バッファ増幅器２２は前記ＶＳＢ ＤＴＶ Ｓ
ＡＷフィルター２３の挿入損失が１０〜１２ｄＢとなる
ように固定利得を提供し、望ましくない反射を防止する
ように選択された固定ソースインピーダンスにより前記
ＶＳＢ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター２３を駆動させる。
前記ＶＳＢ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター２３の出力信号
と前記第２局部発振器２０のＵＨＦ局部発振信号は第２
のＶＨＦ中間周波数信号を発生させるように前記ＶＳＢ
ＤＴＶ ＳＡＷフィルター２３の出力信号をダウン変
換させる第２混合器２４に第１及び第２入力信号として
それぞれ印加される。広帯域ＳＡＷフィルター２６は大
体に線形位相を備えており、６ＭＨｚを超過する帯域幅
を有する信号を出力する。これにより、以前のＶＳＢ
ＤＴＶ ＳＡＷフィルター２３は第２中間周波数増幅器
チェーンのチャネル特性を決める。前記高ＩＦ帯域バッ
ファ増幅器２２は前記広帯域ＳＡＷフィルター２６の挿
入損失が１０〜１２ｄＢとなるように固定利得を提供
し、望ましくない反射を防止するように選択された固定
ソースインピーダンスにより前記ＶＳＢ ＤＴＶ ＳＡ
Ｗフィルター２３を駆動させる。前記ＶＳＢ ＤＴＶ
ＳＡＷフィルター２３の出力信号と第２局部発振器２０
のＵＨＦ局部発振信号は第２のＶＨＦ中間周波数信号を
発生させるように前記ＶＳＢ ＤＴＶ ＳＡＷフィルタ
ー２３の出力信号をダウン変換させる第２混合器２４に
第１及び第２入力信号としてそれぞれ印加される。広帯
域ＳＡＷフィルター２６は大体に線形位相を備えてお
り、６ＭＨｚを超過する帯域幅を有する信号を出力す
る。これにより、以前のＶＳＢ ＤＴＶＳＡＷフィルタ
ー２３は第２中間周波数増幅器チェーンのチャネル特性
を決める。前記低ＩＦ帯域バッファ増幅器２５は前記広
帯域ＳＡＷフィルター２６の挿入損失が１０〜１２ｄＢ
となるように固定利得を提供し、望ましくない反射を防
止するように選択された固定ソースインピーダンスによ
り前記広帯域ＳＡＷフィルター２６を駆動させる。前記
広帯域ＳＡＷフィルター２６の出力信号は逆ＡＧＣ型の
低ＩＦ帯域（ＶＨＦ）増幅器２７に入力信号として印加
される。前記逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器２７の出力
信号と電圧制御型の第３局部発振器３０Ｂから出力され
るＶＨＦ局部発振信号は第３混合器２８にそれぞれ第１
及び第２入力信号として印加される。前記第３混合器２
８は基底帯から数ＭＨｚだけオフセットされた第２の最
終ＩＦ信号を発生させるように逆ＡＧＣ型のＩＦ増幅器
２７からの増幅された第２のＶＨＦ ＩＦ信号をダウン
変換させるように動作する。
Ｆ信号は高ＩＦ帯域バッファ増幅器２２を通してＶＳＢ
ＤＴＶ ＳＡＷフィルター２３に印加される。これに
より、ＶＳＢ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター２３から大体
に５．７ＭＨｚの−１ｄＢ〜１ｄＢの帯域幅及び大体に
線形の位相を備えており、振幅の一定した出力信号が発
生する。前記ＶＳＢ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター２３に
は全ての同一チャネル干渉のＮＴＳＣアナログＴＶ信号
のＦＭオーディオ搬送波のエネルギーの大部分が存在す
るスペクトルに対する深いトラップが存在する。前記高
ＩＦ帯域バッファ増幅器２２は前記ＶＳＢ ＤＴＶ Ｓ
ＡＷフィルター２３の挿入損失が１０〜１２ｄＢとなる
ように固定利得を提供し、望ましくない反射を防止する
ように選択された固定ソースインピーダンスにより前記
ＶＳＢ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター２３を駆動させる。
前記ＶＳＢ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター２３の出力信号
と前記第２局部発振器２０のＵＨＦ局部発振信号は第２
のＶＨＦ中間周波数信号を発生させるように前記ＶＳＢ
ＤＴＶ ＳＡＷフィルター２３の出力信号をダウン変
換させる第２混合器２４に第１及び第２入力信号として
それぞれ印加される。広帯域ＳＡＷフィルター２６は大
体に線形位相を備えており、６ＭＨｚを超過する帯域幅
を有する信号を出力する。これにより、以前のＶＳＢ
ＤＴＶ ＳＡＷフィルター２３は第２中間周波数増幅器
チェーンのチャネル特性を決める。前記高ＩＦ帯域バッ
ファ増幅器２２は前記広帯域ＳＡＷフィルター２６の挿
入損失が１０〜１２ｄＢとなるように固定利得を提供
し、望ましくない反射を防止するように選択された固定
ソースインピーダンスにより前記ＶＳＢ ＤＴＶ ＳＡ
Ｗフィルター２３を駆動させる。前記ＶＳＢ ＤＴＶ
ＳＡＷフィルター２３の出力信号と第２局部発振器２０
のＵＨＦ局部発振信号は第２のＶＨＦ中間周波数信号を
発生させるように前記ＶＳＢ ＤＴＶ ＳＡＷフィルタ
ー２３の出力信号をダウン変換させる第２混合器２４に
第１及び第２入力信号としてそれぞれ印加される。広帯
域ＳＡＷフィルター２６は大体に線形位相を備えてお
り、６ＭＨｚを超過する帯域幅を有する信号を出力す
る。これにより、以前のＶＳＢ ＤＴＶＳＡＷフィルタ
ー２３は第２中間周波数増幅器チェーンのチャネル特性
を決める。前記低ＩＦ帯域バッファ増幅器２５は前記広
帯域ＳＡＷフィルター２６の挿入損失が１０〜１２ｄＢ
となるように固定利得を提供し、望ましくない反射を防
止するように選択された固定ソースインピーダンスによ
り前記広帯域ＳＡＷフィルター２６を駆動させる。前記
広帯域ＳＡＷフィルター２６の出力信号は逆ＡＧＣ型の
低ＩＦ帯域（ＶＨＦ）増幅器２７に入力信号として印加
される。前記逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器２７の出力
信号と電圧制御型の第３局部発振器３０Ｂから出力され
るＶＨＦ局部発振信号は第３混合器２８にそれぞれ第１
及び第２入力信号として印加される。前記第３混合器２
８は基底帯から数ＭＨｚだけオフセットされた第２の最
終ＩＦ信号を発生させるように逆ＡＧＣ型のＩＦ増幅器
２７からの増幅された第２のＶＨＦ ＩＦ信号をダウン
変換させるように動作する。
【００２５】ＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン回路５は前
記第２の最終ＩＦ信号に含まれるＶＳＢ ＤＴＶ信号に
応答して同位相（Ｉ）及び直交位相（Ｑ）基底帯信号を
それぞれ復元させるように設計されている。前記Ｉ及び
Ｑ基底帯信号のうち、少なくともＩ基底帯信号はＶＳＢ
ＡＭシンボルを示す。ＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン
回路５からのＱ基底帯信号はディジタル／アナログ変換
器３５（以下、“ＤＡＣ ３５”と称する）によりアナ
ログ形態に変換され、前記ＤＡＣ３５の出力信号に含ま
れる低周波数ビート項は低域通過フィルター３６（以
下、“ＬＰＦ ３６”と称する）により前記ＤＡＣ３５
の出力信号から抽出された後、前記ＶＣＯ型の第３局部
発振器３０ＡにＡＦＰＣ信号として印加される。ＶＳＢ
ＤＴＶシンクロダイン回路５からのＩ基底帯信号はデ
ィジタル／アナログ変換器３７（以下、“ＤＡＣ ３
７”と称する）によりアナログ形態に変換される。低域
通過フィルター３８（以下、“ＬＰＦ ３８”と称す
る）によりＤＡＣ３５から直流項が抽出されてＶＳＢ
ＤＴＶ受信中にＲＦ増幅器２の利得制御に使用するよう
に前記逆ＡＧＣ型のＩＦ増幅器２７及びＲＦ増幅器ＡＧ
Ｃ遅延回路３にＡＧＣ電圧として印加される。逆ＡＧＣ
機能を有する前記逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器２７を
使用することは、その出力信号でＱＡＭディジタル変調
の線形成に対する保存をより良好にするためである。Ａ
ＴＳＣ信号パイロット搬送波の同期検出による直流項が
ＤＡＣ３５の出力信号に存在するか否かはＶＳＢパイロ
ット搬送波存在検出器として動作する臨界値検出器３９
（以下、“ＶＳＢパイロット搬送波存在検出器３９”と
称する）により感知される。
記第２の最終ＩＦ信号に含まれるＶＳＢ ＤＴＶ信号に
応答して同位相（Ｉ）及び直交位相（Ｑ）基底帯信号を
それぞれ復元させるように設計されている。前記Ｉ及び
Ｑ基底帯信号のうち、少なくともＩ基底帯信号はＶＳＢ
ＡＭシンボルを示す。ＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン
回路５からのＱ基底帯信号はディジタル／アナログ変換
器３５（以下、“ＤＡＣ ３５”と称する）によりアナ
ログ形態に変換され、前記ＤＡＣ３５の出力信号に含ま
れる低周波数ビート項は低域通過フィルター３６（以
下、“ＬＰＦ ３６”と称する）により前記ＤＡＣ３５
の出力信号から抽出された後、前記ＶＣＯ型の第３局部
発振器３０ＡにＡＦＰＣ信号として印加される。ＶＳＢ
ＤＴＶシンクロダイン回路５からのＩ基底帯信号はデ
ィジタル／アナログ変換器３７（以下、“ＤＡＣ ３
７”と称する）によりアナログ形態に変換される。低域
通過フィルター３８（以下、“ＬＰＦ ３８”と称す
る）によりＤＡＣ３５から直流項が抽出されてＶＳＢ
ＤＴＶ受信中にＲＦ増幅器２の利得制御に使用するよう
に前記逆ＡＧＣ型のＩＦ増幅器２７及びＲＦ増幅器ＡＧ
Ｃ遅延回路３にＡＧＣ電圧として印加される。逆ＡＧＣ
機能を有する前記逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器２７を
使用することは、その出力信号でＱＡＭディジタル変調
の線形成に対する保存をより良好にするためである。Ａ
ＴＳＣ信号パイロット搬送波の同期検出による直流項が
ＤＡＣ３５の出力信号に存在するか否かはＶＳＢパイロ
ット搬送波存在検出器として動作する臨界値検出器３９
（以下、“ＶＳＢパイロット搬送波存在検出器３９”と
称する）により感知される。
【００２６】前記ＶＳＢパイロット搬送波存在検出器３
９によるＡＴＳＣ信号パイロット搬送波の存在及び非存
在を示す信号はシンクロダイン結果選択器６の制御信号
として用いられる。シンクロダイン結果選択器６はＡＴ
ＳＣ信号パイロット搬送波の非存在を示すＶＳＢパイロ
ット搬送波存在検出器３９からの出力信号に応答して前
記ＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン回路４からのＩ基底帯
信号を選択して振幅及び群遅延等化器７に実数サンプル
ストリームとして印加されるようにし、前記ＱＡＭ Ｄ
ＴＶシンクロダイン回路４からのＱ基底帯信号を選択し
て前記振幅及び群遅延等化器７に虚数サンプルストリー
ムとして印加されるようにする。このような二つの選択
過程は位相をスタガ（stagger）させる方式で行われる
のでなく、同期的に行われる。サンプル速度が秒当たり
２１．５２＊１０6個のサンプルに該当する速度である
と仮定するとき、振幅及び群遅延等化器７は内部のディ
ジタルフィルター回路がＱＡＭシンボルのボーレート
（baud rate）の４倍に該当する秒当たり２１．５２＊
１０6個のサンプルのサンプル速度でクロックされるよ
うに分数等化器として動作することができる。好適な設
計としては、ＱＡＭのために振幅及び群遅延等化器７が
ＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン回路４から受信する実数
及び虚数サンプルストリームに対する速度減少フィルタ
リングを使用することがある。かつ、復調されたＶＳＢ
ＡＭシンボルの実数サンプルのストリームに対する等
化のために使用するハードウェアの利用観点からみる
と、復調されたＱＡＭシンボルの実数及び虚数サンプル
ストリームを交番サンプル方式（alternate sample bas
is）で時分割多重化した後、前記ディジタル等化フィル
タリングの残余過程を二重位相方式で行い、ＱＡＭ受信
中に複素数等化を提供することが便利である。復調され
たＱＡＭに対する振幅及び群遅延等化器７の入力端にお
ける速度減少フィルタリングは前記振幅及び群遅延等化
器７を復調されたＱＡＭに対する同期等化器として又は
復調されたＱＡＭに対する分数等化器として動作させう
る。前記振幅及び群遅延等化器７は復調されたＱＡＭに
対する分数等化器として動作する場合、ＱＡＭ信号に対
するトレリスデコーダー９２（図８）側の出力端に速度
減少フィルターが備えられる。
９によるＡＴＳＣ信号パイロット搬送波の存在及び非存
在を示す信号はシンクロダイン結果選択器６の制御信号
として用いられる。シンクロダイン結果選択器６はＡＴ
ＳＣ信号パイロット搬送波の非存在を示すＶＳＢパイロ
ット搬送波存在検出器３９からの出力信号に応答して前
記ＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン回路４からのＩ基底帯
信号を選択して振幅及び群遅延等化器７に実数サンプル
ストリームとして印加されるようにし、前記ＱＡＭ Ｄ
ＴＶシンクロダイン回路４からのＱ基底帯信号を選択し
て前記振幅及び群遅延等化器７に虚数サンプルストリー
ムとして印加されるようにする。このような二つの選択
過程は位相をスタガ（stagger）させる方式で行われる
のでなく、同期的に行われる。サンプル速度が秒当たり
２１．５２＊１０6個のサンプルに該当する速度である
と仮定するとき、振幅及び群遅延等化器７は内部のディ
ジタルフィルター回路がＱＡＭシンボルのボーレート
（baud rate）の４倍に該当する秒当たり２１．５２＊
１０6個のサンプルのサンプル速度でクロックされるよ
うに分数等化器として動作することができる。好適な設
計としては、ＱＡＭのために振幅及び群遅延等化器７が
ＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン回路４から受信する実数
及び虚数サンプルストリームに対する速度減少フィルタ
リングを使用することがある。かつ、復調されたＶＳＢ
ＡＭシンボルの実数サンプルのストリームに対する等
化のために使用するハードウェアの利用観点からみる
と、復調されたＱＡＭシンボルの実数及び虚数サンプル
ストリームを交番サンプル方式（alternate sample bas
is）で時分割多重化した後、前記ディジタル等化フィル
タリングの残余過程を二重位相方式で行い、ＱＡＭ受信
中に複素数等化を提供することが便利である。復調され
たＱＡＭに対する振幅及び群遅延等化器７の入力端にお
ける速度減少フィルタリングは前記振幅及び群遅延等化
器７を復調されたＱＡＭに対する同期等化器として又は
復調されたＱＡＭに対する分数等化器として動作させう
る。前記振幅及び群遅延等化器７は復調されたＱＡＭに
対する分数等化器として動作する場合、ＱＡＭ信号に対
するトレリスデコーダー９２（図８）側の出力端に速度
減少フィルターが備えられる。
【００２７】図１において、シンクロダイン結果選択器
６はＡＴＳＣ信号パイロット搬送波の存在を示すＶＳＢ
パイロット搬送波存在検出器３９からの出力信号に応答
して前記ＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン回路５からのＩ
基底帯信号を選択して振幅及び群遅延等化器７に実数サ
ンプルストリームとして印加されるようにし、算術０の
ストリームを選択して前記振幅及び群遅延等化器７に虚
数サンプルストリームとして印加されるようにする。各
ストリームにおけるサンプル速度が秒当たり２１．５２
＊１０6個のサンプルに該当する速度であると仮定する
とき、振幅及び群遅延等化器７は内部のディジタルフィ
ルター回路がＶＳＢ ＡＭシンボルのボーレートの２倍
に該当する秒当たり２１．５２＊１０6個のサンプルの
サンプル速度でクロックされるようにＶＳＢ ＡＭ受信
中に分数等化器として動作するように制御される。他の
実施例として、前記振幅及び群遅延等化器７はその入力
端に速度減少フィルターを備えることもできる。各スト
リームにおけるサンプル速度が依然として秒当たり２
１．５２＊１０6個のサンプルに該当する速度であると
仮定するとき、前記速度減少フィルターは振幅及び群遅
延等化器７を同期等化器として動作するようにＶＳＢ
ＡＭに対して秒当たり１０．７６＊１０6個のサンプル
のサンプル速度に該当するボーレートまで再度サンプリ
ングを行うか、或いは、振幅及び群遅延等化器７をより
少ないタップを有する分数等化器として動作するように
４／３ボーレートのようにより小さいレートまで再度サ
ンプリングを行うことができる。前記振幅及び群遅延等
化器７は復調されたＶＳＢ ＡＭに対する分数等化器と
して動作する場合、ＶＳＢ ＡＭ信号に対するトレリス
デコーダー９２（図８）側の出力端に速度減少フィルタ
ーが備えられる。
６はＡＴＳＣ信号パイロット搬送波の存在を示すＶＳＢ
パイロット搬送波存在検出器３９からの出力信号に応答
して前記ＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン回路５からのＩ
基底帯信号を選択して振幅及び群遅延等化器７に実数サ
ンプルストリームとして印加されるようにし、算術０の
ストリームを選択して前記振幅及び群遅延等化器７に虚
数サンプルストリームとして印加されるようにする。各
ストリームにおけるサンプル速度が秒当たり２１．５２
＊１０6個のサンプルに該当する速度であると仮定する
とき、振幅及び群遅延等化器７は内部のディジタルフィ
ルター回路がＶＳＢ ＡＭシンボルのボーレートの２倍
に該当する秒当たり２１．５２＊１０6個のサンプルの
サンプル速度でクロックされるようにＶＳＢ ＡＭ受信
中に分数等化器として動作するように制御される。他の
実施例として、前記振幅及び群遅延等化器７はその入力
端に速度減少フィルターを備えることもできる。各スト
リームにおけるサンプル速度が依然として秒当たり２
１．５２＊１０6個のサンプルに該当する速度であると
仮定するとき、前記速度減少フィルターは振幅及び群遅
延等化器７を同期等化器として動作するようにＶＳＢ
ＡＭに対して秒当たり１０．７６＊１０6個のサンプル
のサンプル速度に該当するボーレートまで再度サンプリ
ングを行うか、或いは、振幅及び群遅延等化器７をより
少ないタップを有する分数等化器として動作するように
４／３ボーレートのようにより小さいレートまで再度サ
ンプリングを行うことができる。前記振幅及び群遅延等
化器７は復調されたＶＳＢ ＡＭに対する分数等化器と
して動作する場合、ＶＳＢ ＡＭ信号に対するトレリス
デコーダー９２（図８）側の出力端に速度減少フィルタ
ーが備えられる。
【００２８】図２には本発明に応じてＱＡＭディジタル
ＴＶ信号とＶＳＢディジタルＴＶ信号の両方を受信する
ように構成されるＤＴＶ受信機の無線受信部が示されて
いる。この無線受信部は次のような観点から図１に示し
た無線受信部と異なる。第３混合器１８，２８はそのヘ
テロダイン搬送波信号をそれぞれ別途のＶＣＯ型の第３
局部発振器３０Ａ，３０Ｂから受信せず、第３局部発振
器３０から受信する。本実施例の場合、前記ＶＣＯ型の
第３局部発振器３０Ａ，３０Ｂは省略されている。前記
第３局部発振器３０は安定した固定周波数のヘテロダイ
ン信号を供給し、望ましくは水晶制御型で構成されてい
る。本実施例では第２局部発振器２０も省略されてい
る。ＡＦＰＣ検出器３３から出力されるＡＦＰＣ信号は
電圧制御型の第２局部発振器２０Ａ（以下、“ＶＣＯ型
の第２局部発振器２０Ａ”と称する）に印加され、前記
ＶＣＯ型の第２局部発振器２０Ａはその出力発振信号を
第１入力信号として第２混合器１４に印加されるＱＡＭ
ＤＴＶ ＳＡＷフィルター１３の出力信号とヘテロダ
インされる第２入力信号として前記第２混合器１４に印
加する。ＬＰＦ ３６から出力されるＡＦＰＣ信号は電
圧制御型の第２局部発振器２０Ｂ（以下、“ＶＣＯ型の
第２局部発振器２０Ｂ”と称する）に印加され、前記Ｖ
ＣＯ型の第２局部発振器２０Ｂはその出力発振信号を第
１入力信号として第２混合器２４に印加されるＶＳＢ
ＤＴＶ ＳＡＷフィルター２３の出力信号とヘテロダイ
ンされる第２入力信号として前記第２混合器２４に印加
する。単一の第３局部発振器３０を使用することより、
単一の第２局部発振器２０を使用することが望ましい。
発振周波数は低いため、個別的な第２局部発振器２０
Ａ，２０Ｂの間の相互作用傾向より個別的な第３局部発
振器３０Ａ，３０Ｂの間の相互作用傾向が小さくなる。
ＴＶ信号とＶＳＢディジタルＴＶ信号の両方を受信する
ように構成されるＤＴＶ受信機の無線受信部が示されて
いる。この無線受信部は次のような観点から図１に示し
た無線受信部と異なる。第３混合器１８，２８はそのヘ
テロダイン搬送波信号をそれぞれ別途のＶＣＯ型の第３
局部発振器３０Ａ，３０Ｂから受信せず、第３局部発振
器３０から受信する。本実施例の場合、前記ＶＣＯ型の
第３局部発振器３０Ａ，３０Ｂは省略されている。前記
第３局部発振器３０は安定した固定周波数のヘテロダイ
ン信号を供給し、望ましくは水晶制御型で構成されてい
る。本実施例では第２局部発振器２０も省略されてい
る。ＡＦＰＣ検出器３３から出力されるＡＦＰＣ信号は
電圧制御型の第２局部発振器２０Ａ（以下、“ＶＣＯ型
の第２局部発振器２０Ａ”と称する）に印加され、前記
ＶＣＯ型の第２局部発振器２０Ａはその出力発振信号を
第１入力信号として第２混合器１４に印加されるＱＡＭ
ＤＴＶ ＳＡＷフィルター１３の出力信号とヘテロダ
インされる第２入力信号として前記第２混合器１４に印
加する。ＬＰＦ ３６から出力されるＡＦＰＣ信号は電
圧制御型の第２局部発振器２０Ｂ（以下、“ＶＣＯ型の
第２局部発振器２０Ｂ”と称する）に印加され、前記Ｖ
ＣＯ型の第２局部発振器２０Ｂはその出力発振信号を第
１入力信号として第２混合器２４に印加されるＶＳＢ
ＤＴＶ ＳＡＷフィルター２３の出力信号とヘテロダイ
ンされる第２入力信号として前記第２混合器２４に印加
する。単一の第３局部発振器３０を使用することより、
単一の第２局部発振器２０を使用することが望ましい。
発振周波数は低いため、個別的な第２局部発振器２０
Ａ，２０Ｂの間の相互作用傾向より個別的な第３局部発
振器３０Ａ，３０Ｂの間の相互作用傾向が小さくなる。
【００２９】図３及び図４には図１及び図２に示した無
線受信部の各変形構成が示されている。この変形構成の
場合、個別的な第１混合器１１，２１は高ＩＦ帯域バッ
ファ増幅器１２，２２に第１入力信号としてＩＦ信号を
供給する単一の第１混合器９に取り替えられる。前記高
ＩＦ帯域バッファ増幅器１２，２２は共通ソースである
単一の第１混合器９により直接的に駆動されることによ
り発生するＱＡＭ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター１３とＶ
ＳＢ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター２３との相互作用を防
止する。
線受信部の各変形構成が示されている。この変形構成の
場合、個別的な第１混合器１１，２１は高ＩＦ帯域バッ
ファ増幅器１２，２２に第１入力信号としてＩＦ信号を
供給する単一の第１混合器９に取り替えられる。前記高
ＩＦ帯域バッファ増幅器１２，２２は共通ソースである
単一の第１混合器９により直接的に駆動されることによ
り発生するＱＡＭ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター１３とＶ
ＳＢ ＤＴＶ ＳＡＷフィルター２３との相互作用を防
止する。
【００３０】図５にはＱＡＭ ＤＴＶ信号を基底帯にシ
ンクロダインするためのＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン
回路４の具体的な構成が示されている。前記ＱＡＭ Ｄ
ＴＶシンクロダイン回路４は、そのＱＡＭ ＤＴＶシン
クロダイン回路４の出力信号の実数部を発生させるため
のＱＡＭ同位相同期検出器４０と、前記ＱＡＭ ＤＴＶ
シンクロダイン回路４の出力信号の虚数部を発生させる
ためのＱＡＭ直交位相同期検出器４５とを含む。本質的
に、前記ＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン回路４はＡＤＣ
１９からのディジタルサンプルに応答して出力される実
数／複素数サンプル変換器４８の出力信号にＲＯＭ４９
（以下、“ＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ ４９”と称する）
から判読されたＱＡＭ搬送波の複素数ディジタルサンプ
ルを乗算させる複素数ディジタル乗算機である。具体的
には、前記ＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン回路４はディ
ジタル加算機４６、ディジタル減算機４７及び第１、第
２、第３、第４ディジタル乗算機４１〜４４を含めてい
る。前記ＱＡＭ同位相同期検出器４０は前記ＱＡＭ Ｄ
ＴＶシンクロダイン回路４の出力信号の実数部を発生さ
せるために前記第１ディジタル乗算機４１、前記第２デ
ィジタル乗算機４２、前記第１及び第２ディジタル乗算
機４１，４２の積出力信号を加算するための前記ディジ
タル加算機４６を含めている。前記第１ディジタル乗算
機４１は前記実数／複素数サンプル変換器４８から供給
される最終ＩＦ信号の実数ディジタルサンプルに前記Ｑ
ＡＭ複素搬送波ＲＯＭ４９内のコサインＱＡＭ複素搬送
波ルックアップテーブル４９１から判読されたＱＡＭ搬
送波のコサイン値を示すディジタルサンプルを乗算し、
前記第２ディジタル乗算機４２は前記実数／複素数サン
プル変換器４８から供給される最終ＩＦ信号の虚数ディ
ジタルサンプルに前記ＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ４９内の
サインＱＡＭ複素搬送波ルックアップテーブル４９２か
ら判読されたＱＡＭ搬送波のサイン値を示すディジタル
サンプルを乗算する。前記ＱＡＭ直交位相同期検出器４
５は前記ＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン回路４の出力信
号の虚数部を発生させるために前記第３ディジタル乗算
機４３、前記第４ディジタル乗算機４４、前記第４ディ
ジタル乗算機４４の積出力信号から前記第３ディジタル
乗算機４３の積出力信号を減算するための前記ディジタ
ル減算機４７を含めている。前記第３ディジタル乗算機
４３は前記実数／複素数サンプル変換器４８から供給さ
れる最終ＩＦ信号の実数ディジタルサンプルに前記ＱＡ
Ｍ複素搬送波ＲＯＭ４９内のサインＱＡＭ複素搬送波ル
ックアップテーブル４９２から判読されたＱＡＭ搬送波
のサイン値を示すディジタルサンプルを乗算し、前記第
４ディジタル乗算機４４は前記実数／複素数サンプル変
換器４８から供給される最終ＩＦ信号の虚数ディジタル
サンプルに前記ＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ４９内のコサイ
ンＱＡＭ複素搬送波ルックアップテーブル４９１から判
読されたＱＡＭ搬送波のコサイン値を示すディジタルサ
ンプルを乗算する。
ンクロダインするためのＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン
回路４の具体的な構成が示されている。前記ＱＡＭ Ｄ
ＴＶシンクロダイン回路４は、そのＱＡＭ ＤＴＶシン
クロダイン回路４の出力信号の実数部を発生させるため
のＱＡＭ同位相同期検出器４０と、前記ＱＡＭ ＤＴＶ
シンクロダイン回路４の出力信号の虚数部を発生させる
ためのＱＡＭ直交位相同期検出器４５とを含む。本質的
に、前記ＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン回路４はＡＤＣ
１９からのディジタルサンプルに応答して出力される実
数／複素数サンプル変換器４８の出力信号にＲＯＭ４９
（以下、“ＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ ４９”と称する）
から判読されたＱＡＭ搬送波の複素数ディジタルサンプ
ルを乗算させる複素数ディジタル乗算機である。具体的
には、前記ＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン回路４はディ
ジタル加算機４６、ディジタル減算機４７及び第１、第
２、第３、第４ディジタル乗算機４１〜４４を含めてい
る。前記ＱＡＭ同位相同期検出器４０は前記ＱＡＭ Ｄ
ＴＶシンクロダイン回路４の出力信号の実数部を発生さ
せるために前記第１ディジタル乗算機４１、前記第２デ
ィジタル乗算機４２、前記第１及び第２ディジタル乗算
機４１，４２の積出力信号を加算するための前記ディジ
タル加算機４６を含めている。前記第１ディジタル乗算
機４１は前記実数／複素数サンプル変換器４８から供給
される最終ＩＦ信号の実数ディジタルサンプルに前記Ｑ
ＡＭ複素搬送波ＲＯＭ４９内のコサインＱＡＭ複素搬送
波ルックアップテーブル４９１から判読されたＱＡＭ搬
送波のコサイン値を示すディジタルサンプルを乗算し、
前記第２ディジタル乗算機４２は前記実数／複素数サン
プル変換器４８から供給される最終ＩＦ信号の虚数ディ
ジタルサンプルに前記ＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ４９内の
サインＱＡＭ複素搬送波ルックアップテーブル４９２か
ら判読されたＱＡＭ搬送波のサイン値を示すディジタル
サンプルを乗算する。前記ＱＡＭ直交位相同期検出器４
５は前記ＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン回路４の出力信
号の虚数部を発生させるために前記第３ディジタル乗算
機４３、前記第４ディジタル乗算機４４、前記第４ディ
ジタル乗算機４４の積出力信号から前記第３ディジタル
乗算機４３の積出力信号を減算するための前記ディジタ
ル減算機４７を含めている。前記第３ディジタル乗算機
４３は前記実数／複素数サンプル変換器４８から供給さ
れる最終ＩＦ信号の実数ディジタルサンプルに前記ＱＡ
Ｍ複素搬送波ＲＯＭ４９内のサインＱＡＭ複素搬送波ル
ックアップテーブル４９２から判読されたＱＡＭ搬送波
のサイン値を示すディジタルサンプルを乗算し、前記第
４ディジタル乗算機４４は前記実数／複素数サンプル変
換器４８から供給される最終ＩＦ信号の虚数ディジタル
サンプルに前記ＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ４９内のコサイ
ンＱＡＭ複素搬送波ルックアップテーブル４９１から判
読されたＱＡＭ搬送波のコサイン値を示すディジタルサ
ンプルを乗算する。
【００３１】図６にはＶＳＢ ＤＴＶ信号を基底帯にシ
ンクロダインするためのＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン
回路５の具体的な構成が示されている。前記ＶＳＢ Ｄ
ＴＶシンクロダイン回路５は、そのＶＳＢ ＤＴＶシン
クロダイン回路５の出力信号の実数部を発生させるため
のＶＳＢ同位相同期検出器５０と、前記ＶＳＢ ＤＴＶ
シンクロダイン回路５の出力信号の虚数部を発生させる
ためのＶＳＢ直交位相同期検出器５５とを含む。本質的
に、前記ＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン回路５はＡＤＣ
２９からのディジタルサンプルに応答して出力される実
数／複素数サンプル変換器５８の出力信号にＲＯＭ５９
（以下、“ＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ ５９”と称する）
から判読されたＶＳＢ搬送波の複素数ディジタルサンプ
ルを乗算させる複素数ディジタル乗算機である。具体的
には、前記ＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン回路５はディ
ジタル加算機５６、ディジタル減算機５７及び第１、第
２、第３、第４ディジタル乗算機５１〜５４を含めてい
る。前記ＶＳＢ同位相同期検出器５０は前記ＶＳＢ Ｄ
ＴＶシンクロダイン回路５の出力信号の実数部を発生さ
せるために前記第１ディジタル乗算機５１、前記第２デ
ィジタル乗算機５２、前記第１及び第２ディジタル乗算
機５１，５２の積出力信号を加算するための前記ディジ
タル加算機５６を含めている。前記第１ディジタル乗算
機５１は前記実数／複素数サンプル変換器５８から供給
される最終ＩＦ信号の実数ディジタルサンプルに前記Ｖ
ＳＢ複素搬送波ＲＯＭ５９内のコサインＶＳＢ複素搬送
波ルックアップテーブル５９１から判読されたＶＳＢ搬
送波のコサイン値を示すディジタルサンプルを乗算し、
前記第２ディジタル乗算機５２は前記実数／複素数サン
プル変換器５８から供給される最終ＩＦ信号の虚数ディ
ジタルサンプルに前記ＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ５９内の
サインＶＳＢ複素搬送波ルックアップテーブル５９２か
ら判読されたＶＳＢ搬送波のサイン値を示すディジタル
サンプルを乗算する。前記ＶＳＢ直交位相同期検出器５
５は前記ＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン回路５の出力信
号の虚数部を発生させるために前記第３ディジタル乗算
機５３、前記第４ディジタル乗算機５４、前記第４ディ
ジタル乗算機５４の積出力信号から前記第３ディジタル
乗算機５３の積出力信号を減算するための前記ディジタ
ル減算機５７を含めている。前記第３ディジタル乗算機
５３は前記実数／複素数サンプル変換器５８から供給さ
れる最終ＩＦ信号の実数ディジタルサンプルに前記ＶＳ
Ｂ複素搬送波ＲＯＭ５９内のサインＶＳＢ複素搬送波ル
ックアップテーブル５９２から判読されたＶＳＢ搬送波
のサイン値を示すディジタルサンプルを乗算し、前記第
４ディジタル乗算機５４は前記実数／複素数サンプル変
換器５８から供給される最終ＩＦ信号の虚数ディジタル
サンプルに前記ＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ５９内のコサイ
ンＶＳＢ複素搬送波ルックアップテーブル５９１から判
読されたＶＳＢ搬送波のコサイン値を示すディジタルサ
ンプルを乗算する。
ンクロダインするためのＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン
回路５の具体的な構成が示されている。前記ＶＳＢ Ｄ
ＴＶシンクロダイン回路５は、そのＶＳＢ ＤＴＶシン
クロダイン回路５の出力信号の実数部を発生させるため
のＶＳＢ同位相同期検出器５０と、前記ＶＳＢ ＤＴＶ
シンクロダイン回路５の出力信号の虚数部を発生させる
ためのＶＳＢ直交位相同期検出器５５とを含む。本質的
に、前記ＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン回路５はＡＤＣ
２９からのディジタルサンプルに応答して出力される実
数／複素数サンプル変換器５８の出力信号にＲＯＭ５９
（以下、“ＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ ５９”と称する）
から判読されたＶＳＢ搬送波の複素数ディジタルサンプ
ルを乗算させる複素数ディジタル乗算機である。具体的
には、前記ＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン回路５はディ
ジタル加算機５６、ディジタル減算機５７及び第１、第
２、第３、第４ディジタル乗算機５１〜５４を含めてい
る。前記ＶＳＢ同位相同期検出器５０は前記ＶＳＢ Ｄ
ＴＶシンクロダイン回路５の出力信号の実数部を発生さ
せるために前記第１ディジタル乗算機５１、前記第２デ
ィジタル乗算機５２、前記第１及び第２ディジタル乗算
機５１，５２の積出力信号を加算するための前記ディジ
タル加算機５６を含めている。前記第１ディジタル乗算
機５１は前記実数／複素数サンプル変換器５８から供給
される最終ＩＦ信号の実数ディジタルサンプルに前記Ｖ
ＳＢ複素搬送波ＲＯＭ５９内のコサインＶＳＢ複素搬送
波ルックアップテーブル５９１から判読されたＶＳＢ搬
送波のコサイン値を示すディジタルサンプルを乗算し、
前記第２ディジタル乗算機５２は前記実数／複素数サン
プル変換器５８から供給される最終ＩＦ信号の虚数ディ
ジタルサンプルに前記ＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ５９内の
サインＶＳＢ複素搬送波ルックアップテーブル５９２か
ら判読されたＶＳＢ搬送波のサイン値を示すディジタル
サンプルを乗算する。前記ＶＳＢ直交位相同期検出器５
５は前記ＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン回路５の出力信
号の虚数部を発生させるために前記第３ディジタル乗算
機５３、前記第４ディジタル乗算機５４、前記第４ディ
ジタル乗算機５４の積出力信号から前記第３ディジタル
乗算機５３の積出力信号を減算するための前記ディジタ
ル減算機５７を含めている。前記第３ディジタル乗算機
５３は前記実数／複素数サンプル変換器５８から供給さ
れる最終ＩＦ信号の実数ディジタルサンプルに前記ＶＳ
Ｂ複素搬送波ＲＯＭ５９内のサインＶＳＢ複素搬送波ル
ックアップテーブル５９２から判読されたＶＳＢ搬送波
のサイン値を示すディジタルサンプルを乗算し、前記第
４ディジタル乗算機５４は前記実数／複素数サンプル変
換器５８から供給される最終ＩＦ信号の虚数ディジタル
サンプルに前記ＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ５９内のコサイ
ンＶＳＢ複素搬送波ルックアップテーブル５９１から判
読されたＶＳＢ搬送波のコサイン値を示すディジタルサ
ンプルを乗算する。
【００３２】図７にはサンプルクロック発生器８の代表
的な構成が詳しく示されている。この構成は公称的に２
１．５２ＭＨｚ周波数のシソイド的（cissoidal）な発
振信号を発生させ、望ましくは、固有発振周波数と発振
位相の安定化のために水晶を使用する形態からなる電圧
制御型の発振器８０（以下、“２１．５ＭＨｚの水晶Ｖ
ＣＯ ８０”と称する）を含む。前記２１．５ＭＨｚの
水晶ＶＣＯ８０は自動周波数及び位相制御（ＡＦＰＣ）
信号電圧により発振周波数及び位相が制御されるように
構成される制御型発振器である。前記ＡＦＰＣ信号電圧
は、前記２１．５ＭＨｚの水晶ＶＣＯ８０の発振信号に
対する分周応答信号を１０．７６ＭＨｚのアナログ帯域
通過フィルター８２（以下、“１０．７６ＭＨｚのアナ
ログＢＰＦ ８２”と称する）を通して供給される１
０．７６ＭＨｚの基準搬送波と比較する自動周波数及び
位相制御（ＡＦＰＣ）検出器８１（以下、“ＡＦＰＣ検
出器８１”と称する）により発生する。前記シソイド的
な発振信号に応答して対称クリッパ（clipper）又はリ
ミッタ８３が本質的に矩形波の出力信号を発生させる
が、前記矩形波出力信号はＡＤＣ１９，２９内で最終Ｉ
Ｆ信号のサンプリングをタイミングさせるための第１ク
ロック信号として用いられる。前記対称クリッパ８３の
出力信号は分周器フリップフロップ８４（以下、“（ｆ
／２）Ｔフリップフロップ８４と称する）に印加される
が、前記（ｆ／２）Ｔフリップフロップ８４は所定の方
式で前記第１クロック信号の遷移に応答して前記２１．
５ＭＨｚの水晶ＶＣＯ８０の発振周波数の１／２に該当
する１０．７６ＭＨｚの基本周波数を有する他の矩形波
を発生させる。前記２１．５ＭＨｚの水晶ＶＣＯ８０の
発振信号に対するこのような分周応答信号は前記ＡＦＰ
Ｃ検出器８１に印加されて、前記１０．７６ＭＨｚのア
ナログＢＰＦ８２を通して供給される１０．７６ＭＨｚ
の基準搬送波と比較される。前記（ｆ／２）Ｔフリップ
フロップ８４は１０．７６ＭＨｚの基本周波数を有する
矩形波の出力信号をＡＮＤ回路８５に供給して前記第１
クロック信号とＡＮＤ演算させることにより、振幅及び
群遅延等化器７における速度減少フィルタリングに用い
られる第２クロック信号を発生させる。
的な構成が詳しく示されている。この構成は公称的に２
１．５２ＭＨｚ周波数のシソイド的（cissoidal）な発
振信号を発生させ、望ましくは、固有発振周波数と発振
位相の安定化のために水晶を使用する形態からなる電圧
制御型の発振器８０（以下、“２１．５ＭＨｚの水晶Ｖ
ＣＯ ８０”と称する）を含む。前記２１．５ＭＨｚの
水晶ＶＣＯ８０は自動周波数及び位相制御（ＡＦＰＣ）
信号電圧により発振周波数及び位相が制御されるように
構成される制御型発振器である。前記ＡＦＰＣ信号電圧
は、前記２１．５ＭＨｚの水晶ＶＣＯ８０の発振信号に
対する分周応答信号を１０．７６ＭＨｚのアナログ帯域
通過フィルター８２（以下、“１０．７６ＭＨｚのアナ
ログＢＰＦ ８２”と称する）を通して供給される１
０．７６ＭＨｚの基準搬送波と比較する自動周波数及び
位相制御（ＡＦＰＣ）検出器８１（以下、“ＡＦＰＣ検
出器８１”と称する）により発生する。前記シソイド的
な発振信号に応答して対称クリッパ（clipper）又はリ
ミッタ８３が本質的に矩形波の出力信号を発生させる
が、前記矩形波出力信号はＡＤＣ１９，２９内で最終Ｉ
Ｆ信号のサンプリングをタイミングさせるための第１ク
ロック信号として用いられる。前記対称クリッパ８３の
出力信号は分周器フリップフロップ８４（以下、“（ｆ
／２）Ｔフリップフロップ８４と称する）に印加される
が、前記（ｆ／２）Ｔフリップフロップ８４は所定の方
式で前記第１クロック信号の遷移に応答して前記２１．
５ＭＨｚの水晶ＶＣＯ８０の発振周波数の１／２に該当
する１０．７６ＭＨｚの基本周波数を有する他の矩形波
を発生させる。前記２１．５ＭＨｚの水晶ＶＣＯ８０の
発振信号に対するこのような分周応答信号は前記ＡＦＰ
Ｃ検出器８１に印加されて、前記１０．７６ＭＨｚのア
ナログＢＰＦ８２を通して供給される１０．７６ＭＨｚ
の基準搬送波と比較される。前記（ｆ／２）Ｔフリップ
フロップ８４は１０．７６ＭＨｚの基本周波数を有する
矩形波の出力信号をＡＮＤ回路８５に供給して前記第１
クロック信号とＡＮＤ演算させることにより、振幅及び
群遅延等化器７における速度減少フィルタリングに用い
られる第２クロック信号を発生させる。
【００３３】２１．５ＭＨｚの水晶ＶＣＯ８０から供給
される２１．５２ＭＨｚの基準搬送波は基底帯にシンク
ロダインする受信ＤＴＶ信号からシンボル周波数（又は
ボー周波数）の低調波に該当する周波数を有する成分を
抽出し、周波数増倍器回路で前記シンボル周波数の低調
波に適宜な因数を乗算することにより発生する。以下、
その過程を具体的に説明するが、この説明は先ず前記受
信ＤＴＶ信号が１０．７６ＭＨｚのシンボル周波数又は
ボーレートを有するＶＳＢ信号であると仮定する状態
で、その次には受信ＤＴＶ信号が５．３８ＭＨｚのシン
ボル周波数又はボーレートを有するＱＡＭ信号であると
仮定する状態で行われる。
される２１．５２ＭＨｚの基準搬送波は基底帯にシンク
ロダインする受信ＤＴＶ信号からシンボル周波数（又は
ボー周波数）の低調波に該当する周波数を有する成分を
抽出し、周波数増倍器回路で前記シンボル周波数の低調
波に適宜な因数を乗算することにより発生する。以下、
その過程を具体的に説明するが、この説明は先ず前記受
信ＤＴＶ信号が１０．７６ＭＨｚのシンボル周波数又は
ボーレートを有するＶＳＢ信号であると仮定する状態
で、その次には受信ＤＴＶ信号が５．３８ＭＨｚのシン
ボル周波数又はボーレートを有するＱＡＭ信号であると
仮定する状態で行われる。
【００３４】前記ＶＳＢパイロット搬送波検出器３９に
はディジタルマルチプレクサ８６（以下、“５．３８Ｍ
Ｈｚの基準選択器８６”と称する）が接続されている
が、この５．３８ＭＨｚの基準選択器８６は前記受信Ｄ
ＴＶ信号を同伴するパイロット搬送波を検出して前記受
信ＤＴＶ信号がＶＳＢ信号であると示す前記ＶＳＢパイ
ロット搬送波検出器３９からの出力信号に応答してＶＳ
Ｂ同位相同期検出器５０から供給される前記受信ＤＴＶ
信号の実数サンプルを選択することにより、その実数サ
ンプルを５．３８ＭＨｚに中心周波数をおく選択応答信
号を提供する帯域通過ＦＩＲディジタルフィルター８７
（以下、“５．３８ＭＨｚのディジタルＢＰＦ ８７”
と称する）に印加させるように動作し、これにより、前
記５．３８ＭＨｚのディジタルＢＰＦ８７は前記ＶＳＢ
信号からシンボル周波数の１次低調波を選択する。ディ
ジタル方式で後続周波数増倍を行うときに発生するアン
ダーサンプリング（undersampling）問題を防止するた
めに、５．３８ＭＨｚにおける後続周波数増倍はアナロ
グ方式で行われる。すなわち、５．３８ＭＨｚのディジ
タルＢＰＦ８７の出力信号はディジタル／アナログ変換
器８８（以下、“ＤＡＣ ８８”と称する）によりアナ
ログ形態に変換され、結果信号は全波整流回路８９に印
加される。前記全波整流回路８９は５．３８ＭＨｚの２
次高調波として強い１０．７６ＭＨｚ成分を含む前記
５．３８ＭＨｚのディジタルＢＰＦ８７の出力信号の高
調波を発生させる。前記１０．７６ＭＨｚのアナログＢ
ＰＦ８２は前記５．３８ＭＨｚの２次高調波に応答して
前記ＡＦＰＣ検出器８１に１０．７６ＭＨｚの基準搬送
波入力信号を供給する。
はディジタルマルチプレクサ８６（以下、“５．３８Ｍ
Ｈｚの基準選択器８６”と称する）が接続されている
が、この５．３８ＭＨｚの基準選択器８６は前記受信Ｄ
ＴＶ信号を同伴するパイロット搬送波を検出して前記受
信ＤＴＶ信号がＶＳＢ信号であると示す前記ＶＳＢパイ
ロット搬送波検出器３９からの出力信号に応答してＶＳ
Ｂ同位相同期検出器５０から供給される前記受信ＤＴＶ
信号の実数サンプルを選択することにより、その実数サ
ンプルを５．３８ＭＨｚに中心周波数をおく選択応答信
号を提供する帯域通過ＦＩＲディジタルフィルター８７
（以下、“５．３８ＭＨｚのディジタルＢＰＦ ８７”
と称する）に印加させるように動作し、これにより、前
記５．３８ＭＨｚのディジタルＢＰＦ８７は前記ＶＳＢ
信号からシンボル周波数の１次低調波を選択する。ディ
ジタル方式で後続周波数増倍を行うときに発生するアン
ダーサンプリング（undersampling）問題を防止するた
めに、５．３８ＭＨｚにおける後続周波数増倍はアナロ
グ方式で行われる。すなわち、５．３８ＭＨｚのディジ
タルＢＰＦ８７の出力信号はディジタル／アナログ変換
器８８（以下、“ＤＡＣ ８８”と称する）によりアナ
ログ形態に変換され、結果信号は全波整流回路８９に印
加される。前記全波整流回路８９は５．３８ＭＨｚの２
次高調波として強い１０．７６ＭＨｚ成分を含む前記
５．３８ＭＨｚのディジタルＢＰＦ８７の出力信号の高
調波を発生させる。前記１０．７６ＭＨｚのアナログＢ
ＰＦ８２は前記５．３８ＭＨｚの２次高調波に応答して
前記ＡＦＰＣ検出器８１に１０．７６ＭＨｚの基準搬送
波入力信号を供給する。
【００３５】かつ、前記５．３８ＭＨｚの基準選択器８
６は前記受信ＤＴＶ信号を同伴するパイロット搬送波を
検出しなくて前記受信ＤＴＶ信号がＱＡＭ信号であると
示す前記ＶＳＢパイロット搬送波検出器３９からの出力
信号に応答して自乗回路８Ａの出力信号を選択すること
により、その選択信号を５．３８ＭＨｚに中心周波数を
おく選択応答信号を提供する前記５．３８ＭＨｚのディ
ジタルＢＰＦ８７に印加させるように動作する。基底帯
ＱＡＭ信号のシンボル周波数の２．６９ＭＨｚの１次低
調波を選択するために２．６９ＭＨｚに中心周波数をお
く選択出力信号を提供する帯域通過ＦＩＲディジタルフ
ィルター８Ｂ（以下、“２．６９ＭＨｚのディジタルＢ
ＰＦ ８Ｂ”と称する）により前記自乗回路８Ａに対す
る入力信号が供給され、これにより前記自乗回路８Ａは
強い５．３８ＭＨｚの成分を含む前記２．６９ＭＨｚの
ディジタルＢＰＦ ８Ｂの出力信号の高調波を発生させ
る。前記基底帯ＱＡＭ信号は、図７に示したように、Ｑ
ＡＭ同位相同期検出器４０から又はＱＡＭ直交位相同期
検出器４５から供給されうる。図７の前記自乗回路８Ａ
は２．６９ＭＨｚのディジタルＢＰＦ ８Ｂの出力信号
を乗数及び被乗数として受信するディジタル乗算機とし
て示される。前記自乗回路８Ａは論理ゲートを使用して
ディジタル乗算機で構成されうるが、より迅速な動作の
ために自乗値に対するルックアップテーブルを貯蔵して
いるＲＯＭで構成される。以前フィルターの出力信号の
高調波を発生させるのに前記自乗回路の代わりに絶対値
回路を使用することもできるが、この場合には弱い２次
高調波が発生するので望ましくない。
６は前記受信ＤＴＶ信号を同伴するパイロット搬送波を
検出しなくて前記受信ＤＴＶ信号がＱＡＭ信号であると
示す前記ＶＳＢパイロット搬送波検出器３９からの出力
信号に応答して自乗回路８Ａの出力信号を選択すること
により、その選択信号を５．３８ＭＨｚに中心周波数を
おく選択応答信号を提供する前記５．３８ＭＨｚのディ
ジタルＢＰＦ８７に印加させるように動作する。基底帯
ＱＡＭ信号のシンボル周波数の２．６９ＭＨｚの１次低
調波を選択するために２．６９ＭＨｚに中心周波数をお
く選択出力信号を提供する帯域通過ＦＩＲディジタルフ
ィルター８Ｂ（以下、“２．６９ＭＨｚのディジタルＢ
ＰＦ ８Ｂ”と称する）により前記自乗回路８Ａに対す
る入力信号が供給され、これにより前記自乗回路８Ａは
強い５．３８ＭＨｚの成分を含む前記２．６９ＭＨｚの
ディジタルＢＰＦ ８Ｂの出力信号の高調波を発生させ
る。前記基底帯ＱＡＭ信号は、図７に示したように、Ｑ
ＡＭ同位相同期検出器４０から又はＱＡＭ直交位相同期
検出器４５から供給されうる。図７の前記自乗回路８Ａ
は２．６９ＭＨｚのディジタルＢＰＦ ８Ｂの出力信号
を乗数及び被乗数として受信するディジタル乗算機とし
て示される。前記自乗回路８Ａは論理ゲートを使用して
ディジタル乗算機で構成されうるが、より迅速な動作の
ために自乗値に対するルックアップテーブルを貯蔵して
いるＲＯＭで構成される。以前フィルターの出力信号の
高調波を発生させるのに前記自乗回路の代わりに絶対値
回路を使用することもできるが、この場合には弱い２次
高調波が発生するので望ましくない。
【００３６】図７には最終中間周波数に変換され、相互
直交位相関係を有するＱＡＭ搬送波の二つの位相に対す
る複素数ディジタル表現信号を提供するＱＡＭ複素搬送
波ＲＯＭ４９のコサインＱＡＭ複素搬送波ルックアップ
テーブル４９１とサインＱＡＭ複素搬送波ルックアップ
テーブル４９２にアドレス信号を供給する第１アドレス
発生器６０の代表的な構成が示されている。前記第１ア
ドレス発生器６０には第１アドレスカウンタ６１が備え
られて前記第１クロック信号の遷移を計数し、これによ
り基本第１アドレス信号を発生させる。この基本第１ア
ドレス信号はディジタル加算機６２に第１被加数として
印加される。前記ディジタル加算機６２内で前記基本第
１アドレス信号には前記ディジタル加算機６２に第２被
加数として印加される第１アドレス訂正信号が加算さ
れ、これによりＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ４９のコサイン
ＱＡＭ複素搬送波ルックアップテーブル４９１とサイン
ＱＡＭ複素搬送波ルックアップテーブル４９２の両方を
アドレスさせるための訂正された第１アドレス信号が和
出力信号として発生する。かつ、前記第１アドレス発生
器６０にはシンボルクロック回転検出器６３が備えられ
ているが、このシンボルクロック回転検出器６３はＱＡ
Ｍ同位相同期検出器４０により基底帯にシンクロダイン
するＱＡＭ信号の実数サンプルのシーケンス及びＱＡＭ
直交位相同期検出器４５により基底帯にシンクロダイン
するＱＡＭ信号の虚数サンプルのシーケンスに応答す
る。前記シンボルクロック回転検出器６３は、シンボル
周波数の約数である最終中間周波数にヘテロダインされ
た受信ＱＡＭ信号からわかるように、前記第１クロック
信号に応じて受信機で行われるシンボルクロッキングと
送信機で行われるシンボルクロッキングとの位相ずれを
検出する。１９９２年５月１９日付、Ａ．Ｄ．Ｋｕｃａ
ｒ氏による米国特許第５，１１５，４５４号（発明の名
称：“METHOD AND APPARATUS FOR CARRIER SYNCHRONIZA
TION AND DATA DETENTION”）には前記シンボルクロッ
ク回転検出器６３の構成に関連する各種の形態及びその
一部を説明する背景文献が記載されている。前記第１ア
ドレス発生器６０にはディジタル低域通過フィルター６
４（以下、“サンプル平均化ディジタルＬＰＦ ６４”
と称する）が備えられているが、このサンプル平均化デ
ィジタルＬＰＦ６４は前記シンボルクロック回転検出器
６３により検出される、受信機で行われるシンボルクロ
ッキングの位相ずれを多数のサンプル（例えば、数百万
個のサンプル）に対して平均化して、前記基本第１アド
レス信号を訂正するように前記ディジタル加算機６２に
供給される前記第１アドレス訂正信号を発生させる。こ
のように多数のサンプルに対して行われる平均化より少
ない個数のサンプルを累積した後、その累積サンプルを
後続累積のために減少したサンプル速度で順方向にダン
プ（dump）させ、このような累積とサブサンプリングを
サブサンプリングの速度を次第に減少させながら数回繰
り返す過程により行うことができる。
直交位相関係を有するＱＡＭ搬送波の二つの位相に対す
る複素数ディジタル表現信号を提供するＱＡＭ複素搬送
波ＲＯＭ４９のコサインＱＡＭ複素搬送波ルックアップ
テーブル４９１とサインＱＡＭ複素搬送波ルックアップ
テーブル４９２にアドレス信号を供給する第１アドレス
発生器６０の代表的な構成が示されている。前記第１ア
ドレス発生器６０には第１アドレスカウンタ６１が備え
られて前記第１クロック信号の遷移を計数し、これによ
り基本第１アドレス信号を発生させる。この基本第１ア
ドレス信号はディジタル加算機６２に第１被加数として
印加される。前記ディジタル加算機６２内で前記基本第
１アドレス信号には前記ディジタル加算機６２に第２被
加数として印加される第１アドレス訂正信号が加算さ
れ、これによりＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ４９のコサイン
ＱＡＭ複素搬送波ルックアップテーブル４９１とサイン
ＱＡＭ複素搬送波ルックアップテーブル４９２の両方を
アドレスさせるための訂正された第１アドレス信号が和
出力信号として発生する。かつ、前記第１アドレス発生
器６０にはシンボルクロック回転検出器６３が備えられ
ているが、このシンボルクロック回転検出器６３はＱＡ
Ｍ同位相同期検出器４０により基底帯にシンクロダイン
するＱＡＭ信号の実数サンプルのシーケンス及びＱＡＭ
直交位相同期検出器４５により基底帯にシンクロダイン
するＱＡＭ信号の虚数サンプルのシーケンスに応答す
る。前記シンボルクロック回転検出器６３は、シンボル
周波数の約数である最終中間周波数にヘテロダインされ
た受信ＱＡＭ信号からわかるように、前記第１クロック
信号に応じて受信機で行われるシンボルクロッキングと
送信機で行われるシンボルクロッキングとの位相ずれを
検出する。１９９２年５月１９日付、Ａ．Ｄ．Ｋｕｃａ
ｒ氏による米国特許第５，１１５，４５４号（発明の名
称：“METHOD AND APPARATUS FOR CARRIER SYNCHRONIZA
TION AND DATA DETENTION”）には前記シンボルクロッ
ク回転検出器６３の構成に関連する各種の形態及びその
一部を説明する背景文献が記載されている。前記第１ア
ドレス発生器６０にはディジタル低域通過フィルター６
４（以下、“サンプル平均化ディジタルＬＰＦ ６４”
と称する）が備えられているが、このサンプル平均化デ
ィジタルＬＰＦ６４は前記シンボルクロック回転検出器
６３により検出される、受信機で行われるシンボルクロ
ッキングの位相ずれを多数のサンプル（例えば、数百万
個のサンプル）に対して平均化して、前記基本第１アド
レス信号を訂正するように前記ディジタル加算機６２に
供給される前記第１アドレス訂正信号を発生させる。こ
のように多数のサンプルに対して行われる平均化より少
ない個数のサンプルを累積した後、その累積サンプルを
後続累積のために減少したサンプル速度で順方向にダン
プ（dump）させ、このような累積とサブサンプリングを
サブサンプリングの速度を次第に減少させながら数回繰
り返す過程により行うことができる。
【００３７】かつ、図７には最終中間周波数に変換さ
れ、相互直交位相関係を有するＶＳＢ搬送波の二つの同
期位相に対する複素数ディジタル表現信号を提供するＶ
ＳＢ複素搬送波ＲＯＭ５９のコサインＶＳＢ複素搬送波
ルックアップテーブル５９１とサインＶＳＢ複素搬送波
ルックアップテーブル５９２にアドレス信号を供給する
第２アドレス発生器７０の代表的な構成が示されてい
る。前記第２アドレス発生器７０には第２アドレスカウ
ンター７１が備えられて前記第１クロック信号の遷移を
計数し、これにより基本第２アドレス信号を発生させ
る。この基本第２アドレス信号はディジタル加算機７２
に第１被加数として印加される。前記ディジタル加算機
７２内で前記基本第２アドレス信号には前記ディジタル
加算機７２に第２被加数として印加される第２アドレス
訂正信号が加算され、これによりＶＳＢ複素搬送波ＲＯ
Ｍ５９のコサインＶＳＢ複素搬送波ルックアップテーブ
ル５９１とサインＶＳＢ複素搬送波ルックアップテーブ
ル５９２の両方をアドレスさせるための訂正された第２
アドレス信号が和出力信号として発生する。
れ、相互直交位相関係を有するＶＳＢ搬送波の二つの同
期位相に対する複素数ディジタル表現信号を提供するＶ
ＳＢ複素搬送波ＲＯＭ５９のコサインＶＳＢ複素搬送波
ルックアップテーブル５９１とサインＶＳＢ複素搬送波
ルックアップテーブル５９２にアドレス信号を供給する
第２アドレス発生器７０の代表的な構成が示されてい
る。前記第２アドレス発生器７０には第２アドレスカウ
ンター７１が備えられて前記第１クロック信号の遷移を
計数し、これにより基本第２アドレス信号を発生させ
る。この基本第２アドレス信号はディジタル加算機７２
に第１被加数として印加される。前記ディジタル加算機
７２内で前記基本第２アドレス信号には前記ディジタル
加算機７２に第２被加数として印加される第２アドレス
訂正信号が加算され、これによりＶＳＢ複素搬送波ＲＯ
Ｍ５９のコサインＶＳＢ複素搬送波ルックアップテーブ
ル５９１とサインＶＳＢ複素搬送波ルックアップテーブ
ル５９２の両方をアドレスさせるための訂正された第２
アドレス信号が和出力信号として発生する。
【００３８】さらに、図７には前記ＶＳＢ同位相同期検
出器５０からのサンプルを量子化器７４に入力信号とし
て印加するまえに所定個数のサンプル周期だけ遅延させ
るクロック型のディジタル遅延ライン７３が示されてい
る。前記量子化器７４はそれに入力信号として現在受信
されるサンプルにより最も近似した量子化レベルを供給
する。このような量子化レベルはＶＳＢ信号を同伴する
パイロット搬送波のエネルギーから推定又は前記ＶＳＢ
信号の包絡線検出結果から推定することができる。量子
化器７４により出力信号として選択される最も近似した
量子化レベルは出力端にクロック型のラッチを含めてク
ロック型の素子として動作するディジタル加算機／減算
機７５で前記量子化器７４の入力信号により減算され
る。前記ディジタル加算機／減算機７５からの結果差出
力信号は復元されるべきシンボルレベルから実際復元さ
れたシンボルレベルの退去を示すが、その退去の極性が
先行シンボル位相ずれ又は遅延シンボル位相ずれのう
ち、いずれか一つによるか否かは解決すべき課題であ
る。
出器５０からのサンプルを量子化器７４に入力信号とし
て印加するまえに所定個数のサンプル周期だけ遅延させ
るクロック型のディジタル遅延ライン７３が示されてい
る。前記量子化器７４はそれに入力信号として現在受信
されるサンプルにより最も近似した量子化レベルを供給
する。このような量子化レベルはＶＳＢ信号を同伴する
パイロット搬送波のエネルギーから推定又は前記ＶＳＢ
信号の包絡線検出結果から推定することができる。量子
化器７４により出力信号として選択される最も近似した
量子化レベルは出力端にクロック型のラッチを含めてク
ロック型の素子として動作するディジタル加算機／減算
機７５で前記量子化器７４の入力信号により減算され
る。前記ディジタル加算機／減算機７５からの結果差出
力信号は復元されるべきシンボルレベルから実際復元さ
れたシンボルレベルの退去を示すが、その退去の極性が
先行シンボル位相ずれ又は遅延シンボル位相ずれのう
ち、いずれか一つによるか否かは解決すべき課題であ
る。
【００３９】前記クロック型のディジタル遅延ライン７
３に入力信号として印加される前記ＶＳＢ同位相同期検
出器５０からのサンプルは、遅延無しに平均自乗誤差
（Mean-Square-Error：ＭＳＥ）こう配検出フィルター
７６（以下、“ＭＳＥこう配検出フィルター７６”と称
する）に入力信号として印加される。前記ＭＳＥこう配
検出フィルター７６は（−１／２），１，０，（−
１），（＋１／２）カーネル（kernel）を有する有限イ
ンパルス応答（ＦＩＲ）型のディジタルフィルターであ
って、このフィルターの動作は前記第１サンプリングク
ロックによりクロックされるようになっている。前記ク
ロック型のディジタル遅延回路７３により提供される前
記遅延サンプル期間の個数は、ＭＳＥこう配検出フィル
ター７６の出力信号がディジタル加算機／減算機７５か
らの差信号と一時的に整列状態をなすように決められ
る。このため、ディジタル加算機／減算機７５からの差
信号はディジタル乗算機７７によりＭＳＥこう配検出フ
ィルター７６の出力信号と乗算される。２の補数フィル
ターである前記ＭＳＥこう配検出フィルター７６の出力
信号のうち、符号ビット及び次の最上位ビットのみでも
乗算が可能であり、これにより、ディジタル乗算機７７
の構成を単純化することができる。前記ディジタル乗算
機７７から出力される積信号のサンプルは受信機で行わ
れるシンボルクロッキングの位相ずれを示すものであっ
て、ディジタル低域通過フィルター７８（以下、“サン
プル平均化ディジタルＬＰＦ ７８”と称する）により
平均化する。前記サンプル平均化ディジタルＬＰＦ７８
により行われる平均化は多数のサンプル（例えば、数百
万個のサンプル）に対して行われ、その結果、前記サン
プル平均化ディジタルＬＰＦ７８は前記基本第２アドレ
スを訂正するように前記ディジタル加算機７２に印加さ
れる前記第２アドレス訂正信号を発生させる。
３に入力信号として印加される前記ＶＳＢ同位相同期検
出器５０からのサンプルは、遅延無しに平均自乗誤差
（Mean-Square-Error：ＭＳＥ）こう配検出フィルター
７６（以下、“ＭＳＥこう配検出フィルター７６”と称
する）に入力信号として印加される。前記ＭＳＥこう配
検出フィルター７６は（−１／２），１，０，（−
１），（＋１／２）カーネル（kernel）を有する有限イ
ンパルス応答（ＦＩＲ）型のディジタルフィルターであ
って、このフィルターの動作は前記第１サンプリングク
ロックによりクロックされるようになっている。前記ク
ロック型のディジタル遅延回路７３により提供される前
記遅延サンプル期間の個数は、ＭＳＥこう配検出フィル
ター７６の出力信号がディジタル加算機／減算機７５か
らの差信号と一時的に整列状態をなすように決められ
る。このため、ディジタル加算機／減算機７５からの差
信号はディジタル乗算機７７によりＭＳＥこう配検出フ
ィルター７６の出力信号と乗算される。２の補数フィル
ターである前記ＭＳＥこう配検出フィルター７６の出力
信号のうち、符号ビット及び次の最上位ビットのみでも
乗算が可能であり、これにより、ディジタル乗算機７７
の構成を単純化することができる。前記ディジタル乗算
機７７から出力される積信号のサンプルは受信機で行わ
れるシンボルクロッキングの位相ずれを示すものであっ
て、ディジタル低域通過フィルター７８（以下、“サン
プル平均化ディジタルＬＰＦ ７８”と称する）により
平均化する。前記サンプル平均化ディジタルＬＰＦ７８
により行われる平均化は多数のサンプル（例えば、数百
万個のサンプル）に対して行われ、その結果、前記サン
プル平均化ディジタルＬＰＦ７８は前記基本第２アドレ
スを訂正するように前記ディジタル加算機７２に印加さ
れる前記第２アドレス訂正信号を発生させる。
【００４０】図６に示した前記第２アドレス発生器７０
に用いられるシンボル同期技術は、１９７６年１２月発
刊のＩＥＥＥ Transactions on Communicationsのペー
ジ１３２６−１３３０に記載のＳ．Ｕ．Ｈ．Ｑｕｒｅｓ
ｈｉの論文“Timing Recovery for Equalized Partial-
Response Systems”でパルス振幅変調（ＰＡＭ）信号の
使用と関連する一般的な技術と同一である。ＶＳＢ信号
のシンボル同期と関連して使用するこのようなシンボル
同期技術は本明細書で引用しているＣ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ
と本発明者の先出願に記載されている。図７に示した一
般的な形態の第２アドレス発生器７０の場合、クロック
型のディジタル遅延ライン７３は別途の素子としては存
在せず、その代わりにＭＳＥこう配検出フィルター７６
と一時的に整列されるディジタル加算機／減算機７５か
らの差信号に対して所定のサンプル周期個数だけ遅延す
る状態で量子化器７４に入力される入力信号は、ＭＳＥ
こう配検出フィルター７６に内蔵されているタップ型の
ディジタル遅延ラインから発生する。前記タップ型のデ
ィジタル遅延ラインはＭＳＥこう配検出フィルター７６
の出力信号を発生させるように合算以前に前記（−１／
２），１，０，（−１），（＋１／２）カーネルにより
加重処理される差動遅延サンプルを供給する。
に用いられるシンボル同期技術は、１９７６年１２月発
刊のＩＥＥＥ Transactions on Communicationsのペー
ジ１３２６−１３３０に記載のＳ．Ｕ．Ｈ．Ｑｕｒｅｓ
ｈｉの論文“Timing Recovery for Equalized Partial-
Response Systems”でパルス振幅変調（ＰＡＭ）信号の
使用と関連する一般的な技術と同一である。ＶＳＢ信号
のシンボル同期と関連して使用するこのようなシンボル
同期技術は本明細書で引用しているＣ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ
と本発明者の先出願に記載されている。図７に示した一
般的な形態の第２アドレス発生器７０の場合、クロック
型のディジタル遅延ライン７３は別途の素子としては存
在せず、その代わりにＭＳＥこう配検出フィルター７６
と一時的に整列されるディジタル加算機／減算機７５か
らの差信号に対して所定のサンプル周期個数だけ遅延す
る状態で量子化器７４に入力される入力信号は、ＭＳＥ
こう配検出フィルター７６に内蔵されているタップ型の
ディジタル遅延ラインから発生する。前記タップ型のデ
ィジタル遅延ラインはＭＳＥこう配検出フィルター７６
の出力信号を発生させるように合算以前に前記（−１／
２），１，０，（−１），（＋１／２）カーネルにより
加重処理される差動遅延サンプルを供給する。
【００４１】図８には前記振幅及び群遅延等化器７が示
されているが、前記振幅及び群遅延等化器７はシンボル
間のエラーを発生しやすい振幅対周波数特性を有する基
底帯応答信号をシンボル間のエラーを発生させる傾向を
最小化する最適の振幅対周波数特性を有する信号に変換
させる。前記振幅及び群遅延等化器７には等化器に使用
するための“ｏｆｆ−ｔｈｅ−ｓｈｅｌｆ”として入手
可能なモノリシック（monolithic）集積回路のうち、適
宜のものを使用することができる。このような集積回路
は、振幅及び群遅延等化のために使用され、タップ加重
値がプログラム可能な多重タップディジタルフィルター
と、トレーニング信号を選択的に累積し、その累積結果
を一時的に貯蔵する回路と、一時貯蔵累積結果を“ｐｒ
ｉｏｒｉ”として知られている理想的なトレーニング信
号と比較し、振幅及び群遅延等化のために使用する多重
タップディジタルフィルターの更新タップ加重値を計算
するためのマイクロコンピュータとを含む。
されているが、前記振幅及び群遅延等化器７はシンボル
間のエラーを発生しやすい振幅対周波数特性を有する基
底帯応答信号をシンボル間のエラーを発生させる傾向を
最小化する最適の振幅対周波数特性を有する信号に変換
させる。前記振幅及び群遅延等化器７には等化器に使用
するための“ｏｆｆ−ｔｈｅ−ｓｈｅｌｆ”として入手
可能なモノリシック（monolithic）集積回路のうち、適
宜のものを使用することができる。このような集積回路
は、振幅及び群遅延等化のために使用され、タップ加重
値がプログラム可能な多重タップディジタルフィルター
と、トレーニング信号を選択的に累積し、その累積結果
を一時的に貯蔵する回路と、一時貯蔵累積結果を“ｐｒ
ｉｏｒｉ”として知られている理想的なトレーニング信
号と比較し、振幅及び群遅延等化のために使用する多重
タップディジタルフィルターの更新タップ加重値を計算
するためのマイクロコンピュータとを含む。
【００４２】振幅及び群遅延等化器７の実数出力信号は
ＶＳＢ元の信号からのシンボルデコーディングされたデ
ィジタルデータストリームを復元させるシンボルデコー
ディングを行う１次元シンボルデコーディング回路９２
（以下、“ＶＳＢ １次元トレリスデコーディング回路
９２”と称する）に入力信号として印加される。ＡＴＳ
Ｃ規格によるＶＳＢ信号の場合には、トレリスコーディ
ング処理されないフィールド同期コード群を含む各デー
タフィールドの初期データセグメントを除く全てのデー
タセグメント内のデータに対してトレリスコーディング
が用いられる。従来の技術のように、ＶＳＢ １次元ト
レリスデコーディング回路９２が供給するシンボルデコ
ーディングされたディジタルデータストリームのうち一
つとして後続のデータ処理のために使用するディジタル
データストリームはデータスライス過程の結果をトレリ
スデコーディングすることにより発生し、通常は最適の
ビタビ（Viterbi）デコーディング技術が使用される。
従来の技術のように、ＶＳＢ １次元トレリスデコーデ
ィング回路９２が供給するシンボルデコーディングされ
たディジタルデータストリームのうちもう一つとして受
信されたＱＡＭ元の信号に含まれている同期情報に応答
する受信機によるデータ処理を制御するために使用する
ディジタルデータストリームは、後続のトレリスデコー
ディング無しにデータスライス過程を用いて発生する。
前記ＶＳＢ１次元トレリスデコーディング回路９２は望
ましくは本明細書に引用され、１９９８年５月５日付、
米国特許第５，７４８，２２６号（発明の名称：“DIGI
TAL TELEVISION RECEIVER WITHADAPTIVE FILTER CIRCUI
TRY FOR SUPPRESSING NTSC CO-CHANNEL INTERFERENC
E”）に記載のものと類似したデータスライス技術を利
用するという側面で通常の従来の方式とは異なる。
ＶＳＢ元の信号からのシンボルデコーディングされたデ
ィジタルデータストリームを復元させるシンボルデコー
ディングを行う１次元シンボルデコーディング回路９２
（以下、“ＶＳＢ １次元トレリスデコーディング回路
９２”と称する）に入力信号として印加される。ＡＴＳ
Ｃ規格によるＶＳＢ信号の場合には、トレリスコーディ
ング処理されないフィールド同期コード群を含む各デー
タフィールドの初期データセグメントを除く全てのデー
タセグメント内のデータに対してトレリスコーディング
が用いられる。従来の技術のように、ＶＳＢ １次元ト
レリスデコーディング回路９２が供給するシンボルデコ
ーディングされたディジタルデータストリームのうち一
つとして後続のデータ処理のために使用するディジタル
データストリームはデータスライス過程の結果をトレリ
スデコーディングすることにより発生し、通常は最適の
ビタビ（Viterbi）デコーディング技術が使用される。
従来の技術のように、ＶＳＢ １次元トレリスデコーデ
ィング回路９２が供給するシンボルデコーディングされ
たディジタルデータストリームのうちもう一つとして受
信されたＱＡＭ元の信号に含まれている同期情報に応答
する受信機によるデータ処理を制御するために使用する
ディジタルデータストリームは、後続のトレリスデコー
ディング無しにデータスライス過程を用いて発生する。
前記ＶＳＢ１次元トレリスデコーディング回路９２は望
ましくは本明細書に引用され、１９９８年５月５日付、
米国特許第５，７４８，２２６号（発明の名称：“DIGI
TAL TELEVISION RECEIVER WITHADAPTIVE FILTER CIRCUI
TRY FOR SUPPRESSING NTSC CO-CHANNEL INTERFERENC
E”）に記載のものと類似したデータスライス技術を利
用するという側面で通常の従来の方式とは異なる。
【００４３】前記振幅及び群遅延等化器７の実数及び虚
数応答信号の両方はＱＡＭ元の信号からのシンボルデコ
ーディングされたディジタルデータストリームを復元さ
せるシンボルデコーディングを行う２次元シンボルデコ
ーディング回路９１（以下、“ＱＡＭ ２次元トレリス
デコーディング回路９１”と称する）に入力信号として
印加される。前記ＱＡＭ元の信号がそのＶＳＢ元の信号
内のデータ同期情報に対応するデータ同期情報を含むと
仮定すれば、シンボルデコーディングされたディジタル
データストリームのうち一つは後続のデータ処理のため
に供給されるトレリスデコーディングされたディジタル
データストリームとなり、シンボルデコーディングされ
たディジタルデータストリームのうちもう一つは後続の
トレリスデコーディング無しにデータスライス過程によ
り発生する。後者のシンボルデコーディングされたディ
ジタルデータストリームは、前記受信されたＶＳＢ元の
信号に含まれている同期情報に応答する受信機によるデ
ータ処理を制御するのに用いられる。
数応答信号の両方はＱＡＭ元の信号からのシンボルデコ
ーディングされたディジタルデータストリームを復元さ
せるシンボルデコーディングを行う２次元シンボルデコ
ーディング回路９１（以下、“ＱＡＭ ２次元トレリス
デコーディング回路９１”と称する）に入力信号として
印加される。前記ＱＡＭ元の信号がそのＶＳＢ元の信号
内のデータ同期情報に対応するデータ同期情報を含むと
仮定すれば、シンボルデコーディングされたディジタル
データストリームのうち一つは後続のデータ処理のため
に供給されるトレリスデコーディングされたディジタル
データストリームとなり、シンボルデコーディングされ
たディジタルデータストリームのうちもう一つは後続の
トレリスデコーディング無しにデータスライス過程によ
り発生する。後者のシンボルデコーディングされたディ
ジタルデータストリームは、前記受信されたＶＳＢ元の
信号に含まれている同期情報に応答する受信機によるデ
ータ処理を制御するのに用いられる。
【００４４】ＶＳＢ １次元トレリスデコーディング回
路９２とＱＡＭ ２次元トレリスデコーディング回路９
１にはディジタル信号マルチプレクサ９３が接続されて
いるが、そのディジタル信号マルチプレクサ９３は印加
される二つのディジタル入力信号のうち一つを出力信号
として選択するデータソース選択器９３（以下、“デー
タソース選択器９３”と称する）として作用する。前記
データソース選択器９３はＶＳＢシンクロダイン回路５
からの実数サンプルのゼロ周波数項を検出するためのＶ
ＳＢパイロット搬送波存在検出器３９により制御される
ように構成される。前記ゼロ周波数項がＶＳＢ信号を同
伴するパイロット搬送波信号の不在を示す、本質的にゼ
ロのエネルギーを有する場合、データソース選択器９３
はその第１ディジタル入力信号に選択的に応答してその
ディジタルデータ出力源としてＱＡＭ信号に含まれるシ
ンボルをデコーディングするＱＡＭ ２次元トレリスデ
コーディング回路９１を選択する。しかしながら、前記
ゼロ周波数項がＶＳＢ信号を同伴するパイロット搬送波
信号の存在を示す実質的なエネルギーを有する場合、デ
ータソース選択器９３はその第２ディジタル入力信号に
選択的に応答してそのディジタルデータ出力源としてＶ
ＳＢ信号に含まれるシンボルをデコーディングするＶＳ
Ｂ １次元トレリスデコーディング回路９２を選択す
る。
路９２とＱＡＭ ２次元トレリスデコーディング回路９
１にはディジタル信号マルチプレクサ９３が接続されて
いるが、そのディジタル信号マルチプレクサ９３は印加
される二つのディジタル入力信号のうち一つを出力信号
として選択するデータソース選択器９３（以下、“デー
タソース選択器９３”と称する）として作用する。前記
データソース選択器９３はＶＳＢシンクロダイン回路５
からの実数サンプルのゼロ周波数項を検出するためのＶ
ＳＢパイロット搬送波存在検出器３９により制御される
ように構成される。前記ゼロ周波数項がＶＳＢ信号を同
伴するパイロット搬送波信号の不在を示す、本質的にゼ
ロのエネルギーを有する場合、データソース選択器９３
はその第１ディジタル入力信号に選択的に応答してその
ディジタルデータ出力源としてＱＡＭ信号に含まれるシ
ンボルをデコーディングするＱＡＭ ２次元トレリスデ
コーディング回路９１を選択する。しかしながら、前記
ゼロ周波数項がＶＳＢ信号を同伴するパイロット搬送波
信号の存在を示す実質的なエネルギーを有する場合、デ
ータソース選択器９３はその第２ディジタル入力信号に
選択的に応答してそのディジタルデータ出力源としてＶ
ＳＢ信号に含まれるシンボルをデコーディングするＶＳ
Ｂ １次元トレリスデコーディング回路９２を選択す
る。
【００４５】前記データソース選択器９３により選択さ
れたデータはデータディインタリーバー９４に入力信号
として印加され、そのデータディインタリーバー９４か
ら供給されるディインタリーブされたデータはリード−
ソロモンデコーダー９５に印加される。前記データディ
インタリーバー９４は度々その専用モノリシック集積回
路内に構成され、現在受信されるＤＴＶ信号がＱＡＭ形
態であるか、或いはＶＳＢ形態であるかに応じてＤＴＶ
信号に好適なディインタリービングアルゴリズムを選択
するように、ＶＳＢパイロット搬送波存在検出器３９か
らの出力表示信号に応答可能になっているが、このよう
な事項は単純設計事項に過ぎない。かつ、前記リード−
ソロモンデコーダー９５も度々その専用モノリシック集
積回路内に構成され、現在受信されるＤＴＶ信号がＱＡ
Ｍ形態であるか、或いはＶＳＢ形態であるかに応じてＤ
ＴＶ信号に好適なリード−ソロモンアルゴリズムを選択
するようにＶＳＢパイロット搬送波存在検出器３９から
の出力表示信号に応答可能になっているが、このような
事項も単純設計事項に過ぎない。リード−ソロモンデコ
ーダー９５はデータディランダム化器９６にエラー検出
データを供給するが、前記エラー検出データに応答して
データディランダム化器９６はＤＴＶ受信機に伝送する
まえにランダム化信号を再生させる。前記再生信号はパ
ケットソーター（packet sorter）９７用のデータパケ
ットを含む。データディランダム化器９６は現在受信さ
れるＤＴＶ信号がＱＡＭ形態であるか、或いはＶＳＢ形
態であるかに応じてＤＴＶ信号に好適なデータディラン
ダム化アルゴリズムを選択するように、ＶＳＢパイロッ
ト搬送波存在検出器３９からの出力表示信号に応答可能
に構成されているが、このような事項も単純設計事項に
過ぎない。
れたデータはデータディインタリーバー９４に入力信号
として印加され、そのデータディインタリーバー９４か
ら供給されるディインタリーブされたデータはリード−
ソロモンデコーダー９５に印加される。前記データディ
インタリーバー９４は度々その専用モノリシック集積回
路内に構成され、現在受信されるＤＴＶ信号がＱＡＭ形
態であるか、或いはＶＳＢ形態であるかに応じてＤＴＶ
信号に好適なディインタリービングアルゴリズムを選択
するように、ＶＳＢパイロット搬送波存在検出器３９か
らの出力表示信号に応答可能になっているが、このよう
な事項は単純設計事項に過ぎない。かつ、前記リード−
ソロモンデコーダー９５も度々その専用モノリシック集
積回路内に構成され、現在受信されるＤＴＶ信号がＱＡ
Ｍ形態であるか、或いはＶＳＢ形態であるかに応じてＤ
ＴＶ信号に好適なリード−ソロモンアルゴリズムを選択
するようにＶＳＢパイロット搬送波存在検出器３９から
の出力表示信号に応答可能になっているが、このような
事項も単純設計事項に過ぎない。リード−ソロモンデコ
ーダー９５はデータディランダム化器９６にエラー検出
データを供給するが、前記エラー検出データに応答して
データディランダム化器９６はＤＴＶ受信機に伝送する
まえにランダム化信号を再生させる。前記再生信号はパ
ケットソーター（packet sorter）９７用のデータパケ
ットを含む。データディランダム化器９６は現在受信さ
れるＤＴＶ信号がＱＡＭ形態であるか、或いはＶＳＢ形
態であるかに応じてＤＴＶ信号に好適なデータディラン
ダム化アルゴリズムを選択するように、ＶＳＢパイロッ
ト搬送波存在検出器３９からの出力表示信号に応答可能
に構成されているが、このような事項も単純設計事項に
過ぎない。
【００４６】ＱＡＭ ２次元トレリスデコーディング回
路９１のデータ出力に含まれているデータ同期情報は第
１データ同期復元回路９８により復元され、ＶＳＢ １
次元トレリスデコーディング回路９２のデータ出力に含
まれているデータ同期情報は第２データ同期復元回路９
９により復元される。前記データ同期復元回路９８，９
９にはデータ同期選択器１００が接続されているが、前
記データ同期選択器１００はＶＳＢシンクロダイン回路
５からの実数サンプルのゼロ周波数項を検出するための
ＶＳＢパイロット搬送波存在検出器３９の制御に応じ
て、第１、第２データ同期復元回路９８，９９によりそ
れぞれ提供されるデータ同期情報のうち一つを選択する
ようになっている。前記ゼロ周波数項がＶＳＢ信号を同
伴するパイロット搬送波信号の不在を示す、本質的にゼ
ロのエネルギーを有する場合、データ同期選択器１００
はその出力信号として第１データ同期復元回路９８によ
り提供されるデータ同期情報を選択する。しかしなが
ら、前記ゼロ周波数項がＶＳＢ信号を同伴するパイロッ
ト搬送波信号の存在を示す実質的なエネルギーを有する
場合、データ同期選択器１００はその出力信号として第
２データ同期復元回路９９により提供されるデータ同期
情報を選択する。
路９１のデータ出力に含まれているデータ同期情報は第
１データ同期復元回路９８により復元され、ＶＳＢ １
次元トレリスデコーディング回路９２のデータ出力に含
まれているデータ同期情報は第２データ同期復元回路９
９により復元される。前記データ同期復元回路９８，９
９にはデータ同期選択器１００が接続されているが、前
記データ同期選択器１００はＶＳＢシンクロダイン回路
５からの実数サンプルのゼロ周波数項を検出するための
ＶＳＢパイロット搬送波存在検出器３９の制御に応じ
て、第１、第２データ同期復元回路９８，９９によりそ
れぞれ提供されるデータ同期情報のうち一つを選択する
ようになっている。前記ゼロ周波数項がＶＳＢ信号を同
伴するパイロット搬送波信号の不在を示す、本質的にゼ
ロのエネルギーを有する場合、データ同期選択器１００
はその出力信号として第１データ同期復元回路９８によ
り提供されるデータ同期情報を選択する。しかしなが
ら、前記ゼロ周波数項がＶＳＢ信号を同伴するパイロッ
ト搬送波信号の存在を示す実質的なエネルギーを有する
場合、データ同期選択器１００はその出力信号として第
２データ同期復元回路９９により提供されるデータ同期
情報を選択する。
【００４７】データ同期選択器１００がその出力信号と
して第２データ同期復元回路９９により提供されるデー
タ同期情報を選択する場合、各データフィールドの初期
データラインがトレーニング信号として振幅及び群遅延
等化器７に印加されるように選択する。データ同期選択
器１００にデータフィールドインデックス情報を提供す
るように第２データ同期復元回路９９内で二つの連続す
る６３−サンプルＰＮシーケンスの発生が検出される。
して第２データ同期復元回路９９により提供されるデー
タ同期情報を選択する場合、各データフィールドの初期
データラインがトレーニング信号として振幅及び群遅延
等化器７に印加されるように選択する。データ同期選択
器１００にデータフィールドインデックス情報を提供す
るように第２データ同期復元回路９９内で二つの連続す
る６３−サンプルＰＮシーケンスの発生が検出される。
【００４８】ＱＡＭ ＤＴＶ信号に対する規格は現在Ｖ
ＳＢ ＤＴＶ信号に対する規格のようにあまりよく定義
されていない。３２−状態のＱＡＭ信号はＭＰＥＧ基準
と無関係の圧縮技術を使用する必要なく、単一のＨＤＴ
Ｖ信号に対する十分な容量を提供するが、一般にＭＰＥ
Ｇ規格と無関係の圧縮技術のうち一部は単一のＨＤＴＶ
信号を１６−状態のＱＡＭ信号としてコーディングさせ
るように用いられる。典型的に、第２データ同期復元回
路９９はデータ同期選択器１００に印加するためのデー
タフィールドインデックス情報を発生させるように所定
の２４−ビットワードの発生を検出する。データ同期選
択器１００に内蔵されているマルチプレクサは第１、第
２データ同期復元回路９８，９９によりそれぞれ供給さ
れるデータフィールドインデックス情報のうちいずれか
一つを選択するが、このように選択されたデータフィー
ルドインデックス情報はデータディインタリーバー９
４、リード−ソロモン検出器９５及びデータディランダ
ム化器９６に供給される。この場合、ＱＡＭ ＤＴＶ信
号にトレーニング信号が含まれていないという内容が記
録される。したがって、振幅及び群遅延等化器７はパイ
ロット搬送波の不在を示すＶＳＢパイロット搬送波存在
検出器３９に応答してトレーニング信号に依存しない決
定方向性等化技術を使用するように制御され、第２デー
タ同期復元回路９９により選択されたＶＳＢトレーニン
グ信号はマルチプレクサ無しにデータ同期選択器１００
を通して伝送される。かつ、ＱＡＭ ＤＴＶ伝送のため
のデータライン同期信号として、最小限の基準として選
択されたデータライン同期信号でないデータライン同期
信号は存在しない。第１データ同期復元回路９８はデー
タフィールド内の同期情報を発生させるように各データ
フィールド内のサンプルを計数する計数回路を含む。こ
のデータフィールド内の同期情報及び第２データ同期復
元回路９９により発生するデータフィールド内の同期情
報（例えば、データライン計数値）は必要に応じてデー
タディインタリーバー９４、リード−ソロモンデコーダ
ー９５及びデータディランダム化器９６に印加されるよ
うにデータ同期選択器１００内の適宜なマルチプレクサ
により選択される。
ＳＢ ＤＴＶ信号に対する規格のようにあまりよく定義
されていない。３２−状態のＱＡＭ信号はＭＰＥＧ基準
と無関係の圧縮技術を使用する必要なく、単一のＨＤＴ
Ｖ信号に対する十分な容量を提供するが、一般にＭＰＥ
Ｇ規格と無関係の圧縮技術のうち一部は単一のＨＤＴＶ
信号を１６−状態のＱＡＭ信号としてコーディングさせ
るように用いられる。典型的に、第２データ同期復元回
路９９はデータ同期選択器１００に印加するためのデー
タフィールドインデックス情報を発生させるように所定
の２４−ビットワードの発生を検出する。データ同期選
択器１００に内蔵されているマルチプレクサは第１、第
２データ同期復元回路９８，９９によりそれぞれ供給さ
れるデータフィールドインデックス情報のうちいずれか
一つを選択するが、このように選択されたデータフィー
ルドインデックス情報はデータディインタリーバー９
４、リード−ソロモン検出器９５及びデータディランダ
ム化器９６に供給される。この場合、ＱＡＭ ＤＴＶ信
号にトレーニング信号が含まれていないという内容が記
録される。したがって、振幅及び群遅延等化器７はパイ
ロット搬送波の不在を示すＶＳＢパイロット搬送波存在
検出器３９に応答してトレーニング信号に依存しない決
定方向性等化技術を使用するように制御され、第２デー
タ同期復元回路９９により選択されたＶＳＢトレーニン
グ信号はマルチプレクサ無しにデータ同期選択器１００
を通して伝送される。かつ、ＱＡＭ ＤＴＶ伝送のため
のデータライン同期信号として、最小限の基準として選
択されたデータライン同期信号でないデータライン同期
信号は存在しない。第１データ同期復元回路９８はデー
タフィールド内の同期情報を発生させるように各データ
フィールド内のサンプルを計数する計数回路を含む。こ
のデータフィールド内の同期情報及び第２データ同期復
元回路９９により発生するデータフィールド内の同期情
報（例えば、データライン計数値）は必要に応じてデー
タディインタリーバー９４、リード−ソロモンデコーダ
ー９５及びデータディランダム化器９６に印加されるよ
うにデータ同期選択器１００内の適宜なマルチプレクサ
により選択される。
【００４９】他の実施例として、ＶＳＢ信号受信中に行
うデータ同期をシンクロダイン結果選択器６の出力信号
又は振幅及び群遅延等化器７の出力信号内の同期コード
シーケンスに対するスパイク応答信号を発生させる整合
フィルターを用いてシンボルデコーディング以前に行う
ことができる。同期コードシーケンスに対するスパイク
応答信号を発生させる前記整合フィルターは、望ましく
はその各々のカーネル内のサンプル個数を減少させるよ
うにＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン回路４とＶＳＢ Ｄ
ＴＶシンクロダイン回路５のオーバーサンプリングされ
た応答信号を入力信号として供給されず、その代わりに
入力信号をＡＴＳＣ信号のボーレート又はシンボル速度
まで減少したサンプル速度で供給される。同期コードシ
ーケンスに対するスパイク応答信号を発生させる前記整
合フィルターは、望ましくは多重経路受信がオンデータ
（on data）同期を有する効果を減少させるように振幅
及び群遅延等化器７の応答信号を受信するように接続さ
れている。
うデータ同期をシンクロダイン結果選択器６の出力信号
又は振幅及び群遅延等化器７の出力信号内の同期コード
シーケンスに対するスパイク応答信号を発生させる整合
フィルターを用いてシンボルデコーディング以前に行う
ことができる。同期コードシーケンスに対するスパイク
応答信号を発生させる前記整合フィルターは、望ましく
はその各々のカーネル内のサンプル個数を減少させるよ
うにＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン回路４とＶＳＢ Ｄ
ＴＶシンクロダイン回路５のオーバーサンプリングされ
た応答信号を入力信号として供給されず、その代わりに
入力信号をＡＴＳＣ信号のボーレート又はシンボル速度
まで減少したサンプル速度で供給される。同期コードシ
ーケンスに対するスパイク応答信号を発生させる前記整
合フィルターは、望ましくは多重経路受信がオンデータ
（on data）同期を有する効果を減少させるように振幅
及び群遅延等化器７の応答信号を受信するように接続さ
れている。
【００５０】パケットソーター９７は連続するデータパ
ケット内のヘッダーコードに応答して相異なる用途のデ
ータパケットを分類する。ＤＴＶプログラムのオーディ
オ部分を示すデータパケットは、前記パケットソーター
９７によりディジタルサウンドデコーダー１０１に印加
される。前記ディジタルサウンドデコーダー１０１は多
数のスピーカー１０３，１０４を駆動させる多重チャネ
ルオーディオ増幅器１０２に左側チャネル及び右側チャ
ネルのステレオサウンド信号を供給する。ＤＴＶプログ
ラムのビデオ部分を示すデータパケットはパケットソー
ター９７により、例えば、ＭＰＥＧ−２型のＭＰＥＧビ
デオデコーダー１０５（以下、“ＭＰＥＧ−２ ビデオ
デコーダー１０５”と称する）に印加される。前記ＭＰ
ＥＧ−２ビデオデコーダー１０５はキネスコープ（kine
scope）偏向回路１０６に水平（Ｈ）及び垂直（Ｖ）同
期信号を供給し、前記キネスコープ偏向回路１０６はキ
ネスコープ１０７の表示スクリーンのラスタ走査を提供
する。前記ＭＰＥＧ−２ビデオデコーダー１０５は、キ
ネスコープ１０７に増幅された赤色（Ｒ）、緑色
（Ｇ）、青色（Ｂ）駆動信号を印加するキネスコープ駆
動機増幅器１０８に信号を供給する。図１及び図２に示
したＤＴＶ受信機の変形例として、キネスコープ１０７
の代わりに又はそれに追加して他の形態のディスプレイ
装置を使用することができ、サウンド復元システムの場
合も他の形態のもの、しかしながら単一のオーディオチ
ャネルで構成されるものを使用するか、単純なステレオ
再生システムの場合より複雑なものを使用することもで
きる。
ケット内のヘッダーコードに応答して相異なる用途のデ
ータパケットを分類する。ＤＴＶプログラムのオーディ
オ部分を示すデータパケットは、前記パケットソーター
９７によりディジタルサウンドデコーダー１０１に印加
される。前記ディジタルサウンドデコーダー１０１は多
数のスピーカー１０３，１０４を駆動させる多重チャネ
ルオーディオ増幅器１０２に左側チャネル及び右側チャ
ネルのステレオサウンド信号を供給する。ＤＴＶプログ
ラムのビデオ部分を示すデータパケットはパケットソー
ター９７により、例えば、ＭＰＥＧ−２型のＭＰＥＧビ
デオデコーダー１０５（以下、“ＭＰＥＧ−２ ビデオ
デコーダー１０５”と称する）に印加される。前記ＭＰ
ＥＧ−２ビデオデコーダー１０５はキネスコープ（kine
scope）偏向回路１０６に水平（Ｈ）及び垂直（Ｖ）同
期信号を供給し、前記キネスコープ偏向回路１０６はキ
ネスコープ１０７の表示スクリーンのラスタ走査を提供
する。前記ＭＰＥＧ−２ビデオデコーダー１０５は、キ
ネスコープ１０７に増幅された赤色（Ｒ）、緑色
（Ｇ）、青色（Ｂ）駆動信号を印加するキネスコープ駆
動機増幅器１０８に信号を供給する。図１及び図２に示
したＤＴＶ受信機の変形例として、キネスコープ１０７
の代わりに又はそれに追加して他の形態のディスプレイ
装置を使用することができ、サウンド復元システムの場
合も他の形態のもの、しかしながら単一のオーディオチ
ャネルで構成されるものを使用するか、単純なステレオ
再生システムの場合より複雑なものを使用することもで
きる。
【００５１】実数／複素数サンプル変換器４８，５８は
本明細書で引用され、米国特許第５，４７９，４４９号
に記載のヒルバート（Hilbert）変換発生フィルター及
び遅延補償回路を使用することができる。他の実施例と
して、前記実数／複素数サンプル変換器４８，５８は本
明細書で引用され、１９９６年１０月２０日付、Ｃ．
Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏と本発明者による米国特許第５，５４
８，６１７号（発明の名称：“DIGITAL VSB DETECTOR W
ITH BANDPASS PHASE TRACKER USING RADER FILTERS，AS
FOR USE IN AN HDTV RECEIVER”）に記載のようなレイ
ダー（Rader）フィルターも使用することができる。さ
らに他の実施例として、前記実数／複素数サンプル変換
器４８，５８は本明細書で引用され、１９９８年３月２
４日付、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏と本発明者による米国特
許第５，７３１，８４８号（発明の名称：“DIGITAL VS
B DETECTOR WITH BANDPASS PHASE TRACKER USING NG FI
LTERS，AS FOR USE IN AN HDTV RECEIVER”）に記載の
ようなＮｇフィルターを使用することができる。
本明細書で引用され、米国特許第５，４７９，４４９号
に記載のヒルバート（Hilbert）変換発生フィルター及
び遅延補償回路を使用することができる。他の実施例と
して、前記実数／複素数サンプル変換器４８，５８は本
明細書で引用され、１９９６年１０月２０日付、Ｃ．
Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏と本発明者による米国特許第５，５４
８，６１７号（発明の名称：“DIGITAL VSB DETECTOR W
ITH BANDPASS PHASE TRACKER USING RADER FILTERS，AS
FOR USE IN AN HDTV RECEIVER”）に記載のようなレイ
ダー（Rader）フィルターも使用することができる。さ
らに他の実施例として、前記実数／複素数サンプル変換
器４８，５８は本明細書で引用され、１９９８年３月２
４日付、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏と本発明者による米国特
許第５，７３１，８４８号（発明の名称：“DIGITAL VS
B DETECTOR WITH BANDPASS PHASE TRACKER USING NG FI
LTERS，AS FOR USE IN AN HDTV RECEIVER”）に記載の
ようなＮｇフィルターを使用することができる。
【００５２】最終ＩＦ信号の最低周波数に対する最高周
波数の比を約８：１未満に維持させて実数／複素数サン
プル変換器４８，５８に対するフィルタリング要件を緩
和させるように、前記最終ＩＦ信号の最低周波数は１Ｍ
Ｈｚ以上となるのが望ましい。ＱＡＭ信号単独に対する
このような選択を満たすための、最終ＩＦ信号のＱＡＭ
搬送波に対する最低搬送波周波数は３．６９ＭＨｚであ
る。かつ、ＶＳＢ信号単独に対する前記選択を満たすた
めの、最終ＩＦ信号のＶＳＢ搬送波に対する最低搬送波
周波数は、ＶＳＢ信号の全側波帯の周波数が残留側波帯
の周波数より高いと仮定する場合には１．３１ＭＨｚで
あり、ＶＳＢ信号の全側波帯の周波数が残留側波帯の周
波数より低いと仮定する場合には６．３８ＭＨｚであ
る。
波数の比を約８：１未満に維持させて実数／複素数サン
プル変換器４８，５８に対するフィルタリング要件を緩
和させるように、前記最終ＩＦ信号の最低周波数は１Ｍ
Ｈｚ以上となるのが望ましい。ＱＡＭ信号単独に対する
このような選択を満たすための、最終ＩＦ信号のＱＡＭ
搬送波に対する最低搬送波周波数は３．６９ＭＨｚであ
る。かつ、ＶＳＢ信号単独に対する前記選択を満たすた
めの、最終ＩＦ信号のＶＳＢ搬送波に対する最低搬送波
周波数は、ＶＳＢ信号の全側波帯の周波数が残留側波帯
の周波数より高いと仮定する場合には１．３１ＭＨｚで
あり、ＶＳＢ信号の全側波帯の周波数が残留側波帯の周
波数より低いと仮定する場合には６．３８ＭＨｚであ
る。
【００５３】本明細書で引用され、１９９７年２月２５
日付、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏と本発明者による米国特許
第５，６０６，５７９号（発明の名称：“DIGITAL VSB
DETECTOR WITH FINAL I-F CARRIER AT SUBMULTIPLE OF
SYMBOL RATE,AS FOR USE HDTV RECEIVER”）に記載のよ
うに、ディジタル方式で基底帯にシンクロダインする信
号の搬送波はシンボル速度の倍数の約数となる周波数を
備えるべき条件が強く求められる。これによれば、アナ
ログ搬送波信号を連続方式でディジタル化する代わり
に、ＲＯＭへのディジタル搬送波信号の貯蔵を実現する
ことができる。
日付、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏と本発明者による米国特許
第５，６０６，５７９号（発明の名称：“DIGITAL VSB
DETECTOR WITH FINAL I-F CARRIER AT SUBMULTIPLE OF
SYMBOL RATE,AS FOR USE HDTV RECEIVER”）に記載のよ
うに、ディジタル方式で基底帯にシンクロダインする信
号の搬送波はシンボル速度の倍数の約数となる周波数を
備えるべき条件が強く求められる。これによれば、アナ
ログ搬送波信号を連続方式でディジタル化する代わり
に、ＲＯＭへのディジタル搬送波信号の貯蔵を実現する
ことができる。
【００５４】ＡＤＣ１９におけるサンプル速度が、サン
プルクロック発生器８からの第１クロック信号により秒
当たり２１．５２＊１０6個のシンボルに該当するシン
ボル速度に設定されると、ＱＡＭ ＤＴＶ信号の搬送波
に対する最終変換中間周波数は５．３８ＭＨｚより高く
ないことが望ましく、この場合の前記中間周波数は搬送
波の同期をなすようにサイクル当たり最小限４回のサン
プリングが可能である。最終ＩＦ信号のＱＡＭ搬送波が
３．６９ＭＨｚと５．３８ＭＨｚとの間の帯域（二つの
限界周波数を含む）にある場合、前記ＱＡＭ搬送波は、
例えば、４３．０５ＭＨｚの７次、８次、９次又は１０
次低調波に該当する周波数を有する。ＱＡＭ搬送波に対
する最終変換中間周波数としては、４３．０５ＭＨｚの
７次低調波及び２１．５２ＭＨｚの３次低調波、即ち、
５．３８ＭＨｚが望ましい。この場合に求められる実際
貯蔵領域の個数を減少させるように、ＱＡＭ複素搬送波
ＲＯＭ４９のアドレスを対称化することができる。ＱＡ
Ｍ複素搬送波ＲＯＭ４９で求められる実際貯蔵領域の個
数を減少させる観点からみると、４３．０５ＭＨｚの１
１次低調波及び２１．５２ＭＨｚの５次低調波、即ち、
３．５８７ＭＨｚがＱＡＭ搬送波に対する適宜な最終変
換中間周波数となり得る。しかしながら、この場合には
実数／複素数サンプル変換器４８を９００ＭＨｚへの実
数／複素数サンプルダウン変換をなすように設計すべき
である。
プルクロック発生器８からの第１クロック信号により秒
当たり２１．５２＊１０6個のシンボルに該当するシン
ボル速度に設定されると、ＱＡＭ ＤＴＶ信号の搬送波
に対する最終変換中間周波数は５．３８ＭＨｚより高く
ないことが望ましく、この場合の前記中間周波数は搬送
波の同期をなすようにサイクル当たり最小限４回のサン
プリングが可能である。最終ＩＦ信号のＱＡＭ搬送波が
３．６９ＭＨｚと５．３８ＭＨｚとの間の帯域（二つの
限界周波数を含む）にある場合、前記ＱＡＭ搬送波は、
例えば、４３．０５ＭＨｚの７次、８次、９次又は１０
次低調波に該当する周波数を有する。ＱＡＭ搬送波に対
する最終変換中間周波数としては、４３．０５ＭＨｚの
７次低調波及び２１．５２ＭＨｚの３次低調波、即ち、
５．３８ＭＨｚが望ましい。この場合に求められる実際
貯蔵領域の個数を減少させるように、ＱＡＭ複素搬送波
ＲＯＭ４９のアドレスを対称化することができる。ＱＡ
Ｍ複素搬送波ＲＯＭ４９で求められる実際貯蔵領域の個
数を減少させる観点からみると、４３．０５ＭＨｚの１
１次低調波及び２１．５２ＭＨｚの５次低調波、即ち、
３．５８７ＭＨｚがＱＡＭ搬送波に対する適宜な最終変
換中間周波数となり得る。しかしながら、この場合には
実数／複素数サンプル変換器４８を９００ＭＨｚへの実
数／複素数サンプルダウン変換をなすように設計すべき
である。
【００５５】例えば、前記ＶＳＢ搬送波は４３．０５Ｍ
Ｈｚの５次、６次、７次、８次、９次、１０次、１１
次、１２次、１３次、１４次又は１５次低調波に該当す
る周波数を有する。ＡＤＣ２９におけるサンプル速度
が、サンプルクロック発生器８からの第１クロック信号
により秒当たり最小限２１．５２＊１０6個のサンプル
に該当するサンプル速度に設定されると、ＶＳＢ ＤＴ
Ｖ信号の搬送波に対する最終変換中間周波数は５．３８
ＭＨｚより低くない限りは、“Ｑｕｒｅｓｈｉ”の技術
から採択可能なシンボル同期技術を成功的に使用するこ
とは不可能である。ＶＳＢ信号の全側波帯の周波数がそ
の残留側波帯の周波数より低くなるべき場合、ＡＤＣ２
９におけるサンプル速度は搬送波の周波数が最小限６．
３８ＭＨｚの周波数を有するように秒当たり２１．５２
＊１０6個のサンプルに該当するサンプル速度より高く
なるべきである（例えば、秒当たり４３．０５＊１０6
個のサンプルに該当する速度）。ＡＤＣ２９におけるサ
ンプル速度がより高くなることを防止するためには、前
記ＶＳＢ信号の全側波帯の周波数がその残留側波帯の周
波数より高くなるべきである。これは、Ｑｕｒｅｓｈｉ
技術から採択したシンボル同期化技術を使用する場合、
ＡＤＣ２９のサンプル速度が秒当たり２１．５２＊１０
6個のサンプルに該当するサンプル速度を有すると、実
数／複素数サンプル変換器４８，５８がＮｇフィルター
を実際には使用できないことを意味する。
Ｈｚの５次、６次、７次、８次、９次、１０次、１１
次、１２次、１３次、１４次又は１５次低調波に該当す
る周波数を有する。ＡＤＣ２９におけるサンプル速度
が、サンプルクロック発生器８からの第１クロック信号
により秒当たり最小限２１．５２＊１０6個のサンプル
に該当するサンプル速度に設定されると、ＶＳＢ ＤＴ
Ｖ信号の搬送波に対する最終変換中間周波数は５．３８
ＭＨｚより低くない限りは、“Ｑｕｒｅｓｈｉ”の技術
から採択可能なシンボル同期技術を成功的に使用するこ
とは不可能である。ＶＳＢ信号の全側波帯の周波数がそ
の残留側波帯の周波数より低くなるべき場合、ＡＤＣ２
９におけるサンプル速度は搬送波の周波数が最小限６．
３８ＭＨｚの周波数を有するように秒当たり２１．５２
＊１０6個のサンプルに該当するサンプル速度より高く
なるべきである（例えば、秒当たり４３．０５＊１０6
個のサンプルに該当する速度）。ＡＤＣ２９におけるサ
ンプル速度がより高くなることを防止するためには、前
記ＶＳＢ信号の全側波帯の周波数がその残留側波帯の周
波数より高くなるべきである。これは、Ｑｕｒｅｓｈｉ
技術から採択したシンボル同期化技術を使用する場合、
ＡＤＣ２９のサンプル速度が秒当たり２１．５２＊１０
6個のサンプルに該当するサンプル速度を有すると、実
数／複素数サンプル変換器４８，５８がＮｇフィルター
を実際には使用できないことを意味する。
【００５６】基底帯へのシンクロダインのために使用す
る最終中間周波数に変換されるＶＳＢ信号の搬送波は、
その最終ＩＦ信号が１〜９ＭＨｚの周波数範囲に制限さ
れる場合及びその全側波帯より低い搬送波を有する場合
には、１．３１ＭＨｚと３．６２ＭＨｚとの間の周波数
帯域（その二つの限界周波数を含む）にあるべきであ
る。アドレス対称構成を用いてＲＯＭ内の搬送波ルック
アップテーブルのサイズを減少させる観点からみると、
ＶＳＢ搬送波に対する最終変換中間周波数としては１５
次低調波、即ち、２．６９０ＭＨｚが望ましい。しかし
ながら、２．６９０ＭＨｚはＱＡＭ ＤＴＶシンクロダ
イン回路４に供給される最終ＩＦ信号内のＱＡＭ搬送波
が５．３８１ＭＨｚの周波数を有する場合には最適の選
択周波数と言えないが、それは図１及び図３の無線受信
機の場合には第３局部発振器３０Ａ，３０Ｂの公称周波
数が同一になるからであり、図２及び図４の場合には第
２局部発振器２０Ａ，２０Ｂの公称周波数が同一になる
からである。殆ど同一の周波数を有する状態で相互隣接
する発振器の場合は同一に発振する傾向があり、その結
果、その各周波数を個別的に制御する能力には悪い影響
を及ぼす。
る最終中間周波数に変換されるＶＳＢ信号の搬送波は、
その最終ＩＦ信号が１〜９ＭＨｚの周波数範囲に制限さ
れる場合及びその全側波帯より低い搬送波を有する場合
には、１．３１ＭＨｚと３．６２ＭＨｚとの間の周波数
帯域（その二つの限界周波数を含む）にあるべきであ
る。アドレス対称構成を用いてＲＯＭ内の搬送波ルック
アップテーブルのサイズを減少させる観点からみると、
ＶＳＢ搬送波に対する最終変換中間周波数としては１５
次低調波、即ち、２．６９０ＭＨｚが望ましい。しかし
ながら、２．６９０ＭＨｚはＱＡＭ ＤＴＶシンクロダ
イン回路４に供給される最終ＩＦ信号内のＱＡＭ搬送波
が５．３８１ＭＨｚの周波数を有する場合には最適の選
択周波数と言えないが、それは図１及び図３の無線受信
機の場合には第３局部発振器３０Ａ，３０Ｂの公称周波
数が同一になるからであり、図２及び図４の場合には第
２局部発振器２０Ａ，２０Ｂの公称周波数が同一になる
からである。殆ど同一の周波数を有する状態で相互隣接
する発振器の場合は同一に発振する傾向があり、その結
果、その各周波数を個別的に制御する能力には悪い影響
を及ぼす。
【００５７】アドレス対称構成を用いてＲＯＭ内の搬送
波ルックアップテーブルのサイズを減少させる観点から
みると、ＶＳＢ搬送波に対する最終変換中間周波数とし
ては２１．５２ＭＨｚの１５次低調波に該当する４３．
０５ＭＨｚの３１次低調波、即ち、１．３４５ＭＨｚも
良好な選択周波数と言える。しかしながら、実数／複素
数サンプル変換器５８に対する設計要件を緩和させるた
めには、その代わりに２１．５２ＭＨｚの１１次低調波
に該当する４３．０５ＭＨｚの２３次低調波、即ち、
１．７９３ＭＨｚを選択することができる。但し、この
場合には低い周波数における実数／複素数変換が行われ
るべきである。
波ルックアップテーブルのサイズを減少させる観点から
みると、ＶＳＢ搬送波に対する最終変換中間周波数とし
ては２１．５２ＭＨｚの１５次低調波に該当する４３．
０５ＭＨｚの３１次低調波、即ち、１．３４５ＭＨｚも
良好な選択周波数と言える。しかしながら、実数／複素
数サンプル変換器５８に対する設計要件を緩和させるた
めには、その代わりに２１．５２ＭＨｚの１１次低調波
に該当する４３．０５ＭＨｚの２３次低調波、即ち、
１．７９３ＭＨｚを選択することができる。但し、この
場合には低い周波数における実数／複素数変換が行われ
るべきである。
【００５８】図９は図１及び図３の無線受信機で４４Ｍ
Ｈｚに中心周波数をおく副中間周波数帯域をＱＡＭ信号
用の各種の最終中間周波数帯域にダウンヘテロダインさ
せるのに使用する発振信号の供給に用いられる第３局部
発振器３０Ａに対する設計周波数の表である。第３局部
発振器３０Ａの発振信号は、その発振信号の２次高調波
が近接周波数変調無線放送受信機と干渉する可能性を減
少させるように前記副中間周波数帯域より低くなること
が望ましい。
Ｈｚに中心周波数をおく副中間周波数帯域をＱＡＭ信号
用の各種の最終中間周波数帯域にダウンヘテロダインさ
せるのに使用する発振信号の供給に用いられる第３局部
発振器３０Ａに対する設計周波数の表である。第３局部
発振器３０Ａの発振信号は、その発振信号の２次高調波
が近接周波数変調無線放送受信機と干渉する可能性を減
少させるように前記副中間周波数帯域より低くなること
が望ましい。
【００５９】図１０は図１及び図３の無線受信機で４４
ＭＨｚに中心周波数をおく副中間周波数帯域をＶＳＢ信
号用の各種の最終中間周波数帯域にダウンヘテロダイン
させるのに使用する発振信号の供給に用いられる第３局
部発振器３０Ｂに対する設計周波数の表である。この設
計周波数は前記副中間周波数帯域と前記最終中間周波数
帯域で残留側波帯の周波数が全側波帯の周波数より高く
設定されているという仮定下で決められる。このような
形態の動作は、前記ＡＤＣ１９，２９のサンプリングが
秒当たり２１．５２＊１０6個のサンプルに該当するサ
ンプル速度でない秒当たり４３．０５＊１０6個のサン
プルに該当するサンプル速度で行われる場合と関連付け
られ、この場合の振幅及び群遅延等化器７が同期等化器
であれば、４：１の速度減少フィルターを使用すること
ができる。第１局部発振器１０は第１混合器１１に１次
中間周波数帯域より高い周波数の発振信号を提供し、そ
の結果、受信ＤＴＶチャネルで周波数が全側波帯より低
い残留側波帯が前記１次中間周波数帯域で全側波帯より
周波数が高くなるように変換される。２次又は副中間周
波数帯域で残留側波帯の周波数が全側波帯の周波数より
低くするためには、第２局部発振器２０は第２混合器１
４に前記１次中間周波数より低い周波数の発振信号を提
供すべきである。例えば、前記１次中間周波数帯域の中
心周波数が９４０ＭＨｚの場合、前記第２局部発振器２
０は８９６ＭＨｚの発振信号を供給して副中間周波数帯
域の中間周波数を４４ＭＨｚとする。前記８９６ＭＨｚ
は現在のＵＨＦチャネル８３より高く、したがって、前
記第２発振信号がＤＴＶ受信機の範囲を超えて放出され
る場合、近接ＮＴＳＣ受信機はこのような第２発振信号
に同調しない。前記２次又は副中間周波数帯域で残留側
波帯の周波数が全側波帯の周波数より高い場合、第３局
部発振器３０Ｂは最終中間周波数帯域で残留側波帯の周
波数が全側波帯の周波数より高くなるように、前記副中
間周波数帯域でより低い周波数の発振信号を第３混合器
２８に供給すべきである。
ＭＨｚに中心周波数をおく副中間周波数帯域をＶＳＢ信
号用の各種の最終中間周波数帯域にダウンヘテロダイン
させるのに使用する発振信号の供給に用いられる第３局
部発振器３０Ｂに対する設計周波数の表である。この設
計周波数は前記副中間周波数帯域と前記最終中間周波数
帯域で残留側波帯の周波数が全側波帯の周波数より高く
設定されているという仮定下で決められる。このような
形態の動作は、前記ＡＤＣ１９，２９のサンプリングが
秒当たり２１．５２＊１０6個のサンプルに該当するサ
ンプル速度でない秒当たり４３．０５＊１０6個のサン
プルに該当するサンプル速度で行われる場合と関連付け
られ、この場合の振幅及び群遅延等化器７が同期等化器
であれば、４：１の速度減少フィルターを使用すること
ができる。第１局部発振器１０は第１混合器１１に１次
中間周波数帯域より高い周波数の発振信号を提供し、そ
の結果、受信ＤＴＶチャネルで周波数が全側波帯より低
い残留側波帯が前記１次中間周波数帯域で全側波帯より
周波数が高くなるように変換される。２次又は副中間周
波数帯域で残留側波帯の周波数が全側波帯の周波数より
低くするためには、第２局部発振器２０は第２混合器１
４に前記１次中間周波数より低い周波数の発振信号を提
供すべきである。例えば、前記１次中間周波数帯域の中
心周波数が９４０ＭＨｚの場合、前記第２局部発振器２
０は８９６ＭＨｚの発振信号を供給して副中間周波数帯
域の中間周波数を４４ＭＨｚとする。前記８９６ＭＨｚ
は現在のＵＨＦチャネル８３より高く、したがって、前
記第２発振信号がＤＴＶ受信機の範囲を超えて放出され
る場合、近接ＮＴＳＣ受信機はこのような第２発振信号
に同調しない。前記２次又は副中間周波数帯域で残留側
波帯の周波数が全側波帯の周波数より高い場合、第３局
部発振器３０Ｂは最終中間周波数帯域で残留側波帯の周
波数が全側波帯の周波数より高くなるように、前記副中
間周波数帯域でより低い周波数の発振信号を第３混合器
２８に供給すべきである。
【００６０】図１１は図１及び図３の無線受信機で４４
ＭＨｚに中心周波数をおく副中間周波数帯域をＶＳＢ信
号用の各種の最終中間周波数帯域にダウンヘテロダイン
させるのに使用する発振信号の供給に用いられる第３局
部発振器３０Ｂに対する設計周波数の表である。この設
計周波数は前記副中間周波数帯域と前記最終中間周波数
帯域で残留側波帯の周波数が全側波帯の周波数より低く
設定されているという仮定下で決められる。第１局部発
振器１０は第１混合器１１に１次中間周波数帯域より高
い周波数の発振信号を提供し、その結果、受信ＤＴＶチ
ャネルで周波数が全側波帯より低い残留側波帯が前記１
次中間周波数帯域で全側波帯より周波数が高くなるよう
に変換される。２次又は副中間周波数帯域で残留側波帯
の周波数が全側波帯の周波数より低くするためには、第
２局部発振器２０は第２混合器１４に前記１次中間周波
数より高い周波数の発振信号を供給すべきである。例え
ば、前記１次中間周波数帯域の中心周波数が９１６ＭＨ
ｚの場合、前記第２局部発振器２０は９６０ＭＨｚの発
振信号を供給して副中間周波数帯域の中間周波数を４４
ＭＨｚとする。航行帯域との干渉可能性を最少化するた
めに、第２局部発振器２０は９６０ＭＨｚより高くない
周波数の発振信号を供給することが望ましい。前記２次
又は副中間周波数帯域で残留側波帯の周波数が全側波帯
の周波数より低い場合、第３局部発振器３０Ｂは最終中
間周波数帯域で残留側波帯の周波数が全側波帯の周波数
より低くなるように、前記副中間周波数帯域でより低い
周波数の発振信号を第３混合器２８に供給すべきであ
る。
ＭＨｚに中心周波数をおく副中間周波数帯域をＶＳＢ信
号用の各種の最終中間周波数帯域にダウンヘテロダイン
させるのに使用する発振信号の供給に用いられる第３局
部発振器３０Ｂに対する設計周波数の表である。この設
計周波数は前記副中間周波数帯域と前記最終中間周波数
帯域で残留側波帯の周波数が全側波帯の周波数より低く
設定されているという仮定下で決められる。第１局部発
振器１０は第１混合器１１に１次中間周波数帯域より高
い周波数の発振信号を提供し、その結果、受信ＤＴＶチ
ャネルで周波数が全側波帯より低い残留側波帯が前記１
次中間周波数帯域で全側波帯より周波数が高くなるよう
に変換される。２次又は副中間周波数帯域で残留側波帯
の周波数が全側波帯の周波数より低くするためには、第
２局部発振器２０は第２混合器１４に前記１次中間周波
数より高い周波数の発振信号を供給すべきである。例え
ば、前記１次中間周波数帯域の中心周波数が９１６ＭＨ
ｚの場合、前記第２局部発振器２０は９６０ＭＨｚの発
振信号を供給して副中間周波数帯域の中間周波数を４４
ＭＨｚとする。航行帯域との干渉可能性を最少化するた
めに、第２局部発振器２０は９６０ＭＨｚより高くない
周波数の発振信号を供給することが望ましい。前記２次
又は副中間周波数帯域で残留側波帯の周波数が全側波帯
の周波数より低い場合、第３局部発振器３０Ｂは最終中
間周波数帯域で残留側波帯の周波数が全側波帯の周波数
より低くなるように、前記副中間周波数帯域でより低い
周波数の発振信号を第３混合器２８に供給すべきであ
る。
【００６１】前記２次又は副中間周波数帯域をより低め
ることにより、前記第３局部発振器３０Ｂを前記中間周
波数帯域より高い周波数で発振させることを図る。この
ような構成に応じて副中間周波数帯域で残留側波帯の周
波数を全側波帯の周波数より高める反面、最終中間周波
数帯域で残留側波帯の周波数を全側波帯の周波数より低
めることができる。他の実施例として、前記構成によれ
ば、副中間周波数帯域で残留側波帯の周波数を全側波帯
の周波数より低める反面、最終中間周波数帯域で残留側
波帯の周波数を全側波帯の周波数より高めることもでき
る。第２局部発振器２０の発振周波数は１次中間周波数
帯域から殆ど取り除く必要はないが、この場合にはＤＴ
Ｖ信号受信機の無線受信機部のＵＨＦ部分に対する設計
要件を緩和させうる。しかしながら、副中間周波数帯域
が低くなるほど、広帯域ＳＡＷフィルター２６の満足設
計を提供することは難しくなる。
ることにより、前記第３局部発振器３０Ｂを前記中間周
波数帯域より高い周波数で発振させることを図る。この
ような構成に応じて副中間周波数帯域で残留側波帯の周
波数を全側波帯の周波数より高める反面、最終中間周波
数帯域で残留側波帯の周波数を全側波帯の周波数より低
めることができる。他の実施例として、前記構成によれ
ば、副中間周波数帯域で残留側波帯の周波数を全側波帯
の周波数より低める反面、最終中間周波数帯域で残留側
波帯の周波数を全側波帯の周波数より高めることもでき
る。第２局部発振器２０の発振周波数は１次中間周波数
帯域から殆ど取り除く必要はないが、この場合にはＤＴ
Ｖ信号受信機の無線受信機部のＵＨＦ部分に対する設計
要件を緩和させうる。しかしながら、副中間周波数帯域
が低くなるほど、広帯域ＳＡＷフィルター２６の満足設
計を提供することは難しくなる。
【００６２】本発明の他の実施例の場合、ＱＡＭ／ＶＳ
Ｂ制御信号はパイロット搬送波存在検出器３９でない他
の手段により発生する。例えば、前記ＱＡＭ／ＶＳＢ制
御信号は単安定回路又はそれと等価の回路からの出力信
号として次のような方式で発生する。整合フィルターに
ＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン回路５の同位相出力信号
を前記整合フィルターの入力信号として印加して前記整
合フィルターにより前記同位相出力信号に含まれている
データセグメント同期化コード群、データフィールド同
期化コード群又はデータフィールド同期化コード群の一
部に応答して出力パルスを発生させる。前記出力パルス
はノイズとの区分のために臨界値検出器により臨界値が
検出され、前記臨界値検出器からの結果パルスは単安定
回路に印加されて単安定回路を非安定状態に切り換え
る。前記単安定回路がその非安定状態にあるときは前記
ＱＡＭ／ＶＳＢ制御信号はＶＳＢ ＡＭ受信状態を示
す。ＶＳＢ ＤＴＶ信号を同伴するデータ同期化信号が
検出されない場合、前記単安定回路は安定状態となり、
したがって、この場合にＱＡＭ／ＶＳＢ制御信号はＱＡ
Ｍ受信を意味するＶＳＢ ＤＴＶ信号の非受信を示す。
Ｂ制御信号はパイロット搬送波存在検出器３９でない他
の手段により発生する。例えば、前記ＱＡＭ／ＶＳＢ制
御信号は単安定回路又はそれと等価の回路からの出力信
号として次のような方式で発生する。整合フィルターに
ＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン回路５の同位相出力信号
を前記整合フィルターの入力信号として印加して前記整
合フィルターにより前記同位相出力信号に含まれている
データセグメント同期化コード群、データフィールド同
期化コード群又はデータフィールド同期化コード群の一
部に応答して出力パルスを発生させる。前記出力パルス
はノイズとの区分のために臨界値検出器により臨界値が
検出され、前記臨界値検出器からの結果パルスは単安定
回路に印加されて単安定回路を非安定状態に切り換え
る。前記単安定回路がその非安定状態にあるときは前記
ＱＡＭ／ＶＳＢ制御信号はＶＳＢ ＡＭ受信状態を示
す。ＶＳＢ ＤＴＶ信号を同伴するデータ同期化信号が
検出されない場合、前記単安定回路は安定状態となり、
したがって、この場合にＱＡＭ／ＶＳＢ制御信号はＱＡ
Ｍ受信を意味するＶＳＢ ＤＴＶ信号の非受信を示す。
【００６３】
【発明の効果】上述したように、本発明の無線受信機は
ＤＴＶ信号が主搬送波の直角振幅変調を用いて伝送され
るか、或いは、主搬送波の残留側波帯振幅変調を用いて
伝送されるかにかかわらず、前記ＤＴＶ信号を受信する
ことができる。
ＤＴＶ信号が主搬送波の直角振幅変調を用いて伝送され
るか、或いは、主搬送波の残留側波帯振幅変調を用いて
伝送されるかにかかわらず、前記ＤＴＶ信号を受信する
ことができる。
【図１】 本発明に応じて構成されるディジタルテレビ
ジョン（ＤＴＶ）受信機の無線受信部を示した概略ブロ
ック図である。
ジョン（ＤＴＶ）受信機の無線受信部を示した概略ブロ
ック図である。
【図２】 本発明に応じて構成されるディジタルテレビ
ジョン（ＤＴＶ）受信機の無線受信部を示した概略ブロ
ック図である。
ジョン（ＤＴＶ）受信機の無線受信部を示した概略ブロ
ック図である。
【図３】 本発明に応じて構成されるディジタルテレビ
ジョン（ＤＴＶ）受信機の無線受信部を示した概略ブロ
ック図である。
ジョン（ＤＴＶ）受信機の無線受信部を示した概略ブロ
ック図である。
【図４】 本発明に応じて構成されるディジタルテレビ
ジョン（ＤＴＶ）受信機の無線受信部を示した概略ブロ
ック図である。
ジョン（ＤＴＶ）受信機の無線受信部を示した概略ブロ
ック図である。
【図５】 ＱＡＭ ＤＴＶ信号をディジタル方式で基底
帯にシンクロダインさせるために、図１乃至図４の各場
合に用いられる回路の詳細構成を示した概略ブロック図
である。
帯にシンクロダインさせるために、図１乃至図４の各場
合に用いられる回路の詳細構成を示した概略ブロック図
である。
【図６】 ＶＳＢ ＤＴＶ信号をディジタル方式で基底
帯にシンクロダインさせるために、図１乃至図４の各場
合に用いられる回路の詳細構成を示した概略ブロック図
である。
帯にシンクロダインさせるために、図１乃至図４の各場
合に用いられる回路の詳細構成を示した概略ブロック図
である。
【図７】 サンプルクロック発生器と、ディジタルＱＡ
Ｍ信号とディジタルＶＳＢ信号をそれぞれ最終中間周波
数信号で基底帯にシンクロダインするのに用いられる複
素搬送波のディジタル表現信号を供給するルックアップ
テーブルＲＯＭと、前記ＲＯＭ用のアドレス発生器とを
提供する回路として図１乃至図４に示した形態の所定の
ＤＴＶ信号無線受信機に含まれている回路の詳細構成を
示した概略ブロック図である。
Ｍ信号とディジタルＶＳＢ信号をそれぞれ最終中間周波
数信号で基底帯にシンクロダインするのに用いられる複
素搬送波のディジタル表現信号を供給するルックアップ
テーブルＲＯＭと、前記ＲＯＭ用のアドレス発生器とを
提供する回路として図１乃至図４に示した形態の所定の
ＤＴＶ信号無線受信機に含まれている回路の詳細構成を
示した概略ブロック図である。
【図８】 図１乃至図４に示した無線受信部を含む前記
ＤＴＶ受信機の残余部分を示した概略ブロック図であ
る。
ＤＴＶ受信機の残余部分を示した概略ブロック図であ
る。
【図９】 図１乃至図３に示した無線受信部で４４ＭＨ
ｚに中心周波数をおく副中間周波数帯域をＱＡＭ信号用
の各種の最終中間周波数帯域にダウンヘテロダインさせ
るのに使用する発振信号の供給に用いられる第３局部発
振器に対する設計周波数を示した表を示す図である。
ｚに中心周波数をおく副中間周波数帯域をＱＡＭ信号用
の各種の最終中間周波数帯域にダウンヘテロダインさせ
るのに使用する発振信号の供給に用いられる第３局部発
振器に対する設計周波数を示した表を示す図である。
【図１０】 図１乃至図３に示した無線受信部で４４Ｍ
Ｈｚに中心周波数をおく副中間周波数帯域をＶＳＢ信号
用の各種の最終中間周波数帯域にダウンヘテロダインさ
せるのに使用する発振信号の供給に用いられる第３局部
発振器に対する設計周波数を前記副中間周波数帯域と前
記最終中間周波数帯域で残留側波帯の周波数が全側波帯
の周波数より高く設定されているとの仮定下で決めて示
した表を示す図である。
Ｈｚに中心周波数をおく副中間周波数帯域をＶＳＢ信号
用の各種の最終中間周波数帯域にダウンヘテロダインさ
せるのに使用する発振信号の供給に用いられる第３局部
発振器に対する設計周波数を前記副中間周波数帯域と前
記最終中間周波数帯域で残留側波帯の周波数が全側波帯
の周波数より高く設定されているとの仮定下で決めて示
した表を示す図である。
【図１１】 図１乃至図３に示した無線受信部で４４Ｍ
Ｈｚに中心周波数をおく副中間周波数帯域をＶＳＢ信号
用の各種の最終中間周波数帯域にダウンヘテロダインさ
せるのに使用する発振信号の供給に用いられる第３局部
発振器に対する設計周波数を前記副中間周波数帯域と前
記最終中間周波数帯域で残留側波帯の周波数が全側波帯
の周波数より低く設定されているとの仮定下で決めて示
した表を示す図である。
Ｈｚに中心周波数をおく副中間周波数帯域をＶＳＢ信号
用の各種の最終中間周波数帯域にダウンヘテロダインさ
せるのに使用する発振信号の供給に用いられる第３局部
発振器に対する設計周波数を前記副中間周波数帯域と前
記最終中間周波数帯域で残留側波帯の周波数が全側波帯
の周波数より低く設定されているとの仮定下で決めて示
した表を示す図である。
Claims (9)
- 【請求項１】 選択されたディジタルテレビジョン信号
がＱＡＭディジタルテレビジョン信号であるか、或い
は、ＶＳＢディジタルテレビジョン信号であるかにかか
わらず、前記選択されたディジタルテレビジョン信号を
受信するための無線受信機において、 前記選択されたディジタルテレビジョン信号に対する第
１最終中間周波数応答信号を第１中間周波数帯域に変換
させて供給するように構成される第１中間周波数増幅器
チェーンと、 前記第１最終中間周波数応答信号をディジタル化させ、
ディジタル化済みの第１最終中間周波数応答信号を発生
させる第１アナログ／ディジタル変換器と、 前記選択されたディジタルテレビジョン信号がＱＡＭ信
号の場合、前記ディジタル化済みの第１最終中間周波数
応答信号を基底帯にシンクロダインさせてインタリーブ
されたＱＡＭシンボルコードの実数サンプルストリーム
と虚数サンプルストリームを発生させるＱＡＭシンクロ
ダイン回路と、 前記選択されたディジタルテレビジョン信号及び同伴す
る全ての同一チャネルアナログテレビジョン信号に対す
る第２最終中間周波数応答信号を前記第１中間周波数帯
域に変換させて供給し、前記同伴する全ての同一チャネ
ルアナログテレビジョン信号のオーディオ搬送波の大部
分に対する実質的な応答を排除させるように前記第２最
終中間周波数応答信号の選択度を前記第１最終中間周波
数応答信号の選択度より高く設定するように構成される
第２中間周波数増幅器チェーンと、 前記第２最終中間周波数応答信号をディジタル化させ、
ディジタル化済みの第２最終中間周波数応答信号を発生
させる第２アナログ／ディジタル変換器と、 前記選択されたディジタルテレビジョン信号がＶＳＢ信
号の場合、前記ディジタル化済みの第２最終中間周波数
応答信号を基底帯にシンクロダインさせてインタリーブ
されたＶＳＢシンボルコードの実数サンプルストリーム
を発生させるＶＳＢシンクロダイン回路とを含むことを
特徴とする無線受信機。 - 【請求項２】 任意個数の設定極超短波周波数で第１発
振信号を供給するための同調可能な第１局部発振器と、 選択されたディジタルテレビジョン信号を第１混合器回
路で前記第１発振信号と混合させ、その結果として生じ
る映像信号に対して選択して前記第１及び第２中間周波
数増幅器チェーンに各々その入力信号として印加するよ
うに前記第１中間周波数帯域に変換させる第１変換回路
とをさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の無線
受信機。 - 【請求項３】 前記第１混合器回路は、 前記選択されたディジタルテレビジョン信号を前記第１
発振信号と混合させ、一つは前記選択されたディジタル
テレビジョン信号を前記第１中間周波数帯域に変換させ
て前記第１中間周波数増幅器チェーンにその前記入力信
号として供給し、もう一つは前記選択されたディジタル
テレビジョン信号を前記第１中間周波数帯域に変換させ
て前記第２中間周波数増幅器チェーンにその前記入力信
号として供給するように構成される二つの第１混合器を
含むことを特徴とする請求項２に記載の無線受信機。 - 【請求項４】 前記第１及び第２中間周波数増幅器チェ
ーンはそれぞれ、 前記選択されたディジタルテレビジョン信号に対する第
１中間周波数増幅器応答信号を第１中間周波数帯域に変
換させて供給する第１中間周波数増幅器と、 前記第１中間周波数増幅器応答信号を第２中間周波数帯
域に変換させて結果映像信号を取り除く第２変換回路
と、 前記選択されたディジタルテレビジョン信号に対する第
２中間周波数増幅器応答信号を第２中間周波数帯域に変
換させて供給する第２中間周波数増幅器と、 前記第２中間周波数増幅器応答信号を第３中間周波数帯
域に変換させて結果映像信号を取り除く第３変換回路と
を含むことを特徴とする請求項３に記載の無線受信機。 - 【請求項５】 前記第１及び第２中間周波数増幅器チェ
ーンの各々に備えられる前記第２変換回路の各々に内蔵
され、該当する前記第２中間周波数帯域の該当する第２
混合器応答信号を発生させるように該当する第２発振信
号を該当する前記第１中間周波数増幅器応答信号と混合
する第２混合器と、 前記第１及び第２中間周波数増幅器チェーンの各々に備
えられる前記第２混合器の各々に該当する前記第２発振
信号を供給し、固定周波数を有する第２局部発振器と、 前記第１及び第２中間周波数増幅器チェーンの各々に備
えられる前記第３変換回路の各々に内蔵され、該当する
前記第３中間周波数帯域の該当する第３混合器応答信号
を発生させるように該当する第３発振信号を該当する前
記第２中間周波数増幅器応答信号と混合する第３混合器
と、 前記第１及び第２中間周波数増幅器チェーンの各々に備
えられる前記第３混合器の各々に該当する前記第３発振
信号を供給し、独立制御周波数を有する第３局部発振器
と、 前記ＱＡＭシンクロダイン回路により供給されるインタ
リーブされたＱＡＭシンボルコードの前記実数サンプル
ストリーム及び虚数サンプルストリームに応答して、前
記第１中間周波数増幅器チェーンに備えられる前記第３
局部発振器に該当する自動周波数及び位相制御信号を供
給する回路と、 前記ディジタル化済みの第２最終中間周波数応答信号を
基底帯にシンクロダインさせることによりインタリーブ
されたＶＳＢシンボルコードの虚数サンプルストリーム
を発生させる追加ＶＳＢシンクロダイン回路と、 前記追加ＶＳＢシンクロダイン回路により供給される前
記虚数サンプルストリームに応答して、前記第２中間周
波数増幅器チェーンに備えられる前記第３局部発振器に
該当する自動周波数及び位相制御信号を供給する回路と
をさらに含むことを特徴とする請求項４に記載の無線受
信機。 - 【請求項６】 前記第１及び第２中間周波数増幅器チェ
ーンの各々に備えられる前記第２変換回路の各々に内蔵
され、該当する前記第２中間周波数帯域の該当する第２
混合器応答信号を発生させるように該当する第２発振信
号を該当する前記第１中間周波数増幅器応答信号と混合
する第２混合器と、 前記第１及び第２中間周波数増幅器チェーンの各々に備
えられる前記第２混合器の各々に該当する前記第２発振
信号を供給し、独立制御周波数を有する第２局部発振器
と、 前記第１及び第２中間周波数増幅器チェーンの各々に備
えられる前記第３変換回路の各々に内蔵され、該当する
前記第３中間周波数帯域の該当する第３混合器応答信号
を発生させるように該当する第３発振信号を該当する前
記第２中間周波数増幅器応答信号と混合する第３混合器
と、 前記第１及び第２中間周波数増幅器チェーンの各々に備
えられる前記第３混合器の各々に発振信号を供給し、固
定周波数を有する第３局部発振器と、 前記ＱＡＭシンクロダイン回路により供給されるインタ
リーブされたＱＡＭシンボルコードの前記実数サンプル
ストリーム及び虚数サンプルストリームに応答して、前
記第１中間周波数増幅器チェーンに備えられる前記第３
局部発振器に該当する自動周波数及び位相制御信号を供
給する回路と、 前記ディジタル化済みの第２最終中間周波数応答信号を
基底帯にシンクロダインさせることによりインタリーブ
されたＶＳＢシンボルコードの虚数サンプルストリーム
を発生させる追加ＶＳＢシンクロダイン回路と、 前記追加ＶＳＢシンクロダイン回路により供給される前
記虚数サンプルストリームに応答して、前記第２中間周
波数増幅器チェーンに備えられる前記第３局部発振器に
該当する自動周波数及び位相制御信号を供給する回路と
をさらに含むことを特徴とする請求項４に記載の無線受
信機。 - 【請求項７】 前記第１変換回路は、 第１混合器回路内で前記選択されたディジタルテレビジ
ョン信号を前記第１発振信号と混合させ、前記選択され
たディジタルテレビジョン信号を前記第１中間周波数帯
域に変換させて前記第１及び第２中間周波数増幅器チェ
ーンにその前記入力信号としてそれぞれ供給する第１混
合器を含むことを特徴とする請求項２に記載の無線受信
機。 - 【請求項８】 前記第１及び第２中間周波数増幅器チェ
ーンの各々に備えられる前記第２変換回路の各々に内蔵
され、該当する前記第２中間周波数帯域の該当する第２
混合器応答信号を発生させるように該当する第２発振信
号を該当する前記第１中間周波数増幅器応答信号と混合
する第２混合器と、 前記第１及び第２中間周波数増幅器チェーンの各々に備
えられる前記第２混合器の各々に該当する前記第２発振
信号を供給し、固定周波数を有する第２局部発振器と、 前記第１及び第２中間周波数増幅器チェーンの各々に備
えられる前記第３変換回路の各々に内蔵され、該当する
前記第３中間周波数帯域の該当する第３混合器応答信号
を発生させるように該当する第３発振信号を該当する前
記第２中間周波数増幅器応答信号と混合する第３混合器
と、 前記第１及び第２中間周波数増幅器チェーンの各々に備
えられる前記第３混合器の各々に該当する前記第３発振
信号を供給し、独立制御周波数を有する第３局部発振器
と、 前記ＱＡＭシンクロダイン回路により供給されるインタ
リーブされたＱＡＭシンボルコードの前記実数サンプル
ストリーム及び虚数サンプルストリームに応答して、前
記第１中間周波数増幅器チェーンに備えられる前記第３
局部発振器に該当する自動周波数及び位相制御信号を供
給する回路と、 前記ディジタル化済みの第２最終中間周波数応答信号を
基底帯にシンクロダインさせることにより虚数サンプル
ストリームを発生させる追加ＶＳＢシンクロダイン回路
と、 前記追加ＶＳＢシンクロダイン回路により供給される前
記虚数サンプルストリームに応答して、前記第２中間周
波数増幅器チェーンに備えられる前記第３局部発振器に
該当する自動周波数及び位相制御信号を供給する回路と
をさらに含むことを特徴とする請求項７に記載の無線受
信機。 - 【請求項９】 前記第１及び第２中間周波数増幅器チェ
ーンの各々に備えられる前記第２変換回路の各々に内蔵
され、該当する前記第２中間周波数帯域の該当する第２
混合器応答信号を発生させるように該当する第２発振信
号を該当する前記第１中間周波数増幅器応答信号と混合
する第２混合器と、 前記第１及び第２中間周波数増幅器チェーンの各々に備
えられる前記第２混合器の各々に該当する前記第２発振
信号を供給し、独立制御周波数を有する第２局部発振器
と、 前記第１及び第２中間周波数増幅器チェーンの各々に備
えられる前記第３変換回路の各々に内蔵され、該当する
前記第３中間周波数帯域の該当する第３混合器応答信号
を発生させるように該当する第３発振信号を該当する前
記第２中間周波数増幅器応答信号と混合する第３混合器
と、 前記第１及び第２中間周波数増幅器チェーンの各々に備
えられる前記第３混合器の各々に発振信号を供給し、固
定周波数を有する第３局部発振器と、 前記ＱＡＭシンクロダイン回路により供給されるインタ
リーブされたＱＡＭシンボルコードの前記実数サンプル
ストリーム及び虚数サンプルストリームに応答して、前
記第１中間周波数増幅器チェーンに備えられる前記第２
局部発振器に該当する自動周波数及び位相制御信号を供
給する回路と、 前記ディジタル化済みの第２最終中間周波数応答信号を
基底帯にシンクロダインさせることによりインタリーブ
されたＶＳＢシンボルコードの虚数サンプルストリーム
を発生させる追加ＶＳＢシンクロダイン回路と、 前記追加ＶＳＢシンクロダイン回路により供給される前
記虚数サンプルストリームに応答して、前記第２中間周
波数増幅器チェーンに備えられる前記第２局部発振器に
該当する自動周波数及び位相制御信号を供給する回路と
をさらに含むことを特徴とする請求項７に記載の無線受
信機。
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