JPH11356046A - 電源装置 - Google Patents

電源装置

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JPH11356046A
JPH11356046A JP10377333A JP37733398A JPH11356046A JP H11356046 A JPH11356046 A JP H11356046A JP 10377333 A JP10377333 A JP 10377333A JP 37733398 A JP37733398 A JP 37733398A JP H11356046 A JPH11356046 A JP H11356046A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 スイッチング電源の力率を確保しながら効率
を上げ、併せて保持時間の確保とリップルの改善も図
る。 【解決手段】 脈流をスイッチングする第１のコンバー
タと直流をスイッチングする第２のコンバータの出力を
合成することで、効率、力率、保持時間、リップッルを
改善し装置の小型化も行う。また、コストダウンにも寄
与する。フライバックコンバータの出力回路とフォワー
ドコンバータの出力回路を並列使用することで効率の高
いトランスが使用でき、制御も容易となる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はスイッチング式のＡ
Ｃ−ＤＣコンバータやインバータ方式野照明器具の電源
などにおいて、効率を低下させること無く、高調波電流
を下げる技術すなわち力率を改善する技術に関する。こ
のことにより小型化と信頼性の向上やコストの削減を図
る。また、必要がある場合には停電時における保持時間
の確保やリップル電圧の削減も図る電源装置に関する。
さらに、制御が易しいフライバックコンバータの性質を
生かしながらフォワードコンバータの効率の良さを併せ
持たせる技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】電源装置の高調波電流を下げる方法、す
なわち力率を改善する方法には、いわゆるアクティブフ
ィルターや入力側の平滑コンデンサを持たないＣレスコ
ンバータと呼ばれるものがある。これらは整流後に平滑
コンデンサを設けることなく、脈流をそのままスイッチ
ングをするものであって、非常に簡単でありながらも必
要にして充分な力率が得られる。ただし、リップルが多
くなったり、０．０２秒程度の瞬間の停電に対する保持
時間が取りにくいといった欠点が存在する。そのため、
アクティブフィルターの後にもう一度ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを設ける、いわゆる２コンバータ方式と呼ばれる構
成をとっている場合がある。このため電流は２つのコン
バータを通ることになりスイッチングロスを２度生じて
しまい効率が悪くなる。
【０００３】一方、１石式のコンバータで、力率を改善
しながらもＣレスコンバーター方式の欠点を改善すべく
保持時間を稼ぎ、リップルも少なくする回路が幾つか提
案されてはいる。しかし、これらの回路の殆どが回生方
式や共振方式のため１次側で電流が転回し、しかもダイ
オードやインダクタを通ることによるロスが加わるので
効率は悪くなってしまう。また、フォワード方式で１石
式のＣレスコンバータを構成する場合はリセット電流の
取扱いが難しいので組み合わせは簡単でなく、更なる複
雑な工夫が必要となる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、まず第一に
２コンバータ方式が２段階のスイッチングで制御するこ
とに起因するロスを下げ、効率を改善しようとするもの
である。また、第二の目的として、シングルコンバータ
で効率を低下させること無しに力率を改善し、しかも保
持時間の確保やリップル特性を改善しようとするもので
ある。シングルコンバータは、前述した理由で力率を改
善しながら保持時間の確保やリップルの改善を図ると、
どうしてもロスが多くなってしまう。また、シングルコ
ンバータ式のスイッチング電源には、フライバック方式
とフォワード方式があるが、前者は制御が易しいが効率
がやや悪いのとトランスが大きくなる欠点が存在する。
一方、後者は効率良く、トランスも小さく出来るもの
の、コアの飽和を防ぐためのリセット電流を流さなくて
はならず、この取扱いの制約のため制御は容易ではな
い。このためＣレスコンバータの殆どがフライバック方
式で実現されている。また、Ｃレスコンバータは１次側
でエネルギーを蓄えることが出来ないため停電時の保持
時間が十分取れなかったり、リップルが多くなる欠点が
存在する。そこで、本願は以下に説明する手段により、
これらの課題を解決した。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本願第１発明は、平滑作
用を有さない、即ち脈流電源用のスイッチングのトラン
スまたはチョークコイルと、平滑作用のある、即ち直流
電源用のスイッチングのトランスまたはチョークコイル
を並列的に設けこれらを一つのスイッチング素子にてス
イッチングし双方の出力を合成するという手法で力率、
保持時間、リップルを確保しながら効率の向上をしてい
る。つまり電流は並列的に通過するのでどちらも１回だ
けのスイッチングロスとなり、このため効率が上がる。
当然ながら並列に通過した後の合成方法は直列でも並列
でも回路に合ったものを選べる。
【０００６】本願第２の発明は、脈流をスイッチングす
るコンバータから直接に負荷に電力を供給し、それによ
るリップルや保持時間の欠点を、別ルートに並列的に設
けた直流電源をスイッチングするＤＣ−ＤＣコンバータ
で補正をするものである。このため電流は並列的に通過
するのでどちらも１回だけのスイッチングロスとなり、
このため効率が上がる。これは、第１の発明より高性能
を得る場合に適す。
【０００７】本願第３の発明は、第２の発明を簡略化し
たもので、請求項３ないし５に記載したように出力電圧
がルート２倍、すなわち１．４１倍や、２ルート２倍、
すなわち２．８２倍といった場合で、しかもラインレギ
ュレーションを要求されない用途において、合成する直
流電源をスイッチング回路を用いずに回路を簡略化した
構成としたものである。
【０００８】本願第４の発明は、商用リップル成分を制
御信号に適切に加えることで出力リップルの低減と力率
の向上をさせる構成としたものである。
【０００９】本願第５の発明は、脈流側と直流側の電流
バランスを適切にするための制御の方法であり、分配器
で適切な割合をあらかじめ決めておくか、一方にもう一
方が連動する方法で適切な割合を保つ手段をとる構成と
したものである。
【００１０】本願第６の発明は、純粋なフライバックコ
ンバータはスイッチング素子がオンの時にコアにエネル
ギーを蓄え、これをオフ時に２次側へ排出する。このた
めそれなりの大きさが必要となる。また、コアには磁気
飽和を防ぐためのギャップも必要となり、これらがロス
を増大させる原因となる。一方フォワードコンバータは
オン時に２次側へエネルギーを放出するのでコアは小さ
くても良く、しかもギャップを設ける必要が無い。しか
し、リセット電流を流さなくてはならず、この制約のた
めデューティーサイクルを大きくできないので、自由な
制御が難しい。そこで本発明では、フライバックコンバ
ータの制御の易しさを確保しながらフォワードコンバー
タの効率の高さに近づくよう、フライバックコンバータ
において、フォワードコンバータの出力回路を補助的に
設け、これを並列的に使用するものである。このように
構成することにより、オン時にコアに蓄えながら、同時
に負荷へも供給するので、コアはその分だけ小さくする
ことができる。また、ギャップも狭く出来るので、効率
を良くすることができる。保持時間の短さとリップルの
多さが許される場合、この方法はＣレスコンバータと好
適に組み合わせられる点に着目して構成したものであ
る。
【００１１】本願第７の発明は、部分共振技術を使用す
る場合にも、やはりフライバックとフォワードの並列動
作が好適に組み合わせることが出来る点に着目してこれ
らの出力を合成して用いるように構成している。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、本発明を実施の形態に沿っ
て説明する。図１において、ＡＣ入力は高周波阻止用の
フィルター１０１を通り整流回路１０２、１０３で整流
される。１０２側は脈流となり、トランス１０４を通じ
て１０５でスイッチングされ、２次側の整流回路１０６
で整流され電流ｉ１が得られる。一方、整流回路１０３
側は、１０７の平滑コンデンサで平滑され直流となっ
て、第２のトランス１０８を通して１０９でスイッチン
グされ、整流回路１１０で整流され電流ｉ２が得られ
る。ここで、ｉ１とｉ２の合計の電流がコンデンサ１１
１にチャージされ出力電流ｉ３となる。コンデンサ１１
１の両端の電圧は分配器１１２で適切な割合に分配さ
れ、低速サーボ回路１１３と高速サーボ回路１１４に供
給するフィードバックループが形成されている。このた
めスイッチング素子１０５側は、リップルには追従でき
ないスローな制御のため、電流ｉ１にはリップルが出て
しまう。勿論、このことが力率の改善に役立つ。一方の
スイッチング素子１０９側はｉ１とｉ２の平均電流の割
合を適切に保ちながらリップルを無くすよう瞬間的なｉ
１＋ｉ２が一定となるよう高速のフィードバックループ
が働いている。これら、ｉ１，ｉ２，ｉ３の波形は、図
６の（ａ）ないし（ｃ）に示す。この結果、どちらのル
ートの電流も１度のスイッチングロスのみとなるので、
２度のスイッチングロスを受ける２コンバータ方式より
効率が向上する。しかも、ｉ１とｉ２の合成したものが
所定の電力を賄えば良いので２コンバータよりもはるか
に小型化ができる。この例の場合は電流の合成で説明し
ているが、１０４、も１０８もフォワードで動作してい
る場合は、２次側の整流回路を直列に接続し、出力電圧
の合成にした方が好ましい。図８の（ａ）は、この出力
回路部分を例示したものである。入力の電流波形は、脈
流側のサイン波（図６（ｅ））と直流側のコンデンサイ
ンプットによるパルス状の波形（図６（ｄ））の合成
（図６（ｆ））となるので、力率は２コンバータ方式に
は及ばないが、規制の範囲には十分に入れることができ
る。
【００１３】図２は絶縁の必要が無い場合の例で、図１
と共通する部分には同じ符号を使用しているので共通す
る動作の説明は省略する。この例では、第１のトランス
及び第２のトランス１０４、１０８に代えて、インダク
タ２０１、２０２を用いている。こういった並列動作を
させる場合問題になるのがその電流量のバランスであ
る。むろん本実施例とは別の方法つまり一方のコンバー
タの平均電流に、もう一方のコンバータの平均電流が連
動する制御方法をとってもよい。この場合リップルをキ
ャンセルするために高速動作が必要な補正用の方を基準
にしてリップルがあるメインの電源側を低速で連動させ
る方が制御が易しい。この実施例の場合、より簡易な回
路構成を目指すなら、スイッチング素子１０５、１０９
と、整流回路１０６、１１０、を共用させる回路構成と
してもよい。この場合もやはり２つの異なる形式のコン
バータを並列使用することになるので、所期の効果が得
られる。
【００１４】図２の例では、第１、第２の双方の電源共
スイッチングを行っているが、図１０の（ａ）は、この
直流出力側を簡略化してスイッチング回路を省略し、倍
電圧整流とした例を示している。倍電圧部分は、後述す
る図１１の（ａ）、図１２の（ａ）のように半波倍電圧
整流回路に簡略化できる。これは、要求される出力電圧
が交流入力の２ルート２倍である２．８２倍といった場
合で、しかも、ラインレギュレーションを要求されない
用途に好適な事例である。ここで重要なことは、交流入
力電圧のルート２倍の１．４１倍となる両波整流回路
は、チョークコイルとの組み合わせでは不適切な動作領
域が存在することにある。そこで、チョークコイルやオ
ートトランスを用いる場合は、特に倍電圧以上となる整
流回路と組み合わせることで無理のない最適な動作をさ
せることができる。むろん、倍電圧整流の場合のチョー
クコイルはオートトランスやトランスに置き換えること
もできる。なお、この例では倍電圧整流回路１００１で
得られた直流出力側の平均電流値を電流検出器１００３
で検出し、スイッチング回路を持つ脈流側の出力電流量
を追従させる制御方法をとっているが、負荷電流か一定
の場合は制御ループを特に必要としない。なお、この例
での負荷も特に制限されるものでなく、ＤＣモータを用
いる各種の電気機器の電源などに適用できる。
【００１５】以下の図１０（ｂ）、図１１、図１２の例
も、図中の破線で囲われた回路を追加することで、追加
のないものに比べて力率は低下するものの、効率を上げ
回路中のリアクトルを小型軽量にできる効果がある。従
って、高調波の規格に余裕がある場合に本発明を効果的
に適用できる。なお、本発明は、各例の破線部分の追加
であるので、各図の他の部分の回路の動作説明は省略す
る。
【００１６】図１０の（ｂ）の回路例は、両波整流回路
１００２と組み合わせることができるよう、チョークコ
イルやオートトランスではなく、トランス１００４と組
み合わせた例である。この例では両波整流回路の出力電
流に応じたパルス幅を制御することで図１０の（ａ）と
同様な働きをさせている。この図１０（ｂ）の例は、制
御回路１００３を高速の１００３ｆと低速の１００３ｓ
に分けている。高速側がない場合は、図１３の左側（ａ
１）〜（ａ３）と同様に動作するが、高速の１００３ｆ
を追加し、しかも逆方向、つまり直流側の電流が多い時
にデューティーサイクルを下げる変調をすることで、同
図右中段の（ｂ２）のようにピークの部分にへこみを作
ることができる。この結果、合成電流の高調波が削減さ
れる。図１０の（ａ）、（ｂ）共、電流バランスが取れ
るように工夫した制御方法も本発明の特徴である。
【００１７】図１１の（ａ）の回路は、ハーフブリッジ
の倍電圧整流回路１１０１のスイッチング電源に本発明
を適用させた例で、下側のダイオード１１０４はコンデ
ンサに変更してもよい。またこの例のように、ＦＥＴを
使用した場合は、ボデーダイオードがあるので下側のダ
イオード１１０４がショートし、上側のダイオード１１
０３はオープンになるので省略できる。この例は、スイ
ッチング電源に限らず照明器具の電源にも適用できる。
【００１８】図１１の（ｂ）の回路は、ハーフブリッジ
１１０２のスイッチング電源に本発明を適用させた例
で、両波整流回路と組み合わせることができるようにト
ランス１１０５と組み合わせた例である。なお、下側コ
ンデンサ１１０６はダイオードに変更してもよい。この
場合も同図（ａ）の例と同様にスイッチング電源に限ら
ず照明器具の電源にも適用できる。
【００１９】図１２の（ａ）の回路は、倍電圧回路１２
０１を用いた照明器具の電源に本発明を適用した例で、
ダイオード１２０４はコンデンサに変更できる。なお、
１２０５は照明装置の点灯管である。この例は、逆に照
明器具に限らず、スイッチング電源としても適用でき
る。
【００２０】図１２の（ｂ）の回路は、両波整流回路１
２０２と好適に組み合わせるためにトランス１２０６を
用いた照明器具用の回路例である。この場合もコンデン
サ１２０７はダイオードに変更可能である。また前述の
例と同様スイッチング電源にも応用できる。この例も図
１０の（ｂ）と同様に両波整流の出力電流を検出し、こ
の信号で脈流のピークにへこみを作る制御を加える構成
となっている。出力電流の検出方法は低抵抗を入れ両端
の電圧で検出することもできる。
【００２１】図３は、図１の実施例をスイッチング素子
１０５、１０９を１個の素子３０１で共用させたシング
ルコンバータの例である。１１４によるフィードバック
のリップル低減作用でもってｉ２が逆のリップル波形と
なり、第１図のものと同様の動作をする。脈流成分、直
流成分のどちらも１回のスイッチングロスで出力される
ので効率が向上する。むろんこの場合もフォワードで動
作させるなら２次側の巻き線を直列に接続できるし、こ
うして合成した方が好ましいのは勿論である。図８の
（ｂ）は、巻き線を直列にした出力回路例を示してい
る。
【００２２】
【実施例】図４、５は、より具体的な実施例であり、こ
れらに基づき本発明をさらに説明する。図４において、
破線で囲んだＡ部分、Ｂ部分、及びＣ部分が存在しない
回路について、まず説明する。これらの部分が存在しな
い状態は従来のコンバータを示しており、交流の入力高
周波阻止用のπ型フィルター１０１と整流回路１０２を
通り、この脈流をスイッチングトランス４０１に供給す
る。スイッチング素子１０５がオンになるとスイッチン
グトランス４０１の巻き線４０２に電流が流れる。この
エネルギーは４０１のコアに蓄えられる。次にスイッチ
ング素子１０５がオフになるとコアに蓄えられたエネル
ギーは巻き線４０３からダイオード４０４を通りコンデ
ンサ１１１に移行する。移行が終了し電流が０となった
時点で、巻き線４０２の１次インダクタンスと共振用の
コンデンサ４０５とで共振が始まり４０５の両端の電
圧、つまりスイッチング素子１０５の両端の電圧も下が
り始める。このタイミングは巻き線４０６でも同時に検
出して、制御回路４０７に送られる。そして、共振周期
の１／２時間が経過した時点で共振用コンデンサ４０５
の両端の電圧は山から谷に移行して最小となる。このタ
イミングを待って制御回路４０７は、次のオン信号をス
イッチング素子１０５に供給する。
【００２３】こうすることで共振用コンデンサ４０５の
ディスチャージ電流を最小にできるので、この電流によ
るロスを減少させることができる。この制御回路４０７
内には、スタート時や瞬間の停電で巻き線４０６からの
信号が来ない場合でも発振が停止しないよう、バックア
ップ用の発振器が含まれている。なお、４０８は、制御
回路４０７を動作させるための電源である。一方、コン
デンサ１１１の両端の電圧は、基準電圧４０９とフォト
カプラー４１０を通じて制御回路４０７に伝えられる。
この信号により、スイッチング素子１０５のオン時間を
調整するフィードバックループが形成されコンデンサ１
１１の両端の電圧を安定化させている。この例は、フラ
イバックのＣレスコンバータにソフトスイッチング技術
の一種である１／２周期だけを共振させる部分共振技術
を組み入れたものである。この動作は、破線Ａ部分の回
路のダイオード４１１、４１２の電流を０としたものに
相当する（図７の動作波形（ｄ）および（ｅ）を０とし
た動作）。
【００２４】更に本発明は、破線Ａ部分、つまりフォワ
ードコンバータの出力回路を追加することによりダイオ
ード４１１、４１２の電流も追加される点にある。スイ
ッチング素子１０５がオンの時ダイオード４１１にも電
流が流れ、インダクタ４１３を通ってコンデンサ１１１
にチャージされる。スイッチング素子１０５がオフの時
は、ダイオード４１２とインダクタ４１３を流れて、こ
れがダイオード４０４の電流と合成されコンデンサ１１
１にチャージされる。フライバックコンバータは、スイ
ッチング素子１０５がオンの時にコアに全て蓄えるのに
対し、本発明は、ダイオード４１１に流れる電流分だけ
トランスに蓄えるエネルギーが減少するので、この分コ
アを小さくすることができる。また、フォワードコンバ
ータの性質が混ざるため、トランス４０１のギャップを
狭くすることができ、この部分で発生する渦電流損も減
少し、効率を上げることができる。この場合、フォワー
ド電流が多くなり過ぎないように巻き線比のバランスを
決める必要はある。このように構成することで、スイッ
チング素子の電圧や電流の動作はフライバックコンバー
タと殆ど変わること無く、つまり制御は易しいままトラ
ンスの効率を上げることになり、力率改善や、共振動作
との組み合わせは、容易となる。なお、本実施例のまま
では保持時間とリップルの問題が残るが、電源を使用す
る本体側でこの対策が行われている場合はこのままでも
よい。
【００２５】次に、保持時間の確保やリップルの低減を
図る実施例を同じ図４を用いて説明する。この対策のた
めに、図４において破線Ｂ部分を追加した回路を考え
る。ＡＣ電源は別な整流回路４１４を通ってコンデンサ
４１５を充電する。これがスイッチング素子１０５のオ
ン時に第２のトランス４１６の巻き線４１７を通じて流
れ、第２のトランス４１６のコアにもエネルギーが蓄え
られる。これが、スイチッング素子１０５のオフ時に巻
き線４１８とダイオード４１９を通してコンデンサ１１
１に流れる。このＢ部分を追加したことによってコンデ
ンサ４１５に大きなエネルギーを蓄えることができるの
で、停電の場合の保持時間を長くすることができる。ま
た、第２のトランス４１６側は脈流でなく直流をスイッ
チングするので、これがリップルを減少させる効果をも
たらす。結局、必要な力率を確保しながら、効率を低下
させることなく、保持時間を長くし、リップルを小さく
することがこの構成によって達成できる。
【００２６】次に図４において、破線Ｃ部分が追加され
た場合の説明をする。スイッチング素子１０５のオフ時
に発生するフライバックのサージエネルギーは、第１の
トランス４０１に追加した巻き線４２０から取り出し、
追加したダイオード４２１を通してコンデンサ４１５に
蓄えられる。これはロスの無いスナバ回路なので、再利
用され無駄にはならない。トランス４１６を通過するエ
ネルギーがこれでも十分な場合は整流回路４１４を省略
することができる。この場合、第１のトランス４０１の
フライバックエネルギーは、ダイオード４２１と４０４
を通じて放出される。この実施例では、主トランスであ
る第１のトランス４０１のエネルギーを全て排出させて
から、スイッチング素子１０５をオンさせる動作、つま
り、電流不連続モードで動作させている。このため力率
改善動作や部分共振動作との組み合わせが極めて容易と
なる。もちろん、第２のトランス４１６側にもフォワー
ドの出力回路をつけ加えたり、逆に第１のトランス４０
１側をフライバックのみとするなどの変更ができる。こ
れら出力回路の組み合わせや、並列合成か直列合成かは
出力回路に応じて適切に選択できる。これらのトランス
に複数の２次巻き線を設ける変更ができることはいうま
でもない。
【００２７】このように脈流の電源と直流の電源を２つ
用意しこれらを並列動作させることで、必要な力率を確
保しながら効率を上げることができる。なお、このＢ部
分のスイッチング回路は、コンデンサインプット形式で
あるため、一般的に行われている力率改善のための、イ
ンダクタあるいは、インダクタとコンデンサを並列させ
た共振回路をコンデンサ４１５の前に挿入しても良い。
この場合全回路がコンデンサインプットのみの回路に比
べてインダクタが小さいもので済む利点もある。
【００２８】図５は、別の実施例を示したもので、図４
と図５の違いはトランス４０１のフライバックサージエ
ネルギーの再利用をする場合に、巻き線４０２から取り
出しダイオード４２１を通してコンデンサ４１５への充
電する点と、第２のトランス４１６の巻き線４１７専用
のスイッチング素子５０１を設けた点が異なっている。
このため、第１のトランス４０１側の脈流エネルギーを
補う様に第２のトランス４１６側で逆のリップルを発生
させ、両者を合成したものが、よりきれいな直流となる
ように制御することができる。むろんトランス４１６を
通過するエネルギーがトランス４０１のフライバックの
サージエネルギーだけで十分な場合はダイオード４１４
を省略できる。この場合はダイオード４２１とコンデン
サー４１５はロスの無いスナバ回路と見なすことができ
るので無駄は生じない。
【００２９】この制御例では整流回路４１４が無い場合
も想定しコンデンサ４１５の電圧は分圧抵抗５０２、５
０３（図５の回路）で分圧して検出し、この電圧を安定
化させるようにスイッチング素子１０５にサーボをか
け、スイッチング素子５０１側はコンデンサ１１１の電
圧を安定化させるように別ループのサーボをかける構成
をとっていて、こういう制御方法もできるとの例であ
る。
【００３０】第６図は、これら実施例の電流の様子を図
示したものである。同図（ａ）がｉ１、（ｂ）がｉ２、
（ｃ）がｉ１＋ｉ２であるｉ３の電流の様子を示してい
る。図７は、図４の実施例におけるスイッチング素子１
０５の電圧波形（同図（ａ））、電流波形（同図
（ｂ））、フライバックコンバータとして働くダイオー
ド４０４の電流（同図（ｃ））、フォワードコンバータ
として働くダイオード４１１の電流（同図（ｄ））およ
びダイオード４１２を流れる電流（同図（ｅ））の状態
を示したタイミングチャートである。スイッチング素子
１０５へのサーボはリップルに追従しないよう大きい時
定数を通してフィードバックを掛ければ、脈流をスイッ
チングすることになり、力率が向上して好ましい。むろ
んスイッチング素子５０１側のサーボは早い方がリップ
ルを効果的にキャンセルするのは当然である。
【００３１】以上の実施例では全てリップルの削減にフ
ィードバックによる方法で行っているが、第９図は第３
図の実施例をもとに制御方法を高度にしたものでその制
御部分のみを示している。正確なリップルキャンセル用
の比較信号として脈流電圧と消費電流とを乗算したもの
を加え、平滑コンデンサと直列に電流検出用の抵抗を挿
入した信号の双方を制御信号に加えることで、さらに力
率も改善している。つまり、リップルの様に予め分かっ
ているものは予測による制御の方が、フィードバック制
御よりもコストアップにはなるものの正確であり、かつ
容易でもある。まずは、加算器９０７のｂとｃの入力は
無いものとする。これは第３図の実施例に使われている
一般的なＰＷＭである。発振器９０１から出た三角波
は、コンパレータ９０２の＋側に接続され、−側は加算
器９０７のｏに接続されて、この出力パルスでスイッチ
ング素子３０１を駆動している。もし、２次側の出力電
圧が高くなると、フォトカプラー９０５は明るくなり抵
抗９０６の電位は上がり、加算器９０７を通ってコンパ
レータ９０２の−側の電位を上げる。これにより、スイ
ッチング素子３０１のディユーティーサイクルが下がっ
て出力電圧を下げるサーボループが形成されている。脈
流電圧は、抵抗９１２と９１３で分圧され乗算器９０８
に入る。もう一方の入力は電流検出抵抗９０４で消費電
流分を取りだし、抵抗９１０とコンデンサ９１１のロー
パスフィルターで直流成分のみを検出し、増幅器９０９
で増幅され、乗算器９０８に入り、双方が乗算される。
この積が、加算器９０７のｂに入るので、消費電流に見
合ったリップルキャンセル用の信号となる。なお、この
時消費電流の検出は、抵抗９０４で検出しているが、検
出はここに限定されるものではなく、他の方法、例えば
カレントトランスによってよい。加算器９０７のｃ入力
は、平滑コンデンサ１０７に直列に接続した抵抗９１４
により、このチャージの量とタイミングを検出して加え
られる。したがって、この間はディユーティーサイクル
が下がることになって、入力電流波形は滑らかになり、
力率を向上させる（図１３の右側の波形）また、乗算器
と増幅器を省略することで、定格出力時に絞ってリップ
ルをキャンセルするよう一定の脈流を比較信号に加える
といった構成にすることもできる。なお、共振型の場合
は９０１、９０２をＶＣＯに入れ換えれば同様の動作を
させることができる。
【００３２】従来の２コンバーター方式はアクティブフ
ィルター部もＤＣ−ＤＣコンバータ部もほぼ同じ電力量
を扱っている。本発明はアクティブフィルター部は従来
より少ない電力量を扱い、ＤＣ−ＤＣコンバーター部は
リップルの補正分のみを扱うため、半分以下でこと足り
る。このように合成して出力を取り出すため、効率の向
上のみならず装置の小型化、しいてはコストダウンにも
なる。この方式は従来の２コンバータに比べ、力率や高
調波電流は及ばないものの規制値は十分に満足させるこ
とができる。なお、異なった電源の並列動作は、もしも
２つの電圧が異なった場合にショートするかのように心
理的に不安をもたらすため、これまで使われなかった。
しかし、スイッチング電源の場合はダイオードが必ずあ
るのでこの心配は全く無い。直列動作についても安全に
合成することができる。
【００３３】
【発明の効果】本発明によれば必要な力率を確保しなが
ら、保持時間とリップル性能も上げながら効率を高める
ことと、装置の小型化やコストダウンもできる。またフ
ライバック方式とフォワード方式の出力回路を合わせ持
ち、これらを並列に接続することで、トランスの効率を
向上させながら、制御の易しさを確保するので、Ｃレス
コンバーターや部分共振技術との組み合わせが容易であ
り、高効率で発熱の少ないしかも信頼性の高い電源装置
を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本構成の実施形態を示す回路図であ
る。
【図２】本発明の非絶縁の場合の実施形態を示す回路図
である。
【図３】本発明のスイッチング素子を１個にした実施形
態を示す回路図である。
【図４】本発明のスイッチング素子が１個の場合の詳細
な実施例を示す回路図である。
【図５】本発明のスイッチング素子が２個の場合の詳細
な実施例を示す回路図である。
【図６】本発明の動作波形およびそのタイミングを示す
図である。
【図７】本発明の動作波形およびそのタイミングを示す
図である。
【図８】本発明の出力を直列合成する場合の実施形態を
示す回路図である。
【図９】本発明のリップルと力率に改良を加えた制御部
分の実施形態を示す回路図である。
【図１０】本発明の図２に示す実施形態の直流出力側を
簡略化したものを示す回路図で、（ａ）は、両波倍電圧
整流回路を用いたもの、（ｂ）は、両波整流回路を用い
たものである。
【図１１】本発明の図１０に示す実施例をハーフブリッ
ジのＡＣ−ＤＣコンバータに応用した例を示す回路図
で、（ａ）は、倍電圧整流回路を用いたもの、（ｂ）
は、通常のハーフブリッジ整流回路を用いたものであ
る。
【図１２】本発明の図１０に示す実施例を照明器具に応
用した回路図で、（ａ）は、倍電圧整流回路を用いたも
の、（ｂ）は、両波整流回路を用いたものである。
【図１３】本発明の図１０等に示す実施例の波形を示す
図である。
【符号の説明】
１０１ π型高周波フィルター １０２、１０３、４１４ 整流回路 １０４、１０８、４０１、４１８ スイッチングトラ
ンス ２０１、２０２ チョークコイル １０５、１０９、３０１ スイッチング素子 １０７、１１１、４１５、９１１ コンデンサ １１２ 分配器 １１３、１１４、４０７ 制御回路 ４１０、９０５ フォトカプラー ４０４、４１１、４１２、４２１ ダイオード ５０２、５０３、９０４、９０６、９１０、９１２、９
１３、９１４ 抵抗 ９０１ 発振器 ９０２ コンパレータ ９０７ 加算器 ９０８ 乗算器 ９０９ 増幅器 １００３ 電流検出器 １２０５ 点灯管

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ＡＣ−ＤＣコンバータまたはインバータ
    方式の照明器具において、ＡＣ電源を整流した平滑作用
    の少ない第１の電源を利用する第１のスイッチングトラ
    ンスまたはチョークコイルをスイッチング手段にて動作
    させ、これから発生するエネルギーの一部および／また
    はＡＣ電源から第２の整流器を通し平滑作用の多い第２
    の電源を利用する第２のスイッチングトランスまたはチ
    ョークコイルの双方を前記スイッチング手段にてスイッ
    チングし、第１、第２のスイッチングトランスまたはチ
    ョークコイルの出力を合成して用いることを特徴とする
    電源装置。
  2. 【請求項２】 ＡＣ−ＤＣコンバータまたはインバータ
    方式の照明器具において、ＡＣ電源を整流し、平滑作用
    の少ない第１の電源を利用する第１のスイッチングトラ
    ンスまたはチョークコイルを、第１のスイッチング手段
    にて動作させ、これから発生するエネルギーの一部およ
    び／またはＡＣ電源から第２の整流器を通し平滑作用の
    多い第２の電源を利用する第２のスイッチングトランス
    またはチョークコイルを第２のスイッチング手段にてス
    イッチングして得られた出力の２つの出力を合成して用
    いることを特徴とする電源装置。
  3. 【請求項３】 ＡＣ−ＤＣコンバータまたはインバータ
    方式の照明器具において、ＡＣ電源を整流し、平滑作用
    の少ない第１の電源を利用する第１のスイッチングトラ
    ンスまたはチョークコイルを、スイッチング手段にて動
    作させ、これから発生する出力と、ＡＣ電源を整流し、
    平滑作用の多い第２の直流出力の２つの出力を合成して
    用いることを特徴とする電源装置。
  4. 【請求項４】 請求項３に記載の電源装置において、第
    ２の電源が倍電圧以上で整流されるものであることを特
    徴とする電源装置。
  5. 【請求項５】 請求項３に記載の電源装置において、第
    ２の電源が両波整流の場合は、第１の電源にトランスを
    用いることを特徴とする電源装置。
  6. 【請求項６】 請求項１ないし５に記載の電源装置にお
    いて、商用電源からのリップル信号成分を乗除算または
    加減算し、この信号をスイッチング動作の変調手段とし
    て用いたことを特徴とする電源装置。
  7. 【請求項７】 請求項２ないし６に記載の電源装置にお
    いて、双方の電源の平均電流の割合を決める制御手段か
    または、一方の電源回路の平均電流に、他方の電源回路
    の平均電流も応じて増減する制御手段を有することを特
    徴とする電源装置。
  8. 【請求項８】 平滑コンデンサを有しないＡＣ−ＤＣコ
    ンバータにおいて、フライバックコンバータとフォワー
    ドコンバータの２つの出力回路を具備し、かつこれらの
    出力を合成して用いることを特徴とする電源装置。
  9. 【請求項９】 １石式の部分共振をさせたスイッチング
    電源において、フライバックコンバーターとフォワード
    コンバータの２つの出力回路を具備し、かつこれらの出
    力を合成して用いることを特徴とする電源装置。
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