JPH1138058A - 到来角遅延時間測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 到来波の遅延時間も測定可能とする。 【解決手段】 Ｑ個のアンテナ受信信号より得た端子２
５₁ 〜２５_Q の受信ベースバンド信号群ｘ₁ （ｉ）〜ｘ
_Q （ｉ）をシフトレジスタ４１₁ 〜４１_Q でそれぞれサ
ンプリング周期Ｔ_s 順次遅延した遅延受信ベースバンド
信号群をＱＮ_D 次元受信ベースバンド信号ベクトルの自
己相関行列の逆行列Ｒ_ex ^-1を求め（４３）、遅延時間
τ、到来角θの到来波の平均電力を一定に保つという拘
束条件を規定するため、τ，θにより拡張したステアリ
ングベクトルＡ_ex ^H （θ，τ）を求め（４４）、その複
素共役転置Ａ_ex ^H （θ，τ）を求め（３４）、Ｒ_ex ^-1と
Ａ_ex ^H（θ，τ）を乗算し（３５）、これとＡ
_ex ^H （θ，τ）の内積を求め（３６）、その逆数を求め
て端子３８に出力する（３７）、Ａ（θ，τ）の、τ，
θを順次変更して端子３８の出力をプロットしてピーク
となる、τ及びθを求める。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、ディジタル無線
通信において到来波の到来角及び遅延時間を測定する到
来角遅延時間測定装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】ディジタル移動通信においては、急増す
る需要に応えるため、周波数有効利用を図り周波数チャ
ネルを増やすことが重要な課題となっている。空間的に
周波数有効利用を図るためには周波数の繰り返し距離を
短くする必要があるが、同一チャネル干渉の電力が増大
し伝送特性が大幅に劣化する。従って、同一チャネル干
渉対策が重要であり、近年、干渉キャンセラの一種であ
るアダプティブアレイを導入することが検討されてい
る。

【０００３】アダプティブアレイは、アンテナの指向性
を適応的に制御して干渉波を除去するものである。この
アダプティブアレイを有効に動作させるためには、実際
の移動伝搬路に則したパラメータ設計を行う必要があ
る。特に到来波の到来角に関する情報が設計上重要であ
り、実際に到来角を測定する必要がある。この測定に
は、（ｉ）ＭＵＳＩＣ（Multiple Signal Classificati
on）アルゴリズム等のSubspace-Based法か、（ii）ＭＶ
ＤＲ（Minimum Variance Distortionless Response）ア
ルゴリズム等のビームフォーミング法を推定アルゴリズ
ムに用いることが考えられるが、Subspace-Based法は行
列の固有展開を行うので演算量が膨大となり、演算量が
比較的少ないビームフォーミング法を適用する方が望ま
しい。

【０００４】ＭＶＤＲアルゴリズムを用いた到来角推定
を説明するため、このアルゴリズムを用いたアダプティ
ブアレイの動作を図３を用いて説明する（J.Capon,“Hi
gh-Resolution Frequency-Wavenumber Spectrum Analys
is”，Proc.IEEE,57(8),pp.1408-1418,1969 年８月）。
アンテナ１１は１１₁ 〜１１_Q のＱ（Ｑは２以上の自然
数）本あり、受信波を受信する。まず、アンテナ１１₁
から受信した受信波は、低雑音アンプ１２で増幅された
後にハイブリッド１３で分岐される。その１つの信号
は、キャリア信号発生器１４が出力するキャリア信号を
乗算器１５で乗算された後にローパスフィルタ１６に通
されてＡ／Ｄ変換器１７でサンプリング周期Ｔ_s ごとに
サンプリングされ、ディジタル信号に変換される。この
サンプリング周期Ｔ_s は特に断らない限り変調のシンボ
ル周期Ｔに等しいものとする。ハイブリッド１３からの
他の信号は移相器１８で９０度位相回転したキャリア信
号と乗算器１９で乗算され、ローパスフィルタ２１に通
された後にＡ／Ｄ変換器２２でサンプリングされ、ディ
ジタル信号に変換される。この操作は準同期検波であ
り、Ａ／Ｄ変換器１７及び２２の出力は準同期検波信号
の同相成分及び直交成分に相当し、２つを合わせて受信
ベースバンド信号ｘ₁ （ｉ）とする。以後、ベースバン
ド信号は全て同相成分を実部で、直交成分は虚部とする
複素表示で表わし、ｉは時刻ｉＴ_s におけるサンプリン
グ値を示す整数とする。なお、低雑音アンプ１２、ハイ
ブリッド１３、乗算器１５及び１９、移相器１８、ロー
パスフィルタ１６及び２１、Ａ／Ｄ変換器１７及び２２
はベースバンド受信信号発生器２３₁ を構成する。他の
アンテナから受信した受信波についても同様に、ベース
バンド受信信号発生器に入力され受信ベースバンド信号
が出力される。ここで、ベースバンド受信信号発生器２
３₁ 〜２３_Q とキャリア信号発生器１４は受信手段に相
当する。

【０００５】ベースバンド受信信号発生器２３₁ 〜２３
_Q からの受信ベースバンド信号群ｘ ₁ （ｉ）〜ｘ
_L （ｉ）は、それぞれ入力端子２５₁ 〜２５_Q を通って
それぞれ複素乗算器２６₁ 〜２６_Q で重み付け係数ｗ^*
₁ 〜ｗ^* _L を乗算された後、複素加算器２７で合成され
て合成信号ｙ（ｉ）として出力端子２８から出力され
る。この過程は受信ベースバンド信号の線形合成であ
り、重み付け係数を適応的に制御することでアンテナ指
向性を制御し、受信ベースバンド信号に含まれる干渉波
成分を除去する。合成信号ｙ（ｉ）を次式で定めるＱ次
元受信ベースバンド信号ベクトルＸ（ｉ）とＱ次元重み
付け係数ベクトルＷを用いて表すと ｙ（ｉ）＝Ｗ^H Ｘ（ｉ） （１） Ｗ^H ＝［ｗ₁ ^* ｗ₂ ^* …ｗ_Q ^* ］ （２） Ｘ^H （ｉ）＝［ｘ₁ ^* （ｉ）ｘ₂ ^* （ｉ）…ｘ_Q ^* （ｉ）］ （３） となる。ここで ^*は複素共役であり、 ^Hは複素共役転置
である。重み付け係数推定回路２９は受信ベースバンド
信号群ｘ₁ （ｉ）〜ｘ_L （ｉ）と合成信号ｙ（ｉ）を入
力として、ＭＶＤＲアルゴリズムを用いて重み付け係数
を推定し出力する。

【０００６】ＭＶＤＲアルゴリズムは、希望波の到来角
をφとするとφから来る到来波のみを抽出するように動
作する。具体的には、到来角φの到来波の平均電力を一
定に保ちつつ合成信号の平均電力が最小になるように重
み付け係数を推定する。このように重み付け係数を推定
すると、他の到来角の到来波は除去され、雑音信号電力
が無視できる状況では合成信号の平均電力が到来角φの
到来波の平均電力に比例する。

【０００７】次に、到来角φの到来波の平均電力を一定
に保つ拘束条件について、図５を用いて説明する。この
図において、アンテナの形状は間隔ｄで線上にアンテナ
を配置するリニアアレイであり、到来角φの平面波が到
来しているものとする。ここで、間隔ｄはアレイアンテ
ナの指向性を適切に制御するためλ／２（λ：電波の波
長）以下にする必要がある。アンテナ１１₂ の到来波
は、アンテナ１１₁ の到来波に対して行路差ｄ cosφで
２πｄcos φ／λの位相遅れがある。同様に第ｑ（１＜
ｑ＜Ｑ）アンテナ１１_q の到来波は、アンテナ１１₁ の
到来波に対して２π（ｑ−１）ｄ cosφ／λの位相遅れ
がある。この位相遅れと式（１）を考慮すると、到来角
φの到来波の平均電力を一定に保つ拘束条件は Ｗ^H Ａ（φ）＝１（一定） （４） Ａ^H （φ）＝［ａ₁ ^* （φ）ａ₂ ^* （φ）…ａ_Q ^* （φ）］ （５） ａ_q （φ）＝ｅｘｐ［−ｊ２π（ｑ−１）ｄ cosφ／λ］，１＜ｑ＜Ｑ （６） となる。ここでＡ（φ）はステアリングベクトルと呼ば
れているベクトルであり、ｊは虚数単位である。

【０００８】合成信号ｙ（ｉ）の平均電力Ｐ（Ｗ）は式
（１）から Ｐ（Ｗ）＝Ｗ^H ＲＷ （７） となる。ここでＲはＱ次元受信ベースバンド信号ベクト
ルＸ（ｉ）の自己相関行列であり、 Ｒ＝〈Ｘ（ｉ）Ｘ^H （ｉ）〉 （８） である。なお，〈 〉はアンサンブル平均を表す。式
（４）の拘束条件のもと式（７）を最小にするＷをＷ
_opt とするとＷ_opt は Ｗ_opt ＝［Ａ^H （φ）Ｒ^-1Ａ（φ）］^-1Ｒ^-1Ａ（φ） （９） となることが知られている（R.T.Jr.Compton著“Adapti
ve antennas ”第６章，Prentice Hall 出版１９８８
年）。式（９）を式（７）に代入すると Ｐ_m （φ）＝Ｐ（Ｗ_opt ）＝［Ａ^H （φ）Ｒ^-1Ａ（φ）］^-1 （10） となる。

【０００９】Ｐ_m （φ）＝Ｐ（Ｗ_opt ）は、雑音信号電
力が無視できる状況では到来角φの到来波の平均電力に
比例するので、到来角φに対するＰ_m （φ）をプロット
してそのピークを探せば、実際の到来波の到来角を推定
することができ、そのピーク値は到来波の平均電力にほ
ぼ比例する。このＭＶＤＲアルゴリズムを用いた従来の
到来角測定器の構成を図４に示す。受信ベースバンド信
号群ｘ₁ （ｉ）〜ｘ_Q （ｉ）は、入力端子２５₁ 〜２５
_Q を通って入力する。逆行列演算手段に相当する逆行列
演算回路３１は受信ベースバンド信号群ｘ₁ （ｉ）〜ｘ
_Q （ｉ）からＲ^-1を求めて出力する。ステアリングベク
トル生成手段に相当するステアリングベクトル生成回路
３２は、入力端子３３から到来角候補の値θを入力して
式（５）と式（６）に基づきステアリングベクトルＡ
（θ）を求めて出力する。複素共役演算回路３４はステ
アリングベクトルＡ（θ）を入力としてＡ（θ）の複素
共役転置Ａ^H （θ）を出力し、行列乗算回路３５はＲ^-1
にＡ（θ）を乗算してベクトルＲ^-1Ａ（θ）を出力す
る。内積演算回路３６はこの乗算結果Ｒ^-1Ａ（θ）とス
テアリングベクトルの複素共役転置Ａ ^H （θ）との内
積、Ａ^H （θ）Ｒ^-1Ａ（θ）を求めて出力する。逆数演
算回路３７はこの内積の逆数｛Ａ^H （θ）Ｒ^-1Ａ
（θ）｝^-1を計算して、到来角候補θに対応する到来波
の平均電力Ｐ_m （θ）として出力端子３８から出力す
る。ここで、複素共役演算回路３４、行列乗算回路３
５、内積演算回路３６及び逆数演算回路３７は平均電力
推定手段に相当する。

【００１０】到来角候補θに対するＰ_m （θ）をプロッ
トした具体例を図６に示す。曲線６１はＥ_b ／Ｎ₀ ＝３
０ｄＢ、曲線６２はＥ_b ／Ｎ₀ ＝１５ｄＢ、曲線６３は
Ｅ_b／Ｎ₀ ＝０ｄＢ、Ｅ_b ／Ｎ₀ は１ビット当りの信号
エネルギの雑音スペクトル電力密度比である。ここで、
アンテナの数Ｑは４、アンテナ間隔ｄはλ／２、変調方
式はＱＰＳＫ変調として、到来角６０度と１２０度の平
均電力が等しい２つの波が来るものとした。θが６０度
と１２０度でＰ_m （θ）がピークとなり、２つのピーク
値はほぼ等しくなっている。平均Ｅ_b ／Ｎ₀ をパラメー
タにしており、雑音電力が相対的に高くなると、即ち平
均Ｅ_b ／Ｎ₀ が小さくなると、ピークが鈍くなっている
様子がわかる。

【００１１】図４の逆行列演算手段３１はＲ^-1を求める
が、その方法は、（ｉ）Ｒを求めてから逆行列を計算す
る方法と、（ii）Ｒ^-1を直接求める方法がある。（ｉ）
の方法は、まず式（８）で定義されているＲを以下で示
すようにアンサンブル平均を時間平均で置き換えて求め
る。このとき、ｉ＝１からＮまでのサンプリング値が得
られたものとする。

【００１２】 Ｒ＝β_N Ｒ_N （11） Ｒ_N ＝Σ_i=1 ^N λ^N-i Ｘ（ｉ）Ｘ^H （ｉ） （12） λ＝１で β_N ＝Ｎ^-1 λ＜１で β_N ＝［（１−λ^N ）／（１−λ）］^-1 （13） ここでは指数重み付け時間平均を行い、忘却係数λ（０
＜λ＜１）を導入した。β_N は規格化定数であり、式
（１３）に示すように実質的な観測時間の逆数となって
いる。Ｒ^-1は式（１１）から Ｒ^-1＝β_N ^-1Ｒ_N ^-1 （14） として求める。

【００１３】（ii）の方法は、式（１４）のＲ_N ^-1を逆
行列の補助定理を用いて逐次的に求める方法であり、

【００１４】

【数１】 として求める。ただし、初期条件は Ｒ₀ ^-1＝δ^-1Ｉ （16） とする。ここで、δは非常に小さい正数であり、Ｉは単
位行列である。Ｒ_N ^-1を求めたら、式（１４）に代入し
てＲ^-1を求める。この方法の利点は逆行列の操作が不要
で演算量が（ｉ）の方法に比べて少ない点にある。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】さて、広帯域伝送を行
う場合、シンボル周期Ｔに比べて遅延時間が無視できな
い到来波が到来して符号間干渉が発生し、符号間干渉に
よる伝送劣化を抑えるため適応等化器を導入する必要が
ある。適応等化器を設計する上において、遅延時間の情
報が必要であり、到来角に加えて実際に遅延時間を測定
する必要がある。しかし、図４の従来の到来角測定装置
は到来角の差でのみ到来波を分離検出しているため、到
来波の遅延時間を測定することができない。

【００１６】以上説明したように、従来の到来角測定装
置では、広帯域伝送に適用しようとすると、到来角の差
でのみ到来波を分離検出しているため、到来波の遅延時
間を測定することができないという欠点があった。この
発明の目的は、到来波の到来角に加えて遅延時間を測定
できる到来角遅延時間測定装置を提供することにある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】この発明における到来角
遅延時間測定装置は、（１）複数のアンテナからの受信
信号をベースバンド帯に変換する受信手段、（２）受信
ベースバンド信号群をシフトレジスタで各種の遅延をさ
せる遅延手段、（３）遅延受信ベースバンド信号群の自
己相関行列の逆行列を求める逆行列演算手段、（４）到
来波の到来角候補と遅延時間候補に依存するステアリン
グベクトルを定めるステアリングベクトル生成手段、
（５）逆行列とステアリングベクトルから到来角候補及
び遅延時間候補に対応する到来波の平均電力を求める平
均電力推定手段から成る。

【００１８】逆行列演算手段は、遅延受信ベースバンド
信号群を遅延時間又は受信アンテナ番号を基準に分割
し、この分割遅延受信ベースバンド信号群に対応する複
数の自己相関行列の逆行列を求める構成にすることがで
きる。これに伴い、ステアリングベクトル生成手段は、
分割遅延受信ベースバンド信号群に対応した複数のステ
アリングベクトルを出力する構成に、平均電力推定手段
は複数の逆行列と複数のステアリングベクトルから到来
角候補及び遅延時間候補に対応する到来波の平均電力を
求める構成となる。 ［作用］ この発明における基本的な作用は次のような
ものである。（１）受信手段は、複数のアンテナからの
受信信号をベースバンド帯に変換し出力する。（２）遅
延手段は、受信ベースバンド信号群をシフトレジスタに
入力し、このシフトレジスタの各シフト段の出力信号を
遅延受信ベースバンド信号群として出力する。（３）逆
行列演算手段は、遅延受信ベースバンド信号群を入力と
して、その自己相関行列の逆行列を計算して出力する。
（４）ステアリングベクトル生成手段は、到来波の到来
角候補と遅延時間候補からステアリングベクトルを定め
出力する。（５）平均電力推定手段は、逆行列にステア
リングベクトルを乗算して、その結果と前記ステアリン
グベクトルの複素共役との内積を求め、この内積の逆数
を到来角候補及び遅延時間候補に対応する到来波の平均
電力として出力する。

【００１９】逆行列演算手段は、遅延受信ベースバンド
信号群を遅延時間又は受信アンテナ番号を基準に分割
し、この分割遅延受信ベースバンド信号群に対応する複
数の自己相関行列の逆行列を計算して出力することも可
能である。これに伴い、ステアリングベクトル生成手段
は、到来波の到来角候補と遅延時間候補から分割遅延受
信ベースバンド信号群に対応した複数のステアリングベ
クトルを定め出力し、平均電力推定手段は、分割遅延受
信ベースバンド信号群ごとに、逆行列にステアリングベ
クトルを乗算してその乗算結果のベクトルとステアリン
グベクトルの複素共役との内積を求め、この内積の逆数
を足しあわせて平均電力として出力する。

【００２０】従来技術とは、遅延受信ベースバンド信号
群の自己相関行列の逆行列と、到来角候補のみならず遅
延時間候補に依存するステアリングベクトルとから到来
波の平均電力を求める点が異なる。

【００２１】 〔発明の詳細な説明〕実施例１ この発明において、送信信号は図７に示すように周期Ｔ
_F の周期信号Ｓ（ｔ）であり、この周期信号Ｓ（ｔ）は
受信側で既知とする。この発明の実施例１の構成を図１
に示す（請求項１）。入力端子２５₁ 〜２５_Q から受信
ベースバンド信号群ｘ₁ （ｉ）〜ｘ_Q （ｉ）が入力し、
それぞれ遅延手段に相当するシフトレジスタ４１₁ 〜４
１_Q に入力される。シフトレジスタ４１₁ 〜４１_Q は遅
延時間がサンプリング周期Ｔ_s に等しい遅延素子４２の
縦続構成であり、最大遅延時間がＴ_F −Ｔ_s となるよう
に遅延素子数Ｎ_D ＝Ｔ_F ／Ｔ_s −１とする。なお、ここ
ではＴ_F ／Ｔ_s は自然数に限定する。このシフトレジス
タ４１₁ 〜４１_Q は、出力信号を遅延受信ベースバンド
信号群として逆行列演算回路４３に入力する。逆行列演
算回路４３は逆行列演算手段に相当し、式（３）で定め
たＱ次元受信ベースバンド信号ベクトルＸ（ｉ）の代り
に、次式で定めるＱＮ_D 次元受信ベースバンド信号ベク
トルＸ_ex（ｋ）の自己相関行列の逆行列Ｒ_ex ^-1を求め
る。

【００２２】 Ｘ_ex ^H (k) ＝［Ｘ₁ ^H (k) Ｘ₂ ^H (k) …Ｘ_Q ^H (k) ］ （17） Ｘ_q ^H (k) ＝［ｘ_q ^* (kＴ_F ／Ｔ_s ）ｘ_q ^* (kＴ_F ／Ｔ_s −１）… ｘ_q ^* (kＴ_F ／Ｔ_s −Ｎ_D +1）］，１＜ｑ＜Ｑ （18） なお、逆行列を求める際、式（１２）の時間平均はｉの
代りに周期Ｔ_F の整数倍時刻を示す整数ｋを用いる。ス
テアリングベクトル生成手段に相当する時空ステアリン
グベクトル生成回路４４は、入力端子４５から遅延時間
候補の値τを、入力端子３３から到来角候補の値θを入
力してステアリングベクトルＡ_ex（θ，τ）を求めて出
力する。このステアリングベクトルは、遅延時間τ、到
来角θの到来波の平均電力を一定に保つという拘束条件
を規定しなくてはならない。式（１７）を考慮すると、
このＡ_ex（θ，τ）は、遅延位相ａ_q （φ）と送信周期
信号ベクトルＳ_p （ｔ）とを用いて前述の式（５）のＡ
（θ）を拡張して、 Ａ_ex ^H （θ，τ）＝［ａ₁ ^* （θ）Ｓ_p ^H （τ）ａ₂ ^* （φ）Ｓ_p ^H （τ）… ａ_L ^* （φ）Ｓ_p ^H （τ）］ （19） Ｓ_p ^H (τ）＝［Ｓ^*（Ｎ_D Ｔ_s −Ｔ_s −τ）Ｓ^* （Ｎ_D Ｔ_s −２Ｔ_s −τ）… Ｓ^* （−τ）］ （20） となる。複素共役演算回路３４はステアリングベクトル
Ａ_ex（θ，τ）を入力としてＡ_ex（θ，τ）の複素共役
転置Ａ_ex ^H （θ，τ）を出力し、行列乗算回路３５はＲ
_ex ^-1にＡ_ex（θ，τ）を乗算してベクトルＲ_ex ^-1Ａ
_ex（θ，τ）を出力する。内積演算回路３６はこの乗算
結果Ｒ_ex ^-1Ａ_ex（θ，τ）とステアリングベクトルの複
素共役転置Ａ_ex ^H （θ，τ）との内積、Ａ_ex ^H （θ，
τ）Ｒ_ex ^-1Ａ_ex（θ，τ）を求めて出力する。逆数演算
回路３７はこの内積の逆数｛Ａ_ex ^H （θ，τ）Ｒ_ex ^-1Ａ
_ex（θ，τ）｝^-1を計算して、到来角候補θ及び遅延時
間τに対応する到来波の平均電力Ｐ_m ( θ, τ) として
出力端子３８から出力する。ここで、複素共役演算回路
３４、行列乗算回路３５、内積演算回路３６及び逆数演
算回路３７は平均電力推定回路４７を構成し、平均電力
推定手段に相当する。

【００２３】到来角候補θ及び遅延時間候補τに対して
Ｐ_m （θ，τ）をプロットしてそのピーク値を探せば、
到来波の到来角及び遅延時間が推定できる。このよう
に、遅延受信ベースバンド信号群の自己相関行列の逆行
列を求め、到来角候補のみならず遅延時間候補に依存す
るステアリングベクトルを用いているため、到来波の到
来角のみならず遅延時間の測定ができる。

【００２４】なお、ここではアンテナは図５に示したよ
うなリニアアレイとして説明したが、円状のサーキュラ
アレイにも容易に適用できる。また、サンプリングオフ
セットによる劣化を抑えるため、サンプリング周期Ｔ_s
を変調のシンボル周期Ｔ未満にすることもできる。実施例２ 図１に示した実施例の構成は、ＱＮ_D が大きい値となる
とき演算量が膨大となる。図２に示したこの発明の実施
例２の構成は、ＱＮ_D が大きい値の場合でも演算量を抑
えることができるものである（請求項２）。入力端子２
５₁ 〜２５_Q から受信ベースバンド信号群ｘ₁(i)〜ｘ_Q1
(i) が入力し、それぞれ遅延手段に相当するシフトレジ
スタ４１₁ 〜４１_Q に入力される。シフトレジスタ４１
₁ 〜４１ _Q は遅延時間がサンプリング周期Ｔ_s に等しい
遅延素子の縦続構成であり、最大遅延時間がＴ_F −Ｔ_s
となるように遅延素子数Ｎ_D ＝Ｔ_F ／Ｔ_s −１とする。
なお、ここではＴ_F ／Ｔ_s は自然数に限定する。このシ
フトレジスタ４１₁ 〜４１ _Q は、出力信号を遅延受信ベ
ースバンド信号群としてマルチ逆行列演算回路５１に入
力する。マルチ逆行列演算回路５１は逆行列演算手段に
相当し、遅延受信ベースバンド信号群を遅延時間を基準
に分割し、この分割遅延受信ベースバンド信号群に対応
する複数の自己相関行列の逆行列を計算して出力する。
ここでは遅延受信ベースバンド信号群を２つに分割す
る。式(17)で定めたＱＮ_D 次元受信ベースバンド信号ベ
クトルＸ_ex(k) の代りに、次式で定めるＱＮ_D1( １＜Ｎ
_D1＜Ｎ_D) 次元受信ベースバンド信号ベクトルＸ_ex1(k)
と、Ｑ( Ｎ_D −Ｎ_D1) 次元受信ベースバンド信号ベクト
ルＸ_ex2(k)の自己相関行列の逆行列Ｒ_ex ^-1及びＲ_ex2 ^-1
を求める。

【００２５】 Ｘ_exi ^H （ｋ）＝［Ｘ_1i ^H （ｋ）Ｘ_2i ^H （ｋ）…Ｘ_Qi ^H （ｋ）］，ｉ＝1,2 （21） なお、逆行列を求める際、式（１２）の時間平均はｉの
代りに周期Ｔ_F の整数倍時刻を示す整数ｋを用いる。時
空ステアリングベクトル生成回路４４₁ は、入力端子４
５から遅延時間候補の値τを、入力端子３３から到来角
候補の値θを入力して、ＱＮ_D1次元受信ベースバンド信
号ベクトルＸ_ex1 （ｋ）に対応するステアリングベクト
ルＡ_ex1 （θ，τ）を求め出力する。同様に、時空ステ
アリングベクトル生成回路４４₂ は、入力端子４５から
遅延時間候補の値τを、入力端子３３から到来角候補の
値θを入力して、Ｑ（Ｎ_D −Ｎ_D1）次元受信ベースバン
ド信号ベクトルＸ_ex2 （ｋ）に対応するステアリングベ
クトルＡ_ex2 （θ，τ）を求め出力する。これらのステ
アリングベクトルは、遅延時間τ、到来角θの到来波の
平均電力を一定に保つという拘束条件を規定しなくては
ならない。式（２２）を考慮すると、このＡ_ex1 （θ，
τ）及びＡ_ex2 （θ，τ）は前述の式（５）のＡ（θ）
を拡張して、 Ａ_exi ^H （θ）＝［ａ₁ ^* （θ）Ｓ_i ^H （τ）ａ₂ ^* （φ）Ｓ_i ^H （τ）… ａ_Q ^* （φ）Ｓ_i ^H （τ）］，ｉ＝１，２ （23） となる。ここで、時空ステアリングベクトル生成回路４
４₁ 及び４４₂ はステアリングベクトル生成手段に相当
する。平均電力推定回路４７₁ 及び４７₂ は図１と同
様、それぞれ、Ｘ_ex1 （ｋ）に対応する逆行列Ｒ_ex1 ^-1
とステアリングベクトルＡ_ex1 （θ，τ），Ｘ
_ex2 （ｋ）に対応する逆行列Ｒ_ex2 ^-1とステアリングベ
クトルＡ_ex2 （θ，τ）を入力として、内積の逆数｛Ａ
_ex1 ^H （θ，τ）Ｒ_{ex 1} ^-1Ａ_ex1 （θ，τ）｝^-1及び
｛Ａ_ex2 ^H （θ，τ）Ｒ_ex2 ^-1Ａ_ex2 （θ，τ）｝^-1
をそれぞれ計算して出力する。加算器５２はこれら内積
の逆数を足しあわせ、到来角候補θ及び遅延時間τに対
応する到来波の平均電力として出力端子３８から出力す
る。ここで、平均電力推定回路４７₁ 及び４７₂ と加算
器５２は平均電力推定手段に相当する。

【００２６】到来角候補θ及び遅延時間候補τに対して
平均電力をプロットしてそのピーク値を探せば、到来波
の到来角及び遅延時間が推定できる。ここでの演算量は
行列及びベクトルの次元の２次関数として増加するの
で、遅延受信ベースバンド信号群を遅延時間を基準に分
割して、行列及びベクトルの次元を減らすことで、ＱＮ
_D が大きい値の場合でも全体として演算量を抑えること
ができる。

【００２７】なお、ここでは遅延受信ベースバンド信号
群を遅延時間を基準に分割したが、アンテナ番号を基準
に分割することも容易にできる。

【００２８】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれば
遅延受信ベースバンド信号群の自己相関行列の逆行列
と、到来角候補のみならず遅延時間候補に依存するステ
アリングベクトルとから到来波の平均電力を求めている
ので、到来波の到来角に加えて遅延時間を測定できる。

【００２９】同一チャネル干渉が無視できず、高速伝送
を行う無線システムに利用すると効果的である。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例１の機能構成を示すブロック
図。

【図２】この発明の実施例２の機能構成を示すブロック
図。

【図３】従来のアダプティブアレイの機能構成を示すブ
ロック図。

【図４】従来の到来角測定装置の機能構成図。

【図５】アダプティブアレイのアンテナ配置と到来波の
関係図。

【図６】到来角候補と平均電力のプロット例を示す図。

【図７】送信信号の信号構成を示す図。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 ＦＩ Ｈ０３Ｈ 21/00 Ｈ０３Ｈ 21/00

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数のアンテナからの受信信号をベース
   バンド帯に変換し受信ベースバンド信号群を出力する受
   信手段と、 前記受信ベースバンド信号群をシフトレジスタに入力
   し、このシフトレジスタの各シフト段の出力信号を遅延
   受信ベースバンド信号群として出力する遅延手段と、 前記遅延受信ベースバンド信号群を入力として、その自
   己相関行列の逆行列を計算して出力する逆行列演算手段
   と、 到来波の到来角候補と遅延時間候補からステアリングベ
   クトルを定め出力するステアリングベクトル生成手段
   と、 前記逆行列に前記ステアリングベクトルを乗算して、そ
   の乗算結果のベクトルと前記ステアリングベクトルの複
   素共役との内積を求め、この内積の逆数を前記到来角候
   補及び前記遅延時間候補に対応する到来波の平均電力と
   して出力する平均電力推定手段とから構成されることを
   特徴とする到来角遅延時間測定装置。
2. 【請求項２】 複数のアンテナからの受信信号をベース
   バンド帯に変換し受信ベースバンド信号群を出力する受
   信手段と、 前記受信ベースバンド信号群をシフトレジスタに入力
   し、このシフトレジスタの各シフト段の出力信号を遅延
   受信ベースバンド信号群として出力する遅延手段と、 前記遅延受信ベースバンド信号群を遅延時間又は受信ア
   ンテナ番号を基準に分割し、この分割遅延受信ベースバ
   ンド信号群に対応する複数の自己相関行列の逆行列を計
   算して出力する逆行列演算手段と、 到来波の到来角候補と遅延時間候補から前記分割遅延受
   信ベースバンド信号群に対応した複数のステアリングベ
   クトルを定め出力するステアリングベクトル生成手段
   と、 前記分割遅延受信ベースバンド信号群ごとに、前記逆行
   列に前記ステアリングベクトルを乗算してその乗算結果
   のベクトルと前記ステアリングベクトルの複素共役との
   内積を求め、この内積の逆数を足しあわせ、その和を前
   記到来角候補及び前記遅延時間候補に対応する到来波の
   平均電力として出力する平均電力推定手段とから構成さ
   れることを特徴とする到来角遅延時間測定装置。