JPH114125A - 電力増幅器 - Google Patents
電力増幅器Info
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- JPH114125A JPH114125A JP9169416A JP16941697A JPH114125A JP H114125 A JPH114125 A JP H114125A JP 9169416 A JP9169416 A JP 9169416A JP 16941697 A JP16941697 A JP 16941697A JP H114125 A JPH114125 A JP H114125A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 広い範囲の温度変化に対して簡単な構成で確
実に温度補償を行い所望の特性を維持することができる
電力増幅器の提供。 【解決手段】 本発明の電力増幅器には、ゲート電圧Ｖ
ｇの変化に対してドレイン電流Ｉdsの変化量が一定の電
界効果トランジスタＦＥＴが設けられる。このＦＥＴ
は、温度変化に起因してゲート電圧−ドレイン電流特性
が変動するが、温度変化をゲートリーク電流Ｉｇの変化
として検出するゲートバイアス供給用抵抗Ｒ１が所定値
に選定されているので、このゲートバイアス変化によっ
てドレイン電流変動がうまく相殺される。この電力増幅
器は、不純物がパルス状にドープされた活性層を備える
パルスドープＦＥＴを使用することにより温度補償効果
が確実化され、また、隣接送信チャンネルを備える屋外
用送受信設備に適用することができる。
実に温度補償を行い所望の特性を維持することができる
電力増幅器の提供。 【解決手段】 本発明の電力増幅器には、ゲート電圧Ｖ
ｇの変化に対してドレイン電流Ｉdsの変化量が一定の電
界効果トランジスタＦＥＴが設けられる。このＦＥＴ
は、温度変化に起因してゲート電圧−ドレイン電流特性
が変動するが、温度変化をゲートリーク電流Ｉｇの変化
として検出するゲートバイアス供給用抵抗Ｒ１が所定値
に選定されているので、このゲートバイアス変化によっ
てドレイン電流変動がうまく相殺される。この電力増幅
器は、不純物がパルス状にドープされた活性層を備える
パルスドープＦＥＴを使用することにより温度補償効果
が確実化され、また、隣接送信チャンネルを備える屋外
用送受信設備に適用することができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、電力増幅器、よ
り詳細には、砒化ガリウム（ＧａＡｓ）を基材にしてパ
ルスドープ構造としたメス型電界効果トランジスタ（me
tal semiconductor field effect transistor ：ＭＥＳ
ＦＥＴ）を用いた電力増幅器に関する。
り詳細には、砒化ガリウム（ＧａＡｓ）を基材にしてパ
ルスドープ構造としたメス型電界効果トランジスタ（me
tal semiconductor field effect transistor ：ＭＥＳ
ＦＥＴ）を用いた電力増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年急速に市場が成長している携帯電話
やＰＨＳ（personal handyphone system）をはじめとす
る移動体通信（mobile communication）においては、周
波数の有効活用や高い伝送速度を求めるために、ディジ
タル変調の技術が使用されている。これらのシステムに
おいては、一般に、使用されるデバイス特に送受信部に
使用される電力増幅器には高い線形性が求められ、ま
た、屋外に設置される送信設備は、公衆用ＰＨＳ基地局
等にみられるように、一般に、使用温度条件が苛酷であ
り、そこで使用される電力増幅器には、例えば、少なく
とも -20〜75℃の温度範囲において、一定の特性を維持
することが要求される。
やＰＨＳ（personal handyphone system）をはじめとす
る移動体通信（mobile communication）においては、周
波数の有効活用や高い伝送速度を求めるために、ディジ
タル変調の技術が使用されている。これらのシステムに
おいては、一般に、使用されるデバイス特に送受信部に
使用される電力増幅器には高い線形性が求められ、ま
た、屋外に設置される送信設備は、公衆用ＰＨＳ基地局
等にみられるように、一般に、使用温度条件が苛酷であ
り、そこで使用される電力増幅器には、例えば、少なく
とも -20〜75℃の温度範囲において、一定の特性を維持
することが要求される。
【０００３】一方、このような高い線形性を要する用途
に使用可能と考えられる電界効果トランジスタとして、
例えば、パルスドープ構造をもつものがある。そこで、
このようなパルスドープ電界効果トランジスタの中でも
特に線形性に優れているパルスドープ構造ＧａＡｓＭＥ
ＳＦＥＴの一例を簡単に説明する。
に使用可能と考えられる電界効果トランジスタとして、
例えば、パルスドープ構造をもつものがある。そこで、
このようなパルスドープ電界効果トランジスタの中でも
特に線形性に優れているパルスドープ構造ＧａＡｓＭＥ
ＳＦＥＴの一例を簡単に説明する。
【０００４】〔パルスドープ構造電界効果トランジスタ
例〕図１には、パルスドープ構造ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ
の断面図が示されている。この電界効果トランジスタ
は、デバイス各層のドーピング分布が２つのチャンネル
層でパルス状に突出するという大きな特徴を有してい
る。半絶縁性のＧａＡｓ製半導体基板Ｓ上に、ｐ- Ｇａ
Ａｓバッファー層Ｂが形成され、その上に、Ｓｉ（シリ
コン）を高密度で薄く（ 200〜400 オングストローム程
度）パルスドープ（ヘテロドープともいう）した第１の
パルスドープＧａＡｓチャンネル層ＰＤ１が形成され
る。このＧａＡｓチャンネル層ＰＤ１の上には、第１Ｇ
ａＡｓ層ＧＬを介して、Ｓｉを高密度（厚さ50〜100 オ
ングストローム程度）パルスドープした第２のパルスド
ープＧａＡｓチャンネル層ＰＤ２が形成され、その上に
第２ＧａＡｓ層が形成される。
例〕図１には、パルスドープ構造ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ
の断面図が示されている。この電界効果トランジスタ
は、デバイス各層のドーピング分布が２つのチャンネル
層でパルス状に突出するという大きな特徴を有してい
る。半絶縁性のＧａＡｓ製半導体基板Ｓ上に、ｐ- Ｇａ
Ａｓバッファー層Ｂが形成され、その上に、Ｓｉ（シリ
コン）を高密度で薄く（ 200〜400 オングストローム程
度）パルスドープ（ヘテロドープともいう）した第１の
パルスドープＧａＡｓチャンネル層ＰＤ１が形成され
る。このＧａＡｓチャンネル層ＰＤ１の上には、第１Ｇ
ａＡｓ層ＧＬを介して、Ｓｉを高密度（厚さ50〜100 オ
ングストローム程度）パルスドープした第２のパルスド
ープＧａＡｓチャンネル層ＰＤ２が形成され、その上に
第２ＧａＡｓ層が形成される。
【０００５】この電界効果トランジスタは、さらに、ゲ
ート電極Ｇが形成され、第２ＧａＡｓ層表面からのＳｉ
イオンの選択的且つ非対称注入によるｎ+ 注入領域成Ｉ
Ｒ１及びｎ- 注入領域成ＩＲ２が形成され、ゲート電極
下にｎ- ＧａＡｓキャップ層ＣＰが形成されている。そ
して、ｎ+ 注入領域成ＩＲ１上にソース電極Ｓ及びドレ
イン電極Ｄが形成されている。なお、ゲート電極Ｇにつ
いては、図面の左右方向のゲート長（以下、“Ｌｇ”で
表す）に対して紙面に垂直な寸法をゲート幅（以下、
“Ｗｇ”で表す）という。
ート電極Ｇが形成され、第２ＧａＡｓ層表面からのＳｉ
イオンの選択的且つ非対称注入によるｎ+ 注入領域成Ｉ
Ｒ１及びｎ- 注入領域成ＩＲ２が形成され、ゲート電極
下にｎ- ＧａＡｓキャップ層ＣＰが形成されている。そ
して、ｎ+ 注入領域成ＩＲ１上にソース電極Ｓ及びドレ
イン電極Ｄが形成されている。なお、ゲート電極Ｇにつ
いては、図面の左右方向のゲート長（以下、“Ｌｇ”で
表す）に対して紙面に垂直な寸法をゲート幅（以下、
“Ｗｇ”で表す）という。
【０００６】表面側の第２のパルスドープ層ＰＤ２は、
表面空乏層が第１のパルスドープ層ＰＤ１へ拡がるのを
防ぐために設けられ、ドレイン電極Ｄ側の表面空乏層に
より実行ゲート長ガ増大する長ゲート効果を抑制する働
きをする。図２には、ゲートバイアスＶｇを変化させた
場合（ゲート長Ｌｇ＝0.7 μｍ，ゲート幅Ｗｇ＝20μ
ｍ，ドレイン電圧Ｖｄ＝２Ｖ）のドレイン電流Ｉds及び
相互コンダクタンス（transconductance）ｇm の特性例
が示されており、ＩdssoはＶｇ＝０Ｖのときのドレイン
電流値を表す。
表面空乏層が第１のパルスドープ層ＰＤ１へ拡がるのを
防ぐために設けられ、ドレイン電極Ｄ側の表面空乏層に
より実行ゲート長ガ増大する長ゲート効果を抑制する働
きをする。図２には、ゲートバイアスＶｇを変化させた
場合（ゲート長Ｌｇ＝0.7 μｍ，ゲート幅Ｗｇ＝20μ
ｍ，ドレイン電圧Ｖｄ＝２Ｖ）のドレイン電流Ｉds及び
相互コンダクタンス（transconductance）ｇm の特性例
が示されており、ＩdssoはＶｇ＝０Ｖのときのドレイン
電流値を表す。
【０００７】図２に示すように、この電界効果トランジ
スタの長ゲート効果抑制機能によって、ドレイン電流Ｉ
dsは、ゲートバイアス電圧Ｖｇの変化に対してほぼ線形
の関係を保ちながら増加し、例えば、Ｖgo＝ 0.4ボルト
〔Ｖ〕付近までほぼ線形に増加する優れた特性が得られ
る。即ち、相互コンダクタンスｇm は、ゲートバイアス
に依存せず、平坦な特性を有する（ｇｍ＝∂Ｉds／∂Ｖ
ｇ）。従って、∂2 Ｉds／∂Ｖｇ2 の成分はほぼゼロと
なり、後述する３次相互変調歪みが極めて小さくなる。
また、このことは、ゲートバイアスを深くし（負の方向
に大きくし）ドレイン電流を絞った領域においても、電
界効果トランジスタの増幅率即ち出力効率が低下しない
ことをも意味する。
スタの長ゲート効果抑制機能によって、ドレイン電流Ｉ
dsは、ゲートバイアス電圧Ｖｇの変化に対してほぼ線形
の関係を保ちながら増加し、例えば、Ｖgo＝ 0.4ボルト
〔Ｖ〕付近までほぼ線形に増加する優れた特性が得られ
る。即ち、相互コンダクタンスｇm は、ゲートバイアス
に依存せず、平坦な特性を有する（ｇｍ＝∂Ｉds／∂Ｖ
ｇ）。従って、∂2 Ｉds／∂Ｖｇ2 の成分はほぼゼロと
なり、後述する３次相互変調歪みが極めて小さくなる。
また、このことは、ゲートバイアスを深くし（負の方向
に大きくし）ドレイン電流を絞った領域においても、電
界効果トランジスタの増幅率即ち出力効率が低下しない
ことをも意味する。
【０００８】しかしながら、このような電界効果トラン
ジスタは、温度変化に起因して例えばゲート電圧に対す
るドレイン電流が変動する。図３には、この種の電界効
果トランジスタのゲート電圧−ドレイン電流相対値特性
が示されている。図３に示されるように、ゲート電圧Ｖ
ｇ＝０Ｖのときのドレイン電流Ｉdssoに対するドレイン
電流Ｉdsの相対値「Ｉdsso／Ｉds」の対ゲート電圧Ｖｇ
特性は、温度の上昇に伴って太線Ａから細線Ｂへと変動
し勾配（即ち、相互コンダクタンスｇm ）が低下してゆ
く。従って、公衆用ＰＨＳ基地局等の屋外設備のように
電力増幅器の使用温度条件が厳しい送受信設備に用いよ
うとすると、所望の特性を維持することができない。
ジスタは、温度変化に起因して例えばゲート電圧に対す
るドレイン電流が変動する。図３には、この種の電界効
果トランジスタのゲート電圧−ドレイン電流相対値特性
が示されている。図３に示されるように、ゲート電圧Ｖ
ｇ＝０Ｖのときのドレイン電流Ｉdssoに対するドレイン
電流Ｉdsの相対値「Ｉdsso／Ｉds」の対ゲート電圧Ｖｇ
特性は、温度の上昇に伴って太線Ａから細線Ｂへと変動
し勾配（即ち、相互コンダクタンスｇm ）が低下してゆ
く。従って、公衆用ＰＨＳ基地局等の屋外設備のように
電力増幅器の使用温度条件が厳しい送受信設備に用いよ
うとすると、所望の特性を維持することができない。
【０００９】また、７通話チャンネル用ＰＨＳ基地局送
信部などの隣接送信チャンネルでは、後述するように、
３次相互変調歪みや隣接チャンネル漏洩電力等の歪み特
性が生じてこれらを規定値以下にしなければならないと
いう新たな問題を投げかけているが、特に、このような
隣接送信チャンネルに電界効果トランジスタを用いよう
とする場合、これらの歪み特性は、ドレイン電流に比例
する関係があるので、温度が上昇していくと悪化する温
度依存傾向があり、さらに深刻な温度変動の問題を提起
している。
信部などの隣接送信チャンネルでは、後述するように、
３次相互変調歪みや隣接チャンネル漏洩電力等の歪み特
性が生じてこれらを規定値以下にしなければならないと
いう新たな問題を投げかけているが、特に、このような
隣接送信チャンネルに電界効果トランジスタを用いよう
とする場合、これらの歪み特性は、ドレイン電流に比例
する関係があるので、温度が上昇していくと悪化する温
度依存傾向があり、さらに深刻な温度変動の問題を提起
している。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の主た
る目的は、このような諸事情を考慮して、簡単な構成で
しかも確実に、広範囲にわたる温度変化による特性変動
を補償し、一定の特性を維持することができる電力増幅
器を提供することにある。
る目的は、このような諸事情を考慮して、簡単な構成で
しかも確実に、広範囲にわたる温度変化による特性変動
を補償し、一定の特性を維持することができる電力増幅
器を提供することにある。
【００１１】また、本発明の目的は、線形性に優れた電
界効果トランジスタを用いて温度補償作用をより確実に
すると共に、隣接送信チャンネルに用いられた際にも両
送信チャンネル間で生じる歪み特性を改良することがで
きる電力増幅器を提供することにある。
界効果トランジスタを用いて温度補償作用をより確実に
すると共に、隣接送信チャンネルに用いられた際にも両
送信チャンネル間で生じる歪み特性を改良することがで
きる電力増幅器を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上述した課題は、本発明
に従い、少なくとも最終段の増幅素子として電界効果ト
ランジスタ（ＦＥＴ）を備える電力増幅器において、該
ＦＥＴのゲートバイアスが所定の抵抗値をもつ抵抗を介
して供給することによって達成することができる。
に従い、少なくとも最終段の増幅素子として電界効果ト
ランジスタ（ＦＥＴ）を備える電力増幅器において、該
ＦＥＴのゲートバイアスが所定の抵抗値をもつ抵抗を介
して供給することによって達成することができる。
【００１３】つまり、電界効果トランジスタは、温度上
昇に応じて所定ゲート電圧に対するドレイン電流が減少
するという第１の温度依存特性を有するが、ゲートリー
ク電流が温度上昇に応じて増大するという第２の温度依
存特性も備えている。本発明は、この第２の温度依存特
性に着目し、このゲートリーク電流特性に基づくゲート
電圧変化の方向を、第１の温度依存特性によるドレイン
電流変動とは逆の方向に作用させてドレイン電流変動を
補償することができるようにしている。本発明によれ
ば、所定値の抵抗を介してゲートバイアスを供給するの
で、温度変化に起因してドレイン電流変動を効果的に抑
制することができる。
昇に応じて所定ゲート電圧に対するドレイン電流が減少
するという第１の温度依存特性を有するが、ゲートリー
ク電流が温度上昇に応じて増大するという第２の温度依
存特性も備えている。本発明は、この第２の温度依存特
性に着目し、このゲートリーク電流特性に基づくゲート
電圧変化の方向を、第１の温度依存特性によるドレイン
電流変動とは逆の方向に作用させてドレイン電流変動を
補償することができるようにしている。本発明によれ
ば、所定値の抵抗を介してゲートバイアスを供給するの
で、温度変化に起因してドレイン電流変動を効果的に抑
制することができる。
【００１４】本発明の大きな特徴によると、ゲートバイ
アス供給用抵抗にゲートリーク電流が流れることにより
発生する電圧降下によってゲートバイアスが変化させら
れ、ゲートバイアス供給用抵抗の抵抗値は、このゲート
バイアス変化によって、前記ＦＥＴのドレイン電流の温
度特性を相殺するように選定されている。これによっ
て、温度に起因するドレイン電流の変動をうまく補償す
ることができる。
アス供給用抵抗にゲートリーク電流が流れることにより
発生する電圧降下によってゲートバイアスが変化させら
れ、ゲートバイアス供給用抵抗の抵抗値は、このゲート
バイアス変化によって、前記ＦＥＴのドレイン電流の温
度特性を相殺するように選定されている。これによっ
て、温度に起因するドレイン電流の変動をうまく補償す
ることができる。
【００１５】本発明の別の特徴に従うと、電界効果トラ
ンジスタとして、不純物が活性層のみにパルス状にドー
プされたＧａＡｓ−ＭＥＳＦＥＴが用いられ、これによ
って、線形性等の優れた特性を活かすと共に温度補償効
果を確実にすることができる。この種のパルスドープ電
界効果トランジスタは、図２に示すように、ドレイン電
流Ｉdsがゲート電圧Ｖｇに対して優れた線形性、つま
り、広いゲート電圧範囲にわたって一定の相互コンダク
タンスｇm を有している。本発明によると、温度変化に
起因して生じるドレイン電流変動ΔＩdst は、温度変化
に応答して発生されるゲート電圧変化ΔＶgt に基づい
て補償されるので、電流電圧変化比ΔＩdst ／ΔＶgt
（つまりｇm ）の一定性が高ければ高い程補償効果が確
実になる。従って、パルスドープ構造電界効果トランジ
スタのもつ優れた線形性が本発明の補償作用にうまく適
合し、このトランジスタを用いることによって温度補償
効果を確実にすることができる。
ンジスタとして、不純物が活性層のみにパルス状にドー
プされたＧａＡｓ−ＭＥＳＦＥＴが用いられ、これによ
って、線形性等の優れた特性を活かすと共に温度補償効
果を確実にすることができる。この種のパルスドープ電
界効果トランジスタは、図２に示すように、ドレイン電
流Ｉdsがゲート電圧Ｖｇに対して優れた線形性、つま
り、広いゲート電圧範囲にわたって一定の相互コンダク
タンスｇm を有している。本発明によると、温度変化に
起因して生じるドレイン電流変動ΔＩdst は、温度変化
に応答して発生されるゲート電圧変化ΔＶgt に基づい
て補償されるので、電流電圧変化比ΔＩdst ／ΔＶgt
（つまりｇm ）の一定性が高ければ高い程補償効果が確
実になる。従って、パルスドープ構造電界効果トランジ
スタのもつ優れた線形性が本発明の補償作用にうまく適
合し、このトランジスタを用いることによって温度補償
効果を確実にすることができる。
【００１６】本発明の他の特徴によれば、本発明の電力
増幅器は隣接送信チャンネルを備える屋外用送受信設備
で使用され、これによって、３次相互変調歪みや隣接チ
ャンネル漏洩電力等の歪み特性の悪化をも防止すること
ができる。
増幅器は隣接送信チャンネルを備える屋外用送受信設備
で使用され、これによって、３次相互変調歪みや隣接チ
ャンネル漏洩電力等の歪み特性の悪化をも防止すること
ができる。
【００１７】この発明の他の特徴及び利点は、添付した
図面を用いた実施例についてなされる以下の説明からよ
り明瞭に理解することができるが、本発明の範囲は、こ
れらの説明によって何ら限定されず、特許請求の範囲の
規定のみによって限定される。
図面を用いた実施例についてなされる以下の説明からよ
り明瞭に理解することができるが、本発明の範囲は、こ
れらの説明によって何ら限定されず、特許請求の範囲の
規定のみによって限定される。
【００１８】
〔トランジスタゲートバイアス回路〕図４には、本発明
の一実施例による電力増幅器の要部の構成が示されてい
る。図４に示されるように、電力増幅器の増幅素子であ
る電界効果トランジスタＦＥＴは、ゲート電圧Ｖｇの変
化ΔＶｇに対するドレイン電流Ｉdsの変化量ΔＩdsがほ
ぼ一定であるという特性を有しており、例えば、図１で
説明したパルスドープ構造ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴを用い
ることができる。電界効果トランジスタＦＥＴのゲート
Ｇには、例えば-3Ｖのゲートバイアス用電源Ｖggから微
小なバイアス電流Ｉｂが通流される直列抵抗Ｒ１〜Ｒ３
からなる分圧回路を介してゲートバイアスが与えられる
ようになっている。
の一実施例による電力増幅器の要部の構成が示されてい
る。図４に示されるように、電力増幅器の増幅素子であ
る電界効果トランジスタＦＥＴは、ゲート電圧Ｖｇの変
化ΔＶｇに対するドレイン電流Ｉdsの変化量ΔＩdsがほ
ぼ一定であるという特性を有しており、例えば、図１で
説明したパルスドープ構造ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴを用い
ることができる。電界効果トランジスタＦＥＴのゲート
Ｇには、例えば-3Ｖのゲートバイアス用電源Ｖggから微
小なバイアス電流Ｉｂが通流される直列抵抗Ｒ１〜Ｒ３
からなる分圧回路を介してゲートバイアスが与えられる
ようになっている。
【００１９】図５（ａ）には、電界効果トランジスタＦ
ＥＴのゲートリーク電流Ｉｇが温度Ｔに依存して変化す
る第２の温度依存特性が示されている。電界効果トラン
ジスタＦＥＴは、図５（ａ）に示されるように、温度Ｔ
が上昇するにつれてゲートリーク電流Ｉｇが増大すると
いう温度依存性を有し、例えば、後述する電力増幅器の
ようにゲート幅10.4ｍｍの電界効果トランジスタで出力
30ｄＢm の場合には、動作温度Ｔが25℃から75℃に変化
したとき、ゲートリーク電流Ｉｇは変化分ΔＩgt＝20μ
Ａだけ増大する。
ＥＴのゲートリーク電流Ｉｇが温度Ｔに依存して変化す
る第２の温度依存特性が示されている。電界効果トラン
ジスタＦＥＴは、図５（ａ）に示されるように、温度Ｔ
が上昇するにつれてゲートリーク電流Ｉｇが増大すると
いう温度依存性を有し、例えば、後述する電力増幅器の
ようにゲート幅10.4ｍｍの電界効果トランジスタで出力
30ｄＢm の場合には、動作温度Ｔが25℃から75℃に変化
したとき、ゲートリーク電流Ｉｇは変化分ΔＩgt＝20μ
Ａだけ増大する。
【００２０】他方で、電界効果トランジスタＦＥＴのド
レイン電流Ｉdsは、第１の温度依存特性を示す図３を用
いて前述したように、温度変化に起因して変動する。図
５（ｂ）には、バイアス点ＢＰ近傍が図３より拡大され
た状態で、このトランジスタＦＥＴのゲート電圧Ｖｇに
対するドレイン電流相対値Ｉds／Ｉdssoの特性が示され
ている。図５（ｂ）に示されるように、電界効果トラン
ジスタＦＥＴのドレイン電流Ｉdsは、温度上昇に応じ、
電流相対値Ｉds／Ｉdssoで表すと所定のゲート電圧（-
1.8Ｖ）のクロスポイントＣＰ（Ｉds／Ｉdsso＝20％）
を支点として、太線Ａから細線Ｂのように減少する。し
かしながら、本発明に従うと、温度変化に対して図５
（ａ）のように応答するゲートリーク電流Ｉｇの変化を
図４の回路構成により利用することによって、このよう
なドレイン電流Ｉdsの変動をうまく補償することができ
る。
レイン電流Ｉdsは、第１の温度依存特性を示す図３を用
いて前述したように、温度変化に起因して変動する。図
５（ｂ）には、バイアス点ＢＰ近傍が図３より拡大され
た状態で、このトランジスタＦＥＴのゲート電圧Ｖｇに
対するドレイン電流相対値Ｉds／Ｉdssoの特性が示され
ている。図５（ｂ）に示されるように、電界効果トラン
ジスタＦＥＴのドレイン電流Ｉdsは、温度上昇に応じ、
電流相対値Ｉds／Ｉdssoで表すと所定のゲート電圧（-
1.8Ｖ）のクロスポイントＣＰ（Ｉds／Ｉdsso＝20％）
を支点として、太線Ａから細線Ｂのように減少する。し
かしながら、本発明に従うと、温度変化に対して図５
（ａ）のように応答するゲートリーク電流Ｉｇの変化を
図４の回路構成により利用することによって、このよう
なドレイン電流Ｉdsの変動をうまく補償することができ
る。
【００２１】本発明の一実施例による温度補償動作を説
明すると、次のとおりである。電界効果トランジスタＦ
ＥＴのゲートバイアスを供給する抵抗Ｒ１は後述する所
定の抵抗値Ｒに選定され、いま、このトランジスタＦＥ
Ｔが或る温度下で図５（ｂ）の特性曲線Ａのバイアス点
ＢＰで示されるゲートバイアスが供給されているものと
する。ここで温度が変化分ΔＴだけ上昇すると、第１の
温度依存特性に従って、電界効果トランジスタＦＥＴの
動作は曲線Ｂ上に移行し、ドレイン電流Ｉdsは、曲線Ｂ
上の同一ゲートバイアス点ＢＰｔに対応する値に、つま
り、同図のΔに相当する電流変動量ΔＩdst だけ、減少
しようとする。この電流変動量ΔＩdstは、比例定数ｋ
ｄを用いて次式（１）で近似することができる。 ΔＩdst ＝ｋｄΔＴ （１）
明すると、次のとおりである。電界効果トランジスタＦ
ＥＴのゲートバイアスを供給する抵抗Ｒ１は後述する所
定の抵抗値Ｒに選定され、いま、このトランジスタＦＥ
Ｔが或る温度下で図５（ｂ）の特性曲線Ａのバイアス点
ＢＰで示されるゲートバイアスが供給されているものと
する。ここで温度が変化分ΔＴだけ上昇すると、第１の
温度依存特性に従って、電界効果トランジスタＦＥＴの
動作は曲線Ｂ上に移行し、ドレイン電流Ｉdsは、曲線Ｂ
上の同一ゲートバイアス点ＢＰｔに対応する値に、つま
り、同図のΔに相当する電流変動量ΔＩdst だけ、減少
しようとする。この電流変動量ΔＩdstは、比例定数ｋ
ｄを用いて次式（１）で近似することができる。 ΔＩdst ＝ｋｄΔＴ （１）
【００２２】一方、この温度上昇分ΔＴにより、図５
（ａ）に示される第２の温度依存特性に従って、ゲート
リーク電流Ｉｇは電流変化分ΔＩgtだけ増大し、この電
流変化分ΔＩgtも、同様に、 ΔＩgt＝ｋｇΔＴ （２） で表すことができる。この変化は抵抗Ｒ１により電圧降
下として検出され、ゲート電圧Ｖｇはこれに応答して電
圧変化量ΔＶgtだけ増大させられる。このゲート電圧変
化量ΔＶgtは、本発明に従って温度補償のために利用さ
れ、近似的に、比例定数ｋｇを導入して次式（３）で示
すことができる。 ΔＶgt＝ΔＩgt×Ｒ （３）
（ａ）に示される第２の温度依存特性に従って、ゲート
リーク電流Ｉｇは電流変化分ΔＩgtだけ増大し、この電
流変化分ΔＩgtも、同様に、 ΔＩgt＝ｋｇΔＴ （２） で表すことができる。この変化は抵抗Ｒ１により電圧降
下として検出され、ゲート電圧Ｖｇはこれに応答して電
圧変化量ΔＶgtだけ増大させられる。このゲート電圧変
化量ΔＶgtは、本発明に従って温度補償のために利用さ
れ、近似的に、比例定数ｋｇを導入して次式（３）で示
すことができる。 ΔＶgt＝ΔＩgt×Ｒ （３）
【００２３】このゲート電圧Ｖｇの変化に伴い、電界効
果トランジスタＦＥＴは、第１の温度依存特性に従っ
て、図５（ｂ）の曲線Ｂ上の補償用変化量ΔＶgtだけ増
大した点ＢＰｃにバイアス点が移される。ここで、電界
効果トランジスタＦＥＴは、パルスドープ構造ＧａＡｓ
ＭＥＳＦＥＴのように、ゲート電圧Ｖｇの変化ΔＶｇに
対するドレイン電流Ｉdsの変化量ΔＩdsは、ほぼ一定、
つまり、 ΔＩds／ΔＶｇ＝ｇm ＝一定 （４） である。従って、ドレイン電流Ｉdsは、この（４）式か
ら、 ΔＩdsc ＝ｇm ×ΔＶgt （５） で示される変化分ΔＩdsc だけ増大し、この電流変化分
ΔＩdsc は温度補償量として機能する。
果トランジスタＦＥＴは、第１の温度依存特性に従っ
て、図５（ｂ）の曲線Ｂ上の補償用変化量ΔＶgtだけ増
大した点ＢＰｃにバイアス点が移される。ここで、電界
効果トランジスタＦＥＴは、パルスドープ構造ＧａＡｓ
ＭＥＳＦＥＴのように、ゲート電圧Ｖｇの変化ΔＶｇに
対するドレイン電流Ｉdsの変化量ΔＩdsは、ほぼ一定、
つまり、 ΔＩds／ΔＶｇ＝ｇm ＝一定 （４） である。従って、ドレイン電流Ｉdsは、この（４）式か
ら、 ΔＩdsc ＝ｇm ×ΔＶgt （５） で示される変化分ΔＩdsc だけ増大し、この電流変化分
ΔＩdsc は温度補償量として機能する。
【００２４】つまり、（２）、（３）及び（５）式か
ら、ゲート電圧変化量ΔＶgtによるドレイン電流変化分
ΔＩdsc は、 ΔＩdsc ＝Ｒ×ｇm ×ｋｇ×ΔＴ （６） で表される。ここで、ゲートバイアス供給用抵抗Ｒ１の
抵抗値Ｒは、 Ｒ＝ｋｄ／（ｋｇ×ｇm ） （７） となるように選定されているので、 ΔＩdsc ＝ｋｄ×ΔＴ （８） となる。
ら、ゲート電圧変化量ΔＶgtによるドレイン電流変化分
ΔＩdsc は、 ΔＩdsc ＝Ｒ×ｇm ×ｋｇ×ΔＴ （６） で表される。ここで、ゲートバイアス供給用抵抗Ｒ１の
抵抗値Ｒは、 Ｒ＝ｋｄ／（ｋｇ×ｇm ） （７） となるように選定されているので、 ΔＩdsc ＝ｋｄ×ΔＴ （８） となる。
【００２５】式（１）及び（８）を対比して明らかなよ
うに、温度変化分ΔＴに起因して生起されるドレイン電
流変動量ΔＩdst は、温度変化分ΔＴが抵抗Ｒ１により
検出されることに応答して発生されるゲート電圧変化量
ΔＶgtによるドレイン電流変化分ΔＩdsc に等しく、こ
のドレイン電流変化分ΔＩdsc によって相殺される。つ
まり、電界効果トランジスタＦＥＴは、図５（ｂ）にお
いて、温度変化ΔＴが生じると、曲線Ｂ上の点ＢＰｔに
バイアス点を移そうとするが、補償用ゲート電圧変化量
ΔＶgtにより同一ドレイン電流の点ＢＰｃを新たなバイ
アス点として動作するので、温度変動に拘わらず一定し
たドレイン電流特性が得られるわけである。
うに、温度変化分ΔＴに起因して生起されるドレイン電
流変動量ΔＩdst は、温度変化分ΔＴが抵抗Ｒ１により
検出されることに応答して発生されるゲート電圧変化量
ΔＶgtによるドレイン電流変化分ΔＩdsc に等しく、こ
のドレイン電流変化分ΔＩdsc によって相殺される。つ
まり、電界効果トランジスタＦＥＴは、図５（ｂ）にお
いて、温度変化ΔＴが生じると、曲線Ｂ上の点ＢＰｔに
バイアス点を移そうとするが、補償用ゲート電圧変化量
ΔＶgtにより同一ドレイン電流の点ＢＰｃを新たなバイ
アス点として動作するので、温度変動に拘わらず一定し
たドレイン電流特性が得られるわけである。
【００２６】このように、本発明によると、バイアス供
給用抵抗値Ｒを（７）式に従い適当な値に選定すること
によって、温度変化があったとき、ドレイン電流Ｉdsが
変動する現象が、ゲートリーク電流Ｉｇの変化に応答し
て抵抗Ｒ１及びゲート電極Ｇの作用を介してドレイン電
流Ｉdsを逆方向に変化させる効果によってキャンセルす
ることができる。そして、このキャンセル効果は、
（４）式のように一定のドレイン電流変化率をもつもの
であれば、パルスドープ構造の電界効果トランジスタに
限らず、他の電界効果トランジスタに適用することがで
きる。
給用抵抗値Ｒを（７）式に従い適当な値に選定すること
によって、温度変化があったとき、ドレイン電流Ｉdsが
変動する現象が、ゲートリーク電流Ｉｇの変化に応答し
て抵抗Ｒ１及びゲート電極Ｇの作用を介してドレイン電
流Ｉdsを逆方向に変化させる効果によってキャンセルす
ることができる。そして、このキャンセル効果は、
（４）式のように一定のドレイン電流変化率をもつもの
であれば、パルスドープ構造の電界効果トランジスタに
限らず、他の電界効果トランジスタに適用することがで
きる。
【００２７】なお、温度変化に起因するドレイン電流変
動ΔＩdst やゲートリーク電流変化ΔＩgtが、式（１）
や（２）のように、「ｋｄ」、「ｋｇ」を定数として線
形近似できない場合には、これらの値を温度Ｔの関数ｋ
ｄ(T) 、ｋｇ(T) とし、抵抗Ｒ１或いは分圧回路Ｒ１〜
Ｒ３に適当な温度応答要素（例えば、非線形な温度依存
性抵抗素子乃至回路）を用いる等の適当な方法によっ
て、等価的なバイアス抵抗値Ｒが、 Ｒ＝ｋｄ(T) ／〔ｋｇ(T) ×ｇm 〕 （７’） を満足するようにすればよい。
動ΔＩdst やゲートリーク電流変化ΔＩgtが、式（１）
や（２）のように、「ｋｄ」、「ｋｇ」を定数として線
形近似できない場合には、これらの値を温度Ｔの関数ｋ
ｄ(T) 、ｋｇ(T) とし、抵抗Ｒ１或いは分圧回路Ｒ１〜
Ｒ３に適当な温度応答要素（例えば、非線形な温度依存
性抵抗素子乃至回路）を用いる等の適当な方法によっ
て、等価的なバイアス抵抗値Ｒが、 Ｒ＝ｋｄ(T) ／〔ｋｇ(T) ×ｇm 〕 （７’） を満足するようにすればよい。
【００２８】〔電力増幅器の具体的構成例〕図６には、
本発明の一実施例による２段の電界効果トランジスタ増
幅素子ＦＥＴ1 ，ＦＥＴ2 を使用する電力増幅器の一回
路構成例が示されている。この回路は、各増幅素子ＦＥ
Ｔ1 ，ＦＥＴ2 に前述したパルスドープ構造ＧａＡｓＭ
ＥＳＦＥＴを用いて、７通話チャンネル用ＰＨＳ基地局
送信部などの隣接送信チャンネルで使用することができ
るようにしたものであり、使用温度範囲 -20〜75℃、消
費電力を 3.5Ｗ以下（電圧５Ｖ、電流 700ｍＡ以下）、
出力信号Ｓｏの電力を30ｄＢm （１Ｗ〔ワット〕）と
し、30ｄＢm 出力時において、26ｄＢ以上の利得を得る
と共に隣接チャンネル漏洩電力ＰAC600 ，ＰAC900 を夫
々-60 ｄＢc 、-65 ｄＢc 以下とすることを目標に設定
して構成されている。
本発明の一実施例による２段の電界効果トランジスタ増
幅素子ＦＥＴ1 ，ＦＥＴ2 を使用する電力増幅器の一回
路構成例が示されている。この回路は、各増幅素子ＦＥ
Ｔ1 ，ＦＥＴ2 に前述したパルスドープ構造ＧａＡｓＭ
ＥＳＦＥＴを用いて、７通話チャンネル用ＰＨＳ基地局
送信部などの隣接送信チャンネルで使用することができ
るようにしたものであり、使用温度範囲 -20〜75℃、消
費電力を 3.5Ｗ以下（電圧５Ｖ、電流 700ｍＡ以下）、
出力信号Ｓｏの電力を30ｄＢm （１Ｗ〔ワット〕）と
し、30ｄＢm 出力時において、26ｄＢ以上の利得を得る
と共に隣接チャンネル漏洩電力ＰAC600 ，ＰAC900 を夫
々-60 ｄＢc 、-65 ｄＢc 以下とすることを目標に設定
して構成されている。
【００２９】〔７通話チャンネル用ＰＨＳ基地局の例〕
例えば、ＰＨＳでは、1.9 ＧＨｚ帯（ 1895.75〜1918.5
5 ＭＨｚ）の搬送無線周波数を使用し、この周波数帯域
に 300ｋＨｚ毎に77チャンネルが割当てられ、信号はマ
ルチキャリアＴＤＭＡ方式で４元に多重されて通信され
る。最近は、ＰＨＳの利用者が急速に増大しているた
め、基地局に送受信チャンネルを増設して１つの基地局
エリアでアクセスすることができる端末の数を従来の３
台から７台に増やす試みが行われているので、７台の端
末にアクセスすることができるようにした７通話チャン
ネル用基地局の例を図７，８により簡単に説明しておこ
う。
例えば、ＰＨＳでは、1.9 ＧＨｚ帯（ 1895.75〜1918.5
5 ＭＨｚ）の搬送無線周波数を使用し、この周波数帯域
に 300ｋＨｚ毎に77チャンネルが割当てられ、信号はマ
ルチキャリアＴＤＭＡ方式で４元に多重されて通信され
る。最近は、ＰＨＳの利用者が急速に増大しているた
め、基地局に送受信チャンネルを増設して１つの基地局
エリアでアクセスすることができる端末の数を従来の３
台から７台に増やす試みが行われているので、７台の端
末にアクセスすることができるようにした７通話チャン
ネル用基地局の例を図７，８により簡単に説明しておこ
う。
【００３０】図７，８に示すようにこの基地局には２組
の送受信チャンネルが備えられ、隣接する送受信チャン
ネルは、互いに所定周波数だけ隔てられた２つの搬送無
線周波数ｆ1 ，ｆ2 で動作するようにしており、各送受
信チャンネル（ｆ1 ，ｆ2 ）には図８のように通話チャ
ンネルが割当てられる。図８に示されるように、１フレ
ームｆｒは８チャンネルスロットｃｓ0 〜ｃｓ7 （夫々
625 μｓ）からなり、第１の送受信チャンネル（ｆ1 ）
では、１チャンネルスロット対ｃｓ0 ；ｃｓ4が制御チ
ャンネルｃｈ0 として使用され３チャンネルスロット対
ｃｓ1 ；ｃｓ5〜ｃｓ3 ；ｃｓ7 は３端末との通話チャ
ンネルｃｈ1 〜ｃｈ3 に夫々割当られる。第２の送受信
チャンネル（ｆ2 ）では４チャンネルスロット対ｃ
ｓ0 ；ｃｓ4〜ｃｓ3 ；ｃｓ7 が全て４端末との通話チ
ャンネルｃｈ4 〜ｃｈ7 に夫々割当てることができるの
で、計７台の端末にアクセスすることができる。つま
り、各送受信チャンネル（ｆ1 ，ｆ2 ）にて送信（Ｔｘ
1 ，Ｔｘ2 ）と受信（Ｒｘ1 ，Ｒｘ2 ）で一周波数
ｆ1 ，ｆ2 を使用する時分割二重（ＴＤＤ）方式が併用
され、４通話チャンネル（2.5 ｍｓ）毎の送受信切換え
によって、各チャンネルスロット対にて送信及び受信を
一定時間ずつ交互に行う。
の送受信チャンネルが備えられ、隣接する送受信チャン
ネルは、互いに所定周波数だけ隔てられた２つの搬送無
線周波数ｆ1 ，ｆ2 で動作するようにしており、各送受
信チャンネル（ｆ1 ，ｆ2 ）には図８のように通話チャ
ンネルが割当てられる。図８に示されるように、１フレ
ームｆｒは８チャンネルスロットｃｓ0 〜ｃｓ7 （夫々
625 μｓ）からなり、第１の送受信チャンネル（ｆ1 ）
では、１チャンネルスロット対ｃｓ0 ；ｃｓ4が制御チ
ャンネルｃｈ0 として使用され３チャンネルスロット対
ｃｓ1 ；ｃｓ5〜ｃｓ3 ；ｃｓ7 は３端末との通話チャ
ンネルｃｈ1 〜ｃｈ3 に夫々割当られる。第２の送受信
チャンネル（ｆ2 ）では４チャンネルスロット対ｃ
ｓ0 ；ｃｓ4〜ｃｓ3 ；ｃｓ7 が全て４端末との通話チ
ャンネルｃｈ4 〜ｃｈ7 に夫々割当てることができるの
で、計７台の端末にアクセスすることができる。つま
り、各送受信チャンネル（ｆ1 ，ｆ2 ）にて送信（Ｔｘ
1 ，Ｔｘ2 ）と受信（Ｒｘ1 ，Ｒｘ2 ）で一周波数
ｆ1 ，ｆ2 を使用する時分割二重（ＴＤＤ）方式が併用
され、４通話チャンネル（2.5 ｍｓ）毎の送受信切換え
によって、各チャンネルスロット対にて送信及び受信を
一定時間ずつ交互に行う。
【００３１】基地局送信部の両送信チャンネルＴｘ1 ，
Ｔｘ2 には、625 μｓ毎の制御・通話チャンネルチャン
ネルｃｈ0 〜ｃｈ3 ；ｃｈ4 〜ｃｈ7 に対応して、図７
に示すように、所定無線周波数の送信信号ｓ1 ，ｓ2 が
夫々与えられ、それぞれ、ミクサＭ1 ，Ｍ2 で周波数増
大用の電圧制御発振器ＶＣＯからの高周波信号が混合さ
れ、自動レベル調整増幅器ＡＬＣＡ1 ，ＡＬＣＡ2 及び
帯域フィルタＢＰＦ1，ＢＰＦ2 を介して、搬送無線周
波数ｆ1 ，ｆ2 に高められて（Ｓｉ1 ，Ｓｉ2）電力増
幅器ＰＡ1 ，ＰＡ2 に与えられる。電力増幅器ＰＡ1 ，
ＰＡ2 によって個別に増幅された送信信号Ｓｏ1 ，Ｓｏ
2 はアイソレータＩＳ1 ，ＩＳ2 を通り、方向性結合器
ＤＣ（例、３ｄＢ）にてパワー合成された後、送受切換
スイッチＳ及び帯域フィルタＢＰＦを介して、アンテナ
ＡＴから、例えば22.0ｄＢm （160 ｍＷ〔ミリワッ
ト〕）の瞬時出力で発信することができる。
Ｔｘ2 には、625 μｓ毎の制御・通話チャンネルチャン
ネルｃｈ0 〜ｃｈ3 ；ｃｈ4 〜ｃｈ7 に対応して、図７
に示すように、所定無線周波数の送信信号ｓ1 ，ｓ2 が
夫々与えられ、それぞれ、ミクサＭ1 ，Ｍ2 で周波数増
大用の電圧制御発振器ＶＣＯからの高周波信号が混合さ
れ、自動レベル調整増幅器ＡＬＣＡ1 ，ＡＬＣＡ2 及び
帯域フィルタＢＰＦ1，ＢＰＦ2 を介して、搬送無線周
波数ｆ1 ，ｆ2 に高められて（Ｓｉ1 ，Ｓｉ2）電力増
幅器ＰＡ1 ，ＰＡ2 に与えられる。電力増幅器ＰＡ1 ，
ＰＡ2 によって個別に増幅された送信信号Ｓｏ1 ，Ｓｏ
2 はアイソレータＩＳ1 ，ＩＳ2 を通り、方向性結合器
ＤＣ（例、３ｄＢ）にてパワー合成された後、送受切換
スイッチＳ及び帯域フィルタＢＰＦを介して、アンテナ
ＡＴから、例えば22.0ｄＢm （160 ｍＷ〔ミリワッ
ト〕）の瞬時出力で発信することができる。
【００３２】電力増幅器ＰＡ1 ，ＰＡ2 間には方向性結
合器ＤＣを介して出力信号Ｓ12，Ｓ21が互いに回り込み
合う現象Ｃが生じる。この回り込み現象Ｃによって、電
力が漏洩して隣接チャンネル漏洩電力が生じるだけでな
く「リバースＩＭ3 」と呼ばれる第３次相互変調歪み等
の信号歪みをもたらす。このような隣接チャンネル漏洩
電力やリバースＩＭ3 等の歪み特性は、システムの規格
等によって所定値以下に制限されており、この制限を満
足する必要がある。なお、隣接チャンネル漏洩電力ＰAC
については、本明細書では、両送信チャンネルＴｘ1 ，
Ｔｘ2 から同時に送信される周波数ｆ1 ，ｆ2 の周波数
差（通常 600又は900 ｋＨｚ離調が採用される）に対応
して記号「ＰAC600 」、「ＰAC900 」等で表しており
（"ACP600又は900"とも呼ばれる）、通常、中心周波数
（ｆ1 ，ｆ2 ）の送信電力成分に対するｄＢ値「ｄＢc
」で表される。
合器ＤＣを介して出力信号Ｓ12，Ｓ21が互いに回り込み
合う現象Ｃが生じる。この回り込み現象Ｃによって、電
力が漏洩して隣接チャンネル漏洩電力が生じるだけでな
く「リバースＩＭ3 」と呼ばれる第３次相互変調歪み等
の信号歪みをもたらす。このような隣接チャンネル漏洩
電力やリバースＩＭ3 等の歪み特性は、システムの規格
等によって所定値以下に制限されており、この制限を満
足する必要がある。なお、隣接チャンネル漏洩電力ＰAC
については、本明細書では、両送信チャンネルＴｘ1 ，
Ｔｘ2 から同時に送信される周波数ｆ1 ，ｆ2 の周波数
差（通常 600又は900 ｋＨｚ離調が採用される）に対応
して記号「ＰAC600 」、「ＰAC900 」等で表しており
（"ACP600又は900"とも呼ばれる）、通常、中心周波数
（ｆ1 ，ｆ2 ）の送信電力成分に対するｄＢ値「ｄＢc
」で表される。
【００３３】〔隣接チャンネル用電力増幅器への適用〕
本発明の一実施例による図６の電力増幅器ＰＡは、この
ように隣接する送信チャンネルＴｘ1 ，Ｔｘ2 の電力増
幅器ＰＡ1 ，ＰＡ2 として使用することができる。一般
に、公衆用ＰＨＳ基地局等の屋外で使用される送信設備
は温度条件が比較的厳しいので、このような設備内に設
置される電力増幅器には、少なくとも -20〜75℃の温度
範囲で一定の特性を維持することが要求されるが、既に
説明した本発明による電力増幅器の温度補償効果は、こ
のように広い温度変動範囲においても十分に奏し得るこ
とが確認されている。
本発明の一実施例による図６の電力増幅器ＰＡは、この
ように隣接する送信チャンネルＴｘ1 ，Ｔｘ2 の電力増
幅器ＰＡ1 ，ＰＡ2 として使用することができる。一般
に、公衆用ＰＨＳ基地局等の屋外で使用される送信設備
は温度条件が比較的厳しいので、このような設備内に設
置される電力増幅器には、少なくとも -20〜75℃の温度
範囲で一定の特性を維持することが要求されるが、既に
説明した本発明による電力増幅器の温度補償効果は、こ
のように広い温度変動範囲においても十分に奏し得るこ
とが確認されている。
【００３４】また、前述した隣接チャンネル漏洩電力や
リバースＩＭ3 等の歪み特性は、電力増幅器の電界効果
トランジスタ増幅素子のドレイン電流に比例するので、
温度変化に起因して変動し、温度が上昇すると悪化する
傾向にあったが、本発明による電力増幅器の温度補償効
果は、このような歪み特性の悪化を防止することができ
る。
リバースＩＭ3 等の歪み特性は、電力増幅器の電界効果
トランジスタ増幅素子のドレイン電流に比例するので、
温度変化に起因して変動し、温度が上昇すると悪化する
傾向にあったが、本発明による電力増幅器の温度補償効
果は、このような歪み特性の悪化を防止することができ
る。
【００３５】図９には、図６の電力増幅器ＰＡを隣接送
信チャンネルＴｘ1 ，Ｔｘ2 の電力増幅器ＰＡ1 ，ＰＡ
2 に使用し、周波数 1906.55ＭＨｚ、Ｖdd＝５Ｖ、Ｖgg
＝-3Ｖの動作条件とした場合に、出力電力ＰOUT が30ｄ
Ｂm のときに得られた消費電流Ｉds及び隣接チャンネル
漏洩電力ＰACの温度特性が示されている。この図に示さ
れるように、出力電流Ｉdsの変動量は、-20 〜75℃の温
度範囲で10ｍＡ以下になり、600 ｋＨｚ離調の隣接チャ
ンネル漏洩電力ＰAC600 の温度変動量は 1.5ｄＢc 以下
になるという良好な結果が得られ、本発明により所望の
温度補償効果を奏することを十分に確認することができ
た。
信チャンネルＴｘ1 ，Ｔｘ2 の電力増幅器ＰＡ1 ，ＰＡ
2 に使用し、周波数 1906.55ＭＨｚ、Ｖdd＝５Ｖ、Ｖgg
＝-3Ｖの動作条件とした場合に、出力電力ＰOUT が30ｄ
Ｂm のときに得られた消費電流Ｉds及び隣接チャンネル
漏洩電力ＰACの温度特性が示されている。この図に示さ
れるように、出力電流Ｉdsの変動量は、-20 〜75℃の温
度範囲で10ｍＡ以下になり、600 ｋＨｚ離調の隣接チャ
ンネル漏洩電力ＰAC600 の温度変動量は 1.5ｄＢc 以下
になるという良好な結果が得られ、本発明により所望の
温度補償効果を奏することを十分に確認することができ
た。
【００３６】ＰＨＳ基地局のような屋外設備では、電力
増幅器の消費電力の低減により放熱設計を簡単にするだ
けでなく設備容量やバッテリ容量を低減して設備コスト
を下げることが要請されている。このような電力増幅器
にパルスドープ構造電界効果トランジスタを使用する
と、消費電力を低減しつつ隣接チャンネル漏洩電力ＰAC
等の隣接チャンネル間障害を制限することができること
が分かっているが、本発明による温度補償効果によって
これらの障害の温度変動量も少なくなるので、さらに、
消費電力を低減することができる。
増幅器の消費電力の低減により放熱設計を簡単にするだ
けでなく設備容量やバッテリ容量を低減して設備コスト
を下げることが要請されている。このような電力増幅器
にパルスドープ構造電界効果トランジスタを使用する
と、消費電力を低減しつつ隣接チャンネル漏洩電力ＰAC
等の隣接チャンネル間障害を制限することができること
が分かっているが、本発明による温度補償効果によって
これらの障害の温度変動量も少なくなるので、さらに、
消費電力を低減することができる。
【００３７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の電力増幅
器によると、温度変化により電界効果トランジスタのゲ
ートリーク電流が変化するのに応答するように、所定値
に設定されたゲートバイアス供給用抵抗を介してゲート
電圧を変化し、このゲート電圧の変化に応じてドレイン
電流が変化させられ、このドレイン電流変化量によっ
て、温度変化に起因して生じるドレイン電流の変動量を
相殺するという極く簡単な構成で、温度補償を効果的に
行うことができる。
器によると、温度変化により電界効果トランジスタのゲ
ートリーク電流が変化するのに応答するように、所定値
に設定されたゲートバイアス供給用抵抗を介してゲート
電圧を変化し、このゲート電圧の変化に応じてドレイン
電流が変化させられ、このドレイン電流変化量によっ
て、温度変化に起因して生じるドレイン電流の変動量を
相殺するという極く簡単な構成で、温度補償を効果的に
行うことができる。
【００３８】また、電界効果トランジスタには不純物が
パルス状にドープされた活性層を備えるパルスドープ構
造ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴを用いることによって、線形性
等の優れた特性を活かすと共に温度補償効果を確実にす
ることができる。さらに、本発明の電力増幅器を隣接送
信チャンネルを備える屋外用送受信設備に使用すること
によって、３次相互変調歪みや隣接チャンネル漏洩電力
等の歪み特性の悪化をも防止することができ、この種の
送信設備の消費電力低減にも寄与することができる。
パルス状にドープされた活性層を備えるパルスドープ構
造ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴを用いることによって、線形性
等の優れた特性を活かすと共に温度補償効果を確実にす
ることができる。さらに、本発明の電力増幅器を隣接送
信チャンネルを備える屋外用送受信設備に使用すること
によって、３次相互変調歪みや隣接チャンネル漏洩電力
等の歪み特性の悪化をも防止することができ、この種の
送信設備の消費電力低減にも寄与することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】パルスドープ構造の電界効果トランジスタの構
造例を示す断面図。
造例を示す断面図。
【図２】パルスドープ構造電界効果トランジスタのゲー
ト電圧に対するドレイン電流の特性を示す図。
ト電圧に対するドレイン電流の特性を示す図。
【図３】電界効果トランジスタのドレイン電流の温度依
存性を示す図。
存性を示す図。
【図４】本発明の一実施例による電力増幅器のトランジ
スタゲートバイアス回路要部を示す図。
スタゲートバイアス回路要部を示す図。
【図５】本発明の一実施例による電力増幅器におけるト
ランジスタのゲートリーク電流及びドレイン電流の温度
依存性を示す図。
ランジスタのゲートリーク電流及びドレイン電流の温度
依存性を示す図。
【図６】本発明の一実施例による電力増幅器の具体的回
路構成を示す図。
路構成を示す図。
【図７】ＰＨＳの７通話チャンネル用基地局の送信部を
示す図。
示す図。
【図８】ＰＨＳの７通話チャンネル用基地局のチャンネ
ル割当てを示す図。
ル割当てを示す図。
【図９】本発明の一実施例による電力増幅器の温度変化
に対する消費電流及び隣接チャネル漏洩電力を示す図。
に対する消費電流及び隣接チャネル漏洩電力を示す図。
Ａ ＧａＡｓ基板、 Ｂ ｐ- ＧａＡｓバッファー層、 ＰＤ１，ＰＤ２ 第１及び第２のパルスドープＧａＡｓ
チャンネル層、 ＧＬ 第１ＧａＡｓ層、 ＩＲ１ ソース電極Ｓ及びドレイン電極Ｄの下に形成さ
れるｎ+ 注入領域、 ＩＲ２ ｎ- 注入領域、 ＣＰ ゲート電極Ｇの下に形成されるｎ- ＧａＡｓキャ
ップ層、 Ｉds ドレイン電流、 Ｖｇ ゲート電圧、 ｇm 相互コンダクタンス、 Ｉｇ ゲートリーク電流、 ＦＥＴ，ＦＥＴ１，ＦＥＴ２ 電界効果トランジスタ、 Ｒ１〜Ｒ３，Ｒ 抵抗、 ＰＡ，ＰＡ1 ，ＰＡ2 電力増幅器、 ＣＰ クロスポイント、 Δ 温度上昇前後の動作曲線Ａ，Ｂ上のバイアス点Ｂ
Ｐ，ＢＰｔの変動量、 ΔＶgt 補償用ゲートバイアス変化量、 ＢＰｃ 補償用バイアス点、 ＴＸ1 ，ＴＸ2 周波数ｆ1 ，ｆ2 で同時に動作する隣
接送信チャンネル、 Ｓ12，Ｓ21 ＰＡ1 からＰＡ2 へ及びＰＡ2 からのＰＡ
1 への回り込み信号、 ＰAC600 ，ＰAC900 隣接チャンネル漏洩電力。
チャンネル層、 ＧＬ 第１ＧａＡｓ層、 ＩＲ１ ソース電極Ｓ及びドレイン電極Ｄの下に形成さ
れるｎ+ 注入領域、 ＩＲ２ ｎ- 注入領域、 ＣＰ ゲート電極Ｇの下に形成されるｎ- ＧａＡｓキャ
ップ層、 Ｉds ドレイン電流、 Ｖｇ ゲート電圧、 ｇm 相互コンダクタンス、 Ｉｇ ゲートリーク電流、 ＦＥＴ，ＦＥＴ１，ＦＥＴ２ 電界効果トランジスタ、 Ｒ１〜Ｒ３，Ｒ 抵抗、 ＰＡ，ＰＡ1 ，ＰＡ2 電力増幅器、 ＣＰ クロスポイント、 Δ 温度上昇前後の動作曲線Ａ，Ｂ上のバイアス点Ｂ
Ｐ，ＢＰｔの変動量、 ΔＶgt 補償用ゲートバイアス変化量、 ＢＰｃ 補償用バイアス点、 ＴＸ1 ，ＴＸ2 周波数ｆ1 ，ｆ2 で同時に動作する隣
接送信チャンネル、 Ｓ12，Ｓ21 ＰＡ1 からＰＡ2 へ及びＰＡ2 からのＰＡ
1 への回り込み信号、 ＰAC600 ，ＰAC900 隣接チャンネル漏洩電力。
Claims (3)
- 【請求項１】少なくとも最終段の増幅素子として電界効
果トランジスタ（ＦＥＴ）を備える電力増幅器におい
て、該ＦＥＴのゲートバイアスが所定の抵抗値をもつ抵
抗を介して供給されることを特徴とする電力増幅器。 - 【請求項２】前記抵抗値は、前記ＦＥＴのゲートリーク
電流が前記抵抗に流れて発生する電圧降下によるゲート
バイアスの変化によって、前記ＦＥＴのドレイン電流の
温度特性を相殺するように選定されていることを特徴と
する請求項１に記載の電力増幅器。 - 【請求項３】前記ＦＥＴは、不純物が活性層のみにパル
ス状にドープされたＧａＡｓ−ＭＥＳＦＥＴであること
を特徴とする請求項１又は２に記載の電力増幅器
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9169416A JPH114125A (ja) | 1997-06-11 | 1997-06-11 | 電力増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9169416A JPH114125A (ja) | 1997-06-11 | 1997-06-11 | 電力増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH114125A true JPH114125A (ja) | 1999-01-06 |
Family
ID=15886201
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9169416A Withdrawn JPH114125A (ja) | 1997-06-11 | 1997-06-11 | 電力増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH114125A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6486724B2 (en) | 2000-02-23 | 2002-11-26 | Japan Radio Co., Ltd. | FET bias circuit |
| EP1137074A3 (en) * | 2000-03-17 | 2006-02-15 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Power field effect transistor |
| JPWO2022075315A1 (ja) * | 2020-10-06 | 2022-04-14 |
-
1997
- 1997-06-11 JP JP9169416A patent/JPH114125A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6486724B2 (en) | 2000-02-23 | 2002-11-26 | Japan Radio Co., Ltd. | FET bias circuit |
| EP1137074A3 (en) * | 2000-03-17 | 2006-02-15 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Power field effect transistor |
| JPWO2022075315A1 (ja) * | 2020-10-06 | 2022-04-14 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20040907 |