JPH1141918A - 低ノイズスイッチングレギュレータおよびスイッチングレギュレータを制御する方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】電流スルー制御および電圧スルー制御を用い
た、誘導負荷を駆動する低ノイズスイッチングレギュレ
ータおよび方法、また、開および閉ループの実施形態、
並びに第一次および高次スルーイングを提供する。 【解決手段】 誘導負荷を駆動する低ノイズスイッチン
グレギュレータは、電流および電圧スルー信号に応答す
る制御回路機構を含む。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、波形整形を用い
て、誘導性負荷を切り換える（「駆動する」とも言う）
ことにより生じる高周波数雑音を低減する装置およびそ
の方法に関する。具体的には、本発明は、電流スルー制
御および電圧スルー制御を用いて、誘導性負荷を切り換
えることにより生じる高周波数雑音を低減する装置およ
びその方法に関する。ここで、「スルー」とは、波形の
傾き（あるいは、変化率）を指す。

【０００２】

【従来の技術】電気製品の設計においてますます重要に
なっている問題は、高周波数電磁雑音である。この雑音
は、製品の性能を低減させるかあるいは他の製品の妨害
を引き起こす可能性がある。この雑音源を解消し、雑音
の影響を低減する試みには、膨大なエネルギーおよびコ
ストが費やされている。例えばモータ、ソレノイド、お
よびスイッチングレギュレータなどの電気装置において
スイッチング電流およびスイッチング電圧は、遍在する
雑音源である。携帯電話などの新しい製品では、適切に
動作させるために、さらに低レベルの伝導電磁雑音およ
び放射電磁雑音が必要である。電磁汚染の抑制に関する
法律も増えている。ヨーロッパ放出／磁化率規格はその
適例である。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】波形の急激な遷移に
は、より多くの高周波数成分が含まれる。これについて
は、フーリエ級数およびフーリエ変換により数学的に示
すことができる。例えば、純粋な正弦波は１つの周波数
成分を有し、方形波はより多くの高周波数成分を有し、
その振幅は周波数とともに減少する。高周波の含有量の
低減は、遷移の鋭さの低減を意味する。

【０００４】図１Ａおよび図１Ｂは、高周波数成分に関
する単純な親指の法則を示す。方形波では、高周波成分
の大きさは以下に示す基本周波数から２０ｄＢ／ＤＥＣ
ＡＤＥのレートで減少する。

【０００５】

【数１】

【０００６】ここで、「ｏｎ−ｔｉｍｅ」は、スイッチ
が電流を伝導する時間である。

【０００７】スルーエッジを有する波形は、ほぼ一定の
傾きの遷移を有する波形、即ち、ランプ信号である。こ
れは、波形の第一次導関数が制御されることを意味す
る。スルーエッジを有する波形はしばしば、丸い角部を
有している。スルーエッジと一定の第一次導関数とを有
する波形では、高周波数成分は、基本周波数から２０ｄ
Ｂ／ＤＥＣＡＤＥでロールオフし、以下の式に等しい周
波数から４０ｄＢ／ＤＥＣＡＤＥでロールオフする。

【０００８】

【数２】

【０００９】ここで、ｔ_slewは、スルーエッジの遷移時
間である。

【００１０】電気装置からの放射は、通常、電界あるい
は磁界のいずれかの支配的な電磁界に関して考えること
ができる。電界および磁界のいずれであっても、回路に
雑音を引き起こし得る。電界放射は、電圧の変化によっ
て生じる。磁界放射は、電流の変化によって生じる。そ
の対策を行う場合、放射源を低減し且つそれを受け取る
回路を遮蔽することが多い。

【００１１】電界によって生じる雑音の低減は、コンデ
ンサのような素子で電圧遷移を低速化することによって
達成することができる。結合容量を低減することによ
り、受信端での雑音強度を低下させることができる。こ
のような結合容量の低下は、構成要素、配線、およびプ
リント回路板トレースのための金属の囲いおよび金属の
シールドにより行われる。

【００１２】磁界によって生じる雑音を含む場合はさら
に困難である。雑音源の強度を低減する場合、電流遷移
を低速化する必要がある。この低速化はしばしば、容量
性素子よりも通常高価である誘導性素子を加えることに
より行われる。磁界によって生じる雑音から、それを受
け取る素子を遮蔽するには、特殊なシールドが必要であ
り、このシールドとしては、高価なミューメタルシール
ドがしばしば用いられる。磁界によって生じる雑音によ
り、付近のプリント回路板トレースにおいて電流が生成
され得るため、完全なシールドを与えることはしばしば
困難である。

【００１３】スイッチングレギュレータトポロジーに
は、高周波数フィルタ素子を、コスト削減に役立ち得る
電力構成要素に組み込むものもある。しかし、そのよう
なトポロジーであっても、依然として、放出を減らすた
めに特定の構成要素を加えることが多い。

【００１４】外部構成要素を加えると必然的にシステム
コストが増大する。従って、加える外部構成要素の数を
最小限にすることが望ましい。そのような外部構成要素
を加えるのは、通常、電流および／または電圧の変化レ
ートを低くするためである。これは、高周波数成分が形
成された（フィルタを加えた）後にそれらの高周波成分
を分流するか、あるいは、高周波成分の形成を最小にす
ることによって行うことができる。しかし、それに関連
して、フィルタリングによる電力損失が起こる。この電
力損失は、電流が大きいために起こることが多い。

【００１５】インダクタの電圧スルー（ｄｖ／ｄｔ）の
制御は、フィルタを形成することによって行われること
もある。切換ノードに容量を加えると、電圧遷移が低速
化され、高周波成分が吸収される。しかし、必要とされ
る高電流のため、コンデンサは、物理的に大きくなる場
合があり、相当量の電力を放散する可能性がある。これ
により、切換効率が低下する。

【００１６】スイッチングレギュレータは、その変換効
率のため、非常に望ましい。しかし、この変換効率は、
より多くの高周波数電磁波が含まれる電流および電圧波
形を作るという犠牲を払って得られるものである。この
高周波数雑音は、伝導あるいは放射電磁結合（容量性お
よび誘導性）により、付近の回路に結合する。スイッチ
ングレギュレータの設計者はしばしば、効率と、雑音
と、性能との間で妥協を強いられる。

【００１７】スイッチングレギュレータでは、電磁妨害
のほとんどは、以下の４つの要因により発生する。
（１）インダクタの電流が急激に変化し、これにより高
周波数磁気雑音が形成され、付近の線に変化を引き起こ
す；（２）インダクタ電流が変化し、これにより、デカ
ップリングコンデンサの等価直列抵抗（「ＥＳＲ」）お
よび等価直列インダクタンス（「ＥＳＬ」）のために電
圧が突然変化する；（３）接地に容量結合する出力スイ
ッチング素子において電圧が突然変化し、これにより、
電力線に過渡電流を引き起こす；（４）ダイオードがオ
フになると、急激な電流の過渡現象が生じるとともに、
高周波数磁気雑音が生成され、さらに、コンデンサＥＳ
Ｒを介して高周波数電圧の過渡現象が生成され得る。

【００１８】妨害となる雑音は、電力配線および接地配
線における伝導と、「高温」構成要素から他の回路への
容量結合または電磁放射結合とにより、他の回路にも導
入される。典型的には、伝導雑音は低周波数に関してよ
り問題が多く、放射雑音は高周波数に関してより問題が
多い。スイッチングレギュレータの場合、インダクタま
たは変圧器の電流およびスイッチング素子の電流は、最
も大きい電流であるため、通常、最も面倒な雑音源であ
る。同様に、スイッチングレギュレータのスイッチにお
ける電圧動作範囲（excursion）はしばしば、その遷移
速度および電力経路への接続のため、最大の雑音源であ
る。

【００１９】以上のことに鑑みて、回路性能を犠牲にす
ることなく、あるいは、別の構成要素を加えることな
く、誘導性負荷を切り換えることによって生じる高周波
数雑音成分を低減する装置およびその方法を提供するこ
とが望ましいであろう。

【００２０】高調波含有量と変換効率との間のトレード
オフについてさらなる制御を可能にすることも望ましい
であろう。

【００２１】

【課題を解決するための手段】本発明による低ノイズス
イッチングレギュレータは、誘導負荷を駆動する低ノイ
ズスイッチングレギュレータであって、電流および電圧
スルー信号に応答する制御回路機構を含み、このことに
より上記目的が達成される。

【００２２】前記スイッチングレギュレータが、前記負
荷に接続されたドライバと、該ドライバに接続された電
流スルー制御フィードバックループと、該負荷に接続さ
れた電圧スルー制御フィードバックループと、を含んで
もよい。

【００２３】１以上の正の整数ＭおよびＮに関して、前
記電圧スルー制御フィードバックループが、前記負荷の
電圧の第１次から第Ｍ次の１つ以上の導関数の合計に比
例する第１のフィードバック信号を生成し、そして前記
電流スルー制御フィードバックループが、該負荷を通る
電流の第１次から第Ｎ次の１つ以上の導関数の合計に比
例する第２のフィードバック信号を生成してもよい。

【００２４】駆動電圧、前記電流スルー制御フィードバ
ックループの出力、および前記電圧スルー制御フィード
バックループの出力が合計されて、前記ドライバへの入
力を形成してもよい。

【００２５】前記負荷が、信号ノードと出力ノードとの
間に接続され、前記電流スルー制御フィードバックルー
プの入力が、該信号ノードに接続され、そして前記電圧
スルー制御フィードバックループの入力が、該出力ノー
ドに接続されてもよい。

【００２６】前記ドライバが、駆動増幅器を含んでもよ
い。

【００２７】前記電圧スルー制御フィードバックループ
が、微分増幅器を含んでもよい。

【００２８】前記電流スルー制御フィードバックループ
が、抵抗器を介して前記信号ノードに接続されるセンス
増幅器と、該センス増幅器に接続される微分増幅器とを
含んでもよい。

【００２９】前記駆動電圧の振幅の絶対値が、第１の値
に制限され、前記微分増幅器の出力の絶対値が、第２の
値に制限され、該微分増幅器の該出力が、第３の値によ
って乗算され、該第３の値は、該第２の値によって除算
された該第１の値に等しくてもよい。

【００３０】電圧スルー制御が、前記負荷を通る電流の
第二次導関数を制御することにより達成されてもよい。

【００３１】前記スイッチングレギュレータが、前記負
荷に接続されたドライバと、該負荷に接続された電流ス
ルー制御フィードバックループと、該電流スルー制御フ
ィードバックループの出力に接続され、該出力と組み合
わせられる、第二次導関数ループと、を備えてもよい。

【００３２】前記スイッチングレギュレータが、開ルー
プ制御システムを含んでもよい。

【００３３】本発明による低ノイズスイッチングレギュ
レータは、低ノイズスイッチングレギュレータ誘導負荷
を駆動する低ノイズスイッチングレギュレータであっ
て、該負荷に接続されたスイッチ入力端子と、スイッチ
出力端子とを有するスイッチを備えたドライバと、該ス
イッチ出力端子に接続された電流スルー制御フィードバ
ックループと、該スイッチ出力端子に接続された電圧ス
ルー制御ループとを含み、このことにより、上記目的が
達成される。

【００３４】前記スイッチが、スイッチ制御端子をさら
に含み、前記ドライバが、駆動ノードと該スイッチ制御
端子との間に直列で接続されたバッファ増幅器をさらに
含み、前記電流スルー制御フィードバックループが：前
記スイッチ出力端子と接地との間に接続された抵抗器
と；該スイッチ出力端子に接続された第１の入力と、接
地に接続された第２の入力とを有するセンス増幅器と；
該センス増幅器の出力と、電流スルー制御フィードバッ
クノードとの間に接続された第１のコンデンサと；該電
流スルー制御フィードバックノードに接続された負の入
力と、参照電位の電源に接続された正の入力と、該電流
スルー制御フィードバックノードに接続された出力とを
有する第１のトランスコンダクタンス増幅器と；該電流
スルー制御フィードバックノードに接続された第１の入
力と、参照電位の該電源に接続された第２の入力と、該
駆動ノードに接続された出力とを有する第２のトランス
コンダクタンス増幅器と；を備え、前記電圧スルー制御
ループが、前記負荷と該駆動ノードとの間に接続された
第２のコンデンサを備えてもよい。

【００３５】駆動電圧の電源に接続された第１の入力
と、参照電位の前記電源に接続された第２の入力と、前
記駆動ノードに接続された出力とを有する第３のトラン
スコンダクタンス増幅器をさらに備えてもよい。

【００３６】本発明による低ノイズスイッチングレギュ
レータは、信号ノードと出力ノードとの間に接続された
誘導負荷を駆動するための低ノイズスイッチングレギュ
レータであって、駆動ノードと、第１の加算器入力と、
第２の加算器入力と、第３の加算器入力と、加算器出力
とを有する加算器と、該駆動ノードと該第１の加算器入
力との間に接続された第１の制限器と、該第３の加算器
入力に接続された出力を有する乗算器と、該出力ノード
に接続された入力と、該第２の加算器入力に接続された
出力とを有する第１の微分増幅器と、出力を含むセンス
増幅器であって、抵抗器を通して該信号ノードに接続さ
れたセンス増幅器と、出力を含む第２の微分増幅器であ
って、該センス増幅器の該出力に接続された第２の微分
増幅器と、 出力を含む第２の制限器であって、該第２
の制限器は、該第２の微分増幅器の該出力に接続され、
該第２の制限器の該出力は、該乗算器の入力に接続され
ている、第２の制限器と、該加算器出力に接続された入
力と、該信号ノードに接続された出力とを有する駆動増
幅器と、を含み、このことにより、上記目的が達成され
る。

【００３７】前記第１の制限器が、前記駆動電圧の振幅
の絶対値を第１の値に制限し、前記第２の制限器が、前
記微分増幅器の出力の絶対値を第２の値に制限し、前記
乗算器が、該微分増幅器の出力を第３の値で乗算しても
よい。

【００３８】前記第３の値が、前記第２の値によって除
算された前記第１の値に等しくてもよい。

【００３９】本発明によるスイッチングレギュレータを
制御する方法は、誘導負荷を駆動するために駆動電圧を
用いるスイッチングレギュレータを制御する方法であっ
て、該負荷は、信号ノードと出力ノードとの間に接続さ
れ、１以上の正の整数ＭおよびＮに関して、該負荷の電
圧の第Ｍ次導関数に比例する第１のフィードバック信号
を生成する工程と、該負荷を通る電流の第Ｎ次導関数に
比例する第２のフィードバック信号を生成する工程と、
該第１および第２のフィードバック信号を、該駆動電圧
と組み合わせて該負荷を駆動させる工程と、を含み、こ
のことにより、上記目的が達成される。

【００４０】本発明によるスイッチングレギュレータを
制御する方法は、誘導負荷を駆動させるために駆動電圧
を用いるスイッチングレギュレータを制御する方法であ
って、該負荷は、信号ノードと出力ノードとの間に接続
され、該信号ノードの電流を変化させ、それによって第
１のフィードバック信号を生成する工程と、該第１のフ
ィードバック信号を変化させ、それによって第２のフィ
ードバック信号を生成する工程と、該第１および第２の
フィードバック信号を、該駆動電圧と組み合わせて、そ
れによって該負荷を駆動させる工程と、を含み、このこ
とにより、上記目的が達成される。

【００４１】本発明の目的は、回路性能を犠牲にするこ
となく、あるいは、別の構成要素を加えることなく、誘
導性負荷を切り換えることによって生じる高周波数雑音
成分を低減する装置およびその方法を提供することであ
る。

【００４２】本発明の別の目的は、高周波含有量と変換
効率との間のトレードオフについてさらなる制御を可能
にすることである。

【００４３】上記の目的およびその他の目的は、駆動電
圧源を用いて、信号ノードと出力ノードとの間に結合さ
れる誘導性負荷を切換えることによって達成される。こ
の切換は、出力ノードの電圧を変化させ（slew）、且つ
信号ノードの電流を変化させることによって行われる。

【００４４】本発明の上記およびその他の目的および利
点は、添付の図面を参照して以下の詳細な説明を考慮す
れば明らかになる。図中、同一の要素には同一の参照符
号を付している。

【００４５】

【発明の実施の形態】添付の図面を参照しながら、好適
な実施形態についての以下の詳細な説明を考慮すること
により、本発明がより良く理解される。

【００４６】本発明は、誘導性負荷を切り換えることか
ら生じる高周波数電気および磁気雑音によって引き起こ
される雑音を低減する装置およびその方法である。

【００４７】本発明は、電気および磁気周波数高調波を
経済的に低減し、それと同時に、高調波含有量と変換効
率との間のトレードオフについてのさらなる制御を可能
にするように、スイッチングレギュレータコントローラ
を変形することを可能にする。本発明で必要とされる回
路のほとんどを集積コントローラに組み込むことができ
るため、システム全体のコストも削減することができ
る。

【００４８】高調波は、スイッチングレギュレータの電
圧および電流のスルーレートを制御することによって低
減され、それにより、大きな電力を扱うフィルタ成分の
必要性が低減される。このようなスルーレートの制御
は、電力成分の電圧および電流の突然の変化を低減する
ことによって行われる。一実施形態では、出力スイッチ
ング素子は、コントローラに組み込まれたフィードバッ
ク制御ループによって変化する電圧および電流を有す
る。

【００４９】図２は、駆動ノード９５に印加される駆動
電圧Ｖ_driveによって駆動される、コントローラのない
先行技術のブースト（「昇圧」とも言う）スイッチング
レギュレータ回路を示している。インダクタ電流Ｉ
_Lは、トランジスタ４０が導電状態にあるときに上昇す
る（ramp up）（接地付近のノード１２０）。トランジ
スタ４０がオフになると、インダクタ３０が定電流を維
持しようとするためノード１２０の電圧が、急速に上昇
する。これにより、ダイオード６０がオンになり、イン
ダクタ３０は電流をコンデンサ７０に流す（dump）。ダ
イオード６０に関して主に懸念されることは、その電流
遷移（放射磁界）である。ダイオード６０は、トランジ
スタ４０がオンになるとオフになる。ダイオードが突然
オフになると、出力に急激な電流スルー（ｄｉ／ｄｔ）
が生じる。ショットキーダイオードを用いることによっ
て、あるいは、スナバ１００をダイオード６０に配置す
ることによって、この問題に取り組む場合もある。出力
電圧Ｖ_outは、入力電圧Ｖ_inよりもはるかに大きくなり
得る。寄生容量２０および５０も示している。

【００５０】入力共通モード雑音は、供給線（Ｖ_in）お
よび戻り線（信号接地）の両方で同位相で起こる電圧ま
たは電流として定義される。即ち、供給線および戻り線
の両方は、接地に対して同じように動く。入力不均一モ
ード雑音は、供給線と戻り線とにおける電圧値の差によ
って生じる。入力共通モード雑音は、スイッチの電圧動
作範囲および寄生容量によって生じやすい。入力不均一
モード雑音は、入力コンデンサ（即ち、電源から生じる
雑音をフィルタリングするために入力電圧線に置かれる
コンデンサ）のインピーダンスに作用するインダクタ電
流によって生じやすい。ｄｖ／ｄｔを制御することは、
入力共通モード雑音を低減する助けとなる。ｄｉ／ｄｔ
を制御することは、入力不均一モード雑音を低減する助
けとなる。

【００５１】図２に示すようなスイッチングレギュレー
タ回路は、スイッチの出力を変化させることによって
（即ち、実質的に線形に増加する出力電圧を出力に与え
ることによって）入力共通モード雑音を低減する。図２
に示すように、容量Ｃ_millerを有するミラー（Miller）
コンデンサ９０は、トランジスタ４０のコレクタとベー
スとの間に配置され、トランジスタ４０が線形範囲で動
作するとき電圧スルー（ｄｖ／ｄｔ）を制御する。ミラ
ー効果のため、ミラーコンデンサ９０を介するフィード
バックにより、トランジスタ４０の入力容量は、Ｃ
_miller・（Ｇ_Q＋１）に増加する。ここで、Ｇ_Qは、トラ
ンジスタ４０のゲインである。しかし、ミラーコンデン
サ９０は、トランジスタ４０の入力ベースまたはゲート
へのアクセスを必要とする。これにより、回路によって
は、外部ミラーコンデンサ９０の容量を大きくしなけれ
ばならない場合がある。通常、容量は、バイポーラトラ
ンジスタの電圧とともに減少する。ミラーコンデンサ９
０は、トランジスタ４０のコレクタからベースへの容量
と並列であるため、ミラーコンデンサ９０の容量は、こ
のコレクタからベースへの容量を支配するのに十分に大
きくなければならないか、あるいは、総容量が一定に維
持されるように変えなければならない。従って、電圧ス
ルー（ｄｖ／ｄｔ）を簡単に微調整することは困難とな
り得る。ミラーコンデンサ９０は、負荷および駆動条件
によっては不所望な発振を生成し得るフィードバック素
子である。

【００５２】ミラーコンデンサ９０を用いれば、出力電
流Ｉ_Lが上昇する（即ち、実質的に線形の態様で増加さ
せる）と予測する人もいるであろう。しかし、図４に示
すように、出力電圧Ｖ_outは、インダクタ電流Ｉ_L（図４
のＩ_loadとほぼ等しい）の主な変化とは異なる時間に変
化するため、ミラーコンデンサ９０は、出力電流にはほ
とんど影響を及ぼさない。これは、電圧の変化が起こる
時間まで、電流のほとんどはダイオード６０に分流しな
いからである。出力電圧Ｖ_outが上昇し、電流を分流す
るダイオード６０をオンにし、ダイオード６０をクラン
プする。

【００５３】出力に雑音が生じ得る別の方法は、切換ノ
ードからの容量結合によるものである。ここでも、この
ノードを変化させると、この種類の雑音が低減される。
電圧スルー（ｄｖ／ｄｔ）を制御する１つの方法（ミラ
ーコンデンサ以外）は、駆動装置への入力を上昇させる
ことによるものである。電圧スルー制御の一例は、Line
ar Technology Application Note 29に示されている。

【００５４】以下の説明では、スイッチングレギュレー
タを一例として用いているが、本発明は、スイッチング
レギュレータに限定されない。しかし、スイッチングレ
ギュレータは、本発明が実施され得る１つの装置であ
る。本発明は、他の誘導性負荷切換の状況でも適用可能
である。その例としては、モータ（例えば、ディスクド
ライブのモータ）、衝撃式プリンタ印刷ピン、リレー、
ソレノイド（機械アクチュエータ、自動車燃料噴射器ソ
レノイドなど）、および位相アレイレーダ導波路調整器
などがある。

【００５５】スイッチングレギュレータ回路の伝導出力
雑音は、多くのファクタに依存する。回路トポロジーは
雑音に大きな影響を及ぼすが、優勢な影響は、出力コン
デンサへの電流の切換であることが多い。コンデンサの
ＥＳＲを通して作用するこの電流は、鋭い電圧の段差を
形成し得る。従って、電流遷移の鋭さを低減すると、こ
の問題が軽減される。

【００５６】出力雑音の問題に対する一般的な解決策
は、別のフィルタリング素子を加えることである。この
場合でも、この出力雑音の源を減らすと、そのようなフ
ィルタリング素子の必要性を無くすかあるいは低減する
ことが可能となる。

【００５７】スイッチングインダクタは、幾つかの方法
で、システムに雑音を引き起こし得る。第１の方法は、
この構成要素自体の磁気放射によるものである。この磁
気放射は、装置中の電流に依存する。電流も、デカップ
リング構成要素に作用する雑音の問題を引き起こし得
る。例えば、インダクタの電流のためにデカップリング
コンデンサのＥＳＲに生成される電圧などである。別の
方法は、大きな電圧変化によるものである。大きな電圧
変化の一例は、インダクタの電流が突然変化したときに
生じる電圧の「フライバック」であろう。従って、イン
ダクタ電流の高周波数含有量を減らすことが望ましい。
上述のように、高周波数含有量は、電流スルーによって
制御される。インダクタの場合、電流スルー（ｄｉ／ｄ
ｔ）は、以下の式に示すように、インダクタの電圧に比
例する。

【００５８】

【数３】

【００５９】インダクタに印加される電圧値は、回路ト
ポロジーの結果得られるものであることが多い。電圧
は、供給電圧、変圧器の動作、およびクランプ（ツェナ
ーあるいはスナバなど）によって制御することができ
る。従って、電圧を制限することにより、トポロジー
は、スルーを一次に制御することができ、従って、イン
ダクタの電流の一次高周波数成分を制御することができ
る。

【００６０】スイッチングレギュレータでは、スイッチ
ング素子における電力損失を減らすことによって、変換
効率が増加する。インダクタの電流は瞬時には変化しな
いが、電圧はほぼ瞬時に変化し得る。インダクタを切り
換えるときには、通常、クランプ電圧とオン状態電圧と
の間で切り換えを行う。これにより、インダクタには、
ほぼ方形波の電圧が与えられる。

【００６１】スイッチングレギュレータは、２つのモー
ドのうちの一方で、即ち、連続的なインダクタ電流かあ
るいは断続的なインダクタ電流で動作し得る。連続モー
ドでは、電流波形はほぼ三角形であり、電流スルーは電
圧によって制御される。断続モードでは、電流波形はほ
ぼ台形である。駆動電圧は、インダクタがオンのときの
インダクタの電圧として定義される。いずれの場合も、
電圧スルーは、駆動電圧によって制御される。

【００６２】スイッチング素子４０についての主要な懸
念は、出力電圧スルー（ｄｖ／ｄｔ）が寄生容量５０
（Ｃ_Qparasitic）を介して接地に結合し、入力共通モー
ド雑音を生成することである。スイッチング素子におけ
る遷移は、典型的には突然起こるものである。実際に
は、連続動作モードでは、遷移はほぼ階段関数であり、
遷移時間は、装置のオンあるいはオフによってのみ制限
される。

【００６３】本発明は、入力共通モード雑音を低減する
同様のミラーコンデンサを用いてスイッチｄｖ／ｄｔを
制御する。容量性フィードバックを出力段設計に組み込
むことによって、フィードバック量はユーザによって簡
単に調節可能となり、発振しにくくなる。本発明はま
た、図５に示すように、ノード５４０で電圧フィードバ
ックと電流フィードバックとを合計することによって、
電圧スルー（ｄｖ／ｄｔ）と電流スルー（ｄｉ／ｄｔ）
とを結合する。

【００６４】図３、図５、図６および図８に示す本発明
の実施形態は、変化する出力（電圧あるいは電流）の導
関数が一定となるようにスルーレート（電圧あるいは電
流）を制御しようとするものである（即ち、スルーを一
定にすることにより、出力が線形に上昇するようにな
る）。

【００６５】スイッチング素子の電流スルー（ｄｉ／ｄ
ｔ）を制御することにより、スイッチング素子において
電流が突然変化することによって起こる過渡現象（従っ
て、高周波数含有量）であって、電力接続を介してスイ
ッチング素子に結合し得る過渡現象を低減することがで
きる。

【００６６】スイッチング素子の電流（例えば、上述の
Ｑ_switch）を制御すると、ダイオード６０の電流も制御
される。他の寄生要素が大きすぎない限り、これは、単
にキルヒホッフの法則によるものである。これは、スイ
ッチング素子の電流スルー（ｄｉ／ｄｔ）を制御するこ
とができ、そうすれば自動的にダイオードの電流スルー
（ｄｉ／ｄｔ）にも対処することができることを意味し
ている。

【００６７】別の実施形態では、高周波数信号のより高
次の導関数を制御することによって、高周波数信号成分
をさらに低減することができる。これらの波形では、第
一次導関数が有限であり且つ制御されるだけでなく、よ
り高次の導関数も有限であり且つ制御され、これによ
り、波形の突然の遷移が解消される。このような制御を
行う１つの方法は、例えば図３に示すように、二重フィ
ードバックループ法で微分フィードバックフィルタを形
成することによる方法である。別の方法は、図１３に示
すように、開ループシステムにおいてｔａｎｈ（双曲線
正接）整形波形などの波形を生成することである。

【００６８】上で図２を参照して示したように、高周波
高調波の制御には、スイッチング素子の出力電圧スルー
（ｄｖ／ｄｔ）および出力電流スルー（ｄｉ／ｄｔ）の
制御が必要である。図４に示すように、オンの間に出力
電圧および出力電流を制御すると、スイッチング素子電
流Ｉ_switch（スイッチング素子４０のコレクタの電流）
は最初に、インダクタ電流Ｉ_L1にほぼ等しくなるまで増
加し、このインダクタ電流Ｉ_L1にほぼ等しくなると、出
力電圧Ｖ_outが低下する。ダイオード６０が導電状態に
なると、出力電圧Ｖ_outはスイッチング素子４０のコレ
クタ電圧の跡をたどる。出力電圧Ｖ_outは、ダイオード
６０の最小の（de minimis）降下分だけ異なる。オフの
間、出力電圧Ｖ_outは増加し、そのあと出力電流Ｉ_load
が降下する。波形を制御するための多くの回路は、これ
らの遷移のすべての制御を可能にするものではない。本
発明は、そのような制御を行う最初の回路である。

【００６９】本発明は、出力電圧およびスイッチング素
子電流の遷移をそれぞれ独立して制御することと可能に
する。これは、連結された２つのフィードバック経路を
設けることによって行われる。これらの２つのフィード
バック経路の一方は電流用であり、他方は電圧用であ
る。

【００７０】以下の説明は、図３に示すような閉ループ
制御システム、即ちスルー制御回路に基づくものであ
る。言うまでもなく、本発明は、開ループ制御システム
にも応用可能であり、この場合、図１３に示すように、
正確に整形された波形が増幅され、この波形を用いて出
力が駆動される。開ループシステムにおいて所定の出力
電流および出力電圧を与えるためには、出力段に対する
駆動を設計するために、負荷（例えば、負荷のインピー
ダンス特性）に関する知識が必要である。

【００７１】図３に示すように、誘導性負荷２３０は、
駆動ノード２０５に印加される駆動電圧Ｖ_driveによっ
て駆動される。信号ノード３００の電流Ｉ_outは、信号
ノード３００と出力ノード３１０との間に結合される負
荷２３０を流れる。出力ノード３１０の電圧Ｖ_outは、
微分増幅器２９０（ゲインＧ_V）によって微分されて第
１のフィードバック信号が生成され、この第１のフィー
ドバック信号は、加算器２１０の入力端子に与えられ、
Ｖ_outのスルーの制御に用いられる。信号ノードの電流
Ｉ_outは、抵抗器２４０によって電圧信号に変換され、
センスアンプ２５０（ゲインＡ_sense）によって増幅さ
れ、微分増幅器２６０（ゲインＧ_C）によって微分さ
れ、制限器２７０によってＩ_Cslewの大きさに制限さ
れ、さらに、係数Ｉ_Vslew／Ｉ_Cslewが掛けられる。これ
により、第２のフィードバック信号が生成され、この第
２のフィードバック信号は、加算器２１０の入力端子に
与えられ、Ｉ_outのスルーが制御される。ユーザプログ
ラム可能性を可能にする、供給電圧Ｖ_inに結合される外
部抵抗器によって電流Ｉ_CslewおよびＩ_Vslewが生成され
る。これらの抵抗器は、一定値でオンチップで設けても
よく、あるいは、電気的にプログラムされるようにして
もよい。加算器２１０は、第１および第２のフィードバ
ック信号を、Ｉ_vslewの大きさに制限されている駆動電
圧Ｖ_driveと結合し、駆動増幅器２２０（−Ｇ_driveに等
しいゲイン）を介して負荷２３０を駆動する。

【００７２】図５は、２つのフィードバックループを備
えた好適な実施形態のブロック図である。駆動電圧Ｖ
_driveは、トランスコンダクタンス増幅器４００の正の
入力端子に印加される。トランスコンダクタンス増幅器
４００は、Ｖ_rに接続された負の入力端子を有し、Ｉ
_Vslewによって制御される。トランスコンダクタンス増
幅器は、ソーシング(sourcing)Ｉ_Vslewとシンキング（s
inking）Ｉ_Vslewとの切り換えを行う電圧制御された電
流スイッチとしても考えられ得る。出力バッファ増幅器
４５０は、駆動ノード５４０と出力スイッチ４６０のベ
ースとの間に接続される。出力スイッチ４６０は、図５
に図示されるように、トランジスタであり得る。図５で
は、誘導負荷は、Ｖ_inと信号ノード５２０との間に接続
されたインダクタ４８０; 信号ノード５２０と出力ノー
ド５３０との間に接続されたダイオード４９０; 出力ノ
ード５３０と接地との間に接続されたコンデンサ５０
０; および出力ノード５３０と接地との間に接続された
抵抗器５１０を備える。Ｉ_CslewおよびＩ_Vslewは、所与
のスルーレートに調節され得る抵抗器によって生成され
た電流である。

【００７３】図５の第１のフィードバックループ、すな
わち電圧スルー制御ループは、信号ノード５２０と駆動
ノード５４０との間に接続されるミラーコンデンサ４７
０を含む。

【００７４】図５の第２のフィードバックループ、すな
わち電流スルー制御ループは、ノード５５０におけるト
ランジスタ４６０のエミッタと接地との間に接続された
抵抗器４４０と； 抵抗器４４０に接続されたセンス増
幅器４３０と; センス増幅器４３０の出力端子と、電流
スルー制御フィードバックノード５７０との間に接続さ
れたコンデンサ５６０と; 電流スルー制御フィードバッ
クノード５７０に接続された負の入力端子と、参照電圧
Ｖ_rに接続された正の入力端子と、電流スルー制御フィ
ードバックノード５７０に接続された出力端子とを有す
る、Ｉ_Cslewによって制御されるトランスコンダクタン
ス増幅器４２０と； 電流スルー制御フィードバックノ
ード５７０と、Ｖ_rに接続された正の入力端子と、駆動
ノード５４０に接続された出力端子とを有する、Ｉ
_Vslewによって制御されるトランスコンダクタンス増幅
器４１０とを備える。トランスコンダクタンス増幅器４
２０に関しては、出力電流は、Ｉ_x＝Ｇ_c・（Ｖ_r−
Ｖ_gc）である。トランスコンダクタンス増幅器４１０に
関しては、出力電流は、Ｉ_y＝Ｇ_cv・（Ｖ_r−Ｖ_gc）であ
る。従って、Ｉ_y＝Ｉ_x・Ｇ_cv／Ｇ_cである。トランスコ
ンダクタンス増幅器４１０および４２０が、Ｉ_Vslewお
よびＩ_Cslewの限界電流をそれぞれ有する場合、

【００７５】

【数４】

【００７６】であり、Ａは、追加の利得変数を表す。こ
のループは、スイッチング素子として機能する出力トラ
ンジスタ４６０の電流スルー（ｄｉ／ｄｔ）を制御す
る。出力電流動作範囲の間、電流スルー制御フィードバ
ックノード５７０の電圧Ｖ_gcは、Ｇ_cの電流出力とコン
デンサＣ_cとによって変化される。

【００７７】２つのループが、共通の駆動ノードを共有
するので、両方のループが互いに影響しあい、電圧と電
流の変化間の円滑な遷移が可能となる。

【００７８】電流ｉ_Cslew、コンデンサＣ_C、センス増幅
器、およびセンス抵抗器は、共に、電流スルーレートを
制御する。電流ｉ_VslewおよびコンデンサＣ_Vは、電圧ス
ルーレートを制御する。概算の式は：

【００７９】

【数５】

【００８０】である。

【００８１】図５の回路の制限の１つは、ダイオード４
９０による出力電圧の急激なクランピングオフである。
このクランピングオフが生じる速度が原因で、良好な制
御のためには、電流スルーフィードバックループは、電
圧スルーフィードバックループから迅速に引き継がれな
ければならない。図６は、図５のスルー制御回路のトラ
ンスコンダクタンス増幅器４００、トランスコンダクタ
ンス増幅器４１０、トランスコンダクタンス増幅器４２
０、およびセンス増幅器４３０の可能なトランジスタレ
ベルの実施形態を図示し、電流スルーフィードバックか
ら電圧スルーフィードバックへの切り換えを促進し、重
畳するフィードバックループおよび装置の制限を補償す
る切換回路６００を含む。装置の制限には、有限のトラ
ンジスタバンド幅および有限のトランジスタ利得が含ま
れる。

【００８２】出力のターンオフ間には、トランジスタ６
９０は、電流をシンクさせる。出力に対する正の電圧ス
ルーは、コンデンサ６１０および７６０を通る電流を生
成する。コンデンサ６１０からの電流は流れを止め、そ
れによって、トランジスタ６４０のコレクタの電圧が、
接地電位より高いおよそ２つのダイオードの電圧降下か
ら飽和へと低下する。これは、次に、トランジスタ６６
０からダイオード６３０を通して電流を引き込み、電流
ミラー６８０および６９０から電流をそらす。従って、
出力電圧スルーは、トランジスタ６９０から電流を瞬間
的にそらせ、それによって、さらなる出力のターンオフ
を防止し、電流フィードバックループに応答する時間を
与える。

【００８３】図６は、出力ドライバのターンオン間にト
ランジスタ８６０のベースを高く引き上げ、それによっ
て電流制御ループに応答する時間を与えるために出力ド
ライバのターンオン間に電流ループを発動させるのを助
けるコンデンサ７７０、およびターンオフ間に電流制御
ループを安定させるのを助けるインダクタ９７０も含
む。

【００８４】図７は、図６の回路に対応する代表的な波
形を、時間の関数として図示する。図７ａは、ダイオー
ド６３０における電流を示す。図７ｂは、コンデンサ７
６０および７８０における電流を示す。図７ｃは、トラ
ンスコンダクタンス増幅器４００における電流を示す。
図７ｄは、トランスコンダクタンス増幅器４１０におけ
る電流を示す。図７ｅは、トランスコンダクタンス増幅
器４２０の出力での電圧を示す。図７ｆは、センス増幅
器４３０の出力での電圧を示す。図７ｇは、電圧Ｖ
_driveおよびＶ_inを示す。図７ｈは、出力電流および出
力電圧を示す。

【００８５】当業者は、デュアル出力端子を有する出力
スルー制御を用いた切換モード電力供給コントローラ
が、プッシュ−プル用途での使用のために提供され得る
ことを容易に認識するであろう。そのような実施形態に
おいては、センス増幅器およびＧ_C増幅器は、別個のＧ_V
およびＧ_VC増幅器およびドライバに対して共通であり得
る（すなわち、両方の出力が、単一のセンス増幅器を共
有し得る）。

【００８６】完全なスイッチャが、図８に図示されてい
る。完全なスイッチャは、ドライバブロック１０２０を
含む。ドライバブロック１０２０は、調整された電圧Ｖ
_regを生成する低ドロップアウト直線レギュレータ等の
電圧レギュレータを含有し得る。完全なスイッチャは、
デカップリングコンデンサ１０００、並びにノードＲ
_VslewおよびＲ_Cslew（図９に図示されるノード）に接続
された抵抗器１３００および１３１０等の電圧および電
流スルーを調節するための追加回路機構も備え得る。ス
イッチングレギュレータコントローラにおけるスルー制
御のさらなる単純化は、エラー増幅器の出力端子および
フィードバックピンＦＢからの情報を用いて得られ得
る。スタートアップ間に、より高い効率（より速いスル
ー）を有することが望ましい。システムが調整を開始す
ると、スルーは、オシレータ／論理ブロック１２００の
作用によって増加し、それによってシステムを静止させ
る。

【００８７】図９は、図８の完全なスイッチャ回路のト
ランスコンダクタンス増幅器１０４０、トランスコンダ
クタンス増幅器１０５０、出力バッファ増幅器１０４５
（バイアス回路を含む）、トランスコンダクタンス増幅
器１０６０、およびセンス増幅器１０８０の、可能なト
ランジスタレベルの実施形態を図示し、電流スルーフィ
ードバックから電圧スルーフィードバックへの切り換え
を促進し、重畳するフィードバックループおよび装置の
制限を補償するための切換回路１４００を含む。

【００８８】スルー制御回路の別の実施形態が、図１０
に図示される。図１０は、図６の回路に対応する単一の
制御抵抗器スルー制御回路である。この実施形態におい
ては、電圧スルー制御は、図６を参照して上に説明した
ようなもの、すなわち、コンデンサ１５９０によるフィ
ードバックを介する。電流の検出および増幅は、トラン
ジスタ１５７０および関連の抵抗器によって行われる。
電流スルーフィードバックは、共通駆動ノード１６４０
に直接供給するコンデンサ１５６０によって行われる。
この実施形態においては、電圧および電流スルーレート
は、単一の素子（コンデンサ１５９０）によって調節さ
れ、従って、提携している。

【００８９】インダクタ電流の高周波成分の向上した制
御レベルを提供するためには、電流の高次導関数が、有
限で、満足に作用するべきである。インダクタの電圧ス
ルー（ｄｖ／ｄｔ）は、

【００９０】

【数６】

【００９１】で表され得るので、インダクタの電圧スル
ーは、電流の第二次導関数を制御することによって制御
され得ることになる。従って、インダクタ電流高調波
は、図１１に図示されるような電流スルー制御フィード
バックループ１７９７に接続された第二次導関数ループ
１７９５を用いて、インダクタ電流の第二次導関数を制
御して電流の遷移の角を和らげることによって、さらに
減衰され得る。実際には、第二次導関数ループ１７９５
は、電流スルー制御フィードバックループ１７９７から
の電流スルー制御フィードバック信号を変化させる。こ
れにより、より高い周波数でより有用な、追加の２０ｄ
Ｂのロールオフが加えられる。第二次導関数（ｄ²ｉ／
ｄｔ²）は、第一次導関数（ｄｉ／ｄｔ）の変化率を表
し、従って、遷移がどの位急激（sharp）であるかの良
い指標である。電圧スルーフィードバックループは、必
要ではない。付加的利点としては、インダクタの電圧ス
ルーを制御することにより、追加のノイズ成分を生成し
得る寄生容量（Ｃ_QparasiticおよびＣ_Lparasitic）電流
が減少する。従って、誘電負荷に関しては、電流スルー
（ｄｉ／ｄｔ）を制御するのみではなく、電流の第二次
導関数も制御することが望ましい。電圧スルー（ｄｖ／
ｄｔ）を制御することにより、電流の第二次導関数が制
御され、高周波ノイズへの寄生成分の付加の減少も助け
られる。

【００９２】高周波信号高調波のより大幅な減少は、図
１２に図示されるように、信号の高次導関数（例えば、
出力電圧の第Ｍ次導関数および出力電流の第Ｎ次導関
数）を制御することにより得られ得る。電圧および電流
スルー信号の一般的な式は、それぞれ、

【００９３】

【数７】

【００９４】および

【００９５】

【数８】

【００９６】である。これらの波形に関しては、第一次
導関数が、有限であり、制御されるだけでなく、高次導
関数も有限であり、制御され、その結果、波形の突然の
遷移が排除される。これを行う１つの方法は、デュアル
フィードバックループ方法において、異なるフィードバ
ックフィルタを作成することによる。別の方法は、開ル
ープシステムにおいてtanh（双曲線タンジェント）形状
の波形を生成することである。

【００９７】上記の本発明の実施形態は、高調波を制御
するためのフィードバックとして出力電圧および出力電
流導関数を使用する。しかし、本発明は、フィードバッ
クを使用することに限定されない。図１３に図示される
ように、駆動信号が増幅され、負荷に直接印加される開
ループ方法において出力電圧および出力電流の第一次お
よび高次導関数を使用することが可能である。

【００９８】従って、スイッチング誘導負荷から高周波
ノイズを減少させるために波形の成形を用いる装置およ
び方法が理解される。当業者は、限定する目的ではな
く、例示目的で示された記載の実施形態以外によって本
発明が実施され得、本発明は、特許請求の範囲によって
のみ限定されることを理解するであろう。

【００９９】

【発明の効果】本発明の低ノイズスイッチングレギュレ
ータによれば、回路性能を犠牲にすることなく、あるい
は、別の構成要素を加えることなく、誘導性負荷を切り
換えることによって生じる高周波数雑音成分を低減する
装置およびその方法を提供することができる。

【０１００】また、本発明の低ノイズスイッチングレギ
ュレータによれば、高周波含有量と変換効率との間のト
レードオフについてさらなる制御を可能にすることがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】ＡおよびＢは、信号波形エッジの鋭さの関数と
しての信号波形の周波数含有量を示す図である（Mark N
aveによる「切換られたモードの電源おける伝導放出の
予測（Prediction of Conducted Emissions in Switche
d Mode Power Supplies）」、1986年の電磁波適合性に
関するIEEE国際シンポジウム（1986 IEEE Internationa
l Symposium on Electromagnetic Compatibility 173
頁）。

【図２】先行技術のブーストスイッチングレギュレータ
回路を示す図である。

【図３】電流および電圧のスルー制御を示す図である。

【図４】ＡおよびＢは、図３のフロー図に対応する代表
的な波形図である。

【図５】スルー制御回路の実施形態を示す図である。

【図６】図５のスルー制御回路のトランジスタレベルの
実施形態を示す図である。

【図７】Ａ〜Ｈは、図６の回路に対応する代表的な波形
図である。

【図８】出力スルー制御を用いた完全なスイッチャのブ
ロック図である。

【図９】図８の出力ドライバブロックのトランジスタレ
ベルの実施形態を示す図である。

【図１０】出力スルー制御を用いた、切換られたモード
の電源コントローラの１つの制御抵抗器の実施形態を示
す図である。

【図１１】電圧スルーを電流の第二次導関数によって制
御するスルー制御回路の実施形態を示す図である。

【図１２】より高次のスルー制御を用いる回路の実施形
態を示す図である。

【図１３】開ループスルー制御回路を示す図である。

【符号の説明】

２０５ 駆動ノード ２１０ 加算器 ２２０ 駆動増幅器 ２３０ 誘導性負荷 ２４０ 抵抗器２４０ ２５０ センスアンプ ２６０ 微分増幅器 ２７０ 制限器 ２９０ 微分増幅器 ３００ 信号ノード ３１０ 出力ノード

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 カール ティー． ネルソン アメリカ合衆国 カリフォルニア 95125, サンホセ， セトル アベニュー 1167

Claims (20)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 誘導負荷を駆動する低ノイズスイッチン
   グレギュレータであって、電流および電圧スルー信号に
   応答する制御回路機構を含む低ノイズスイッチングレギ
   ュレータ。
2. 【請求項２】 前記スイッチングレギュレータが、 前記負荷に接続されたドライバと、 該ドライバに接続された電流スルー制御フィードバック
   ループと、 該負荷に接続された電圧スルー制御フィードバックルー
   プと、 を含む、請求項１に記載の低ノイズスイッチングレギュ
   レータ。
3. 【請求項３】 １以上の正の整数ＭおよびＮに関して、 前記電圧スルー制御フィードバックループが、前記負荷
   の電圧の第１次から第Ｍ次の１つ以上の導関数の合計に
   比例する第１のフィードバック信号を生成し、そして前
   記電流スルー制御フィードバックループが、該負荷を通
   る電流の第１次から第Ｎ次の１つ以上の導関数の合計に
   比例する第２のフィードバック信号を生成する、請求項
   ２に記載の低ノイズスイッチングレギュレータ。
4. 【請求項４】 駆動電圧、前記電流スルー制御フィード
   バックループの出力、および前記電圧スルー制御フィー
   ドバックループの出力が合計されて、前記ドライバへの
   入力を形成する、請求項２に記載の低ノイズスイッチン
   グレギュレータ。
5. 【請求項５】 前記負荷が、信号ノードと出力ノードと
   の間に接続され、 前記電流スルー制御フィードバックループの入力が、該
   信号ノードに接続され、そして前記電圧スルー制御フィ
   ードバックループの入力が、該出力ノードに接続され
   る、請求項４に記載の低ノイズスイッチングレギュレー
   タ。
6. 【請求項６】 前記ドライバが、駆動増幅器を含む、請
   求項５に記載の低ノイズスイッチングレギュレータ。
7. 【請求項７】 前記電圧スルー制御フィードバックルー
   プが、微分増幅器を含む、請求項５に記載の低ノイズス
   イッチングレギュレータ。
8. 【請求項８】 前記電流スルー制御フィードバックルー
   プが、 抵抗器を介して前記信号ノードに接続されるセンス増幅
   器と、 該センス増幅器に接続される微分増幅器と、 を含む、請求項５に記載の低ノイズスイッチングレギュ
   レータ。
9. 【請求項９】 前記駆動電圧の振幅の絶対値が、第１の
   値に制限され、 前記微分増幅器の出力の絶対値が、第２の値に制限さ
   れ、 該微分増幅器の該出力が、第３の値によって乗算され、
   該第３の値は、該第２の値によって除算された該第１の
   値に等しい、請求項８に記載の低ノイズスイッチングレ
   ギュレータ。
10. 【請求項１０】 電圧スルー制御が、前記負荷を通る電
    流の第二次導関数を制御することにより達成される、請
    求項１に記載の低ノイズスイッチングレギュレータ。
11. 【請求項１１】 前記スイッチングレギュレータが、 前記負荷に接続されたドライバと、 該負荷に接続された電流スルー制御フィードバックルー
    プと、 該電流スルー制御フィードバックループの出力に接続さ
    れ、該出力と組み合わせられる、第二次導関数ループ
    と、 を備える、請求項１に記載の低ノイズスイッチングレギ
    ュレータ。
12. 【請求項１２】 前記スイッチングレギュレータが、開
    ループ制御システムを含む、請求項１に記載の低ノイズ
    スイッチングレギュレータ。
13. 【請求項１３】 誘導負荷を駆動する低ノイズスイッチ
    ングレギュレータであって、 該負荷に接続されたスイッチ入力端子と、スイッチ出力
    端子とを有するスイッチを備えたドライバと、 該スイッチ出力端子に接続された電流スルー制御フィー
    ドバックループと、 該スイッチ出力端子に接続された電圧スルー制御ループ
    と、 を含む低ノイズスイッチングレギュレータ。
14. 【請求項１４】 前記スイッチが、スイッチ制御端子を
    さらに含み、 前記ドライバが、駆動ノードと該スイッチ制御端子との
    間に直列で接続されたバッファ増幅器をさらに含み、 前記電流スルー制御フィードバックループが：前記スイ
    ッチ出力端子と接地との間に接続された抵抗器と；該ス
    イッチ出力端子に接続された第１の入力と、接地に接続
    された第２の入力とを有するセンス増幅器と；該センス
    増幅器の出力と、電流スルー制御フィードバックノード
    との間に接続された第１のコンデンサと；該電流スルー
    制御フィードバックノードに接続された負の入力と、参
    照電位の電源に接続された正の入力と、該電流スルー制
    御フィードバックノードに接続された出力とを有する第
    １のトランスコンダクタンス増幅器と；該電流スルー制
    御フィードバックノードに接続された第１の入力と、参
    照電位の該電源に接続された第２の入力と、該駆動ノー
    ドに接続された出力とを有する第２のトランスコンダク
    タンス増幅器と； を備え、 前記電圧スルー制御ループが、前記負荷と該駆動ノード
    との間に接続された第２のコンデンサを備える、 請求項１３に記載の低ノイズスイッチングレギュレー
    タ。
15. 【請求項１５】 駆動電圧の電源に接続された第１の入
    力と、参照電位の前記電源に接続された第２の入力と、
    前記駆動ノードに接続された出力とを有する第３のトラ
    ンスコンダクタンス増幅器をさらに備えた、請求項１４
    に記載の低ノイズスイッチングレギュレータ。
16. 【請求項１６】 信号ノードと出力ノードとの間に接続
    された誘導負荷を駆動するための低ノイズスイッチング
    レギュレータであって、 駆動ノードと、 第１の加算器入力と、第２の加算器入力と、第３の加算
    器入力と、加算器出力とを有する加算器と、 該駆動ノードと該第１の加算器入力との間に接続された
    第１の制限器と、 該第３の加算器入力に接続された出力を有する乗算器
    と、 該出力ノードに接続された入力と、該第２の加算器入力
    に接続された出力とを有する第１の微分増幅器と、 出力を含むセンス増幅器であって、抵抗器を通して該信
    号ノードに接続されたセンス増幅器と、 出力を含む第２の微分増幅器であって、該センス増幅器
    の該出力に接続された第２の微分増幅器と、 出力を含む第２の制限器であって、該第２の制限器は、
    該第２の微分増幅器の該出力に接続され、該第２の制限
    器の該出力は、該乗算器の入力に接続されている、第２
    の制限器と、 該加算器出力に接続された入力と、該信号ノードに接続
    された出力とを有する駆動増幅器と、 を含む低ノイズスイッチングレギュレータ。
17. 【請求項１７】 前記第１の制限器が、前記駆動電圧の
    振幅の絶対値を第１の値に制限し、 前記第２の制限器が、前記微分増幅器の出力の絶対値を
    第２の値に制限し、 前記乗算器が、該微分増幅器の出力を第３の値で乗算す
    る、請求項１６に記載の低ノイズスイッチングレギュレ
    ータ。
18. 【請求項１８】 前記第３の値が、前記第２の値によっ
    て除算された前記第１の値に等しい、請求項１７に記載
    の低ノイズスイッチングレギュレータ。
19. 【請求項１９】 誘導負荷を駆動するために駆動電圧を
    用いるスイッチングレギュレータを制御する方法であっ
    て、該負荷は、信号ノードと出力ノードとの間に接続さ
    れ、１以上の正の整数ＭおよびＮに関して、 該負荷の電圧の第Ｍ次導関数に比例する第１のフィード
    バック信号を生成する工程と、 該負荷を通る電流の第Ｎ次導関数に比例する第２のフィ
    ードバック信号を生成する工程と、 該第１および第２のフィードバック信号を、該駆動電圧
    と組み合わせて該負荷を駆動させる工程と、 を含むスイッチングレギュレータを制御する方法。
20. 【請求項２０】 誘導負荷を駆動させるために駆動電圧
    を用いるスイッチングレギュレータを制御する方法であ
    って、該負荷は、信号ノードと出力ノードとの間に接続
    され、 該信号ノードの電流を変化させ、それによって第１のフ
    ィードバック信号を生成する工程と、 該第１のフィードバック信号を変化させ、それによって
    第２のフィードバック信号を生成する工程と、 該第１および第２のフィードバック信号を、該駆動電圧
    と組み合わせて、それによって該負荷を駆動させる工程
    と、 を含むスイッチングレギュレータを制御する方法。