JPH1141950A - インバータ回路 - Google Patents
インバータ回路Info
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- JPH1141950A JPH1141950A JP9198159A JP19815997A JPH1141950A JP H1141950 A JPH1141950 A JP H1141950A JP 9198159 A JP9198159 A JP 9198159A JP 19815997 A JP19815997 A JP 19815997A JP H1141950 A JPH1141950 A JP H1141950A
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 各種負荷を最適な状態で動作させることがで
きるインバータ回路を提供する。 【解決手段】 ＤＣ／ＤＣ昇圧部２は、一次側制御部１
２により生成されるパルス信号に従って出力電圧を決定
する。スイッチ１１は、このインバータ回路に接続され
る負荷の種類をユーザに選択させる。一次側制御部１２
は、スイッチ１１の設定に基づいて、ＤＣ／ＤＣ昇圧部
２を制御するためのパルス信号のデューティを決定す
る。Ｈブリッジ回路６は、二次側制御部１３の制御に従
って直流電圧を交流に変換する。二次側制御部７は、Ｈ
ブリッジ回路６の出力が、実効値が１００Ｖrms である
交流となるようにＨブリッジ回路６を制御する。
きるインバータ回路を提供する。 【解決手段】 ＤＣ／ＤＣ昇圧部２は、一次側制御部１
２により生成されるパルス信号に従って出力電圧を決定
する。スイッチ１１は、このインバータ回路に接続され
る負荷の種類をユーザに選択させる。一次側制御部１２
は、スイッチ１１の設定に基づいて、ＤＣ／ＤＣ昇圧部
２を制御するためのパルス信号のデューティを決定す
る。Ｈブリッジ回路６は、二次側制御部１３の制御に従
って直流電圧を交流に変換する。二次側制御部７は、Ｈ
ブリッジ回路６の出力が、実効値が１００Ｖrms である
交流となるようにＨブリッジ回路６を制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、所望の出力波形が
得られるインバータ回路に係わる。
得られるインバータ回路に係わる。
【０００２】
【従来の技術】直流電源の出力を交流に変換するインバ
ータ回路は、広く普及している。たとえば、商用電源
（ここでは、１００Ｖ系の交流）に接続されるべき電化
製品を自動車等の中で使用できるようにするためには、
バッテリの出力からその商用電源と同等の交流を生成す
るためのインバータ回路が必要になる。
ータ回路は、広く普及している。たとえば、商用電源
（ここでは、１００Ｖ系の交流）に接続されるべき電化
製品を自動車等の中で使用できるようにするためには、
バッテリの出力からその商用電源と同等の交流を生成す
るためのインバータ回路が必要になる。
【０００３】図５(a) は、従来のインバータ回路の一例
の構成図である。ここでは、このインバータ回路が、車
載用のバッテリの出力を実効値が１００Ｖの商用電源の
出力と同等のものに変換するものとして説明する。
の構成図である。ここでは、このインバータ回路が、車
載用のバッテリの出力を実効値が１００Ｖの商用電源の
出力と同等のものに変換するものとして説明する。
【０００４】入力回路１は、ノイズフィルタ、電解コン
デンサ等を含み、バッテリ１０１の出力を安定化させ
る。ＤＣ／ＤＣ昇圧部２は、例えば、スイッチングレギ
ュレータであり、一次側制御部５の制御に従って入力回
路１の出力を一定の電圧（ここでは１００Ｖ）に昇圧す
る。整流回路４は、高周波トランス３の出力を整流す
る。一次側制御部５は、整流回路４の出力をフィードバ
ック信号として受け取り、整流回路４の出力する直流電
圧が１００ＶになるようにＤＣ／ＤＣ昇圧部２を制御す
る。上記構成により、Ｈブリッジ回路６に安定した１０
０Ｖの直流電圧が供給されることになる。
デンサ等を含み、バッテリ１０１の出力を安定化させ
る。ＤＣ／ＤＣ昇圧部２は、例えば、スイッチングレギ
ュレータであり、一次側制御部５の制御に従って入力回
路１の出力を一定の電圧（ここでは１００Ｖ）に昇圧す
る。整流回路４は、高周波トランス３の出力を整流す
る。一次側制御部５は、整流回路４の出力をフィードバ
ック信号として受け取り、整流回路４の出力する直流電
圧が１００ＶになるようにＤＣ／ＤＣ昇圧部２を制御す
る。上記構成により、Ｈブリッジ回路６に安定した１０
０Ｖの直流電圧が供給されることになる。
【０００５】Ｈブリッジ回路６は、二次側制御部７の制
御に従って整流回路４から供給される直流電圧を交流に
変換する。二次側制御部７は、Ｈブリッジ回路６の出力
が、例えば、周波数が５５Hzであり、かつ実効値が１０
０Ｖrms である交流となるようにＨブリッジ回路６を制
御する。すなわち、Ｈブリッジ回路６には１００Ｖの直
流電圧が供給されているので、この場合、二次側制御部
７は、周波数が５５Hzとなるように、単に、負荷に流れ
る電流の向きを所定間隔ごとに反転させる旨の指示をＨ
ブリッジ回路６に与える。Ｈブリッジ回路６の出力を図
５(b) に示す。同図に示すように、上記構成のインバー
タ回路の出力は、電圧が±１００Ｖの交流となる。
御に従って整流回路４から供給される直流電圧を交流に
変換する。二次側制御部７は、Ｈブリッジ回路６の出力
が、例えば、周波数が５５Hzであり、かつ実効値が１０
０Ｖrms である交流となるようにＨブリッジ回路６を制
御する。すなわち、Ｈブリッジ回路６には１００Ｖの直
流電圧が供給されているので、この場合、二次側制御部
７は、周波数が５５Hzとなるように、単に、負荷に流れ
る電流の向きを所定間隔ごとに反転させる旨の指示をＨ
ブリッジ回路６に与える。Ｈブリッジ回路６の出力を図
５(b) に示す。同図に示すように、上記構成のインバー
タ回路の出力は、電圧が±１００Ｖの交流となる。
【０００６】このように、従来のインバータ回路、特に
車載用のインバータ回路は、通常、その出力電圧または
出力波形が一定であった。
車載用のインバータ回路は、通常、その出力電圧または
出力波形が一定であった。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところで、商用電源を
利用する電化製品の電源の仕様は、通常、「実効値＝１
００Ｖrms 」と規定されている。従って、図５(a) に示
すインバータ回路を用いれば、それらの電化製品を動作
させることができる。ところが、電化製品は、その内部
回路の構成などにより、電圧の瞬時値（ピーク値）とし
てはもっと高い電圧を与えた方が好都合のものもある。
たとえば、充電器は、一般に、供給電圧と充電電圧との
差が大きいほど容易に充電させることができる。
利用する電化製品の電源の仕様は、通常、「実効値＝１
００Ｖrms 」と規定されている。従って、図５(a) に示
すインバータ回路を用いれば、それらの電化製品を動作
させることができる。ところが、電化製品は、その内部
回路の構成などにより、電圧の瞬時値（ピーク値）とし
てはもっと高い電圧を与えた方が好都合のものもある。
たとえば、充電器は、一般に、供給電圧と充電電圧との
差が大きいほど容易に充電させることができる。
【０００８】しかしながら、従来のインバータ回路で
は、上述したように、通常、出力電圧または出力波形が
一定であった。このため、電化製品（負荷）を最適な状
態で動作することができないことがあった。そして、場
合によっては動作しない負荷もあった。
は、上述したように、通常、出力電圧または出力波形が
一定であった。このため、電化製品（負荷）を最適な状
態で動作することができないことがあった。そして、場
合によっては動作しない負荷もあった。
【０００９】本発明の課題は、上記問題を解決すること
であり、各種負荷を最適な状態で動作させることができ
るインバータ回路を提供することである。
であり、各種負荷を最適な状態で動作させることができ
るインバータ回路を提供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明のインバータ回路
は、当該インバータ回路に接続すべき負荷の種類に対応
した状態をユーザに設定させるスイッチと、そのスイッ
チの設定に従って制御信号を出力する制御回路と、直流
電源の出力を上記制御信号に基づいて昇圧するＤＣ／Ｄ
Ｃ昇圧回路と、そのＤＣ／ＤＣ昇圧回路が出力する直流
電圧を所定の電圧実効値の交流に変換する変換回路と、
を有する。
は、当該インバータ回路に接続すべき負荷の種類に対応
した状態をユーザに設定させるスイッチと、そのスイッ
チの設定に従って制御信号を出力する制御回路と、直流
電源の出力を上記制御信号に基づいて昇圧するＤＣ／Ｄ
Ｃ昇圧回路と、そのＤＣ／ＤＣ昇圧回路が出力する直流
電圧を所定の電圧実効値の交流に変換する変換回路と、
を有する。
【００１１】上記構成によれば、ユーザの設定により、
変換回路に供給される直流電圧が決まる。変換回路は、
所定の電圧実効値を保持するようにその直流電圧を交流
に変換するので、供給される直流電圧に応じた出力波形
の交流が出力される。すなわち、ユーザの設定により、
インバータ回路の出力波形をかえることができる。
変換回路に供給される直流電圧が決まる。変換回路は、
所定の電圧実効値を保持するようにその直流電圧を交流
に変換するので、供給される直流電圧に応じた出力波形
の交流が出力される。すなわち、ユーザの設定により、
インバータ回路の出力波形をかえることができる。
【００１２】上記構成において、ＤＣ／ＤＣ昇圧回路が
ＰＷＭ方式で昇圧を行う場合、制御回路は、制御信号と
して、上記スイッチの設定に従ったデューティを有する
パルス信号を出力する。
ＰＷＭ方式で昇圧を行う場合、制御回路は、制御信号と
して、上記スイッチの設定に従ったデューティを有する
パルス信号を出力する。
【００１３】
【発明の実施の形態】図１は、本実施形態のインバータ
回路の構成図である。図１において使用する符号のう
ち、図５で使用した符号と同じものは、同じ対象を表
す。すなわち、本実施形態のインバータ回路は、バッテ
リ１０１の出力を実効値が１００Ｖrms の商用電源の出
力と同等のものに変換する。本実施形態のインバータ回
路は、接続される負荷の種類をユーザに選択させるスイ
ッチを有し、そのスイッチの設定に応じて出力電圧を自
動的に制御することができる。
回路の構成図である。図１において使用する符号のう
ち、図５で使用した符号と同じものは、同じ対象を表
す。すなわち、本実施形態のインバータ回路は、バッテ
リ１０１の出力を実効値が１００Ｖrms の商用電源の出
力と同等のものに変換する。本実施形態のインバータ回
路は、接続される負荷の種類をユーザに選択させるスイ
ッチを有し、そのスイッチの設定に応じて出力電圧を自
動的に制御することができる。
【００１４】ＤＣ／ＤＣ昇圧部２は、ここでは、ＰＷＭ
（パルス幅変調）方式で出力電圧を制御するスイッチン
グレギュレータであり、一次側制御部１２により生成さ
れるパルス信号に従って出力電圧を決定する。ＤＣ／Ｄ
Ｃ昇圧部２は、たとえば、パルス信号のデューティが大
きい程（パルス信号の「Ｈ」レベルの期間の比率が大き
い程）、出力電圧を高くする。
（パルス幅変調）方式で出力電圧を制御するスイッチン
グレギュレータであり、一次側制御部１２により生成さ
れるパルス信号に従って出力電圧を決定する。ＤＣ／Ｄ
Ｃ昇圧部２は、たとえば、パルス信号のデューティが大
きい程（パルス信号の「Ｈ」レベルの期間の比率が大き
い程）、出力電圧を高くする。
【００１５】スイッチ１１は、このインバータ回路に接
続される負荷の種類をユーザに選択させる。スイッチ１
１の設定としては、「充電器」、「一般」および「モー
タ」の３つがある。
続される負荷の種類をユーザに選択させる。スイッチ１
１の設定としては、「充電器」、「一般」および「モー
タ」の３つがある。
【００１６】一次側制御部１２は、スイッチ１１の設定
に基づいて、ＤＣ／ＤＣ昇圧部２を制御するためのパル
ス信号のデューティを決定する。たとえば、スイッチ１
１が「充電器」に設定されている場合には、一次側制御
部１２は、整流回路４の出力が１４０Ｖとなるようにパ
ルス信号のデューティを調整する。同様に、スイッチ１
１が「一般」、「モータ」のときは、一次側制御部１２
は、整流回路４の出力が、それぞれ１２０Ｖ、１００Ｖ
となるようにパルス信号のデューティを調整する。上記
構成により、整流回路４の出力電圧、すなわち、Ｈブリ
ッジ回路６に供給される直流電圧は、ユーザが要求する
値になる。
に基づいて、ＤＣ／ＤＣ昇圧部２を制御するためのパル
ス信号のデューティを決定する。たとえば、スイッチ１
１が「充電器」に設定されている場合には、一次側制御
部１２は、整流回路４の出力が１４０Ｖとなるようにパ
ルス信号のデューティを調整する。同様に、スイッチ１
１が「一般」、「モータ」のときは、一次側制御部１２
は、整流回路４の出力が、それぞれ１２０Ｖ、１００Ｖ
となるようにパルス信号のデューティを調整する。上記
構成により、整流回路４の出力電圧、すなわち、Ｈブリ
ッジ回路６に供給される直流電圧は、ユーザが要求する
値になる。
【００１７】Ｈブリッジ回路６は、二次側制御部１３の
制御に従って整流回路４から供給される直流電圧を交流
に変換する。二次側制御部７は、Ｈブリッジ回路６の入
力電圧または出力電圧をモニタしながら、Ｈブリッジ回
路６の出力が、周波数が５５Hzであり、かつ実効値が１
００Ｖrms である交流となるようにＨブリッジ回路６を
制御する。
制御に従って整流回路４から供給される直流電圧を交流
に変換する。二次側制御部７は、Ｈブリッジ回路６の入
力電圧または出力電圧をモニタしながら、Ｈブリッジ回
路６の出力が、周波数が５５Hzであり、かつ実効値が１
００Ｖrms である交流となるようにＨブリッジ回路６を
制御する。
【００１８】図２(a) は、スイッチ１１の設定を「充電
器」としたときのＨブリッジ回路６の出力波形を示す図
である。スイッチ１１の設定を「充電器」とすると、上
述したように、Ｈブリッジ回路６には１４０Ｖの直流電
圧が供給される。この状態でＨブリッジ回路６の交流出
力電圧の実効値を１００Ｖrms とするためには、デュー
ティを５１パーセントに設定すればよい。ここで言う
「デューティ」とは、Ｈブリッジ回路６に電流を流す期
間と流さない期間との時間比率である。
器」としたときのＨブリッジ回路６の出力波形を示す図
である。スイッチ１１の設定を「充電器」とすると、上
述したように、Ｈブリッジ回路６には１４０Ｖの直流電
圧が供給される。この状態でＨブリッジ回路６の交流出
力電圧の実効値を１００Ｖrms とするためには、デュー
ティを５１パーセントに設定すればよい。ここで言う
「デューティ」とは、Ｈブリッジ回路６に電流を流す期
間と流さない期間との時間比率である。
【００１９】したがって、二次側制御部１３は、Ｈブリ
ッジ回路６に１４０Ｖの直流電圧が供給されていること
を検出すると、まず、１周期（ここでは、１／５５秒）
の半分のその５１パーセントの時間だけＨブリッジ回路
６に電流を流し、その後、１周期の半分のその４９パー
セントの時間だけその電流を停止する。続いて、１周期
の半分のその５１パーセントの時間だけＨブリッジ回路
６に上記の電流と反対方向の電流を流し、その後、１周
期の半分のその４９パーセントの時間だけその電流を停
止する。この動作を繰り返すことにより、Ｈブリッジ回
路６の交流出力電圧の実効値が１００Ｖrms となる。
ッジ回路６に１４０Ｖの直流電圧が供給されていること
を検出すると、まず、１周期（ここでは、１／５５秒）
の半分のその５１パーセントの時間だけＨブリッジ回路
６に電流を流し、その後、１周期の半分のその４９パー
セントの時間だけその電流を停止する。続いて、１周期
の半分のその５１パーセントの時間だけＨブリッジ回路
６に上記の電流と反対方向の電流を流し、その後、１周
期の半分のその４９パーセントの時間だけその電流を停
止する。この動作を繰り返すことにより、Ｈブリッジ回
路６の交流出力電圧の実効値が１００Ｖrms となる。
【００２０】同様に、二次側制御部１３は、Ｈブリッジ
回路６に１２０Ｖの直流電圧が供給されていることを検
出すると、図２(b) に示すように、実効値を１００Ｖrm
s に保持するためにデューティを７０パーセントとし、
また、１００Ｖの直流電圧が供給されていることを検出
すると、図２(c) に示すように、デューティを１００パ
ーセントとする。
回路６に１２０Ｖの直流電圧が供給されていることを検
出すると、図２(b) に示すように、実効値を１００Ｖrm
s に保持するためにデューティを７０パーセントとし、
また、１００Ｖの直流電圧が供給されていることを検出
すると、図２(c) に示すように、デューティを１００パ
ーセントとする。
【００２１】上記構成により、Ｈブリッジ回路６は、実
効値を１００Ｖrms に保ちながら、ユーザによるスイッ
チ設定に従ったピーク値を持つ交流電圧を出力する。な
お、Ｈブリッジ回路６の出力は、出力フィルタ８を介し
て負荷に供給される。
効値を１００Ｖrms に保ちながら、ユーザによるスイッ
チ設定に従ったピーク値を持つ交流電圧を出力する。な
お、Ｈブリッジ回路６の出力は、出力フィルタ８を介し
て負荷に供給される。
【００２２】なお、二次側制御部１３は、過電流保護機
能を備え、負荷に所定値を越える電流が流れたことを検
出すると、負荷への電流供給を停止するようにＨブリッ
ジ回路６を制御する。
能を備え、負荷に所定値を越える電流が流れたことを検
出すると、負荷への電流供給を停止するようにＨブリッ
ジ回路６を制御する。
【００２３】図３は、スイッチ１１および一次側制御部
１２の詳細構成図である。スイッチ１１は、「充電
器」、「一般」および「モータ」にそれぞれ対応した抵
抗Ｒ1 〜Ｒ3 を有する。抵抗Ｒ1 〜Ｒ3 は、それぞれ接
地されている。ユーザの選択操作は、結果的に、この中
の１本の抵抗を選択することになる。
１２の詳細構成図である。スイッチ１１は、「充電
器」、「一般」および「モータ」にそれぞれ対応した抵
抗Ｒ1 〜Ｒ3 を有する。抵抗Ｒ1 〜Ｒ3 は、それぞれ接
地されている。ユーザの選択操作は、結果的に、この中
の１本の抵抗を選択することになる。
【００２４】一次側制御部１２は、差動アンプ２１、コ
ンパレータ２２、三角波発生部２３を含み、ＤＣ／ＤＣ
昇圧部２を制御するパルス信号を出力する。一次側制御
部１２の基本的な機能は、汎用ＩＣ（たとえば、μｐＣ
４９４など）を用いて実現してもよい。
ンパレータ２２、三角波発生部２３を含み、ＤＣ／ＤＣ
昇圧部２を制御するパルス信号を出力する。一次側制御
部１２の基本的な機能は、汎用ＩＣ（たとえば、μｐＣ
４９４など）を用いて実現してもよい。
【００２５】差動アンプ２１の＋端子には、整流回路４
の出力電圧であるフィードバック信号が抵抗Ｒを介して
入力される。このフィードバックラインは、抵抗Ｒ1 〜
Ｒ3の中の選択された１つの抵抗を介して接地される。
したがって、差動アンプ２１の＋端子には、フィードバ
ック信号が抵抗Ｒと上記抵抗Ｒ1 〜Ｒ3 の中の選択され
た抵抗とにより分圧されて入力されることになる。一
方、差動アンプ２１の−端子には、参照電圧Ｖref が印
加されている。そして、差動アンプ２１は、これらの差
分を増幅して出力する。
の出力電圧であるフィードバック信号が抵抗Ｒを介して
入力される。このフィードバックラインは、抵抗Ｒ1 〜
Ｒ3の中の選択された１つの抵抗を介して接地される。
したがって、差動アンプ２１の＋端子には、フィードバ
ック信号が抵抗Ｒと上記抵抗Ｒ1 〜Ｒ3 の中の選択され
た抵抗とにより分圧されて入力されることになる。一
方、差動アンプ２１の−端子には、参照電圧Ｖref が印
加されている。そして、差動アンプ２１は、これらの差
分を増幅して出力する。
【００２６】コンパレータ２２は、差動アンプ２１の出
力レベルと三角波発生部２３が生成する三角波とを比較
し、その比較結果としてパルス信号を生成する。このパ
ルス信号は、上述したように、ＤＣ／ＤＣ昇圧部２の出
力電圧を決定する制御信号であり、そのデューティが大
きい程（パルス信号の「Ｈ」レベルの期間の比率が大き
い程）、出力電圧が高くなる。なお、ここで、三角波を
固定的な周期信号とすると、コンパレータ２２の出力す
るパルス信号のデューティは、差動アンプ２１の＋端子
の入力電圧によって決まる。
力レベルと三角波発生部２３が生成する三角波とを比較
し、その比較結果としてパルス信号を生成する。このパ
ルス信号は、上述したように、ＤＣ／ＤＣ昇圧部２の出
力電圧を決定する制御信号であり、そのデューティが大
きい程（パルス信号の「Ｈ」レベルの期間の比率が大き
い程）、出力電圧が高くなる。なお、ここで、三角波を
固定的な周期信号とすると、コンパレータ２２の出力す
るパルス信号のデューティは、差動アンプ２１の＋端子
の入力電圧によって決まる。
【００２７】抵抗Ｒ1 〜Ｒ3 の抵抗値の決定方法の一例
を説明する。ここでは、「充電器」に対応する抵抗Ｒ1
を決定する場合を説明する。また、以下の説明では、バ
ッテリ１０１の出力電圧が一定であるものとする。
を説明する。ここでは、「充電器」に対応する抵抗Ｒ1
を決定する場合を説明する。また、以下の説明では、バ
ッテリ１０１の出力電圧が一定であるものとする。
【００２８】まず、一次側制御部１２が生成するパルス
信号のデューティがＤ1 であったときに、整流回路４の
出力電圧が１４０Ｖになるものとする。ここで言う「デ
ューティ」は、図４(a) において、Ｄ＝１００ａ／（ａ
＋ｂ）である。続いて、デューティＤ1 が得られるスラ
イスレベルＳ1 を求める（図４(b) 参照）。ここで、ス
ライスレベルＳとは、コンパレータ２２の＋端子の電圧
である。さらに、参照電圧Ｖref の値、および差動アン
プ２１の利得などを考慮し、差動アンプ２１の出力がス
ライスレベルＳ1 になるような差動アンプ２１の入力電
圧Ｖ1 を算出する。
信号のデューティがＤ1 であったときに、整流回路４の
出力電圧が１４０Ｖになるものとする。ここで言う「デ
ューティ」は、図４(a) において、Ｄ＝１００ａ／（ａ
＋ｂ）である。続いて、デューティＤ1 が得られるスラ
イスレベルＳ1 を求める（図４(b) 参照）。ここで、ス
ライスレベルＳとは、コンパレータ２２の＋端子の電圧
である。さらに、参照電圧Ｖref の値、および差動アン
プ２１の利得などを考慮し、差動アンプ２１の出力がス
ライスレベルＳ1 になるような差動アンプ２１の入力電
圧Ｖ1 を算出する。
【００２９】上記の場合、「充電器」に対応する抵抗Ｒ
1 の抵抗値は、スイッチ１１の設定が「充電器」であっ
たときにフィードバック信号が１４０Ｖであることを考
慮すると、１４０・Ｒ1 ／（Ｒ＋Ｒ1 ）＝Ｖ1 により求
められる。抵抗Ｒ2 及びＲ3の抵抗値も、同様の手法で
決定できる。
1 の抵抗値は、スイッチ１１の設定が「充電器」であっ
たときにフィードバック信号が１４０Ｖであることを考
慮すると、１４０・Ｒ1 ／（Ｒ＋Ｒ1 ）＝Ｖ1 により求
められる。抵抗Ｒ2 及びＲ3の抵抗値も、同様の手法で
決定できる。
【００３０】負荷により好適な供給電圧が異なる理由を
説明する。たとえば、充電器は、一般に、交流１００Ｖ
を降圧した後、その降圧した電圧と充電すべきバッテリ
の電圧との電位差で充電する。したがって、交流電圧の
ピーク値が高いほど、降圧した電圧と充電すべきバッテ
リの電圧との電位差が大きく、容易に充電させることが
できる。このため、充電器用としては、高い電圧ピーク
値が要求される。
説明する。たとえば、充電器は、一般に、交流１００Ｖ
を降圧した後、その降圧した電圧と充電すべきバッテリ
の電圧との電位差で充電する。したがって、交流電圧の
ピーク値が高いほど、降圧した電圧と充電すべきバッテ
リの電圧との電位差が大きく、容易に充電させることが
できる。このため、充電器用としては、高い電圧ピーク
値が要求される。
【００３１】一方、モータは、一般に、起動時には定格
を越える電力を必要とし、また、起動時にはモータ自体
の負荷抵抗が小さい。このため、モータの起動時には、
大電流が流れ、インバータ回路が過電流保護機能を有し
ている場合には、ＯＣＬ（過電流制限：Over Current L
imit）動作が実行される。すなわち、インバータ回路が
過電流保護機能を有している場合、インバータ回路が供
給できる電流は、モータが起動時に必要とする電流より
も小さく制限されてしまう。ここで、ある限られた電流
でより多くの電力を供給するためには、電流を流す期間
を長くすればよい。すなわち、モータ用としては、その
起動時の動作を考えると、デューティを大きくすること
が望ましい。従って、モータ用としては、デューティを
大きくするために、電圧ピーク値を他の負荷よりも低く
設定することが要求される。
を越える電力を必要とし、また、起動時にはモータ自体
の負荷抵抗が小さい。このため、モータの起動時には、
大電流が流れ、インバータ回路が過電流保護機能を有し
ている場合には、ＯＣＬ（過電流制限：Over Current L
imit）動作が実行される。すなわち、インバータ回路が
過電流保護機能を有している場合、インバータ回路が供
給できる電流は、モータが起動時に必要とする電流より
も小さく制限されてしまう。ここで、ある限られた電流
でより多くの電力を供給するためには、電流を流す期間
を長くすればよい。すなわち、モータ用としては、その
起動時の動作を考えると、デューティを大きくすること
が望ましい。従って、モータ用としては、デューティを
大きくするために、電圧ピーク値を他の負荷よりも低く
設定することが要求される。
【００３２】このように、本実施形態のインバータ回路
は、実効値を一定に保ちながら、負荷の応じてユーザが
出力波形（出力電圧のピーク値や、デューティ）を任意
に設定することができる。
は、実効値を一定に保ちながら、負荷の応じてユーザが
出力波形（出力電圧のピーク値や、デューティ）を任意
に設定することができる。
【００３３】なお、上記実施例では、二次側制御部１３
は、Ｈブリッジ回路６の入力電圧または出力電圧に基づ
いてＨブリッジ回路６の出力を制御しているが、スイッ
チ１１の設定に基づいてＨブリッジ回路６の出力を制御
するようにしてもよい。
は、Ｈブリッジ回路６の入力電圧または出力電圧に基づ
いてＨブリッジ回路６の出力を制御しているが、スイッ
チ１１の設定に基づいてＨブリッジ回路６の出力を制御
するようにしてもよい。
【００３４】
【発明の効果】本発明のインバータ回路は、接続する負
荷に応じて出力波形を設定する機能を設けたので、常
に、好適な状態で負荷を動作させることができる。ま
た、本発明のインバータ回路は、スイッチを用いてユー
ザに負荷の種類を設定させる構成であり、上記機能を非
常に安価に実現できる。
荷に応じて出力波形を設定する機能を設けたので、常
に、好適な状態で負荷を動作させることができる。ま
た、本発明のインバータ回路は、スイッチを用いてユー
ザに負荷の種類を設定させる構成であり、上記機能を非
常に安価に実現できる。
【図１】本実施形態のインバータ回路の構成図である。
【図２】Ｈブリッジ回路の出力を示す図である。
【図３】スイッチおよび一次側制御部の詳細構成図であ
る。
る。
【図４】スイッチを構成する抵抗の抵抗値を決定する手
法を説明する図である。
法を説明する図である。
【図５】(a) は、従来のインバータ回路の一例の構成図
であり、(b) は、その出力を示す図である。
であり、(b) は、その出力を示す図である。
２ ＤＣ／ＤＣ昇圧部 ４ 整流回路 ６ Ｈブリッジ回路 １１ スイッチ １２ 一次側制御部 １３ 二次側制御部
Claims (4)
- 【請求項１】 接続すべき負荷の種類に対応した状態を
ユーザに設定させるスイッチと、 上記スイッチの設定に従って制御信号を出力する制御回
路と、 直流電源の出力を上記制御信号に基づいて昇圧するＤＣ
／ＤＣ昇圧回路と、 上記ＤＣ／ＤＣ昇圧回路が出力する直流電圧を所定の電
圧実効値の交流に変換する変換回路と、 を有するインバータ回路。 - 【請求項２】 上記ＤＣ／ＤＣ昇圧回路は、ＰＷＭ方式
で昇圧を行う構成であって、 上記制御回路は、制御信号として、上記スイッチの設定
に従ったデューティを有するパルス信号を出力する請求
項１に記載のインバータ回路。 - 【請求項３】 上記接続すべき負荷の種類は、少なくと
も、充電器、一般、およびモータを含む請求項１に記載
のインバータ回路。 - 【請求項４】 上記制御回路は、上記ＤＣ／ＤＣ昇圧回
路から供給される直流電圧の電圧値をピーク電圧とする
交流を生成する請求項１に記載のインバータ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9198159A JPH1141950A (ja) | 1997-07-24 | 1997-07-24 | インバータ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9198159A JPH1141950A (ja) | 1997-07-24 | 1997-07-24 | インバータ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1141950A true JPH1141950A (ja) | 1999-02-12 |
Family
ID=16386453
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9198159A Pending JPH1141950A (ja) | 1997-07-24 | 1997-07-24 | インバータ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1141950A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2015189884A1 (ja) * | 2014-06-09 | 2015-12-17 | 株式会社日立産機システム | 電力変換装置 |
-
1997
- 1997-07-24 JP JP9198159A patent/JPH1141950A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2015189884A1 (ja) * | 2014-06-09 | 2015-12-17 | 株式会社日立産機システム | 電力変換装置 |
| JPWO2015189884A1 (ja) * | 2014-06-09 | 2017-04-20 | 株式会社日立産機システム | 電力変換装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20010911 |